WO2013118558A1 - マルチパス検出方法、マルチパス検出装置及び到来角度算出装置 - Google Patents

マルチパス検出方法、マルチパス検出装置及び到来角度算出装置 Download PDF

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WO2013118558A1
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WO
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multipath
unit
section
output
arrival angle
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PCT/JP2013/050897
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大滝　幸夫
高井　大輔
武 種村
崇 佐野
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アルプス電気株式会社
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7113—Determination of path profile
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
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    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference

Definitions

  • the present invention relates to a multipath detection method and a multipath detection device for detecting a multipath included in an incoming radio wave, and an arrival angle calculation device for detecting a phase of an incoming radio wave and calculating a radio wave arrival angle.
  • Patent Document 1 proposes an arrival direction estimation device with a reduced operation scale.
  • a coefficient of arrival direction is calculated by a complex conjugate circuit and a multiplication circuit for reception signals received by two antennas, and an arc tangent calculation and an inverse cosine are performed in the arrival direction detection circuit. By calculating, the arrival direction of the received wave is estimated.
  • Patent Document 2 discloses that a point where the signal power shows a maximum value based on the power of the received signal is determined as the desired wave, and then the signal power is large. A method for determining a point as a first delayed wave is disclosed.
  • a method of discriminating between the desired wave and the delayed wave a method of determining a desired wave when the signal power is larger than a threshold value and a method of determining a delayed wave when smaller than the threshold value can be considered. An erroneous determination occurs when a delayed wave having a signal level close to the desired wave exists.
  • the present invention has been made in view of the above points, and provides a multipath detection method, a multipath detection device, and an arrival angle calculation device that can prevent deterioration in accuracy due to the influence of multipath. With the goal.
  • the multipath detection method of the present invention is a multipath detection method for detecting multipaths in a multipath detection section based on a delay profile of a transmission path calculated from a signal received by an antenna, and each multipath detection method A is the signal power of the first section centered on the peak of the main wave that arrives earliest in the section, and B is the signal power of the second section excluding the first section in the multipath detection section.
  • A is the signal power of the first section centered on the peak of the main wave that arrives earliest in the section
  • B is the signal power of the second section excluding the first section in the multipath detection section.
  • the signal power A in the first section centered on the peak of the main wave that arrives earliest in each multipath detection section, and the second power excluding the first section in the multipath detection section.
  • a multipath can be detected with high accuracy by comparing A / B calculated from the signal power B of the section and the first threshold value.
  • the signal power of the third section adjacent to the first section is C, and the difference between A / B and A / (BC) is greater than the second threshold value. If small, it is determined that there is no coherent multipath, and if the difference between A / B and A / (BC) is equal to or greater than the second threshold, it is determined that there is coherent multipath. It is preferable to do.
  • a / B and A / B calculated from the signal power A in the first section, the signal power B in the second section, and the signal power C in the third section adjacent to the first section.
  • a coherent multipath can be detected by comparing the difference from (BC) with the second threshold value. Thereby, the multipath can be detected with higher accuracy.
  • the delay profile can be calculated from the despread signal.
  • the delay profile can be calculated from the interpolated pilot signal.
  • the multipath detection apparatus is a multipath detection means for detecting a multipath in a multipath detection section based on a plurality of antennas and a delay profile of a transmission path calculated from signals received by the plurality of antennas. And the multipath detecting means sets the signal power of the first section centered on the peak of the main wave that arrives earliest in each multipath detection section to A, and the first section in the multipath detection section. If A / B is smaller than the first threshold, B is the signal power of the second section excluding, and C is the signal power of the third section adjacent to the first section.
  • a / B is equal to or greater than the first threshold value, it is determined that there is no multipath, and the difference between A / B and A / (BC) is greater than the second threshold value. If small, there is no coherent multipath Determined, and judging the difference between A / B and A / (B-C) be the same or greater than the second threshold value is a multi-path interference.
  • the signal power A in the first section centered on the peak of the main wave that arrives earliest in each multipath detection section, and the second power excluding the first section in the multipath detection section.
  • the multipath is detected accurately by comparing A / B calculated from the signal power B in the section and the first threshold value, and the signal power A in the first section and the signal power in the second section are detected.
  • a / B and A / (BC) calculated from B and the signal power C of the third section adjacent to the first section with the second threshold value Coherent multipath can be detected.
  • the multipath detection means includes a peak detector that detects the peak of the main wave that arrives earliest in each multipath detection section, the signal power A in the first section, the first section
  • An interference degree information generating unit for calculating A / B and a difference between A / B and A / (BC) from the signal power B in the second section and the signal power C in the third section; / B and the first threshold value are compared to determine the presence or absence of multipath, and the difference between A / B and A / (BC) is compared to the second threshold value to determine the coherence.
  • a determination unit that determines the presence or absence of the multipath.
  • the arrival angle calculation device of the present invention uses the multipath detection device, when calculating the arrival angle of radio waves from the phase difference of signals received by a plurality of antennas, or when there is no multipath, there is a multipath, In addition, when there is no coherent multipath, the arrival angle of the radio wave is calculated using the phase difference of the main wave. As a result, it is possible to appropriately detect a multipath that affects the calculation accuracy of the arrival angle and calculate the arrival angle with high accuracy.
  • the present invention it is possible to provide a multipath detection method, a multipath detection device, and an arrival angle calculation device that can prevent deterioration in accuracy due to the influence of multipath.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating an example of an output waveform of an arctangent.
  • FIG. 4B is a diagram illustrating an example of an output waveform of the power calculation unit. It is a schematic diagram which shows the geometrical relationship of the electromagnetic wave which arrives at an antenna. It is a schematic diagram which shows the example of the position detection system containing an arrival angle calculation apparatus. It is a flowchart of the arrival angle calculation in an arrival angle calculation apparatus.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing an outline of arrival angle calculation when the phase difference is near + 180 ° or ⁇ 180 °.
  • FIG. 10 is a flowchart for calculating an arrival angle when the phase difference is near + 180 ° or ⁇ 180 °. It is a block diagram which shows another example of an arrival angle calculation part.
  • FIG. 17A is a schematic diagram showing a symbol configuration in OFDM.
  • FIG. 17B is a schematic diagram illustrating a correlation process of an OFDM symbol sequence.
  • 18A and 18B are diagrams illustrating examples of output waveforms from the power calculation unit.
  • FIG. 18C is a diagram illustrating an example of an output waveform from the addition unit.
  • FIG. 18D is a diagram illustrating an example of an output waveform from each part of the arc tangent part.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an arrival angle calculation apparatus including a multipath detection apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the arrival angle calculation device 1 includes a reference signal generator 10 capable of oscillating a reference signal at a predetermined oscillation frequency, reception antennas 11a and 11b arranged at predetermined intervals, and a reception antenna 11a.
  • 11b converts the radio wave received by the reference signal output from the reference signal generator 10 into a received signal and outputs the received signal, and the angle of arrival from the received signal output from the receiver 12a, 12b.
  • an arithmetic unit 13 that performs various arithmetic processes for calculation.
  • the arrival angle calculation device 1 calculates the arrival angle based on the phase delay caused by the propagation delay of the radio wave, the radio wave having the same information is received at two points (or two or more points) separated by a predetermined interval. There is a need. For this reason, it is necessary to provide two (or more) antennas and a receiving system corresponding to the received radio wave.
  • the arrival angle calculation device 1 is not limited to a configuration including two or more reception systems as long as the same arrival radio wave (the same information unit) can be received at two or more positions separated by a predetermined interval.
  • the receiving units 12a and 12b include a low noise amplifier, a mixer, a band pass filter, and the like, and are configured to receive radio waves of a predetermined frequency.
  • the calculation unit 13 includes correlation processing units 21a and 21b that perform correlation processing of received signals, peak detection units 22a and 22b that detect peaks of the correlation processed reception signals, and peaks detected by the peak detection units 22a and 22b.
  • Information indicating the degree of multipath interference in the received signal based on the delay profile of the transmission path hereinafter referred to as the degree of interference
  • Interference level information generation units 24a and 24b that generate information
  • a determination unit 25 that determines whether or not to calculate an arrival angle based on the interference level information notified from the interference level information generation units 24a and 24b.
  • an arrival angle calculation unit 26 that calculates an arrival angle based on signals from the timing control units 23a and 23b and the determination unit 25. That.
  • the configuration and function of the calculation unit 13 may be realized by hardware or software.
  • the correlation processing units 21a and 21b multiply the reception signals from the reception units 12a and 12b and signals having high correlation with the reception signals and output the result. Since the signals multiplied by the correlation processing units 21a and 21b have a high correlation with the received signal, the signals output from the correlation processing units 21a and 21b have a peak in the correlation section.
  • the peak detection units 22a and 22b calculate the power of the output signals from the correlation processing units 21a and 21b, and detect the power peaks of the output signals.
  • the timing controllers 23a and 23b output the output signals from the correlation processors 21a and 21b to the arrival angle calculator 26 in accordance with the peak timing detected by the peak detectors 22a and 22b.
  • the interference level information generation units 24 a and 24 b calculate interference level information based on the delay profile of the transmission path (including power information during the peak period), and output the generated interference level information to the determination unit 25.
  • the determination unit 25 uses a received signal in a period corresponding to a target information unit (hereinafter referred to as an information unit period) for calculating an arrival angle. It is determined whether to perform the determination, and the determination result is output to the arrival angle calculation unit 26.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration example of the arrival angle calculation apparatus when direct spread spectrum (DSSS) is used as a modulation method. 2 shows only the configuration corresponding to the calculation unit 13 in FIG.
  • DSSS direct spread spectrum
  • the correlation processing unit 21a outputs a spread code generator 31 for generating a spread code, multipliers 32a and 32b for multiplying the received signal and the spread code, and outputs of the multipliers 32a and 32b for one bit period. And adders 33a and 33b that are added together and output to the peak detector 22a and the timing controller 23a.
  • the peak detector 22a is a power calculator 34a that calculates the power of the signals output from the adders 33a and 33b, and the peak power that is detected and output to the timing controller 23a and the interference degree information generator 24a. And a detector 35a.
  • the timing control unit 23a includes a buffer unit 36a that controls the output timing of the signals from the adders 33a and 33b to the arrival angle calculation unit 26 based on the signal from the peak power detection unit 35a.
  • the interference level information generation unit 24a includes an interference level calculation unit 37a that calculates the multipath interference level for a desired wave in each information unit period (multipath detection section) based on the detected power information of the peak period.
  • the correlation processing unit 21b includes a spread code generator 31, multipliers 32c and 32d, and adders 33c and 33d.
  • the peak detection unit 22b includes a power calculation unit 34b and a peak power detection unit 35b, and performs timing control.
  • the unit 23b includes a buffer unit 36b, and the interference level information generation unit 24b includes an interference level calculation unit 37b.
  • the arrival angle calculation unit 26 includes a complex conjugate unit 41 that takes a complex conjugate of the output of the buffer unit 36a, a complex multiplication unit 42 that multiplies the output of the complex conjugate unit 41 and the output of the buffer unit 36b, and a complex multiplication unit 42. Based on the information from the power calculation unit 44, the power calculation unit 44 that calculates the power of each chip section from the output signal of the complex multiplication unit 42 An averaging unit 45 that averages the output of the unit 43, and an arrival angle conversion unit 46 that converts the output of the averaging unit 45 into an arrival angle using the output of the averaging unit 45.
  • the determination unit 25 determines whether or not the received signal of the target information unit period is used for the calculation of the arrival angle based on the interference level information from the interference level information generation units 24a and 24b, and the determination result is received.
  • the averaging unit 45 of the angle calculation unit 26 can be notified.
  • the averaging unit 45 averages the output of the arc tangent unit 43 based on the notification from the determination unit 25.
  • the spreading code generator 31 generates a spreading code for despreading a signal spread on the frequency axis by DSSS.
  • the spreading code corresponds to the spreading code used for code modulation (spreading) on the transmission side.
  • the multipliers 32a and 32b perform despreading by multiplying the received signal by the spreading code.
  • the in-phase component I1 of the received signal from the receiving unit 12a is input to the multiplier 32a.
  • the quadrature component Q1 in the received signal from the receiving unit 12a is input to the multiplier 32b.
  • the adders 33a and 33b add and output the outputs of the multipliers 32a and 32b for each chip interval for a period (bit interval) corresponding to 1 bit.
  • FIG. 3A shows an example of an output waveform from the adder 33a.
  • FIG. 3B is a partially enlarged view of the output waveform shown in FIG. 3A.
  • FIG. 3C shows an example of an output waveform from the adder 33b.
  • FIG. 3D is a partially enlarged view of the output waveform shown in FIG. 3C.
  • the output signal of the adder 33a and the output signal of the adder 33b are input to the power calculation unit 34a of the peak detection unit 22a and the buffer unit 36a of the timing control unit 23a.
  • the power calculator 34a calculates the power for each chip section from the output signals of the adders 33a and 33b. Specifically, the power calculation unit 34a adds the absolute value of the output signal of the adder 33a corresponding to the in-phase component and the absolute value of the output signal of the adder 33b corresponding to the quadrature component, and adds the absolute value for each chip section.
  • the power information is output to the peak power detection unit 35a and the interference degree information generation unit 24a.
  • the peak power detection unit 35a When the peak power detection unit 35a receives the power information for each chip section, the peak power detection unit 35a detects the power peak in the received signal, and calculates the interference level of the buffer unit 36a of the timing control unit 23a and the interference level information generation unit 24a as the power peak information. To the unit 37a. Note that the square value of the output signal of the adder 33a and the square value of the output signal of the adder 33b may be added and output to the peak power detection unit 35a and the interference degree information generation unit 24a.
  • the power peak information output from the peak detector 22a is information for determining whether or not there is a peak in the received signal.
  • the timing control unit 23a (buffer unit 36a) arrives at the signal Ia1 and the signal Qa1 for 1 bit on the assumption that the received signal has a peak at that timing. It outputs to the angle calculation part 26.
  • the peak position can be appropriately determined by using the power peak information.
  • Interference degree information generated in the interference degree information generation unit 24a is information indicating whether or not a multipath exists in each information unit period (multipath detection section).
  • the interference level information includes first interference level information and second interference level information corresponding to the power peak information described above.
  • the first interference degree information is obtained from the sum A of power in the first section t 1 centering on the peak point of the received signal and the 1-bit period (multipath detection section) serving as an information unit in the DSSS.
  • the value of Ra that is the first interference degree information is smaller when multipath exists in the target multipath detection section than when there is no multipath. For this reason, by comparing Ra and a predetermined reference value (threshold value Rth2 ), it is possible to determine the presence or absence of multipaths in the target information unit period. Since the first interference degree information is information equivalent to the power peak information, the power peak information output from the peak detector 22a (peak power detector 35a) may be used as it is.
  • the value of R b that is the second interference degree information is the value of R a that is the first interference degree information. Greater than the value. This is because the value of BC is smaller than B.
  • the presence / absence of multipath in the third section t 3 adjacent to the first section t 1 is determined. be able to.
  • the determination unit 25 compares R a with the threshold value R th2, and also compares R b ⁇ R a with R th3 to determine the presence / absence of multipath in the target multipath detection section, and the interference with the main wave.
  • the presence or absence of multipath (hereinafter referred to as coherent multipath) is determined.
  • a predetermined notification is given to the averaging unit 45 based on the determination result.
  • the determining unit 25 determines that there is a coherent multipath, and an averaging unit 45 is notified that the received signal in the target information unit period (multipath detection section) is not used for the calculation of the arrival angle.
  • Correlation processor 21b (spreading code generator 31, multipliers 32c and 32d, adders 33c and 33d), peak detector 22b (power calculator 34b and peak power detector 35b), timing controller 23b (buffer 36b)
  • the operation and function of the interference level information generation unit 24b (interference level calculation unit 37b) are the same as the correlation processing unit 21a (spreading code generator 31, multipliers 32a and 32b, adders 33a and 33b), and peak detection unit 22a (
  • the operations and functions of the power calculation unit 34a, the peak power detection unit 35a), the timing control unit 23a (buffer unit 36a), and the interference level information generation unit 24a (interference level calculation unit 37a) are the same.
  • the determination unit 25 compares R a notified from the interference level information generation unit 24b (interference level calculation unit 37b) with the threshold value R th2 , and compares R b ⁇ R a with R th3. Based on the comparison result, a predetermined notification is sent to the averaging unit 45. For example, notified R a from the interference degree information generation unit 24b is smaller than R th2, when R b -R a is greater than R th3, determination unit 25 determines that there is a multipath interfering, averaging unit 45 is notified that the received signal in the target information unit period (multipath detection section) is not used for the calculation of the arrival angle.
  • the received signal input to the correlation processing unit 21b and the received signal input to the correlation processing unit 21a are signals received from the same radio wave at two points separated by a predetermined interval, and the phases are slightly different. For this reason, the signal output from the timing control unit 23b and the signal output from the timing control unit 23a are slightly different in phase.
  • the output O a1 of the timing control unit 23 a is input to the complex conjugate unit 41 of the arrival angle calculation unit 26.
  • the complex conjugate unit 41 outputs the complex conjugate of the output O a1 of the timing control unit 23 a to the complex multiplication unit 42. That is, the complex conjugate section 41 outputs a signal Ia1 and a signal in which the sign of the signal Qa1 is inverted.
  • the output O a1 ′ of the complex conjugate unit 41 is expressed by a complex number, the following equation (3) is obtained.
  • Complex multiplier 42 the output O a1' complex conjugate unit 41, and an output O a2 of the timing controller 23b by complex multiplication, signal Ib and the signal Qb arctangent unit 43 and the power calculation unit is multiplication result 44.
  • the output O b of the complex multiplier 42, the in-phase component Ib and the quadrature component Qb of the output O b are expressed by the following equations (4) to (6).
  • the arctangent unit 43 performs an arctangent calculation using the output of the complex multiplier 42. Specifically, the arc tangent operation is performed on the value using the output signal Ib of the complex multiplier 42 as the denominator and the output signal Qb as the numerator.
  • FIG. 4A shows an example of an output waveform from the arc tangent portion 43.
  • the output O arctan of the arc tangent 43 corresponds to the phase difference ⁇ 2 ⁇ 1 and is expressed by the following equation (7).
  • the power calculation unit 44 calculates the power for each chip section from the output signal of the complex multiplication unit 42. Specifically, the power calculation unit 44 adds the absolute value of Ib and the absolute value of Qb, and outputs the sum to the averaging unit 45 as power information for each chip section. Note that the square value of Ib and the square value of Qb may be added together and output to the averaging unit 45.
  • FIG. 4B shows an example of an output waveform from the power calculation unit 44.
  • the averaging unit 45 receives the power information for each chip section, the averaging unit 45 averages the output O arctan of the arc tangent unit 43 based on the determination result notified from the determination unit 25 and outputs the average to the arrival angle conversion unit 46.
  • the averaging unit 45 selects the target information.
  • the output O arctan of the arc tangent 43 corresponding to the unit period is not used for averaging.
  • the averaging unit 45 sets the target information unit period to the target information unit period.
  • the output O arctan of the corresponding arctangent 43 is used for averaging.
  • the arrival angle conversion unit 46 uses the output of the averaging unit 45 to convert to an arrival angle by inverse trigonometric function calculation.
  • inverse trigonometric function calculation for example, an inverse sine calculation can be applied.
  • the value obtained by the calculation, that is, the output of the arrival angle conversion unit 46 corresponds to the arrival angle ⁇ (rad).
  • the output O arcsin of the arrival angle conversion unit 46 is expressed by the following equation (8).
  • ⁇ (m) is the wavelength of the received wave
  • d (m) is the distance between the receiving antennas.
  • the reason why the arrival angle is obtained by the above process is that a geometrical relationship as shown in FIG. 5 is established.
  • An angle formed by radio waves arriving at two receiving antennas 11a and 11b arranged at a distance d (m) apart from a predetermined direction is defined as ⁇ (rad).
  • the propagation distance of the radio wave arriving at the reception antenna 11b is longer than the propagation distance of the radio wave arriving at the reception antenna 11a by ⁇ (m), and the phase delay (phase difference ⁇ 2 ⁇ 1 (rad)) is increased.
  • Arise When the relationship between the propagation distance difference ⁇ and the phase difference ⁇ 2 ⁇ 1 generated in this model is expressed using the wavelength ⁇ (m) of the received wave, the following equation (9) is obtained. In the following formula, ⁇ ⁇ .
  • Equation (10) is established from the geometric relationship between the propagation distance difference ⁇ , the antenna interval d, and the arrival angle ⁇ in the above model.
  • the arrival angle ⁇ is expressed as the following formula (11).
  • Expression (11) corresponds to the processing in the arrival angle conversion unit 46.
  • the arrival angle is calculated by the arrival angle calculation device of the present embodiment.
  • the position detection system 101 shown in FIG. 6 includes an arrival angle calculation device 1a, another arrival angle calculation device 1b arranged at a predetermined distance D from the arrival angle calculation device 1a, and the access point 2 or the user terminal 3. Consists of including.
  • Each of the access point 2 and the user terminal 3 includes a transmission system and a reception system (not shown), and is configured to be capable of bidirectional information transmission (communication).
  • the access point 2 and the user terminal 3 are configured to be able to transmit arrival angle calculation radio waves to the arrival angle calculation device 1a and the arrival angle calculation device 1b by their transmission systems.
  • the position detection target may be either the access point 2 or the user terminal 3.
  • the arrival angle calculation device 1a receives the radio waves transmitted from the transmission antenna of the access point 2 by the reception antennas 11aa and 11ab, and calculates the arrival angle with reference to the arrival angle calculation device 1a. Further, the arrival angle calculation device 1b receives radio waves transmitted from the transmission antenna of the access point 2 by the reception antennas 11ba and 11bb, and calculates the arrival angle with reference to the arrival angle calculation device 1b. If the positional relationship between the arrival angle calculation device 1a and the arrival angle calculation device 1b is known, the position of the access point 2 can be determined from the arrival angles based on each. In the case of detecting the position of the user terminal 3, the arrival angle calculation device 1 a and the arrival angle calculation device 1 b calculate the arrival angle of the radio wave transmitted from the user terminal 3.
  • FIG. 7 is a flowchart of arrival angle calculation in the arrival angle calculation apparatus 1 according to the present embodiment.
  • the arrival angle calculation device 1 receives the radio waves for which the arrival angle is to be calculated, the reception units 12a and 12b output reception signals to the correlation processing units 21a and 21b. Then, the correlation processing units 21a and 21b perform correlation processing and addition processing on the received signal (step S201).
  • FIG. 8 schematically shows signals (delay profiles) input to the peak detectors 22a and 22b.
  • the desired signal in the first interval t 1 (main wave) is, in the third section t 3 when the adjacent multi-path exists, respectively.
  • the peak power P peak is the power at the peak point P in FIG. 8
  • A is the sum of the power in the first interval t 1
  • B is the 1st bit period excluding the first interval t 1 .
  • FIG. 9 when DSSS is used as a modulation method, a peak having a time width approximately twice the period tc of the spreading code is formed. Therefore, the period of 2 ⁇ tc can be set as the first interval t 1 .
  • Interference degree information generation unit 24a, 24b the first power in the section t 1 of the sum A of the received signal, the second section t excluding the first period t 1 from the information unit and comprising 1 bit period in the DSSS
  • the third interval t 3 adjacent to the first interval t 1 is a time region where the calculation accuracy of the arrival angle is lowered when a multipath exists in the third interval t 3 .
  • the length of the specific third section t 3 can be set appropriately in accordance with the calculation accuracy of the arrival angle desired.
  • the interference level information generation units 24a and 24b send R b as the second interference level information to the determination unit 25 together with R a as the first interference level information.
  • the determination unit 25 compares Ra sent from the interference level information generation unit 24a with the threshold value Rth2 (step S204).
  • the determination in the reception signal processed by the correlation processing unit 21a side whether a multi-path exists in a multipath detection range of the object it can.
  • step S204 When sent from the interference degree information generation unit 24a R a is the threshold value R th2 or more (step S204: YES), i.e., the received signal processed by the correlation processing unit 21a side, multipath detection of interest multipath when it is determined that there is no, compared with R a is sent from the interference degree information generating unit 24b and a threshold value R th2 in section (step S205).
  • step S205 it can be determined whether or not there is a multipath in the target multipath detection section in the received signal processed on the correlation processing unit 21b side.
  • step S205 when sent from the interference degree information generation unit 24b R a is the threshold value R th2 or more (step S205: YES), i.e., the received signal processed by the correlation processing unit 21b side, and the target
  • the determination unit 25 uses the averaging unit 45 to calculate the arrival angle of the received signal of the information unit period corresponding to the target multipath detection section. Notification of use is made (step S208).
  • Step S204 if Ra sent from the interference level information generation unit 24a is smaller than the threshold value Rth2 in Step S204 (Step S204: NO), that is, in the received signal processed on the correlation processing unit 21a side,
  • R b ⁇ R a sent from the interference information generating unit 24a is compared with the threshold R th3 (step S206).
  • R b is the sum A of the power in the first interval t 1 of the received signal, and the sum B of the power in the second interval t 2 excluding the first interval t 1 from the 1-bit period that is the information unit in the DSSS.
  • step S206 when R b ⁇ R a sent from the interference level information generation unit 24a is equal to or less than the threshold value R th3 (step S206: YES), that is, in the received signal processed on the correlation processing unit 21a side If the multi-path is determined not to exist in the third section t 3 in the multipath detecting section of the target, comparing transmitted from the interference degree information generation unit 24b and R b -R a and threshold R th3 (Step S207). In step S207, the received signal processed by the correlation processing unit 21b side, it is possible to determine whether the interference of the multipath third section t 3 is present in the multipath detection interval of interest.
  • step S207 when R b ⁇ R a sent from the interference level information generation unit 24b is equal to or less than the threshold value R th3 (step S207: YES), that is, in the received signal processed on the correlation processing unit 21b side. , if the multipath interference in the third section t 3 in the multipath detecting section of the object is determined not to exist, determination unit 25 to the averaging unit 45, corresponding to the multipath detection zone of interest Notification is made to use the received signal of the information unit period for the calculation of the arrival angle (step S208).
  • the phase information of the desired wave main wave
  • the angle of arrival can be calculated with high accuracy using the received signal of the target information unit period.
  • step S205 when R a sent from the interference degree information generation unit 24b threshold R th2 smaller (step S205: NO), i.e., the received signal processed by the correlation processing unit 21b side, subject
  • step S206 when it is determined that there is a multipath in the multipath detection section, the above-described step S206 is executed.
  • step S206 when R b ⁇ R a sent from the interference level information generation unit 24a is larger than the threshold value R th3 (step S206: NO), that is, the reception signal processed on the correlation processing unit 21a side.
  • the determination unit 25 detects the target multipath detection for the averaging unit 45. It is notified that the received signal of the information unit period corresponding to the section is not used for the calculation of the arrival angle (step S209).
  • step S207 when R b ⁇ R a sent from the interference level information generation unit 24b is larger than the threshold value R th3 (step S207: NO), that is, the received signal processed on the correlation processing unit 21b side.
  • the determination unit 25 detects the target multipath detection for the averaging unit 45. It is notified that the received signal of the information unit period corresponding to the section is not used for the calculation of the arrival angle (step S209). In such a case, if the arrival angle is calculated by using the reception signal of the target information unit period, the calculation accuracy of the arrival angle is reduced due to the coherent multipath.
  • the arrival angle calculation unit 26 uses the received signal of the target information unit period (in the case of step S208), or The arrival angle is calculated without using the received signal of the target information unit period (in the case of step S209) (step S210).
  • the arrival angle calculation apparatus 1 has the first power from the first period t 1 and the first bit period (information unit period, multipath detection period).
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating another aspect of the arrival angle calculation unit 26 in the arrival angle calculation apparatus 1.
  • Arrival angle calculator 26 shown in FIG. 10 a complex conjugate unit 51 which takes the complex conjugate of the output O a1 of the timing control unit 23a, and an output O a1' complex conjugate unit 51, the output O a2 of the timing controller 23b
  • the operations and functions of the complex conjugate unit 51, complex multiplication unit 52, and arc tangent unit 53 are the same as the operations and functions of the complex conjugate unit 41, complex multiplication unit 42, and arc tangent unit 43 described above.
  • phase difference correction unit 54 that corrects the calculation result based on the calculation result (phase difference) of the arctangent unit 53, an averaging unit 55 that averages the output of the phase difference correction unit 54, and a phase difference correction unit 54
  • the phase difference recorrection unit 56 that corrects the calculation result (average value) of the averaging unit 55 when the correction is performed in FIG. 5
  • the arrival angle conversion unit 57 that converts the arrival angle using the output of the phase difference recorrection unit 56. And comprising.
  • the operation and function of the arrival angle conversion unit 57 are the same as the operation and function of the arrival angle conversion unit 46 described above.
  • the phase difference correction unit 54 adds a predetermined value to the calculation result of the arc tangent unit. Processing to add an angle (phase difference) is performed.
  • the arrival angle calculation unit 26 of the present embodiment projects the phase difference onto the coordinates of the phase difference range of ⁇ 180 ° to + 180 ° ( ⁇ to + ⁇ ). For this reason, for example, as shown in FIG. 12A, when the phase difference calculated by the arc tangent unit 53 does not become a value in the vicinity of + 180 ° and ⁇ 180 °, the arrival angle is appropriately averaged.
  • phase difference calculated by the arc tangent unit 53 becomes a value near + 180 ° and ⁇ 180 °
  • the arrival angle calculation unit 26 shown in FIG. Correction processing for adding a predetermined angle (phase difference) to the result is performed so that appropriate averaging is performed.
  • Whether the calculation result of the arc tangent unit 53 is a value near + 180 ° or ⁇ 180 ° can be determined based on a plurality of phase difference distributions obtained as the calculation result of the arc tangent unit 53. For example, when the number of phase differences larger than + 90 ° (+ ⁇ / 2) or smaller than ⁇ 90 ° ( ⁇ / 2) is larger than the number of phase differences smaller than + 90 ° and larger than ⁇ 90 °.
  • the calculation result of the arc tangent portion 53 is a value near + 180 ° and ⁇ 180 °.
  • the angle (phase difference) applied by the phase difference correction unit 54 can be set to, for example, + 90 °, but is not limited to this as long as an appropriate averaging process is possible. Either -90 °, + 180 ° or -180 ° may be used.
  • the averaging unit 55 averages the output of the phase difference correction unit 54. Since the arrival angle calculation unit 26 of the present embodiment performs correction to add a phase difference when a phase difference that is not suitable for averaging is calculated, the averaging unit 55 can perform an appropriate averaging process. Note that, in the case where coherent multipath exists, the averaging is performed by removing the target received signal and averaging.
  • the phase difference recorrection unit 56 corrects the output of the averaging unit 55 when the phase difference correction unit 54 corrects the phase difference. Specifically, correction is performed to reduce the angle (phase difference) added as a correction value in the phase difference correction unit 54.
  • FIG. 13 schematically shows the calculation of the arrival angle when the phase difference is around + 180 ° and ⁇ 180 °.
  • the phase difference correction unit 54 adds a correction value (+ 90 °) to the phase difference and rotates the coordinate axis, Convert to the coordinate axis for average value calculation.
  • the averaging unit 55 calculates an average value ( ⁇ 92 °) based on the data.
  • the phase difference re-correction unit 56 performs correction by subtracting the correction value (+ 90 °) from the output data of the phase difference correction unit 54, and outputs the corrected data (+ 178 °) to the arrival angle conversion unit 57.
  • FIG. 14 is a processing flowchart in the arrival angle calculation unit 26.
  • the complex conjugate unit 51 of the arrival angle calculation unit 26 calculates the complex conjugate of the output O a1 of the timing control unit 23a.
  • complex multiplier 52 in step 302, multiplying the output O a1' output O a2 and complex conjugate unit 51 of the timing controller 23b.
  • the arc tangent unit 53 performs an arc tangent calculation using the output of the complex multiplier 52, and calculates a phase difference between the received signals.
  • step 304 the phase difference correction unit 54 determines whether or not the calculated phase difference is a value near + 180 ° and ⁇ 180 ° on the IQ plane. If the calculated phase difference is not a value in the vicinity of + 180 ° and ⁇ 180 °, the process proceeds to step 305, and the arrival angle calculation unit 26 calculates the arrival angle without correcting the phase difference. If the calculated phase difference is a value near + 180 ° or near ⁇ 180 °, the process proceeds to step 306. As described above, the determination is performed based on whether the number of phase differences larger than + 90 ° or smaller than ⁇ 90 ° is larger than the number of phase differences smaller than + 90 ° and larger than ⁇ 90 °. Can do.
  • step 306 the phase difference correction unit 54 performs a process of adding 90 ° to the phase difference that is the calculation result of the arctangent unit 53 (the phase difference is + 90 °).
  • step 307 the averaging unit 55 averages the output of the phase difference correction unit 54.
  • step 308 the phase difference recorrection unit 56 performs a process of subtracting 90 ° from the average value as the calculation result of the averaging unit 55 (decreases the phase difference by ⁇ 90 °).
  • the arrival angle conversion unit 57 calculates the arrival angle from the output of the phase difference recorrection unit 56.
  • the arrival angle calculation unit 26 shown in FIG. 10 calculates an appropriate average value by a series of processes of adding and averaging the predetermined phase difference and then reducing the predetermined phase difference. The calculation accuracy does not decrease. As a result, the calculation accuracy of the arrival angle can be sufficiently increased.
  • the phase difference correction unit 54 performs a process of adding a predetermined angle to the calculation result of the arctangent unit 53, but the present invention is not limited to this as long as an appropriate averaging process can be realized.
  • the arrival angle calculation unit 26 configured as shown in FIG. 15 can be used.
  • a complex multiplier 62 for performing complex multiplication.
  • the operations and functions of the complex conjugate unit 61 and the complex multiplication unit 62 are the same as the operations and functions of the complex conjugate unit 41 and the complex multiplication unit 42 described above. Further, an IQ comparison unit 63 that compares the absolute value of the in-phase component (I component) and the absolute value of the quadrature component (Q component) of the output of the complex multiplication unit 62, and the output of the complex multiplication unit 62, the IQ comparison unit is used. And an arc tangent unit 64 that performs arc tangent calculation by selecting and changing the calculation method according to the output of 63.
  • an averaging unit 65 that averages the phase difference that is the calculation result of the inverse tangent unit 64, and a phase difference reconstruction that corrects the average value that is the calculation result of the averaging unit 65 according to the calculation method of the inverse tangent unit 64.
  • the correction part 66 and the arrival angle conversion part 67 which converts into an arrival angle using the output of the phase difference re-correction part 66 are provided.
  • the operation and function of the arrival angle conversion unit 67 are the same as the operation and function of the arrival angle conversion unit 46 described above.
  • the IQ comparison unit 63 determines whether or not the in-phase component (I component) of the output of the complex multiplication unit is negative, and the absolute value of the in-phase component (I component) of the output of the complex multiplication unit 62 and a quadrature component ( The absolute value of the Q component is compared. Specifically, the IQ comparison unit 63 determines the sign of the in-phase component Ib and determines whether the absolute value
  • the in-phase component Ib becomes negative (Ib ⁇ 0), and the absolute value
  • the arc tangent unit 64 uses the output of the complex multiplication unit 62, selects an operation method according to the output of the IQ comparison unit 63, and performs an arc tangent calculation.
  • of the in-phase component is equal to or smaller than the absolute value
  • An arc tangent operation is performed on the value with the output Ib as the denominator and the output Qb as the numerator.
  • of the quadrature component is not limited to the above.
  • an arctangent operation may be performed on a value using the output Qb of the complex multiplier 62 as the denominator and ⁇ Ib obtained by inverting the sign of the output Ib as the numerator.
  • This process corresponds to a process of performing an arctangent calculation by rotating the coordinate axis by ⁇ 90 °. That is, the phase difference obtained by this processing is a value obtained by adding ⁇ 90 ° to the original phase difference (a value obtained by subtracting + 90 °).
  • the arc tangent calculation may be performed by inverting the sign of the output Ib of the complex multiplier 62 and the sign of the output Qb.
  • This process corresponds to a process of performing an arctangent calculation by rotating the coordinate axis by + 180 ° (or ⁇ 180 °).
  • the phase difference obtained by this processing is a value obtained by adding + 180 ° (or ⁇ 180 °) to the original phase difference.
  • An appropriate average value can be calculated also by such processing.
  • the averaging unit 65 averages the output of the arc tangent unit 64. Since the arrival angle calculation unit 26 according to the present embodiment performs correction to substantially add (or reduce) a phase difference when a phase difference unsuitable for averaging is calculated, the averaging unit 65 performs appropriate averaging. Processing is possible.
  • the phase difference re-correction unit 66 corrects the output of the averaging unit 65 when the arctangent unit 64 performs a process of rotating the coordinate axis by + 90 °. Specifically, correction is performed to reduce + 90 °. When the arc tangent unit 64 performs a process of rotating the coordinate axis by ⁇ 90 °, correction for reducing ⁇ 90 ° (ie, correction for adding + 90 °) is performed. Similarly, when the arc tangent unit 64 performs a process of rotating the coordinate axis by + 180 ° (or ⁇ 180 °), correction is performed to reduce + 180 ° (or ⁇ 180 °).
  • the arrival angle calculation unit 26 shown in FIG. 15 can calculate an appropriate average value similarly to the arrival angle calculation unit 26 shown in FIG. As a result, the calculation accuracy of the arrival angle can be sufficiently increased.
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating a specific configuration example of an arrival angle calculation apparatus when orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is used as a modulation method.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the correlation processing unit 21a includes a complex conjugate unit 71a that takes a complex conjugate of the output of the receiving unit 12a, a delay unit 72a that delays and outputs the output of the receiving unit 12a for a predetermined period, and a complex conjugate unit 71a.
  • a complex multiplier 73a that performs complex multiplication of the output and the output of the delay unit 72a, and adders 74a and 74b that add and output the output of the complex multiplier 73a for a GI (guard interval) period are provided.
  • the peak detector 22a includes a power calculator 75a that calculates the power of the signals output from the adders 74a and 74b, and a peak power detector 76a that detects the power peak and outputs the detected power peak to the timing controller 23a.
  • the timing control unit 23a includes a delay unit 77a that controls the output timing of the signal from the reception unit 12a to the arrival angle calculation unit 26 based on the signal from the peak power detection unit 76a.
  • the interference level information generation unit 24a includes an interference level calculation unit 78a that calculates a multipath interference level for a desired wave (main wave) in each information unit period (multipath detection section) based on a delay profile of the transmission path. .
  • the correlation processing unit 21b includes a complex conjugate unit 71b, a delay unit 72b, a complex multiplication unit 73b, and adders 74c and 74d.
  • the peak detection unit 22b includes a power calculation unit 75b and a peak power detection unit 76b.
  • the timing control unit 23b includes a delay unit 77b, and the interference level information generation unit 24b includes an interference level calculation unit 78b.
  • the arrival angle calculation unit 26 includes a complex conjugate unit 81 that takes a complex conjugate of the output of the delay unit 77a, a complex multiplication unit 82 that performs complex multiplication of the output of the complex conjugate unit 81, and the output of the delay unit 77b, and a complex multiplication unit 42.
  • the addition units 83a and 83b are output by the addition units 83a and 83b, the inverse tangent unit 84 that performs an inverse tangent calculation using the outputs of the addition units 83a and 83b, and the output of the inverse tangent unit 84.
  • An averaging unit 85 for averaging, and an arrival angle conversion unit 86 for converting into an arrival angle using the output of the averaging unit 85 are provided.
  • the determination unit 25 determines whether or not the received signal of the target information unit period is used for the calculation of the arrival angle based on the interference level information from the interference level information generation units 24a and 24b, and the determination result is received.
  • the averaging unit 85 of the angle calculation unit 26 can be notified.
  • the averaging unit 85 averages the output of the arc tangent unit 84 based on the notification from the determination unit 25.
  • the delay units 72a and 72b delay the output of the receiving unit 12a by a predetermined period and output it in order to take the autocorrelation of the OFDM symbol sequence. Specifically, the delay units 72a and 72b input to the complex multiplier 73a at the same timing as the end of the OFDM symbol output from the complex conjugate unit 71a and the GI (guard interval) output from the delay units 72a and 72b. As described above, the output of the receiving unit 12a is output after being delayed by a predetermined period.
  • the complex multiplier 73a performs complex multiplication on the output of the complex conjugate unit 71a and the output of the delay unit 72a.
  • the adders 74a and 74b add and output the outputs of the complex multiplier 73a for each chip section for the GI period.
  • FIG. 17A is a schematic diagram showing a configuration of an OFDM symbol sequence.
  • the OFDM symbol string is composed of an OFDM symbol that is a data part and a GI arranged at the head of the OFDM symbol.
  • GI is data obtained by copying the end of the OFDM symbol, and is inserted to prevent interference between OFDM symbols.
  • FIG. 17B is a schematic diagram illustrating a state of correlation processing (autocorrelation processing) of the OFDM symbol sequence in the correlation processing unit 21a. As shown in FIG. 17B, the output of the delay unit 72a is delayed by the OFDM symbol length with respect to the output of the complex conjugate unit 71a.
  • autocorrelation can be obtained by multiplying the output of the complex conjugate unit 71a and the output of the delay unit 72a.
  • the autocorrelation value shows a peak when the same data as GI appears in the output of the complex conjugate unit 71a and the output of the delay unit 72a. The head can be detected.
  • the output signals of the adders 74a and 74b are input to the power calculator 75a of the peak detector 22a.
  • the power calculator 75a calculates the power for each chip section from the output signals of the adders 74a and 74b.
  • the power calculation unit 34a adds the absolute value of the output signal corresponding to the in-phase component and the absolute value of the output signal corresponding to the quadrature component, and calculates the peak power detection unit 76a as power information for each chip section. And output to the interference degree information generation unit 24a.
  • the square value of the output signal corresponding to the in-phase component and the square value of the output signal corresponding to the quadrature component may be added together and output to the peak power detection unit 76a.
  • 18A shows an example of an output waveform from the power calculator 75a.
  • 18B is a partially enlarged view of the output waveform shown in FIG. 18A.
  • the peak power detection unit 76a receives the power information for each chip section, the peak power detection unit 76a detects a power peak in the received signal, and calculates the interference level of the delay unit 77a of the timing control unit 23a and the interference level information generation unit 24a as the power peak information.
  • the unit 78a receives the power information for each chip section, the peak power detection unit 76a detects a power peak in the received signal, and calculates the interference level of the delay unit 77a of the timing control unit 23a and the interference level information generation unit 24a as the power peak information.
  • the first interval t 1 is equal to the GI period.
  • One symbol period corresponds to a total period of a GI period and a data period (OFDM symbol period).
  • the timing control unit 23a calculates the arrival angle of the received signal from the receiving unit 12a on the assumption that the received signal has a peak at that timing. To the unit 26.
  • Interference degree information generated in the interference degree information generation unit 24a is information indicating whether or not a multipath exists in each information unit period (multipath detection section).
  • the interference level information includes first interference level information and second interference level information corresponding to the power peak information described above.
  • the first interference level information includes the sum A of power in the first section t 1 centered on the peak point of the received signal and the first symbol period (multipath detection section) as an information unit in OFDM.
  • the determination unit 25 compares R a with the threshold value R th2 and compares R b -R a with R th3 . Then, a predetermined notification is given to the averaging unit 85 based on the comparison result.
  • the determining unit 25 determines that there is a coherent multipath, and an averaging unit 85 is notified that the received signal in the target information unit period (multipath detection section) is not used for the calculation of the arrival angle.
  • Correlation processing unit 21b (complex conjugate unit 71b, delay unit 72b, complex multiplication unit 73b, adders 74c, 74d), peak detection unit 22b (power calculation unit 75b, peak power detection unit 76b), timing control unit 23b (delay unit) 77b), the operation and function of the interference level information generation unit 24b (interference level calculation unit 78b) are the same as those of the correlation processing unit 21a (complex conjugate unit 71a, delay unit 72a, complex multiplication unit 73a, adders 74a and 74b), peak detection.
  • the operations and functions of the unit 22a (power calculation unit 75a, peak power detection unit 76a), timing control unit 23a (delay unit 77a), and interference degree information generation unit 24a (interference degree calculation unit 78a) are the same.
  • the determination unit 25 compares R a notified from the interference level information generation unit 24b (interference level calculation unit 78b) with the threshold value R th2 , and compares R b ⁇ R a with R th3. Based on the comparison result, a predetermined notification is sent to the averaging unit 85.
  • notified R a from the interference degree information generation unit 24b is smaller than R th2, when R b -R a is greater than R th3, determination unit 25 determines that there is a multipath interfering, averaging unit 85 is notified that the received signal in the target information unit period (multipath detection section) is not used for the calculation of the arrival angle.
  • the reception signal input to the correlation processing unit 21b and the reception signal input to the correlation processing unit 21a are slightly different in phase because the same radio wave is received at two points separated by a predetermined interval. For this reason, the signal output from the timing control unit 23b and the signal output from the timing control unit 23a are slightly different in phase.
  • the output of the timing control unit 23 a is input to the complex conjugate unit 81 of the arrival angle calculation unit 26.
  • the complex conjugate unit 81 outputs the complex conjugate of the output of the timing control unit 23 a to the complex multiplication unit 82.
  • the complex multiplier 82 complex-multiplies the output of the complex conjugate unit 81 and the output of the timing controller 23b, and outputs the calculation result to the adders 83a and 83b.
  • the adders 83a and 83b add the outputs of the complex multipliers 82 for each chip interval for the GI period and output the sum to the arctangent unit 84.
  • FIG. 18C shows an example of output waveforms from the adders 83a and 83b. In the figure, the output waveform of the adder 83a is indicated by I, and the output waveform of the adder 83b is indicated by Q.
  • the arc tangent unit 84 performs an arc tangent calculation using the outputs of the adders 83a and 83b, and calculates the phase difference of the received signal.
  • FIG. 18D shows an example of an output waveform from the arc tangent portion 84.
  • the averaging unit 85 averages the output of the arc tangent unit 84 based on the determination result notified from the determination unit 25 and outputs the average to the arrival angle conversion unit 86.
  • the averaging unit 85 sets the target information.
  • the output of the arctangent 84 corresponding to the unit period is not used for averaging.
  • the averaging unit 85 sets the target information unit period to the target information unit period.
  • the output of the corresponding arctangent 84 is used for averaging.
  • the arrival angle conversion unit 86 converts the arrival angle by the inverse trigonometric function calculation using the output of the averaging unit 85. The value obtained by the calculation, that is, the output of the arrival angle conversion unit 86 corresponds to the arrival angle.
  • the first power is calculated from the sum A of power in the first section t 1 and one symbol period (information unit period, multipath detection section).
  • the arrival angle can be calculated by appropriately removing the arrival angle. Thereby, the arrival angle can be calculated with high accuracy.
  • FIG. 19 is a schematic diagram showing a capsule endoscope system in which the arrival angle calculation device 1 is applied to specify the position of the capsule endoscope.
  • the capsule endoscope system shown in FIG. 19 includes a plurality of sensor arrays 401 and a data recorder 402 that records data from the sensor arrays 401.
  • the sensor array 401 includes an antenna corresponding to the reception antenna of the arrival angle calculation device 1 and is configured to receive radio waves from the capsule endoscope swallowed by the patient.
  • the data recorder 402 specifies the position of the capsule endoscope swallowed by the patient from the phase information of the radio wave received by the sensor array 401.
  • the capsule endoscope swallowed by the patient moves by the peristaltic movement of the digestive tract.
  • the position of the capsule endoscope is monitored, and it can be confirmed whether or not the examination site has been reached.
  • the capsule endoscope captures the state of the examination site and transmits it to the data recorder 402, and the data recorder 402 records image information.
  • the camera can be turned on when the capsule endoscope reaches the examination site, and the camera capacity can be turned off when the examination site is removed, thus reducing the battery capacity. .
  • the number of sensors (antennas) can be reduced. Further, if the battery capacities are the same, a larger number of images can be transmitted as compared with the conventional capsule endoscope, and a clear image can be obtained.
  • an excellent capsule endoscope system can be constructed by applying the arrival angle calculation device 1 to the position specification of the capsule endoscope.
  • the signal power A in the first section centered on the peak of the main wave that arrives earliest in each multipath detection section, and
  • a / B calculated from the signal power B in the second section excluding the first section and the first threshold value in the multipath detection section
  • the second threshold value can be compared to detect a coherent multipath.
  • the multipath can be detected with higher accuracy.
  • this invention is not limited to description of the said embodiment, It can change suitably in the aspect which exhibits the effect.
  • the structure etc. which are shown by the attached drawing are not limited to this, It is possible to change suitably in the range which exhibits the effect of this invention.
  • the multipath detection method, multipath detection apparatus, and arrival angle calculation apparatus of the present invention can be used for a system for identifying a target position and for various other uses.

Landscapes

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Abstract

　マルチパスを精度よく検出できるマルチパス検出方法を提供すること。アンテナで受信した信号から算出される伝送路の遅延プロファイルを元に、マルチパス検出区間内のマルチパスを検出するマルチパス検出方法であって、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力をＡ、当該マルチパス検出区間において第１の区間を除いた第２の区間の信号電力をＢとして、Ａ／Ｂが第１のしきい値より小さい場合はマルチパスがあると判定し、Ａ／Ｂが第１のしきい値より大きい場合はマルチパスがないと判定することを特徴とする。

Description

マルチパス検出方法、マルチパス検出装置及び到来角度算出装置
　本発明は、到来する電波に含まれるマルチパスを検出するマルチパス検出方法及びマルチパス検出装置、並びに、到来する電波の位相を検出して電波到来角度の算出に用いる到来角度算出装置に関する。
　従来の到来方向推定装置においては、相互相関係数の算出や逆行列演算等の演算量の大きい演算が用いられており、数百シンボル分もの演算が必要であった。このため、簡便な演算で到来方向を推定できる到来方向推定装置が望まれていた。
　特許文献１において、演算規模を縮小した到来方向推定装置が提案されている。特許文献１に記載の到来方向推定装置では、２つのアンテナで受信した受信信号に対して、複素共役回路と乗算回路によって到来方向の係数を算出し、到来方向検出回路において逆正接演算と逆余弦演算を行うことにより、受信波の到来方向を推定している。
　この到来方向推定装置において、到来方向の推定精度を高めるために受信波中のマルチパスの影響を十分に取り除く必要がある。希望波と、マルチパスによる遅延波とを判別する方法として、特許文献２には、受信信号の電力に基づいて信号電力が極大値を示す点を希望波と判定し、次に信号電力が大きい点を第１遅延波と判定する方法が開示されている。
特開平１０－１７７０６４号公報 特開２００７－２８１９９１号公報
　しかしながら、特許文献２の方法では、希望波に対する遅延波の遅延時間が短く、希望波と遅延波とが時間的に重なるような受信波において遅延波を判別することができない。そのため、希望波と遅延波とが時間的に重なる受信波を用いて到来方向を算出すると、遅延波の影響を受けて到来方向の推定精度が低下してしまう。
　希望波と遅延波とを判別する方法として、信号電力がしきい値より大きい場合に希望波と判定し、しきい値より小さい場合に遅延波と判定する方法も考えられるが、この方法では、希望波に近い信号レベルの遅延波が存在する場合に誤判定が生じる。
　本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、マルチパスを精度よく検出できるマルチパス検出方法、マルチパス検出装置、及びマルチパスの影響による精度劣化を防止できる到来角度算出装置を提供することを目的とする。
　本発明のマルチパス検出方法は、アンテナで受信した信号から算出される伝送路の遅延プロファイルを元に、マルチパス検出区間内のマルチパスを検出するマルチパス検出方法であって、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力をＡ、当該マルチパス検出区間において前記第１の区間を除いた第２の区間の信号電力をＢとして、Ａ／Ｂが第１のしきい値より小さい場合はマルチパスがあると判定し、Ａ／Ｂが第１のしきい値と同じか大きい場合はマルチパスがないと判定することを特徴とする。
　この構成によれば、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力Ａ、及び当該マルチパス検出区間において第１の区間を除いた第２の区間の信号電力Ｂから算出されるＡ／Ｂと、第１のしきい値とを比較することによりマルチパスを精度よく検出することができる。
　本発明のマルチパス検出方法において、前記第１の区間に隣接する第３の区間の信号電力をＣとして、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値より小さい場合は干渉性のマルチパスがないと判定し、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値と同じか大きい場合は干渉性のマルチパスがあると判定することが好ましい。この構成によれば、第１の区間の信号電力Ａ、第２の区間の信号電力Ｂ、及び第１の区間に隣接する第３の区間の信号電力Ｃから算出されるＡ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差と、第２のしきい値とを比較することにより干渉性のマルチパスを検出することができる。これにより、マルチパスをさらに精度よく検出することができる。
　本発明のマルチパス検出方法において、前記アンテナで受信する信号が直接スペクトラム拡散信号の場合、前記遅延プロファイルは逆拡散信号から算出することができる。
　本発明のマルチパス検出方法において、前記アンテナで受信する信号が直交周波数分割多重信号の場合、前記遅延プロファイルは内挿されたパイロット信号から算出することができる。
　本発明のマルチパス検出装置は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した信号から算出される伝送路の遅延プロファイルを元に、マルチパス検出区間内のマルチパスを検出するマルチパス検出手段と、を備え、前記マルチパス検出手段は、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力をＡ、当該マルチパス検出区間において第１の区間を除いた第２の区間の信号電力をＢ、前記第１の区間に隣接する第３の区間の信号電力をＣとして、Ａ／Ｂが第１のしきい値より小さい場合はマルチパスがあると判定し、Ａ／Ｂが第１のしきい値と同じか大きい場合はマルチパスがないと判定し、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値より小さい場合は干渉性のマルチパスがないと判定し、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値と同じか大きい場合は干渉性のマルチパスがあると判定することを特徴とする。
　この構成によれば、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力Ａ、及び当該マルチパス検出区間において第１の区間を除いた第２の区間の信号電力Ｂから算出されるＡ／Ｂと、第１のしきい値とを比較することによりマルチパスを精度よく検出し、第１の区間の信号電力Ａ、第２の区間の信号電力Ｂ、及び第１の区間に隣接する第３の区間の信号電力Ｃから算出されるＡ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差と、第２のしきい値とを比較することにより干渉性のマルチパスを検出することができる。
　本発明のマルチパス検出装置において、前記マルチパス検出手段は、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを検出するピーク検出部と、前記第１の区間の信号電力Ａ、前記第２の区間の信号電力Ｂ、及び前記第３の区間の信号電力Ｃから、Ａ／Ｂ、及びＡ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差を算出する干渉度情報生成部と、Ａ／Ｂと第１のしきい値とを比較してマルチパスの有無を判定し、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差と第２のしきい値とを比較して干渉性のマルチパスの有無を判定する判定部と、を備えても良い。
　本発明の到来角度算出装置は、前記マルチパス検出装置を用い、複数のアンテナで受信した信号の位相差から電波の到来角度を算出する際、マルチパスがない場合、又は、マルチパスがあり、かつ干渉性のマルチパスがない場合に、前記主波の位相差を用いて電波の到来角度を算出することを特徴とする。これにより、到来角度の算出精度に影響の有るマルチパスを適切に検出し、精度よく到来角度を算出することができる。
　本発明によれば、マルチパスを精度よく検出できるマルチパス検出方法、マルチパス検出装置、及びマルチパスの影響による精度劣化を防止できる到来角度算出装置を提供することができる。
実施の形態に係る到来角度算出装置の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る到来角度算出装置の具体的構成（ＤＳＳＳ）を示すブロック図である。 加算器の出力波形の例を示す図である。 図４Ａは、逆正接部の出力波形の例を示す図である。図４Ｂは、電力算出部の出力波形の例を示す図である。 アンテナに到来する電波の幾何学的関係を示す模式図である。 到来角度算出装置を含む位置検出システムの例を示す模式図である。 到来角度算出装置での到来角度算出のフロー図である。 ピーク検出部に入力される信号の模式図である。 変調方式としてＤＳＳＳを用いる場合にピーク検出部に入力される信号の例を示す模式図である。 到来角度算出部の別の例を示すブロック図である。 位相差の算出範囲について示す模式図である。 算出される位相差データの例を示す模式図である。 位相差が＋１８０°または－１８０°付近となる場合の到来角度算出の概略について示す模式図である。 位相差が＋１８０°または－１８０°付近となる場合の到来角度算出のフロー図である。 到来角度算出部の別の例を示すブロック図である。 実施の形態に係る到来角度算出装置の具体的構成（ＯＦＤＭ）を示すブロック図である。 図１７Ａは、ＯＦＤＭにおけるシンボルの構成を示す模式図である。図１７Ｂは、ＯＦＤＭシンボル列の相関処理の様子を示す模式図である。 図１８Ａ、Ｂは、電力算出部からの出力波形の例を示す図である。図１８Ｃは、加算部からの出力波形の例を示す図である。図１８Ｄは、逆正接部の各部からの出力波形の例を示す図である。 到来角度算出装置を用いたカプセル内視鏡システムの構成例を示す模式図である。
　図１は、本発明の一実施の形態に係るマルチパス検出装置を含む到来角度算出装置の構成例を示すブロック図である。本実施の形態に係る到来角度算出装置１は、所定の発振周波数で基準信号を発振可能な基準信号発生部１０と、所定間隔離して配置された受信用アンテナ１１ａ、１１ｂと、受信用アンテナ１１ａ、１１ｂで受けた電波を、基準信号発生部１０から出力される基準信号を用いて受信信号に変換し出力する受信部１２ａ、１２ｂと、受信部１２ａ、１２ｂから出力される受信信号から到来角度算出のための各種演算処理を行う演算部１３と、を備える。なお、到来角度算出装置１は、電波の伝搬遅延に起因する位相遅れに基づいて到来角度を算出するため、同じ情報を持つ電波を所定間隔離れた２点（または２以上の点）で受信する必要がある。このため、受信電波に対応する２つ（またはそれ以上）のアンテナ及び受信系を備えていることが必要である。ただし、同一の到来電波（同じ情報単位）を所定間隔離れた２以上の位置で受信できるのであれば、到来角度算出装置１は、２以上の受信系を備えている構成に限定されない。
　受信部１２ａ、１２ｂは、ローノイズアンプ、ミキサ、バンドパスフィルタなどを含み、所定周波数の電波を受信できるように構成されている。演算部１３は、受信信号の相関処理を行う相関処理部２１ａ、２１ｂと、相関処理された受信信号のピークを検出するピーク検出部２２ａ、２２ｂと、ピーク検出部２２ａ、２２ｂで検出されたピークのタイミングに合わせて相関処理部２１ａ、２１ｂからの信号を出力するタイミング制御部２３ａ、２３ｂと、伝送路の遅延プロファイルに基づいて受信信号におけるマルチパスの干渉の程度を示す情報（以下、干渉度情報と呼ぶ）を生成する干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂと、干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂから通知される干渉度情報に基づいて到来角度を算出するか否かを判定する判定部２５と、タイミング制御部２３ａ、２３ｂ及び判定部２５からの信号に基づいて、到来角度の計算を行う到来角度算出部２６と、を含んで構成される。なお、演算部１３の構成や機能は、ハードウェアで実現しても良いし、ソフトウェアで実現しても良い。
　相関処理部２１ａ、２１ｂは、受信部１２ａ、１２ｂからの受信信号と当該受信信号と相関の高い信号とを乗算して出力する。相関処理部２１ａ、２１ｂにおいて乗じられる信号は受信信号との相関が高いため、相関処理部２１ａ、２１ｂから出力される信号は、相関区間でピークを有する。ピーク検出部２２ａ、２２ｂは、相関処理部２１ａ、２１ｂからの出力信号の電力を算出し、出力信号の電力ピークを検出する。タイミング制御部２３ａ、２３ｂは、ピーク検出部２２ａ、２２ｂにおいて検出されたピークタイミングに合わせて、相関処理部２１ａ、２１ｂからの出力信号を到来角度算出部２６に出力する。干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂは、伝送路の遅延プロファイル（ピーク期間の電力情報などを含む）を元に干渉度情報を算出し、生成された干渉度情報を判定部２５に出力する。判定部２５は、干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂからの干渉度情報に基づいて、対象となる情報単位に相当する期間（以下、情報単位期間と呼ぶ）の受信信号を到来角度の算出に使用するか否かを判定し、判定結果を到来角度算出部２６に出力する。
　図２は、変調方式として直接スペクトラム拡散（ＤＳＳＳ）を用いる場合の到来角度算出装置の具体的構成例を示すブロック図である。なお、図２では、図１における演算部１３に相当する構成のみを示している。
　図２において、相関処理部２１ａは、拡散コードを発生する拡散コード発生器３１と、受信信号と拡散コードとを乗算する乗算器３２ａ、３２ｂと、乗算器３２ａ、３２ｂの出力を１ビット期間分だけ足し合わせてピーク検出部２２ａ及びタイミング制御部２３ａに出力する加算器３３ａ、３３ｂとを備える。ピーク検出部２２ａは、加算器３３ａ、３３ｂから出力された信号の電力を算出する電力算出部３４ａと、その電力ピークを検出してタイミング制御部２３ａ及び干渉度情報生成部２４ａに出力するピーク電力検出部３５ａとを備える。タイミング制御部２３ａは、ピーク電力検出部３５ａからの信号を元に加算器３３ａ、３３ｂからの信号の到来角度算出部２６への出力タイミングを制御するバッファ部３６ａを備える。干渉度情報生成部２４ａは、検出されたピーク期間の電力情報を元に、各情報単位期間（マルチパス検出区間）において希望波に対するマルチパスの干渉度を算出する干渉度算出部３７ａを備える。同様に、相関処理部２１ｂは、拡散コード発生器３１、乗算器３２ｃ、３２ｄ、加算器３３ｃ、３３ｄを備え、ピーク検出部２２ｂは、電力算出部３４ｂ、ピーク電力検出部３５ｂを備え、タイミング制御部２３ｂはバッファ部３６ｂを備え、干渉度情報生成部２４ｂは干渉度算出部３７ｂを備える。到来角度算出部２６は、バッファ部３６ａの出力の複素共役をとる複素共役部４１と、複素共役部４１の出力とバッファ部３６ｂの出力とを複素乗算する複素乗算部４２と、複素乗算部４２の出力を用いて逆正接演算を行う逆正接部４３と、複素乗算部４２の出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する電力算出部４４と、電力算出部４４からの情報に基づいて逆正接部４３の出力を平均化する平均化部４５と、平均化部４５の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部４６とを備える。判定部２５は、干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂからの干渉度情報に基づいて、対象となる情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用するか否かを判定し、判定結果を到来角度算出部２６の平均化部４５に通知できるように構成されている。平均化部４５は、判定部２５からの通知に基づいて逆正接部４３の出力を平均化する。
　拡散コード発生器３１は、ＤＳＳＳによって周波数軸上に拡散された信号を逆拡散するための拡散コードを発生する。当該拡散コードは、送信側でコード変調（拡散）の際に使用された拡散コードに対応するものである。乗算器３２ａ、３２ｂは、受信信号に上記拡散コードを乗じて逆拡散を行う。乗算器３２ａには、受信部１２ａからの受信信号のうちの同相成分Ｉ１が入力される。また、乗算器３２ｂには、受信部１２ａからの受信信号のうちの直交成分Ｑ１が入力される。加算器３３ａ、３３ｂは、乗算器３２ａ、３２ｂのチップ区間ごとの出力を１ビットに相当する期間（ビット区間）足し合わせて出力する。図３Ａに加算器３３ａからの出力波形の例を示す。図３Ｂは、図３Ａに示す出力波形の部分拡大図である。また、図３Ｃに加算器３３ｂからの出力波形の例を示す。図３Ｄは、図３Ｃに示す出力波形の部分拡大図である。
　加算器３３ａの出力信号及び加算器３３ｂの出力信号は、ピーク検出部２２ａの電力算出部３４ａ、及びタイミング制御部２３ａのバッファ部３６ａに入力される。電力算出部３４ａは、加算器３３ａ、３３ｂの出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する。具体的には、電力算出部３４ａは、同相成分に相当する加算器３３ａの出力信号の絶対値と、直交成分に相当する加算器３３ｂの出力信号の絶対値とを足し合わせ、チップ区間ごとの電力情報としてピーク電力検出部３５ａ及び干渉度情報生成部２４ａに出力する。ピーク電力検出部３５ａは、チップ区間ごとの電力情報を受け取ると、受信信号中の電力ピークを検出し、電力ピーク情報としてタイミング制御部２３ａのバッファ部３６ａ及び干渉度情報生成部２４ａの干渉度算出部３７ａに出力する。なお、加算器３３ａの出力信号の２乗値と、加算器３３ｂの出力信号の２乗値とを足し合わせてピーク電力検出部３５ａ及び干渉度情報生成部２４ａに出力しても良い。
　ピーク検出部２２ａ（ピーク電力検出部３５ａ）から出力される電力ピーク情報は、受信信号のピークの有無を判定する情報である。具体的には、電力ピーク情報は、受信信号のピーク点付近の期間（第１の区間ｔ１）における電力の和Ａと、ＤＳＳＳでの情報単位となる１ビット期間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとの比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）がしきい値Ｒｔｈ１より大きいか否かを示す情報である（例えば、図８参照）。電力ピーク情報において、ＲａがＲｔｈ１より大きい場合には、タイミング制御部２３ａ（バッファ部３６ａ）は、そのタイミングで受信信号がピークを有するものとして、１ビット分の信号Ｉａ１及び信号Ｑａ１を到来角度算出部２６に出力する。このように、電力ピーク情報を用いることでピークの位置を適切に判別することができる。
　干渉度情報生成部２４ａ（干渉度算出部３７ａ）において生成される干渉度情報は、各情報単位期間（マルチパス検出区間）にマルチパスが存在するか否かを示す情報である。具体的には、干渉度情報は、上述した電力ピーク情報に相当する第１の干渉度情報と第２の干渉度情報とを含む。
　すなわち、第１の干渉度情報は、受信信号のピーク点を中心とする第１の区間ｔ１における電力の和Ａと、ＤＳＳＳでの情報単位となる１ビット期間（マルチパス検出区間）から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとの比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）である。第１の干渉度情報であるＲａの値は、例えば、対象のマルチパス検出区間においてマルチパスが存在する場合、マルチパスが存在しない場合と比較して小さくなる。このため、Ｒａと所定の基準値（しきい値Ｒｔｈ２）とを比較することで、対象となる情報単位期間におけるマルチパスの有無を判定することができる。なお、第１の干渉度情報は、電力ピーク情報と同等の情報であるから、ピーク検出部２２ａ（ピーク電力検出部３５ａ）から出力される電力ピーク情報をそのまま用いても良い。
　第２の干渉度情報は、受信信号の第１の区間ｔ１における電力の和Ａ、マルチパス検出区間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂ、第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３の信号電力Ｃを用いて表される比Ｒｂ（＝Ａ／（Ｂ－Ｃ））である。第２の干渉度情報であるＲｂの値は、例えば、第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３にマルチパスが存在する場合、第１の干渉度情報であるＲａの値より大きくなる。これは、Ｂ－Ｃの値がＢより小さくなるためである。このため、Ｒｂ－Ｒａと所定の基準値（しきい値Ｒｔｈ３）とを比較することで、第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３におけるマルチパスの有無を判定することができる。判定部２５は、Ｒａとしきい値Ｒｔｈ２とを比較し、また、Ｒｂ－ＲａとＲｔｈ３とを比較して、対象のマルチパス検出区間におけるマルチパスの有無、及び主波と干渉するマルチパス（以下、干渉性のマルチパスと呼ぶ）の有無を判定する。そして、その判定結果を元に平均化部４５に対して所定の通知を行う。例えば、干渉度情報生成部２４ａから通知されたＲａがＲｔｈ２より小さく、Ｒｂ－ＲａがＲｔｈ３より大きい場合、判定部２５は干渉性のマルチパスがあると判定し、平均化部４５に対して対象となっている情報単位期間（マルチパス検出区間）の受信信号を到来角度の算出に使用しない旨の通知を行う。
　相関処理部２１ｂ（拡散コード発生器３１、乗算器３２ｃ、３２ｄ、加算器３３ｃ、３３ｄ）、ピーク検出部２２ｂ（電力算出部３４ｂ、ピーク電力検出部３５ｂ）、タイミング制御部２３ｂ（バッファ部３６ｂ）、干渉度情報生成部２４ｂ（干渉度算出部３７ｂ）の動作や機能は、上記相関処理部２１ａ（拡散コード発生器３１、乗算器３２ａ、３２ｂ、加算器３３ａ、３３ｂ）、ピーク検出部２２ａ（電力算出部３４ａ、ピーク電力検出部３５ａ）、タイミング制御部２３ａ（バッファ部３６ａ）、干渉度情報生成部２４ａ（干渉度算出部３７ａ）の動作や機能と同様である。判定部２５は、同様に、干渉度情報生成部２４ｂ（干渉度算出部３７ｂ）から通知されるＲａとしきい値Ｒｔｈ２とを比較し、Ｒｂ－ＲａとＲｔｈ３とを比較して、その比較結果を元に平均化部４５に対して所定の通知を行う。例えば、干渉度情報生成部２４ｂから通知されたＲａがＲｔｈ２より小さく、Ｒｂ－ＲａがＲｔｈ３より大きい場合、判定部２５は干渉性のマルチパスがあると判定し、平均化部４５に対して対象となっている情報単位期間（マルチパス検出区間）の受信信号を到来角度の算出に使用しない旨の通知を行う。
　相関処理部２１ｂに入力される受信信号と、相関処理部２１ａに入力される受信信号とは、同一電波を所定間隔離れた２点で受信した信号であり、位相が僅かに異なっている。このため、タイミング制御部２３ｂから出力される信号と、タイミング制御部２３ａから出力される信号とでは、位相が僅かに相違する。タイミング制御部２３ａの出力Ｏａ１、及びタイミング制御部２３ｂの出力Ｏａ２を、同相成分に相当する信号を実部、直交成分に相当する信号を虚部として複素数で表現すると、下記式（１）、（２）のようになる。なお、φ１及びφ２は、各信号の位相を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　タイミング制御部２３ａの出力Ｏａ１は、到来角度算出部２６の複素共役部４１に入力される。複素共役部４１は、タイミング制御部２３ａの出力Ｏａ１の複素共役を複素乗算部４２に出力する。つまり、複素共役部４１からは、信号Ｉａ１と、信号Ｑａ１の符号が反転した信号が出力される。複素共役部４１の出力Ｏａ１´を複素数で表現すると、下記式（３）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　複素乗算部４２は、複素共役部４１の出力Ｏａ１´と、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏａ２とを複素乗算して、乗算結果である信号Ｉｂ及び信号Ｑｂを逆正接部４３及び電力算出部４４に出力する。複素乗算部４２の出力Ｏｂ、出力Ｏｂの同相成分Ｉｂ及び直交成分Ｑｂは下記式（４）～（６）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　逆正接部４３は、複素乗算部４２の出力を用いて逆正接演算を行う。具体的には、複素乗算部４２の出力信号Ｉｂを分母とし、出力信号Ｑｂを分子とした値の逆正接演算を行う。図４Ａに逆正接部４３からの出力波形の例を示す。逆正接部４３の出力Ｏａｒｃｔａｎは位相差φ２－φ１に相当し、下記式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　電力算出部４４は、複素乗算部４２の出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する。具体的には、電力算出部４４は、Ｉｂの絶対値とＱｂの絶対値とを足し合わせ、チップ区間ごとの電力情報として平均化部４５に出力する。なお、Ｉｂの２乗値と、Ｑｂの２乗値とを足し合わせて平均化部４５に出力しても良い。図４Ｂに電力算出部４４からの出力波形の例を示す。平均化部４５は、チップ区間ごとの電力情報を受け取ると、判定部２５から通知された判定結果に基づいて、逆正接部４３の出力Ｏａｒｃｔａｎを平均化して到来角度変換部４６に出力する。ここで、例えば、判定部２５から平均化部４５に対し、対象となっている情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用しないよう通知された場合、平均化部４５は、対象の情報単位期間に相当する逆正接部４３の出力Ｏａｒｃｔａｎを平均化に用いない。一方、判定部２５から平均化部４５に対し、対象となっている情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用するよう通知された場合、平均化部４５は、対象の情報単位期間に相当する逆正接部４３の出力Ｏａｒｃｔａｎを平均化に用いる。これにより、干渉性のマルチパスが含まれる受信信号を除外して到来角度を算出できるので、到来角度の算出精度を高めることができる。
　到来角度変換部４６は、平均化部４５の出力を用いて逆三角関数演算により到来角度に変換する。逆三角関数演算としては、例えば、逆正弦演算を適用することができる。当該演算によって求められる値、すなわち、到来角度変換部４６の出力が、到来角度θ（ｒａｄ）に相当する。到来角度変換部４６の出力Ｏａｒｃｓｉｎは下記式（８）で表される。なお、下記式において、λ（ｍ）は受信波の波長であり、ｄ（ｍ）は受信用アンテナ間の距離である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上記処理により到来角度が得られるのは、図５に示すような幾何学的な関係が成立するためである。所定の方向を基準として間隔ｄ（ｍ）離して配置された２つの受信用アンテナ１１ａ、１１ｂに到来する電波のなす角度をθ（ｒａｄ）とする。受信用アンテナ１１ｂに到来する電波の伝搬距離は、受信用アンテナ１１ａに到来する電波の伝搬距離と比べてΔ（ｍ）だけ長くなり、位相遅延（位相差φ２－φ１（ｒａｄ））が生じる。このモデルにおいて生じる伝搬距離の差分Δと位相差φ２－φ１との関係を受信波の波長λ（ｍ）を用いて表すと、下記式（９）のようになる。なお、下記式において、Δ＜λである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　また、上記モデルにおける伝搬距離の差分Δ、アンテナ間隔ｄ、到来角度θの幾何学的な関係から、下記式（１０）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　つまり、到来角度θは下記式（１１）のように表されることになる。なお、式（１１）は、到来角度変換部４６における処理に相当する。このように、本実施の形態の到来角度算出装置によって到来角度が算出されることが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　次に、到来角度算出装置を用いた位置検出システムの例について説明する。図６に示される位置検出システム１０１は、到来角度算出装置１ａと、到来角度算出装置１ａと所定距離Ｄ離して配置される他の到来角度算出装置１ｂと、アクセスポイント２又はユーザ端末３とを含んで構成される。アクセスポイント２及びユーザ端末３は、それぞれ送信系及び受信系を備え（図示せず）、双方向の情報伝送（通信）が可能に構成されている。また、アクセスポイント２及びユーザ端末３は、それぞれが備える送信系によって、到来角度算出装置１ａ及び到来角度算出装置１ｂに到来角度算出用の電波を送信できるように構成されている。位置検出の対象は、アクセスポイント２又はユーザ端末３のいずれでも良い。
　到来角度算出装置１ａは、アクセスポイント２の送信用アンテナから送信された電波を受信用アンテナ１１ａａ、１１ａｂで受信して、到来角度算出装置１ａを基準とする到来角度を算出する。また、到来角度算出装置１ｂは、アクセスポイント２の送信用アンテナから送信された電波を受信用アンテナ１１ｂａ、１１ｂｂで受信して、到来角度算出装置１ｂを基準とする到来角度を算出する。到来角度算出装置１ａと到来角度算出装置１ｂの位置関係が既知であれば、それぞれを基準とする到来角度からアクセスポイント２の位置を決定することができる。ユーザ端末３の位置検出の場合は、到来角度算出装置１ａ及び到来角度算出装置１ｂは、ユーザ端末３から送信される電波の到来角度を算出する。
　図７は本実施の形態に係る到来角度算出装置１における到来角度算出のフロー図である。到来角度算出装置１が到来角度算出対象の電波を受信すると、受信部１２ａ、１２ｂは相関処理部２１ａ、２１ｂに受信信号を出力する。そして、相関処理部２１ａ、２１ｂは、受信信号の相関処理及び加算処理を行う（ステップＳ２０１）。
　その後、ピーク検出部２２ａ、２２ｂは、相関処理部２１ａ、２１ｂの出力信号から電力のピーク値Ｐｐｅａｋを検出する。そして、ピーク点付近の期間（第１の区間ｔ１）における電力の和Ａと、１ビット期間（情報単位の期間）から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとを算出し、電力ピーク情報及び第１の干渉度情報として用いられる比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）を算出する（ステップＳ２０２）。ピーク検出部２２ａ、２２ｂで算出されたＲａは、タイミング制御部２３ａ、２３ｂ及び干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂに送られる。タイミング制御部２３ａ、２３ｂは、算出された比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）と所定のしきい値Ｒｔｈ１とを比較して、Ｒｔｈ１よりＲａが大きい場合、受信信号にピークが存在するものとして到来角度の計算に必要な信号を到来角度算出部２６に出力する。
　図８には、ピーク検出部２２ａ、２２ｂに入力される信号（遅延プロファイル）を模式的に示す。図８に示されるように、第１の区間ｔ１には希望波（主波）が、隣接する第３の区間ｔ３にはマルチパスがそれぞれ存在している。ピーク電力Ｐｐｅａｋは、図８におけるピーク点Ｐの電力であり、Ａは、第１の区間ｔ１における電力の和であり、Ｂは、１ビット期間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和である。例えば、図９に示すように、変調方式としてＤＳＳＳを用いる場合には、拡散コードの周期ｔｃの約２倍の時間幅を有するピークが形成される。このため、当該２・ｔｃの期間を第１の区間ｔ１とすることができる。
　干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂは、受信信号の第１の区間ｔ１における電力の和Ａ、ＤＳＳＳでの情報単位となる１ビット期間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂ、及び第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３の信号電力Ｃから、第２の干渉度情報として用いられる比Ｒｂ（＝Ａ／（Ｂ－Ｃ））を算出する（ステップＳ２０３）。ここで、第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３は、第３の区間ｔ３にマルチパスが存在する場合に到来角度の算出精度が低下する時間領域である。具体的な第３の区間ｔ３の長さは、所望する到来角度の算出精度に応じて適宜設定することができる。その後、干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂは、第２の干渉度情報であるＲｂを、第１の干渉度情報であるＲａと共に判定部２５に送る。
　判定部２５は、干渉度情報生成部２４ａから送られたＲａとしきい値Ｒｔｈ２とを比較する（ステップＳ２０４）。Ｒａは、第１の区間ｔ１における電力の和Ａと、１ビット期間（マルチパス検出区間）から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとの比（Ａ／Ｂ）である。対象となるマルチパス検出区間にマルチパスが存在する場合、第２の区間ｔ２における電力の和Ｂは、マルチパスが存在しない場合と比較して大きくなる。つまり、対象となるマルチパス検出区間にマルチパスが存在する場合、Ｒａは、マルチパスが存在しない場合と比較して小さくなる。このため、ステップＳ２０４においてＲａとしきい値Ｒｔｈ２とを比較することで、相関処理部２１ａ側で処理された受信信号において、対象のマルチパス検出区間にマルチパスが存在するか否かを判定できる。
　干渉度情報生成部２４ａから送られたＲａがしきい値Ｒｔｈ２以上である場合（ステップＳ２０４：ＹＥＳ）、すなわち、相関処理部２１ａ側で処理された受信信号において、対象となるマルチパス検出区間にマルチパスが存在しないと判定された場合、干渉度情報生成部２４ｂから送られたＲａとしきい値Ｒｔｈ２とを比較する（ステップＳ２０５）。ステップＳ２０５により、相関処理部２１ｂ側で処理された受信信号において、対象となるマルチパス検出区間にマルチパスが存在するか否かを判定することができる。
　ステップＳ２０５において、干渉度情報生成部２４ｂから送られたＲａがしきい値Ｒｔｈ２以上である場合（ステップＳ２０５：ＹＥＳ）、すなわち、相関処理部２１ｂ側で処理された受信信号において、対象となるマルチパス検出区間にマルチパスが存在しないと判定された場合、判定部２５は、平均化部４５に対し、対象のマルチパス検出区間に対応する情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用するよう通知する（ステップＳ２０８）。
　一方、ステップＳ２０４において、干渉度情報生成部２４ａから送られたＲａがしきい値Ｒｔｈ２より小さい場合（ステップＳ２０４：ＮＯ）、すなわち、相関処理部２１ａ側で処理された受信信号において、対象のマルチパス検出区間にマルチパスが存在すると判定された場合、干渉度情報生成部２４ａから送られたＲｂ－Ｒａとしきい値Ｒｔｈ３とを比較する（ステップＳ２０６）。Ｒｂは、受信信号の第１の区間ｔ１における電力の和Ａ、ＤＳＳＳでの情報単位となる１ビット期間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂ、及び第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３の信号電力Ｃから算出される比（＝Ａ／（Ｂ－Ｃ））である。このため、対象のマルチパス検出区間において第３の区間ｔ３にマルチパスが現れる場合、ＲｂはＲａより大きくなってＲｂ－Ｒａは所定値より大きくなる。このため、ステップＳ２０６においてＲｂ－Ｒａとしきい値Ｒｔｈ３とを比較することで、相関処理部２１ａ側で処理された受信信号において、対象のマルチパス検出区間において第３の区間ｔ３に干渉性のマルチパスが存在するか否かを判定できる。
　ステップＳ２０６において、干渉度情報生成部２４ａから送られたＲｂ－Ｒａがしきい値Ｒｔｈ３以下である場合（ステップＳ２０６：ＹＥＳ）、すなわち、相関処理部２１ａ側で処理された受信信号において、対象のマルチパス検出区間において第３の区間ｔ３にマルチパスが存在しないと判定された場合、干渉度情報生成部２４ｂから送られたＲｂ－Ｒａとしきい値Ｒｔｈ３とを比較する（ステップＳ２０７）。ステップＳ２０７により、相関処理部２１ｂ側で処理された受信信号において、対象のマルチパス検出区間において第３の区間ｔ３に干渉性のマルチパスが存在するか否かを判定することができる。
　ステップＳ２０７において、干渉度情報生成部２４ｂから送られたＲｂ－Ｒａがしきい値Ｒｔｈ３以下である場合（ステップＳ２０７：ＹＥＳ）、すなわち、相関処理部２１ｂ側で処理された受信信号において、対象のマルチパス検出区間において第３の区間ｔ３に干渉性のマルチパスが存在しないと判定された場合、判定部２５は、平均化部４５に対し、対象のマルチパス検出区間に対応する情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用するよう通知する（ステップＳ２０８）。このように、第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３に干渉性のマルチパスが存在しない場合、希望波（主波）の持つ位相情報はマルチパスの影響を殆ど受けておらず、到来角度の算出精度は低下しない。このように希望波に対して干渉する干渉性のマルチパスが存在しない場合、対象となっている情報単位期間の受信信号を利用して、精度よく到来角度を算出することができる。
　なお、ステップＳ２０５において、干渉度情報生成部２４ｂから送られたＲａがしきい値Ｒｔｈ２より小さい場合（ステップＳ２０５：ＮＯ）、すなわち、相関処理部２１ｂ側で処理された受信信号において、対象となるマルチパス検出区間にマルチパスが存在すると判定された場合、上述したステップＳ２０６を実行する。
　また、ステップＳ２０６において、干渉度情報生成部２４ａから送られたＲｂ－Ｒａがしきい値Ｒｔｈ３より大きい場合（ステップＳ２０６：ＮＯ）、すなわち、相関処理部２１ａ側で処理された受信信号において、対象となるマルチパス検出区間の第３の区間ｔ３に干渉性のマルチパスが存在すると判定された場合、判定部２５は、平均化部４５に対し、対象となっているマルチパス検出区間に対応する情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用しないように通知する（ステップＳ２０９）。また、ステップＳ２０７において、干渉度情報生成部２４ｂから送られたＲｂ－Ｒａがしきい値Ｒｔｈ３より大きい場合（ステップＳ２０７：ＮＯ）、すなわち、相関処理部２１ｂ側で処理された受信信号において、対象となるマルチパス検出区間の第３の区間ｔ３に干渉性のマルチパスが存在すると判定された場合、判定部２５は、平均化部４５に対し、対象となっているマルチパス検出区間に対応する情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用しないように通知する（ステップＳ２０９）。このような場合、対象となっている情報単位期間の受信信号を利用して到来角度を算出すると、干渉性のマルチパスによって到来角度の算出精度が低下してしまうためである。
　その後、上述したステップＳ２０８又はＳ２０９における通知に基づいて、到来角度算出部２６（平均化部４５）は、対象となっている情報単位期間の受信信号を用いて（ステップＳ２０８の場合）、又は、対象となっている情報単位期間の受信信号を用いないで（ステップＳ２０９の場合）到来角度を算出する（ステップＳ２１０）。
　以上に示すように、本実施の形態に係る到来角度算出装置１は、第１の区間ｔ１における電力の和Ａと、１ビット期間（情報単位の期間、マルチパス検出区間）から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとの比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）、及び、受信信号の第１の区間ｔ１における電力の和Ａ、１ビット期間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂ、及び第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３の信号電力Ｃから算出される比Ｒｂ（＝Ａ／（Ｂ－Ｃ））を用いてマルチパス検出区間におけるマルチパスの有無、及び干渉性のマルチパスの有無を判定するため、到来角度の算出精度を低下させる恐れのある受信信号のみを適切に取り除いて到来角度を算出することができる。これにより、精度よく到来角度を算出することができる。
　図１０は、到来角度算出装置１における到来角度算出部２６の別の一態様を説明するブロック図である。図１０に示される到来角度算出部２６は、タイミング制御部２３ａの出力Ｏａ１の複素共役をとる複素共役部５１と、複素共役部５１の出力Ｏａ１´と、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏａ２を複素乗算する複素乗算部５２と、複素乗算部５２の出力を用いて逆正接演算を行う逆正接部５３とを備える。複素共役部５１、複素乗算部５２、逆正接部５３の動作や機能は、上述の複素共役部４１、複素乗算部４２、逆正接部４３の動作や機能と同様である。また、逆正接部５３の演算結果（位相差）を元に演算結果を補正する位相差補正部５４と、位相差補正部５４の出力を平均化する平均化部５５と、位相差補正部５４において補正を行った場合に平均化部５５の演算結果（平均値）を補正する位相差再補正部５６と、位相差再補正部５６の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部５７と、を備える。到来角度変換部５７の動作や機能は、上述の到来角度変換部４６の動作や機能と同様である。
　位相差補正部５４は、逆正接部５３の演算結果である位相差が、＋１８０°（＋π）付近や－１８０°（－π）付近の値になる場合、逆正接部の演算結果に所定の角度（位相差）を加える処理を行う。図１１のＩ－Ｑ平面に示すように、本実施の形態の到来角度算出部２６は、位相差を－１８０°～＋１８０°（－π～＋π）の位相差範囲の座標上に投影する。このため、例えば、図１２Ａに示されるように、逆正接部５３によって算出される位相差が＋１８０°及び－１８０°近傍の値にならない場合には、これを平均化することで適切に到来角度を算出することができる。しかし、図１２Ｂに示されるように、逆正接部５３によって算出される位相差が＋１８０°及び－１８０°近傍の値になる場合、算出される位相差の僅かな誤差が角度算出に大きな影響を与えることになる。ここで、位相差データとして、－１７８°及び＋１７８°の２つの値が得られ、一方の値である＋１７８°は本来の値である－１７８°から－４°の誤差が生じて＋１７８°になっていると想定する。これらの差は、実際には僅かに４°である。つまり、本来であれば、位相差の平均値は約１８０°となる。しかし、平均化処理において、－１７８°と＋１７８°として平均化すると、平均値は０°となる。実際には約１８０°の位相差が存在するにもかかわらず、平均化処理によって０°として扱われてしまうのである。このように、平均化された位相差が本来の位相差から大幅にずれてしまうと、適切な到来角度算出は困難になる。
　そこで、図１０に示される到来角度算出部２６は、逆正接部５３によって算出される位相差が＋１８０°及び－１８０°付近の値になる場合、位相差補正部５４が逆正接部５３の演算結果に所定の角度（位相差）を加える補正処理を行って、適切な平均化が行われるようにする。逆正接部５３の演算結果が＋１８０°または－１８０°近傍の値であるか否かは、逆正接部５３の演算結果として得られる複数の位相差の分布を元に判定することができる。例えば、＋９０°（＋π／２）より大きく、または－９０°（－π／２）より小さい位相差の数が、＋９０°より小さくかつ－９０°より大きくなる位相差の数より多い場合には、逆正接部５３の演算結果が＋１８０°及び－１８０°付近の値であると判定できる。位相差補正部５４が加える角度（位相差）は、例えば＋９０°とすることができるが、適切な平均化処理が可能な角度であればこれに限られない。－９０°、＋１８０°または－１８０°のいずれかでも良い。
　平均化部５５は、位相差補正部５４の出力を平均化する。本実施の形態の到来角度算出部２６は、平均化に適さない位相差が算出される場合に位相差を加える補正を行うため、平均化部５５において適切な平均化処理が可能である。なお、干渉性のマルチパスが存在する場合、対象の受信信号を排除して平均化を行う点は平均化部４５と同様である。位相差再補正部５６は、位相差補正部５４において位相差の補正を行っている場合に平均化部５５の出力を補正する。具体的には、位相差補正部５４において補正値として加えた角度（位相差）を減ずる補正を行う。
　図１３に、位相差が＋１８０°及び－１８０°付近となる場合の到来角度算出の概略を模式的に示す。逆正接部５３によって算出された位相差が、Ｉ－Ｑ平面において＋１８０°及び－１８０°付近の場合、位相差補正部５４は位相差に補正値（＋９０°）を加えて座標軸を回転させ、平均値算出用の座標軸に変換する。平均化部５５は、当該データを元に平均値（－９２°）を算出する。位相差再補正部５６は、位相差補正部５４の出力データから補正値（＋９０°）を減ずる補正を行い、到来角度変換部５７に補正されたデータ（＋１７８°）を出力する。
　図１４は上記到来角度算出部２６における処理フロー図である。到来角度算出部２６の複素共役部５１は、ステップ３０１において、タイミング制御部２３ａの出力Ｏａ１の複素共役を算出する。また、複素乗算部５２は、ステップ３０２において、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏａ２と複素共役部５１の出力Ｏａ１´とを乗算する。そして、逆正接部５３は、ステップ３０３において、複素乗算部５２の出力を用いて逆正接演算を行い、受信信号間の位相差を算出する。
　ステップ３０４において、位相差補正部５４は、算出された位相差がＩ－Ｑ平面において＋１８０°及び－１８０°近傍の値であるかを判定する。算出された位相差が＋１８０°及び－１８０°近傍の値でない場合はステップ３０５に進み、到来角度算出部２６は位相差を補正することなく到来角度を算出する。算出された位相差が＋１８０°近傍、または－１８０°近傍の値の場合はステップ３０６に進む。当該判定は、上述のように、＋９０°より大きく、または－９０°より小さい位相差の数が、＋９０°より小さくかつ－９０°より大きくなる位相差の数より多いかどうかを基準として行うことができる。
　ステップ３０６において、位相差補正部５４は、逆正接部５３の演算結果である位相差に９０°を加える処理を行う（位相差を＋９０°する）。ステップ３０７において、平均化部５５は、位相差補正部５４の出力を平均化する。そして、ステップ３０８において、位相差再補正部５６は、平均化部５５の演算結果である平均値から９０°を減ずる処理を行う（位相差を－９０°する）。その後、ステップ３０９において、到来角度変換部５７は、位相差再補正部５６の出力から到来角度を算出する。このように、図１０に示される到来角度算出部２６では、所定の位相差を加えて平均化した後に所定の位相差を減ずるという一連の処理によって適切な平均値が算出されるため、到来角度の算出精度が低下せずに済む。その結果、到来角度の算出精度を十分に高めることができる。
　なお、ここでは、位相差補正部５４が、逆正接部５３の演算結果に所定の角度を加える処理を行っているが、適切な平均化処理が実現できるのであればこれに限られない。例えば、図１５に示すような構成の到来角度算出部２６を用いることもできる。図１５に示す到来角度算出部２６は、タイミング制御部２３ａの出力Ｏａ１の複素共役をとる複素共役部６１と、複素共役部６１の出力Ｏａ１´と、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏａ２を複素乗算する複素乗算部６２とを備える。複素共役部６１、複素乗算部６２の動作や機能は、上述の複素共役部４１、複素乗算部４２の動作や機能と同様である。また、複素乗算部６２の出力の同相成分（Ｉ成分）の絶対値と直交成分（Ｑ成分）の絶対値とを比較するＩＱ比較部６３と、複素乗算部６２の出力を用い、ＩＱ比較部６３の出力に応じて演算方法を選択、変更して逆正接演算を行う逆正接部６４とを備える。また、逆正接部６４の演算結果である位相差を平均化する平均化部６５と、逆正接部６４の演算方法に応じて平均化部６５の演算結果である平均値を補正する位相差再補正部６６と、位相差再補正部６６の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部６７と、を備える。到来角度変換部６７の動作や機能は、上述の到来角度変換部４６の動作や機能と同様である。
　ＩＱ比較部６３は、複素乗算部の出力の同相成分（Ｉ成分）が負であるか否かを判定すると共に、複素乗算部６２の出力の同相成分（Ｉ成分）の絶対値と直交成分（Ｑ成分）の絶対値とを比較する。具体的には、ＩＱ比較部６３は、同相成分Ｉｂの符号を判定すると共に、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きいか否か（直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜が同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜より十分に小さいか否か）を判定する。受信信号の位相差がＩ－Ｑ平面において＋１８０°及び－１８０°近傍の値をとる場合には、同相成分Ｉｂが負になり（Ｉｂ＜０）、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きくなる。このため、同相成分Ｉｂの符号を判定し、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きいか否かを判定することにより、位相差が＋１８０°及び－１８０°近傍の値をとるか否かを判定することができる。
　逆正接部６４は、複素乗算部６２の出力を用い、ＩＱ比較部６３の出力に応じて演算方法を選択して逆正接演算を行う。同相成分が正である場合や、同相成分が負であり、かつ同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜と同程度であるか、または小さい場合、複素乗算部６２の出力Ｉｂを分母とし、出力Ｑｂを分子とした値の逆正接演算を行う。同相成分が負であり、かつ同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きい場合、例えば、複素乗算部６２の出力Ｑｂの符号を反転させた－Ｑｂを分母とし、出力Ｉｂを分子とした値の逆正接演算を行う。なお、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きい場合の上記処理は、座標軸を＋９０°回転させて逆正接演算を行う処理に相当する。つまり、当該処理によって得られる位相差は、元来の位相差に＋９０°が加えられた値である。
　なお、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きい場合の処理は、上述のものに限られない。例えば、複素乗算部６２の出力Ｑｂを分母とし、出力Ｉｂの符号を反転させた－Ｉｂを分子とした値の逆正接演算を行っても良い。当該処理は、座標軸を－９０°回転させて逆正接演算を行う処理に相当する。つまり、当該処理によって得られる位相差は、元来の位相差に－９０°が加えられた値（＋９０°が減じられた値）である。また、例えば、複素乗算部６２の出力Ｉｂの符号と、出力Ｑｂの符号とを反転させて逆正接演算を行っても良い。当該処理は、座標軸を＋１８０°（または－１８０°）回転させて逆正接演算を行う処理に相当する。つまり、当該処理によって得られる位相差は、元来の位相差に＋１８０°（または－１８０°）が加えられた値である。このような処理によっても、適切な平均値を算出することができる。
　平均化部６５は、逆正接部６４の出力を平均化する。本実施の形態の到来角度算出部２６は、平均化に適さない位相差が算出される場合に実質的に位相差を加える（または減ずる）補正を行うため、平均化部６５において適切な平均化処理が可能である。位相差再補正部６６は、逆正接部６４が座標軸を＋９０°回転させる処理を行っている場合に平均化部６５の出力を補正する。具体的には、＋９０°を減ずる補正を行う。なお、逆正接部６４が座標軸を－９０°回転させる処理を行っている場合には、－９０°を減ずる補正（つまり、＋９０°を加える補正）を行う。同様に、逆正接部６４が座標軸を＋１８０°（または－１８０°）回転させる処理を行っている場合には、＋１８０°（または－１８０°）を減ずる補正を行う。
　このように、図１５に示す到来角度算出部２６も、図１０に示される到来角度算出部２６と同様に適切な平均値を算出できるため、到来角度の算出精度が低下せずに済む。その結果、到来角度の算出精度を十分に高めることができる。
　図１６は、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる場合の到来角度算出装置の具体的構成例を示すブロック図である。なお、図１６では、図１における演算部１３に相当する構成のみを示している。
　図１６において、相関処理部２１ａは、受信部１２ａの出力の複素共役をとる複素共役部７１ａと、受信部１２ａの出力を所定期間だけ遅延させて出力する遅延部７２ａと、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力とを複素乗算する複素乗算部７３ａと、複素乗算部７３ａの出力をＧＩ（ガードインターバル）期間だけ足し合わせて出力する加算器７４ａ、７４ｂとを備える。ピーク検出部２２ａは、加算器７４ａ、７４ｂから出力された信号の電力を算出する電力算出部７５ａと、その電力ピークを検出してタイミング制御部２３ａに出力するピーク電力検出部７６ａとを備える。タイミング制御部２３ａは、ピーク電力検出部７６ａからの信号を元に受信部１２ａからの信号の到来角度算出部２６への出力タイミングを制御する遅延部７７ａを備える。干渉度情報生成部２４ａは、伝送路の遅延プロファイルを元に、各情報単位期間（マルチパス検出区間）において希望波（主波）に対するマルチパスの干渉度を算出する干渉度算出部７８ａを備える。同様に、相関処理部２１ｂは、複素共役部７１ｂ、遅延部７２ｂ、複素乗算部７３ｂ、加算器７４ｃ、７４ｄを備え、ピーク検出部２２ｂは、電力算出部７５ｂ、ピーク電力検出部７６ｂを備え、タイミング制御部２３ｂは遅延部７７ｂを備え、干渉度情報生成部２４ｂは干渉度算出部７８ｂを備える。到来角度算出部２６は、遅延部７７ａの出力の複素共役をとる複素共役部８１と、複素共役部８１の出力と、遅延部７７ｂの出力を複素乗算する複素乗算部８２と、複素乗算部４２の出力をＧＩ（ガードインターバル）期間だけ足し合わせて出力する加算部８３ａ、８３ｂと、加算部８３ａ、８３ｂの出力を用いて逆正接演算を行う逆正接部８４と、逆正接部８４の出力を平均化する平均化部８５と、平均化部８５の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部８６とを備える。判定部２５は、干渉度情報生成部２４ａ、２４ｂからの干渉度情報に基づいて、対象となる情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用するか否かを判定し、判定結果を到来角度算出部２６の平均化部８５に通知できるように構成されている。平均化部８５は、判定部２５からの通知に基づいて逆正接部８４の出力を平均化する。
　遅延部７２ａ、７２ｂは、ＯＦＤＭシンボル列の自己相関をとるため、受信部１２ａの出力を所定期間だけ遅延させて出力する。具体的には、遅延部７２ａ、７２ｂは、複素共役部７１ａが出力するＯＦＤＭシンボルの末部と、遅延部７２ａ、７２ｂが出力するＧＩ（ガードインターバル）とが同じタイミングで複素乗算部７３ａに入力されるように、受信部１２ａの出力を所定期間だけ遅延させて出力する。複素乗算部７３ａは、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力とを複素乗算する。加算器７４ａ、７４ｂは、複素乗算部７３ａのチップ区間ごとの出力をＧＩ期間だけ足し合わせて出力する。
　図１７Ａは、ＯＦＤＭシンボル列の構成を示す模式図である。図１７Ａに示すように、ＯＦＤＭシンボル列は、データ部であるＯＦＤＭシンボルと、ＯＦＤＭシンボルの先頭に配置されるＧＩとによって構成される。ＧＩはＯＦＤＭシンボル末部をコピーしたデータであり、ＯＦＤＭシンボル間の干渉を防ぐために挿入される。図１７Ｂは、相関処理部２１ａにおけるＯＦＤＭシンボル列の相関処理（自己相関処理）の様子を示す模式図である。図１７Ｂに示すように、遅延部７２ａの出力は、複素共役部７１ａの出力に対してＯＦＤＭシンボル長だけ遅れている。このため、複素乗算部７３ａにおいて、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力とを乗算することで自己相関をとることができる。自己相関値（ＧＩ相関値）は、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力にＧＩと同じデータが現れたときにピークを示すため、これを用いることで、データ部であるＯＦＤＭシンボルの先頭を検出することができる。
　加算器７４ａ、７４ｂの出力信号は、ピーク検出部２２ａの電力算出部７５ａに入力される。電力算出部７５ａは、加算器７４ａ、７４ｂの出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する。具体的には、電力算出部３４ａは、同相成分に相当する出力信号の絶対値と、直交成分に相当する出力信号の絶対値とを足し合わせ、チップ区間ごとの電力情報としてピーク電力検出部７６ａ及び干渉度情報生成部２４ａに出力する。なお、同相成分に相当する出力信号の２乗値と、直交成分に相当する出力信号の２乗値とを足し合わせてピーク電力検出部７６ａに出力しても良い。図１８Ａに電力算出部７５ａからの出力波形の例を示す。図１８Ｂは、図１８Ａに示す出力波形の部分拡大図である。ピーク電力検出部７６ａは、チップ区間ごとの電力情報を受け取ると、受信信号中の電力ピークを検出し、電力ピーク情報としてタイミング制御部２３ａの遅延部７７ａ及び干渉度情報生成部２４ａの干渉度算出部７８ａに出力する。
　ピーク検出部２２ａ（ピーク電力検出部３５ａ）から出力される電力ピーク情報は、受信信号のピークの有無を判定する情報である。具体的には、電力ピーク情報は、受信信号のピーク点付近の期間（第１の区間ｔ１）における電力の和Ａと、ＯＦＤＭでの情報単位となる１シンボル期間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとの比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）がしきい値Ｒｔｈ１より大きいか否かを示す情報である。変調方式としてＯＦＤＭを用いる場合、第１の区間ｔ１はＧＩ期間に等しくなる。また、１シンボル期間とは、ＧＩ期間とデータ期間（ＯＦＤＭシンボル期間）とを合計した期間に相当する。電力ピーク情報において、ＲａがＲｔｈ１より大きい場合には、タイミング制御部２３ａ（遅延部７７ａ）は、そのタイミングで受信信号がピークを有するものとして、受信部１２ａからの受信信号を到来角度算出部２６に出力する。
　干渉度情報生成部２４ａ（干渉度算出部７８ａ）において生成される干渉度情報は、各情報単位期間（マルチパス検出区間）にマルチパスが存在するか否かを示す情報である。具体的には、干渉度情報は、上述した電力ピーク情報に相当する第１の干渉度情報と第２の干渉度情報とを含む。
　すなわち、第１の干渉度情報は、受信信号のピーク点を中心とする第１の区間ｔ１における電力の和Ａと、ＯＦＤＭでの情報単位となる１シンボル期間（マルチパス検出区間）から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとの比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）である。なお、第１の干渉度情報は、電力ピーク情報と同等の情報であるから、ピーク検出部２２ａ（ピーク電力検出部３５ａ）から出力される電力ピーク情報をそのまま用いても良い。第２の干渉度情報は、受信信号の第１の区間ｔ１における電力の和Ａ、マルチパス検出区間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂ、第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３の信号電力Ｃを用いて表される比Ｒｂ（＝Ａ／（Ｂ－Ｃ））である。判定部２５は、Ｒａとしきい値Ｒｔｈ２とを比較し、また、Ｒｂ－ＲａとＲｔｈ３とを比較する。そして、その比較結果を元に平均化部８５に対して所定の通知を行う。例えば、干渉度情報生成部２４ａから通知されたＲａがＲｔｈ２より小さく、Ｒｂ－ＲａがＲｔｈ３より大きい場合、判定部２５は干渉性のマルチパスがあると判定し、平均化部８５に対して対象となっている情報単位期間（マルチパス検出区間）の受信信号を到来角度の算出に使用しない旨の通知を行う。
　相関処理部２１ｂ（複素共役部７１ｂ、遅延部７２ｂ、複素乗算部７３ｂ、加算器７４ｃ、７４ｄ）、ピーク検出部２２ｂ（電力算出部７５ｂ、ピーク電力検出部７６ｂ）、タイミング制御部２３ｂ（遅延部７７ｂ）、干渉度情報生成部２４ｂ（干渉度算出部７８ｂ）の動作や機能は、相関処理部２１ａ（複素共役部７１ａ、遅延部７２ａ、複素乗算部７３ａ、加算器７４ａ、７４ｂ）、ピーク検出部２２ａ（電力算出部７５ａ、ピーク電力検出部７６ａ）、タイミング制御部２３ａ（遅延部７７ａ）、干渉度情報生成部２４ａ（干渉度算出部７８ａ）の動作や機能と同様である。判定部２５は、同様に、干渉度情報生成部２４ｂ（干渉度算出部７８ｂ）から通知されるＲａとしきい値Ｒｔｈ２とを比較し、Ｒｂ－ＲａとＲｔｈ３とを比較して、その比較結果を元に平均化部８５に対して所定の通知を行う。例えば、干渉度情報生成部２４ｂから通知されたＲａがＲｔｈ２より小さく、Ｒｂ－ＲａがＲｔｈ３より大きい場合、判定部２５は干渉性のマルチパスがあると判定し、平均化部８５に対して対象となっている情報単位期間（マルチパス検出区間）の受信信号を到来角度の算出に使用しない旨の通知を行う。
　相関処理部２１ｂに入力される受信信号と、相関処理部２１ａに入力される受信信号とは、同一電波を所定間隔離れた２点で受信しているため位相が僅かに異なっている。このため、タイミング制御部２３ｂから出力される信号と、タイミング制御部２３ａから出力される信号とでは、位相が僅かに相違する。
　タイミング制御部２３ａの出力は、到来角度算出部２６の複素共役部８１に入力される。複素共役部８１は、タイミング制御部２３ａの出力の複素共役を複素乗算部８２に出力する。複素乗算部８２は、複素共役部８１の出力と、タイミング制御部２３ｂの出力とを複素乗算して、演算結果を加算部８３ａ、８３ｂに出力する。加算部８３ａ、８３ｂは、複素乗算部８２のチップ区間ごとの出力をＧＩ期間だけ足し合わせて逆正接部８４に出力する。図１８Ｃに加算部８３ａ、８３ｂからの出力波形の例を示す。図中で、加算部８３ａの出力波形はＩで示しており、加算部８３ｂの出力波形はＱで示している。
　逆正接部８４は、加算部８３ａ、８３ｂの出力を用いて逆正接演算を行い、受信信号の位相差を算出する。図１８Ｄに逆正接部８４からの出力波形の例を示す。平均化部８５は、判定部２５から通知された判定結果に基づいて、逆正接部８４の出力を平均化して到来角度変換部８６に出力する。ここで、例えば、判定部２５から平均化部８５に対し、対象となっている情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用しないよう通知された場合、平均化部８５は、対象の情報単位期間に相当する逆正接部８４の出力を平均化に用いない。一方、判定部２５から平均化部８５に対し、対象となっている情報単位期間の受信信号を到来角度の算出に使用するよう通知された場合、平均化部８５は、対象の情報単位期間に相当する逆正接部８４の出力を平均化に用いる。これにより、干渉性のマルチパスが含まれる受信信号を除外して到来角度を算出できるため、到来角度の算出精度を高めることができる。到来角度変換部８６は、平均化部８５の出力を用いて逆三角関数演算により到来角度に変換する。当該演算によって求められる値、すなわち、到来角度変換部８６の出力が、到来角度に相当する。
　このように、図１６の演算部１３を有する到来角度算出装置１においても、第１の区間ｔ１における電力の和Ａと、１シンボル期間（情報単位の期間、マルチパス検出区間）から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂとの比Ｒａ（＝Ａ／Ｂ）、及び、受信信号の第１の区間ｔ１における電力の和Ａ、１ビット期間から第１の区間ｔ１を除いた第２の区間ｔ２における電力の和Ｂ、及び第１の区間ｔ１に隣接する第３の区間ｔ３の信号電力Ｃから算出される比Ｒｂ（＝Ａ／（Ｂ－Ｃ））を用いてマルチパス検出区間におけるマルチパスの有無、及び干渉性のマルチパスの有無を判定するため、到来角度の算出精度を低下させる恐れのある受信信号のみを適切に取り除いて到来角度を算出することができる。これにより、精度よく到来角度を算出することができる。
　図１９は、到来角度算出装置１をカプセル内視鏡の位置特定に応用したカプセル内視鏡システムについて示す模式図である。図１９に示すカプセル内視鏡システムは、複数のセンサアレイ４０１と、センサアレイ４０１からのデータを記録するデータレコーダー４０２とを備える。センサアレイ４０１は、到来角度算出装置１の受信用アンテナに相当するアンテナを備えており、患者が飲み込んだカプセル内視鏡からの電波を受信できるように構成されている。データレコーダー４０２は、センサアレイ４０１において受信した電波の持つ位相情報から、患者が飲み込んだカプセル内視鏡の位置を特定する。
　患者が飲み込んだカプセル内視鏡は、消化管の蠕動運動によって移動する。カプセル内視鏡の位置はモニタされており、診察部位に到達したか否かを確認することができる。カプセル内視鏡が診察部位に到達すると、カプセル内視鏡は診察部位の様子を撮影してデータレコーダー４０２に送信し、データレコーダー４０２は画像情報を記録する。このように、カプセル内視鏡の位置をモニタすることで、診察部位を見逃すことなく撮影することができる。また、カプセル内視鏡が診察部位に到達したタイミングでカメラ等の電源を入れ、診察部位をはずれた場合にはカメラ等の電源を切る事が可能になるため、電池容量を小さくする事ができる。また、センサ（アンテナ）の数を削減する事が可能となる。また、電池容量が同じであれば、従来型のカプセル内視鏡と比較して多数の画像を送信でき、鮮明な画像を得ることができる。
　このように、到来角度算出装置１をカプセル内視鏡の位置特定に応用することで、優れたカプセル内視鏡システムを構築することができる。
　以上のように、本発明のマルチパス検出方法及び到来角度算出装置によれば、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力Ａ、及び当該マルチパス検出区間において第１の区間を除いた第２の区間の信号電力Ｂから算出されるＡ／Ｂと、第１のしきい値とを比較するため、マルチパスを精度よく検出することができる。また、第１の区間の信号電力Ａ、第２の区間の信号電力Ｂ、及び第１の区間に隣接する第３の区間の信号電力Ｃから算出されるＡ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差と、第２のしきい値とを比較することにより干渉性のマルチパスを検出することができる。これにより、マルチパスをさらに精度よく検出することができる。
　なお、本発明は上記実施の形態の記載に限定されず、その効果を発揮する態様で適宜変更することができる。また、上記実施の形態において、添付図面に示されている構成などは、これに限定されず、本発明の効果を発揮する範囲内で適宜変更することが可能である。
　本発明のマルチパス検出方法、マルチパス検出装置及び到来角度算出装置は、対象の位置を特定するシステム、その他の各種用途に用いることができる。
　本出願は、２０１２年２月８日出願の特願２０１２－２５２８４に基づく。この内容は、全てここに含めておく。

Claims (7)

  1. 　アンテナで受信した信号から算出される伝送路の遅延プロファイルを元に、マルチパス検出区間内のマルチパスを検出するマルチパス検出方法であって、
    　各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力をＡ、当該マルチパス検出区間において前記第１の区間を除いた第２の区間の信号電力をＢとして、Ａ／Ｂが第１のしきい値より小さい場合はマルチパスがあると判定し、Ａ／Ｂが第１のしきい値と同じか大きい場合はマルチパスがないと判定することを特徴とするマルチパス検出方法。
  2. 　前記第１の区間に隣接する第３の区間の信号電力をＣとして、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値より小さい場合は干渉性のマルチパスがないと判定し、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値と同じか大きい場合は干渉性のマルチパスがあると判定することを特徴とする請求項１に記載のマルチパス検出方法。
  3. 　前記アンテナで受信する信号が直接スペクトラム拡散信号の場合、前記遅延プロファイルは逆拡散信号から算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のマルチパス検出方法。
  4. 　前記アンテナで受信する信号が直交周波数分割多重信号の場合、前記遅延プロファイルは内挿されたパイロット信号から算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のマルチパス検出方法。
  5. 　複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した信号から算出される伝送路の遅延プロファイルを元に、マルチパス検出区間内のマルチパスを検出するマルチパス検出手段と、を備え、
    　前記マルチパス検出手段は、各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを中心とした第１の区間の信号電力をＡ、当該マルチパス検出区間において前記第１の区間を除いた第２の区間の信号電力をＢ、前記第１の区間に隣接する第３の区間の信号電力をＣとして、
    　Ａ／Ｂが第１のしきい値より小さい場合はマルチパスがあると判定し、Ａ／Ｂが第１のしきい値と同じか大きい場合はマルチパスがないと判定し、
    　Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値より小さい場合は干渉性のマルチパスがないと判定し、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差が第２のしきい値と同じか大きい場合は干渉性のマルチパスがあると判定することを特徴とするマルチパス検出装置。
  6. 　前記マルチパス検出手段は、
    　各マルチパス検出区間において最も早く到来する主波のピークを検出するピーク検出部と、
    　前記第１の区間の信号電力Ａ、前記第２の区間の信号電力Ｂ、及び前記第３の区間の信号電力Ｃから、Ａ／Ｂ、及びＡ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差を算出する干渉度情報生成部と、
    　Ａ／Ｂと第１のしきい値とを比較してマルチパスの有無を判定し、Ａ／ＢとＡ／（Ｂ－Ｃ）との差と第２のしきい値とを比較して干渉性のマルチパスの有無を判定する判定部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項５に記載のマルチパス検出装置。
  7. 　請求項５又は６に記載のマルチパス検出装置を用い、複数のアンテナで受信した信号の位相差から電波の到来角度を算出する際、
    　マルチパスがない場合、又は、マルチパスがあり、かつ干渉性のマルチパスがない場合に、前記主波の位相差を用いて電波の到来角度を算出することを特徴とする到来角度算出装置。
     
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