WO2014091843A1 - コンバータ装置 - Google Patents

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WO2014091843A1
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WO
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duty
current
timing
sampling
reactor
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PCT/JP2013/080162
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English (en)
French (fr)
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雅志 小林
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Toyota Motor Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
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Publication date
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    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Definitions

  • This disclosure relates to a converter device.
  • regulates the timing of ON / OFF switching of the switching element of a converter apparatus is determined based on the reactor current etc. which flow into a reactor, suitable sampling timing of the reactor current for calculating the duty of the next period Depends on the duty of the current cycle. Therefore, depending on the duty set in the current cycle, the appropriate sampling timing of the reactor current may be delayed. In such a case, the duty of the next cycle cannot be calculated based on the sampled reactor current until the next duty setting timing. there is a possibility.
  • An object of the present invention is to provide a converter device capable of performing the above.
  • a converter having a switching element and a reactor; A duty is set for each predetermined duty setting period corresponding to a half cycle of the carrier signal, and ON / OFF switching of the switching element of the converter is executed at a switching timing corresponding to the relationship between the set duty and the carrier signal.
  • a control device The control device completes sampling the current value flowing through the reactor by the next duty setting timing and calculating the duty set at the next duty setting timing based on the sampled current value.
  • a converter device characterized by determining a duty to be set in the current duty setting cycle is provided.
  • the current value of the reactor is sampled at an appropriate sampling timing by the next duty setting timing, and can be set at the next duty setting timing based on the sampled current value.
  • a converter device capable of calculating is obtained.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a control block 500 of the DC / DC converter 20 in the semiconductor drive device 50.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the time series of the ON / OFF state of switching element Q22, Q24 which switches by the relationship between a carrier signal and a duty.
  • It is explanatory drawing which shows an example of the correction method of the duty in the duty correction part 512.
  • FIG. It is explanatory drawing of FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the overall configuration of a motor drive system 1 for an electric vehicle.
  • the motor drive system 1 is a system that drives a vehicle by driving a traveling motor 40 using electric power of a battery 10.
  • the electric vehicle typically includes a hybrid vehicle (HV) whose power source is an engine and a traveling motor 40, and an electric vehicle whose power source is only the traveling motor 40.
  • HV hybrid vehicle
  • the motor drive system 1 includes a battery 10, a DC / DC converter 20, an inverter 30, a travel motor 40, and a semiconductor drive device 50, as shown in FIG.
  • the battery 10 is an arbitrary power storage device that stores electric power and outputs a DC voltage, and may be composed of a capacitive element such as a nickel metal hydride battery, a lithium ion battery, or an electric double layer capacitor.
  • the DC / DC converter 20 may be a bidirectional DC / DC converter (a reversible chopper type step-up DC / DC converter).
  • the DC / DC converter 20 may be capable of step-up conversion from 200 V to 650 V and step-down conversion from 650 V to 200 V, for example.
  • a smoothing capacitor C1 may be connected between the input side of the reactor L1 of the DC / DC converter 20 and the negative electrode line.
  • the DC / DC converter 20 includes two switching elements Q22 and Q24 and a reactor L1.
  • the two switching elements Q22 and Q24 are connected in series between the positive electrode line and the negative electrode line of the inverter 30.
  • Reactor L1 is connected in series to the positive electrode side of battery 10.
  • Reactor L1 has an output side connected to a connection portion between two switching elements Q22 and Q24.
  • the two switching elements Q22 and Q24 of the DC / DC converter 20 are IGBTs (Insulated Gate Bipolar). Transistor).
  • the switching elements Q22 and Q24 may be normal IGBTs using diodes (for example, freewheeling diodes) D22 and 24 as external elements, or reverse conducting IGBTs (RC (Reverse Conducting) with diodes D22 and 24 incorporated therein. ) -IGBT).
  • the collector of the switching element Q22 of the upper arm is connected to the positive line of the inverter 30, and the emitter of the switching element Q22 of the upper arm is connected to the collector of the switching element Q24 of the lower arm.
  • the emitter of the switching element Q24 in the lower arm is connected to the negative electrode line of the inverter 30 and the negative electrode of the battery 10.
  • the switching elements Q22 and Q24 may be switching elements other than the IGBT, such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor).
  • the inverter 30 includes U-phase, V-phase, and W-phase arms arranged in parallel with each other between the positive electrode line and the negative electrode line.
  • the U-phase arm consists of a series connection of switching elements (IGBTs) Q1 and Q2
  • the V-phase arm consists of a series connection of switching elements (IGBTs in this example) Q3 and Q4, and the W-phase arm
  • IGBT switching elements
  • diodes D1 to D6 are arranged between the collectors and emitters of the switching elements Q1 to Q6 so that current flows from the emitter side to the collector side, respectively.
  • Switching elements Q1 to Q6 may be switching elements other than IGBTs such as MOSFETs.
  • the traveling motor 40 is a three-phase permanent magnet motor, and one end of three coils of U, V, and W phases are commonly connected at a midpoint.
  • the other end of the U-phase coil is connected to the midpoint M1 of the switching elements Q1 and Q2
  • the other end of the V-phase coil is connected to the midpoint M2 of the switching elements Q3 and Q4
  • the other end of the W-phase coil is Connected to midpoint M3 of switching elements Q5, Q6.
  • a smoothing capacitor C2 is connected between the collector of the switching element Q1 and the negative electrode line.
  • the traveling motor 40 may be a hybrid three-phase motor in which an electromagnet and a permanent magnet are combined.
  • a second travel motor or generator may be added in parallel.
  • a corresponding inverter may be added in parallel.
  • the semiconductor drive device 50 controls the DC / DC converter 20.
  • the semiconductor drive device 50 may control the inverter 30 in addition to the DC / DC converter 20.
  • the semiconductor drive device 50 may be embodied as an ECU (electronic control unit) including a microcomputer.
  • ECU electronic control unit
  • various functions (including functions described below) of the semiconductor drive device 50 may be realized by arbitrary hardware, software, firmware, or a combination thereof.
  • the various functions of the semiconductor drive device 50 are ASIC (application-specific for specific applications) integrated circuit) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • Various functions of the semiconductor drive device 50 may be realized in cooperation with a plurality of ECUs.
  • the outline of the control method of the DC / DC converter 20 may be arbitrary.
  • the semiconductor drive device 50 controls the DC / DC converter 20 according to the operation (power running or regeneration) of the inverter 30. For example, during power running, the semiconductor drive device 50 switches on / off only the switching element Q24 of the lower arm of the DC / DC converter 20 (one arm drive by the lower arm), boosts the voltage of the battery 10, and increases the inverter 30. Output to the side.
  • the switching element Q24 of the lower arm may be controlled by PWM (Pulse Width Modulation).
  • the switching element Q22 of the upper arm of the DC / DC converter 20 is switched on / off (one arm drive by the upper arm), and the voltage on the inverter 30 side is stepped down and output to the battery 10 side.
  • the switching element Q22 of the upper arm may be PWM controlled.
  • the semiconductor drive device 50 may drive the two switching elements Q22 and Q24 on / off in opposite phases (both arm drive).
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a control block 500 of the DC / DC converter 20 in the semiconductor drive device 50. 2 also shows parts (motor control unit 540 and travel control unit 560) related to the control block 500 of the DC / DC converter 20.
  • the motor control unit 540 and the travel control unit 560 may be realized by an ECU that realizes the control block 500, or may be realized by an ECU different from the ECU that realizes the control block 500.
  • the traveling control unit 560 may determine a motor torque command value (target drive torque) based on, for example, the accelerator opening and the vehicle speed, and supply the motor torque command value to the motor control unit 540.
  • the motor control unit 540 determines the switching elements Q1 to Q6 of the inverter 30 based on the motor torque command value, various sensor values, etc. (for example, the detected value of each phase current by the current sensor or the detected value of the motor rotation speed by the resolver).
  • a gate signal (motor gate signal) for on / off switching may be generated.
  • the motor gate signal may be applied to the gates of the switching elements Q1 to Q6.
  • the control block 500 of the DC / DC converter 20 includes a filter 502, an ADC (Analog-to-Digital Converter) 504, a current control unit 506, a voltage control unit 508, a motor target voltage calculation unit 510, and a duty correction unit. 512, a carrier generation unit 513, a gate signal generation unit 514, and a sampling timing calculation unit 516 may be included.
  • ADC Analog-to-Digital Converter
  • the filter 502 receives a detection signal (analog signal) from a current sensor (not shown) that detects a current flowing through the reactor L1 (hereinafter also referred to as a reactor current IL).
  • the filter 502 filters the detection signal and outputs it to the ADC 504.
  • the ADC 504 is activated in accordance with the sampling timing generated by the sampling timing calculation unit 516, samples the detection signal from the filter 502, and obtains a sampling value (digital value) of the reactor current IL.
  • the sampling value of the reactor current IL is supplied to the current control unit 506.
  • the current control unit 506 drives the switching elements Q22 and Q24 of the DC / DC converter 20 based on the sampling value of the reactor current IL from the ADC 504 and the target value IL * of the reactor current IL from the voltage control unit 508 ( Calculate the duty for switching on / off.
  • PI Proportional Integral
  • PID Proportional Integral Derivative
  • the calculated duty is supplied to the duty correction unit 512.
  • the target value IL * of the reactor current IL may be calculated by the voltage control unit 508 based on the motor target voltage VH * and the detected value (VH sensor value) of the voltage VH across the smoothing capacitor C2.
  • the motor target voltage VH * is a target value of the voltage VH across the smoothing capacitor C2 (see FIG. 1).
  • the motor target voltage VH * may be calculated based on the motor rotational speed and the motor torque command value from the motor control unit 540.
  • the duty correction unit 512 corrects the duty from the current control unit 506 and calculates a final duty (after-duty). An example of a correction method by the duty correction unit 512 will be described later.
  • the final duty is supplied to the sampling timing calculation unit 516.
  • the carrier generation unit 513 generates a reference signal having a predetermined frequency as a carrier signal.
  • the carrier signal may have a triangular wave or rectangular wave waveform.
  • the frequency of the carrier signal may be constant or variable.
  • the frequency of the carrier signal may be varied in a manner that decreases when the temperature of the DC / DC converter 20 increases.
  • the carrier signal is supplied to the gate signal generation unit 514 and the sampling timing calculation unit 516.
  • the gate signal generation unit 514 is a gate signal for on / off switching of the switching elements Q22 and Q24 of the DC / DC converter 20 based on the carrier signal from the carrier generation unit 513 and the duty from the duty correction unit 512. Is generated.
  • the gate signal is applied to each gate of switching elements Q22 and Q24.
  • the sampling timing calculation unit 516 determines the sampling timing for sampling (detecting) the reactor current IL based on the carrier signal from the carrier generation unit 513 and the duty from the duty correction unit 512, and the determined sampling A signal indicating timing is transmitted to the ADC 504.
  • the sampling timing is determined so that sampling is performed once every on / off switching period of the switching elements Q22 and Q24. At this time, the sampling timing is determined so that the average value of the reactor current IL during the on / off period is sampled.
  • An example of a sampling timing determination method will be described later.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a time series of the on / off states of the switching elements Q22 and Q24 that are switched depending on the relationship between the carrier signal and the duty.
  • FIG. 3A illustrates the relationship between the carrier signal and the duty from the upper stage.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing an example of the on / off state of switching elements Q22 and Q24 during powering and the waveform of reactor current IL, and
  • FIG. 3B shows the relationship between the carrier signal and the duty, It is a figure which shows roughly an example of the waveform of the ON / OFF state of switching elements Q22 and Q24 at the time of regeneration, and the reactor current IL.
  • the reactor current IL is smaller than a predetermined value Th2, as shown in FIG. 3B, only the upper arm switching element Q22 is turned on / off, and the lower arm switching element Q24 is turned off. It may be maintained in a state (one arm drive by the upper arm).
  • the predetermined value Th2 is negative, and may be, for example, -Th1.
  • the switching element Q22 of the upper arm is switched from on to off when the carrier signal level exceeds the duty level, and the carrier signal level falls below the duty level. And switched from off to on.
  • both-arm driving may be executed.
  • both arms are driven, the two switching elements Q22 and Q24 are turned on / off in opposite phases while having an appropriate dead time.
  • Both-arm driving may be executed, for example, when the absolute value of the reactor current IL is a predetermined value (for example, Th1) or less, or may be executed in other cases.
  • the duty is constant, but the duty is changed (set) every predetermined duty setting period corresponding to the half period of the carrier signal. At this time, the duty may be changed between a peak (upper vertex) and a valley (lower vertex) of the carrier signal.
  • the description will be continued assuming that the duty is changed between peaks and valleys of the carrier signal.
  • the duty set for each duty setting cycle the duty calculated by the above-described current control unit 506 and the duty correction unit 512 is used. Therefore, the calculation of the duty by the above-described current control unit 506 and the duty correction unit 512 is performed. Is executed once every cycle corresponding to the duty setting cycle, that is, every half cycle of the carrier signal. Further, as a matter of course, the duty set for each duty setting cycle may be temporarily constant depending on the calculation result of the duty by the current control unit 506 and the duty correction unit 512 described above.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a sampling timing determination method.
  • FIG. 4 shows levels according to the carrier signal and the duties (duty 0, duty 1, duty 2, duty 3) calculated by the current control unit 506 and the duty correction unit 512.
  • switching element Q22 will be described as an example (although it will be described at the time of regeneration in FIG. 3B), but switching element Q24 (at the time of powering in FIG. 3A) may be the same. Incidentally, when both arms are driven, the same may be applied to any one of the switching elements Q22, Q24.
  • the switching element Q22 is turned off, and the off period starts.
  • the duty is changed (set) from duty 1 to duty 2 in response to the occurrence of a carrier signal peak.
  • the switching element Q22 is turned on, and the off period from time t1 ends (the on period begins).
  • the duty is changed (set) from duty 2 to duty 3 in response to the occurrence of a trough in the carrier signal.
  • the sampling timing is determined so that the average value of the reactor current IL during the on / off period is sampled as described above. Specifically, the sampling timing is set at an intermediate point in the on / off period. In the example shown in FIG. 4, the intermediate time point of the off period in the current off period (the period from time t0 to time t3) is time t2. In FIG. 4, the positions corresponding to the sampling timing on the carrier signal are indicated by white circles.
  • the sampling timing is The time “(a + b) / 2” has elapsed since the start of the off period (time t0).
  • the intermediate time point in the ON / OFF period may be an intermediate time point based on the inversion timing of the gate signals of the switching elements Q22 and Q24, or a strict intermediate time point based on the conduction state of the switching elements Q22 and Q24. Also good.
  • the sampling timing may be offset back and forth with respect to the intermediate point in the on / off period.
  • the sampling timing may be set to a time point after a predetermined delay time ⁇ with respect to the intermediate time point in the on / off period.
  • the positions corresponding to the sampling timing with the predetermined delay time ⁇ added are indicated by black circles on the carrier signal.
  • the predetermined delay time ⁇ may correspond to a delay time generated in the filter 502. That is, since the detection signal of the current sensor is passed through the filter 502, a delay time is generated. Therefore, the sampling timing may be delayed by a predetermined delay time ⁇ so that the influence of the delay time is compensated. .
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between each sampling timing and the duty set based on the sampling value of the reactor current IL acquired at each sampling timing.
  • FIG. 5 shows the sampling timings P1, P2, and P3.
  • the duty calculated based on the sampling value of the reactor current IL acquired at the sampling timing P1 in the off period OFF1 is from the middle of the next on period ON1 (carrier signal valley) as shown by the arrow in the figure. It is set as duty2.
  • the duty2 is maintained until the next off period OFF2 (the peak of the carrier signal).
  • the duty calculated based on the sampling value of the reactor current IL acquired at the sampling timing P2 in the ON period ON1 is the middle of the next OFF period OFF2 (the peak of the carrier signal) as shown by the arrow in the figure. )
  • the duty3 is maintained until the next ON period ON2 (the trough of the carrier signal).
  • the duty calculated based on the sampling value of the reactor current IL acquired at the sampling timing P3 in the off period OFF2 is the middle of the next on period ON2 (carrier signal valley) as shown by an arrow in the figure. ) To duty4.
  • the sampling value of reactor current IL sampled in each on / off period is used to calculate the duty set from the peak / valley of the carrier signal in the next off / on period.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of a duty correction method in the duty correction unit 512. 6 may be realized in cooperation with the sampling timing calculation unit 516.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of FIG. 6 and is a schematic diagram in which a part of FIG. 5 is extracted. Here, the correction of duty 3 will be described.
  • FIG. 7A shows the duty 3 before correction (duty calculated by the current control unit 506)
  • FIG. 7B shows the duty 3 after correction (duty correction unit). (Duty corrected by 512).
  • the time ⁇ corresponds to the time required for processing from the sampling timing P3 to the final setting of duty 4, and hereinafter, “duty setting required time ⁇ ”. That's it.
  • the duty setting required time ⁇ occupies most of the duty calculation processing time required from the sampling timing P3 to the final calculation of duty4 by the duty correction unit 512.
  • the duty 3 before correction is calculated based on the sampling value of the reactor current IL acquired at the sampling timing P2, as described above.
  • the current control unit 506 calculates the duty 3 before correction based on the reactor current IL acquired at the sampling timing P2 and the target value IL * of the reactor current IL from the voltage control unit 508.
  • the process shown in FIG. 6 is executed at or after the time when the duty before correction (duty 3 before correction in this example) is calculated by the current control unit 506, and this duty setting timing (in this example, the carrier signal) It is executed to complete until the next mountain).
  • this duty setting timing in this example, the carrier signal
  • the process shown in FIG. 6 is described in a mode realized by software. However, as described above, part or all of the process shown in FIG. 6 may be realized by hardware or the like. Good.
  • the most recent sampling timing P3 is calculated based on the duty 3 before correction calculated by the current control unit 506, the currently set duty 2, and the current carrier signal frequency. Specifically, “a” (see FIG. 7A, etc.) is calculated based on the currently set duty 2 and the current carrier signal frequency, and before the correction calculated by the current control unit 506. “B” (see FIG. 7A, etc.) is calculated based on the current duty 3 and the frequency of the current carrier signal (or the frequency of the carrier signal after the change if it changes from the next peak). (A + b) / 2 ′′ (see FIG. 7A and the like) is calculated (see white circle P3 in FIG. 7). As described above, when the delay time is considered, the sampling timing may be calculated as “(a + b) / 2 + ⁇ ” (see the black circle P3 in FIG. 7).
  • step 604 it is determined whether the time from the latest sampling timing P3 to the next duty setting timing (next trough of the carrier signal) is equal to or longer than the duty setting required time ⁇ .
  • the sampling timing is determined as “(a + b) / 2” (see the white circle P3 in FIG. 7)
  • Formula (1) Note that ⁇ (a + b) / 2 ⁇ a ⁇ represents the time from the peak of the carrier signal to the latest sampling timing P3, and ⁇ represents the time from the peak of the carrier signal to the valley.
  • ⁇ changes according to the frequency of the carrier signal, it may be varied according to the current carrier signal frequency (or the changed carrier signal frequency when changing from the next peak).
  • the sampling timing is determined as “(a + b) / 2 + ⁇ ” (see the black circle P3 in FIG. 7)
  • step 604 if the time from the latest sampling timing P3 to the next duty setting timing is equal to or longer than the duty setting required time ⁇ , the processing ends. That is, in this case, it is determined that the correction of the duty 3 before the correction is unnecessary, and the process ends without performing the correction of the duty 3 before the correction.
  • the duty 3 before correction is set as it is at the next duty setting timing (next trough of the carrier signal).
  • the process proceeds to step 606.
  • step 606 the duty 3 before correction is corrected. That is, the duty 3 before correction is corrected so that the time from the latest sampling timing P3 to the next duty setting timing is equal to or longer than the duty setting required time ⁇ .
  • the sampling timing is determined as “(a + b) / 2” (see the white circle P3 in FIG. 7) (see the white circle P3 in FIG. 7)
  • the duty corresponding to the maximum value of “b” that satisfies the relationship of the above equation (1) is corrected. You may determine as duty3 after.
  • the sampling timing is determined as “(a + b) / 2 + ⁇ ” (see black circle P3 in FIG. 7)
  • the duty corresponding to the maximum value of “b” that satisfies the relationship of the above equation (2) is corrected. You may determine as duty3 after.
  • the next duty setting timing (carrier) from the latest sampling timing P3 (see black circle P3 in FIG. 7). Since the time until the next valley of the signal is shorter than the duty setting required time ⁇ , the process proceeds to step 606, where the duty 3 before correction is corrected. As a result of this correction, as shown in FIG. 7B, the time from the latest sampling timing P3 (see black circle P3 in FIG. 7) to the next duty setting timing (next trough of the carrier signal) is set to the duty setting. The required time is ⁇ or more.
  • the duty set in the current duty setting cycle is finally determined so that the time until the duty setting timing is equal to or longer than the duty setting required time ⁇ .
  • the duty (duty 4 in this example) calculated based on the sampling value of the reactor current IL sampled at the latest sampling timing P3, and the duty set in the next duty setting timing (duty 4 in this example) Can be completed (to be settable) by the next duty setting timing.
  • the duty correction method set when the carrier signal becomes a peak has been described, but the duty correction method set when the carrier signal becomes a valley is the same. Good.
  • the same applies to the duty (duty 4) calculated based on the sampling value of the reactor current IL sampled at the sampling timing P3.
  • the duty correction may be performed in consideration of the upper limit value or the lower limit value of the duty. Good.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of a duty correction method considering the lower limit value ⁇ 1 of the duty with respect to the duty set when the carrier signal becomes a peak.
  • the duty corresponding to the maximum value of “b” that satisfies the relationship of the above formula (1) or (2) is referred to as “critical point duty”.
  • FIG. 8A shows a case where the lower limit value ⁇ 1 of the duty is larger than the critical point duty
  • FIG. 8B shows a case where the lower limit value ⁇ 1 of the duty is smaller than the critical point duty.
  • the lower limit value ⁇ 1 of the duty is a physical limit value necessary for preventing a short circuit, and may be changed according to the dead time, the frequency of the carrier signal, or the like.
  • the duty when the lower limit value ⁇ 1 of the duty is larger than the critical point duty, the duty may be corrected so as to be equal to or higher than the lower limit value ⁇ 1 of the duty.
  • the lower limit value ⁇ 1 of the duty when the lower limit value ⁇ 1 of the duty is smaller than the critical point duty, the duty may be corrected so as to be equal to or higher than the critical point duty.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of a duty correction method considering the upper limit value ⁇ 2 of the duty with respect to the duty set when the carrier signal becomes a valley.
  • FIG. 9A shows a case where the upper limit value ⁇ 2 of the duty is smaller than the critical point duty
  • FIG. 9B shows a case where the upper limit value ⁇ 2 of the duty is larger than the critical point duty.
  • the upper limit value ⁇ 2 of the duty is a physical limit value necessary for preventing a short circuit, and may change according to the dead time, the frequency of the carrier signal, and the like.
  • the duty when the upper limit value ⁇ 2 of the duty is smaller than the critical point duty, the duty may be corrected so as to be equal to or lower than the upper limit value ⁇ 2 of the duty.
  • the duty when the upper limit value ⁇ 2 of the duty is larger than the critical point duty, the duty may be corrected so as to be equal to or lower than the critical point duty.
  • the time from the most recent sampling timing P3 to the next duty setting timing is less than the duty setting required time ⁇
  • the duty (critical point duty) corresponding to the maximum value of “b” that satisfies the relationship of the above formula (1) or (2) is set so as to be the duty setting required time ⁇ .
  • a duty different from the critical point duty may be set so that the time from the timing P3 to the next duty setting timing becomes longer than the duty setting required time ⁇ . For example, when correcting the duty set when the carrier signal becomes a peak, the duty may be corrected to a duty slightly larger than the critical point duty. Further, when correcting the duty set when the carrier signal becomes a valley, it may be corrected to a duty slightly smaller than the critical point duty.
  • the duty is set for each peak (peak and valley) of the carrier signal.
  • the duty may be set for each timing shifted by a predetermined phase from the peak of the carrier signal.
  • the DC / DC converter 20 is a bidirectional DC / DC converter, but the type of the converter is arbitrary.
  • the DC / DC converter 20 may be a converter that can only step up or can only step down.
  • the upper arm may be configured to have only the diode D22 without the switching element 22.
  • the lower arm may be configured to have only the diode D24 without the switching element 24.
  • the final duty is determined by correcting the duty calculated by the current control unit 506 by the duty correction unit 512, but the current control unit 506 is a function of the duty correction unit 512. May be included.
  • the current control unit 506 sets the critical point duty as the upper limit value or the lower limit value, based on the sampling value of the reactor current IL from the ADC 504 and the target value IL * of the reactor current IL from the voltage control unit 508, The duty may be determined.
  • the DC / DC converter 20 is used for a vehicle, but may be used for other purposes (for example, a power supply device of another electric device). Further, the DC / DC converter 20 may be used for other purposes (for example, for an electric steering device) for a vehicle.

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Abstract

　コンバータ装置は、スイッチング素子及びリアクトルを有するコンバータと、キャリア信号の半周期に対応した所定のデューティ設定周期毎にデューティを設定し、設定したデューティと前記キャリア信号との関係に応じた切換タイミングで、前記コンバータのスイッチング素子のオン／オフ切換を実行する制御装置とを備え、前記制御装置は、次回のデューティ設定タイミングまでに、前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングし且つ前記サンプリングした電流値に基づいて次回のデューティ設定タイミングで設定するデューティを演算することを、完了するように、今回のデューティ設定周期で設定するデューティを決定する。

Description

コンバータ装置
　本開示は、コンバータ装置に関する。
　従来から、リアクトルに流れるリアクトル電流のサンプリングをキャリアの頂点付近の所定のタイミングで行うことによりリアクトル電流の平均値を取得する昇圧コンバータ制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　また、スイッチング素子のオフ期間やオン期間の中央タイミングにおけるインダクタの電流値を、インダクタに流れる電流の平均値として求める方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開2012-139084号公報 国際公開第2010/061654号パンフレット
　ところで、コンバータ装置のスイッチング素子のオン／オフ切換のタイミングを規定するデューティは、リアクトルに流れるリアクトル電流等に基づいて決定されるが、次回周期のデューティを演算するためのリアクトル電流の適切なサンプリングタイミングは、今回周期のデューティに依存する。従って、今回周期で設定するデューティによってはリアクトル電流の適切なサンプリングタイミングが遅れる場合があり、かかる場合には、次回のデューティ設定タイミングまでに、サンプリングしたリアクトル電流に基づいて次回周期のデューティを演算できない可能性がある。
　そこで、次回のデューティ設定タイミングまでにリアクトルの電流値を適切なサンプリングタイミングでサンプリングし且つサンプリングした電流値に基づいて次回のデューティ設定タイミングで設定することを可能とする態様で、デューティを演算することが可能なコンバータ装置の提供を目的とする。
　本開示の一局面によれば、スイッチング素子及びリアクトルを有するコンバータと、
　キャリア信号の半周期に対応した所定のデューティ設定周期毎にデューティを設定し、設定したデューティと前記キャリア信号との関係に応じた切換タイミングで、前記コンバータのスイッチング素子のオン／オフ切換を実行する制御装置とを備え、
　前記制御装置は、次回のデューティ設定タイミングまでに、前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングし且つ前記サンプリングした電流値に基づいて次回のデューティ設定タイミングで設定するデューティを演算することを、完了するように、今回のデューティ設定周期で設定するデューティを決定することを特徴とする、コンバータ装置が提供される。
　本開示によれば、次回のデューティ設定タイミングまでにリアクトルの電流値を適切なサンプリングタイミングでサンプリングし且つサンプリングした電流値に基づいて次回のデューティ設定タイミングで設定することを可能とする態様で、デューティを演算することが可能なコンバータ装置が得られる。
電動自動車用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。 半導体駆動装置５０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００の一例を示す図である。 キャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。 サンプリングタイミングの決定方法の一例を示す図である。 各サンプリングタイミングと、各サンプリングタイミングで取得されたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて設定されるデューティとの関係を示す図である。 デューティ補正部５１２におけるデューティの補正方法の一例を示す説明図である。 図６の説明図であり、図５の一部を抽出した概略図である。 デューティの下限値σ１を考慮したデューティの補正方法の説明図である。 デューティの上限値σ２を考慮したデューティの補正方法の説明図である。
　以下、添付図面を参照しながら各実施例について詳細に説明する。
　図１は、電動自動車用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。モータ駆動システム１は、バッテリ１０の電力を用いて走行用モータ４０を駆動することにより車両を駆動させるシステムである。尚、電動自動車は、電力を用いて走行用モータ４０を駆動して走行するものであれば、その方式や構成の詳細は任意である。電動自動車は、典型的には、動力源がエンジンと走行用モータ４０であるハイブリッド自動車（ＨＶ）や、動力源が走行用モータ４０のみである電気自動車を含む。
　モータ駆動システム１は、図１に示すように、バッテリ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、インバータ３０、走行用モータ４０、及び、半導体駆動装置５０を備える。
　バッテリ１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力する任意の蓄電装置であり、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリや電気２重層キャパシタ等の容量性素子から構成されてもよい。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ（可逆チョッパ方式の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ）であってよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、例えば２００Ｖから６５０Ｖへの昇圧変換、及び、６５０Ｖから２００Ｖへの降圧変換が可能であってよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のリアクトルＬ１の入力側と負極ラインとの間には平滑用コンデンサＣ１が接続されてよい。
　図示の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４と、リアクトルＬ１とを有する。２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、インバータ３０の正極ラインと負極ラインとの間に互いに直列に接続される。リアクトルＬ１は、バッテリ１０の正極側に直列に接続される。リアクトルＬ１は、出力側が２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の接続部に接続される。
　図示の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar
Transistor）である。尚、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、ダイオード（例えばフリーホイールダイオード）Ｄ２２，２４を外付け素子と用いる通常のＩＧＢＴであってもよいし、ダイオードＤ２２，２４を内蔵した逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ（Reverse Conducting）－ＩＧＢＴ）であってもよい。いずれの場合も、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のコレクタはインバータ３０の正極ラインに接続されており、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のエミッタは下アームのスイッチング素子Ｑ２４のコレクタに接続されている。また、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のエミッタは、インバータ３０の負極ライン及びバッテリ１０の負極に接続されている。尚、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)のような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。
　インバータ３０は、正極ラインと負極ラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ１，Ｑ２の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のコレクタ－エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１～Ｄ６が配置される。尚、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴのような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。
　走行用モータ４０は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されている。Ｕ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｍ１に接続され、Ｖ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中点Ｍ２に接続され、Ｗ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中点Ｍ３に接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタと負極ラインとの間には、平滑用コンデンサＣ２が接続される。尚、走行用モータ４０は、電磁石と永久磁石とを組み合わせたハイブリッド型の３相モータであってもよい。
　尚、走行用モータ４０に加えて、第２の走行用モータ又は発電機が並列で追加されてもよい。この場合、対応するインバータも並列に追加されればよい。
　半導体駆動装置５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を制御する。尚、半導体駆動装置５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に加えて、インバータ３０を制御してもよい。半導体駆動装置５０は、マイクロコンピューターを含むＥＣＵ（電子制御ユニット）として具現化されてもよい。尚、半導体駆動装置５０の各種機能（以下で説明する機能を含む）は、任意のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらの組み合わせにより実現されてもよい。例えば、半導体駆動装置５０の各種機能は、特定用途向けＡＳＩＣ（application-specific
integrated circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）により実現されてもよい。また、半導体駆動装置５０の各種機能は、複数のＥＣＵにより協動して実現されてもよい。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御方法の概要は任意であってよい。典型的には、半導体駆動装置５０は、インバータ３０の動作（力行又は回生）に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を制御する。例えば、半導体駆動装置５０は、力行時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の下アームのスイッチング素子Ｑ２４のみをオン／オフ切換し（下アームによる片アーム駆動）、バッテリ１０の電圧を昇圧してインバータ３０側に出力する。この際、下アームのスイッチング素子Ｑ２４は、ＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）制御されてもよい。また、回生時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の上アームのスイッチング素子Ｑ２２のみをオン／オフ切換し（上アームによる片アーム駆動）、インバータ３０側の電圧を降圧してバッテリ１０側に出力する。この際、上アームのスイッチング素子Ｑ２２は、ＰＷＭ制御されてよい。また、リアクトルＬ１を流れる電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）、半導体駆動装置５０は、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４を逆相でオン／オフ駆動してもよい（両アーム駆動）。
　図２は、半導体駆動装置５０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００の一例を示す図である。尚、図２には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００に関連した部（モータ制御部５４０や走行制御部５６０）も示されている。尚、モータ制御部５４０及び走行制御部５６０は、制御ブロック５００を実現するＥＣＵにより実現されてもよいし、制御ブロック５００を実現するＥＣＵとは異なるＥＣＵにより実現されてもよい。
　走行制御部５６０は、例えばアクセル開度と車速とに基づいて、モータトルク指令値（目標駆動トルク）を決定し、モータ制御部５４０に供給してよい。モータ制御部５４０は、モータトルク指令値や各種センサ値等（例えば、電流センサによる各相電流の検出値やレゾルバによるモータ回転数の検出値）に基づいて、インバータ３０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン／オフ切換のためのゲート信号（モータゲート信号）を生成してよい。モータゲート信号は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のゲートに印加されてよい。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００は、図２に示すように、フィルタ５０２、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）５０４、電流制御部５０６、電圧制御部５０８、モータ目標電圧算出部５１０、デューティ補正部５１２、キャリア生成部５１３、ゲート信号生成部５１４、及び、サンプリングタイミング算出部５１６を含んでよい。
　フィルタ５０２には、リアクトルＬ１を流れる電流（以下、リアクトル電流ＩＬともいう）を検出する電流センサ（図示せず）から検出信号（アナログ信号）が入力される。フィルタ５０２は、検出信号をフィルタリングし、ＡＤＣ５０４に出力する。
　ＡＤＣ５０４は、サンプリングタイミング算出部５１６が生成したサンプリングタイミングに応じて起動してフィルタ５０２からの検出信号のサンプリングを行い、リアクトル電流ＩＬのサンプリング値（デジタル値）を得る。リアクトル電流ＩＬのサンプリング値は、電流制御部５０６に供給される。
　電流制御部５０６は、ＡＤＣ５０４からのリアクトル電流ＩＬのサンプリング値と、電圧制御部５０８からのリアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ＊とに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４を駆動（オン／オフ切換）するためのデューティを算出する。この際、ＰＩ（Proportional Integral)制御やＰＩＤ（Proportional Integral Derivative)制御が利用されてもよい。算出したデューティ(duty)は、デューティ補正部５１２に供給される。尚、リアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ＊は、電圧制御部５０８において、モータ目標電圧ＶＨ＊と、平滑用コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨの検出値（ＶＨセンサ値）と基づいて算出されてよい。モータ目標電圧ＶＨ＊は、平滑用コンデンサＣ２の両端電圧ＶＨ（図１参照）の目標値である。モータ目標電圧ＶＨ＊は、モータ制御部５４０からのモータ回転数及びモータトルク指令値に基づいて算出されてよい。
　デューティ補正部５１２は、電流制御部５０６からのデューティを補正して、最終的なデューティ（補正後duty)を算出する。デューティ補正部５１２による補正方法の一例は後述する。最終的なデューティは、サンプリングタイミング算出部５１６に供給される。
　キャリア生成部５１３は、所定の周波数の基準信号をキャリア信号として生成する。キャリア信号は、三角波や矩形波の波形を有してよい。以下では、キャリア信号は、三角波の波形を有するものとして説明を続ける。キャリア信号の周波数は、一定であってもよいし、可変であってもよい。例えば、キャリア信号の周波数は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の温度が上昇したときに低下される態様で可変されてもよい。キャリア信号は、ゲート信号生成部５１４及びサンプリングタイミング算出部５１６に供給される。
　ゲート信号生成部５１４は、キャリア生成部５１３からのキャリア信号と、デューティ補正部５１２からのデューティとに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換のためのゲート信号を生成する。ゲート信号は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のそれぞれのゲートに印加される。
　サンプリングタイミング算出部５１６は、キャリア生成部５１３からのキャリア信号と、デューティ補正部５１２からのデューティとに基づいて、リアクトル電流ＩＬのサンプリング（検出）を行うためのサンプリングタイミングを決定し、決定したサンプリングタイミングを示す信号をＡＤＣ５０４に送信する。サンプリングタイミングは、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換周期毎に１回サンプリングが行われるように決定される。この際、サンプリングタイミングは、そのオン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定される。サンプリングタイミングの決定方法の一例は後述する。
　図３は、キャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図であり、図３（Ａ）は、上段から、キャリア信号とデューティの関係、力行時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態、及び、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を概略的に示す図であり、図３（Ｂ）は、上段から、キャリア信号とデューティの関係、回生時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態、及び、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を概略的に示す図である。
　力行時において、例えばリアクトル電流ＩＬが所定値Ｔｈ１よりも大きい場合は、図３（Ａ）に示すように、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のみがオン／オフ切換され、上アームのスイッチング素子Ｑ２２はオフ状態に維持されてよい（下アームによる片アーム駆動）。図３（Ａ）に示す例では、下アームのスイッチング素子Ｑ２４は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。
　下アームのスイッチング素子Ｑ２４がオンすると、バッテリ１０の正極側からリアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｑ２４を通ってバッテリ１０の負極側へと戻る電流ループが形成され、リアクトル電流ＩＬが上昇する。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ａ）に示すように、一定の傾きで上昇する。次に下アームのスイッチング素子Ｑ２４がオフすると、リアクトルＬ１を流れ続けようとする電流は、上アームのダイオードＤ２２を通ってインバータ３０側に流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ａ）に示すように、一定の傾きで減少する。このようにして、力行時は、リアクトル電流ＩＬは、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のオン／オフ切換毎に、正の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、リアクトル電流ＩＬの増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど下アームのスイッチング素子Ｑ２４のオン期間が長くなりリアクトル電流ＩＬが増加する。
　回生時において、例えばリアクトル電流ＩＬが所定値Ｔｈ２よりも小さい場合は、図３（Ｂ）に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のみがオン／オフ切換され、下アームのスイッチング素子Ｑ２４はオフ状態に維持されてよい（上アームによる片アーム駆動）。尚、所定値Ｔｈ２は、負であり、例えば－Ｔｈ１であってよい。同様に、図３（Ｂ）に示す例では、上アームのスイッチング素子Ｑ２２は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。
　上アームのスイッチング素子Ｑ２２がオンすると、インバータ３０の正極側から上アームのスイッチング素子Ｑ２２及びリアクトルＬ１を通ってバッテリ１０の正極へと電流が流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ｂ）に示すように、一定の傾きで減少する（負方向では増加する）。次に上アームのスイッチング素子Ｑ２２がオフすると、リアクトルＬ１を流れ続けようとする電流は、下アームのダイオードＤ２４を通ってバッテリ１０の正極へと流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ｂ）に示すように、一定の傾きで上昇する。このようにして、回生時は、リアクトル電流ＩＬは、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のオン／オフ切換毎に、負の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、リアクトル電流ＩＬの増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど上アームのスイッチング素子Ｑ２２のオン期間が長くなりリアクトル電流ＩＬが減少（負方向に増加）する。
　尚、図３に示す例では、片アーム駆動を例示したが、両アーム駆動が実行されてもよい。両アーム駆動時には、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、適切なデットタイムを持ちつつ、逆相でオン／オフ駆動される。両アーム駆動は、例えばリアクトル電流ＩＬの絶対値が所定値（例えばＴｈ１）以下であるときに実行されてもよいし、他の場合に実行されてもよい。
　また、図３に示す例では、デューティは一定であるが、デューティは、キャリア信号の半周期に対応した所定のデューティ設定周期毎に変更（設定）される。この際、デューティは、キャリア信号の山（上側の頂点）と谷（下側の頂点）で変更されてよい。以下では、一例として、デューティがキャリア信号の山と谷で変更されるものとして説明を続ける。尚、デューティ設定周期毎に設定されるデューティは、上述の電流制御部５０６及びデューティ補正部５１２により算出されるデューティが用いられるので、上述の電流制御部５０６及びデューティ補正部５１２によるデューティの算出についても、デューティ設定周期に対応した周期毎、即ちキャリア信号の半周期毎に１回に実行される。また、当然ながら、デューティ設定周期毎に設定されるデューティは、上述の電流制御部５０６及びデューティ補正部５１２によるデューティの算出結果に依存して、一時的に一定となる場合もありうる。
　図４は、サンプリングタイミングの決定方法の一例を示す図である。図４には、キャリア信号と、電流制御部５０６及びデューティ補正部５１２により算出されるデューティ(duty０、duty１、duty２、duty３)に応じたレベルが示されている。ここでは、一例として、スイッチング素子Ｑ２２について説明するが（図３（Ｂ）の回生時について説明するが）、スイッチング素子Ｑ２４について（（図３（Ａ）の力行時について）も同様であってよい。尚、両アーム駆動時には、いずれか一方のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４について同様であってよい。
　図４に示す例では、時点ｔ０にて、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えて、スイッチング素子Ｑ２２がオフし、オフ期間が開始する。時点ｔ１には、キャリア信号の山が発生することに応じて、デューティがduty１からduty２に変更（設定）される。時刻ｔ３では、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回り、スイッチング素子Ｑ２２がオンし、時点ｔ１からのオフ期間が終了する（オン期間が開始する）。時刻ｔ４では、キャリア信号の谷が発生することに応じて、デューティがduty２からduty３に変更（設定）される。
　サンプリングタイミングは、上述の如く、オン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定される。具体的には、サンプリングタイミングは、オン／オフ期間における中間時点に設定される。図４に示す例では、今回のオフ期間（時点ｔ０から時点ｔ３までの期間）におけるオフ期間の中間時点は、時刻ｔ２である。図４には、キャリア信号上におけるサンプリングタイミングに対応した位置が白丸で示されている。オフ期間の開始時（時点ｔ０）からキャリア信号の山までの時間を“ａ”とし、キャリア信号の山からオフ期間の終了時（時点ｔ３）までの時間を“ｂ”とすると、サンプリングタイミングは、オフ期間の開始時（時点ｔ０）から時間“（ａ＋ｂ）／２”が経過した時点に設定される。
　尚、オン／オフ期間における中間時点は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のゲート信号の反転タイミングに基づく中間時点であってもよいし、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の導通状態に基づく厳密な中間時点であってもよい。また、サンプリングタイミングは、オン／オフ期間における中間時点に対して前後にオフセットされてもよい。例えば、サンプリングタイミングは、オン／オフ期間における中間時点に対して所定の遅延時間α後の時点に設定されてもよい。図４には、所定の遅延時間αが加味されたサンプリングタイミングに対応した位置が、キャリア信号上に黒丸で示されている。所定の遅延時間αは、フィルタ５０２において発生する遅延時間に対応してもよい。即ち、電流センサの検出信号は、フィルタ５０２に通されることで遅れ時間が発生するため、かかる遅れ時間の影響が補償されるように、サンプリングタイミングが所定の遅延時間αだけ遅延されてもよい。
　図５は、各サンプリングタイミングと、各サンプリングタイミングで取得されたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて設定されるデューティとの関係を示す図である。
　図５には、各サンプリングタイミングＰ１，Ｐ２，Ｐ３が示されている。オフ期間ＯＦＦ１内のサンプリングタイミングＰ１で取得されたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて演算されるデューティは、図中の矢印で示すように、次のオン期間ＯＮ１の途中（キャリア信号の谷）からｄｕｔｙ２として設定される。ｄｕｔｙ２は、次のオフ期間ＯＦＦ２の途中（キャリア信号の山）まで維持される。また、オン期間ＯＮ１内のサンプリングタイミングＰ２で取得されたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて演算されるデューティは、図中の矢印で示すように、次のオフ期間ＯＦＦ２の途中（キャリア信号の山）からｄｕｔｙ３として設定される。同様に、ｄｕｔｙ３は、次のオン期間ＯＮ２の途中（キャリア信号の谷）まで維持される。また、オフ期間ＯＦＦ２内のサンプリングタイミングＰ３で取得されたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて演算されるデューティは、図中の矢印で示すように、次のオン期間ＯＮ２の途中（キャリア信号の谷）からｄｕｔｙ４として設定される。このようにして、各オン／オフ期間でサンプリングされるリアクトル電流ＩＬのサンプリング値は、次のオフ／オン期間のキャリア信号の山／谷から設定されるデューティの演算に使用される。
　図６は、デューティ補正部５１２におけるデューティの補正方法の一例を示すフローチャートである。尚、図６の示す処理の一部又は全部は、サンプリングタイミング算出部５１６との協動で実現されてもよい。図７は、図６の説明図であり、図５の一部を抽出した概略図である。ここでは、ｄｕｔｙ３の補正について説明し、図７（Ａ）は、補正前のｄｕｔｙ３（電流制御部５０６により算出されたデューティ）を示し、図７（Ｂ）は、補正後のｄｕｔｙ３（デューティ補正部５１２により補正されたデューティ）を示す。
　ここで、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）において、時間γは、サンプリングタイミングＰ３から最終的なｄｕｔｙ４の設定までの処理に必要な時間に対応し、以下、「ｄｕｔｙ設定必要時間γ」という。尚、ｄｕｔｙ設定必要時間γは、サンプリングタイミングＰ３からデューティ補正部５１２による最終的なｄｕｔｙ４の算出までに必要なデューティ算出処理時間が大部分を占める。補正前のｄｕｔｙ３は、上述の如く、サンプリングタイミングＰ２で取得されたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて演算される。例えば、電流制御部５０６は、サンプリングタイミングＰ２で取得されたリアクトル電流ＩＬと、電圧制御部５０８からのリアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ＊とに基づいて、補正前のｄｕｔｙ３を演算する。
　図６の示す処理は、補正前のデューティ（本例では補正前のｄｕｔｙ３）が電流制御部５０６により演算された時点又はそれ以降に実行され、今回のデューティ設定タイミング（本例では、キャリア信号の次の山）まで完了するように実行される。尚、図６に示す例では、図６の示す処理はソフトウェアにより実現される態様で説明されるが、上述の如く、図６の示す処理の一部又は全部はハードウェア等で実現されてもよい。
　ステップ６０２では、電流制御部５０６により算出された補正前のｄｕｔｙ３と、現在設定されているｄｕｔｙ２と、現在のキャリア信号の周波数とに基づいて、直近のサンプリングタイミングＰ３を算出する。具体的には、現在設定されているｄｕｔｙ２と、現在のキャリア信号の周波数とに基づいて、“ａ”（図７（Ａ）等参照）を算出し、電流制御部５０６により算出された補正前のｄｕｔｙ３と、現在のキャリア信号の周波数（又は次の山から変化する場合は変化後のキャリア信号の周波数）とに基づいて、“ｂ”（図７（Ａ）等参照）を算出し、“（ａ＋ｂ）／２”（図７（Ａ）等参照）を算出する（図７中の白丸Ｐ３参照）。尚、上述の如く、遅れ時間を考慮する場合は、サンプリングタイミングは、“（ａ＋ｂ）／２＋α”として算出されてもよい（図７中の黒丸Ｐ３参照）。
　ステップ６０４では、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミング（キャリア信号の次の谷）までの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ以上であるか否かが判定される。例えば、サンプリングタイミングが“（ａ＋ｂ）／２”として決定される場合（図７中の白丸Ｐ３参照）、次の関係式が満たされるか否かが判定される。
β－｛（ａ＋ｂ）／２－ａ｝≧γ　　　式（１）
尚、｛（ａ＋ｂ）／２－ａ｝は、キャリア信号の山から直近のサンプリングタイミングＰ３までの時間を表し、βは、キャリア信号の山から谷までの時間を表す。βは、キャリア信号の周波数に応じて変化するため、現在のキャリア信号の周波数（又は次の山から変化する場合は変化後のキャリア信号の周波数）に応じて可変されてもよい。
尚、サンプリングタイミングが“（ａ＋ｂ）／２＋α”として決定される場合（図７中の黒丸Ｐ３参照）、次の関係式が満たされるか否かが判定される。
β－｛（ａ＋ｂ）／２－ａ＋α｝≧γ　　　式（２）
　本ステップ６０４において、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ以上である場合は、そのまま終了する。即ち、この場合、補正前のｄｕｔｙ３の補正が不要であると判断して、補正前のｄｕｔｙ３の補正を行うことなく終了する。この場合、デューティは、補正前のｄｕｔｙ３がそのまま次回のデューティ設定タイミング（キャリア信号の次の谷）で設定されることになる。他方、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ以上でない場合は、ステップ６０６に進む。
　ステップ６０６では、補正前のｄｕｔｙ３を補正する。即ち、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ以上となるように、補正前のｄｕｔｙ３を補正する。例えば、サンプリングタイミングが“（ａ＋ｂ）／２”として決定される場合（図７中の白丸Ｐ３参照）、上記の式（１）の関係を満たす“ｂ”の最大値に対応したデューティを、補正後のｄｕｔｙ３として決定してよい。また、サンプリングタイミングが“（ａ＋ｂ）／２＋α”として決定される場合（図７中の黒丸Ｐ３参照）、上記の式（２）の関係を満たす“ｂ”の最大値に対応したデューティを、補正後のｄｕｔｙ３として決定してよい。
　尚、図７（Ａ）に示す例では、サンプリングタイミングが“（ａ＋ｂ）／２＋α”として決定される場合、直近のサンプリングタイミングＰ３（図７中の黒丸Ｐ３参照）から次回のデューティ設定タイミング（キャリア信号の次の谷）までの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γより短いため、ステップ６０６に進み、補正前のｄｕｔｙ３が補正される。この補正の結果、図７（Ｂ）に示すように、直近のサンプリングタイミングＰ３（図７中の黒丸Ｐ３参照）から次回のデューティ設定タイミング（キャリア信号の次の谷）までの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ以上となる。
　このように図６に示すデューティの補正方法によれば、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ未満である場合に、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ以上となるように、今回のデューティ設定周期で設定するデューティが最終的に決定される。これにより、直近のサンプリングタイミングＰ３でサンプリングしたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて演算されるデューティ（本例ではｄｕｔｙ４）であって、次回のデューティ設定タイミングで設定されるデューティ（本例ではｄｕｔｙ４）を、次回のデューティ設定タイミングまでに演算完了すること（設定可能な状態にすること）ができる。即ち、上述の補正を行わない場合には、当該サンプリングタイミングでサンプリングしたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいてｄｕｔｙ４を演算しても、かかるｄｕｔｙ４の演算が次回のデューティ設定タイミングに間に合わない場合がある（結果として、新たなデューティの設定ができないことになりうる）。これに対して、図６に示すデューティの補正処理を行うことで、かかる不都合を防止することができる。
　尚、図６及び図７では、キャリア信号が山になるときに設定されるデューティの補正方法について説明したが、キャリア信号が谷になるときに設定されるデューティの補正方法についても同様であってよい。例えば、サンプリングタイミングＰ３でサンプリングしたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて演算されるデューティ（ｄｕｔｙ４）についても、同様に適用可能である。
　また、図６及び図７では、デューティの上限値や下限値を考慮していないが、以下で説明するように、デューティの上限値や下限値についても考慮して、デューティの補正を行ってもよい。
　図８は、キャリア信号が山になるときに設定されるデューティに関して、デューティの下限値σ１を考慮したデューティの補正方法の説明図である。尚、以下では、上記の式（１）又は（２）の関係を満たす“ｂ”の最大値に対応したデューティを、「臨界点デューティ」という。図８（Ａ）は、デューティの下限値σ１が臨界点デューティよりも大きい場合を示し、図８（Ｂ）は、デューティの下限値σ１が臨界点デューティよりも小さい場合を示す。デューティの下限値σ１は、短絡を防止するために必要な物理的な限界値であり、デットタイムやキャリア信号の周波数等に応じて変化してもよい。
　図８（Ａ）に示すように、デューティの下限値σ１が臨界点デューティよりも大きい場合、デューティの下限値σ１以上となるようにデューティが補正されてよい。他方、デューティの下限値σ１が臨界点デューティよりも小さい場合、臨界点デューティ以上となるようにデューティが補正されてよい。
　図９は、キャリア信号が谷になるときに設定されるデューティに関して、デューティの上限値σ２を考慮したデューティの補正方法の説明図である。図９（Ａ）は、デューティの上限値σ２が臨界点デューティよりも小さい場合を示し、図９（Ｂ）は、デューティの上限値σ２が臨界点デューティよりも大きい場合を示す。デューティの上限値σ２は、下限値σ１と同様、短絡を防止するために必要な物理的な限界値であり、デットタイムやキャリア信号の周波数等に応じて変化してもよい。
　図９（Ａ）に示すように、デューティの上限値σ２が臨界点デューティよりも小さい場合、デューティの上限値σ２以下となるようにデューティが補正されてよい。他方、デューティの上限値σ２が臨界点デューティよりも大きい場合、臨界点デューティ以下となるようにデューティが補正されてよい。
　以上、各実施例について詳述したが、特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。また、前述した実施例の構成要素を全部又は複数を組み合わせることも可能である。
　例えば、上述した実施例では、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γ未満である場合に、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γとなるように、上記の式（１）又は（２）の関係を満たす“ｂ”の最大値に対応したデューティ（臨界点デューティ）が設定されているが、直近のサンプリングタイミングＰ３から次回のデューティ設定タイミングまでの時間が、ｄｕｔｙ設定必要時間γよりも大きくなるように、臨界点デューティとは異なるデューティが設定されてもよい。例えば、キャリア信号が山になるときに設定されるデューティの補正時には、臨界点デューティよりも僅かに大きいデューティに補正されてもよい。また、キャリア信号が谷になるときに設定されるデューティの補正時には、臨界点デューティよりも僅かに小さいデューティに補正されてもよい。
　また、上述した実施例では、キャリア信号の頂点（山及び谷）毎にデューティが設定されているが、キャリア信号の頂点から所定位相ずれたタイミング毎にデューティが設定されてもよい。
　また、上述した実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータであったが、コンバータのタイプは任意である。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、昇圧のみが可能又は降圧のみが可能なコンバータであってもよい。例えば昇圧のみが可能なコンバータの場合、上アームは、スイッチング素子２２が無く、ダイオードＤ２２のみを有する構成であってよい。また、降圧のみが可能なコンバータの場合、下アームは、スイッチング素子２４が無く、ダイオードＤ２４のみを有する構成であってよい。
　また、上述した実施例では、電流制御部５０６により算出されるデューティをデューティ補正部５１２により補正することで最終的なデューティを決定しているが、電流制御部５０６は、デューティ補正部５１２の機能を内包してもよい。例えば、電流制御部５０６は、臨界点デューティを上限値又は下限値としつつ、ＡＤＣ５０４からのリアクトル電流ＩＬのサンプリング値と、電圧制御部５０８からのリアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ＊とに基づいて、デューティを決定してもよい。
　また、上述した実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、車両用に使用されているが、他の用途（例えば、他の電動装置の電源装置等）に使用されてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、車両用としても他の用途（例えば、電動ステアリング装置用）に使用されてもよい。
　尚、本国際出願は、２０１２年１２月１２日に出願した日本国特許出願２０１２－２７１３９０号に基づく優先権を主張するものであり、その全内容は本国際出願にここでの参照により援用されるものとする。
　１　　モータ駆動システム
　１０　　バッテリ
　２０　　ＤＣ／ＤＣコンバータ
　３０　　インバータ
　４０　　走行用モータ
　５０　　半導体駆動装置
　Ｑ１，Ｑ２　　Ｕ相に係るスイッチング素子
　Ｑ３，Ｑ４　　Ｖ相に係るスイッチング素子
　Ｑ５，Ｑ６　　Ｗ相に係るスイッチング素子
　Ｑ２２　　上アームのスイッチング素子
　Ｑ２４　　下アームのスイッチング素子
　５０２　　フィルタ
　５０４　　ＡＤＣ
　５０６　　電流制御部
　５０８　　電圧制御部
　５１０　　モータ目標電圧算出部
　５１２　　デューティ補正部
　５１３　　キャリア生成部
　５１４　　ゲート信号生成部
　５１６　　サンプリングタイミング算出部
　５４０　　モータ制御部
　５６０　　走行制御部

Claims (6)

  1. 　スイッチング素子及びリアクトルを有するコンバータと、
    　キャリア信号の半周期に対応した所定のデューティ設定周期毎にデューティを設定し、設定したデューティと前記キャリア信号との関係に応じた切換タイミングで、前記コンバータのスイッチング素子のオン／オフ切換を実行する制御装置とを備え、
    　前記制御装置は、次回のデューティ設定タイミングまでに、前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングし且つ前記サンプリングした電流値に基づいて次回のデューティ設定タイミングで設定するデューティを演算することを、完了するように、今回のデューティ設定周期で設定するデューティを決定することを特徴とする、コンバータ装置。
  2. 　前記制御装置は、前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングするサンプリングタイミングから次回のデューティ設定タイミングまでの時間が所定時間以上になるように、今回のデューティ設定周期で設定するデューティを決定する、請求項１に記載のコンバータ装置。
  3. 　前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングするサンプリングタイミングは、前記スイッチング素子の１回のオン期間又はオフ期間における前記リアクトルを流れる電流の平均値がサンプルされるように決定される、請求項１又は２に記載のコンバータ装置。
  4. 　前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングするサンプリングタイミングは、前回のデューティ設定周期で設定したデューティと、今回のデューティ設定周期で設定するデューティとに基づいて決定される、請求項１～３のうちのいずれか１項に記載のコンバータ装置。
  5. 　前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングするサンプリングタイミングは、前回のデューティ設定周期で設定したデューティに応じた前回の切換タイミングと、今回のデューティ設定周期で設定するデューティに応じた今回の切換タイミングとの間の中間時点に対応する、請求項４に記載のコンバータ装置。
  6. 　前記リアクトルを流れる電流値をサンプリングするサンプリングタイミングは、前回のデューティ設定周期で設定したデューティに応じた前回の切換タイミングと、今回のデューティ設定周期で設定するデューティに応じた今回の切換タイミングとの間の中間時点に対して所定の遅延時間後に対応する、請求項４に記載のコンバータ装置。
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