WO2014190670A1 - 一种提供零温度系数电压和电流的方法及电路 - Google Patents

一种提供零温度系数电压和电流的方法及电路 Download PDF

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WO2014190670A1
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resistor
temperature coefficient
field effect
current
effect transistor
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李振国
赵东艳
原义栋
胡毅
杨小坤
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国家电网公司
北京南瑞智芯微电子科技有限公司
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • a bandgap reference source circuit is widely used in analog circuits.
  • a bandgap reference source circuit can provide a voltage independent of process, voltage and temperature, which can be used for temperature detection circuits, data converters, low dropout linearity. In a circuit such as a voltage regulator.
  • the VBE voltage difference obtained by two transistors of different current densities with positive temperature characteristics is mainly used, and the voltage is added to a low temperature coefficient resistor (the temperature coefficient of the temperature coefficient and the VBE voltage difference) On a relatively small basis, a current proportional to temperature is obtained, which is then sent to a low temperature coefficient resistor of the same type to obtain a positive temperature coefficient voltage, which has a negative temperature coefficient of VBE voltage with the transistor. Add together to get a zero temperature coefficient voltage.
  • the present invention provides a method and circuit for providing zero temperature coefficient voltage and current, which can simultaneously provide zero temperature coefficient voltage and zero temperature coefficient current. .
  • a bandgap reference source circuit comprising: a first bipolar transistor, a second bipolar transistor, a first FET, a second FET, an operational amplifier, a first resistor, a second resistor, a third resistor, and a fourth resistor;
  • the collector and the base of the first bipolar transistor are grounded, and the emitter is connected to one end of the second resistor and an inverting input end of the operational amplifier;
  • the collector and the base of the second bipolar transistor are grounded, the emitter is connected to one end of the first resistor, and the other end of the first resistor is connected to one end of the third resistor and the positive of the operational amplifier Phase input
  • the drain of the first FET is connected to the other end of the second resistor, the other end of the third resistor, one end of the fourth resistor, and the other end of the fourth resistor is grounded;
  • a gate of the first FET and a gate of the second FET connected to an output of the operational amplifier; a source of the first FET and a source of the second FET a pole connected to the power source; the drain of the second field effect transistor is a zero temperature coefficient current output terminal;
  • the first resistor, the second resistor, and the third resistor are resistances of a positive temperature coefficient or resistors of a negative temperature coefficient
  • the fourth resistor is a resistor of a positive temperature coefficient
  • a positive temperature coefficient of the fourth resistor is greater than An absolute value of a temperature coefficient of the first resistor, the second resistor, and the third resistor.
  • the resistance of the second resistor and the third resistor are equal.
  • the fourth resistor is replaced by a series connection of a fifth resistor and a sixth resistor.
  • a seventh resistor is further included, and a drain of the first FET is connected to the second resistor and the third resistor through a seventh resistor.
  • the first field effect transistor and the second field effect transistor are MOS field effect transistors.
  • the first bipolar transistor and the second bipolar transistor are PNP bipolar transistors.
  • the present invention also provides a method for providing zero temperature coefficient voltage and current, comprising providing the aforementioned bandgap reference source circuit, and further comprising the following steps :
  • the fourth resistor is adjusted such that the current through the negative temperature coefficient of the fourth resistor is added to the current of the positive temperature coefficient of the first bipolar transistor and the second bipolar transistor to obtain a current of zero temperature coefficient.
  • the method further includes:
  • the relative magnitudes of the fifth and sixth resistors are adjusted to obtain a second voltage having a zero temperature coefficient ranging between 0V and the first voltage.
  • the invention obtains a current with a negative temperature coefficient by using a fourth resistance of a positive temperature coefficient, and the current is added to the PTAT current to obtain a zero temperature coefficient current; by using the generated positive temperature coefficient current, by appropriately setting the first resistance, The resistance of the second resistor and the third resistor can obtain a zero temperature coefficient voltage; and the zero temperature coefficient voltage is not affected by the fourth resistor; in actual preparation, the device is deviated from the design value, and the first resistor can be finely adjusted.
  • the second resistor and the third resistor obtain a zero temperature coefficient voltage; by trimming the magnitude of the fourth resistor, a zero temperature coefficient current is obtained; and the voltage division of the fifth resistor and the sixth resistor can obtain a bandgap reference voltage smaller than IV; By adjusting the ratio of the fifth resistor and the sixth resistor, a multi-value reference voltage output can be realized, which provides the system with better flexibility.
  • FIG. 1 is a structural diagram of a bandgap reference source circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a structural diagram of another bandgap reference source circuit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a structural diagram of another bandgap reference source circuit according to an embodiment of the present invention
  • a flow chart of a method of providing zero temperature coefficient voltage and current is provided in the example.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a bandgap reference source circuit according to an embodiment of the present invention, including: a first bipolar transistor Q1, a second bipolar transistor Q2, a first field effect transistor M1, and a second field effect transistor M2. , an operational amplifier A, a first resistor R1, a second resistor R2, a third resistor R3, and a fourth resistor R4;
  • the collector and the base of the first bipolar transistor Q1 are grounded, and the emitter is connected to one end of the second resistor R2 and the inverting input terminal VN of the operational amplifier A;
  • the collector and the base of the second bipolar transistor Q2 are grounded, the emitter is connected to one end of the first resistor R1, the other end of the first resistor R1 is connected to one end of the third resistor R3 and the positive phase input terminal VP of the operational amplifier A;
  • the drain of the first field effect transistor M1 is connected to the other end of the second resistor R2, the other end of the third resistor R3, one end of the fourth resistor R4, and the other end of the fourth resistor R4 is grounded;
  • the gate of the first field effect transistor M1 and the gate of the second field effect transistor M2 are connected to the output terminal of the operational amplifier A; the source of the first field effect transistor M1 and the source of the second field effect transistor M2 are connected to the power source VDD;
  • the drain of the second field effect transistor M2 is a zero temperature coefficient current output terminal;
  • the first resistor R1, the second resistor R2, the third resistor R3 are resistors with a positive temperature coefficient or a resistor with a negative temperature coefficient
  • the fourth resistor R4 is a resistor with a positive temperature coefficient
  • the positive temperature coefficient of the fourth resistor R4 is respectively The absolute value of the temperature coefficient is greater than the first resistor R1, the second resistor R2, and the third resistor R3.
  • the gain of the operational amplifier A is large enough, and the input impedance is infinite, so that the voltages of the VP and VN points are equal;
  • the saturation current of the bipolar transistor is the thermal voltage
  • ⁇ is the absolute temperature
  • ⁇ is the electron charge, which is the emitter-base voltage of the bipolar transistor.
  • the current in the bipolar transistor is:
  • the resistors R2 and R3 are equal in magnitude, and the voltages at the positive and negative input terminals of the operational amplifier A are also equal, so the currents in the resistors R2 and R3 are equal; therefore, the first bipolar transistor Q1 and the second bipolar transistor Q2 are The current / ffl , 2 is equal, the difference between the emitter and base voltages of the two is
  • the difference between the emitter-base voltages of the first bipolar transistor Q1 and the second bipolar transistor Q2 is:
  • the current in the first bipolar transistor Q1 and the second bipolar transistor Q2 is equal to the current in the resistor R1:
  • first bipolar transistor Q1 current l Q1 and the second bipolar transistor Q2 current ⁇ ⁇ are positive temperature coefficient currents.
  • Rl generates a voltage proportional to the positive temperature coefficient of temperature.
  • the zero temperature coefficient voltage VBG can be obtained, and the VBG is not affected by the resistor R4. Since the first field effect transistor M1 and the second field effect transistor M2 are equal in size, the currents are also equal.
  • the size is the sum of the first bipolar transistor Q1 current i Q1 , the second bipolar transistor Q2 current i Q2 and the current R R4 of the resistor R4:
  • the first bipolar transistor Q1 current / ei , the second bipolar transistor Q2 current 2 is a positive temperature coefficient current
  • the current R 4 of the resistor R4 is a negative temperature coefficient current, by appropriately selecting the size of R4, Obtaining a zero temperature coefficient current, mirroring the current in the first field effect transistor M1 to the second field effect transistor M2, therefore, the second field effect transistor M2 can be used to provide a current with a zero temperature coefficient outward without affecting the zero temperature coefficient.
  • Voltage VBG Voltage
  • first field effect transistor M1 and the second field effect transistor M2 form a current mirror, and the current mirror function can also be completed by using a PNP type bipolar collective tube or a junction field effect tube;
  • PNP type bipolar collective tube or a junction field effect tube The structure and principle are prior art and will not be described in detail herein.
  • the fourth resistor R4 is replaced by two series resistors R4A and R4B, whereby the voltage VBGLV on the resistor R4B can be obtained:
  • VBGLV VBG * ⁇ ⁇ ⁇ ( 10 )
  • the voltage VBGLV is also a zero temperature coefficient. By adjusting the relative sizes of R4A and R4B, the VBGLV can be adjusted to vary between 0V and VBG.
  • the bandgap reference reference source circuit is further improved.
  • the bandgap reference reference source circuit includes:
  • the collector and the base of the first bipolar transistor Q1 are grounded, the emitter is connected to one end of the second resistor R2 and the inverting input terminal VN of the operational amplifier A; the other end of the second resistor R2 is connected to one end of the seventh resistor R23;
  • the collector and the base of the second bipolar transistor Q2 are grounded, the emitter is connected to one end of the first resistor R1, the other end of the first resistor R1 is connected to one end of the third resistor R3 and the positive phase input terminal VP of the operational amplifier A;
  • the other end of the third resistor R3 is connected to one end of the seventh resistor R23;
  • the drain of the first field effect transistor M1 is connected to the other end of the seventh resistor R23, one end of the fifth resistor R4A, the other end of the fifth resistor R4A is connected to one end of the sixth resistor R4B, and the other end of the sixth resistor R4B is grounded;
  • the gate of the first field effect transistor M1 and the gate of the second field effect transistor M2 are connected to the output terminal of the operational amplifier A;
  • the source of the first field effect transistor M1 and the source of the second field effect transistor M2 are connected to the power source VDD;
  • the drain of the second field effect transistor M2 is a zero temperature coefficient current output terminal;
  • the first resistor R1, the second resistor R2, the third resistor R3 are resistors with a positive temperature coefficient or a resistor with a negative temperature coefficient
  • the fourth resistor R4 is a resistor with a positive temperature coefficient
  • the positive temperature coefficient of the fourth resistor R4 is respectively The absolute value of the temperature coefficient is greater than the first resistor R1, the second resistor R2, and the third resistor R3.
  • the total resistance can be reduced and the chip area can be reduced, because the current flowing in R23 is the sum of the currents in the resistors R2 and R3 when the same voltage drop is achieved, so that the total resistance can be made. The resistance is reduced.
  • a method for providing zero temperature coefficient voltage and current includes providing the above-mentioned bandgap reference source circuit, and further comprising the following steps:
  • the fourth resistor is adjusted such that the current through the negative temperature coefficient of the fourth resistor is added to the current of the positive temperature coefficient of the first bipolar transistor and the second bipolar transistor to obtain a current of zero temperature coefficient.
  • the method further includes: adjusting a relative magnitude of the fifth resistor and the sixth resistor to obtain a zero temperature coefficient ranging between 0V and the first voltage. The second voltage.
  • the invention obtains a current with a negative temperature coefficient by using a positive temperature coefficient resistor R4, and the current is added to the PTAT current to obtain a zero temperature coefficient current; using the generated positive temperature coefficient current, by appropriately setting the resistors R1, R2, R3
  • the resistance value can be obtained by zero temperature coefficient voltage VBG; and VBG is not affected by the resistor R4; in actual preparation, the device will deviate from the design value, and the zero temperature coefficient voltage can be obtained by fine-tuning Rl, R2, and R3;
  • the size of R4 is zero current coefficient; the voltage division of resistors R4A and R4B can be used to obtain the bandgap reference voltage less than IV; by adjusting the ratio of R4A and R4B, the reference voltage output of multiple magnitudes can be realized, which is provided to the system. For better flexibility.
  • a person skilled in the art will recognize that various modifications and changes can be made thereto without departing from the spirit and scope of the invention. Thus, it is intended that the present invention cover

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Abstract

一种提供零温度系数电压和电流的方法和电路。所述电路包括第一双极型晶体管（Q1）、第二双极型晶体管（Q2）、第一场效应管（M1）、第二场效应管（M2）、运算放大器（A）、第一电阻（R1）、第二电阻（R2）、第三电阻（R3）、第四电阻（R4）；第一双极型晶体管（Q1）的集电极和基极接地，发射极连接第二电阻（R2）的一端和运算放大器（A）的反相输入端（VN）；第二双极型晶体管（Q2）的集电极和基极接地，发射极连接第一电阻（R1）的一端，第一电阻（R1）的另一端连接第三电阻（R3）的一端和运算放大器（A）的正相输入端（VP）；第一场效应管（M1）的漏极连接第二电阻（R2）的另一端、第三电阻（R3）的另一端和第四电阻（R4）的一端，第四电阻（R4）的另一端接地；两个场效应管的栅极同时连接运算放大器（A）的输出端，源极同时连接电源（VDD）。所述方法和电路能够同时提供零温度系数的电压和电流。

Description

一种提供零温度系数电压和电流的方法及电路
技术领域 本发明涉及集成电路设计领域， 尤其涉及一种提供零温度系数电压和 电流的方法及电路。 背景技术 带隙基准参考源电路广泛地应用于模拟电路中， 带隙基准参考源电路 可以提供一个与工艺、 电压和温度无关的电压， 该电压可用于温度检测电 路、 数据转换器、 低压差线性稳压器等电路中。
在现有的技术实现中， 主要采用具有正温度特性的两个不同电流密度 的三极管得到的 VBE电压差， 并将该电压加到一个低温度系数电阻 （其 温度系数与 VBE电压差的温度系数相比甚微） 上， 得到一个与温度成正 比的电流， 再将该电流送给一个相同类型的低温度系数电阻， 得到一个正 温度系数的电压， 该电压与三极管具有负温度系数的 VBE电压相加， 得 到一个零温度系数电压。
在深亚微米工艺下， 芯片的集成度越来越高， 功耗也越来越大， 使得 芯片的工作温度变化比较大， 使得电路中的工作电流也随温度变化而变 化， 目前的技术仅能提供零温度系数的电压， 无法同时得到零温度系数的 电流。 发明内容 为了解决现有技术中无法同时得到零温度系数的电压和电流的缺陷， 本发明提出一种提供零温度系数电压和电流的方法及电路， 能够同时提供 零温度系数电压和零温度系数电流。
本发明的一个方面， 提供一种带隙基准参考源电路， 其特征在于， 包 括第一双极型晶体管、 第二双极型晶体管、 第一场效应管、 第二场效应管、 运算放大器、 第一电阻、 第二电阻、 第三电阻、 第四电阻； 其中，
所述第一双极型晶体管的集电极和基极接地， 发射极连接所述第二电 阻的一端和所述运算放大器的反相输入端； 所述第二双极型晶体管的集电极和基极接地， 发射极连接所述第一电 阻的一端， 所述第一电阻的另一端连接所述第三电阻的一端和所述运算放 大器的正相输入端；
所述第一场效应管的漏极连接所述第二电阻的另一端、 所述第三电阻 的另一端、 所述第四电阻的一端， 所述第四电阻的另一端接地；
所述第一场效应管的栅极和所述第二场效应管的栅极连接所述运算 放大器的输出端； 所述第一场效应管的源极和所述第二场效应管的源极连 接电源； 所述第二场效应管的漏极为零温度系数电流输出端；
所述第一电阻、 第二电阻、 第三电阻为正温度系数的电阻或负温度系 数的电阻， 所述第四电阻为正温度系数的电阻， 且所述第四电阻的正温度 系数分别大于所述第一电阻、 第二电阻、 第三电阻的温度系数的绝对值。
作为上述技术方案的优选， 所述第二电阻与第三电阻的阻值相等。 作为上述技术方案的优选， 所述第四电阻由第五电阻和第六电阻串联 替代。
作为上述技术方案的优选， 还包括第七电阻， 所述第一场效应管的漏 极通过第七电阻与所述第二电阻、 第三电阻相连。
作为上述技术方案的优选，所述第一场效应管、第二场效应管为 MOS 场效应管。
作为上述技术方案的优选， 所述第一双极型晶体管、 第二双极型晶体 管为 PNP型双极型晶体管。
为了解决现有技术中无法同时得到零温度系数的电压和电流的缺陷， 本发明还提出一种提供零温度系数电压和电流的方法， 包括提供前述的带 隙基准参考源电路， 还包括以下步骤：
设置运算放大器的正相输入端和反相输入端具有相等的电压； 调节第一电阻、 第二电阻和第三电阻， 使第二电阻上的正温度系数的 电压与第一双极型晶体管的负温度系数的电压相加， 得到零温度系数的第 一电压；
调节第四电阻， 使经过第四电阻的负温度系数的电流与第一双极型晶 体管和第二双极型晶体管的正温度系数的电流相加， 得到零温度系数的电 流。 作为上述技术方案的优选， 当所述第四电阻由第五电阻和第六电阻串 联替代时， 所述方法还包括：
调节所述第五电阻、 第六电阻的相对大小， 得到范围在 0V和第一电 压之间的零温度系数的第二电压。
本发明通过采用正温度系数的第四电阻， 得到一个负温度系数的电 流， 该电流与 PTAT电流相加， 得到一个零温度系数电流； 利用产生的正 温度系数电流， 通过适当设置第一电阻、 第二电阻和第三电阻的阻值， 可 以得到零温度系数电压； 并且该零温度系数电压不受第四电阻的影响； 在 实际制备中， 会使得器件偏离设计值， 可以通过微调第一电阻、 第二电阻 和第三电阻， 得到零温度系数电压； 通过微调第四电阻的大小， 得到零温 度系数电流； 利用第五电阻、 第六电阻的分压可以得到小于 IV的带隙基 准电压； 通过调整第五电阻、 第六电阻的比例， 可实现多幅值大小的基准 电压输出， 给系统提供了更好的灵活性。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述， 并且， 部分地从 说明书中变得显而易见， 或者通过实施本发明而了解。 本发明的目的和其 他优点可通过在所写的说明书、 权利要求书、 以及附图中所特别指出的结 构来实现和获得。
下面通过附图和实施例， 对本发明的技术方案 #文进一步的详细描述。 附图说明 附图用来提供对本发明的进一步理解， 并且构成说明书的一部分， 与 本发明的实施例一起用于解释本发明， 并不构成对本发明的限制。 在附图 中：
图 1是本发明实施例提出的带隙基准参考源电路的结构图；
图 2是本发明实施例提出的另一种带隙基准参考源电路的结构图； 图 3是本发明实施例提出的又一种带隙基准参考源电路的结构图； 图 4是本发明实施例中提供零温度系数电压和电流的方法的流程图。 具体实施方式 以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明， 应当理解， 此处所描 述的优选实施例仅用于说明和解释本发明， 并不用于限定本发明。
如图 1所示为本发明实施例提出的带隙基准参考源电路， 包括： 第一双极型晶体管 Ql、 第二双极型晶体管 Q2、 第一场效应管 Ml、 第二场效应管 M2、 运算放大器 A、 第一电阻 Rl、 第二电阻 R2、 第三电 阻 R3、 第四电阻 R4; 其中：
第一双极型晶体管 Q1的集电极和基极接地，发射极连接第二电阻 R2 的一端和运算放大器 A的反相输入端 VN;
第二双极型晶体管 Q2的集电极和基极接地，发射极连接第一电阻 R1 的一端， 第一电阻 R1的另一端连接第三电阻 R3的一端和运算放大器 A 的正相输入端 VP;
第一场效应管 Ml的漏极连接第二电阻 R2的另一端、第三电阻 R3的 另一端、 第四电阻 R4的一端， 第四电阻 R4的另一端接地；
第一场效应管 Ml的栅极和第二场效应管 M2的栅极连接运算放大器 A的输出端； 第一场效应管 Ml的源极和第二场效应管 M2的源极连接电 源 VDD; 第二场效应管 M2的漏极为零温度系数电流输出端；
其中， 第一电阻 Rl、 第二电阻 R2、 第三电阻 R3为正温度系数的电 阻或负温度系数的电阻， 第四电阻 R4为正温度系数的电阻， 且第四电阻 R4的正温度系数分别大于第一电阻 Rl、 第二电阻 R2、 第三电阻 R3的温 度系数的绝对值。
以下， 详细说明本发明实施例提出的带隙基准参考源电路的原理： 首先做出如下假设：
1、 运算放大器 A的增益足够大， 并且输入阻抗无穷大， 使得 VP、 VN点的电压相等；
2、 忽略电路中的失配， 如电阻间的失配、 晶体管间的失配， 双极型 晶体管间的失配。
双极型晶体管的集电极电流与其发射极 -基极电压之间的关系为：
IC = IS - ( 1 )
其中， 为双极型晶体管的饱和电流， 为热电压， VT = KTlq K为 波尔兹曼常数， Τ为绝对温度， ^为电子电荷， 为双极型晶体管的发射 极 -基极电压。 双极型晶体管中的电流为：
I0 = IE = IB +IC = (l + · ( 2 )
其中， Ie = ΙΒ χ βΡ, ^为双极型晶体管的基极电流， 为直流放大系 所以， 双极型晶体管的发射极-基极电压为：
Figure imgf000007_0001
在图 1中， 电阻 R2、 R3大小相等， 运算放大器 A的正负输入端电压 也相等， 所以电阻 R2、 R3中的电流相等； 因此第一双极型晶体管 Ql、 第 二双极型 Q2中的电流/ ffl、 2相等， 二者的发射极-基极电压之差为
Figure imgf000007_0002
在式 （4) 中， 假定第一双极型晶体管 Ql、 第二双极型晶体管 Q2的 发射极面积之比为 1: N, 因此二者的饱和电流之比：
/sl： /s2 = 1： (5)
因此， 第一双极型晶体管 Ql、 第二双极型晶体管 Q2的发射极 -基极 电压之差为：
Figure imgf000007_0003
从图 1中看到， 第一双极型晶体管 Ql、 第二双极型晶体管 Q2中的电 流等于电阻 R1中电流：
= ^^ ( 7 )
Q1 Q2 Rl Rl
由此可见， 第一双极型晶体管 Q1电流 lQ1、 第二双极型晶体管 Q2电 流 ιη 为正温度系数的电流。
输出电压 VBG为
V ·1η Ν , 、
VBG = VEB1 + IQ1-R2= VEB1 + -^— xR2 ( 8) 其中， VEB1为第一双极型晶体管 Q1的负温度系数的电压， ^^xR2
Rl 产生正比于温度的正温度系数的电压， 通过适当设置电阻 Rl、 R2、 R3的 阻值， 可以得到零温度系数电压 VBG, 并且 VBG不受电阻 R4的影响。 因第一场效应管 Ml与第二场效应管 M2尺寸相等，二者电流也相等， 大小为第一双极型晶体管 Q1电流 iQ1、 第二双极型晶体管 Q2电流 iQ2和电 阻 R4中电流 iR4之和：
IMl = IM2 = 101 + I02 + IFi ( 9 )
其中，第一双极型晶体管 Q1电流/ ei、第二双极型晶体管 Q2电流 2为 正温度系数的电流， 电阻 R4中电流^ 4为负温度系数的电流， 通过适当选 择 R4的大小， 可以得到零温度系数电流， 将第一场效应管 Ml中的电流 镜像给第二场效应管 M2, 因此， 可采用第二场效应管 M2向外提供零温 度系数的电流， 同时不影响零温度系数电压 VBG。
需要说明的是， 第一场效应管 Ml与第二场效应管 M2组成电流镜， 其电流镜功能也可以利用 PNP型双极型集体管或结型场效应管来完成；由 于电流镜的电路结构及原理为现有技术， 此处不做详述。
如图 2所示的实施例中， 将上述第四电阻 R4替换为两个串联的电阻 R4A和 R4B , 由此， 可以获取电阻 R4B上的电压 VBGLV:
VBGLV =VBG * ~ ^ ~ ( 10 )
R4A+ R4B
电压 VBGLV也是一个零温度系数的电压， 通过调整 R4A、 R4B的相 对大小， 可以调整 VBGLV的大小， 使其在 0V和 VBG之间变化。
如图 3所示的实施例中，对带隙基准参考源电路进行了进一步的改进， 具体地， 该带隙基准参考源电路包括：
第一双极型晶体管 Ql、 第二双极型晶体管 Q2、 第一场效应管 Ml、 第二场效应管 M2、 运算放大器 A、 第一电阻 Rl、 第二电阻 R2、 第三电 阻 R3、 第五电阻 R4A、 第六电阻 R4B、 第七电阻 R23; 其中：
第一双极型晶体管 Q1的集电极和基极接地，发射极连接第二电阻 R2 的一端和运算放大器 A的反相输入端 VN; 第二电阻 R2的另一端连接第 七电阻 R23的一端；
第二双极型晶体管 Q2的集电极和基极接地，发射极连接第一电阻 R1 的一端， 第一电阻 R1的另一端连接第三电阻 R3的一端和运算放大器 A 的正相输入端 VP; 第三电阻 R3的另一端连接第七电阻 R23的一端；
第一场效应管 Ml的漏极连接第七电阻 R23的另一端、第五电阻 R4A 的一端，第五电阻 R4A的另一端连接第六电阻 R4B的一端，第六电阻 R4B 的另一端接地； 第一场效应管 Ml的栅极和第二场效应管 M2的栅极连接运算放大器 A的输出端； 第一场效应管 Ml的源极和第二场效应管 M2的源极连接电 源 VDD; 第二场效应管 M2的漏极为零温度系数电流输出端；
其中， 第一电阻 Rl、 第二电阻 R2、 第三电阻 R3为正温度系数的电 阻或负温度系数的电阻， 第四电阻 R4为正温度系数的电阻， 且第四电阻 R4的正温度系数分别大于第一电阻 Rl、 第二电阻 R2、 第三电阻 R3的温 度系数的绝对值。
添加第七电阻 R23后， 可以减小总的电阻大小， 降低芯片面积， 因为 在实现同样压降时， R23中流过的电流为电阻 R2、 R3中电流之和， 所以， 这样可以使电阻的总阻值减小。
如图 4所示，本发明实施例提出的提供零温度系数电压和电流的方法， 包括提供上述带隙基准参考源电路， 还包括以下步骤：
设置运算放大器的正相输入端和反相输入端具有相等的电压； 调节第一电阻、 第二电阻和第三电阻， 使第二电阻上的正温度系数的 电压与第一双极型晶体管的负温度系数的电压相加， 得到零温度系数的第 一电压；
调节第四电阻， 使经过第四电阻的负温度系数的电流与第一双极型晶 体管和第二双极型晶体管的正温度系数的电流相加， 得到零温度系数的电 流。
优选的， 当第四电阻由第五电阻和第六电阻串联替代时，方法还包括： 调节第五电阻、 第六电阻的相对大小， 得到范围在 0V和第一电压之 间的零温度系数的第二电压。
本发明通过采用正温度系数电阻 R4, 得到一个负温度系数的电流， 该电流与 PTAT电流相加， 得到一个零温度系数电流； 利用产生的正温度 系数电流， 通过适当设置电阻 Rl、 R2、 R3的阻值， 可以得到零温度系数 电压 VBG; 并且 VBG不受电阻 R4的影响； 在实际制备中， 会使得器件 偏离设计值， 可以通过微调 Rl、 R2、 R3 , 得到零温度系数电压； 通过微 调 R4的大小， 得到零温度系数电流； 利用电阻 R4A、 R4B的分压可以得 到小于 IV的带隙基准电压； 通过调整 R4A、 R4B的比例， 可实现多幅值 大小的基准电压输出， 给系统提供了更好的灵活性。 本领域内的技术人员应明白， 本领域的技术人员可以对本发明进行各 种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。 这样， 倘若本发明的这些修 改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内， 则本发明也意图 包含这些改动和变型在内。

Claims

权利 要 求 书
1、 一种带隙基准参考源电路， 其特征在于， 包括第一双极型晶体管、 第二双极型晶体管、 第一场效应管、 第二场效应管、 运算放大器、 第一电 阻、 第二电阻、 第三电阻、 第四电阻； 其中，
所述第一双极型晶体管的集电极和基极接地， 发射极连接所述第二电 阻的一端和所述运算放大器的反相输入端；
所述第二双极型晶体管的集电极和基极接地， 发射极连接所述第一电 阻的一端， 所述第一电阻的另一端连接所述第三电阻的一端和所述运算放 大器的正相输入端；
所述第一场效应管的漏极连接所述第二电阻的另一端、 所述第三电阻 的另一端、 所述第四电阻的一端， 所述第四电阻的另一端接地；
所述第一场效应管的栅极和所述第二场效应管的栅极连接所述运算 放大器的输出端； 所述第一场效应管的源极和所述第二场效应管的源极连 接电源； 所述第二场效应管的漏极为零温度系数电流输出端；
其中， 所述第一电阻、 第二电阻、 第三电阻为正温度系数的电阻或负 温度系数的电阻， 所述第四电阻为正温度系数的电阻， 且所述第四电阻的 正温度系数分别大于所述第一电阻、 第二电阻、 第三电阻的温度系数的绝 对值。
2、 根据权利要求 1所述的电路， 其特征在于， 所述第二电阻与第三 电阻的阻值相等。
3、 根据权利要求 1所述的电路， 其特征在于， 所述第四电阻由第五 电阻和第六电阻串联替代。
4、 根据权利要求 1所述的电路， 其特征在于， 还包括第七电阻， 所 述第一场效应管的漏极通过第七电阻与所述第二电阻、 第三电阻相连。
5、 根据权利要求 3所述的电路， 其特征在于， 还包括第七电阻， 所 述第一场效应管的漏极通过第七电阻与所述第二电阻、 第三电阻相连。
6、 根据权利要求 1-5任一所述的电路， 其特征在于， 所述第一场效应 管、 第二场效应管为 MOS场效应管。
7、 根据权利要求 1-5任一所述的电路， 其特征在于， 所述第一双极型 晶体管、 第二双极型晶体管为 PNP型双极型晶体管。
8、 一种提供零温度系数电压和电流的方法， 其特征在于， 包括提供 如权利要求 1所述的带隙基准参考源电路， 还包括以下步骤：
设置运算放大器的正相输入端和反相输入端具有相等的电压； 调节第一电阻、 第二电阻和第三电阻， 使第二电阻上的正温度系数的 电压与第一双极型晶体管的负温度系数的电压相加， 得到零温度系数的第 一电压；
调节第四电阻， 使经过第四电阻的负温度系数的电流与第一双极型晶 体管和第二双极型晶体管的正温度系数的电流相加， 得到零温度系数的电 流。
9、 根据权利要求 8所述的方法， 其特征在于， 当所述第四电阻由第 五电阻和第六电阻串联替代时， 所述方法还包括：
调节所述第五电阻、 第六电阻的相对大小， 得到范围在 0V和第一电 压之间的零温度系数的第二电压。
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