WO2014109111A1 - 高周波スイッチモジュール - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency switch module that transmits and receives a plurality of types of high-frequency signals by switching and connecting a common terminal to a plurality of individual terminals using a semiconductor switch.
  • a switch IC having one common terminal and a plurality of individual terminals may be used.
  • the switch IC includes a plurality of FETs (field effect transistors), and a common terminal is connected to any one individual terminal by turning on / off these FETs.
  • a high-power high-frequency signal for example, a transmission signal
  • a harmonic signal due to distortion is generated.
  • Transmission of such a harmonic signal from the common terminal to the outside via the antenna causes various problems such as radio wave interference. That is, the harmonic signal caused by such distortion causes the out-of-band characteristics of the high-frequency switch module to deteriorate.
  • the high-frequency circuit described in Patent Document 1 includes an LC series resonator that reflects the harmonic signal generated by the switch IC and output to the individual terminal.
  • the LC series resonator is connected between a signal transmission line connecting the individual terminal of the switch IC and the transmission circuit and the ground.
  • the harmonic signal output from the individual terminal is reflected at the connection point of the LC series resonator, returns to the switch IC, and is transmitted to the common terminal.
  • the harmonic signal output from the common terminal and the LC series resonator from the individual terminal are set.
  • the phase of the harmonic signal reflected from the connection point and output to the common terminal is reversed. Thereby, the harmonic signal transmitted from the antenna is suppressed.
  • the phase of the harmonic signal from the individual terminal is adjusted by the length of the signal transmission line which is a distributed constant line.
  • the signal transmission line must be lengthened.
  • the shape of the laminated body forming the signal transmission line becomes large.
  • An object of the present invention is to provide a high-frequency switch module that is excellent in harmonic distortion characteristics and out-of-band characteristics without increasing the size.
  • the present invention relates to a high frequency switch module including a switch IC having a common terminal and a plurality of individual terminals, and switching and connecting the plurality of individual terminals to the common terminal by turning on and off the semiconductor switch element. Harmonic signals are output from the common terminal and individual terminals of the switch IC of the high-frequency switch module.
  • a high frequency switch module is connected between a first individual terminal of a plurality of individual terminals and a first external connection terminal to which a high frequency signal is input from the outside, and a filter circuit that attenuates harmonic components of the high frequency signal Is provided.
  • the high frequency switch module includes a phase adjustment circuit that is connected between the filter circuit and the first individual terminal and includes an inductor and a capacitor. The phase adjustment circuit is configured so that the amplitude of the harmonic signal output from the common terminal and the amplitude of the harmonic signal output from the first individual terminal and reflected by the filter circuit and returning to the first individual terminal cancel each other. And the capacitor element values are determined.
  • the harmonic signal output from the first individual terminal is reflected by the filter circuit via the phase adjustment circuit including the inductor and the capacitor, and is output to the common terminal via the phase adjustment circuit and the switch IC.
  • the phase adjustment circuit is comprised combining the inductor and the capacitor. Therefore, compared to a conventional phase adjustment circuit using a distributed constant line, the degree of freedom in shape for obtaining a desired phase adjustment amount is improved, the size is easily reduced, and the harmonic distortion characteristics and the out-of-band characteristics are easily improved.
  • the inductor and the capacitor have element values such that the phase difference between the harmonic signal from the common terminal and the harmonic signal from the first individual terminal is between 90 ° and 270 °. Is preferably determined.
  • the harmonic signal from the common terminal and the harmonic signal from the first individual terminal at least cancel each other, and the level of the harmonic signal output from the common terminal can be suppressed.
  • the element values of the inductor and the capacitor are determined so that the phase difference between the harmonic signal from the common terminal and the harmonic signal from the first individual terminal is 180 °. Is preferred.
  • phase adjustment circuit of the high frequency switch module of the present invention is preferably a low pass filter that makes the frequency band of the harmonic signal within the pass band.
  • the phase adjustment circuit adjusts the phase of the harmonic signal for cancellation, and further uses a higher-order harmonic signal (for example, the above-described harmonic signal is a high-frequency signal input from the filter circuit side). If it is a second-order harmonic signal, a third-order or higher-order harmonic signal) can be attenuated.
  • a higher-order harmonic signal for example, the above-described harmonic signal is a high-frequency signal input from the filter circuit side. If it is a second-order harmonic signal, a third-order or higher-order harmonic signal) can be attenuated.
  • phase adjustment circuit of the high-frequency switch module of the present invention may be a high-pass filter that makes the frequency band of the high-frequency signal within the pass band.
  • the phase adjustment circuit can suppress the static signal input from the common terminal side of the switch IC together with the phase adjustment of the canceling harmonic signal.
  • the ESD effect of a filter circuit increases and the ESD effect of a high frequency switch module improves.
  • the filter circuit of the high frequency switch module of the present invention is a notch filter in which the frequency of the harmonic signal substantially matches the attenuation pole frequency.
  • the high frequency switch module of the present invention preferably has the following configuration.
  • the filter circuit includes an LC parallel resonant circuit in which a filter capacitor and a filter inductor are connected in parallel.
  • the LC parallel resonance circuit is connected between the first external connection terminal and the phase adjustment circuit.
  • the transmission characteristics of the harmonic signal outside the frequency band are good, and the transmission / reception characteristics of the high-frequency switch module can be improved.
  • the filter circuit includes an LC series resonance circuit in which a filter capacitor and a filter inductor are connected in series.
  • the LC series resonance circuit is connected between a connection line between the first external connection terminal and the phase adjustment circuit and the ground.
  • the filter circuit may be a band pass filter having a frequency band of a high frequency signal within a pass band.
  • the frequency of the harmonic signal is within the attenuation band of the band pass filter. Since the band pass filter has a large attenuation amount outside the pass band, that is, the reflection amount, the level of the harmonic signal reflected by the filter circuit is unlikely to decrease.
  • the band pass filter may be one filter constituting a duplexer.
  • the duplexer when the duplexer is connected to the first external connection terminal, it is not necessary to provide a filter circuit separately from the duplexer, and the high-frequency switch module can be made small.
  • the high-frequency switch module of the present invention preferably has the following configuration.
  • the above-described switch IC of the high-frequency switch module is a low-band switch IC.
  • the high frequency switch module includes a high-band second switch IC, a connection terminal to the antenna, a low-band side terminal connected to the common terminal of the switch IC, and a high-band connected to the common terminal of the second switch IC.
  • An antenna-side demultiplexer that includes a side terminal and demultiplexes a low-band high-frequency signal and a high-band high-frequency signal. The high-frequency signal input to the first individual terminal and the second high-frequency signal transmitted through the second switch circuit are simultaneously communicated at least temporarily.
  • the high frequency switch module of the present invention may have the following configuration.
  • a plurality of line conductors and a selection member are provided between the filter circuit and the phase adjustment circuit.
  • the plurality of line conductors are connected to the filter circuit and have different lengths.
  • the selection member selects and connects the plurality of line conductors to the phase adjustment circuit.
  • the high frequency switch module of the present invention may have the following configuration.
  • a plurality of line conductors and a selection member are provided between the phase adjustment circuit and the first individual terminal.
  • the plurality of line conductors are connected to the phase adjustment circuit and have different lengths.
  • the selection member selects and connects the plurality of line conductors to the first individual terminal.
  • these open stubs enable further phase adjustment to the harmonic signal. And since the shape of an open stub changes with line conductors to select, a different phase adjustment amount can be selected and it is easy to select a suitable phase adjustment amount suitably.
  • the high-frequency switch module of the present invention preferably has the following configuration.
  • the high-frequency switch module is formed by a laminated body formed by laminating a plurality of dielectric layers on which conductor patterns are formed.
  • the inductor of the phase adjustment circuit is a mounted inductor element that is mounted on the multilayer body.
  • the capacitor of the phase adjustment circuit is a mounted capacitor element mounted on the multilayer body.
  • phase adjustment circuit without depending on the phase adjustment amount.
  • phase adjustment amount can be changed by simply replacing each mounted element. Thereby, a suitable phase adjustment amount can be easily realized and the size can be reduced.
  • the high frequency switch module of the present invention preferably has the following configuration.
  • the inductor of the filter circuit is a mounting type inductor element mounted on the multilayer body.
  • the capacitor of the filter circuit is a mounted capacitor element mounted on the multilayer body.
  • a high-frequency switch module excellent in harmonic distortion characteristics and out-of-band characteristics can be realized in a small size and easily.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the first embodiment of the present invention.
  • a switch IC having one common terminal and three individual terminals will be described as an example.
  • the number of individual terminals is not limited to this. Also good.
  • the high frequency switch module 10 includes a switch IC 100, a phase adjustment circuit 200, a filter 300, and an antenna matching circuit 190.
  • the high frequency switch module 10 includes external connection terminals 130, 141, 142, 143, 151, 152, and 153.
  • the external connection terminal 141 corresponds to the “first external connection terminal” of the present invention.
  • the external connection terminal 130 is connected to an antenna ANT disposed outside the high frequency switch module 10.
  • the switch IC 100 includes a common terminal 101, individual terminals 111, 112, 113, and drive control terminals 121, 122, 123.
  • the individual terminal 111 corresponds to the “first individual terminal” of the present invention.
  • the switch IC 100 switches and connects the common terminal 101 to any one of the individual terminals 111, 112, and 113 based on the drive voltage and control signal input to the drive control terminals 121, 122, and 123. More specifically, the switch IC 100 has a structure in which a semiconductor switch such as an FET (field effect transistor) is connected between the common terminal 101 and each individual terminal 111, 112, 113.
  • FET field effect transistor
  • the switch IC 100 supplies power to the semiconductor switch with a driving voltage, and switches between a semiconductor switch to be turned on and a semiconductor switch to be turned off according to a control signal.
  • the switch IC 100 connects the common terminal 101 to any one of the individual terminals 111, 112, and 113 by such on / off control of each semiconductor switch.
  • the antenna matching circuit 190 is connected between the common terminal 101 and the external connection terminal 130. Although not shown, the antenna matching circuit 190 is connected to, for example, a series inductor, a capacitor connecting the series inductor and the external connection terminal 130 to the ground, and connecting the series inductor and the common terminal 101 to the ground. Consists of inductors and the like.
  • the drive control terminals 121, 122, 123 are connected to the external connection terminals 151, 152, 153, respectively. Drive voltages and control signals are supplied from these external connection terminals 151, 152, and 153.
  • the individual terminal 111 is connected to the external connection terminal 141 via the phase adjustment circuit 200 and the filter circuit 300.
  • the individual terminals 112 and 113 are connected to external connection terminals 142 and 143, respectively.
  • a circuit element such as a filter may be connected between the individual terminals and the external connection terminals.
  • the phase adjustment circuit 200 is connected between the individual terminal 111 and the filter circuit 300.
  • the phase adjustment circuit 200 includes an inductor 201 and capacitors 202 and 203.
  • the inductor 201 is connected in series between the individual terminal 111 and the filter circuit 300.
  • the individual terminal 111 side of the inductor 201 is connected to the ground via the capacitor 202.
  • the filter circuit 300 side of the inductor 201 is connected to the ground via the capacitor 203.
  • the inductance Lt1 of the inductor 201, the capacitance Cu1 of the capacitor 202, and the capacitance Cu2 of the capacitor 203 are set based on the phase shift condition of the second harmonic signal described later.
  • the filter circuit 300 includes a filter inductor 301 and a filter capacitor 302.
  • the filter inductor 301 is connected between the phase adjustment circuit 200 and the external connection terminal 141.
  • the filter capacitor 302 is connected in parallel to the filter inductor 301.
  • the filter circuit 300 includes an LC parallel resonance circuit of the filter inductor 301 and the filter capacitor 302. With such a circuit configuration, the filter circuit 300 functions as an LC parallel resonance type notch filter.
  • the element value (inductance) Lt2 of the filter inductor 301 and the element value (capacitance) Ct2 of the filter capacitor 302 are the attenuation poles of the notch filter of the frequency of the second harmonic signal of the high frequency signal input from the external connection terminal 141. It is set to match or substantially match the frequency.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a transmission state of the high frequency signal when a high frequency signal (high power) is input from the external connection terminal.
  • the “high power” in the present invention indicates a power level at which a distorted harmonic signal is generated from the switch IC 100 when a high frequency signal is input to the switch IC 100 used in the high frequency switch module 10.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a transmission state of a second harmonic signal of a high frequency signal and a transmission state of a distorted second harmonic signal. 2 and 3 show a state where the individual terminal 111 and the common terminal 101 of the switch IC 100 are electrically connected.
  • the high frequency signal (fundamental wave) S f0 having the fundamental frequency input from the external connection terminal 141 is input to the individual terminal 111 of the switch IC 100 via the filter circuit 300 and the phase adjustment circuit 200.
  • the high frequency signal S f0 input to the individual terminal 111 of the switch IC 100 is output from the common terminal 101.
  • the second harmonic signal S 2f0 of the high frequency signal input from the external connection terminal 141 is attenuated by the filter circuit 300.
  • the input second harmonic signal S 2f0 is not transmitted to the phase adjustment circuit 200 and the switch IC 100, and is not output from the common terminal 101 of the switch IC 100.
  • the semiconductor switch When the high-frequency signal S f0 having the fundamental frequency is input to the switch IC 100, the semiconductor switch is distorted and a distorted harmonic signal is generated when the high-frequency signal S f0 is high power. Note that most of the power of the distortion harmonic signal is the second harmonic signal SD 2f0 .
  • the distorted second harmonic signal SD 2f0 is output to the common terminal 101 and the individual terminal 111.
  • the distorted second harmonic signal SD 2f0 output to the individual terminal 111 is transmitted to the filter circuit 300 via the phase adjustment circuit 200. Since the frequency of the second harmonic signal matches the attenuation pole frequency in the filter circuit 300, the distorted second harmonic signal SD2f0 is reflected by the filter circuit 300. The reflected second harmonic signal SDR 2 f 0 is transmitted through the phase adjustment circuit 200 and input to the individual terminal 111. The reflected second harmonic signal SDR 2 f 0 is transmitted from the individual terminal 111 to the common terminal 101.
  • phase distortion second harmonic signal SDc 2f0 and phase of the reflected second harmonic signal SDR 2f0 at the common terminal 101 are opposite phases, the inductance of the inductor 201 of the phase adjustment circuit 200 Lt1, the capacitor The capacitance Cu1 of 202 and the capacitance Cu2 of the capacitor 203 are determined.
  • the distorted second harmonic signal output from the individual terminal 111 is reflected by the filter circuit 300 and returns to the switch IC 100, and the phase of the reflected second harmonic signal SDR 2f0 at the common terminal 101 is the same as that at the common terminal 101.
  • the distortion second harmonic signal SDc 2f0 and reflected second harmonic signal SDR 2f0 at the common terminal 101 is canceled out, resulting in a common
  • the second harmonic signal is not output from the terminal 101.
  • the secondary harmonic signal is not output to the external connection terminal 130 (antenna ANT) side, and the harmonic distortion characteristics and the out-of-band characteristics of the high-frequency switch module 10 are improved.
  • the harmonic distortion characteristic is a characteristic that becomes so good that a harmonic signal having a fundamental frequency as a frequency of a high-frequency signal to be transmitted / received is hardly output to the outside.
  • the out-of-band characteristic is a characteristic that is favorable when a large amount of attenuation is obtained in a frequency band other than the frequency band for transmission and reception.
  • phase adjustment circuit 200 is configured by the inductor 201 and the capacitors 202 and 203, the secondary that returns to the common terminal 101 rather than the configuration of the microstrip line that is a distributed constant line. Easy to adjust the phase of the harmonic signal. Therefore, as compared with a conventional phase adjustment circuit using distributed constant lines, the degree of freedom in shape for obtaining a desired phase adjustment amount is improved, and downsizing can be realized more easily.
  • FIG. 4 shows the result of simulating the second harmonic level in the antenna ANT in the configuration of this embodiment and the conventional configuration.
  • FIG. 4 also shows a configuration in which the shape of the FET of the switch IC is doubled in the conventional configuration.
  • the level of the input high-frequency signal is +26 [dBm].
  • the second harmonic level which was ⁇ 80 [dBm] in the conventional configuration, decreases to ⁇ 95 [dBm] in the configuration of the present embodiment.
  • the output of the harmonic signal can be suppressed by increasing the shape of the FET of the switch IC. Therefore, a simulation is also performed for a configuration in which the shape of the conventional switch IC is doubled. As a result, the configuration in which the FET shape of the switch IC is doubled in the conventional configuration is ⁇ 83 [dBm], and therefore the configuration of the present embodiment has a lower second harmonic level than this configuration. Can do.
  • the phase adjustment circuit 200 is a ⁇ -type low-pass filter (low-pass filter).
  • the inductance Lt1 of the inductor 201, the capacitance Cu1 of the capacitor 202, and the capacitance Cu2 of the capacitor 203 are adjusted so that the frequency of the second harmonic signal is within the pass frequency band, and the frequency band of the third harmonic signal is the attenuation band.
  • a low-pass filter is set so that
  • the signal level of the second harmonic signal reflected by the filter circuit 300 and returned to the switch IC 100 is hardly lowered. Therefore, the cancellation effect at the common terminal 101 can be improved. As a result, the second harmonic signal output from the common terminal 101 can be more significantly suppressed, and the harmonic distortion characteristics and out-of-band characteristics of the high-frequency switch module 10 can be further improved.
  • the filter circuit 300 since the third-order or higher harmonic signal that has passed through the filter circuit 300 is attenuated by the phase adjustment circuit 200, the second-order or higher harmonic signal output from the common terminal 101 can be significantly suppressed. As a result, the harmonic distortion characteristics and the out-of-band characteristics of the high-frequency switch module 10 can be further improved.
  • the high-frequency switch module 10 as described above is realized by a laminated body in which a plurality of dielectric layers are laminated.
  • a conductor pattern for realizing the circuit pattern of the high-frequency switch module 10 is formed on the predetermined dielectric layer.
  • a mounting circuit element is mounted on the top surface of the multilayer body, and a mounting land for realizing an external connection terminal is formed on the bottom surface of the multilayer body.
  • FIG. 5 is a stacking diagram of a high-frequency switch module that is an aspect of the present embodiment.
  • (circle) described in each dielectric material layer of FIG. 5 shows the conductive via which penetrates a dielectric material layer in the thickness direction.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the high-frequency module realized by the pattern of the stacked diagram of FIG.
  • phase adjustment circuit 200 and the filter circuit 300 are the same as those of the high-frequency switch module 10 described above.
  • the high-frequency switch module 10R includes external connection terminals 130, 141-149, 151-155.
  • the switch IC 100R includes one common terminal 101, nine individual terminals 111-119, and five drive control terminals 121-125.
  • the common terminal 101 is connected to one of the individual terminals 111 to 119 by a drive voltage and a control signal supplied to the drive control terminals 121 to 125.
  • the antenna matching inductor 191 is connected between the common terminal 101 and the external connection terminal 130.
  • the antenna matching circuit 190 includes antenna matching inductors 191 and 192 and an antenna matching capacitor 193.
  • the antenna matching inductor 191 is connected between the common terminal 101 and the external connection terminal 130.
  • the common terminal 101 side of the antenna matching inductor 191 is connected to the ground via the antenna matching inductor 192.
  • the external connection terminal 130 side of the antenna matching inductor 191 is connected to the ground via the antenna matching capacitor 193.
  • the phase adjustment circuit 200 and the filter circuit 300 are connected between the individual terminal 111 and the external connection terminal 141.
  • a low-pass filter 400 is connected between the individual terminal 112 and the external connection terminal 142.
  • the low-pass filter 400 includes LPF inductors 401 and 402 and LPF capacitors 411, 412, 421, 422 and 423.
  • the LPF inductors 401 and 402 are connected in series between the individual terminal 112 and the external connection terminal 142.
  • the LPF capacitor 411 is connected in parallel to the LPF inductor 401.
  • the LPF capacitor 412 is connected in parallel to the LPF inductor 402.
  • the individual terminal 112 side of the LPF inductor 401 is connected to the ground via the LPF capacitor 421.
  • the connection point of the LPF inductors 401 and 402 is connected to the ground via the LPF capacitor 422.
  • the external connection terminal 142 side of the LPF inductor 402 is connected to the ground via the LPF capacitor 423.
  • the low-pass filter 400 includes the LPF inductors 401 and 402 and the LPF so that the frequency band of the high-frequency signal input to the external connection terminal 142 is in the pass band and the second harmonic frequency or higher is in the attenuation band.
  • the element values of the capacitors 411, 412, 421, 422, and 423 are determined.
  • a low-pass filter 500 is connected between the individual terminal 113 and the external connection terminal 143.
  • the low-pass filter 500 includes LPF inductors 501 and 502 and LPF capacitors 511 and 522.
  • the LPF capacitor 511 is connected in parallel to the LPF inductor 501.
  • the connection point of the LPF inductors 501 and 502 is connected to the ground via the LPF capacitor 522.
  • the low-pass filter 500 includes the LPF inductors 501 and 502 and the LPF so that the frequency band of the high-frequency signal input to the external connection terminal 143 is within the pass band and the second harmonic frequency or higher is the attenuation band. Element values of the capacitors 511, 522 for use are determined.
  • the individual terminals 114-119 are connected to external connection terminals 144-149, respectively.
  • the drive control terminals 121-125 are connected to the external connection terminals 151-155, respectively.
  • Such a high-frequency switch module 10R is realized by a laminated body in which 14 layers from the dielectric layer Ray1 to the dielectric layer Ray14 are laminated as shown in FIG.
  • the dielectric layer Ray1 is the uppermost layer of the multilayer body
  • the dielectric layer Ray14 is the lowermost layer of the multilayer body.
  • the conductor pattern is formed on the upper layer side
  • the conductor pattern is formed on the lower layer side.
  • the switch IC 100 On the top surface (top surface of the multilayer body) of the dielectric layer Ray1 which is the top layer (first layer), the switch IC 100, the inductor 201, the capacitors 202 and 203, the filter inductor 301, the filter capacitor 302, and the antenna matching Inductors 191, 192 and an antenna matching capacitor 193 are mounted. These circuit elements are mounted circuit elements, and are mounted on element lands formed on the top surface. Inductor 201, capacitors 202 and 203, filter inductor 301, and filter capacitor 302 are spaced apart from antenna matching inductors 191 and 192 and antenna matching capacitor 193 with switch IC 100 interposed therebetween.
  • the inductor 201 and capacitors 202 and 203 constituting the phase adjustment circuit 200 are mounted close to each other so as to be aligned with each other. Further, the filter inductor 301 and the filter capacitor 302 are mounted in close proximity so as to be aligned with each other, and are also mounted in close proximity so as to be aligned with the inductor 201 and the capacitors 202 and 203. With such a configuration, the conductor pattern connecting the circuit elements of the phase adjustment circuit 200 can be shortened, and the amount of phase shift due to this conductor pattern can be minimized. Also, the conductor pattern connecting the phase adjustment circuit 200 and the filter circuit 300 can be shortened, and the amount of phase shift due to this conductor pattern can be minimized. Thereby, the phase shift amount of the second harmonic signal returning to the switch IC 100 can be accurately set by the inductor 201 and the capacitors 202 and 203.
  • a conductor pattern for routing is appropriately formed on the dielectric layer Ray2 as the second layer and the dielectric layer Ray3 as the third layer. Conductive patterns connecting the switch IC 100, the inductor 201, the capacitors 202 and 203, the filter inductor 301, and the filter capacitor 302 are formed in these dielectric layers. Thereby, the phase shift amount of the second harmonic signal returning to the switch IC 100 can be set with higher accuracy by the inductor 201 and the capacitors 202 and 203.
  • the interior ground conductor PtGND1 is formed on substantially the entire surface of the fourth dielectric layer Ray4.
  • a conductor pattern for routing is appropriately formed on the dielectric layer Ray5 which is the fifth layer.
  • an interior ground conductor PtGND2 and a rectangular conductor for the capacitor 421 are formed.
  • the interior ground conductor PtGND2 is formed so as to sandwich the routing conductor pattern of the dielectric layer Lay5 along the stacking direction together with the interior ground conductor PtGND1.
  • the seventh, eighth, and ninth dielectric layers Ray7, Ray8, and Ray9 are formed with linear winding conductors for the low-pass filter inductors 401, 402, 501, and 502, respectively.
  • a rectangular conductor for the low-pass filter capacitor 511 is formed on the dielectric layer Ray10 which is the tenth layer.
  • a rectangular conductor for the low-pass filter capacitors 411 and 412 is formed on the dielectric layer Ray11 which is the eleventh layer.
  • a rectangular conductor for the low-pass filter capacitors 411, 412, 422, 423, 511, 522 is formed on the dielectric layer Ray12 as the twelfth layer.
  • the interior ground conductor PtGND3 is formed on substantially the entire surface of the thirteenth dielectric layer Ray13.
  • the shape of the stacked body can be reduced even when the phase shift amount is large. Furthermore, the shape of the multilayer body can also be reduced by using the filter inductor 301 and the filter capacitor 302 constituting the filter circuit 300 as mounted circuit elements.
  • the internal ground conductor PtGND1 is disposed between the phase adjustment circuit 200 and the filter circuit 300 and the low-pass filters 400 and 500.
  • the external connection land for the external connection terminal 130 connected to the antenna ANT is separated from the other external connection land with the ground connection land PG interposed therebetween. Thereby, it is possible to secure high isolation between the external connection land for the external connection terminal 130 connected to the antenna ANT and the other external connection land.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating attenuation characteristics of the LC parallel resonance circuit and the LC series resonance circuit, and a circuit configuration example of the LC series resonance circuit.
  • a filter circuit 300P composed of an LC series resonance circuit includes an inductor 301P and a capacitor 302P. The inductor 301P and the capacitor 302P are connected in series. One end of the series circuit is connected to a predetermined position of a conductor line connecting the phase adjustment circuit 200 and the external connection terminal 141. The other end of the series circuit is connected to the ground.
  • the attenuation pole frequency of the notch filter is matched with the frequency of the second harmonic signal. Even with the filter circuit 300P having such a configuration, an operation effect similar to that of the filter circuit 300 including the LC parallel resonance circuit can be obtained.
  • the filter circuit 300 of the LC parallel resonance circuit by using the filter circuit 300 of the LC parallel resonance circuit, the attenuation pole characteristics become steeper than when the filter circuit 300P of the LC series resonance circuit is used, as shown in FIG. Therefore, the amount of attenuation other than the second harmonic signal frequency can be reduced. Thereby, a high-frequency signal having a frequency that is not desired to be attenuated, for example, a high-frequency signal having a fundamental frequency, can be transmitted without being attenuated, and the transmission / reception characteristics of the high-frequency switch module 10 can be improved. Since the attenuation band is wide in the LC series resonance circuit, it is easy to attenuate the second harmonic signal even if the second harmonic signal has a width.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the second embodiment of the present invention.
  • the high-frequency switch module 10A according to the present embodiment omits the filter circuit 300 from the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment, and uses a duplexer 700 instead. Except for the circuit configuration related to the duplexer 700, the configuration is the same as that of the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment.
  • the duplexer 700 includes a first band pass filter 701 and a second band pass filter 702.
  • the first band pass filter 701 and the second band pass filter 702 have different pass bands.
  • the first band pass filter 701 is connected between the external connection terminal 1411 of the high frequency switch module 10A and the duplexer first terminal.
  • the first band pass filter 701 is a filter circuit in which the frequency band of the first high frequency signal input from the external connection terminal 1411 is in the pass band and the frequency band equal to or higher than the frequency of the second harmonic signal is the attenuation band.
  • the second band pass filter 702 is connected between the external connection terminal 1412 and the duplexer first terminal of the high frequency switch module 10A.
  • the second band pass filter 702 is a filter circuit in which the frequency band of the second high frequency signal output to the external connection terminal 1412 is in the pass band and the frequency band equal to or higher than the frequency of the second harmonic signal is the attenuation band. Further, the second band pass filter 702 is also set so that the frequency of the second harmonic signal of the first high frequency signal is an attenuation band.
  • the first high frequency signal and the second high frequency signal are, for example, a transmission signal and a reception signal of the same band class.
  • the duplexer 700 is connected to the phase adjustment circuit 200 via the matching circuit 600.
  • the matching circuit 600 includes matching circuit inductors 601 and 602.
  • the matching circuit inductor 601 is connected between the phase adjustment circuit 200 and the duplexer first terminal of the duplexer 700.
  • the matching circuit inductor 602 is connected between the duplexer 700 side of the matching circuit inductor 601 and the ground. Impedance matching between the phase adjustment circuit 200 and the duplexer 700 is performed by appropriately setting element values (inductances) Lt3 and Lu3 of the matching circuit inductors 601 and 602.
  • the distorted second harmonic signal output from the individual terminal 111 is reflected by the duplexer 700.
  • This utilizes the high reflection coefficient outside the passband of the bandpass filter.
  • the distorted second harmonic signal reflected by the duplexer 700 returns to the switch IC 100 and is canceled with the distorted second harmonic signal output from the common terminal 101 at the common terminal 101 as in the first embodiment described above.
  • the filter circuit can be omitted.
  • the inductances Lt3 and Lu3 of the matching circuit inductors 601 and 602 of the matching circuit 600 in consideration of the action of the phase adjustment circuit 200 to rotate the phase of the second harmonic signal. That is, it is preferable that the phase adjustment amount of the second harmonic signal for cancellation described above is set by the phase adjustment circuit 200 and the matching circuit 600.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the third embodiment of the present invention.
  • the high frequency switch module 10B according to the present embodiment is obtained by adding a filter circuit 300 to the high frequency switch module 10A according to the second embodiment. That is, the high frequency switch module 10 according to the first embodiment and the high frequency switch module 10A according to the second embodiment are combined.
  • specific description is abbreviate
  • the filter circuit 300 is connected between the phase adjustment circuit 200 and the matching circuit 600. Even if it is such a structure, the effect similar to the above can be acquired. Furthermore, in the present embodiment, the distorted second harmonic signal that passes through the filter circuit 300 and reaches the duplexer 700 is reflected and returned to the switch IC 100. Therefore, the attenuation amount of the amplitude of the distorted second harmonic signal that returns to the common terminal 101 can be further reduced. Thereby, the cancellation effect can be further improved.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency switch module 10C according to this embodiment is different from the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment in the phase adjustment circuit 200C, and other configurations are the high-frequency switch module according to the first embodiment. 10 is the same. Therefore, only different parts will be specifically described.
  • the phase adjustment circuit 200C includes a capacitor 201C and inductors 202C and 203C.
  • the capacitor 201C is connected between the individual terminal 111 and the filter circuit 300.
  • the individual terminal 111 side of the capacitor 201C is connected to the ground via the inductor 202C.
  • the filter circuit 300 side of the capacitor 201C is connected to the ground via the inductor 203C.
  • the filter circuit 300 is configured similarly to the above-described embodiment.
  • the phase of the distorted second harmonic signal that reaches and reflects can be adjusted, and the distorted harmonic signal output from the common terminal 101 can be canceled.
  • the phase adjustment circuit 200C is a ⁇ -type high-pass filter (high-pass filter).
  • the capacitance Ct1 of the capacitor 201C, the inductance Lu11 of the inductor 202C, and the inductance Lu12 of the inductor 203C are adjusted so that the frequency band of the high-frequency signal is within the pass band and the frequency below this is the attenuation band. Set the filter.
  • the signal level of the second harmonic signal reflected by the filter circuit 300 and returned to the switch IC 100 is hardly lowered while transmitting a high-frequency signal having a fundamental frequency with low loss.
  • the signal of a frequency lower than the fundamental frequency of a high frequency signal can be interrupted
  • the antenna matching circuit 190 uses an inductor and capacitor configuration capable of obtaining an ESD protection effect, thereby realizing ESD protection of the switch IC 100 and further ESD protection of the filter circuit 300.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency switch module 10D according to the present embodiment is different from the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment in the filter circuit 300D, and other configurations are the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment. Is the same. Therefore, only different parts will be specifically described.
  • the filter circuit 300D is connected between the phase adjustment circuit 200 and the external connection terminal 141, and includes a two-stage LC parallel resonance circuit.
  • the filter circuit 300D includes filter inductors 3011 and 3012 and filter capacitors 3021 and 3022.
  • the LC parallel circuit of the filter inductor 3011 and the filter capacitor 3021 and the LC parallel circuit of the filter inductor 3012 and the filter capacitor 3022 are connected in this order from the phase adjustment circuit 200 side.
  • the frequency of the second harmonic signal is set to the attenuation pole frequency by appropriately setting the inductance Lt21 and the capacitance Ct21 of the LC parallel circuit of the filter inductor 3011 and the filter capacitor 3021. Further, the frequency of the third harmonic signal is set to the attenuation pole frequency by appropriately setting the inductance Lt22 and the capacitance Ct22 of the LC parallel circuit of the filter inductor 3012 and the filter capacitor 3022. These attenuation pole settings may be reversed.
  • the attenuation pole frequency of the LC parallel circuit of the filter inductor 3011 and the filter capacitor 3021 is matched with the frequency of the third harmonic signal, and the attenuation pole frequency of the LC parallel circuit of the filter inductor 3012 and the filter capacitor 3022 is 2 You may make it correspond with the frequency of a secondary harmonic signal.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency switch module 10E of the present embodiment is the same as the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment except that the filter circuit 300E is also used as the phase adjustment circuit 200, and other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • the filter circuit 300E includes a filter inductor 301E and a filter capacitor 302E.
  • the filter inductor 301E is connected between the individual terminal 111 and the external connection terminal 141.
  • the filter capacitor 302E is connected in parallel to the filter inductor 301E.
  • the inductance Lt2E of the filter inductor 301E and the capacitance Ct2E of the filter capacitor 302E are set as appropriate, and the phase rotation function for the second harmonic signal of the phase adjustment circuit 200 described above, and the filter circuit 300 Realize the function.
  • the high-frequency switch module can be further reduced in size by omitting the phase adjustment circuit 200 while obtaining the same operational effects as those of the above-described embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the high-frequency switch module 10F of this embodiment is obtained by further adding a second switch IC 100H and a diplexer 800 to the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment. Therefore, only different parts will be specifically described.
  • the drive control terminals of the switch IC 100 and the second switch IC 100H are omitted.
  • the switch IC 100 is for the low band
  • the second switch IC 100H is for the high band.
  • the low band includes a frequency band of less than 1.5 GHz including the 800 MHz band and the 900 MHz band
  • the high band includes a 1.5 GHz band, a 1.8 GHz band, a 1.9 GHz band, etc., and 1.5 GHz or more. Indicates the frequency band.
  • the second switch IC 100H includes a common terminal 101H and a plurality of individual terminals 111H, 112H, and 113H.
  • the common terminal 101H is connected to any of the individual terminals 111H, 112H, and 113H.
  • the duplexer 800 includes a duplexer low-pass filter 801 and a duplexer high-pass filter 802.
  • the duplexer low-pass filter 801 is connected between the external connection terminal 130 and the common terminal 101 of the switch IC 100.
  • the duplexer high-pass filter 802 is connected between the external connection terminal 130 and the common terminal 101H of the second switch IC 100H.
  • the duplexer low-pass filter 801 is set to pass a plurality of low-band high-frequency signals and attenuate a plurality of high-band high-frequency signals.
  • the duplexer high-pass filter 802 is set to pass high-frequency signals of a plurality of high-band classes and attenuate high-frequency signals of a plurality of low-band classes.
  • the switch IC 100 transmits / receives a low-band band-class high-frequency signal
  • the second switch IC 100H transmits / receives a high-band band-class high-frequency signal.
  • the frequency of the second harmonic signal generated by the switch IC 100 is close to or partially overlapping with the frequency of the high-band band class, resulting in noise.
  • the phase adjustment circuit 200 and the filter circuit 300 are connected to the switch IC 100, the second harmonic signal is hardly output from the common terminal 101 of the switch IC 100. Therefore, the second harmonic signal of the switch IC 100 is not input to the second switch IC 100H. Thereby, the S / N ratio at the time of reception of a high-band band class is improved, and a high-frequency switch module having excellent transmission / reception characteristics can be realized.
  • the S / N ratio for receiving a high-band band-class high-frequency signal is high. Can be held. As a result, it is possible to improve the reception characteristics of high-frequency band-class high-frequency signals and to realize a high-frequency switch module with carrier aggregation specifications that is excellent in transmission and reception characteristics.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the eighth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency switch module 10G of the present embodiment is obtained by adding a plurality of line conductors 231, 232, 233 and a selection member 230 to the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment. This is the same as the high-frequency switch module 10 according to the first embodiment. Therefore, only different parts will be specifically described.
  • the plurality of line conductors 231, 232, and 233 have different lengths, and one end is connected to the filter circuit 300.
  • the selection member 230 is formed of, for example, a 0 ⁇ resistor or the like, and is arranged so as to connect any one of the other ends of the plurality of line conductors 231, 232, 233 and the phase adjustment circuit 200.
  • the line conductor that is not connected by the selection member 230 functions as an open stub. Accordingly, the combination of the selection member 230 and the line conductors 231, 232, and 233 can set the phase adjustment amount of the second harmonic signal in various ways.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a high-frequency switch module according to the ninth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency switch module 10H according to the present embodiment is different from the high-frequency switch module 10G according to the eighth embodiment in that the arrangement positions of the plurality of line conductors 231, 232, 233 and the selection member 230 are different. Is the same as the high-frequency switch module 10G according to the eighth embodiment. Therefore, only different parts will be specifically described.
  • One end of the plurality of line conductors 231, 232, 233 is connected to the phase adjustment circuit 200.
  • the selection member 230 is disposed so as to connect any one of the other ends of the plurality of line conductors 231, 232, and 233 and the individual terminal 111 of the switch IC 100.
  • the line conductor that is not connected by the selection member 230 functions as an open stub. Accordingly, the combination of the selection member 230 and the line conductors 231, 232, and 233 can set the phase adjustment amount of the second harmonic signal in various ways.
  • the phase of the distorted second harmonic signal output from the common terminal when the phase of the distorted second harmonic signal output from the individual terminal returns to the common terminal may be 90 ° to 270 °. Thereby, it is possible to suppress at least the distorted second harmonic signal output from the common terminal.
  • phase adjustment circuit is realized by a ⁇ -type circuit.
  • the phase adjustment circuit can be realized by an L-type circuit or a T-type circuit. Good.
  • a phase adjustment function for the second harmonic signal may be provided between the external connection terminals and the individual terminals of the switch IC.

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Abstract

高周波スイッチモジュール（１０）は、スイッチＩＣ（１００）、位相調整回路（２００）、フィルタ回路（３００）を備える。位相調整回路（２００）は、インダクタ（２０１）、キャパシタ（２０２，２０３）を備え、個別端子（１１１）とフィルタ回路（３００）との間にインダクタ（２０１）が直列接続されたπ型回路からなる。フィルタ回路（３００）は、フィルタ用インダクタ（３０１）とフィルタ用キャパシタ（３０２）のＬＣ並列共振回路である。スイッチＩＣ（１００）の個別端子（１１１）からの歪み２次高調波信号は、位相調整回路（２００）を介してフィルタ回路（３００で反射され、位相調整回路（２００）を介してスイッチＩＣ（１００）に戻る。この歪み２次高調波信号は、位相調整回路（２００）によって位相調整され、スイッチＩＣ（１００）の共通端子（１０１）に出力される歪み２次高調波信号と相殺される。

Description

高周波スイッチモジュール
　本発明は、半導体スイッチを用いて共通端子を複数の個別端子に切り替えて接続することで複数種類の高周波信号を送受信する高周波スイッチモジュールに関する。
　複数の高周波信号を共通のアンテナで送受信するための高周波スイッチモジュールが各種考案されている。このような高周波スイッチモジュールでは、一つの共通端子と複数の個別端子とを備えるスイッチＩＣが用いられることがある。スイッチＩＣは、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を複数備え、これらＦＥＴのＯＮ・ＯＦＦによって共通端子をいずれか一つの個別端子に接続する。
　このような半導体を用いたスイッチＩＣでは、大電力の高周波信号（例えば、送信信号）が入力されると、歪みによる高調波信号が発生する。このような高調波信号が共通端子からアンテナを介して外部に送信されることは、電波干渉等の各種の不具合を生じる原因となる。すなわち、このような歪みによる高調波信号は、高周波スイッチモジュールの帯域外特性を悪化させる原因となる。
　したがって、特許文献１に記載の高周波回路では、スイッチＩＣで発生し個別端子に出力された高調波信号を反射するＬＣ直列共振器を備える。ＬＣ直列共振器は、スイッチＩＣの個別端子と送信回路とを接続する信号伝送ラインとグランドとの間に接続されている。これにより、個別端子から出力した高調波信号がＬＣ直列共振器の接続点で反射して、スイッチＩＣに戻り、共通端子へ伝送される。この際、信号伝送ラインにおけるＬＣ直列共振器の接続点と個別端子との距離を所定の長さに設定することで、共通端子から出力される高調波信号と、個別端子からＬＣ直列共振器の接続点で反射して共通端子へ出力される高調波信号との位相を逆位相にしている。これにより、アンテナから送信される高調波信号を抑圧している。
特開２００１－８６０２６号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の従来の高周波回路では、分布定数線路である信号伝送ラインの長さで、個別端子からの高調波信号の位相調整を行っているので、位相を大きく回す場合には、信号伝送ラインを長くしなければならない。この場合、信号伝送ラインを形成する積層体の形状が大きくなってしまう。これにより、高周波回路を小型化することが容易ではない。また、高周波回路の積層モジュールとして限られた形状の中で、最適な位相調整量が得られる信号伝送ラインの長さおよび導体パターンを決定することは容易ではない。したがって、特許文献１に示す従来の構成では、スイッチＩＣを備えた構成であって、高調波歪み特性および帯域外特性に優れた高周波回路を容易且つ小型にすることは困難である。
　本発明の目的は、大型化することなく、高調波歪み特性および帯域外特性に優れる高周波スイッチモジュールを提供することにある。
　共通端子と複数の個別端子とを有し、半導体スイッチ素子のオンオフによって前記複数の個別端子を前記共通端子に切り替えて接続するスイッチＩＣを備えた高周波スイッチモジュールに関するものである。高周波スイッチモジュールのスイッチＩＣの共通端子および個別端子から高調波信号が出力される。高周波スイッチモジュールは、複数の個別端子の内の第１個別端子と、外部から高周波信号が入力される第１外部接続用端子との間に接続され、高周波信号の高調波成分を減衰させるフィルタ回路を備える。高周波スイッチモジュールは、該フィルタ回路と第１個別端子との間に接続され、インダクタとキャパシタとから構成された位相調整回路を備える。位相調整回路は、共通端子から出力される高調波信号の振幅と、第１個別端子から出力されフィルタ回路で反射して第１個別端子に戻る高調波信号の振幅とが打ち消し合うように、インダクタとキャパシタの素子値が決定されている。
　この構成では、第１個別端子から出力された高調波信号は、インダクタとキャパシタを備える位相調整回路を介してフィルタ回路で反射され、位相調整回路、スイッチＩＣを介して共通端子へ出力される。そして、本発明の構成では、位相調整回路がインダクタとキャパシタとを組み合わせて構成されていることで、共通端子に戻される高調波信号の位相調整量を調整しやすい。したがって、従来の分布定数線路による位相調整回路と比較して、所望の位相調整量を得るための形状自由度が向上し、小型化し易く、高調波歪み特性および帯域外特性を向上しやすい。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールでは、インダクタとキャパシタは、共通端子からの高調波信号と第１個別端子からの高調波信号の位相差が９０°から２７０°の間となるように、素子値が決定されていることが好ましい。
　この構成では、共通端子からの高調波信号と第１個別端子からの高調波信号とが少なくとも互いに打ち消し合い、共通端子から出力される高調波信号のレベルを抑圧できる。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールでは、インダクタとキャパシタは、共通端子からの高調波信号と第１個別端子からの高調波信号の位相差が１８０°となるように素子値が決定されていることが好ましい。
　この構成では、共通端子からの高調波信号と第１個別端子からの高調波信号とが完全に相殺され、共通端子から高調波信号が出力されない。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールの位相調整回路は、高調波信号の周波数帯域を通過帯域内とする低域通過フィルタであることが好ましい。
　この構成では、位相調整回路で、相殺用の高調波信号の位相調整とともに、フィルタ回路側から入力される高周波信号を基本波とするさらに高次の高調波信号（例えば、上述の高調波信号が２次高調波信号であれば３次以上の高調波信号）を減衰できる。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールの位相調整回路は、高周波信号の周波数帯域を通過帯域内とする高域通過フィルタであってもよい。
　この構成では、位相調整回路で、相殺用の高調波信号の位相調整とともに、スイッチＩＣの共通端子側から入力される静電気を抑圧できる。これにより、フィルタ回路のＥＳＤ効果が高まり、高周波スイッチモジュールのＥＳＤ効果が向上する。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールのフィルタ回路は、高調波信号の周波数が減衰極周波数に略一致するノッチフィルタである。
　この構成では、入力される大電力の高周波信号の高調波信号を効果的に減衰させることができるとともに、スイッチＩＣで発生した高調波信号がフィルタ回路から位相調整回路側へ反射する反射量を大きいまま維持できる。これにより、共通端子から出力される高調波信号のレベルとフィルタ回路から反射される高調波信号のレベルとのレベル差が小さくなり、相殺効果が向上する。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールでは、次の構成であることが好ましい。フィルタ回路は、フィルタ用キャパシタとフィルタ用インダクタとが並列接続されたＬＣ並列共振回路を備える。該ＬＣ並列共振回路は、第１外部接続用端子と位相調整回路との間に接続されている。
　この構成では、高調波信号の周波数帯域以外での通過特性がよく、高周波スイッチモジュールとしての送受信特性を向上させることができる。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールでは、次の構成であってもよい。フィルタ回路は、フィルタ用キャパシタとフィルタ用インダクタとが直列接続されたＬＣ直列共振回路を備える。ＬＣ直列共振回路は、第１外部接続用端子と位相調整回路との接続ラインと、グランドとの間に接続されている。
　この構成では、上述のＬＣ並列共振回路を用いた場合のような作用効果は得られないが、所定の減衰量以上の減衰量を得られる周波数帯域が広く、高調波信号の周波数がずれても、高調波信号の反射量が低減しにくい。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールでは、フィルタ回路は、高周波信号の周波数帯域を通過帯域内とする帯域通過フィルタであってもよい。
　この構成では、高調波信号の周波数が帯域通過フィルタの減衰帯域内となる。帯域通過フィルタは、通過帯域外の減衰量すなわち反射量が大きいので、フィルタ回路で反射される高調波信号のレベルが低下しにくい。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールでは、帯域通過フィルタは、デュプレクサを構成する一つのフィルタであってもよい。
　この構成では、第１外部接続用端子にデュプレクサが接続されるような態様の場合に、デュプレクサと別にフィルタ回路を設ける必要が無く、高周波スイッチモジュールを小さく構成することができる。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールは、次の構成であることが好ましい。高周波スイッチモジュールの上述のスイッチＩＣはローバンド用のスイッチＩＣである。さらに、高周波スイッチモジュールは、ハイバンド用の第２のスイッチＩＣと、アンテナへの接続端子、スイッチＩＣの共通端子に接続するローバンド側端子、および第２のスイッチＩＣの共通端子に接続するハイバンド側端子を備え、ローバンドの高周波信号とハイバンドの高周波信号とを分波するアンテナ側分波器と、を備える。第１個別端子に入力される高周波信号と、第２のスイッチ回路を伝送する第２高周波信号とが、少なくとも一時的に同時通信される。
　この構成では、キャリアアグリゲーション等の複数のバンドクラス（周波数領域）で同時に高周波信号を送受信する高周波スイッチモジュールにおいて、ローバンドの高周波信号の高調波信号が、ハイバンド側の回路に回り込むことを抑制できる。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールは、次の構成であってもよい。フィルタ回路と位相調整回路との間に、複数の線路導体と選択部材とが備えられている。複数の線路導体は、フィルタ回路に接続し、異なる長さからなる。選択部材は、複数の線路導体を位相調整回路に選択して接続する。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールは、次の構成であってもよい。位相調整回路と第１個別端子の間に、複数の線路導体と選択部材とが備えられている。複数の線路導体は、位相調整回路に接続し、異なる長さからなる。選択部材は、複数の線路導体を第１個別端子に選択して接続する。
　これらの構成では、接続された線路導体以外はオープンスタブとなるので、これらオープンスタブにより、高調波信号に対する更なる位相調整が可能になる。そして、選択する線路導体によってオープンスタブの形状が異なるので、異なる位相調整量を選択でき、適する位相調整量を適宜選択しやすい。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールは、次の構成であることが好ましい。高周波スイッチモジュールは、導体パターンが形成された誘電体層を複数積層してなる積層体によって形成されている。位相調整回路のインダクタは、積層体に実装される実装型インダクタ素子である。位相調整回路のキャパシタは、積層体に実装される実装型キャパシタ素子である。
　この構成では、位相調整量に依存することなく、位相調整回路の形状を小さくできる。また、各実装型素子を置き換えるだけで、位相調整量を変化させることができる。これにより、適する位相調整量を容易に実現でき、且つ小型化が可能である。
　また、この発明の高周波スイッチモジュールでは、次の構成であることが好ましい。フィルタ回路のインダクタは、積層体に実装される実装型インダクタ素子である。フィルタ回路のキャパシタは、積層体に実装される実装型キャパシタ素子である。
　この構成では、さらに、適する位相調整量を容易に実現でき、且つ小型化が可能な高周波スイッチモジュールを実現できる。
　この発明によれば、高調波歪み特性および帯域外特性に優れる高周波スイッチモジュールを小型且つ容易に実現することができる。
本発明の第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 外部接続用端子から高周波信号（大電力）が入力された場合の当該高周波信号の伝送状態を説明する図である。 高周波信号の２次高調波信号の伝送状態、および歪み２次高調波信号の伝送状態を示す図である。 本発明の第１の実施形態の構成および従来構成でのアンテナＡＮＴでの２次高調波レベルをシミュレーションした結果である。 本発明の第１の実施形態の一態様となる高周波スイッチモジュールの積層図である。 図５の積層図のパターンにより実現される高周波モジュールの回路図である。 ＬＣ並列共振回路およびＬＣ直列共振回路の減衰特性と、ＬＣ直列共振回路の回路構成例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 本発明の第５の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 本発明の第６の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 本発明の第７の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 本発明の第８の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。 本発明の第９の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。
　本発明の第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。なお、本実施形態では、１個の共通端子と３個の個別端子を有するスイッチＩＣを例に説明するが、個別端子数はこれに限るものではなく、複数であれば他の個数であってもよい。
　高周波スイッチモジュール１０は、スイッチＩＣ１００、位相調整回路２００、フィルタ３００、アンテナ整合回路１９０を備える。高周波スイッチモジュール１０は、外部接続用端子１３０，１４１，１４２，１４３，１５１，１５２，１５３を備える。外部接続用端子１４１が、本発明の「第１外部接続用端子」に相当する。外部接続用端子１３０は、高周波スイッチモジュール１０の外部に配置されたアンテナＡＮＴに接続されている。
　スイッチＩＣ１００は、共通端子１０１、個別端子１１１，１１２，１１３、駆動制御端子１２１，１２２，１２３を備える。個別端子１１１が本発明の「第１個別端子」に相当する。スイッチＩＣ１００は、駆動制御端子１２１，１２２，１２３に入力される駆動電圧と制御信号によって、共通端子１０１を、個別端子１１１，１１２，１１３のいずれか１個に切り替えて接続する。より具体的には、スイッチＩＣ１００は、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）等の半導体スイッチが共通端子１０１と各個別端子１１１，１１２，１１３との間に接続される構造からなる。スイッチＩＣ１００は、駆動電圧で半導体スイッチに電源供給し、制御信号によって、オン制御する半導体スイッチとオフ制御する半導体スイッチを切り替える。スイッチＩＣ１００は、このような各半導体スイッチのオンオフ制御によって、共通端子１０１を個別端子１１１，１１２，１１３のいずれかに接続する。
　共通端子１０１と外部接続用端子１３０との間には、アンテナ整合回路１９０が接続されている。アンテナ整合回路１９０は、図示していないが、例えば、直列インダクタ、該直列インダクタと外部接続用端子１３０との間をグランドに接続するキャパシタ、直列インダクタと共通端子１０１との間をグランドに接続するインダクタ等のから構成される。
　駆動制御端子１２１，１２２，１２３は、それぞれ外部接続用端子１５１，１５２，１５３に接続する。これら外部接続用端子１５１，１５２，１５３から駆動電圧および制御信号が供給される。
　個別端子１１１は、位相調整回路２００、フィルタ回路３００を介して、外部接続用端子１４１に接続されている。
　個別端子１１２，１１３は、それぞれ外部接続用端子１４２，１４３に接続されている。なお、これらの個別端子と外部接続用端子との間に、フィルタ等の回路素子が接続されていてもよい。
　位相調整回路２００は、個別端子１１１とフィルタ回路３００との間に接続されている。位相調整回路２００は、インダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３を備える。インダクタ２０１は、個別端子１１１とフィルタ回路３００との間に直列接続されている。インダクタ２０１の個別端子１１１側は、キャパシタ２０２を介してグランドに接続されている。インダクタ２０１のフィルタ回路３００側は、キャパシタ２０３を介してグランドに接続されている。
　インダクタ２０１のインダクタンスＬｔ１、キャパシタ２０２のキャパシタンスＣｕ１、キャパシタ２０３のキャパシタンスＣｕ２は、後述する２次高調波信号の位相シフト条件に基づいて設定されている。
　フィルタ回路３００は、フィルタ用インダクタ３０１、フィルタ用キャパシタ３０２を備える。フィルタ用インダクタ３０１は、位相調整回路２００と外部接続用端子１４１との間に接続されている。フィルタ用キャパシタ３０２は、フィルタ用インダクタ３０１に並列接続されている。これにより、フィルタ回路３００は、フィルタ用インダクタ３０１とフィルタ用キャパシタ３０２とのＬＣ並列共振回路からなる。このような回路構成から、フィルタ回路３００は、ＬＣ並列共振型のノッチフィルタとして機能する。
　フィルタ用インダクタ３０１の素子値（インダクタンス）Ｌｔ２とフィルタ用キャパシタ３０２の素子値（キャパシタンス）Ｃｔ２は、外部接続用端子１４１から入力される高周波信号の２次高調波信号の周波数がノッチフィルタの減衰極周波数と一致もしくは略一致するように設定されている。
　図２は、外部接続用端子から高周波信号（大電力）が入力された場合の当該高周波信号の伝送状態を説明する図である。なお、本発明でいう「大電力」とは、高周波スイッチモジュール１０に用いられるスイッチＩＣ１００に高周波信号が入力されたことにより、当該スイッチＩＣ１００から歪み高調波信号が発生する電力レベルを示す。図３は、高周波信号の２次高調波信号の伝送状態、および歪み２次高調波信号の伝送状態を示す図である。なお、図２、図３では、スイッチＩＣ１００の個別端子１１１と共通端子１０１が導通された状態を示す。
　図２に示すように、外部接続用端子１４１から入力された基本周波数の高周波信号（基本波）Ｓｆ０は、フィルタ回路３００、位相調整回路２００を介して、スイッチＩＣ１００の個別端子１１１に入力される。スイッチＩＣ１００の個別端子１１１に入力された高周波信号Ｓｆ０は、共通端子１０１から出力される。
　図３（上段）に示すように、外部接続用端子１４１から入力された高周波信号の２次高調波信号Ｓ２ｆ０は、フィルタ回路３００で減衰される。これにより、入力された２次高調波信号Ｓ２ｆ０は、位相調整回路２００およびスイッチＩＣ１００には伝送されず、スイッチＩＣ１００の共通端子１０１から出力されない。
　基本周波数の高周波信号Ｓｆ０がスイッチＩＣ１００に入力されると、高周波信号Ｓｆ０が大電力の場合に、半導体スイッチが歪んで、歪み高調波信号が発生する。なお、歪み高調波信号の電力は、殆どが２次高調波信号ＳＤ２ｆ０である。この歪み２次高調波信号ＳＤ２ｆ０は、共通端子１０１、個別端子１１１に出力される。
　個別端子１１１に出力された歪み２次高調波信号ＳＤ２ｆ０は、位相調整回路２００を介して、フィルタ回路３００に伝送される。フィルタ回路３００は、２次高調波信号の周波数が減衰極周波数と一致するので、歪み２次高調波信号ＳＤ２ｆ０は、フィルタ回路３００で反射する。この反射２次高調波信号ＳＤＲ２ｆ０は、位相調整回路２００を伝送し、個別端子１１１に入力される。反射２次高調波信号ＳＤＲ２ｆ０は、個別端子１１１から共通端子１０１に伝送される。
　したがって、共通端子１０１からは、元々共通端子１０１から出力される歪み２次高調波信号ＳＤｃ２ｆ０と反射２次高調波信号ＳＤＲ２ｆ０とが重なり合って出力される。
　ここで、共通端子１０１での歪み２次高調波信号ＳＤｃ２ｆ０の位相と反射２次高調波信号ＳＤＲ２ｆ０の位相とが逆位相となるように、位相調整回路２００のインダクタ２０１のインダクタンスＬｔ１、キャパシタ２０２のキャパシタンスＣｕ１、キャパシタ２０３のキャパシタンスＣｕ２を決定する。言い換えれば、個別端子１１１から出力された歪み２次高調波信号がフィルタ回路３００で反射してスイッチＩＣ１００に戻り、共通端子１０１における反射２次高調波信号ＳＤＲ２ｆ０の位相が、共通端子１０１での歪み２次高調波信号ＳＤｃ２ｆ０の位相に対して１８０°シフトしているように、位相調整回路２００のインダクタ２０１のインダクタンスＬｔ１、キャパシタ２０２のキャパシタンスＣｕ１、キャパシタ２０３のキャパシタンスＣｕ２を決定する。
　このような構成とすることで、図３（下段）に示すように、共通端子１０１において歪み２次高調波信号ＳＤｃ２ｆ０と反射２次高調波信号ＳＤＲ２ｆ０とが相殺され、結果的に、共通端子１０１から２次高調波信号が出力されていない状態となる。これにより、２次高調波信号が外部接続用端子１３０（アンテナＡＮＴ）側に出力されず、高周波スイッチモジュール１０の高調波歪み特性および帯域外特性が改善する。高調波歪み特性とは、送受信する高周波信号の周波数を基本波周波数とする高調波信号が外部へ出力されにくいほど良好となる特性である。帯域外特性とは、送受信する周波数帯域以外の周波数帯域で大きな減衰量が得られる場合が良好となる特性である。
　さらに、本実施形態に示すように、位相調整回路２００が、インダクタ２０１とキャパシタ２０２，２０３によって構成されているので、分布定数線路であるマイクロストリップラインの構成よりも、共通端子１０１に戻る２次高調波信号の位相を調整しやすい。したがって、従来の分布定数線路による位相調整回路と比較して、所望の位相調整量を得るための形状自由度が向上し、小型化がより容易に実現できる。
　図４は、本実施形態の構成および従来構成でのアンテナＡＮＴでの２次高調波レベルをシミュレーションした結果である。なお、図４では、従来構成でスイッチＩＣのＦＥＴの形状を２倍にした構成についても示している。また、図４のシミュレーションは、入力される高周波信号のレベルを＋２６［ｄＢｍ］としている。
　図４に示すように、従来構成では－８０［ｄＢｍ］であった２次高調波レベルが、本実施形態の構成では－９５［ｄＢｍ］まで低下する。一般に、スイッチＩＣのＦＥＴの形状を大きくすることで、高調波信号の出力を抑制できることが知られている。そこで、従来の構成のスイッチＩＣの形状を２倍にした場合の構成についても、シミュレーションしている。その結果、従来構成でスイッチＩＣのＦＥＴの形状を２倍にした構成では－８３［ｄＢｍ］であるので、この構成よりも、本実施形態の構成の方が２次高調波レベルを低下することができる。
　また、上述の構成では、位相調整回路２００は、π型の低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）となる。ここで、インダクタ２０１のインダクタンスＬｔ１、キャパシタ２０２のキャパシタンスＣｕ１、キャパシタ２０３のキャパシタンスＣｕ２を調整し、２次高調波信号の周波数を通過周波数帯域内とし、３次高調波信号の周波数帯域が減衰帯域となるように、低域通過フィルタを設定する。
　このような構成とすることで、フィルタ回路３００で反射してスイッチＩＣ１００に戻る２次高調波信号の信号レベルを殆ど低下させない。したがって、共通端子１０１での相殺効果を向上させることができる。これにより、共通端子１０１から出力される２次高調波信号を、より大幅に抑圧することができ、高周波スイッチモジュール１０の高調波歪み特性および帯域外特性を、さらに向上させることができる。
　さらに、フィルタ回路３００を通過した３次以上の高調波信号が、位相調整回路２００で減衰されるので、共通端子１０１から出力される２次以上の高調波信号も大幅に抑圧することができる。これにより、高周波スイッチモジュール１０の総合的に高調波歪み特性および帯域外特性を、さらに向上させることができる。
　上述のような高周波スイッチモジュール１０は、複数の誘電体層を積層した積層体によって実現される。所定の誘電体層には、高周波スイッチモジュール１０の回路パターンを実現するための導体パターンが形成されている。積層体の天面には、実装型回路素子が実装されており、積層体の底面には、外部接続用端子を実現する実装用ランドが形成されている。
　図５は、本実施形態の一態様となる高周波スイッチモジュールの積層図である。なお、図５の各誘電体層に記載された○（丸形状）は誘電体層を厚み方向に貫通する導電性ビアを示す。図６は、図５の積層図のパターンにより実現される高周波モジュールの回路図である。
　図５、図６に示す高周波スイッチモジュール１０Ｒは、スイッチＩＣ１００Ｒ、アンテナ整合回路１９０、位相調整回路２００、フィルタ回路３００、低域通過フィルタ４００，５００を備える。位相調整回路２００およびフィルタ回路３００は、上述の高周波スイッチモジュール１０と同じである。
　高周波スイッチモジュール１０Ｒは、外部接続用端子１３０，１４１－１４９，１５１－１５５を備える。
　スイッチＩＣ１００Ｒは、１個の共通端子１０１、９個の個別端子１１１－１１９、５個の駆動制御端子１２１－１２５を備える。駆動制御端子１２１－１２５に供給される駆動電圧と制御信号とにより、共通端子１０１は、個別端子１１１－１１９のいずれかに接続される。
　共通端子１０１と外部接続用端子１３０との間には、アンテナ整合用インダクタ１９１が接続されている。アンテナ整合回路１９０は、アンテナ整合用インダクタ１９１，１９２、およびアンテナ整合用キャパシタ１９３を備える。アンテナ整合用インダクタ１９１は、共通端子１０１と外部接続用端子１３０との間に接続されている。アンテナ整合用インダクタ１９１の共通端子１０１側は、アンテナ整合用インダクタ１９２を介してグランドに接続されている。アンテナ整合用インダクタ１９１の外部接続用端子１３０側は、アンテナ整合用キャパシタ１９３を介してグランドに接続されている。
　個別端子１１１と外部接続用端子１４１との間には、位相調整回路２００とフィルタ回路３００が接続されている。
　個別端子１１２と外部接続用端子１４２との間には、低域通過フィルタ４００が接続されている。低域通過フィルタ４００は、ＬＰＦ用インダクタ４０１，４０２、ＬＰＦ用キャパシタ４１１，４１２，４２１，４２２，４２３を備える。ＬＰＦ用インダクタ４０１，４０２は、個別端子１１２と外部接続用端子１４２との間に直列接続されている。ＬＰＦ用キャパシタ４１１は、ＬＰＦ用インダクタ４０１に並列接続されている。ＬＰＦ用キャパシタ４１２は、ＬＰＦ用インダクタ４０２に並列接続されている。ＬＰＦ用インダクタ４０１の個別端子１１２側は、ＬＰＦ用キャパシタ４２１を介してグランドに接続されている。ＬＰＦ用インダクタ４０１，４０２の接続点は、ＬＰＦ用キャパシタ４２２を介してグランドに接続されている。ＬＰＦ用インダクタ４０２の外部接続用端子１４２側は、ＬＰＦ用キャパシタ４２３を介してグランドに接続されている。低域通過フィルタ４００は、外部接続用端子１４２に入力される高周波信号の周波数帯域が通過帯域内となり、２次高調波周波数以上が減衰帯域となるように、各ＬＰＦ用インダクタ４０１，４０２及びＬＰＦ用キャパシタ４１１，４１２，４２１，４２２，４２３の素子値が決定されている。
　個別端子１１３と外部接続用端子１４３との間には、低域通過フィルタ５００が接続されている。低域通過フィルタ５００は、ＬＰＦ用インダクタ５０１，５０２、ＬＰＦ用キャパシタ５１１，５２２を備える。ＬＰＦ用キャパシタ５１１は、ＬＰＦ用インダクタ５０１に並列接続されている。ＬＰＦ用インダクタ５０１，５０２の接続点は、ＬＰＦ用キャパシタ５２２を介してグランドに接続されている。低域通過フィルタ５００は、外部接続用端子１４３に入力される高周波信号の周波数帯域が通過帯域内となり、２次高調波周波数以上が減衰帯域となるように、各ＬＰＦ用インダクタ５０１，５０２及びＬＰＦ用キャパシタ５１１，５２２の素子値が決定されている。
　個別端子１１４－１１９は、それぞれ外部接続用端子１４４－１４９に接続されている。駆動制御端子１２１－１２５は、それぞれ外部接続用端子１５１－１５５に接続されている。
　このような高周波スイッチモジュール１０Ｒは、図５に示すように、誘電体層Ｌａｙ１から誘電体層Ｌａｙ１４の１４層を積層してなる積層体によって実現される。誘電体層Ｌａｙ１が積層体の最上層であり、誘電体層Ｌａｙ１４が積層体の最下層である。誘電体層Ｌａｙ１から誘電体層Ｌａｙ１３では導体パターンが上層側に形成されており、誘電体層Ｌａｙ１４では導体パターンが下層側に形成されている。
　最上層（第１層）となる誘電体層Ｌａｙ１の天面（積層体の天面）には、スイッチＩＣ１００、インダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３、フィルタ用インダクタ３０１、フィルタ用キャパシタ３０２、アンテナ整合用インダクタ１９１，１９２、アンテナ整合用キャパシタ１９３が実装されている。これらの回路素子は、実装型回路素子からなり、天面に形成された素子用ランドに実装されている。インダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３、フィルタ用インダクタ３０１、フィルタ用キャパシタ３０２は、スイッチＩＣ１００を挟んで、アンテナ整合用インダクタ１９１，１９２、アンテナ整合用キャパシタ１９３から離間されている。
　位相調整回路２００を構成するインダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３は、互いに並ぶように近接して実装されている。さらに、フィルタ用インダクタ３０１、フィルタ用キャパシタ３０２も互いに並ぶように近接して実装されており、且つインダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３と並ぶように近接して実装されている。このような構成により、位相調整回路２００の各回路素子を接続する導体パターンを短くでき、この導体パターンによる位相シフト量を極小さくできる。また、位相調整回路２００とフィルタ回路３００とを接続する導体パターンも短くでき、この導体パターンによる位相シフト量を極小さくできる。これにより、スイッチＩＣ１００に戻る２次高調波信号の位相シフト量を、インダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３で正確に設定することができる。
　第２層である誘電体層Ｌａｙ２および第３層である誘電体層Ｌａｙ３には、引き回し用導体パターンが適宜形成されている。スイッチＩＣ１００、インダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３、フィルタ用インダクタ３０１、フィルタ用キャパシタ３０２を接続する導体パターンは、これらの誘電体層に形成されている。これにより、さらに高精度に、スイッチＩＣ１００に戻る２次高調波信号の位相シフト量を、インダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３で設定することができる。
　第４層である誘電体層Ｌａｙ４には、略全面に内装グランド導体ＰｔＧＮＤ１が形成されている。
　第５層である誘電体層Ｌａｙ５には、引き回し用導体パターンが適宜形成されている。
　第６層である誘電体層Ｌａｙ６には、内装グランド導体ＰｔＧＮＤ２と、キャパシタ４２１用の矩形導体が形成されている。内装グランド導体ＰｔＧＮＤ２は、内装グランド導体ＰｔＧＮＤ１とともに誘電体層Ｌａｙ５の引き回し用導体パターンを積層方向に沿って挟むように形成されている。
　第７層、第８層、第９層である誘電体層Ｌａｙ７，Ｌａｙ８，Ｌａｙ９には、低域通過フィルタ用インダクタ４０１，４０２，５０１，５０２用の線状巻回導体が形成されている。
　第１０層である誘電体層Ｌａｙ１０には、低域通過フィルタ用キャパシタ５１１用の矩形導体が形成されている。第１１層である誘電体層Ｌａｙ１１には、低域通過フィルタ用キャパシタ４１１，４１２用の矩形導体が形成されている。第１２層である誘電体層Ｌａｙ１２には、低域通過フィルタ用キャパシタ４１１，４１２，４２２，４２３，５１１，５２２用の矩形導体が形成されている。
　第１３層である誘電体層Ｌａｙ１３には、略全面に内装グランド導体ＰｔＧＮＤ３が形成されている。
　第１４層（最下層）である誘電体層Ｌａｙ１４には、外部接続用端子１３０，１４１，１４２－１４９，１５１－１５５用の外部接続用ランドと、外部グランド接続用ランドＰＧが形成されている。
　このように、位相調整回路２００を構成するインダクタ２０１、キャパシタ２０２，２０３を実装回路素子とすることで、位相シフト量を大きくとっても、積層体の形状を小型にすることができる。さらに、フィルタ回路３００を構成するフィルタ用インダクタ３０１およびフィルタ用キャパシタ３０２を実装回路素子とすることでも、積層体の形状を小型にすることができる。
　また、このような構成とすることで、位相調整回路２００およびフィルタ回路３００と、低域通過フィルタ４００，５００との間に内装グランド導体ＰｔＧＮＤ１が配置される。これにより、位相調整回路２００およびフィルタ回路３００と、低域通過フィルタ４００，５００とが積層方向に見て重なっていても、位相調整回路２００およびフィルタ回路３００と低域通過フィルタ４００，５００との間のアイソレーションを高く確保することができる。すなわち、これらのアイソレーションを高く確保しつつ、高周波スイッチモジュール１０を小型に形成することができる。
　また、アンテナＡＮＴに接続する外部接続用端子１３０用の外部接続用ランドは、他の外部接続用ランドに対して、グランド接続用ランドＰＧを挟んで離間されている。これにより、アンテナＡＮＴに接続する外部接続用端子１３０用の外部接続用ランドと、他の外部接続用ランドとの間のアイソレーションを高く確保することができる。
　なお、上述の高周波スイッチモジュールでは、フィルタ回路３００としてＬＣ並列共振回路のノッチフィルタを用いた。しかしながら、ＬＣ直列共振回路のノッチフィルタに置き換えることも可能である。図７は、ＬＣ並列共振回路およびＬＣ直列共振回路の減衰特性と、ＬＣ直列共振回路の回路構成例を示す図である。ＬＣ直列共振回路からなるフィルタ回路３００Ｐは、インダクタ３０１Ｐとキャパシタ３０２Ｐを備える。インダクタ３０１Ｐとキャパシタ３０２Ｐは直列接続されている。この直列回路の一方端は、位相調整回路２００と外部接続用端子１４１とを接続する導体ラインの所定位置に接続されている。直列回路の他方端は、グランドに接続されている。インダクタ３０１Ｐの素子値（インダクタンス）ＬＬｕ２とキャパシタ３０２Ｐの素子値（キャパシタンス）ＣＣｕ２を適宜設定することで、ノッチフィルタの減衰極周波数を２次高調波信号の周波数に一致させる。このような構成のフィルタ回路３００Ｐでも、ＬＣ並列共振回路からなるフィルタ回路３００と類似する作用効果が得られる。
　しかしながら、ＬＣ並列共振回路のフィルタ回路３００を用いることで、図７に示すように、ＬＣ直列共振回路のフィルタ回路３００Ｐを用いるよりも、減衰極特性が急峻になる。したがって、２次高調波信号周波数以外の減衰量を小さくできる。これにより、減衰させたくない周波数の高周波信号、例えば基本周波数の高周波信号を減衰させずに伝送することができ、高周波スイッチモジュール１０としての送受信特性を向上させることができる。なお、ＬＣ直列共振回路では減衰帯域が広くなるので、２次高調波信号に幅があっても、２次高調波信号を減衰させやすくなる。
　次に、第２の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図８は本発明の第２の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ａは、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０に対して、フィルタ回路３００を省略し、代わりにデュプレクサ７００を用いている。当該デュプレクサ７００に関わる回路構成以外は、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０と同じであるので、具体的な説明は省略する。
　デュプレクサ７００は、第１帯域通過フィルタ７０１、第２帯域通過フィルタ７０２を備える。第１帯域通過フィルタ７０１と第２帯域通過フィルタ７０２は、通過帯域が異なる。第１帯域通過フィルタ７０１は、高周波スイッチモジュール１０Ａの外部接続用端子１４１１とデュプレクサ第１端子との間に接続されている。第１帯域通過フィルタ７０１は、外部接続用端子１４１１から入力される第１高周波信号の周波数帯域を通過帯域内とし、２次高調波信号の周波数以上の周波数帯域を減衰帯域とするフィルタ回路である。第２帯域通過フィルタ７０２は、高周波スイッチモジュール１０Ａの外部接続用端子１４１２とデュプレクサ第１端子との間に接続されている。第２帯域通過フィルタ７０２は、外部接続用端子１４１２へ出力する第２高周波信号の周波数帯域を通過帯域内とし、２次高調波信号の周波数以上の周波数帯域を減衰帯域とするフィルタ回路である。さらに、第２帯域通過フィルタ７０２は、第１高周波信号の２次高調波信号の周波数を減衰帯域とするようにも設定されている。第１高周波信号と第２高周波信号は、例えば、同じバンドクラスの送信信号と受信信号である。
　デュプレクサ７００は、整合回路６００を介して、位相調整回路２００に接続されている。整合回路６００は、整合回路用インダクタ６０１，６０２を備える。整合回路用インダクタ６０１は、位相調整回路２００とデュプレクサ７００のデュプレクサ第１端子との間に接続されている。整合回路用インダクタ６０２は、整合回路用インダクタ６０１のデュプレクサ７００側とグランドとの間に接続されている。整合回路用インダクタ６０１，６０２の素子値（インダクタンス）Ｌｔ３，Ｌｕ３を適宜設定することで、位相調整回路２００とデュプレクサ７００との間のインピーダンス整合を行っている。
　このような構成では、個別端子１１１から出力される歪み２次高調波信号は、デュプレクサ７００で反射される。これは、帯域通過フィルタの通過帯域外での反射係数が高いことを利用している。デュプレクサ７００で反射した歪み２次高調波信号は、スイッチＩＣ１００に戻り、上述の第１の実施形態と同様に、共通端子１０１で当該共通端子１０１から出力される歪み２次高調波信号と相殺される。
　以上のように、個別端子１１１にデュプレクサが接続される態様では、フィルタ回路を省略することができる。
　なお、位相調整回路２００が２次高調波信号の位相を回転させる作用を加味して、整合回路６００の整合回路用インダクタ６０１，６０２のインダクタンスＬｔ３，Ｌｕ３を設定することが好ましい。すなわち、位相調整回路２００と整合回路６００とで、上述の相殺用の２次高調波信号の位相回転量を設定するようにすることが好ましい。
　次に、第３の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図９は本発明の第３の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ｂは、第２の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０Ａに対して、フィルタ回路３００を追加したものである。すなわち、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０と、第２の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０Ａとを組み合わせたものである。なお、第２の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０Ａと同じ箇所については、具体的な説明は省略する。
　フィルタ回路３００は、位相調整回路２００と整合回路６００との間に接続されている。このような構成であっても、上述と同様の作用効果を得ることができる。さらに、本実施形態では、フィルタ回路３００を通過して、デュプレクサ７００に達した歪み２次高調波信号が反射して、スイッチＩＣ１００に戻る。したがって、共通端子１０１に戻る歪み２次高調波信号の振幅の減衰量を、より少なくすることができる。これにより、さらに相殺効果を向上させることができる。
　次に、第４の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図１０は本発明の第４の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ｃは、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０に対して、位相調整回路２００Ｃが異なるものであり、他の構成は、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０と同じである。したがって、異なる箇所のみを具体的に説明する。
　位相調整回路２００Ｃは、キャパシタ２０１Ｃ、インダクタ２０２Ｃ，２０３Ｃを備える。キャパシタ２０１Ｃは、個別端子１１１とフィルタ回路３００との間に接続されている。キャパシタ２０１Ｃの個別端子１１１側は、インダクタ２０２Ｃを介してグランドに接続されている。キャパシタ２０１Ｃのフィルタ回路３００側は、インダクタ２０３Ｃを介してグランドに接続されている。そして、キャパシタ２０１Ｃの素子値（キャパシタンス）Ｃｔ１、インダクタ２０２Ｃの素子値（インダクタンス）Ｌｕ１１、インダクタ２０３Ｃの素子値（インダクタンス）Ｌｕ１２を適宜設定することで、上述の実施形態と同様に、フィルタ回路３００に達して反射する歪み２次高調波信号の位相を調整し、共通端子１０１から出力される歪み高調波信号を相殺することができる。
　また、位相調整回路２００Ｃは、π型の高域通過フィルタ（ハイパスフィルタ）となる。ここで、キャパシタ２０１ＣのキャパシタンスＣｔ１、インダクタ２０２ＣのインダクタンスＬｕ１１、インダクタ２０３ＣのインダクタンスＬｕ１２を調整し、高周波信号の周波数帯域が通過帯域内となり、これ以下の周波数が減衰帯域となるように、高域通過フィルタを設定する。
　このような構成とすることで、基本周波数の高周波信号を低損失で伝送しながら、フィルタ回路３００で反射してスイッチＩＣ１００に戻る２次高調波信号の信号レベルを殆ど低下させない。そして、高周波信号の基本周波数よりも低い周波数の信号を遮断できる。これにより、アンテナＡＮＴから入力されたサージを遮断し、フィルタ回路３００に伝送されないようにすることができ、フィルタ回路３００および外部接続端子１４１に接続される他の素子のＥＳＤ保護を実現できる。なお、この際、アンテナ整合回路１９０で、ＥＳＤ保護効果を得られるインダクタとキャパシタの構成を用いることで、スイッチＩＣ１００のＥＳＤ保護と、フィルタ回路３００のさらなるＥＳＤ保護を実現できる。
　次に、第５の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図１１は本発明の第５の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ｄは、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０に対して、フィルタ回路３００Ｄが異なるものであり、他の構成は、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０と同じである。したがって、異なる箇所のみを具体的に説明する。
　フィルタ回路３００Ｄは、位相調整回路２００と外部接続用端子１４１との間に接続されており、２段のＬＣ並列共振回路からなる。フィルタ回路３００Ｄは、フィルタ用インダクタ３０１１，３０１２、フィルタ用キャパシタ３０２１，３０２２を備える。フィルタ用インダクタ３０１１とフィルタ用キャパシタ３０２１のＬＣ並列回路と、フィルタ用インダクタ３０１２とフィルタ用キャパシタ３０２２のＬＣ並列回路とが、この順で位相調整回路２００側から接続されている。
　そして、フィルタ用インダクタ３０１１とフィルタ用キャパシタ３０２１のＬＣ並列回路のインダクタンスＬｔ２１およびキャパシタンスＣｔ２１を適宜設定することで、２次高調波信号の周波数を減衰極周波数に設定している。また、フィルタ用インダクタ３０１２とフィルタ用キャパシタ３０２２のＬＣ並列回路のインダクタンスＬｔ２２およびキャパシタンスＣｔ２２を適宜設定することで、３次高調波信号の周波数を減衰極周波数に設定している。なお、これら減衰極の設定は逆であってもよい。すなわち、フィルタ用インダクタ３０１１とフィルタ用キャパシタ３０２１のＬＣ並列回路の減衰極周波数を３次高調波信号の周波数に一致させ、フィルタ用インダクタ３０１２とフィルタ用キャパシタ３０２２のＬＣ並列回路の減衰極周波数を２次高調波信号の周波数に一致させてもよい。
　このような構成であっても、上述の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。さらに、３次以上の高調波信号も遮断でき、高周波スイッチモジュール１０Ｄの高調波歪み特性および帯域外特性を向上させることができる。
　次に、第６の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図１２は本発明の第６の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ｅは、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０に対して、フィルタ回路３００Ｅで位相調整回路２００を兼用したものであり、他の構成は、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０と同じである。したがって、異なる箇所のみを具体的に説明する。
　フィルタ回路３００Ｅは、フィルタ用インダクタ３０１Ｅとフィルタ用キャパシタ３０２Ｅを備える。フィルタ用インダクタ３０１Ｅは、個別端子１１１と外部接続用端子１４１との間に接続されている。フィルタ用キャパシタ３０２Ｅは、フィルタ用インダクタ３０１Ｅに並列接続されている。
　このような構成において、フィルタ用インダクタ３０１ＥのインダクタンスＬｔ２Ｅと、フィルタ用キャパシタ３０２ＥのキャパシタンスＣｔ２Ｅを、適宜設定して、上述の位相調整回路２００の２次高調波信号に対する位相回転機能と、フィルタ回路３００の機能を実現する。このような構成とすることで、上述の実施形態と同様の作用効果を得ながら、位相調整回路２００を省略して、高周波スイッチモジュールをさらに小型に形成することができる。
　次に、第７の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図１３は本発明の第７の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ｆは、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０に対して、さらに、第２のスイッチＩＣ１００Ｈ、ディプレクサ８００、を追加したものである。したがって、異なる箇所のみを具体的に説明する。なお、図１３では、スイッチＩＣ１００および第２のスイッチＩＣ１００Ｈの駆動制御端子は省略している。スイッチＩＣ１００がローバンド用であり、第２のスイッチＩＣ１００Ｈがハイバンド用である。なお、例えば、ローバンドとは８００ＭＨｚ帯や９００ＭＨｚ帯を含み１．５ＧＨｚ未満の周波数帯域を示し、ハイバンドとは１．５ＧＨｚ帯や１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯等を含み、１．５ＧＨｚ以上の周波数帯域を示す。
　第２のスイッチＩＣ１００Ｈは、共通端子１０１Ｈと複数の個別端子１１１Ｈ，１１２Ｈ，１１３Ｈを備える。共通端子１０１Ｈは、個別端子１１１Ｈ，１１２Ｈ，１１３Ｈのいずれかに接続される。
　デュプレクサ８００は、デュプレクサ用低域通過フィルタ８０１とデュプレクサ用高域通過フィルタ８０２を備える。デュプレクサ用低域通過フィルタ８０１は、外部接続用端子１３０とスイッチＩＣ１００の共通端子１０１との間に接続されている。デュプレクサ用高域通過フィルタ８０２は、外部接続用端子１３０と第２のスイッチＩＣ１００Ｈの共通端子１０１Ｈとの間に接続されている。
　デュプレクサ用低域通過フィルタ８０１は、ローバンドの複数のバンドクラスの高周波信号を通過し、ハイバンドの複数のバンドクラスの高周波信号を減衰させるように設定されている。デュプレクサ用高域通過フィルタ８０２は、ハイバンドの複数のバンドクラスの高周波信号を通過し、ローバンドの複数のバンドクラスの高周波信号を減衰させるように設定されている。
　このような構成においては、スイッチＩＣ１００でローバンドのバンドクラスの高周波信号が送受信され、第２のスイッチＩＣ１００Ｈでハイバンドのバンドクラスの高周波信号が送受信される。そして、この場合、スイッチＩＣ１００の発する２次高調波信号の周波数は、ハイバンドのバンドクラスの周波数と近接したり、部分的に重なったりして、ノイズとなる。
　しかしながら、スイッチＩＣ１００に対して位相調整回路２００、フィルタ回路３００が接続されているので、スイッチＩＣ１００の共通端子１０１から２次高調波信号は殆ど出力されない。したがって、第２のスイッチＩＣ１００Ｈには、スイッチＩＣ１００の２次高調波信号は入力されない。これにより、ハイバンドのバンドクラスの受信時のＳ／Ｎ比が向上し、送受信特性に優れる高周波スイッチモジュールを実現できる。
　さらに、キャリアアグリゲーションによって、ローバンドのバンドクラスの高周波信号とハイバンドのバンドクラスの高周波信号とを同時に送受信する場合であっても、ハイバンドのバンドクラスの高周波信号の受信のＳ／Ｎ比が高く保持することができる。これにより、ハイバンドのバンドクラスの高周波信号の受信特性を向上でき、送受信特性に優れるキャリアアグリゲーション仕様の高周波スイッチモジュールを実現できる。
　次に、第８の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図１４は本発明の第８の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ｇは、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０に対して、複数の線路導体２３１，２３２，２３３および選択部材２３０を追加したものであり、他の構成は、第１の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０と同じである。したがって、異なる箇所のみを具体的に説明する。
　複数の線路導体２３１，２３２，２３３はそれぞれ異なる長さからなり、一方端はフィルタ回路３００に接続されている。選択部材２３０は、例えば０Ω抵抗器等からなり、複数の線路導体２３１，２３２，２３３の他方端のいずれかと、位相調整回路２００とを接続するように配置される。
　このような構成とすることで、選択部材２３０によって接続されない線路導体は、オープンスタブとして機能する。したがって、このような選択部材２３０と線路導体２３１，２３２，２３３の組み合わせにより、２次高調波信号の位相調整量をさらに多様に設定することができる。
　次に、第９の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。図１５は本発明の第９の実施形態に係る高周波スイッチモジュールの回路図である。本実施形態の高周波スイッチモジュール１０Ｈは、第８の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０Ｇに対して、複数の線路導体２３１，２３２，２３３および選択部材２３０の配置位置が異なるものであり、他の構成は、第８の実施形態に係る高周波スイッチモジュール１０Ｇと同じである。したがって、異なる箇所のみを具体的に説明する。
　複数の線路導体２３１，２３２，２３３の一方端は位相調整回路２００に接続されている。選択部材２３０は、複数の線路導体２３１，２３２，２３３の他方端のいずれかと、スイッチＩＣ１００の個別端子１１１とを接続するように配置される。
　このような構成とすることで、選択部材２３０によって接続されない線路導体は、オープンスタブとして機能する。したがって、このような選択部材２３０と線路導体２３１，２３２，２３３の組み合わせにより、２次高調波信号の位相調整量をさらに多様に設定することができる。
　なお、上述の各実施形態では、個別端子から出力される歪み２次高調波信号の位相が、共通端子に戻った時点で、共通端子から出力される歪み２次高調波信号の位相に対して１８０°の差となるようにしたが、９０°から２７０°の間の位相差になるようにすれよい。これにより、共通端子から出力される歪み２次高調波信号を、少なくとも抑圧することができる。
　また、上述の各実施形態では、位相調整回路をπ型回路で実現する例を示したが、インダクタとキャパシタを用いていれば、Ｌ型回路やＴ型回路で位相調整回路を実現してもよい。
　また、上述の各実施形態では、１個の個別端子に２次高調波信号の位相調整機能を備えさせる例を示したが、大電力の高周波信号（例えば、送信信号）が入力される外部接続用端子が複数存在する場合には、これらの外部接続用端子とスイッチＩＣの個別端子との間に、それぞれ２次高調波信号の位相調整機能を備えさせればよい。
　また、上述の各実施形態の構成は、必要に応じて適宜組み合わせてもよい。
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｒ：高周波スイッチモジュール、
１００，１００Ｒ：スイッチＩＣ、
１００Ｈ：第２のスイッチＩＣ、
１０１，１０１Ｈ：共通端子、
１１１，１１２，１１３，１１４，１１５，１１６，１１７，１１８，１１９，１１１Ｈ，１１２Ｈ，１１３Ｈ：個別端子、
１２１，１２２，１２３，１２４，１２５：駆動制御端子、
１３０，１４１，１４２，１４３，１４４，１４５，１４６，１４７，１４８，１４９，１５１，１５２，１５３，１５４，１５５，１４１１，１４１２：外部接続用端子、
１９０：アンテナ整合回路、
１９１，１９２：アンテナ整合用インダクタ、
１９３：アンテナ整合用キャパシタ、
２００，２００Ｃ：位相調整回路、
２０１，２０２Ｃ，２０３Ｃ：インダクタ、
２０２，２０３，２０１Ｃ：キャパシタ、
２３０：選択部材、
２３１，２３２，２３３：線路導体、
３００，３００Ｄ：フィルタ回路、
３０１，３０１１，３０１２，３０１Ｅ：フィルタ用インダクタ、
３０２，３０２１，３０２２，３０２Ｅ：フィルタ用キャパシタ、
４００，５００：低域通過フィルタ、
４０１，４０２，５０１，５０２：ＬＰＦ用インダクタ、
４１１，４１２，４２１，４２２，４２３，５２２：ＬＰＦ用キャパシタ、
６００：整合回路、
６０１，６０２：整合回路用インダクタ、
７００：デュプレクサ、
７０１：第１帯域通過フィルタ、
７０２：第２帯域通過フィルタ、
８００：デュプレクサ、
８０１：デュプレクサ用低域通過フィルタ、
８０２：デュプレクサ用高域通過フィルタ

Claims (15)

  1. 　共通端子と複数の個別端子とを有し、半導体スイッチ素子のオンオフによって前記複数の個別端子を前記共通端子に切り替えて接続するスイッチＩＣを備えた高周波スイッチモジュールであって、
    　前記スイッチＩＣの前記共通端子および前記個別端子から高調波信号が出力され、
    　前記複数の個別端子の内の第１個別端子と、外部から高周波信号が入力される第１外部接続用端子との間に接続され、前記高周波信号の高調波成分を減衰させるフィルタ回路と、
    　該フィルタ回路と前記第１個別端子との間に接続され、インダクタとキャパシタとから構成された位相調整回路と、を備え、
    　前記位相調整回路は、前記共通端子から出力される高調波信号の振幅と、前記第１個別端子から出力され前記フィルタ回路で反射して前記第１個別端子に戻る高調波信号の振幅とが打ち消し合うように、前記インダクタと前記キャパシタの素子値が決定されている、高周波スイッチモジュール。
  2. 　前記インダクタと前記キャパシタは、前記共通端子からの高調波信号と前記第１個別端子からの高調波信号の位相差が９０°から２７０°の間となるように、前記素子値が決定されている、請求項１に記載の高周波スイッチモジュール。
  3. 　前記インダクタと前記キャパシタは、前記共通端子からの高調波信号と前記第１個別端子からの高調波信号の位相差が１８０°となるように、前記素子値が決定されている、請求項２に記載の高周波スイッチモジュール。
  4. 　前記位相調整回路は、前記高調波信号の周波数帯域を通過帯域内とする低域通過フィルタである、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  5. 　前記位相調整回路は、前記高周波信号の周波数帯域を通過帯域内とする高域通過フィルタである、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  6. 　前記フィルタ回路は、前記高調波信号の周波数が減衰極周波数に略一致するノッチフィルタである、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  7. 　前記フィルタ回路は、フィルタ用キャパシタとフィルタ用インダクタとが並列接続されたＬＣ並列共振回路を備え、
    　該ＬＣ並列共振回路は、前記第１外部接続用端子と前記位相調整回路との間に接続されている、請求項６に記載の高周波スイッチモジュール。
  8. 　前記フィルタ回路は、フィルタ用キャパシタとフィルタ用インダクタとが直列接続されたＬＣ直列共振回路を備え、
    　該ＬＣ直列共振回路は、前記第１外部接続用端子と前記位相調整回路との接続ラインと、グランドとの間に接続されている、請求項６に記載の高周波スイッチモジュール。
  9. 　前記フィルタ回路は、前記高周波信号の周波数帯域を通過帯域内とする帯域通過フィルタである、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  10. 　前記帯域通過フィルタは、デュプレクサを構成する一つのフィルタである、請求項９に記載の高周波スイッチモジュール。
  11. 　前記スイッチＩＣをローバンド用とし、
    　ハイバンド用の第２のスイッチＩＣと、
    　アンテナへの接続端子、前記スイッチＩＣの共通端子に接続するローバンド側端子、および前記第２のスイッチＩＣの共通端子に接続するハイバンド側端子を備え、前記ローバンド帯域の高周波信号と前記ハイバンド帯域の高周波信号とを分波するアンテナ側分波器と、
    　を備え、
    　前記第１個別端子に入力される高周波信号と、前記第２のスイッチ回路を伝送する第２高周波信号とが、少なくとも一時的に同時通信される、
    　請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  12. 　前記フィルタ回路と前記位相調整回路との間に接続され、
    　前記フィルタ回路に接続し、異なる長さからなる複数の線路導体と、
    　該複数の線路導体を前記位相調整回路に選択して接続する選択部材と、備える、請求項１乃至請求項１１のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  13. 　前記位相調整回路と前記第１個別端子との間に接続され、
    　前記位相調整回路に接続し、異なる長さからなる複数の線路導体と、
    　該複数の線路導体を前記第１個別端子に選択して接続する選択部材と、備える、請求項１乃至請求項１１のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  14. 　前記高周波スイッチモジュールは、導体パターンが形成された誘電体層を複数積層してなる積層体によって形成されており、
    　前記位相調整回路のインダクタは、前記積層体に実装される実装型インダクタ素子であり、
    　前記位相調整回路のキャパシタは、前記積層体に実装される実装型キャパシタ素子である、
    　請求項１乃至請求項１３のいずれかに記載の高周波スイッチモジュール。
  15. 　前記フィルタ回路のインダクタは、前記積層体に実装される実装型インダクタ素子であり、
    　前記フィルタ回路のキャパシタは、前記積層体に実装される実装型キャパシタ素子である、
    　請求項１４に記載の高周波スイッチモジュール。
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