WO2014046235A1

WO2014046235A1 - インバータ制御装置及びインバータ制御方法

Info

Publication number: WO2014046235A1
Application number: PCT/JP2013/075451
Authority: WO
Inventors: 高橋　直樹; 正治　満博; 藤原　健吾; 洋輔福永
Original assignee: 日産自動車株式会社
Priority date: 2012-09-21
Filing date: 2013-09-20
Publication date: 2014-03-27
Also published as: EP2899876A1; JP5930052B2; EP2899876A4; JPWO2014046235A1; US9209722B2; US20150214867A1; CN104620497B; EP2899876B1; CN104620497A

Abstract

直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換し、モータに供給するインバータ６と、インバー６から出力される交流電圧の指令値を、交流電流の検出値に基づき算出する指令値算出手段と、指令値又は検出値の位相を補償する位相補償手段と、位相補償手段により補償された指令値に基づきインバータ６を制御するインバータ制御手段と、モータ８の回転速度を検出するモータ回転速度検出手段と、ｄｑ軸間で互いに干渉する干渉電圧を打ち消すｄｑ軸非干渉電圧指令値を演算し、指令値算出手段に出力するｄｑ軸非干渉電圧指令値演算手段と、位相補償手段によって補償された位相の補償量に応じて位相を補償する逆位相補償手段と、を備え、位相補償手段は、所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間及び回転速度に基づき位相進み量を算出し、位相進み量で、モータの固有の特性に基づく位相を補償し、逆位相補償手段は、位相補償手段によって補償される位相と逆方向に、位相進み量と同じ補償量で、ｄｑ軸非干渉電圧指令値の位相を補償する。

Description

インバータ制御装置及びインバータ制御方法

　本発明は、インバータ制御装置及びインバータ制御方法に関するものである。

　本出願は、２０１２年９月２１日に出願された日本国特許出願の特願２０１２―２０８０６３号に基づく優先権を主張するものであり、文献の参照による組み込みが認められる指定国については、上記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。

　交流電動機に交流電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御するために、所定のサンプリング時間毎に検出される、少なくとも前記交流電動機の回転角を座標変換角とする２相回転軸から３相軸へ変換する回転座標変換手段を備えた電動機の制御装置において、所定のサンプリング時間毎に検出される少なくとも前記交流電動機の回転角に、前記サンプリング時間に対応して遅れる回転角を加算する第１の回転角補償手段を設け、この加算された回転角を座標変換角とすることを特徴とする交流電動機の制御装置が開示されている。

特開平６－３３５２２７号公報

　しかしながら、モータ固有の特性による位相余裕の低下に対応しておらず、制御系が不安定になっている、という問題があった。

　本発明が解決しようとする課題は、安定な制御系であるインバータ制御装置及び制御方法を提供することである。

　本発明は、位相補償時間及びモータの回転速度に基づき位相進み量を算出し、当該位相進み量に応じて、モータの固有の特性に基づく位相を進ませ、当該位相と逆方向に、かつ、当該位相進み量と同じ補償量で、ｄｑ軸非干渉電圧指令値の位相を補償することによって上記課題を解決する。

　本発明によれば、モータの回転速度の変化に対して、位相余裕の低下が抑制されつつ、ゲイン余裕の低下が抑制され、また、非干渉電圧と干渉電圧との位相差も補償されるため、その結果として、制御系を安定化させることができる。

本発明の実施形態にかかるインバータ制御装置のブロック図である。図１の安定性補償器のブロック図である。図１の非干渉位相補償器のブロック図である。（ａ）は図１のインバータ制御装置のゲイン特性及び比較例のゲイン特性を示すグラフであり、（ｂ）は図１のインバータ制御装置の位相特性及び比較例の位相特性を示すグラフである。図１のインバータ制御装置において、（ａ）は位相補償時間（ｔ_ｐｍ）に対する位相余裕の特性を示すグラフであり、（ｂ）は位相進み量（Δθｃ）に対する位相余裕の特性を示すグラフである。図１のインバータ制御装置において、（ａ）は参考例の時間に対するｄ軸電流特性、（ｂ）は本発明の時間に対するｄ軸電流特性を、（ｃ）は本発明の時間に対するｄ軸電流特性を示すグラフである。図１のインバータ制御装置において、（ａ）は参考例の時間に対するｑ軸電流特性を、（ｂ）は本発明の時間に対するｑ軸電流特性を、（ｃ）は本発明の時間に対するｑ軸電流特性を示すグラフである。図１のインバータ制御装置において、（ａ）は参考例の時間に対するｄ軸電圧特性を、（ｂ）は本発明の時間に対するｄ軸電圧特性を、（ｃ）は本発明の時間に対するｄ軸電圧特性を示すグラフである。図１のインバータ制御装置において、（ａ）は参考例の時間に対するｑ軸電圧特性を、（ｂ）は本発明の時間に対するｑ軸電圧特性を、（ｃ）は本発明の時間に対するｑ軸電圧特性を示すグラフである。図１のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。図１のインバータ制御装置の変形例に係る電流制御器及び安定性補償器のブロック図である。本発明の他の実施形態にかかるインバータ制御装置のブロック図である。図１２のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。本発明の他の実施形態にかかるインバータ制御装置のブロック図である。図１４のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。

　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
　図１は、発明の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例のインバータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力の永久磁石モータ８は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。

　本例のインバータ制御装置は、モータ８の動作を制御する制御装置であって、電流電圧マップ１と、電流制御器２と、座標変換器３と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器４と、バッテリ５と、インバータ６と、電流センサ７と、磁極位置検出器９と、座標変換器１０と、回転数演算器１１と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）１２と、Ａ／Ｄ変換器１３と、パルスカウンタ１４と、むだ時間補償器１５と、安定性補償器１６と、非干渉位相補償器１７とを備える。

　電流電圧マップ１には、モータ８の出力目標値として外部より入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）と、回転数演算器１１の出力である、モータ８の回転速度である角周波数（ω）、及び、バッテリ５の検出電圧である電圧（Ｖ_ｄｃ）が入力される。電流電圧マップ１には、トルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を出力するためのマップが格納されている。電流電圧マップ１は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ^＊ _ｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を算出し、出力する。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）について、ｄ軸及びｑ軸に電流が流れると、ｄ軸及びｑ軸には互いに干渉する干渉電圧が発生し、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）は当該干渉電圧を打ち消すための電圧である。ｄｑ軸干渉電圧指令値は、角周波数（ω）、ｄｑ軸のインダクタンス（Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ）及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）により演算される。ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）は、非干渉位相補償器１７に出力される。

　非干渉位相補償器１７は、後述する安定性補償器１６によって補償された位相の補償量に応じて、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）の位相を補償することで、ｄｑ軸間の干渉電圧とｄｑ軸非干渉電圧との位相差を補償する。なお、非干渉位相補償器１７の詳細な構成等は後述する。

　また、非干渉電圧制御部１８は、電流電圧マップ１、ＬＰＦ１２及び非干渉位相補償器１７により構成されている。

　電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、補償後ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を安定性補償器１６に出力する。電流制御器２は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２と、ＰＩ制御器１９と、加算器を有している。

　ＬＰＦ１２は、非干渉位相補償器１７により補償された補償後ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）を入力として、高周波帯域をカットし、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）を出力する。

　ＰＩ制御器１９は、電流センサ７の検出電流に基づくｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）に一致させるための、ｄｑ軸追従電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ＦＢ、Ｖ^＊ _ｑ＿ＦＢ）を演算する。ＰＩ制御器１９は、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）と、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）との偏差から、比例演算及び積分演算（ＰＩ制御演算）を行うことで、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を電流制御器２にフィードバック制御させて、ｄｑ軸電流をｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）に追従させる制御器である。

　ＬＰＦ１２と安定性補償器１６の間、及び、ＰＩ制御器１９と安定性補償器１６の間に設けられた加算器は、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）とｄｑ軸追従電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ＦＢ、Ｖ^＊ _ｑ＿ＦＢ）を加算することで、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）演算し、安定性補償器１６にｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を出力する。

　安定性補償器１６は、角周波数（ω）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を補償し、補償後のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）を座標変換器３に出力する。なお、安定性補償器１６の詳細は後述する。

　座標変換器３は、安定性補償器１６の補償後ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）及びむだ時間補償器１５から出力される位相量（θ’）を入力として、下記の式１を用いて、当該回転座標系の補償後ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に変換する。

　ＰＷＭ変換器４は、入力される電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング素子の駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）を生成し、インバータ６に出力する。スイッチング素子は、ＰＷＭのパルス信号に基づいてオン及びオフを切り換える。

　バッテリ５は、二次電池を含む直流電源であり、本例の車両の動力源となる。インバータ６は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示しない）を対に接続した回路を複数接続した三相インバータ回路により構成されている。各スイッチング素子には、駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）が入力される。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源の直流電圧が交流電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）に変換され、モータ８に入力される。またモータ８が発電機として動作する場合には、インバータ６はモータ８から出力される交流電圧を直流電圧に変換しバッテリ５に出力する。これによりバッテリ５が充電される。

　電流センサ７は、Ｕ相及びＶ相にそれぞれ設けられ、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）を検出し、Ａ／Ｄ変換器１３に出力する。Ａ／Ｄ変換器１３は、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）をサンプリングし、サンプリングされた相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）を座標変換器１０に出力する。ｗ相の電流は、電流センサ７により検出されず、代わりに、座標変換器１０は、入力された相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）に基づき、下記の式２を用いて、ｗ相の相電流（ｉ_ｗｓ）を算出する。

　なお、ｗ相の相電流について、ｗ相に電流センサ７を設け、当該電流センサ７により検出してもよい。

　モータ８は、多相モータであり、インバータ６に接続される。またモータ８は発電機としても動作する。磁極位置検出器９はモータ８に設けられ、モータ８の磁極の位置を検出する検出器であり、磁極の位置に応じたＡ相、Ｂ相及びＺ相のパルスをパルスカウンタ１４に出力する。パルスカウンタ１４は、磁極位置検出器９から出力されるパルスをカウントすることで、モータ８の回転子の位置情報である検出値（θ）を得て、回転数演算器１１に出力する。回転数演算器１１は、磁極位置検出器９の検出値（θ）からモータ８の角周波数（ω）を算出する。

　座標変換器１０は、３相２相変換を行う制御部であり、相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓ）及びパルスカウンタ１４の検出値（θ）を入力として、下記の式３により、固定座標系の相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓ）を回転座標系のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に変換する。

　そして、当該ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）が電流制御器２に入力されることにより、本例のインバータ制御装置は電流制御ループによる制御を行う。

　むだ時間補償器１５は、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）が決定してから、交流電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）がモータ８に印加されるまでの電圧出力遅れ、電流センサ７及びＡ／Ｄ変換器１３における、０次サンプリングホールドによるむだ時間による遅れ、及び、ノイズカットフィルタによる遅れなどを補償し、検出値（θ）及び角周波数（ω）を入力として、位相量（θ’）を座標変換器３に出力する。

　次に、安定性補償器１６の詳細な構成を、図２を用いて説明する。図２は、安定性補償器１６のブロック図である。安定性補償器１６は、直交座標における回転座標変換を利用してｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）から補償後のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）を演算している。具体的には、ｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ）にｃｏｓ（Δθ）を乗じたものから、ｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）にｓｉｎ（Δθ）を乗じたものを減ずることで、補償後のｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ）が演算され、ｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）にｃｏｓ（Δθ）を乗じたものと、ｄ軸電圧令値（Ｖ^＊ _ｄ）にｓｉｎ（Δθ）を乗じたものを加算することで、補償後のｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）が演算される。

　安定性補償器１６の回転座標変換により回転する位相の進み量（Δθ）は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）により算出される。位相補償時間（ｔ_ｐｍ）は、モータ８の固有の特性に基づいて決まる値であって、予め設定されている値である。本例では、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ５の検出電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ８の回転速度（ω）、及び、モータの温度と、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけるルックアップテーブルが格納されている。そして、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ５の検出電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ８の回転速度（ω）、及び、モータの温度を入力とし、当該テーブルを参照することで、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を算出する。さらに、角周波数（ω）とテーブルの出力値である位相補償時間（ｔ_ｐｍ）との積をとることで、位相の進み量（Δθ）が算出される。

　これにより、磁極方向の電圧指令値であるｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ）及び磁極と直交方向の電圧指令値であるｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）よりなる電圧指令値ベクトルの大きさは変えずに、位相をモータ８の回転方向に進むように、位相の進み量（Δθ）で電圧指令値を補償する。

　次に、非干渉位相補償器１７の詳細な構成を、図３を用いて説明する。図３は、非干渉位相補償器１７のブロック図である。非干渉位相補償器１７は、回転座標変換を利用してｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）から補償後ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）を演算している。具体的には、ｄ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}）にｃｏｓ（－Δθ）を乗じたものから、ｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）にｓｉｎ（－Δθ）を乗じたものを減ずることで、補償後のｄ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）が演算され、ｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）にｃｏｓ（－Δθ）を乗じたものと、ｄ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}）にｓｉｎ（－Δθ）を乗じたものを加算することで、補償後の後のｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）が演算される。これにより、非干渉位相補償器１７は、回転する位相を（－Δθ）に設定することで、安定性補償器１６の回転座標変換の回転方向と、逆方向に、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を回転座標変換させて、補償後ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）を演算している。

　非干渉位相補償器１７の回転座標変換により回転する位相の補償量（－Δθ）は、安定性補償器１６の補償量である位相の進み量（Δθ）と同じ補償量であり、位相の進み量（Δθ）の回転方向に対して逆方向である。そのため、非干渉位相補償器１７の位相の補償量は、安定性補償器１６の補償量と同様に、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）により算出される。これにより、非干渉位相補償器１７は、安定性補償器１６による位相補償を相殺するように構成されている。

　ここで、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と、本例のインバータ制御装置の制御系における位相余裕及びゲイン余裕との関係について、図４を用いて説明する。図４は、インバータ制御装置の電流制御系における一巡伝達特性ボート線図を示しており、（ａ）は角周波数に対するゲイン特性を示し、（ｂ）は角周波数に対する位相特性を示す。図４（ａ）及び（ｂ）において、グラフａは本発明の特性を示し、グラフｂは位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を設定しない比較例の特性を示す。

　ゲイン曲線が０（ｄＢ）を切る周波数（ゲイン交点）における位相－１８０°との差分が位相余裕であり、位相曲線が－１８０°を切る周波数（位相交点）におけるゲイン０（ｄＢ）との差分がゲイン余裕となる。図４（ａ）に示すように、本例のゲイン特性をｇ_ａ、比較例のゲイン特性をｇ_ｂとし、図４（ｂ）に示すように、本例の位相特性をφ_ａ、比較例の位相特性をφ_ｂとする。

　図４（ｂ）に示すように、比較例では位相余裕（φ_ｂ）が不足しているため、不安定な制御系となっているが、本例では十分な位相余裕（φ_ａ）が得られているため、安定性な制御系になっている。また、図４（ａ）に示すように、本例と比較例とのゲイン余裕（ｇ_ａ、ｇ_ｂ）は、ほぼ同じ値である。比較例のグラフに示すように、位相余裕の低下は、低周波領域で生じているが、かかる位相余裕の低下に対して、上記の特許文献１に示すように、むだ時間分の時間が経過する値に進む回転子の位置を予想して補償する方法では、低周波領域における位相余裕の低下を抑制させることができない。本例では、低周波領域における位相余裕の低下が、モータ８の固有の特性によって生じていることが確認できたため、本例は当該モータ８の特性に基づく補償係数を、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）として設定し、当該位相補償時間（ｔ_ｐｍ）に基づいて、ｄｑ軸電流指令値の位相を補償している。これにより、本例は、高周波領域でのゲイン余裕の低下を防ぎつつ、低周波領域での位相余裕の低下を抑制することができる。

　次に、位相進み量（Δθ）を算出する際に、本例では、時間単位のパラメータである位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角回転数（ω）との積をとっていることについて説明する。図５（ａ）は位相補償時間（ｔ）に対する位相余裕の特性を示し、図５（ｂ）はΔθｃに対する位相余裕の特性を示す。また図５のグラフａは、角周波数（ω_１）の特性を、グラフｂは角周波数（ω_１）より高い角周波数である（ω_２）の特性である。図５（ａ）の特性は、本発明と同様に位相補償時間（ｔ）を設定し、モータ８の角回転数（ω）との積を位相進み量（Δθ）とした上で、位相余裕をとった特性であり、位相補償時間（ｔ）をパラメータとしている。一方、図５（ｂ）の特性は、位相進み量（Δθｃ）自体をパラメータとして位相余裕をとった特性であるため、位相進み量（Δθｃ）にはモータ８の検出された角回転数（ω）の要素が含まれておらず、図５（ｂ）は比較例として挙げている。

　図５（ｂ）に示すように、位相進み量（Δθｃ）をパラメータとした場合には、角周波数が異なると位相余裕が異なる値になっている。一方、図５（ａ）に示すように、位相補償時間（ｔ）をパラメータとした場合には、位相補償時間（ｔ）をｔ_ｐｍに設定することで、角周波数が異なっても、位相余裕がほぼ同じ値になっている。これにより、本例は、制御系の安定性を決めるためのパラメータとして、時間単位である位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を設定し、角周波数（ω）との積により位相進み量（Δθ）をとることで、モータ８の回転数に対して、安定して位相余裕を高く維持することができる。

　次に、非干渉位相補償器１７による、干渉電圧と非干渉電圧との位相差の補償について説明する。

　上記のように、ｄｑ軸非干渉電圧を含んだ、電流制御器２の演算処理により、ｄｑ軸電流指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）が演算され、安定性補償器１６により、当該ｄｑ軸電流指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）の位相が進められるよう補償されることで、モータ８の固有の特性に基づく、位相余裕の低下が抑制される。

　また、本例では、非干渉電圧を用いた、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）のフィードバック制御によりインバータを制御しているが、応答性を安定化させるために、むだ時間補償器１５及び安定性補償器１６による位相補償を行っている。このうち、むだ時間補償器１５は、出力電圧の遅れ、出力電圧が０次サンプリングホールドされることにより等価的な無駄時間の遅れを補償している。

　ここで、本例の非干渉制御において、電流センサ７の電流検出の平均化処理等により無駄時間などが発生した場合には、実際の干渉電圧と非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）が、安定性補償器１６による位相補償の影響を受けて、実際の干渉電圧と非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）との間で位相差が生じてしまう。そのため、本例では、モータ固有の特性に基づく位相を補償しつつ、非干渉電圧と干渉電圧との間で生じる位相差を補償することで、電流応答の悪化を防いでいる。

　非干渉電圧と干渉電圧と間で生じる位相差は、安定性補償器１６の位相補償により発生しており、安定性補償器１６は、位相進み量（Δθ）により、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を補償している。そして、このｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）は、非干渉電圧と、干渉電圧成分を含んだフィードバックの電圧指令値（ＦＢ電圧指令値）に基づき演算された値であり、位相差は、当該非干渉電圧と、電圧指令値（ＦＢ電圧指令値）との間で発生する。そのため、本例は、非干渉位相補償器１７により、非干渉電圧指令値の位相を、位相進み量（Δθ）と逆方向で、位相進み量（Δθ）と同じ大きさの補償量で補償している。言い換えると、非干渉位相補償器１７は、非干渉電圧指令値の位相を、安定性補償器１６で補償する位相と逆方向に補償し、非干渉位相補償器１７による位相補償の絶対値（スカラ）は、安定性補償器１６による位相補償の絶対値（スカラ）と同じにする。

　さらに、言い換えると、安定補償器１６は、ｄｑ軸電流指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）のベクトルを、位相進み角（Δθ）の補償量分だけ回転させており、非干渉位相補償器は、ｄｑ軸非干渉電圧（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）のベクトルを、安定補償器１６の回転とは逆方向で、位相進み角（Δθ）の補償量分だけ回転させている。

　本例の電流制御系における高回転時（１００００ｒｐｍ）のステップ状のトルクに対する応答特性を、図６～図９を用いて説明する。図６は、ｄ軸電流の応答特性を示すグラフであり、（ａ）は参考例の電流特性を、（ｂ）は本発明の電流特性を、（ｃ）は、（ｂ）のＡ_１で囲う部分を拡大したグラフである。なお、図６において、ｉ_ｄ ^＊はｄ軸電流指令値を、ｉ_ｄはｄ軸電流（実際のｄ軸電流）を、ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ} ^＊は規範応答特性を示す。また、参考例は、図１の電流制御系のうち、非干渉位相補償器１７による位相補償を行わない制御系の応答特性である。

　図６（ａ）に示すように、参考例では、安定化補償器１６による位相補償の影響を受け、非干渉電圧と干渉電圧が合わず、ｄ軸電流（ｉ_ｄ）がｄ軸電流指令値に対して、逆応答になり、さらにオーバシュートしている。ゆえに、参考例では入力トルクに対して、ｄ軸電流の応答特性が悪化している。

　一方、図６（ｂ）及び（ｃ）に示すように、本例では、安定化補償器１６による位相補償の影響が、非干渉位相補償器１７により補償されるため、非干渉電圧と干渉電圧との間の位相差が解消され、ｄ軸電流が規範応答と一致している。これにより、本例は、参考例のようなｄ軸電流の応答特性の悪化を防ぐことができる。

　図７は、ｑ軸電流の応答特性を示すグラフであり、（ａ）は参考例の電流特性を、（ｂ）は本発明の電流特性を、（ｃ）は、（ｂ）のＡ_２で囲う部分を拡大したグラフである。なお、図７において、ｉ_ｑ ^＊はｑ軸電流指令値を、ｉ_ｑはｑ軸電流（実際のｑ軸電流）を、ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ} ^＊は規範応答特性を示す。また、参考例は、図１の電流制御系のうち、非干渉位相補償器１７による位相補償を行わない制御系の応答特性である。

　図７（ａ）に示すように、参考例では、安定化補償器１６による位相補償の影響を受け、非干渉電圧と干渉電圧が合わず、ｑ軸電流（ｉ_ｑ）がｑ軸電流指令値に対して、オーバシュートし、さらに逆応答になっている。ゆえに、参考例では入力トルクに対して、ｑ軸電流の応答特性が悪化している。

　一方、図７（ｂ）及び（ｃ）に示すように、本例では、安定化補償器１６による位相補償の影響が、非干渉位相補償器１７により補償されるため、非干渉電圧と干渉電圧との間の位相差が解消され、ｑ軸電流が規範応答と一致している。これにより、本例は、参考例のようなｑ軸電流の応答特性の悪化を防ぐことができる。

　図８は、ｄ軸電圧の応答特性を示すグラフであり、（ａ）は参考例の電流特性を、（ｂ）は本発明の電流特性を、（ｃ）は、（ｂ）のＡ_３で囲う部分を拡大したグラフである。なお、図８において、Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}はｄ軸非干渉電圧を、Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｒｅａｌ}は実際の干渉電圧を示す。また、参考例は、図１の電流制御系のうち、非干渉位相補償器１７による位相補償を行わない制御系の応答特性である。

　図８（ａ）に示すように、参考例では、安定化補償器１６による位相補償の影響を受け、非干渉電圧と実際の干渉電圧が合わず、ｄ軸非干渉電圧とｄ軸干渉電圧との間に定常誤差が発生している。

　一方、図８（ｂ）及び（ｃ）に示すように、本例では、安定化補償器１６による位相補償の影響が、非干渉位相補償器１７により補償されるため、非干渉電圧と干渉電圧との間の位相差が解消され、ｄ軸非干渉電圧とｄ軸干渉電圧との間の誤差がなく、ｄ軸干渉電圧とｄ軸非干渉電圧が一致する。

　図９は、ｑ軸電圧の応答特性を示すグラフであり、（ａ）は参考例の電流特性を、（ｂ）は本発明の電流特性を、（ｃ）は、（ｂ）のＡ_４で囲う部分を拡大したグラフである。なお、図９において、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}はｑ軸非干渉電圧を、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｒｅａｌ}は実際の干渉電圧を示す。また、参考例は、図１の電流制御系のうち、非干渉位相補償器１７による位相補償を行わない制御系の応答特性である。

　図９（ａ）に示すように、参考例では、安定化補償器１６による位相補償の影響を受け、非干渉電圧と実際の干渉電圧が合わず、ｑ軸非干渉電圧とｑ軸干渉電圧との間に定常誤差が発生している。

　一方、図９（ｂ）及び（ｃ）に示すように、本例では、安定化補償器１６による位相補償の影響が、非干渉位相補償器１７により補償されるため、非干渉電圧と干渉電圧との間の位相差が解消され、ｑ軸非干渉電圧とｑ軸干渉電圧との間の誤差がなく、ｑ軸干渉電圧とｑ軸非干渉電圧が一致する。

　次に、図１０を用いて、本例のインバータ制御装置のフィードバック制御の制御手順を説明する。図１０は本例のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。

　ステップＳ１にて、電流センサ７により検出される相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）から、Ａ／Ｄ変換器１３を介して相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）を検出し、磁極位置検出器９から出力されるパルスをパルスカウンタ１４でカウントすることで検出値（θ）を検出する。ステップＳ２にて、回転数演算器１１は、モータ８の角周波数（ω）を算出する。ステップＳ３にて座標変換器１０にて、相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）をｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に座標変換する。

　ステップＳ４にて、電流電圧マップ１に格納されているマップを参照して、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ^＊ _ｄｃ）に対応するｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を算出する。

　ステップＳ５にて、安定性補償器１６は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）との乗算をして、位相進み量（Δθ）を演算する。ステップＳ６にて、非干渉位相補償器１７は、位相進み角（－Δθ）を演算する。

　ステップＳ７にて、非干渉位相補償器１７は、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を、回転座標変換により位相進み量（Δθ）分、位相を遅らせることで（位相進み量（－Δθ）分、位相を進ませることで）、ｄｑ軸非干渉電圧指令値の位相を補償する演算を行う。

　ステップＳ８にて、電流制御器２は、ステップＳ７の補償後のｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）をＬＰＦ１２に通して電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）を演算し、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）とｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）との偏差からＰＩ制御演算を行うことで、ｄｑ軸追従電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ＦＢ、Ｖ^＊ _ｑ＿ＦＢ）を演算する。そして、電流制御器２は、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）とｄｑ軸追従電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ＦＢ、Ｖ^＊ _ｑ＿ＦＢ）を加算して、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を算出する。

　ステップＳ９にて、安定性補償器１６は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を、回転座標変換により位相進み量（Δθ）分、位相を進ませることで、位相余裕を補償するための演算を行う。

　ステップＳ１０にて、ステップＳ９の演算結果である補償後のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）をむだ時間補償器１５から出力される位相量（θ’）で座標変換し、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）を算出する。そして、ステップＳ１１にて、ＰＷＭ変換器４は電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）を駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）にＰＷＭ変換し、ステップＳ１２にて、当該駆動信号に基づきインバータ６をスイッチング制御して、モータ８を駆動させて、本例の制御を終了する。

　上記のように、本例は、安定化した所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間（ｔ_ｐｍ）及び角周波数（ω）に基づき位相進み量（Δθ）を算出し、当該位相進み量（Δθ）に応じて、モータ８の固有の特性に基づく位相を進ませるよう、指令値を補償し、当該位相進み量（Δθ）で補償される当該位相と逆方向に、当該位相進み量（Δθ）と同じ補償量で、ｄｑ軸非干渉電圧指令値の位相を補償する。これにより、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。また本例は、低周波領域での位相遅れを低減しつつ位相余裕を確保し、高周波領域でのゲイン低下を押させることができるため、位相余裕又はゲイン余裕の再調整を省くことができる。また、本例は、モータ８の固有の特性により低下する位相余裕の補償によって生じる、干渉電圧と非干渉電圧との位相差が解消されるため、電流の応答性を高めることができる。

　また、本例は、非干渉位相補償器１７の位相補償により、電流センサ７の電流検出の無駄時間により生じる位相差を補償する。これにより、本例は、電流検出の無駄時間により生じる位相差に相当する補償量を補償するため、電流検出の無駄時間が発生した場合に、安定性補償器１６の位相補償の影響を受ける、干渉電圧と非干渉電圧との位相差を補償することができる。

　また本例は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）とを乗算することで位相進み量（Δθ）を算出する。これにより、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を固定値に設定した上で、モータ８の状態に応じて角周波数が変化しても、位相余裕の変動を抑えることができるため、安定した制御系を実現することができる。

　また本例は、安定性補償器１６に、角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、または、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけるテーブルを格納する。位相余裕は、角周波数（ω）以外に、モータ８の電流や磁束の大きさより影響を受ける、モータ８のインダクタンス、または、巻き線抵抗によって変化する。また本例のインバータ制御装置における最大効率電流条件は、同トルク下であっても、バッテリ５の電圧によって変化する。そのため、本例のように、動作点である、角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、または、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）に応じて、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を設定することで、制御系の特性が変化しても、制御系を安定化させることができる。

　なお、本例において、安定性補償器１６に格納されるテーブルは、必ずしも、角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、及び、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけるテーブルである必要はなく、少なくとも角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、または、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）のうち一つの値と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づければよい。また、安定性補償器１６に格納されるテーブルは、モータ８の電流と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけてもよい。

　また本例は、図１１に示すように、電流制御器２を構成する電流制御部２１及び非干渉制御部２２との間に、安定性補償器１６を設け、位相進み量（Δθ）に応じて、ｄｑ軸電圧指令値を進ませるよう、位相補償を行ってもよい。図１１は、本例のインバータ制御装置の変形例であって、電流制御器２及び安定性補償器１６のブロック図である。電流制御部２１は、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）にｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄｉ^＊ _ｑ）を追従させるように、それぞれＰＩ制御器１９によるフィードバック制御を行って、安定性補償器１６に出力し、安定性補償器１６による補償後の指令値を、非干渉制御部２２に出力し、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）及び当該補償後の指令値を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を座標変換器３に出力する。

　これにより、本発明の変形例は、ｄｑ軸電流をｄｑ軸電流指令値に追従させるｄｑ軸追従指令値を演算し、安定性補償器１６により補償されたｄｑ軸追従電圧指令値と、非干渉位相補償器により補償された補償後のｄｑ軸非干渉電圧指令値に基づき、ｄｑ電圧指令値を演算する。これにより、本例は、モータ８の固有の特性により低下する位相余裕の補償によって生じる、干渉電圧と非干渉電圧との位相差が解消されるため、電流の応答性を高めることができる。

　なお、本例の変形例として、安定性補償器１６の回転座標変換（位相進み量（Δθ）分の補償）と、座標変換器３による回転座標変換とを合成し、座標変換器３において、θ”（θ’＋Δθ）で２相３相変換処理を行ってもよい。これにより、当該変形例は、本例の応答性を保つことができる。

　なお、本例は、安定性補償器１６によりｄｑ軸電流指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）の位相を、位相進み量（Δθ）で補償したが、安定性補償器１６を、電流制御器２と座標変換器１０との間に設け、電流センサ７の検出値を補償してもよい。

　上記電流制御器２が本発明に係る「指令値算出手段」に相当し、安定性補償器１６が「位相補償手段」に相当し、ＰＷＭ変換器４が「インバータ制御手段」に相当し、磁極位置検出器９、パルスカウンタ１４及び回転数演算器１１が「モータ回転速度検出手段」に、電流電圧マップ１が「ｄｑ軸非干渉電圧指令値演算手段」に、非干渉位相補償器１７及び非干渉電圧制御器１８が「逆位相補償手段」に、電流センサ７が「電流検出手段」に相当する。

《第２実施形態》
　図１２は、発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置を示すブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、非干渉電圧制御部１８から、非干渉位相補償器１７を省いた点である。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。

　図１２に示すように、非干渉電圧制御部１８は、電流電圧マップ１と、ＬＰＦ１２とを有している。電流電圧マップ１には、第１実施形態と同様に、トルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を出力するためのマップが格納されているが、ｄｑ軸非干渉電圧を演算する際のマップは、位相進み角（－Δθ）による回転座標変換処理をした値を演算するよう、構成されている。

　言い換えると、電流電圧マップ１のマップ値には、第１実施形態の非干渉位相補償器による補償演算が含まれている。そのため、電流電圧マップ１は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ^＊ _ｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を演算し、さらに、位相進み角（Δθ）による逆回転座標変換された、補償後のｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）を演算する。

　次に、図１３を用いて、本例のインバータ制御装置のフィードバック制御の制御手順を説明する。図１３は本例のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。なお、ステップＳ２１～Ｓ２３及びステップＳ２６～Ｓ３０の制御処理は、図１０のステップＳ１～Ｓ３及びステップＳ８～１２の制御処理と同様であるため、説明を省略する。

　ステップＳ２３の制御処理の後、ステップＳ２４にて、非干渉電圧制御部１８は、電流電圧マップに格納されているマップを参照して、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ^＊ _ｄｃ）に対応するｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及び補償後ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）を算出する。ステップＳ２５にて、安定性補償器１６は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）との乗算をして、位相進み量（Δθ）を演算する。

　ステップＳ２６にて、電流制御器２は、ステップＳ２４の補償後のｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｃ}）をＬＰＦ１２に通して電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）を演算し、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）とｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）との偏差からＰＩ制御演算を行うことで、ｄｑ軸追従電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ＦＢ、Ｖ^＊ _ｑ＿ＦＢ）を演算する。そして、電流制御器２は、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）とｄｑ軸追従電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ＦＢ、Ｖ^＊ _ｑ＿ＦＢ）を加算して、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を算出する。

　上記のように、本例は、マップによる演算によって、位相進み量（Δθ）を用いた安定性補償器１６の位相と逆方向で、当該位相進み量（Δθ）と同じ補償量で、干渉電圧と非干渉電圧指令値の位相を補償する。これにより、本例は、モータ８の固有の特性により低下する位相余裕の補償によって生じる、干渉電圧と非干渉電圧との位相差が解消されるため、電流の応答性を高めることができる。

　上記電流電圧マップ１が本発明の「逆位相補償手段」に相当する。

《第３実施形態》
　図１４は、発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置を示すブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、非干渉電圧指令演算器３１を設けている点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態及び第２の実施形態の記載を適宜、援用する。

　図１４に示すように、非干渉電圧制御部１８は、電流電圧マップ１と、ＬＰＦ１２と、非干渉電圧指令演算部３１とを有している。非干渉電圧指令演算器３１は、入力されたｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）及び各周波数（ω）に基づき、下記の式４を用いて、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を演算し、非干渉電圧補償器１７に出力する。

　ただし、Φ_ａは、モータ８の磁石磁束の強さを示し、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑはｄｑ軸のインダクタンスをそれぞれ示す。

　次に、図１５を用いて、本例のインバータ制御装置のフィードバック制御の制御手順を説明する。図１５は本例のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。なお、ステップＳ３１～Ｓ２３及びステップＳ３６～Ｓ４３の制御処理は、図１０のステップＳ１～Ｓ３及びステップＳ５～１２の制御処理と同様であるため、説明を省略する。

　ステップＳ３３の制御処理の後、ステップＳ３４にて、電流電圧マップ１に格納されているマップを参照して、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ^＊ _ｄｃ）に対応するｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を算出する。

　ステップＳ３４にて、非干渉電圧指令演算器３１は、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）及び各周波数（ω）に基づき、上記の式４を用いて、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を演算し、非干渉電圧補償器１７に出力する。

　これにより、本例は、非干渉電圧指令演算部３１による演算によって、位相進み量（Δθ）を用いた安定性補償器１６の位相と逆方向で、当該位相進み量（Δθ）と同じ補償量で、干渉電圧と非干渉電圧指令値の位相を補償する。これにより、本例は、モータ８の固有の特性により低下する位相余裕の補償によって生じる、干渉電圧と非干渉電圧との位相差が解消されるため、電流の応答性を高めることができる。

１…電流電圧マップ
２…電流制御器
　２１…電流制御部
　２２…非干渉制御部
３…座標変換器
４…ＰＷＭ変換器
５…バッテリ
６…インバータ
７…電流センサ
８…モータ
９…磁極位置検出器
１０…座標変換器
１１…回転数演算器
１３…Ａ／Ｄ変換器
１４…パルスカウンタ
１５…むだ時間補償器
１６…安定性補償器
１７…非干渉位相補償器
１８…非干渉電圧制御部
１９…ＰＩ制御器
３１…非干渉電圧指令演算器

Claims

　直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換し、モータに供給するインバータと、
　前記インバータから出力される交流電圧の指令値を、交流電流の検出値に基づき算出する指令値算出手段と、
　前記指令値又は前記検出値の位相を補償する位相補償手段と、
　前記位相補償手段により補償された指令値に基づき前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
　前記モータの回転速度を検出するモータ回転速度検出手段と、
　ｄｑ軸間で互いに干渉する干渉電圧を打ち消すｄｑ軸非干渉電圧指令値を演算し、前記指令値算出手段に出力するｄｑ軸非干渉電圧指令値演算手段と、
　前記位相補償手段によって補償された位相の補償量に応じて位相を補償する逆位相補償手段とを備え、
前記位相補償手段は、
　所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間及び前記回転速度に基づき位相進み量を算出し、前記位相進み量で、前記モータの固有の特性に基づく位相を補償し、
前記逆位相補償手段は、
　前記位相補償手段によって補償される位相と逆方向に、前記位相進み量と同じ補償量で、前記ｄｑ軸非干渉電圧指令値の位相を補償する
ことを特徴とするインバータ制御装置。
　前記モータの相電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記逆位相補償手段の前記補償量は、
　少なくとも前記電流検出手段の電流検出の無駄時間により生じる位相差に相当する
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
　前記モータのトルク指令値及び前記回転速度に基づき、前記交流電流の指令値であるｄｑ軸電流指令値を演算するｄｑ軸電流指令値演算手段をさらに備え、
前記位相補償手段は、ｄｑ軸追従電圧指令値を補償し、
前記指令値算出手段は、
　前記交流電流の検出値であるｄｑ軸電流を前記ｄｑ軸電流指令値に追従させる前記ｄｑ軸追従電圧指令値を演算し、
　前記位相補償手段により補償された前記ｄｑ軸追従電圧指令値及び前記逆位相補償手段により補償された前記ｄｑ軸非干渉電圧指令値に基づき、前記交流電圧の指令値を演算する
ことを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ制御装置。
前記位相補償手段は、
　前記位相補償時間と前記回転速度とを乗算することで前記位相進み量を算出する
ことを特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
前記位相補償手段は、
　前記回転速度、前記モータの電流、外部から入力されるトルク指令値、前記モータの温度、または、前記インバータへの入力電圧のうち少なくとも一つの値と、前記位相補償時間とを対応づけるマップを格納する
ことを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
　インバータにより直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換し、モータに供給する工程と、
　前記インバータから出力される交流電流を検出する検出工程と、
　前記インバータから出力される交流電圧の指令値を、前記検出工程により検出される検出値に基づいて算出する指令値演算工程と、
　前記指令値又は前記検出値の位相を補償する位相補償工程と、
　前記位相補償工程により補償された指令値に基づき前記インバータを制御するインバータ制御工程と、
　前記モータの回転速度を検出する回転速度検出工程と、
　ｄｑ軸間で互いに干渉する干渉電圧を打ち消すｄｑ軸非干渉電圧指令値を演算するｄｑ軸非干渉電圧指令値演算工程と、
　前記位相補償工程により補償された位相の補償量に応じて位相を補償する逆位相補償工程とを含み、
前記指令値演算工程は、
　前記ｄｑ軸非干渉電圧指令値に基づき、前記交流電圧の前記指令値を演算する工程を含み、
前記位相補償工程は、
　所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間及び前記回転速度に基づき位相進み量を算出し、前記位相進み量で、前記モータの固有の特性に基づく位相を補償する工程を含み、
前記逆位相補償工程は、
　前記位相補償手段によって補償された位相と逆方向に、前記位相進み量と同じ補償量で、前記ｄｑ軸非干渉電圧指令値の位相を補償する工程を含む
ことを特徴とするインバータ制御方法。