WO2014122878A1 - モータ駆動装置およびそれを用いた電気機器 - Google Patents

モータ駆動装置およびそれを用いた電気機器 Download PDF

Info

Publication number
WO2014122878A1
WO2014122878A1 PCT/JP2014/000107 JP2014000107W WO2014122878A1 WO 2014122878 A1 WO2014122878 A1 WO 2014122878A1 JP 2014000107 W JP2014000107 W JP 2014000107W WO 2014122878 A1 WO2014122878 A1 WO 2014122878A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
motor
voltage
capacitor
current
brushless
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/000107
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
義典 竹岡
田中　秀尚
前田　志朗
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2013020147A external-priority patent/JP2016059085A/ja
Priority claimed from JP2013044972A external-priority patent/JP2016059086A/ja
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Publication of WO2014122878A1 publication Critical patent/WO2014122878A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/24—Arrangements for stopping

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device for driving a brushless DC motor and an electric device using the motor driving device.
  • a brushless sensorless DC motor generally has a position detection that detects a position from an induced voltage or a motor current without using a rectifier circuit having a sufficiently large capacity smoothing capacitor, an inverter, and a position detection sensor. And was driven by the part.
  • the reason why the position detection sensor is not used is that it is inexpensive and it is extremely difficult to attach the position sensor in a high temperature atmosphere / refrigerant atmosphere / oil atmosphere where a compressor or the like is disposed.
  • FIG. 9 is a block diagram of a conventional motor driving device described in Patent Document 1 below.
  • the conventional motor driving device smoothes the output of the single-phase AC power source 1, the diode full-wave rectifier circuit 2 that rectifies the output of the single-phase AC power source 1, and the diode full-wave rectifier circuit 2.
  • a conventional small-capacitance capacitor 3 having a capacity of about 1/100.
  • the conventional motor driving device has a PWM (pulse width modulation) inverter 4 connected to both ends of the capacitor 3 and connecting six switching elements (including reverse diodes) in a three-phase bridge. .
  • PWM pulse width modulation
  • the conventional motor driving device includes a brushless DC motor 5 connected to the output of the inverter 4 and provided with a three-phase winding, and a position detection sensor 6 for detecting the position of the brushless DC motor 5.
  • the conventional motor driving device receives information such as the voltage v of the single-phase AC power supply 1, the direct current portion current idc, the output currents ia, ib, ic of the inverter 4, and the position information ⁇ from the position detection sensor 6.
  • a control circuit 7 for driving the gate of the PWM inverter 4 is provided so that optimum driving can be performed.
  • the present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to suppress an increase in voltage applied to both ends of the capacitor even when the capacity of the smoothing capacitor is reduced.
  • the motor drive device of the present invention includes an AC power source, a rectifier circuit that rectifies AC output from the AC power source into DC, a capacitor and a reactor having a resonance frequency higher than 40 times the frequency of the AC power source, and rectifies And a smoothing unit that smoothes the output of the circuit.
  • the inverter includes a switching element and a return current diode, and converts an output of the smoothing unit into an alternating current, and a brushless DC motor that inputs an alternating current output from the inverter and drives a load.
  • a stop timing determination unit that outputs a stop timing signal when the energy stored in the brushless DC motor is equal to or less than a threshold value; and a control unit that receives the stop timing signal and outputs a stop signal for stopping the brushless DC motor;
  • the motor driving device of the present invention enables stable current supply while maintaining efficiency without using a position detection sensor even when the capacity of the smoothing capacitor is significantly reduced.
  • an increase in voltage applied to both ends of the capacitor can be suppressed.
  • the motor driving apparatus of the present invention includes an AC power source, a rectifier circuit that rectifies AC output from the AC power source into DC, a reactor connected to an input side or an output side of the rectifier circuit, and an output of the rectifier circuit And a capacitor having a capacity such that the maximum value of the voltage at both ends is at least twice the minimum value of the voltage at both ends. Further, it has a PWM inverter that converts a direct current obtained from the capacitor into an alternating current at a carrier frequency higher than the resonance frequency of the reactor and the capacitor, and a motor that drives the load using the alternating current obtained from the inverter as an input.
  • the inductance of the entire circuit is increased, and the resonance frequency of the capacitor, the reactor, and the inductance component including the power supply impedance is lower than the resonance frequency of the reactor and the capacitor. Therefore, the carrier frequency is always higher than the resonance frequency of the reactor and the capacitor, and the resonance frequency of the reactor and the capacitor does not match the carrier frequency.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing diagram showing a voltage waveform between the DC buses in the same embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the stop timing determination unit in the same embodiment.
  • FIG. 4 is a structural diagram of the rotor of the brushless DC motor in the same embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an electric circuit configuration of a motor driving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a timing chart showing a voltage waveform between the DC buses in the same embodiment.
  • FIG. 7 is a simulation waveform diagram of the DC bus voltage when the carrier frequency and the resonance frequency match.
  • FIG. 8 is a simulation waveform diagram of the voltage between the DC buses when the carrier frequency is 1.5 times the resonance frequency.
  • FIG. 9 is a block diagram of a conventional motor driving device.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the motor driving device in the present embodiment includes an AC power supply 101, a rectifier circuit 102, a smoothing unit 103, a high frequency removing unit 104, an inverter 105, a brushless DC motor 106, a current detecting unit 112, a voltage detecting unit 113, and a stop timing determining unit 114.
  • the control unit 115 is provided.
  • an AC power source 101 is a general commercial AC power source having a voltage of 100 [V] and a frequency of 50 [Hz] or 60 [Hz] in Japan.
  • the rectifier circuit 102 is a circuit in which four diodes are bridge-connected.
  • the rectifier circuit 102 rectifies the alternating current output from the alternating current power supply 101 into direct current.
  • the high frequency removing unit 104 is configured by a common mode filter, and removes a high frequency component from the output of the rectifier circuit 102.
  • the smoothing unit 103 outputs a waveform that pulsates greatly from the output of the high frequency removing unit 104 at a frequency that is approximately twice the AC power supply frequency.
  • the smoothing unit 103 includes a small-capacity film capacitor and a reactor for reducing the peak value of the inrush charging / discharging current to the film capacitor.
  • the resonance frequency of the capacitor and the reactor of the smoothing unit 103 is set to be 40 times or more of the AC power supply frequency. Thereby, since the frequency of the current due to resonance is out of the range of the power supply harmonic regulation, the harmonic current is reduced.
  • the capacitance of the capacitor of the smoothing unit 103 is set so that the maximum value of the voltage across the capacitor is at least twice the minimum value of the voltage across the capacitor. Thereby, the output waveform of the smoothing unit 103 becomes a current waveform close to the AC power supply 101, and the harmonic current is reduced.
  • the reactor constituting the smoothing unit 103 may be inserted between the AC power source 101 and the film capacitor constituting the smoothing unit 103, and may be inserted either before or after the rectifier circuit 102. Further, the reactance component of the reactor is set in consideration of the combined component with the reactance component of the common mode filter constituting the high frequency removing unit 104.
  • the inverter 105 includes a plurality of semiconductor switching elements and a reflux current diode that convert the output voltage / output frequency of the smoothing unit 103 into a voltage / frequency desired for driving the brushless DC motor 106.
  • the brushless DC motor 106 includes a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding.
  • the brushless DC motor 106 rotates the rotor when the three-phase alternating current generated by the inverter 105 flows through the three-phase winding of the stator.
  • the stator is provided with three-phase star-connected windings.
  • the winding method may be concentrated winding or distributed winding.
  • a permanent magnet is disposed on the rotor.
  • the arrangement method may be a surface magnet type (SPM, Surface Permanent Magnet) or a magnet embedded type (IPM, Interior Permanent Magnet) in which a permanent magnet is embedded in an iron core.
  • the permanent magnet may be a ferrite magnet or a rare earth magnet. In the case of IPM, the reluctance torque can be used, and even if the voltage between the DC buses pulsates and the voltage decreases, the advance angle can be increased to reduce the decrease in output torque.
  • the compression element 107 connected to the rotor shaft of the brushless DC motor 106 sucks, compresses and discharges the refrigerant gas.
  • the brushless DC motor 106 and the compression element 107 are accommodated in the same sealed container, and the compressor 108 is configured. That is, the load of the motor drive device of the present embodiment is the compression element 107 of the compressor 108.
  • the compression method (mechanism form) of the compressor 108 may be any type such as a rotary type or a scroll type, but in the present embodiment, it is a reciprocating type.
  • the reciprocating compressor has particularly large inertia, and the rotational speed is not easily lowered even when the voltage is lowered, and the brushless DC motor 106 can be operated more smoothly with a small capacity capacitor.
  • the refrigerant gas may be R134a or the like, but in the present embodiment, it is R600a. Since R600a has a lower refrigeration capacity than R134a, it is necessary to increase the cylinder volume of the compression element 107 to compensate for a decrease in the refrigeration capacity. As a result, the compressor 108 has a large inertia. Thereby, even when the voltage is lowered, the brushless DC motor 106 is rotated by the inertia, so that the speed is hardly lowered. Therefore, even when the capacitor capacity of the smoothing unit 103 is small, the compressor 108 is stably operated.
  • the discharge gas compressed by the compressor 108 returns to the suction of the compressor 108 through the condenser 109, the decompressor 110, and the evaporator 111, and a refrigeration air conditioning system is configured.
  • the condenser 109 radiates heat and the evaporator 111 absorbs heat, so that cooling and heating can be performed.
  • a fan or the like can be used for the condenser 109 and the evaporator 111 to further promote heat exchange.
  • the current detection unit 112 is connected between the smoothing unit 103 and the inverter 105.
  • the current detection unit 112 includes a DC-CT (direct current transformer), a shunt resistor, and the like, and the detected current appears after being converted into a voltage.
  • the shunt resistor is desirable in that it can be configured at low cost, and a shunt resistor is used in this embodiment.
  • the voltage detection unit 113 detects the voltage across the capacitor of the smoothing unit 103 and outputs it to the stop timing determination unit 114.
  • the A / D converter is provided in a microcomputer or the like generally used in the control unit 115.
  • the stop timing determination unit 114 determines the motor drive stop timing from the voltage value detected by the voltage detection unit 113 and the current value detected by the current detection unit 112. After the brushless DC motor 106 needs to be stopped, the determination for determining the stop timing is started. The stop timing is determined by outputting a stop signal to the control unit 115 when the voltage value falls below a predetermined voltage threshold value. The state where the brushless DC motor 106 needs to be stopped is when the command speed input from the outside becomes “0” and when an excessive current flows through the brushless DC motor 106. Excessive current is flowing when there is an input of a current value greater than a current threshold value determined in advance from the demagnetizing current of the brushless DC motor, the current rating of the inverter 105, or the like. Whether or not an input of a current value larger than the current threshold has been input is monitored by the current detection unit 112, and when there is an actual input, a signal is output from the current detection unit 112 to the stop timing determination unit 114.
  • the control unit 115 controls the brushless DC motor 106 by PWM control that changes the ratio of ON and OFF times of pulses output at a constant period.
  • the control unit 115 gives a motor drive command corresponding to a smooth voltage that pulsates greatly to the inverter 105. Furthermore, when a stop signal is input from the stop timing determination unit 114, the control unit 115 immediately stops the motor drive command given to the inverter 105 and stops the brushless DC motor 106.
  • a power supply capacitor for creating a power supply for a DC load for operating the control circuit or the like is connected between the PNs of the diodes constituting the rectifier circuit 102, they are connected via the diodes. By using the diode, no ripple is generated, so that a stable power supply can be realized. This capacitor is also effective in regenerative absorption, and the voltage rise is suppressed.
  • an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like is used as the type of capacitor.
  • an electrolytic capacitor capable of realizing an inexpensive power supply is employed.
  • the electrolytic capacitor has a high withstand voltage, it is generally 450 V, and in recent years, a part with a withstand voltage of 500 V has been commercialized.
  • the minimum capacity required for the DC load is not sufficient to suppress the increase in voltage due to regeneration. Therefore, when the voltage between PN in this embodiment decreases, the brushless DC motor is stopped. It is important to reduce the regenerative energy.
  • FIG. 2 is a timing diagram showing a voltage waveform between the DC buses in the present embodiment.
  • the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
  • Waveform A shows a state where the load current is very small (almost no current flows). In this state, the charging charge of the capacitor constituting the smoothing unit 103 is hardly used, and the voltage is hardly lowered.
  • the load current here is an output current of the rectifier circuit 102, that is, an input current to the inverter 105.
  • the maximum value of the voltage after rectification is 141 [V]
  • the minimum value is 141 [V]
  • the voltage difference is almost zero.
  • the load current is increased, the charged charge of the capacitor constituting the smoothing unit 103 is used, and as shown in the waveform B, the minimum voltage is instantaneously reduced to about 40V.
  • the capacitor of the smoothing unit 103 has a small capacity, when the load current is taken out, the voltage difference is almost smoothed, and the voltage difference approaches a waveform obtained by full-wave rectifying the current of the input AC power supply 101.
  • the resonance frequency f LC (LC resonance frequency) of the small-capacitor capacitor and the small-capacity reactor.
  • the combination of a small capacitor and a small reactor is determined to be larger than 40 times.
  • the LC resonance frequency f LC is expressed as (Equation 1).
  • a combination of a small-capacitance capacitor and a small-capacity reactor is determined so as to satisfy f LC > 40 ⁇ fs (in the IEC standard, the harmonic component of the AC power supply current is regulated up to the 40th harmonic. For).
  • the harmonic component of the AC power supply current can be reduced and the IEC standard can be observed.
  • Power running is a state in which the brushless DC motor 106 is a load, and power is supplied from the AC power source 101 to the smoothing unit 103 and from the smoothing unit 103 to the brushless DC motor 106.
  • regeneration is a state in which the brushless DC motor 106 is operating as a generator, and the energy of the brushless DC motor 106 is charged from the brushless DC motor 106 to the capacitor of the smoothing unit 103. Since the energy stored in the brushless DC motor 106 varies depending on the magnitude of the current flowing in the brushless DC motor 106, the larger the current value, the larger the charge amount to the capacitor of the smoothing unit 103, and the higher the voltage. growing. That is, when stopping when the current flowing through the brushless DC motor 106 is small, the voltage increase of the capacitor of the smoothing unit 103 is small.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the stop timing determination unit 114 in the present embodiment.
  • the stop timing determination unit 114 determines whether the command speed, which is the target speed of the brushless DC motor 106, is 0 r / s. If the command speed is not 0 r / s, the stop timing determination unit 114 proceeds to STEP102.
  • the stop timing determination unit 114 acquires a current value from the current detection unit 112, and proceeds to STEP 103.
  • the stop timing determination unit 114 determines whether or not the acquired current value is equal to or greater than a predetermined current threshold value.
  • This current threshold is used to determine whether or not an excessive current is flowing in the brushless DC motor 106, and is determined by the demagnetization limit current of the brushless DC motor 106 and the rated current of the elements of the inverter 105. Since the current value exceeds the current threshold and the stop timing determination unit 114 actually stops and outputs a signal, there is a possibility that it will be delayed by a half of the cycle of the AC power supply 101, so that the current rising during that time It is necessary to consider the value.
  • the stop timing determination unit 114 sets the current threshold to 5 A or less.
  • the stop timing determination unit 114 proceeds to STEP 104.
  • the stop timing determination unit 114 acquires the voltage value from the voltage detection unit 113, and proceeds to STEP 105.
  • the stop timing determination unit 114 determines whether or not the acquired voltage value is equal to or less than a predetermined voltage threshold value.
  • the energy stored in the brushless DC motor 106 is determined by the current value flowing through the brushless DC motor 106, but the current value flowing through the brushless DC motor 106 is limited by the voltage between the DC buses. By detecting this, the magnitude of the energy of the brushless DC motor 106 can be determined. For example, in the present embodiment, when the DC bus voltage drops to about 20 V, the value of the current flowing through the brushless DC motor 106 is about 100 mA at the maximum.
  • the voltage threshold is set as a voltage value at which the voltage rises only below the withstand voltage of the capacitor of the smoothing unit 103, the SW element of the inverter 105, etc. even when regeneration occurs under the condition that the voltage between the DC buses is the highest. .
  • the condition for the highest voltage between the DC buses corresponds to the fluctuation range assumed by the AC power supply 101, for example, ⁇ 15%.
  • the value of the current flowing through the brushless DC motor 106 is 100 mA or less, a voltage increase due to regeneration will not be a problem.
  • the voltage between the DC buses is 20 V or less, a voltage increase due to regeneration will not be a problem.
  • the stop timing determination unit 114 proceeds to STEP 106.
  • the stop timing determination unit 114 determines whether 20 ms or more have elapsed since the start of voltage detection. 20 ms is set from the cycle of the power supply, and is a time at which the voltage 0 cross point appears at least twice. When the voltage between the DC buses does not decrease for 20 ms or longer, the load is light and no current flows. Therefore, the energy stored in the brushless DC motor 106 is small, and a voltage increase due to regeneration does not become a problem. That is, the brushless DC motor 106 may be stopped. Therefore, the stop timing determination unit 114 proceeds to STEP 107 and outputs a stop signal to the control unit 115. However, if the elapsed time is still 1 ms (No in STEP 106), the stop timing determination unit 114 returns to STEP 104 again, acquires the voltage value, and then proceeds to STEP 105.
  • the stop timing determination unit 114 Since proceeding to STEP 107 is a state in which the value of the current flowing through the brushless DC motor 106 is sufficiently small, even if the brushless DC motor 106 stops, a voltage increase due to regeneration does not become a problem. Therefore, the stop timing determination unit 114 outputs a stop signal to the control unit 115 in STEP 107.
  • the process proceeds to STEP 107, and, similarly to the process from STEP 105 to STEP 107, the stop timing determination unit 114 sends a stop signal of the brushless DC motor 106 to the control unit. 115.
  • the motor driving device can suppress the voltage increase due to regeneration to below the component rating.
  • FIG. 4 is a structural diagram of the rotor 106a of the brushless DC motor 4 in the first embodiment.
  • the core of the rotor 106a is obtained by stacking punched out thin silicon steel plates 106c of about 0.35 mm to 0.5 mm.
  • the four magnets 106d to 106g are embedded in the core of the rotor 106a in a reverse arc shape.
  • ferrite materials are often used as materials for these magnets, but rare earth metals such as neodymium are sometimes used.
  • a magnet having a flat plate structure may be used for a magnet using a rare earth metal.
  • the inductances Ld, Lq in the respective axial directions have opposite saliency and are different. That is, as a result, the torque (reluctance torque) using the reverse saliency can be effectively used as the motor in addition to the torque (magnet torque) due to the magnetic flux of the magnet. Therefore, torque can be used more effectively as a motor. As a result, a highly efficient motor is realized. By utilizing the reluctance torque, even if the voltage for driving the motor is reduced by the power supply voltage ripple and the output torque is insufficient, the advance angle is increased and the reluctance torque is utilized to Depression can be reduced.
  • the motor driving device includes the AC power supply 101, the rectifier circuit 102 that rectifies the AC output from the AC power supply 101, and the resonance frequency higher than 40 times the frequency of the AC power supply 101. And a smoothing unit 103 that smoothes the output of the rectifier circuit 102.
  • the inverter 105 includes a switching element and a return current diode, and converts the output of the smoothing unit 103 into alternating current, and the brushless DC motor 106 that receives the alternating current output from the inverter 105 and drives a load.
  • the stop timing determination unit 114 that outputs a stop timing signal and the stop signal that stops the brushless DC motor 106 are output in response to the stop timing signal. And a control unit 115.
  • the motor drive apparatus further includes a voltage detection unit 113 that detects a DC bus voltage.
  • a voltage detection unit 113 that detects a DC bus voltage.
  • the stop timing determination unit 114 sets the stop timing of the brushless DC motor 106 when the voltage detection value of the voltage detection unit 113 is equal to or less than the voltage threshold value.
  • the stop timing determination unit 114 detects the stop timing when 20 ms or more has elapsed after the voltage detection unit 113 detects that the voltage detection value exceeds the voltage threshold. Output a signal. Thereby, the brushless DC motor 106 can be safely stopped.
  • the motor drive device of the present embodiment further includes a current detection unit 112 that detects a current flowing through the DC bus.
  • the stop timing determination unit 114 has a predetermined current threshold, and determines the stop timing when the current value detected by the current detection unit 112 exceeds the current threshold.
  • the rotor 106a of the brushless DC motor 106 is configured by embedding a permanent magnet in the iron core, and further has a saliency.
  • the reluctance torque due to the saliency is effectively utilized together with the magnet torque due to the permanent magnet. Therefore, when the voltage between the buses drops, by taking a large advance angle, the reduction of the output torque is mitigated, and more stable driving becomes possible.
  • the motor drive device of the present embodiment is provided in an electric device.
  • the motor driving device When used in a refrigerator as an electric device, the motor driving device is downsized, so that a refrigerator that is driven at a constant speed can be stored in a small space.
  • a more efficient refrigerator capable of changing the speed can be provided at low cost.
  • FIG. 5 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the motor driving device in the present embodiment includes an AC power supply 201, a rectifier circuit 202, a capacitor 203, a reactor 204, an inverter 205, a motor 206, a position detection unit 212, and a control unit 213.
  • an AC power supply 201 is a general commercial AC power supply having a voltage of 100 [V] and a frequency of 50 [Hz] or 60 [Hz] in Japan.
  • the rectifier circuit 202 is a circuit in which four diodes are bridge-connected.
  • the capacitor 203 is connected to the output side of the rectifier circuit 202.
  • the capacitor 203 is a small-capacitance capacitor for miniaturization, and the output voltage of the capacitor 203 pulsates at a frequency approximately twice the AC power supply frequency.
  • the capacitance of the capacitor 203 is 3 [ ⁇ F].
  • the capacitor 203 is connected between the capacitor 203 and the rectifier circuit 202 with a reactor 204 for reducing the peak value of the inrush charging / discharging current to the capacitor 203.
  • the resonance frequency f LC (LC resonance frequency) of the capacitor 203 and the reactor 204 is set to be 40 times or more the AC power supply frequency. Thereby, since the frequency of the current due to resonance is out of the range of the power supply harmonic regulation, the harmonic current is reduced.
  • the inductance of the reactor 204 is 0.5 [mH].
  • the capacitance of the capacitor 203 is set so that the maximum value of the voltage across the capacitor 203 is twice or more the minimum value of the voltage across the capacitor 203. As a result, the output waveform of the capacitor 203 becomes a current waveform close to the AC power supply 201, and the harmonic current is reduced.
  • the minimum value of the voltage between the DC buses is reduced to almost 0 [V] under operating conditions with a large load. Therefore, the maximum value of the voltage across the capacitor 203 is at least twice the minimum value of the voltage across the capacitor 203, and the harmonic current is reduced.
  • the reactor 204 is connected between the rectifier circuit 202 and the capacitor 203.
  • the reactor 204 may be inserted between the AC power supply 201 and the film capacitor constituting the capacitor 203, it may be inserted either before or after the rectifier circuit 202.
  • the inverter 205 is a PWM type inverter configured by a plurality of semiconductor switching elements that converts the output voltage / output frequency of the capacitor 203 into a voltage / frequency desired for driving the motor 206.
  • the motor 206 may be any motor that drives an inverter, such as an induction motor or a brushless DC motor.
  • an inverter such as an induction motor or a brushless DC motor.
  • a brushless DC motor is used. Since the brushless DC motor is more efficient and smaller than the induction motor and has a wide speed variable range, it is very useful for realizing a reduction in the size of the capacitor 203 and a reduction in the size of the entire motor driving device.
  • the motor 206 includes a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding.
  • the motor 206 rotates the rotor of the motor 206 when the three-phase alternating current generated by the inverter 205 flows in the three-phase winding of the stator of the motor 206.
  • the stator of the motor 206 is provided with a three-phase star connection winding.
  • the winding method may be concentrated winding or distributed winding.
  • a permanent magnet is disposed on the rotor of the motor 206.
  • the arrangement method may be a surface magnet type (SPM, Surface Permanent Magnet) or a magnet embedded type (IPM, Interior Permanent Magnet) in which a permanent magnet is embedded in an iron core.
  • the permanent magnet may be a ferrite magnet or a rare earth magnet.
  • the motor 206 can use reluctance torque, and the voltage between the DC buses pulsates, and even if the voltage value decreases, the advance angle can be increased to reduce the decrease in output torque. it can.
  • the compression element 207 connected to the rotor shaft of the motor 206 sucks in refrigerant gas, compresses it, and discharges it.
  • the motor 206 and the compression element 207 are accommodated in the same sealed container, and the compressor 208 is configured. That is, the load of the motor drive device of the present embodiment is the compression element 107 of the compressor 208.
  • the compression method (mechanism form) of the compressor 208 may be anything such as a rotary type or a scroll type, but in the present embodiment, it is a reciprocating type.
  • the reciprocating compressor has particularly large inertia, and even when the voltage drops, the rotation speed is difficult to decrease, and the motor 206 can be operated more smoothly with a small capacity capacitor.
  • the refrigerant gas may be R134a or the like, but in the present embodiment, it is R600a. Since R600a has a lower refrigeration capacity than R134a, it is necessary to increase the cylinder volume of the compression element 207 to compensate for the decrease in the refrigeration capacity. As a result, the compressor 208 has a large inertia. As a result, even when the voltage drops, the motor 206 rotates due to inertia, so the speed is unlikely to drop. Therefore, even if the capacity of the capacitor 203 is small, the compressor 208 is stably operated.
  • the discharge gas compressed by the compressor 208 returns to the suction of the compressor 208 through the condenser 209, the decompressor 210, and the evaporator 211, and a refrigeration air conditioning system is configured.
  • the condenser 209 dissipates heat and the evaporator 211 absorbs heat, so that cooling and heating can be performed.
  • a fan or the like may be used for the condenser 209 or the evaporator 211 to further promote heat exchange.
  • the position detector 212 detects the magnetic pole position of the rotor of the motor 206.
  • a method for detecting the position since the motor 206 is contained in the compressor 208, a method using a sensor is difficult.
  • a method of detecting from an induced voltage appearing in the terminal voltage of the motor 206 a method of calculating from a current flowing through the motor 206, and the like.
  • a method of detecting a position from an induced voltage is used as the position detection unit 212.
  • the control unit 213 operates the switching element of the inverter 205 by PWM control that changes the ratio of ON and OFF times of pulses output at a constant period. Based on the position information of the position detection unit 212, the control unit 213 gives a motor drive command corresponding to the smooth voltage that pulsates greatly to the inverter 205.
  • the carrier frequency of PWM is set as a frequency higher than the LC resonance frequency fLC .
  • a high carrier frequency is more than 1.5 times the LC resonance frequency f LC 8 [kHz].
  • the inductance of the common mode filter and the combined component of the reactor are considered.
  • FIG. 6 is a timing diagram showing a voltage waveform between the DC buses in the present embodiment.
  • the vertical axis represents voltage
  • the horizontal axis represents time.
  • Waveform A shows a state where the load current is very small (almost no current flows). In this state, the charge of the capacitor 203 is hardly used and the voltage is hardly lowered.
  • the load current here is an output current of the rectifier circuit 202, that is, an input current to the inverter 205.
  • the maximum value of the voltage after rectification is 141 [V]
  • the minimum value is 141 [V]
  • the voltage difference is almost zero.
  • the charge of the capacitor 203 is used, and as shown in the waveform B, the minimum voltage is instantaneously reduced to about 40V.
  • the capacitor 203 has a small capacity
  • the voltage difference is almost smoothed and approaches the waveform obtained by full-wave rectification of the input AC power supply 201, and the harmonic component of the AC power supply current is reduced. Reduced.
  • the power factor is improved, the current execution value and current peak output from the AC power supply 201 are reduced. Therefore, the efficiency can be improved and the temperature rise of the parts can be reduced. As a result, it is possible to adopt a cheaper part with a low part rating.
  • IEC International Electrotechnical Commission
  • f LC the resonance frequency of the small-capacity capacitor
  • f LC the small capacity reactor LC resonance frequency
  • a combination of a small-capacitance capacitor and a small-capacity reactor is determined so as to satisfy f LC > 40 ⁇ fs (in the IEC standard, the harmonic component of the AC power supply current is regulated up to the 40th harmonic. For).
  • the harmonic component of the AC power supply current can be reduced, and the IEC standard can be observed.
  • the LC resonance frequency f LC is about 4109 [Hz]. Even if the power supply frequency of the AC power supply 201 is 60 [Hz], 40 times is 2400 [Hz], which is a sufficiently high resonance frequency.
  • the peak of the current flowing into the capacitor 203 matches the OFF of the switching element.
  • the switching element is turned on at the timing when the current flowing through the reactor becomes 0, the current flowing from the reactor 204 to the capacitor 203 is maximized, so that the increase in the voltage between the DC buses is maximized.
  • FIG. 7 is a simulation waveform diagram of the voltage between the DC buses when the carrier frequency matches the resonance frequency.
  • the voltage of the AC power supply 201 is 120 [V].
  • the vertical axis represents voltage
  • the horizontal axis represents time.
  • the voltage peak value of the AC power supply 201 is 170 [V]. However, when the carrier frequency and the LC resonance frequency fLC coincide with each other, the voltage peak value between the DC buses greatly jumps as shown in FIG. Similarly, when the frequency obtained by dividing the LC resonance frequency fLC matches the carrier frequency, the voltage peak value jumps similarly.
  • the carrier frequency is equal to the resonance frequency of the capacitor 203 and the reactor 204. Therefore, by setting the carrier frequency to be higher than the LC resonance frequency fLC , it is possible to avoid a condition in which the voltage increase is maximum.
  • the maximum value of the DC bus voltage is the minimum value of the DC bus voltage. This is particularly a problem in a circuit configuration in which a small-capacitance capacitor that is twice or more is arranged between the DC buses.
  • the carrier frequency is set to a value lower than the LC resonance frequency f LC.
  • Such a condition that the carrier frequency is lower than the LC resonance frequency fLC is not a problem in a situation where the power supply situation is good such as in a laboratory where a stabilized power supply is used.
  • the power supply situation is bad and the power supply impedance has an inductance component, there exists a state where the resonance frequency of the small-capacitance capacitor and the inductance component of the power supply impedance matches the carrier frequency of the PWM inverter.
  • the resonance frequency needs to be calculated by adding the inductance component of the power supply impedance. Therefore, the LC resonance frequency f LCZ of the capacitor 203 and the reactor 204 plus the inductance component of the power supply impedance is lower than the LC resonance frequency f LC that is the resonance frequency of the capacitor 203 and the reactor 204. Further, since the inductance component of the power supply impedance is indefinite, the upper limit of the LC resonance frequency f LCZ is defined by the resonant frequency of the capacitor 203 and the reactor 204, the lower limit is not fixed, the LC resonant frequency f LCZ is lower than the upper limit All frequencies can be taken.
  • the carrier frequency is set in consideration of the breakdown voltage of the component to which the DC bus voltage is applied.
  • the maximum value of variation of the AC power supply 201 is 120 [V]
  • the maximum value after rectification is 170 [V].
  • the design target is to suppress the increase in the voltage between the DC buses to 190 [V] or less by looking at the margin, the voltage increase due to switching of the inverter 205 may occur.
  • the carrier frequency so as to be 20 [V] or less, it becomes possible to use a component with a 200 [V] breakdown voltage.
  • Figure 8 is a simulation waveform diagram of the DC bus voltage when the carrier frequency is 1.5 times the LC resonance frequency f LC.
  • the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
  • the carrier frequency is 1.5 times the LC resonance frequency f LC, voltage rise to due to switching, as can be seen in comparison with FIG. 7, it is reduced to about 30%. Therefore, as a guide, the carrier frequency by at least 1.5 times the LC resonance frequency f LC, can be greatly suppressed the increase in the DC bus voltage.
  • the motor driving device of the present embodiment is connected to the AC power source 201, the rectifier circuit 202 that rectifies the AC output from the AC power source 201, and the input side or output side of the rectifier circuit 202.
  • the capacitor 203 is connected to the output side of the rectifier circuit 202 and has a capacity such that the maximum value of the voltages at both ends is twice or more the minimum value of the voltages at both ends.
  • a PWM inverter 205 that converts a direct current obtained from the capacitor 203 into an alternating current at a carrier frequency higher than the resonance frequency of the reactor 204 and the capacitor 203, and a motor that drives the load using the alternating current obtained from the inverter 205 as an input.
  • the inductance of the entire circuit is increased, and the LC resonance frequency f LCZ is only lower than the LC resonance frequency f LC of the reactor and the capacitor, so the carrier frequency is the LC resonance frequency.
  • f The frequency is always higher than LCZ . Accordingly, since the LC resonance frequency f LCZ and the carrier frequency do not coincide with each other, an increase in the voltage between the DC buses due to switching of the inverter can be suppressed even if the capacitor has a small capacity.
  • the resonance frequency of the reactor 204 and the capacitor 203 is higher than 40 times the frequency of the AC power supply 201.
  • the power harmonic current of the order within the IEC harmonic standard range is reduced, so that the IEC standard can be observed.
  • an inexpensive motor drive device can be provided.
  • the carrier frequency is 1.5 times or more the resonance frequency of the reactor 204 and the capacitor 203.
  • the LC resonance frequency f LCZ and the carrier frequency do not coincide with each other, so that an increase in the DC bus voltage due to switching of the inverter can be suppressed even if the capacitor has a small capacity.
  • the motor drive device of the present embodiment is provided in an electric device.
  • the motor driving device When used in a refrigerator as an electric device, the motor driving device is miniaturized, so that the refrigerator that is driven at a constant speed can be stored in a small space.
  • a more efficient refrigerator capable of changing the speed can be provided at low cost.
  • the motor driving device of the present invention enables a stable current supply while maintaining efficiency without using a position detection sensor even when there is a large ripple voltage with a smoothing capacitor greatly reduced in capacity. To do. In addition, the rise in voltage is suppressed and reliability is improved. Therefore, the motor driving device of the present invention can be widely used not only for the above-mentioned description but also for AV equipment (particularly small equipment) that requires a small motor driving device.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

モータ駆動装置は、交流電源（１０１）と、交流電源から出力された交流を直流に整流する整流回路（１０２）と、交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数を有するコンデンサとリアクタとで構成され、整流回路の出力を平滑する平滑部（１０３）とを有する。また、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され、平滑部の出力を交流に変換するインバータ（１０５）と、インバータから出力される交流を入力とし、負荷を駆動するブラシレスＤＣモータ（１０６）とを有する。また、ブラシレスＤＣモータに蓄えられたエネルギーが閾値以下のときに、停止タイミング信号を出力する停止タイミング決定部（１１４）を有する。また、ブラシレスＤＣモータに蓄えられたエネルギーが閾値以下のときに、停止タイミング信号を出力する停止タイミング決定部（１１４）と、停止タイミング信号を受けて、ブラシレスＤＣモータを停止する停止信号を出力する制御部（１１５）とを有する。

Description

モータ駆動装置およびそれを用いた電気機器
　本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびそれを用いた電気機器に関する。
　従来、ブラシレス・センサレスＤＣモータは、一般的には、容量の十分大きな平滑用コンデンサを有した整流回路と、インバータと、位置検出センサを用いずに誘起電圧またはモータ電流から位置検出をする位置検出部とにより、駆動されていた。位置検出センサを用いない理由は、安価になることや、圧縮機などが配置される高温雰囲気・冷媒雰囲気・オイル雰囲気などで位置センサを取り付けることが、著しく困難であるためである。
　また、近年、このモータ駆動装置を小型化するために、整流回路の平滑用コンデンサを大幅に小容量化する取組みもなされている（例えば特許文献１参照）。
　図９は、下記特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置のブロック図である。図９に示すように、従来のモータ駆動装置は、単相交流電源１と、単相交流電源１の出力を整流するダイオード全波整流回路２と、ダイオード全波整流回路２の出力を平滑する従来の１／１００程度の容量の平滑用の小容量のコンデンサ３とを有する。また、従来のモータ駆動装置は、コンデンサ３の両端に接続され、６個のスイッチング素子（逆向きのダイオードを含む）を３相ブリッジ接続するＰＷＭ（パルス幅変調、Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータ４を有する。また、従来のモータ駆動装置は、インバータ４の出力と接続され、３相巻線が施されたブラシレスＤＣモータ５と、ブラシレスＤＣモータ５の位置を検出する位置検出センサ６とを有する。また、従来のモータ駆動装置は、単相交流電源１の電圧ｖ、直流部電流ｉｄｃ、インバータ４の出力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃ、位置検出センサ６からの位置情報θなどの情報を入力として、最適な駆動ができるようにＰＷＭインバータ４のゲートを駆動する制御回路７を有する。
　しかしながら、従来のモータ駆動装置は、平滑用のコンデンサの容量が小さいため、コンデンサの両端にかかる電圧が上昇するので、過電圧破壊を防ぐために、耐圧の高い、高コストな部品を使用する必要があるという課題を有している。
特開２００２－５１５８９号公報
　本発明は、上記従来の課題を解決するもので、平滑用のコンデンサの容量を小さくした場合であっても、コンデンサの両端にかかる電圧の上昇を抑制することを目的とする。
　本発明のモータ駆動装置は、交流電源と、交流電源から出力された交流を直流に整流する整流回路と、交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数を有するコンデンサとリアクタとで構成され、整流回路の出力を平滑する平滑部とを有する。また、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され、平滑部の出力を交流に変換するインバータと、インバータから出力される交流を入力とし、負荷を駆動するブラシレスＤＣモータとを有する。また、ブラシレスＤＣモータに蓄えられたエネルギーが閾値以下のときに、停止タイミング信号を出力する停止タイミング決定部と、停止タイミング信号を受けて、ブラシレスＤＣモータを停止する停止信号を出力する制御部とを有する。
　これによって、本発明のモータ駆動装置は、平滑コンデンサを大幅に小容量化した場合でも、位置検出センサを用いることなく、効率を維持しつつ安定した電流供給を可能にする。しかも、コンデンサの両端にかかる電圧の上昇を抑制することができる。
　また、本発明のモータの駆動装置は、交流電源と、交流電源から出力された交流を直流に整流する整流回路と、整流回路の入力側もしくは出力側に接続されるリアクタと、整流回路の出力側に接続され、両端の電圧の最大値が両端の電圧の最小値の２倍以上となる容量を持つコンデンサとを有する。また、リアクタとコンデンサの共振周波数よりも高いキャリア周波数で、コンデンサより得られる直流を交流に変換するＰＷＭ型のインバータと、インバータから得られる交流を入力とし、負荷を駆動するモータとを有する。
　これによって、電源インピーダンスを含んだ場合であっても、回路全体のインダクタンスが大きくなり、コンデンサとリアクタおよび電源インピーダンスを含めたインダクタンス成分との共振周波数は、リアクタとコンデンサの共振周波数よりも低くなる。従って、キャリア周波数はリアクタとコンデンサの共振周波数よりも必ず高い周波数となり、リアクタとコンデンサの共振周波数とキャリア周波数が一致することが無くなる。
　従って、平滑用コンデンサの容量を小さくても、インバータのスイッチングに起因する直流母線間電圧の上昇を抑制できる。
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。 図２は、同実施の形態における直流母線間の電圧波形を示すタイミング図である。 図３は、同実施の形態における停止タイミング決定部の動作を示すフローチャートである。 図４は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図である。 図５は、本発明の実施の形態２におけるモータの駆動装置の電気回路構成を示すブロック図である。 図６は、同実施の形態における直流母線間の電圧波形を示すタイミング図である。 図７は、キャリア周波数と共振周波数が一致したときの直流母線間電圧のシミュレーション波形図である。 図８は、キャリア周波数を共振周波数の１．５倍にした場合の直流母線間電圧のシミュレーション波形図である。 図９は、従来のモータ駆動装置のブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施の形態によって、本発明が限定されるものではない。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。
　本実施の形態におけるモータ駆動装置は、交流電源１０１、整流回路１０２、平滑部１０３、高周波除去部１０４、インバータ１０５、ブラシレスＤＣモータ１０６、電流検出部１１２、電圧検出部１１３、停止タイミング決定部１１４、制御部１１５を備えている。
　図１において、交流電源１０１は、日本の場合、電圧が１００［Ｖ］、周波数が５０［Ｈｚ］または６０［Ｈｚ］の一般的な商用の交流電源である。整流回路１０２は、４個のダイオードがブリッジ接続された回路である。
　整流回路１０２は、交流電源１０１から出力される交流を直流に整流する。高周波除去部１０４は、コモンモードフィルタで構成され、整流回路１０２の出力から、高周波成分を除去する。平滑部１０３は、高周波除去部１０４の出力から、交流電源周波数の略２倍の周波数で大きく脈動する波形を出力する。
　また、平滑部１０３は、小容量のフィルムコンデンサと、該フィルムコンデンサへの突入充放電電流のピーク値を下げるためのリアクタとを有する。平滑部１０３のコンデンサとリアクタの共振周波数は、交流電源周波数の４０倍以上になるように設定されている。これにより、共振による電流の周波数が電源高調波規制の範囲外とされるので、高調波電流が低減される。また、平滑部１０３のコンデンサの容量は、コンデンサ両端の電圧の最大値が、コンデンサ両端の電圧の最小値の２倍以上となるように、設定される。これにより、平滑部１０３の出力波形が交流電源１０１に近い電流波形となり、高調波電流が低減される。
　なお、平滑部１０３を構成するリアクタは、交流電源１０１と平滑部１０３を構成するフィルムコンデンサとの間に挿入されればよいので、整流回路１０２の前後どちらに挿入されても構わない。更に該リアクタのリアクタンス成分は、高周波除去部１０４を構成するコモンモードフィルタのリアクタンス成分との合成成分を考慮して設定される。
　インバータ１０５は、平滑部１０３の出力電圧・出力周波数を、ブラシレスＤＣモータ１０６の駆動のために望まれる電圧・周波数に変換する、複数の半導体スイッチング素子と還流電流用ダイオードとにより構成される。
　ブラシレスＤＣモータ１０６は、永久磁石を有する回転子と、３相巻線を有する固定子とから構成される。ブラシレスＤＣモータ１０６は、インバータ１０５により作られた３相交流電流が固定子の３相巻線に流れることにより、回転子を回転させる。固定子には、３相スター結線された巻線が施されている。この巻線の巻き方は集中巻であっても、分布巻であっても構わない。また、回転子には、永久磁石が配置されている。その配置方法は、表面磁石型（ＳＰＭ、Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）でも、鉄心に永久磁石を埋め込んだ磁石埋め込み型（ＩＰＭ、Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）でも構わない。また、永久磁石はフェライト磁石でも希土類磁石でも構わない。ＩＰＭの場合は、リラクタンストルクを利用することができ、直流母線間電圧が脈動し、電圧が低下した場合でも進角をつけることで、出力トルクの低下を軽減することができる。
　ブラシレスＤＣモータ１０６の回転子の軸に接続された圧縮要素１０７は、冷媒ガスを吸入し、圧縮して、吐出する。このブラシレスＤＣモータ１０６と圧縮要素１０７とが同一の密閉容器に収納され、圧縮機１０８が構成される。つまり、本実施の形態のモータ駆動装置の負荷は圧縮機１０８の圧縮要素１０７である。圧縮機１０８の圧縮方式（機構形態）はロータリー型やスクロール型など何であっても構わないが、本実施の形態においてはレシプロ型とする。レシプロ型圧縮機は特にイナーシャが大きく、電圧低下時であっても回転数が低下しにくく、小容量のコンデンサで、ブラシレスＤＣモータ１０６をより滑らかに運転することができる。
　また、冷媒ガスはＲ１３４ａ等何であっても構わないが、本実施の形態においては、Ｒ６００ａである。Ｒ６００ａはＲ１３４ａとくらべ冷凍能力が低いので、圧縮要素１０７の気筒容積を大きくして冷凍能力の低下を補う必要がある。その結果、圧縮機１０８は、イナーシャが大きくなる。これにより、電圧低下時であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ１０６が回転するため、速度が低下しにくい。従って、平滑部１０３のコンデンサ容量が小容量であっても、圧縮機１０８は安定して運転される。
　圧縮機１０８で圧縮された吐出ガスは、凝縮器１０９、減圧器１１０、蒸発器１１１を通って圧縮機１０８の吸い込みに戻り、冷凍空調システムが構成される。この時、凝縮器１０９では放熱を、蒸発器１１１では吸熱を行うので、冷却と加熱とを行うことができる。必要に応じて凝縮器１０９や蒸発器１１１に送風機等を使い、熱交換をさらに促進することもできる。
　電流検出部１１２は、平滑部１０３とインバータ１０５の間に接続される。電流検出部１１２には、ＤＣ－ＣＴ（直流変流器）やシャント抵抗などがあり、検出した電流は電圧に変換されて現れる。シャント抵抗は安価に構成できる点で望ましく、本実施の形態ではシャント抵抗が用いられる。
　電圧検出部１１３は平滑部１０３のコンデンサの両端の電圧を検出し、停止タイミング決定部１１４に出力する。電圧検出の手段としてＡ／Ｄ変換器を用いる方法などがある。Ａ／Ｄ変換器は、制御部１１５において一般的に使用されるマイコンなどに備わっている。
　停止タイミング決定部１１４は、電圧検出部１１３で検出した電圧値と電流検出部１１２で検出した電流値とから、モータ駆動停止のタイミングを決定する。ブラシレスＤＣモータ１０６の停止が必要な状態になってから、停止のタイミングを決定するための判定が開始される。停止のタイミングは、電圧値があらかじめ定めておいた電圧閾値以下になったときに、停止信号が制御部１１５に出力されることにより、決定される。ブラシレスＤＣモータ１０６の停止が必要な状態とは、外部から入力される指令速度が「０」になったときとブラシレスＤＣモータ１０６に過剰な電流が流れているときとである。過剰な電流が流れているときとは、ブラシレスＤＣモータの減磁電流やインバータ１０５の電流定格などからあらかじめ定めておいた電流閾値よりも大きい電流値の入力があったときである。電流閾値よりも大きい電流値の入力があったかどうかは、電流検出部１１２でモニターされ、実際に入力があったとき、電流検出部１１２から停止タイミング決定部１１４に信号が出力される。
　制御部１１５は、一定周期で出力するパルスのＯＮとＯＦＦの時間の割合を変更するＰＷＭ制御によって、ブラシレスＤＣモータ１０６を制御する。制御部１１５は、大きく脈動する平滑電圧に対応したモータ駆動指令を、インバータ１０５に与える。さらに、停止タイミング決定部１１４から停止信号が入力された場合には、制御部１１５は、即座に、インバータ１０５に与えるモータ駆動指令を停止し、ブラシレスＤＣモータ１０６を停止させる。
　また、制御回路等を動作させるためのＤＣ負荷用の電源を作るための電源用コンデンサを、整流回路１０２を構成するダイオードのＰＮ間に接続する際は、ダイオードを介して接続する。ダイオードを介することによって、リプルが発生しないため、安定した電源を実現できる。また、このコンデンサは回生吸収にも効果があり、電圧上昇が抑制される。コンデンサの種類は電解コンデンサやフィルムコンデンサなどが用いられる。
　しかし、同容量のフィルムコンデンサは電解コンデンサよりもサイズが大きく高価であるため、フィルムコンデンサを用いると、平滑部のコンデンサの小容量化による小型かつ低コスト化のメリットが失われてしまう。そこで、本実施の形態では、安価な電源を実現できる電解コンデンサを採用している。
　一方で、電解コンデンサの耐圧は高いものでも、一般的に４５０Ｖであり、近年５００Ｖ耐圧のものが一部製品化される程度となっている。電解コンデンサを用いる場合、ＤＣ負荷に必要な最低限の容量では、回生による電圧上昇の抑制効果が十分でないため、本実施の形態におけるＰＮ間電圧が低下した際に、ブラシレスＤＣモータを停止させ、回生エネルギーを小さくすることが重要となる。
　以上のように構成されたモータ駆動装置について、以下にその動作、作用を説明する。
　まず、平滑部１０３を構成するコンデンサの両端の電圧波形について、図１および図２を用いて説明する。
　図２は本実施の形態における直流母線間の電圧波形を示すタイミング図である。図２において、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。
　波形Ａは、非常に負荷電流が小さい（ほとんど電流が流れていない）状態を示す。この状態では、平滑部１０３を構成するコンデンサの充電電荷がほとんど使われず、電圧の低下がほとんどない。ただし、ここでいう負荷電流は、整流回路１０２の出力電流、すなわちインバータ１０５への入力電流である。整流後の電圧の最大値が１４１［Ｖ］、最小値も１４１［Ｖ］であり、電圧差はほぼ０である。
　次に、負荷電流を大きくしていくと、平滑部１０３を構成するコンデンサの充電電荷が使われ、波形Ｂに示すように、瞬時に最低電圧が４０Ｖ程度まで低下する。
　さらに負荷電流を大きくしていくと、平滑部１０３を構成するコンデンサにはほとんど充電電荷が蓄えられず、波形Ｃに示すように、瞬時最低電圧がほとんど０［Ｖ］まで低下する。
　このように、平滑部１０３のコンデンサが小容量の場合、負荷電流を取り出すと、ほとんど平滑されずに、電圧差は、入力の交流電源１０１の電流を全波整流した波形に近づく。
　交流電源電流の高調波成分を低減して、ＩＥＣ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）規格を遵守するために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆＬＣ（ＬＣ共振周波数）が、交流電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように、小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせが決定される。ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンスをＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆＬＣは（数１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　即ち、ｆＬＣ＞４０×ｆｓを満たすように、小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせが決定される（ＩＥＣ規格では、交流電源電流の高調波成分において、第４０次高調波まで規制されているため）。
　以上により、小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定することで、交流電源電流の高調波成分を低減して、ＩＥＣ規格を遵守することができる。
　次に、モータ停止時の力行と回生の動作に関して説明する。力行は、ブラシレスＤＣモータ１０６が負荷となっている状態であり、交流電源１０１から平滑部１０３へ、平滑部１０３からブラシレスＤＣモータ１０６へと、電力が供給されている。一方、回生は、ブラシレスＤＣモータ１０６が発電機として動作している状態であり、ブラシレスＤＣモータ１０６から平滑部１０３のコンデンサに、ブラシレスＤＣモータ１０６の持つエネルギーがチャージされている。ブラシレスＤＣモータ１０６に蓄えられているエネルギーは、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れている電流の大きさによって変わるため、電流値が大きい程、平滑部１０３のコンデンサへのチャージ量が大きくなり、電圧上昇が大きくなる。つまり、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れる電流が小さいときに停止をした場合、平滑部１０３のコンデンサの電圧上昇は小さくなる。
　次に、図３を用いて、停止タイミング決定部１１４の動作を説明する。図３は、本実施の形態における停止タイミング決定部１１４の動作を示すフローチャートである。
　まず、ＳＴＥＰ１０１において、停止タイミング決定部１１４は、ブラシレスＤＣモータ１０６の目標速度である、指令速度が０ｒ／ｓかどうかを判定する。指令速度が０ｒ／ｓでない場合は、停止タイミング決定部１１４は、ＳＴＥＰ１０２に進む。
　次に、ＳＴＥＰ１０２では、停止タイミング決定部１１４は、電流検出部１１２から電流値を取得し、ＳＴＥＰ１０３に進む。
　ＳＴＥＰ１０３では、停止タイミング決定部１１４は、取得した電流値が、あらかじめ定めておいた電流閾値以上かどうか判定を行う。この電流閾値は、ブラシレスＤＣモータ１０６に過剰な電流が流れているかどうかを判定するためのもので、ブラシレスＤＣモータ１０６の減磁限界電流や、インバータ１０５の素子の定格電流によって、決定される。電流値が電流閾値を超えてから、停止タイミング決定部１１４が実際に停止し信号を出力するまでに、最大で交流電源１０１の周期の半分の時間遅れる可能性があるため、その間に上昇する電流値を考慮しておく必要がある。例えば、流せる最大の電流値が７Ａで、交流電源１０１の周期の半分の１０ｍｓの間に上昇する電流値が２Ａとすると、停止タイミング決定部１１４は、電流閾値を５Ａ以下に設定する。ここで、電流値が５Ａに到達した場合、停止タイミング決定部１１４は、ＳＴＥＰ１０４に進む。
　ＳＴＥＰ１０４では、停止タイミング決定部１１４は、電圧検出部１１３から電圧値を取得し、ＳＴＥＰ１０５に進む。
　ＳＴＥＰ１０５では、停止タイミング決定部１１４は、取得した電圧値が、あらかじめ定めておいた電圧閾値以下かどうかを判定する。ブラシレスＤＣモータ１０６に蓄えられるエネルギーは、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れる電流値によって決まるが、直流母線間電圧によって、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れる電流値が制限されるため、停止タイミング決定部１１４が電圧値を検出することで、ブラシレスＤＣモータ１０６のエネルギーの大小を判定することができる。例えば、本実施の形態においては直流母線間電圧が２０Ｖ程度まで低下した場合、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れる電流値は最大でも１００ｍＡ程度である。電圧閾値は、直流母線間電圧が最も高くなる条件で、回生が発生しても、平滑部１０３のコンデンサやインバータ１０５のＳＷ素子などの耐圧以下までしか電圧が上昇しない電圧値として、設定される。また、直流母線間の電圧が最も高くなる条件は、交流電源１０１の想定する変動範囲、例えば±１５％などが該当する。本実施の形態においては、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れる電流値が１００ｍＡ以下であれば、回生による電圧上昇が問題とならない。つまり、言い換えると、直流母線間電圧が２０Ｖ以下であれば、回生による電圧上昇が問題とはならない。ここで、取得した直流母線間電圧が２５Ｖであれば、直流母線間電圧は電圧閾値を上回るため、停止タイミング決定部１１４は、ＳＴＥＰ１０６へ進む。
　ＳＴＥＰ１０６では、停止タイミング決定部１１４は、電圧検出を開始してから、２０ｍｓ以上経過したかの判定を行う。２０ｍｓは電源の周期から設定され、電圧０クロスポイントが少なくとも２回現れる時間である。２０ｍｓ以上直流母線間電圧が低下しない状態では、負荷が軽く、電流が流れていない。従って、ブラシレスＤＣモータ１０６が蓄えているエネルギーが小さく、回生による電圧上昇が問題とならない。つまり、ブラシレスＤＣモータ１０６が停止しても良い状態となる。そこで、停止タイミング決定部１１４は、ＳＴＥＰ１０７に進み、停止信号を制御部１１５に出力する。しかし、経過時間がまだ１ｍｓである場合（ＳＴＥＰ１０６においてＮｏ）、停止タイミング決定部１１４は、再びＳＴＥＰ１０４へ戻り、電圧値を取得後、ＳＴＥＰ１０５へと進む。
　ここで戻ってきたＳＴＥＰ１０４において、直流母線間電圧が２０Ｖであれば、直流母線間電圧が電圧閾値以下である（ＳＴＥＰ１０５においてＹｅｓ）ため、停止タイミング決定部１１４は、ＳＴＥＰ１０７に進む。
　ＳＴＥＰ１０７に進むということは、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れる電流値が十分に小さいという状態なので、ブラシレスＤＣモータ１０６が停止しても回生による電圧上昇が問題とならない。従って、停止タイミング決定部１１４は、ＳＴＥＰ１０７において、停止信号を制御部１１５に出力する。
　一方、ＳＴＥＰ１０６で電圧検出を開始してから２０ｍｓ以上経過した場合、ＳＴＥＰ１０７へと進み、ＳＴＥＰ１０５からＳＴＥＰ１０７へ進んだときと同様に、停止タイミング決定部１１４は、ブラシレスＤＣモータ１０６の停止信号を制御部１１５に出力する。
　停止タイミング決定部１１４がＳＴＥＰ１０１～ＳＴＥＰ１０７の動作を定期的に実施することによって、モータ駆動装置は、回生による電圧上昇を部品定格以下に抑えることができる。
　次に、ブラシレスＤＣモータ４の構造について説明を行う。
　図４は、実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子１０６ａの構造図である。
　回転子１０６ａのコアは、０．３５ｍｍから０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板１０６ｃを打ち抜いたものを、積み重ねたものである。４枚のマグネット１０６ｄ～１０６ｇは、逆円弧状に回転子１０６ａのコアに埋め込まれている。これらのマグネットの材料には、通常フェライト系材料がよく用いられるが、ネオジムなどの希土類金属が用いられることもある。希土類金属を用いたマグネットには、平板構造のマグネットが使われることもある。
　この回転子１０６ａにおいて、回転子１０６ａの中央からマグネット１０６ｄ～１０６ｇの中央に向かう軸をｄ軸、回転子中央からマグネットの間に向かう軸をｑ軸とすると、それぞれの軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは逆突極性を有し、異なる。つまりこれにより、モータとして、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使うことができる。したがって、モータとして、トルクをより有効に利用することができる。この結果、高効率なモータが実現される。リラクタンストルクを活用することにより、電源電圧リプルによってモータを駆動するための電圧が低下し、出力トルクが不足する場合であっても、進角を大きくとり、リラクタンストルクを活用することによって、トルクの落ち込みを低減することができる。
　以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置は、交流電源１０１と、交流電源１０１から出力された交流を直流に整流する整流回路１０２と、交流電源１０１の周波数の４０倍より高い共振周波数を有するコンデンサとリアクタとで構成され、整流回路１０２の出力を平滑する平滑部１０３とを有する。また、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され、平滑部１０３の出力を交流に変換するインバータ１０５と、インバータ１０５から出力される交流を入力とし、負荷を駆動するブラシレスＤＣモータ１０６とを有する。また、ブラシレスＤＣモータ１０６に蓄えられたエネルギーが閾値以下のときに、停止タイミング信号を出力する停止タイミング決定部１１４と、停止タイミング信号を受けて、ブラシレスＤＣモータ１０６を停止する停止信号を出力する制御部１１５とを有する。この構成により、モータ停止時に発生する回生エネルギーが小さくなり、回生による電圧上昇を抑制することができる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、直流母線間電圧を検出する電圧検出部１１３をさらに備える。電圧検出部１１３の電圧検出値があらかじめ定めた電圧閾値以下のときは、ブラシレスＤＣモータ１０６に蓄えられたエネルギーが閾値以下であるとみなす。停止タイミング決定部１１４は、電圧検出部１１３の電圧検出値が電圧閾値以下であるときを、ブラシレスＤＣモータ１０６の停止タイミングとする。これにより、ブラシレスＤＣモータ１０６のエネルギーの大小を判定する回路が電圧低下保護回路などと兼用することができ、安価な構成が可能となる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、電圧検出値が電圧閾値を超えていることを、電圧検出部１１３が検出してから、２０ｍｓ以上経過した場合に、停止タイミング決定部１１４が停止タイミング信号を出力する。これにより、ブラシレスＤＣモータ１０６を安全に停止させることができる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、直流母線に流れる電流を検出する電流検出部１１２をさらに備える。停止タイミング決定部１１４が、あらかじめ定めた電流閾値を持ち、電流検出部１１２により検出された電流値が電流閾値を超えた場合に停止タイミングを決定する。これにより、ブラシレスＤＣモータ１０６に流れる電流が大きくなり、保護が必要な状態になった場合であっても、ブラシレスＤＣモータ１０６を安全に停止させることができる。従って、回生の影響が大きくなる過電流状態でも、直流母線間電圧の上昇を抑制することができる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ１０６の回転子１０６ａは、鉄心に永久磁石が埋め込まれて構成され、さらに、突極性を有する。これにより、ブラシレスＤＣモータ１０６の駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用される。従って、母線間電圧が落ち込んだ際に、進角を大きくとることで、出力トルクの低減が緩和され、より安定した駆動が可能となる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、電気機器に備えられる。電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、モータ駆動装置が小型化されるため、一定速駆動を行っている冷蔵庫が少ないスペースに収められることができる。また、速度変更が可能なより効率の良い冷蔵庫を安価に提供することができる。
　（実施の形態２）
　図５は、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置のブロック図である。
　本実施の形態におけるモータ駆動装置は、交流電源２０１、整流回路２０２、コンデンサ２０３、リアクタ２０４、インバータ２０５、モータ２０６、位置検出部２１２、制御部２１３を備えている。
　図５において、交流電源２０１は、日本の場合、電圧が１００［Ｖ］、周波数が５０［Ｈｚ］または６０［Ｈｚ］の一般的な商用の交流電源である。整流回路２０２は、４個のダイオードがブリッジ接続された回路である。
　コンデンサ２０３は整流回路２０２の出力側に接続される。コンデンサ２０３には、小型化のため、小容量のコンデンサが用いられており、コンデンサ２０３の出力電圧が交流電源周波数の略２倍の周波数で大きく脈動する。本実施の形態では、コンデンサ２０３の容量が３［μＦ］である。
　また、コンデンサ２０３は、コンデンサ２０３と整流回路２０２との間には、コンデンサ２０３への突入充放電電流のピーク値を下げるためのリアクタ２０４が接続されている。コンデンサ２０３とリアクタ２０４の共振周波数ｆＬＣ（ＬＣ共振周波数）が交流電源周波数の４０倍以上になるように設定されている。これにより、共振による電流の周波数が電源高調波規制の範囲外とされるので、高調波電流が低減される。本実施の形態では、リアクタ２０４のインダクタンスが０．５［ｍＨ］である。また、コンデンサ２０３の容量は、コンデンサ２０３の両端の電圧の最大値が、コンデンサ２０３の両端の電圧の最小値の２倍以上となるように、設定される。これにより、コンデンサ２０３の出力波形が交流電源２０１に近い電流波形となり、高調波電流が低減される。
　本実施の形態において、負荷が大きな運転条件では、直流母線間電圧の最小値はほぼ０［Ｖ］まで低下する。従って、コンデンサ２０３の両端の電圧の最大値は、コンデンサ２０３の両端の電圧の最小値の２倍以上となっており、高調波電流が低減される。
　なお、本実施の形態では、リアクタ２０４は、整流回路２０２とコンデンサ２０３の間に接続されている。しかし、リアクタ２０４は、交流電源２０１とコンデンサ２０３を構成するフィルムコンデンサとの間に挿入されればよいので、整流回路２０２の前後どちらに挿入されても構わない。
　インバータ２０５は、コンデンサ２０３の出力電圧・出力周波数を、モータ２０６の駆動のために望まれる電圧・周波数に変換する、複数の半導体スイッチング素子により構成されるＰＷＭ型のインバータである。
　モータ２０６は、インダクションモータやブラシレスＤＣモータなど、インバータ駆動を行うモータであればどんなモータでも構わない。本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータが用いられる。ブラシレスＤＣモータは、インダクションモータに比べ、高効率・小型で、速度可変範囲も広いため、コンデンサ２０３の小型化とともに、モータ駆動装置全体の小型化を実現するには、非常に有用である。
　モータ２０６は、永久磁石を有する回転子と、３相巻線を有する固定子とから構成される。モータ２０６は、インバータ２０５により作られた３相交流電流がモータ２０６の固定子の３相巻線に流れることにより、モータ２０６の回転子を回転させる。モータ２０６の固定子には、３相スター結線された巻線が施されている。この巻線の巻き方は集中巻であっても、分布巻であっても構わない。また、モータ２０６の回転子には、永久磁石が配置されている。その配置方法は、表面磁石型（ＳＰＭ、Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）でも、鉄心に永久磁石を埋め込んだ磁石埋め込み型（ＩＰＭ、Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）でも構わない。また、永久磁石はフェライト磁石でも希土類磁石でも構わない。モータ２０６は、ＩＰＭの場合には、リラクタンストルクを利用することができ、直流母線間電圧が脈動し、電圧が低下した電圧値でも進角をつけることで、出力トルクの低下を軽減することができる。
　モータ２０６の回転子の軸に接続された圧縮要素２０７は、冷媒ガスを吸入し、圧縮して、吐出する。このモータ２０６と圧縮要素２０７とが同一の密閉容器に収納され、圧縮機２０８が構成される。つまり、本実施の形態のモータ駆動装置の負荷は、圧縮機２０８の圧縮要素１０７である。圧縮機２０８の圧縮方式（機構形態）はロータリー型やスクロール型など何であっても構わないが、本実施の形態においてはレシプロ型とする。レシプロ型圧縮機は特にイナーシャが大きく、電圧低下時であっても回転数が低下しにくく、小容量のコンデンサで、モータ２０６をより滑らかに運転することができる。
　また、冷媒ガスはＲ１３４ａ等何であっても構わないが、本実施の形態においては、Ｒ６００ａである。Ｒ６００ａはＲ１３４ａとくらべ冷凍能力が低いので、圧縮要素２０７の気筒容積を大きくして冷凍能力の低下を補う必要がある。その結果、圧縮機２０８は、イナーシャが大きくなる。これにより、電圧低下時であっても、イナーシャによってモータ２０６が回転するため、速度が低下しにくい。従って、コンデンサ２０３の容量が小容量であっても、圧縮機２０８は安定して運転される。
　圧縮機２０８で圧縮された吐出ガスは、凝縮器２０９、減圧器２１０、蒸発器２１１を通って、圧縮機２０８の吸い込みに戻り、冷凍空調システムが構成される。この時、凝縮器２０９では放熱を、蒸発器２１１では吸熱を行うので、冷却と加熱とを行うことができる。必要に応じて凝縮器２０９や蒸発器２１１に送風機等を使い、熱交換をさらに促進することもできる。
　位置検出部２１２は、モータ２０６の回転子の磁極位置を検出する。位置を検出する方法としては、圧縮機２０８の中にモータ２０６が入っているため、センサを用いる方法は困難である。しかし、モータ２０６の端子電圧に現れる誘起電圧から検出する方法や、モータ２０６に流れる電流などから計算する方法などがある。本実施の形態では、位置検出部２１２として、誘起電圧から位置を検出する方法が用いられる。
　制御部２１３は、一定周期で出力するパルスのＯＮとＯＦＦの時間の割合を変更するＰＷＭ制御によって、インバータ２０５のスイッチング素子を動作させる。制御部２１３は、位置検出部２１２の位置情報をもとに、インバータ２０５に、大きく脈動する平滑電圧に対応したモータ駆動指令を与える。
　ＰＷＭのキャリア周波数は、ＬＣ共振周波数ｆＬＣよりも高い周波数として設定される。本実施の形態においては、キャリア周波数がＬＣ共振周波数ｆＬＣの１．５倍以上高い８［ｋＨｚ］である。
　また、高周波除去するコモンモードフィルタが構成されている場合は、コモンモードフィルタのインダクタンスとリアクタの合成成分が考慮される。
　以上のように構成されたモータ駆動装置について、以下にその動作、作用を説明する。
　まず、コンデンサ２０３の両端の電圧波形について、図５および図６を用いて説明する。
　図６は本実施の形態における直流母線間の電圧波形を示すタイミング図である。図６において、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。
　波形Ａは、非常に負荷電流が小さい（ほとんど電流が流れていない）状態を示す。この状態では、コンデンサ２０３の充電電荷がほとんど使われず、電圧の低下がほとんどない。ただし、ここでいう負荷電流は、整流回路２０２の出力電流、すなわちインバータ２０５への入力電流である。整流後の電圧の最大値が１４１［Ｖ］、最小値も１４１［Ｖ］であり、電圧差はほぼ０である。
　次に、負荷電流を大きくしていくと、コンデンサ２０３の充電電荷が使われ、波形Ｂに示すように、瞬時に最低電圧が４０Ｖ程度まで低下する。
　さらに負荷電流を大きくしていくと、コンデンサ２０３にはほとんど充電電荷が蓄えられず、波形Ｃに示すように、瞬時最低電圧がほとんど０［Ｖ］まで低下する。
　このように、コンデンサ２０３が小容量の場合、負荷電流を取り出すと、ほとんど平滑されずに、電圧差は、入力の交流電源２０１を全波整流した波形に近づき、交流電源電流の高調波成分が低減される。また、力率が改善されるため、交流電源２０１が出力する電流実行値と電流ピークが低下する。従って、効率向上や部品温度上昇の低減などが可能となる。その結果、部品定格が低く、より安価な部品の採用が可能となる。
　さらに、交流電源電流の高調波成分を低減して、ＩＥＣ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）規格を遵守するために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数であるＬＣ共振周波数ｆＬＣが、交流電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように、小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせが決定される。
　ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンスをＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆＬＣは（数２）に表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　即ち、ｆＬＣ＞４０×ｆｓを満たすように、小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせが決定される（ＩＥＣ規格では、交流電源電流の高調波成分において、第４０次高調波まで規制されているため）。
　以上により、小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定することで、交流電源電流の高調波成分が低減され、ＩＥＣ規格を遵守することができる。
　本実施の形態では、コンデンサ２０３の容量が３［μＦ］、リアクタのインダクタンスが０．５［ｍＨ］であるので、ＬＣ共振周波数ｆＬＣが約４１０９［Ｈｚ］である。交流電源２０１の電源周波数が６０［Ｈｚ］であったとしても、４０倍は２４００［Ｈｚ］であり、十分高い共振周波数である。
　次に、キャリア周波数の決定に関して説明する。１キャリア周期において、コンデンサ２０３に流れ込む電流のピークと、スイッチング素子のＯＦＦが一致する。リアクタが流す電流が０になるタイミングで、スイッチング素子がＯＮした時に、リアクタ２０４からコンデンサ２０３に流れる電流が最大となるため、直流母線間電圧の上昇が最大となる。
　図７は、キャリア周波数と共振周波数が一致したときの直流母線間電圧のシミュレーション波形図である。このとき、交流電源２０１の電圧が１２０［Ｖ］である。図７の縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。
　交流電源２０１の電圧ピーク値は１７０［Ｖ］であるが、キャリア周波数とＬＣ共振周波数ｆＬＣが一致した場合は、図７のように、直流母線間の電圧ピーク値が大きく跳ね上がる。また、ＬＣ共振周波数ｆＬＣを分周した周波数とキャリア周波数が一致したときも、同様に電圧ピーク値が跳ね上がる。
　このような電圧の変化が発生する原因は、キャリア周波数がコンデンサ２０３とリアクタ２０４の共振周波数と等しくなるためである。そこで、キャリア周波数がＬＣ共振周波数ｆＬＣより大きくすることで、電圧上昇が最大となる条件を回避することができる。
　また、同じ共振周波数を持つＬＣの組合せであっても、コンデンサの容量が小さく、インダクタンスが大きい程、電圧の上昇が大きくなるため、直流母線間電圧の最大値が直流母線間電圧の最小値の２倍以上となるような、小容量のコンデンサを直流母線間に配した回路構成では、特に問題となる。
　回路上のＬＣ共振周波数ｆＬＣとキャリア周波数の一致を避けるだけであれば、キャリア周波数がＬＣ共振周波数ｆＬＣよりも低い値に設定することができる。このようなキャリア周波数がＬＣ共振周波数ｆＬＣよりも低い条件は、実験室などの、安定化電源を使用しているような、電源事情の良い状況では問題ない。しかし、電源事情が悪く、電源インピーダンスがインダクタンス成分を持つ場合、小容量のコンデンサおよび電源インピーダンスのインダクタンス成分の共振周波数とＰＷＭインバータのキャリア周波数とが一致する状態が存在する。電源インピーダンスがインダクタンス成分を持つ場合、共振周波数は電源インピーダンスのインダクタンス成分を加算した値で計算する必要がある。従って、コンデンサ２０３とリアクタ２０４に、電源インピーダンスのインダクタンス成分を加算した値とのＬＣ共振周波数ｆＬＣＺは、コンデンサ２０３とリアクタ２０４の共振周波数であるＬＣ共振周波数ｆＬＣより低くなる。また、電源インピーダンスのインダクタンス成分は不定であるため、ＬＣ共振周波数ｆＬＣＺの上限は、コンデンサ２０３とリアクタ２０４の共振周波数で定められるが、下限は定まらず、ＬＣ共振周波数ｆＬＣＺは、上限より低い全ての周波数をとりうる。
　つまり、ＬＣ共振周波数ｆＬＣよりも低いキャリア周波数を設定した場合、キャリア周波数とＬＣ共振周波数ｆＬＣＺが一致する可能性があるため、スイッチングを起因とした電圧上昇が発生する可能性がある。一方、ＬＣ共振周波数ｆＬＣよりも高いキャリア周波数を設定した場合、ＬＣ共振周波数ｆＬＣＺと一致する可能性がないため、どのような電源事情であっても、スイッチングを起因とする電圧上昇を抑制することができる。
　具体的には、ＬＣ共振周波数ｆＬＣＺとキャリア周波数の差が大きい程、電圧上昇が抑制されるため、直流母線間電圧が印加される部品の耐圧を考慮した、キャリア周波数の設定が行われる。
　例えば、交流電源２０１のバラツキの最大値が１２０［Ｖ］であれば、整流後の最大値は１７０［Ｖ］となる。部品耐圧２００［Ｖ］のものを使用する場合は、マージンを見て直流母線間電圧の上昇を１９０［Ｖ］以下に抑えることを設計目標とすると、インバータ２０５のスイッチングを起因とする電圧上昇が２０［Ｖ］以下になるように、キャリア周波数を高くすることで、２００［Ｖ］耐圧の部品の使用が可能となる。
　図８は、キャリア周波数をＬＣ共振周波数ｆＬＣの１．５倍にした場合の直流母線間電圧のシミュレーション波形図である。図８において、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。キャリア周波数がＬＣ共振周波数ｆＬＣの１．５倍にすると、スイッチングを起因とする電圧上昇は、図７と比較しても分かるように、約３割に低下する。従って、目安として、キャリア周波数をＬＣ共振周波数ｆＬＣの１．５倍以上にすることで、直流母線間電圧の上昇を大きく抑制することができる。
　以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置は、交流電源２０１と、交流電源２０１から出力された交流を直流に整流する整流回路２０２と、整流回路２０２の入力側もしくは出力側に接続されるリアクタ２０４とを有する。また、整流回路２０２の出力側に接続され、両端の電圧の最大値が両端の電圧の最小値の２倍以上となる容量を持つコンデンサ２０３を有する。また、リアクタ２０４とコンデンサ２０３の共振周波数よりも高いキャリア周波数で、コンデンサ２０３より得られる直流を交流に変換するＰＷＭ型のインバータ２０５と、インバータ２０５から得られる交流を入力とし、負荷を駆動するモータ２０６とを有する。これにより、電源インピーダンスを含んだ場合であっても、回路全体のインダクタンスが大きくなり、ＬＣ共振周波数ｆＬＣＺはリアクタとコンデンサのＬＣ共振周波数ｆＬＣよりも低くなるだけなので、キャリア周波数はＬＣ共振周波数ｆＬＣＺよりも必ず高い周波数となる。従って、ＬＣ共振周波数ｆＬＣＺとキャリア周波数が一致することが無くなるため、コンデンサが小容量であっても、インバータのスイッチングに起因する直流母線間電圧の上昇を抑制することができる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、リアクタ２０４とコンデンサ２０３の共振周波数が、交流電源２０１の周波数の４０倍よりも高い。これにより、ＩＥＣ高調波規格範囲内の次数の電源高調波電流が低減されるため、ＩＥＣ規格を遵守することができる。さらに、高調波対策として、特別な部品を使用しないため、安価なモータ駆動装置を提供することができる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、キャリア周波数が、リアクタ２０４とコンデンサ２０３の共振周波数の１．５倍以上である。これにより、ＬＣ共振周波数ｆＬＣＺとキャリア周波数が一致することが無くなるため、コンデンサが小容量であっても、インバータのスイッチングに起因する直流母線間電圧の上昇を抑制することができる。
　また、本実施の形態のモータ駆動装置は、電気機器に備えられる。電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、モータ駆動装置が小型化されるため、一定速駆動を行っている冷蔵庫を少ないスペースに収めることができる。また、速度変更が可能な、より効率の良い冷蔵庫を安価に提供することができる。
　以上のように、本発明のモータ駆動装置は、平滑コンデンサを大幅に小容量化した大きなリプル電圧がある場合でも、位置検出センサを用いることなく、効率を維持しつつ安定した電流供給を可能にする。しかも電圧の上昇を抑え、信頼性を向上させる。従って、本発明のモータ駆動装置は、上記の記載のもののみならず、小型のモータ駆動装置を必要とするＡＶ機器（特に小型機器）等にも広く用いることができる。
　１０１，２０１　　交流電源
　１０２，２０２　　整流回路
　１０３　　平滑部
　１０４　　高周波除去部
　１０５，２０５　　インバータ
　１０６　　ブラシレスＤＣモータ
　１０６ａ　　回転子
　１０６ｃ　　珪素鋼板
　１０６ｄ～１０６ｇ　　マグネット
　１０７，２０７　　圧縮要素
　１０８，２０８　　圧縮機
　１０９，２０９　　凝縮器
　１１０，２１０　　減圧器
　１１１，２１１　　蒸発器
　１１２　　電流検出部
　１１３　　電圧検出部
　１１４　　停止タイミング決定部
　１１５，２１３　　制御部
　２０３　　コンデンサ
　２０４　　リアクタ
　２０６　　モータ
　２１２　　位置検出部

Claims (10)

  1. 交流電源と、
    前記交流電源から出力された交流を直流に整流する整流回路と、
    前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数を有するコンデンサとリアクタとで構成され、前記整流回路の出力を平滑する平滑部と、
    スイッチング素子と還流電流用ダイオードとで構成され、前記平滑部の出力を交流に変換するインバータと、
    前記インバータから出力される前記交流を入力とし、負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、
    前記ブラシレスＤＣモータに蓄えられたエネルギーが閾値以下のときに、停止タイミング信号を出力する停止タイミング決定部と、
    前記停止タイミング信号を受けて、前記ブラシレスＤＣモータを停止する停止信号を出力する制御部とを有するモータ駆動装置。
  2. 直流母線間電圧を電圧検出値として検出する電圧検出部をさらに備え、
    前記電圧検出部の前記電圧検出値があらかじめ定めた電圧閾値以下のときは、前記ブラシレスＤＣモータに蓄えられたエネルギーが閾値以下であるとみなし、
    前記停止タイミング決定部は、前記電圧検出部の前記電圧検出値が前記電圧閾値以下であるときを、前記ブラシレスＤＣモータの停止タイミングとする請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記電圧検出値が前記電圧閾値を超えていることを、前記電圧検出部が検出してから、２０ｍｓ以上経過した場合に、前記停止タイミング決定部が前記停止タイミング信号を出力する請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 直流母線に流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、
    前記停止タイミング決定部が、あらかじめ定めた電流閾値を持ち、前記電流検出部により検出された電流値が前記電流閾値を超えた場合に停止タイミングを決定する請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
  5. 前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石が埋め込まれて構成され、さらに、突極性を有する請求項１～４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
  6. 請求項１～５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電気機器。
  7. 交流電源と、
    前記交流電源から出力された交流を直流に整流する整流回路と、
    前記整流回路の入力側もしくは出力側に接続されるリアクタと、
    前記整流回路の前記出力側に接続され、両端の電圧の最大値が前記両端の電圧の最小値の２倍以上となる容量を持つコンデンサと、
    前記リアクタと前記コンデンサの共振周波数よりも高いキャリア周波数で、前記コンデンサより得られる直流を交流に変換するＰＷＭ型のインバータと、
    前記インバータから得られる前記交流を入力とし、負荷を駆動するモータとを有するモータ駆動装置。
  8. 前記リアクタと前記コンデンサの前記共振周波数が、前記交流電源の周波数の４０倍よりも高い請求項７に記載のモータ駆動装置。
  9. 前記キャリア周波数が、前記リアクタと前記コンデンサの前記共振周波数の１．５倍以上である請求項７または８に記載のモータ駆動装置。
  10. 請求項７～９のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電気機器。
PCT/JP2014/000107 2013-02-05 2014-01-14 モータ駆動装置およびそれを用いた電気機器 WO2014122878A1 (ja)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-020147 2013-02-05
JP2013020147A JP2016059085A (ja) 2013-02-05 2013-02-05 モータの駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP2013-044972 2013-03-07
JP2013044972A JP2016059086A (ja) 2013-03-07 2013-03-07 モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014122878A1 true WO2014122878A1 (ja) 2014-08-14

Family

ID=51299480

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/000107 WO2014122878A1 (ja) 2013-02-05 2014-01-14 モータ駆動装置およびそれを用いた電気機器

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2014122878A1 (ja)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007174766A (ja) * 2005-12-20 2007-07-05 Mitsubishi Electric Corp 回転電機装置
JP2008099484A (ja) * 2006-10-13 2008-04-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置
JP2008228477A (ja) * 2007-03-14 2008-09-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電動機制御装置
JP2011050137A (ja) * 2009-08-26 2011-03-10 Daikin Industries Ltd 電力変換回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007174766A (ja) * 2005-12-20 2007-07-05 Mitsubishi Electric Corp 回転電機装置
JP2008099484A (ja) * 2006-10-13 2008-04-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置
JP2008228477A (ja) * 2007-03-14 2008-09-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電動機制御装置
JP2011050137A (ja) * 2009-08-26 2011-03-10 Daikin Industries Ltd 電力変換回路

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6336031B2 (ja) 直流電源装置および、それを備えた電動機駆動装置、ならびに、それを備えた冷凍サイクル適用機器
JP5195444B2 (ja) ブラシレスｄｃモータの駆動装置並びにこれを用いた冷蔵庫及び空気調和機
JP6134905B2 (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP5624873B2 (ja) 空気調和機
JP5402311B2 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP2011010430A (ja) モータの駆動装置
WO2012137399A1 (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP2011010432A (ja) モータの駆動装置
JP5168955B2 (ja) 電動機制御装置
JP5521405B2 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
WO2012108158A1 (ja) モータ駆動装置
JP5550583B2 (ja) 密閉型圧縮機
JP2010187522A (ja) モータ駆動方法ならびに駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP2020129959A (ja) 電動機及び圧縮機
JP2016059085A (ja) モータの駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP6462821B2 (ja) モータ駆動装置
WO2014122878A1 (ja) モータ駆動装置およびそれを用いた電気機器
JP2006109624A (ja) ブラシレスｄｃモータの駆動装置
JP2011193585A (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP2015089142A (ja) モータの駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP2016005348A (ja) モータインバータ装置
JP5604991B2 (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP5274376B2 (ja) 冷凍サイクル装置
JP2016059086A (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP5168931B2 (ja) 電動機制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14749696

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14749696

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP