WO2013145853A1

WO2013145853A1 - 電子制御装置

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Publication number: WO2013145853A1
Application number: PCT/JP2013/052308
Authority: WO
Inventors: 泰志杉山; 拓也黛; 良介石田; 泰彦岡田; 清臣角谷; 堅一星野
Original assignee: 日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date: 2012-03-30
Filing date: 2013-02-01
Publication date: 2013-10-03
Also published as: CN104094189B; US20150039913A1; CN104094189A; JP5806159B2; JP2013210855A; US9600047B2; DE112013005691T5

Abstract

　回路実装面積やコスト面への影響が小さく、また作動電圧範囲を狭めることなく、電子制御装置における電源電圧の異常判定を実現する。　ＥＣＵは、入力端子VCCinおよび入力端子Vrinを有するマイコン１３と、入力端子VCCinに電源電圧VCCを供給する電源ＩＣ１１と、基準電圧生成回路１２として、電源電圧VCCを分圧した分圧電圧Vcを出力する分圧回路を構成する分圧抵抗１６および分圧抵抗１７と、一端が入力端子Vrinに接続され、他端が接地されたコンデンサ１９と、上記分圧回路と入力端子Vrinとの間に接続され、コンデンサ１９と協働して、電源電圧VCCおよび分圧電圧Vcから分離された基準電圧Vrを入力端子Vrinへ出力する電圧分離素子１８とを備える。マイコン１３は、入力端子Vrinに入力された基準電圧Vrを用いて、電源電圧VCCの異常を検知する。

Description

電子制御装置

　本発明は、自動車等に搭載される電子制御装置に関する。

　従来、入力電圧Vinから基準電圧Vrefを生成し、この基準電圧Vrefを制御回路に出力する定電圧回路と、入力電圧Vinを降圧して駆動電圧Vccを生成し、この駆動電圧Vccを制御回路に出力する降圧回路とを備えた電源装置が知られている（特許文献１参照）。この電源装置には、電気二重層キャパシタを複数個直列に接続した蓄電部が備えられている。また、主電源に接続されたダイオードと蓄電部に接続されたダイオードの互いのカソードの接続点から入力電圧Vinを得ることで、主電源の電圧Vbと蓄電部の電圧Vcの高い方の電圧からダイオードの順方向電圧分だけ低下した電圧を入力電圧Vinとしている。これにより、主電源の電圧Vbが急に低下しても、蓄電部からの電力により制御回路に正常な入力電圧Vinが供給され続けるため、誤作動を起こさずに制御回路を確実に停止することができるようにしている。

特開２０１０－７４８７０号公報

　特許文献１に開示された電源装置では、蓄電部を搭載する必要があるため、回路実装面積やコスト面に対する影響が大きい。また、主電源の電圧Vbからダイオードの順方向電圧分だけ入力電圧Vinが低下するため、その電圧低下に応じて制御回路の作動電圧範囲が狭くなってしまう。

　本発明は、以上のような課題に鑑みてなされたものであり、その主な目的は、回路実装面積やコスト面への影響が小さく、また作動電圧範囲を狭めることなく、電子制御装置における電源電圧の異常判定を実現することにある。

　本発明による電子制御装置は、第１の入力端子および第２の入力端子を有する演算回路と、第１の入力端子に電源電圧を供給する電源回路と、電源電圧を分圧した分圧電圧を出力する分圧回路と、一端が第２の入力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、分圧回路と第２の入力端子との間に接続され、コンデンサと協働して、電源電圧および分圧電圧から分離された基準電圧を第２の入力端子へ出力する電圧分離素子とを備え、演算回路は、第２の入力端子に入力された基準電圧を用いて、電源電圧の異常を検知する。

　本発明によれば、回路実装面積やコスト面への影響が小さく、また作動電圧範囲を狭めることなく、電子制御装置における電源電圧の異常判定を実現することができる。

本発明による電子制御装置の概略構成を示す図である。比較例による異常電圧検知回路の構成を示す図である。本発明の第一の実施形態による基準電圧生成回路の構成を示す図である。第一の実施形態として電圧分離素子に抵抗を用いた場合の基準電圧生成回路の構成を示す図である。第二の実施形態として電圧分離素子にスイッチ回路を用いた場合の基準電圧生成回路の構成を示す図である。第三の実施形態として電圧分離素子に抵抗とスイッチ回路を用いた場合の基準電圧生成回路の構成を示す図である。第四の実施形態として電圧分離素子に別のスイッチ回路を用いた場合の基準電圧生成回路の構成を示す図である。本発明の第五の実施形態による基準電圧生成回路の構成を示す図である。

（第一の実施形態）
　本発明の第一の実施形態について以下に説明する。図１は、本発明による電子制御装置としてのＥＣＵ（Electronic Control Unit）の概略構成を示す図である。図１に示すように、ＥＣＵ１は、電源ＩＣ１１、基準電圧生成回路１２、マイコン１３および外部負荷駆動回路１５を備える。このＥＣＵ１は、自動車に搭載されて使用されるものである。

　ＥＣＵ１において、電源ＩＣ１１は、車両に搭載されているバッテリからの電源供給を受け、これに基づいて電源電圧VCCを生成する。この電源電圧VCCは、電源ＩＣ１１からマイコン１３に供給されると共に、ＥＣＵ１の外部に設けられた各種センサ３にも供給される。

　各種センサ３は、車両の走行状態を検出するためのセンサ類であり、たとえば車速を検出するためのセンサやエンジン回転速度を検出するためのセンサなどを含んでいる。各種センサ３の検出結果を示す信号は、各種センサ３からＥＣＵ１へ出力され、ＥＣＵ１が行う車両制御において利用される。

　基準電圧生成回路１２は、電源ＩＣ１１からマイコン１３へ供給される電源電圧VCCを取り込み、これに基づいて、マイコン１３において電源電圧VCCの異常を検知するために用いられる分圧電圧Vcおよび基準電圧Vrをマイコン１３に出力する。なお、この基準電圧生成回路１２の詳細については、後で説明する。

　マイコン１３は、Ａ－Ｄ（アナログ－デジタル）変換器１４を内蔵しており、このＡ－Ｄ変換器１４を用いて、各種センサ３からの入力信号をデジタル値に変換して取り込む。そして、取り込んだデジタル値を用いて所定の演算処理を行い、その演算結果に基づいて外部負荷駆動回路１５へ駆動命令を出力する。

　外部負荷駆動回路１５は、マイコン１３からの駆動命令に応じてアクチュエータ４の駆動を制御する。アクチュエータ４は、車両において各種動作を行うために設けられたものであり、たとえば燃料噴射量の調節などを行う。

　なお、マイコン１３は、各種センサ３からの入力信号に加えて、さらに基準電圧生成回路１２からの分圧電圧Vcおよび基準電圧Vrについても、Ａ－Ｄ変換器１４を用いてデジタル値に変換して取り込む。そして、これらのデジタル値同士を比較することにより、電源電圧VCCが異常である場合にその異常を検知する。電源電圧VCCが異常であることを検知すると、マイコン１３は予め設定された異常発生時動作を行うようにアクチュエータ４を制御し、車両を安全に停止できるようにする。

　次に、基準電圧生成回路１２の詳細について説明する。図２は、本発明による基準電圧生成回路１２と比較するための比較例として、従来の異常電圧検知回路の構成を示す図である。

　この比較例による異常電圧検知回路は、VCC電圧を抵抗３１と抵抗３２で分圧した電圧と、基準電圧源３３により生成した基準電圧Vrefとを、コンパレータ回路３４において比較する。基準電圧源３３は、シリコンのバンドギャップエネルギーを基に基準電圧Vrefを生成する。コンパレータ回路３４による比較結果は、低電圧検知判定回路３５へ入力される。低電圧検知判定回路３５は、コンパレータ回路３４からの比較結果を基に、VCC電圧が異常であるか否かを判定し、異常であると判定した場合に、マイコンを停止するためのリセット信号を発生する。

　以上説明したような異常電圧検知回路を用いた場合、VCC電圧が所定値以下まで低下した場合に、これをVCC電圧の異常低下として検知することが可能である。しかし、VCC電圧が所定値以上まで上昇した場合には、これをVCC電圧の異常上昇として検知することはできない。なお、図２のような異常電圧検知回路を複数組み合わせることで、VCC電圧の異常低下検知および異常上昇検知を実現することはできるが、その場合は回路構成が複雑になり、電子制御装置のコストアップという問題が生じる。

　また、以上説明したような異常電圧検知回路では、シリコンのバンドギャップエネルギーを用いて、VCC電圧とは無関係に基準電圧Vrefを生成し、これとVCC電圧とを比較することによりVCC電圧が異常であるか否かを判定する。そのため、電源回路の個体差に起因して生じるVCC電圧のばらつきを、異常電圧の閾値に反映できないという問題も生じる。

　そこで、本実施形態では上記のような比較例における問題点を解消するために、基準電圧生成回路１２を図３のような構成とした。以下では、この図３を参照して、基準電圧生成回路１２の動作を説明する。

　図３において、基準電圧生成回路１２は破線内に示すような回路構成を有しており、分圧抵抗１６、分圧抵抗１７、電圧分離素子１８およびコンデンサ１９を備えている。

　分圧抵抗１６および分圧抵抗１７は分圧回路を構成しており、電源ＩＣ１１から出力された電源電圧VCCを分圧して、分圧抵抗１６と分圧抵抗１７の間に分圧電圧Vcを生成する。この分圧電圧Vcは、マイコン１３の入力端子Vcinへ出力されると共に、電圧分離素子１８へも出力される。なお、分圧電圧Vcの値は、電源電圧VCCの値と、分圧抵抗１６と分圧抵抗１７の各抵抗値に応じて定まる分圧比とによって決定される。

　コンデンサ１９は、その一端がマイコン１３の入力端子Vrinに接続され、他端が接地されている。電圧分離素子１８は、電源電圧VCCおよび分圧電圧Vcから分離された基準電圧Vrをコンデンサ１９と協働して生成するための素子であり、上記分圧回路とマイコン１３の入力端子Vrinとの間に接続されている。電圧分離素子１８およびコンデンサ１９により生成された基準電圧Vrは、マイコン１３の入力端子Vrinへ出力される。なお、電圧分離素子１８の具体例とその動作については、後で詳しく説明する。

　電源ＩＣ１１は、マイコン１３の入力端子VCCinに電源電圧VCCを供給する。マイコン１３は、この電源電圧VCCの供給を受けて、入力端子Vrinに入力された基準電圧Vrと、入力端子Vcinに入力された分圧電圧Vcとを、Ａ－Ｄ変換器１４によりそれぞれデジタル値に変換して取り込む。そして、これらのデジタル値同士を比較し、その比較結果に基づいて電源電圧VCCの異常を検知する。

　本実施形態では、以上説明したように、Ａ－Ｄ変換器１４によってデジタル値に変換された基準電圧Vrと分圧電圧Vcとをマイコン１３で比較することにより、電源電圧VCCの異常を検知する。そのため、図２で説明したような比較例では不可能であったVCC電圧の異常上昇検知を実現することができる。

　さらに本実施形態では、電源電圧VCCを分圧して得られた分圧電圧Vcを基に基準電圧Vrを生成し、これを用いて電源電圧VCCの異常を検知する。そのため、電源ＩＣ１１の個体差に起因する電源電圧VCCのばらつきを反映して、電源電圧VCCの異常を正確に検知することができる。

　続いて、図３における電圧分離素子１８の具体例とその動作について説明する。本実施形態では、電圧分離素子１８に抵抗を用いた場合の例を説明する。図４は、電圧分離素子１８に抵抗２０を用いた場合の基準電圧生成回路１２の構成を示す図である。図４において、抵抗２０とコンデンサ１９は積分回路を構成している。この積分回路からの出力は、基準電圧Vrとしてマイコン１３の入力端子Vrinへ出力される。

　電源ＩＣ１１からの電源電圧VCCが一定の正常値である場合は、分圧電圧Vcと基準電圧Vrとは同じ大きさで出力される。ここで、電源電圧VCCに異常が生じてその大きさに変動が生じると、それに応じて分圧電圧Vcも直ちに変動する。一方、積分回路から出力される基準電圧Vrの変動は、抵抗２０の抵抗値とコンデンサ１９の容量値に応じて定まる時定数に応じて遅延され、電源電圧VCCが変動した後も変動前の電圧値が一定期間保持される。すなわち、こうした積分回路の遅延作用により、電源電圧VCCおよび分圧電圧Vcから分離された電圧として基準電圧Vrを出力することができる。したがって、Ａ－Ｄ変換器１４によってデジタル値に変換された基準電圧Vrと分圧電圧Vcとをマイコン１３で比較し、これらの差が所定値以上となったときに電源電圧VCCが異常であると判定することで、電源電圧VCCの異常を検知することができる。

　なお、図４の回路構成における積分回路の時定数は、電源ＩＣ１１が電源電圧VCCの供給を開始してからマイコン１３の動作が開始されるまでの時間や、電源電圧VCCに異常が発生してからマイコン１３がその異常を検知するまでの時間などに応じて設定することが好ましい。たとえば、電源ＩＣ１１が電源電圧VCCの供給を開始してからマイコン１３の動作が開始されるまでの時間よりも時定数が短くなるように、マイコン１３の起動時間よりも短い時定数を設定することで、マイコン１３の動作開始前にコンデンサ１９の充電を完了させることができる。また、電源電圧VCCに異常が発生してからマイコン１３がその異常を検知するまでの時間よりも時定数が長くなるように、マイコン１３が基準電圧Vrと分圧電圧Vcの比較を行う周期よりも長い時定数を設定することで、電源電圧VCCの異常を確実に検知することができる。

　たとえば、マイコン１３が基準電圧Vrと分圧電圧Vcとの比較を１ｍｓｅｃ周期で行い、これらの差が５０ｍＶ以上となったときに電源電圧VCCの異常を検知する場合に、コンデンサ１９の容量値を１μＦ、抵抗２０の抵抗値を５０ｋΩとすることができる。

　以上説明した本発明の第一の実施形態によれば、次の作用効果を奏する。

（１）ＥＣＵ１は、入力端子VCCinおよび入力端子Vrinを有するマイコン１３と、入力端子VCCinに電源電圧VCCを供給する電源ＩＣ１１と、基準電圧生成回路１２として、電源電圧VCCを分圧した分圧電圧Vcを出力する分圧回路を構成する分圧抵抗１６および分圧抵抗１７と、一端が入力端子Vrinに接続され、他端が接地されたコンデンサ１９と、上記分圧回路と入力端子Vrinとの間に接続され、コンデンサ１９と協働して、電源電圧VCCおよび分圧電圧Vcから分離された基準電圧Vrを入力端子Vrinへ出力する電圧分離素子１８とを備える。このＥＣＵ１において、マイコン１３は、入力端子Vrinに入力された基準電圧Vrを用いて、電源電圧VCCの異常を検知する。このようにしたので、回路実装面積やコスト面への影響が小さく、また作動電圧範囲を狭めることなく、ＥＣＵ１における電源電圧VCCの異常判定を実現することができる。

（２）マイコン１３は、分圧回路から分圧電圧Vcを入力するための入力端子Vcinをさらに有し、入力端子Vrinに入力された基準電圧Vrと、入力端子Vcinに入力された分圧電圧Vcとを比較し、その比較結果に基づいて電源電圧VCCの異常を検知する。このようにしたので、電源電圧VCCの異常を容易かつ確実に検知することができる。

（３）電圧分離素子１８は抵抗２０を含む。この抵抗２０とコンデンサ１９とで積分回路を構成し、該積分回路からの出力を基準電圧Vrとして入力端子Vrinへ出力するようにした。これにより、電源電圧VCCが変動した後も変動前の基準電圧Vrを一定時間保持して、電源電圧VCCおよび分圧電圧Vcから分離された電圧として基準電圧Vrを出力することができる。

（４）上記積分回路の時定数は、電源ＩＣ１１が電源電圧VCCの供給を開始してからマイコン１３の動作が開始されるまでの時間と、電源電圧VCCに異常が発生してからマイコン１３がその異常を検知するまでの時間とのいずれか少なくとも一方に応じて設定することができる。このようにすることで、マイコン１３の動作開始前にコンデンサ１９の充電を完了させたり、電源電圧VCCの異常をより一層確実に検知したりすることができる。

（第二の実施形態）
　次に、本発明の第二の実施形態について説明する。本実施形態では、図３の電圧分離素子１８に、分圧抵抗１６および分圧抵抗１７によって構成される分圧回路とマイコン１３の入力端子Vrinとの間の接続状態を切り替えるためのスイッチ回路を用いた場合の例を説明する。図５は、電圧分離素子１８に、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２、コンデンサ２３、ダイオード２４、２５により構成されるスイッチ回路を用いた場合の基準電圧生成回路１２の構成を示す図である。

　図５において、ｎ型のＭＯＳＦＥＴ２１および２２は、電源ＩＣ１１からのゲート電圧Vbに応じてドレイン－ソース間の導通状態を切り替えることで、スイッチ素子としてそれぞれ動作する。ＭＯＳＦＥＴ２１および２２は、互いのソース同士が接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインは分圧回路側に、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレインはマイコン１３の入力端子Vrin側にそれぞれ接続されている。なお、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２には、なるべくリーク電流の小さなものを用いることが望ましい。

　コンデンサ２３は、その一端がＭＯＳＦＥＴ２１とＭＯＳＦＥＴ２２との間に接続され、他端が接地されている。

　ダイオード２４、２５は、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２をそれぞれ逆電圧から保護するために設けられている。ダイオード２４は、ＭＯＳＦＥＴ２１の両スイッチ端間、すなわちドレイン－ソース間に、ソース側からドレイン側への方向、すなわちコンデンサ２３から分圧回路へ向かう方向を順方向として接続されている。同様に、ダイオード２５は、ＭＯＳＦＥＴ２２の両スイッチ端間、すなわちドレイン－ソース間に、ソース側からドレイン側への方向、すなわちコンデンサ２３からマイコン１３の入力端子Vrinへ向かう方向を順方向として接続されている。なお、ダイオード２４、２５をＭＯＳＦＥＴ２１、２２にそれぞれ内蔵した構成としてもよい。

　電源ＩＣ１１からの電源電圧VCCが一定の正常値である場合は、分圧電圧Vcと基準電圧Vrとは同じ大きさで出力される。このとき電源ＩＣ１１は、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２のスイッチ動作を制御するための制御信号として、ゲート電圧Vbを定期的にLowからHighに切り替えて出力する。すると、ゲート電圧VbがHighの期間中、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２がそれぞれ開放状態から導通状態に切り替えられ、基準電圧Vrに応じてコンデンサ１９、２３がそれぞれ充電される。

　ここで、電源電圧VCCに異常が生じてその大きさに変動が生じると、電源ＩＣ１１は上記の制御信号を停止し、ゲート電圧VbをLowに維持する。すると、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２がそれぞれ開放状態となり、分圧抵抗１６および分圧抵抗１７によって構成される分圧回路とマイコン１３の入力端子Vrinとの間が切断される。その結果、基準電圧Vrは変動前の電圧が維持される。これにより、電源電圧VCCおよび分圧電圧Vcから分離された電圧として基準電圧Vrを出力することができる。したがって、Ａ－Ｄ変換器１４によってデジタル値に変換された基準電圧Vrと分圧電圧Vcとをマイコン１３で比較し、これらの差が所定値以上となったときに電源電圧VCCが異常であると判定することで、電源電圧VCCの異常を検知することができる。

　電源電圧VCCが正常時よりも上昇してＭＯＳＦＥＴ２１、２２を開放状態としたときには、コンデンサ１９および２３の電圧は分圧電圧Vcよりも低くなっている。この場合、ダイオード２４により分圧回路側からコンデンサ２３側への電流が遮断されるため、基準電圧Vrが維持される。一方、電源電圧VCCが正常時よりも低下してＭＯＳＦＥＴ２１、２２を開放状態としたときには、開放後のコンデンサ１９および２３の電圧は分圧電圧Vcよりも高くなっている。この場合、ダイオード２５によりコンデンサ１９側からコンデンサ２３側への電流が遮断されるため、基準電圧Vrが維持される。

　なお、電源ＩＣ１１がゲート電圧Vbを定期的にLowからHighに切り替える周期は、電源電圧VCCが一定の正常値であるときに基準電圧Vrを一定に保持可能であり、マイコン１３において誤って電源電圧VCCが異常であると判定されないような値とすることが好ましい。これは、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２のリーク電流や、コンデンサ１９からマイコン１３の入力端子Vrinへのリーク電流などを考慮して決定することができる。

　たとえば、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２のリーク電流とコンデンサ１９から入力端子Vrinへのリーク電流とがそれぞれ１μＡ、０．２μＡであり、マイコン１３が基準電圧Vrと分圧電圧Vcとの差が５０ｍＶ以上となったときに電源電圧VCCの異常を検知する場合に、電源ＩＣ１１がゲート電圧Vbを切り替える周期を４０ｍｓｅｃとすることができる。

　以上説明した本発明の第二の実施形態によれば、第一の実施形態で説明した（１）、（２）の作用効果に加えて、さらに次の作用効果を奏する。

（５）電圧分離素子１８は、分圧抵抗１６および分圧抵抗１７によって構成される分圧回路とマイコン１３の入力端子Vrinとの間の接続状態を切り替えるためのスイッチ回路を含む。このスイッチ回路は、分圧回路側に接続されたＭＯＳＦＥＴ２１と、入力端子Vrin側に接続されたＭＯＳＦＥＴ２２と、一端がＭＯＳＦＥＴ２１とＭＯＳＦＥＴ２２との間に接続され、他端が接地されているコンデンサ２３と、ＭＯＳＦＥＴ２１の両スイッチ端間に接続され、コンデンサ２３から分圧回路へ向かう方向を順方向とするダイオード２４と、ＭＯＳＦＥＴ２２の両スイッチ端間に接続され、コンデンサ２３から入力端子Vrinへ向かう方向を順方向とするダイオード２５とを含む。電源電圧VCCに異常が発生した場合、ＭＯＳＦＥＴ２１および２２を開放状態として、分圧回路と入力端子Vrinとの間を切断する。このようにしたので、電源電圧VCCが変動した後も、変動前の基準電圧Vrを第一の実施形態よりもさらに長い間維持して、電源電圧VCCおよび分圧電圧Vcから分離された電圧として基準電圧Vrを出力することができる。

（６）電源ＩＣ１１は、ＭＯＳＦＥＴ２１および２２を開放状態から導通状態に切り替えるための制御信号としてのゲート電圧Vbを、ＭＯＳＦＥＴ２１および２２へ定期的に出力すると共に、電源電圧VCCに異常が生じた場合はその制御信号を停止して分圧回路と入力端子Vrinとの間を切断する。このようにしたので、電源電圧VCCの正常時に基準電圧Vrに応じてコンデンサ１９、２３をそれぞれ充電しておき、電源電圧VCCに異常が生じたらＭＯＳＦＥＴ２１および２２を開放状態として基準電圧Vrを変動前の電圧に維持することができる。

　なお、以上説明した第二の実施形態では、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴ２１および２２を用いたスイッチ回路の例を説明したが、これ以外のスイッチ素子を用いてもよい。その場合、コンデンサ２３やダイオード２４、２５は不要であれば削除してもよい。分圧抵抗１６および分圧抵抗１７によって構成される分圧回路とマイコン１３の入力端子Vrinとの間の接続状態を切り替えることができ、電源電圧VCCに異常が生じた場合にその接続を切断できるものであれば、どのような構成のスイッチ回路を電圧分離素子１８として用いてもよい。また、電源ＩＣ１１以外からゲート電圧Vbを出力してもよい。

（第三の実施形態）
　次に、本発明の第三の実施形態について説明する。本実施形態では、図３の電圧分離素子１８に、図４に示した抵抗２０と、図５に示したスイッチ回路とを用いた場合の例を説明する。図６は、電圧分離素子１８にこれらを用いた場合の基準電圧生成回路１２の構成を示す図である。

　図６において、抵抗２０と、ＭＯＳＦＥＴ２１、２２、コンデンサ２３、ダイオード２４、２５により構成されるスイッチ回路とは、第一の実施形態、第二の実施形態でそれぞれ説明したのと同様の動作を行う。このような回路構成により、ゲート電圧VbがHighの期間中に電源電圧VCCに異常が生じてゲート電圧VbがHighのまま維持されてしまった場合であっても、抵抗２０とコンデンサ１９によって構成される積分回路の作用により、基準電圧Vrを変動前の電圧に一定期間保持することができる。

　以上説明した本発明の第三の実施形態によれば、第一、第二の実施形態でそれぞれ説明したのと同様の作用効果を奏することができる。

（第四の実施形態）
　次に、本発明の第四の実施形態について説明する。本実施形態では、第二の実施形態で説明した図５のスイッチ回路から、ＭＯＳＦＥＴ２１、コンデンサ２３およびダイオード２４を削除し、ＭＯＳＦＥＴ２２およびダイオード２５のみを用いてスイッチ回路を構成した場合の例を説明する。図７は、このような図５とは別のスイッチ回路を電圧分離素子１８に用いた場合の基準電圧生成回路１２の構成を示す図である。

　図６において、ＭＯＳＦＥＴ２２およびダイオード２５により構成されるスイッチ回路は、第二の実施形態で説明したのと同様の動作を行う。また、電圧ＩＣ１１も第二の実施の形態で説明したのと同様に、ＭＯＳＦＥＴ２２のスイッチ動作を制御するための制御信号として、ゲート電圧Vbを定期的にLowからHighに切り替えて出力し、電源電圧VCCに異常が生じてその大きさに変動が生じるとこれを停止してLowに維持する。このような回路構成により、電源電圧VCCが正常時よりも低下してしまう異常が発生した場合に、分圧抵抗１６および分圧抵抗１７によって構成される分圧回路とマイコン１３の入力端子Vrinとの間を切断して、基準電圧Vrを変動前の電圧に維持することができる。

　なお、以上説明した本発明の第四の実施形態では、図５のスイッチ回路からＭＯＳＦＥＴ２１、コンデンサ２３およびダイオード２４を削除し、ＭＯＳＦＥＴ２２およびダイオード２５のみを用いてスイッチ回路を構成した場合の例を説明した。しかし、これとは反対に、図５のスイッチ回路からＭＯＳＦＥＴ２２、コンデンサ２３およびダイオード２５を削除し、ＭＯＳＦＥＴ２１およびダイオード２４のみを用いてスイッチ回路を構成するように変形してもよい。このようにした場合、電源電圧VCCが正常時よりも減少してしまう異常が発生した場合に、分圧抵抗１６および分圧抵抗１７によって構成される分圧回路とマイコン１３の入力端子Vrinとの間を切断して、基準電圧Vrを変動前の電圧に維持することができる。

　また、以上説明した本発明の第四の実施形態では、図５のスイッチ回路からＭＯＳＦＥＴ２１、コンデンサ２３およびダイオード２４を削除し、ＭＯＳＦＥＴ２２およびダイオード２５のみを用いてスイッチ回路を構成した場合の例を説明した。しかし、図６のスイッチ回路においてこれと同様のことを行ってもよい。すなわち、電圧分離素子１８として抵抗２０と、ＭＯＳＦＥＴ２２およびダイオード２５により構成されるスイッチ回路とを用いてもよい。さらに、スイッチ回路の構成を上記変形例のように入れ替えてもよい。すなわち、電圧分離素子１８として抵抗２０と、ＭＯＳＦＥＴ２１およびダイオード２４により構成されるスイッチ回路とを用いてもよい。

（第五の実施形態）
　次に、本発明の第五の実施形態について説明する。本実施形態では、マイコン１３から分圧電圧Vcを取り込むための図３の入力端子Vcinを削除した例を説明する。図８は、本実施形態による基準電圧生成回路１２の構成を示す図である。なお、本実施形態において、電圧分離素子１８には、上記第一～第四の各実施形態で説明したもののうちいずれを用いてもよい。

　図８に示すように、本実施形態ではマイコン１３に入力端子Vcinが設けられておらず、分圧抵抗１６および分圧抵抗１７によって構成される分圧回路からの分圧電圧Vcはマイコン１３に出力されない。そのためマイコン１３は、分圧電圧Vcを用いずに、入力端子Vrinに入力された基準電圧Vrと、入力端子VCCinに入力された電源電圧VCCとを、Ａ－Ｄ変換器１４によりそれぞれデジタル値に変換して取り込む。そして、これらのデジタル値同士を比較し、その比較結果に基づいて電源電圧VCCの異常を検知する。

　なお、本実施形態では、電源電圧VCCを基にして、マイコン１３がＡ－Ｄ変換器１４によりそれぞれデジタル値に変換して取り込む。そのため、電源電圧VCCが異常電圧となった場合、基準電圧Vrに異常は無いが、マイコン１３が読み込む値は変動する。その結果、これらの差が所定値以上となったときに電源電圧VCCが異常であると判定することで、電源電圧VCCの異常を検知することができる。

　以上説明した本発明の第五の実施形態によれば、第一の実施形態で説明した（１）、（３）、（４）の各作用効果および第二～第四の実施形態で説明した各作用効果に加えて、さらに次の作用効果を奏する。

（７）マイコン１３は、入力端子Vrinに入力された基準電圧Vrと、入力端子VCCinに入力された電源電圧VCCとを比較し、その比較結果に基づいて電源電圧VCCの異常を検知する。このようにしたので、分圧電圧Vcを取り込むための入力端子Vcinをマイコン１３に設けることなく、電源電圧VCCの異常を検知することができる。

　なお、以上説明した各実施形態では、自動車に搭載されて使用されるＥＣＵ１を例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。マイコン等の演算回路に電源電圧を供給し、この電源電圧の異常を検知するものである限り、どのような電子制御装置についても本発明を適用可能である。

　また、以上説明した各実施形態では、演算回路としてマイコン１３を用いた例を説明したが、たとえばＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）などの他の演算回路を用いてもよい。

　以上説明した各実施の形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。

　１　ＥＣＵ
１１　電源ＩＣ
１２　基準電圧生成回路
１３　マイコン
１４　Ａ－Ｄ変換器
１５　外部負荷駆動回路
１６、１７　分圧抵抗
１８　電圧分離素子
１９　コンデンサ
２０　抵抗
２１、２２　ＭＯＳＦＥＴ
２３　コンデンサ
２４、２５　ダイオード

Claims

　第１の入力端子および第２の入力端子を有する演算回路と、
　前記第１の入力端子に電源電圧を供給する電源回路と、
　前記電源電圧を分圧した分圧電圧を出力する分圧回路と、
　一端が前記第２の入力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
　前記分圧回路と前記第２の入力端子との間に接続され、前記コンデンサと協働して、前記電源電圧および前記分圧電圧から分離された基準電圧を前記第２の入力端子へ出力する電圧分離素子とを備え、
　前記演算回路は、前記第２の入力端子に入力された前記基準電圧を用いて、前記電源電圧の異常を検知することを特徴とする電子制御装置。
　請求項１に記載の電子制御装置において、
　前記演算回路は、
　前記分圧回路から前記分圧電圧を入力するための第３の入力端子をさらに有し、
　前記第２の入力端子に入力された前記基準電圧と、前記第３の入力端子に入力された前記分圧電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記電源電圧の異常を検知することを特徴とする電子制御装置。
　請求項１に記載の電子制御装置において、
　前記演算回路は、前記第２の入力端子に入力された前記基準電圧と、前記第１の入力端子に入力された前記電源電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記電源電圧の異常を検知することを特徴とする電子制御装置。
　請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電子制御装置において、
　前記電圧分離素子は抵抗を含み、
　前記抵抗と前記コンデンサとで積分回路を構成し、該積分回路からの出力を前記基準電圧として前記第２の入力端子へ出力することを特徴とする電子制御装置。
　請求項４に記載の電子制御装置において、
　前記積分回路の時定数は、前記電源回路が前記電源電圧の供給を開始してから前記演算回路の動作が開始されるまでの時間と、前記電源電圧に異常が発生してから前記演算回路がその異常を検知するまでの時間とのいずれか少なくとも一方に応じて設定されることを特徴とする電子制御装置。
　請求項４に記載の電子制御装置において、
　前記電圧分離素子はさらに、前記分圧回路と前記第２の入力端子との間の接続状態を切り替えるためのスイッチ回路を含むことを特徴とする電子制御装置。
　請求項６に記載の電子制御装置において、
　前記スイッチ回路は、
　前記分圧回路側に接続された第１のスイッチ素子と、
　前記第２の入力端子側に接続された第２のスイッチ素子と、
　一端が前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との間に接続され、他端が接地されたスイッチ回路コンデンサと、
　前記第１のスイッチ素子の両スイッチ端間に接続され、前記スイッチ回路コンデンサから前記分圧回路へ向かう方向を順方向とする第１のダイオードと、
　前記第２のスイッチ素子の両スイッチ端間に接続され、前記スイッチ回路コンデンサから前記第２の入力端子へ向かう方向を順方向とする第２のダイオードと、を含み、
　前記電源電圧に異常が発生した場合、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子を開放状態として、前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。
　請求項７に記載の電子制御装置において、
　前記電源回路は、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子を開放状態から導通状態に切り替えるための信号を前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子へ定期的に出力し、前記信号を停止することで前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。
　請求項６に記載の電子制御装置において、
　前記スイッチ回路は、
　スイッチ素子と、
　前記スイッチ素子の両スイッチ端間に接続され、前記分圧回路から前記第２の入力端子へ向かう方向または前記第２の入力端子から前記分圧回路へ向かう方向を順方向とするダイオードと、を含み、
　前記電源電圧に異常が発生した場合、前記スイッチ素子を開放して、前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。
　請求項９に記載の電子制御装置において、
　前記電源回路は、前記スイッチ素子を開放状態から導通状態に切り替えるための信号を前記スイッチ素子へ定期的に出力すると共に、前記信号を停止することで前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。
　請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電子制御装置において、
　前記電圧分離素子は、前記分圧回路と前記第２の入力端子との間の接続状態を切り替えるためのスイッチ回路を含むことを特徴とする電子制御装置。
　請求項１１に記載の電子制御装置において、
　前記スイッチ回路は、
　前記分圧回路側に接続された第１のスイッチ素子と、
　前記第２の入力端子側に接続された第２のスイッチ素子と、
　一端が前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との間に接続され、他端が接地されたスイッチ回路コンデンサと、
　前記第１のスイッチ素子の両スイッチ端間に接続され、前記スイッチ回路コンデンサから前記分圧回路へ向かう方向を順方向とする第１のダイオードと、
　前記第２のスイッチ素子の両スイッチ端間に接続され、前記スイッチ回路コンデンサから前記第２の入力端子へ向かう方向を順方向とする第２のダイオードと、を含み、
　前記電源電圧に異常が発生した場合、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子を開放状態として、前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。
　請求項１２に記載の電子制御装置において、
　前記電源回路は、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子を開放状態から導通状態に切り替えるための信号を前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子へ定期的に出力すると共に、前記信号を停止することで前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。
　請求項１１に記載の電子制御装置において、
　前記スイッチ回路は、
　スイッチ素子と、
　前記スイッチ素子の両スイッチ端間に接続され、前記分圧回路から前記第２の入力端子へ向かう方向または前記第２の入力端子から前記分圧回路へ向かう方向を順方向とするダイオードと、を含み、
　前記電源電圧に異常が発生した場合、前記スイッチ素子を開放して、前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。
　請求項１４に記載の電子制御装置において、
　前記電源回路は、前記スイッチ素子を開放状態から導通状態に切り替えるための信号を前記スイッチ素子へ定期的に出力すると共に、前記信号を停止することで前記分圧回路と前記第２の入力端子との間を切断することを特徴とする電子制御装置。