WO2013107549A1 - Treiberschaltung für leuchtdioden - Google Patents

Treiberschaltung für leuchtdioden Download PDF

Info

Publication number
WO2013107549A1
WO2013107549A1 PCT/EP2012/073858 EP2012073858W WO2013107549A1 WO 2013107549 A1 WO2013107549 A1 WO 2013107549A1 EP 2012073858 W EP2012073858 W EP 2012073858W WO 2013107549 A1 WO2013107549 A1 WO 2013107549A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switch
driver circuit
output
control unit
current
Prior art date
Application number
PCT/EP2012/073858
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Mario Teufel
Original Assignee
Ams Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ams Ag filed Critical Ams Ag
Priority to US14/372,442 priority Critical patent/US9351361B2/en
Publication of WO2013107549A1 publication Critical patent/WO2013107549A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • G—PHYSICS
    • G03—PHOTOGRAPHY; CINEMATOGRAPHY; ANALOGOUS TECHNIQUES USING WAVES OTHER THAN OPTICAL WAVES; ELECTROGRAPHY; HOLOGRAPHY
    • G03B—APPARATUS OR ARRANGEMENTS FOR TAKING PHOTOGRAPHS OR FOR PROJECTING OR VIEWING THEM; APPARATUS OR ARRANGEMENTS EMPLOYING ANALOGOUS TECHNIQUES USING WAVES OTHER THAN OPTICAL WAVES; ACCESSORIES THEREFOR
    • G03B15/00—Special procedures for taking photographs; Apparatus therefor
    • G03B15/02—Illuminating scene
    • G03B15/03—Combinations of cameras with lighting apparatus; Flash units
    • G03B15/05—Combinations of cameras with electronic flash apparatus; Electronic flash units
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0087—Converters characterised by their input or output configuration adapted for receiving as input a current source
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the invention relates to a driver circuit for light-emitting diodes.
  • Driver circuits for light emitting diodes are used in multiple applications.
  • the application which is the subject of this application is the operation of a flash.
  • flashlight LEDs are used.
  • To generate a flash of certain brightness it may be desirable taking into account the currently available ⁇ flash LEDs to trigger two diodes simultaneously.
  • the application is based on a circuit with which two flashlight LEDs are operated in parallel.
  • two current sources are provided in each current path of a flash light emitting diode, flash LED.
  • Each current source is driven by a DC / DC converter, which is supplied with a supply voltage, for example from a battery.
  • the respective second current source is operated by ⁇ means of a pre-charged capacity.
  • the current for the flash LED results from the sum of the currents provided by the first and second current sources.
  • the height of the current of the second power source can then be adjusted. This requires a great deal of pre-measurements and settings based on them.
  • a regulation is necessary for this.
  • An object is therefore to provide a contrast improved driver circuit for LEDs.
  • a driver circuit for light emitting diodes comprises a first DC / DC converter having an input for supplying a supply voltage and having a first output, a second DC / DC converter having the output coupled to the first output and operable with one in advance ⁇ guided power is designed, a current source, which is connected to the first output, and a main output, which is coupled to the power source and for connecting to the
  • Light-emitting diodes is set up.
  • the first DC / DC converter is configured to operate in a current limiting mode.
  • the second DC / DC converter is set up for regulation to a nominal voltage of the current source.
  • both converters By coupling the outputs of the first and second DC / DC converters, both converters work towards the first output.
  • This first output operates the power source with which the LEDs are driven.
  • the first DC / DC converter operating in current limit mode is supplied in the connectable by a power source, for example a voltage ⁇ source, a current in a precisely defined height above the supply voltage.
  • the second DC / DC converter controls the rated voltage of the power source.
  • the driver circuit is advantageously self-regulating. Characterized in that the height of the current is limited in the current limiting ⁇ mode to a fixed value, the state of the art necessary preliminary measurements and calculations with advantage described above are no longer necessary.
  • a Rege ⁇ development of the first DC / DC converter is considerably simplified. After both DC / DC converters operate towards the first output, only one capacitor is required at that output, resulting in a reduction in material cost for the drive circuitry, including external components.
  • the rated voltage of the power source is the voltage wel ⁇ che present or during operation of the power source to these drops.
  • the driver circuit is configured to operate in a flash mode.
  • this one flash fires with the help of light-emitting diodes, for which a constant Leis ⁇ processing is provided for the LEDs on the main exit for the duration of the flash.
  • the power required to fire the flash is supplied in a constant manner from the first DC / DC converter in conjunction with the second DC / DC converter.
  • the first and second DC / DC converters are each operated at a constant frequency.
  • a voltage provided at the main output is a difference between a voltage provided at the first output and the rated voltage of the current source.
  • the light emitting diodes to be operated are flash light emitting diodes which are connected in series with one another and refer to a reference potential connection.
  • the voltage provided at the first output is normally higher than the supplied supply voltage.
  • the first DC / DC converter can be operated in the current limiting mode. This eliminates the need for further control of the first DC / DC converter required in the prior art, which enables a purely digital control of the first DC / DC converter.
  • the first DC / DC converter has a first inductive storage, which is connected to the input, a first capacitive storage, which is connected to the first output and the reference potential terminal, a first control unit, a measuring unit, and a first and a second switch.
  • the first switch is connected to the first inductive storage, the first control unit and the reference potential terminal.
  • the second switch is connected to the first inductive storage, the first control unit and the first capacitive storage.
  • the measuring unit is coupled to the first switch and the first control unit and is configured to detect a level of current through the first switch.
  • the first control unit controls the first control unit in response to a duty ratio of the first DC / DC converter alternately with the first switch closed, the first inductive Spei- rather charged by the supplied supply voltage and then in the first inductive memory stored energy with closed second switch to the first capacitive memory and the first output transmitted.
  • the detected current in the measuring unit through the first switch is a measure of a current through the first inductive storage and thus represents the current drawn from the power source by means of supply voltage ⁇ stream.
  • the first control unit is set up to limit the current through the first switch to an adjustable maximum value and to provide corresponding control signals for the first and second switches.
  • the first control unit monitors the current detected by the measuring unit through the first switch and adjusts the duty cycle of the first DC / DC converter by means of the first and second switches so that the adjustable maximum value for the current through the first switch is not exceeded becomes.
  • the first DC / DC converter is operated in the current limiting mode.
  • the second DC / DC converter has a second control unit, a third switch, which is connected to the first output and the second control unit, a fourth switch, which is connected to the third
  • the second control unit and the reference potential terminal is connected, a second inductive storage and a second capacitive storage.
  • the second inductive storage is coupled to a connection point between the third and fourth switches.
  • the second capacitive SpeI ⁇ cher is connected to the second inductive storage and the reference potential terminal.
  • the second capacitive storage is pre-charged so on the brink of ⁇ solve a flash.
  • the second capacitive memory works much like a battery with the stored charge.
  • the known operating principle of a DC / DC converter is controlled by the second STEU ⁇ erritt the third and the fourth switch ge ⁇ closed alternately, so that the stored energy in the second capacitive storage to the second inductive storage and then to the first output is transmitted.
  • the second control unit for loading ⁇ riding provide control signals for the third and fourth switches in dependence of the control is set to the rated voltage of the power source.
  • the rated voltage of the current source is used by the control unit as a controlled variable to adjust the duty cycle for the second DC / DC converter by appropriate control signals for the third and fourth switch.
  • the second control unit has a proportional-integral controller.
  • the second capacitive memory has a series circuit comprising two capacitors.
  • the two capacitors each have a supercapacity. Due to the energy required in flash mode, two supercapacitors are connected in series to store the necessary energy. A super capacitance has a high capacitance value and a low internal resistance in a small area. This is particularly advantageous in the application as a buffer of charge for a flash light emitting diode.
  • the driver circuit comprises exactly one current source.
  • Figures 2A and 2B are signal diagrams for the embodiment of FIG.
  • Figure 3A shows an embodiment for the realization of
  • FIG. 3B shows signal diagrams for the embodiment according to FIG. 3A
  • Figure 4A shows an embodiment of a system of two ⁇ th DC / DC converter
  • FIG. 4B shows signal diagrams for the embodiment according to FIG. 4A.
  • FIG. 1 shows an exemplary embodiment of a Trei ⁇ berscnies according to the proposed principle.
  • the driver circuit comprises an input IN for supplying a supply voltage VBAT, a first DC / DC converter DCDC1, having a first output OUT, a second DC / DC converter DCDC2, a current source IFlash, a first output OUT and a main output LED_OUT , An output of the second DC / DC converter DCDC2 is connected to the first output OUT.
  • the current source ⁇ Flash is connected to a terminal to the first output OUT and coupled to the other terminal connected to the Hauptaus ⁇ gear LED_OUT.
  • the supply voltage VBAT is from a power source BAT, for example aroysquel ⁇ le, such as a lithium-ion battery, provided and supplied via an input capacitance Cin the input IN.
  • a power source BAT for example aroysquel ⁇ le, such as a lithium-ion battery
  • Cin the input capacitance Cin the input IN.
  • the main output LED_OUT two LEDs LED1, LED2 can be connected as shown.
  • the two light-emitting diodes LED1 and LED2 are each designed, for example, as a flashlight-emitting diode.
  • the LEDs LED1 and LED2 are connected in series with each other and connected to the reference potential terminal 10.
  • the first DC / DC converter DCDC1 comprises a first inductive storage LI, a first capacitive storage Cl, a first switch Tl, a second switch T2, a first control unit Strgl and a measuring unit M.
  • the first inductive storage LI is between the Input IN and a connection SWl connected and so on the one hand with the supply voltage VBAT and on the other hand with the first switch Tl and the coupled to the second switch T2.
  • the first switch Tl is realized here by way of example as an NMOS transistor. Its gate connection is coupled to the first control unit Strgl.
  • a drain terminal of the first switch Tl is connected via the on-circuit SW1 with the first inductive storage LI, a source terminal of the first switch Tl is connected to the measuring device M ⁇ .
  • the measuring device M is related to the reference potential terminal 10 and connected to the first control ⁇ unit Strgl.
  • the measuring unit M detects a current IL1 through the first switch Tl.
  • the second switch T2 is exemplified as a PMOS transistor whose gate is connected to the first control unit Strgl.
  • a drain connection of the second switch T2 is connected to the first inductive storage LI via the connection SW1.
  • a source terminal of the second switch T2 is connected to the first output OUT.
  • the first capacitive memory Cl is connected on the one hand to the first output OUT and on the other hand to the reference potential terminal 10.
  • At the first ka ⁇ pacitive memory Cl is a voltage VOUT.
  • the second DC / DC converter DCDC2 comprises a second capacitive storage C2, a second inductive storage L2, a third switch S1, a fourth switch S2 and a second control unit Strg2.
  • the third switch S1 is connected on the one hand to the first output OUT, on the other hand to the fourth switch S2.
  • the fourth switch S2 is referenced to the reference potential terminal 10.
  • the third and four ⁇ th switches Sl, S2 are coupled to their control with the second control unit Ctrl2.
  • the second capacitive memory C2 is on the one hand related to the reference potential terminal 10 and on the other hand connected to the second inductive memory L2.
  • the other terminal of the second inductive ⁇ ven memory L2 is connected to a connection point between SW2 third and fourth switches Sl, S2 coupled.
  • the switches Sl, S2 are also realized as MOS transistors.
  • the fourth switch S2 is designed as an NMOS transistor, while the third switch S1 is implemented as a PMOS transistor.
  • the second capacitive storage C2 is implemented by a Se ⁇ rien circuit of two capacitances SCI, SC2.
  • the capacitances SCI and SC2 are each implemented as a maximum capacity by way of example.
  • the second capacitive storage C2 is pre-charged to a voltage clamping ⁇ VSC.
  • a frequency generator VCO is shown, which is connected to the first and the second control unit Strgl, Strg2 and provides the same constant frequency for the two DC / DC converters DCDC1, DCDC2.
  • the driver circuit shown is operated in a flash mode.
  • the second capacitive memory C2 is already charged to ⁇ , so that the power source ICharge is turned off in the flash mode.
  • the LEDs running as a flashlight ⁇ leds Ledl, LED 2 are controlled so that a flash fire.
  • high power is provided in a constant manner at the main output LED_OUT.
  • the two DC / DC converters DCDC1, DCDC2 both operate in this mode on the same output, namely the first output OUT, out.
  • the first DC / DC converter DCDC1 is operated in a current limiting ⁇ mode. This means that a current supplied from the BAT Energyquel ⁇ le current is limited to an adjustable maximum value.
  • the duty cycle of the first DC / DC converter DCDC1 is thus adapted accordingly by the first control unit Strgl.
  • the first DC / DC converter DCDC1 thus supplies a current II.
  • the second DC / DC converter DCDC2 regulates to a rated voltage Vds of the current source IFlash.
  • the second DC / DC converter DCDC2 works with the energy that was previously so saved before activa ⁇ tion of the flash mode in the second capacitive storage.
  • the second control unit Ctrl2 regulates the duty cycle of the second DC / DC converter in DCDC2 Depending ⁇ ness of the rated voltage of the power source Vds ⁇ Flash, which serves as a control variable.
  • the second DC / DC converter delivers DCDC2 ei ⁇ NEN current 12th
  • a voltage VLED which is a difference between the voltage VOUT provided at the first output and the nominal voltage Vds of the current source IFlash, is provided at the main output LED_OUT.
  • the voltage VLED is at ⁇ the sum of the falling at the two LEDs LED1 and LED2 voltages.
  • the energy delivered at the main output results from the product of the voltage VLED and a current ILED.
  • the share of energy, which is supplied from the first DC / DC- converters DCDC1 is limited according to the current limiting ⁇ mode to a fixed value, while the remaining required energy is provided by the second DC / DC converter DCDC2 in a self-regulating manner.
  • DC converter DCDC1 Due to the inventive coupling of the two DC / DC converter DCDC1 and DCDC2 is advantageously achieved that single ⁇ Lich a single current source ⁇ Flash in the current path of the flash ⁇ light LEDs LED1, LED2 is required to generate a flash with the desired brightness.
  • DC converter DCDC1 is the re- alization the first control unit using Ctrl considerably simplified, since only the limitation of the current IL1 is to be monitored ⁇ surfaces due to the current limit mode of the first DC /.
  • the first and the second control unit using Ctrl, Ctrl2, the Fre ⁇ VCO frequency generator, the switches Tl, T2, Sl, S2, and implements the current sources and ⁇ Flash iCharge on a chip.
  • the remaining components are connected externally to this chip.
  • FIG. 2A shows signal diagrams for the driver circuit of FIG. 1.
  • the various signals are based on a simulation and are shown with respect to one another at a time t.
  • the lines show from top to bottom five digital control signals, the course of different currents and the course of different voltages.
  • the digital control signals are: enable_flash for activating the flash mode, a control signal ngate2 provided by the second control unit Strg2 of FIG. 1 for the fourth switch S2, also provided by the second control unit Strg2
  • Control signal pgate2 for the third switch Sl a control signal nga- tel provided by the first control unit Strgl for the first switch T1 and also from the first switch T1.
  • the currents shown are: a current IL2 through the second inductive storage L2 of the second DC / DC converter DCDC2, the current IL1 through the first inductive storage LI of the first DC / DC converter DCDC1, the current ILED passing through the light emitting diodes LED1 , LED2, a current 12, which represents the current contribution of the second DC / DC converter DCDC2 to the current ILED, and a current II, which corresponds to the current contribution of the first DC / DC converter DCDC1 to the current ILED.
  • the voltages shown are: the voltage VOUT at the first output OUT, the voltage VLED at the main output LED_OUT, the voltage VSC falling at the second capacitive memory C2 and the supply voltage VBAT.
  • the bottom diagram shows the profile of the rated voltage VDS at the current source
  • the flash mode is activated and a flash is fired using the enable_flash signal.
  • the chip VSC at the second capacitive memory C2 decreases. Nevertheless, the voltage VLED provided at the main output remains constant.
  • the rated voltage Vds of the current source is regulated to the value of 250 mV.
  • the voltage VOUT at the first output is set as follows:
  • VOUT VLED + Vds
  • VOUT represents the value of the voltage Vout
  • VLED the value of the voltage VLED
  • Vds the value of the nominal voltage Vds.
  • the current IL2 increases. It can be clearly seen that the current IL1 remains constant due to the current limiting mode of the first DC / DC converter DCDC1.
  • the current ILED also remains constant, where ⁇ is provided by a constant power at the main output.
  • time axis has been scaled by a 275th digit, ie 1 ys on the time axis shown corresponds to 275 ys in real terms.
  • the DC / DC converters DCDC1 and DCDC2 are turned on already before the time t1, i. it is controlled to the rated voltage Vds of 250mV, but the voltage VSC is held at the nominal value of 5.8V until time tl. Only when enable_flash is set to 1, energy is taken from the supercapacitors SCI and SC2, which can be recognized by the drop of the voltage VSC.
  • enable_flash would be set to 1 and only then, for example, the circuit would regulate the rated voltage Vds of the power source to 250mV within about 500 ys. The energy required for this is provided from the beginning by the supercapacitors SCI and SC2.
  • FIG. 2B likewise shows signal diagrams for the driver circuit from FIG. 1, the time axis being scaled differently here.
  • the same simulated signals are shown one below the other as in FIG. 2A. Due to the time scaling, the digital drive signals ngate2, pgate2, ngatel and pgatel are shown in detail.
  • a value 1 of the signal or ngatel ngate2 corresponds to a closed switch Tl or S2 and that the value of Sig 1 ⁇ Nals pgatel pgate2 or an open switch T2 or Sl conforms to the proposed implementation using NMOS or PMOS Transistors.
  • the two DC / DC converters DCDC1 and DCDC2 are operated 180 ° out of phase with each other.
  • a phase has an example of the length of 250 ns. This results in a phase shift of 125 ns.
  • An adaptation of the duty cycles of the two DC / DC converters DCDC1 and DCDC2 can be seen.
  • FIG. 3A shows an exemplary embodiment for implementing the current limiting mode of the first DCDC converter DCDC1 from FIG. 1.
  • the circuit comprises a first comparator Cmpl and a logic unit LEI.
  • the first comparator Cmpl is supplied with the maximum value of the current to which the current drawn from the energy source BAT from FIG. 1 is to be limited in the form of the current Imax and the current ILl detected by the measuring device M. Once the current ILl through the first inductive memory LI has reached the level of the current Imax, the output of the first comparator Cmpl switches over. This event is forwarded by means of a signal det to the logic unit LEI. This logic unit LEI generates from the signal det the drive signal ngatel for driving the first switch Tl. This leads to the adaptation of the duty cycle of the first DC / DC converter DCDC1. The implemented in the control unit using Ctrl ⁇ the first DC / DC converter DCDC1 regulation would in other words, require a longer time Ton of the first switch Tl, but the signal det cause premature
  • the circuit shown in Figure 3A may be reali ⁇ Siert for example, within the first control unit using Ctrl of FIG. 1
  • FIG. 3B shows signal diagrams for the circuit of FIG. 3A.
  • the Fre ⁇ VCO frequency generator of Figure 1 generates the sawtooth reference voltage Vcmp at a constant frequency.
  • the points of intersection of the first error voltage Vfl with the rising sawtooth of the reference voltage Vcmp determine the times for switching off the ngatel signal. If a pulse of the signal det earlier than these ⁇ OFF points in time, the ngatel signal goes to 0 and the earlier to ⁇ associated switch is opened earlier.
  • the ngatel signal is always clocked to the reference voltage Vcmp.
  • the current ILl through the first inductive storage LI applies here: where ML ⁇ the temporal change of the current ILl, VBAT the value of the supply voltage VBAT, LI the value of the inductance of the first inductive memory LI, and Ton (Tl) represent the on ⁇ switching duration of the first switch Tl.
  • VOUT represents the value of the voltage VOUT at the first output OUT
  • TON (T2) the duty cycle of the second switch T2.
  • FIG. 4A shows an exemplary embodiment for the regulation of the second DC / DC converter.
  • the circuit comprises a voltage controlled current source ICS ⁇ , a second comparator Cmp2, the second control unit Ctrl2, a driver unit TR, and a resistor R and a capacitor C.
  • the voltage controlled current source ICS are led to ⁇ a target value of the rated voltage of the power source Vds ⁇ Flash in form of voltage Vset, and the current value of the nominal voltage Vds.
  • the difference between the two voltages controls the voltage-controlled current source ICS, which at its output provides a fault current If. This is amplified, for example by 100 ⁇ / V.
  • the fault current If is integrated by means of the RC element R, C to form a second fault voltage Vf2.
  • This second error voltage Vf2 is compared in the second comparator Cmp2 with the reference voltage Vcmp.
  • the result signal is the second control unit Ctrl2 supplied ⁇ leads.
  • the drive signals ngate2 and pgate2 for the third and fourth switches S1, S2 are generated therefrom by means of the driver unit Tr. Since MOS transistors with a large capacitance are used for the third and fourth switches, a corresponding current driver, namely the driver unit Tr, is provided, which realizes the desired short switching times in the ns range.
  • the voltage-controlled current source ICS, together with the RC element and the second comparator Cmp2 realize a proportional-integral, PI, controller.
  • the PI controller may be implemented within or outside ⁇ half the second control unit Ctrl2.
  • FIG. 4B shows signal diagrams for the circuit of FIG. 4A. Shown is the comparison voltage Vcmp, the second Def ⁇ lerhard Vf2, and the signals are ngate2 and pgate2. The intersections of the error voltage Vf2 with the ascending branch of the sawtooth of Vcmp respectively determine the off ⁇ switching times of the signal ngate2. If the signal ngate2 goes to 0, then the fourth switch S2 is opened. Has already reached the target value of Vcom, the nominal clamping ⁇ voltage Vds, the value of the fault current If is equal to 0. Thus, the second error voltage Vf2 remains constant. The duty cycle of the fourth switch S2 is then also constant. The controller is a swinging. For the duty cycle of the fourth switch T2, the following applies: wherein sound (S2) represents the ON time of the fourth switch T2 and T represents the period of the signal pgate2.
  • Vcmpl Vfl
  • Vcmp2 Vf2 voltage

Abstract

In einer Ausführungsform weist eine Treiberschaltung für Leuchtdioden einen ersten DCDC-Wandler (DCDC1) mit einem Eingang (IN) zum Zuführen einer Versorgungsspannung (VBAT) und mit einem ersten Ausgang (OUT), einen zweiten DCDC-Wandler (DCDC2), der ausgangsseitig mit dem ersten Ausgang (OUT) gekoppelt und der zum Betrieb mit einer vorab zugeführten Energie ausgelegt ist, eine Stromquelle (IFlash), die mit dem ersten Ausgang (OUT) verbunden ist und einen Hauptausgang (LED_OUT), der mit der Stromquelle (IFlash) gekoppelt und zum Verbinden mit den Leuchtdioden eingerichtet ist, auf. Der erste DCDC-Wandler (DCDC1) ist zum Betrieb in einem Strombegrenzungsmodus eingerichtet. Der zweite DCDC-Wandler (DCDC2) ist zur Regelung auf eine Nennspannung (Vds) der Stromquelle (IFlash) eingerichtet.

Description

Beschreibung
TREIBERSCHALTUNG FÜR LEUCHTDIODEN Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für Leuchtdioden .
Treiberschaltungen für Leuchtdioden werden in vielfachen Anwendungen eingesetzt. Die Anwendung, die Gegenstand dieser Anmeldung ist, ist der Betrieb eines Blitzlichts. Hierfür werden Blitzlichtleuchtdioden verwendet. Um einen Blitz bestimmter Helligkeit zu erzeugen, kann es unter Berücksichti¬ gung der derzeit verfügbaren Blitzlichtleuchtdioden wünschenswert sein, gleichzeitig zwei Dioden auszulösen.
Die Anmeldung geht von einer Schaltung aus, mit der zwei Blitzlichtleuchtdioden in Parallelschaltung betrieben werden. Hierfür sind in jedem Strompfad einer Blitzlichtleuchtdiode, Blitzlicht-LED, zwei Stromquellen vorgesehen. Je eine Strom- quelle wird von einem DC/DC-Wandler, der mit einer Versorgungsspannung, beispielsweise von einer Batterie, gespeist wird, angesteuert. Die jeweilige zweite Stromquelle wird mit¬ tels einer vorab aufgeladenen Kapazität betrieben. Der Strom für die Blitzlicht-LED ergibt sich aus der Summe der von der ersten und zweiten Stromquelle bereitgestellten Ströme. Um die Höhe der jeweiligen Einzelströme einzustellen, ist die Kenntnis der Höhe der von der Batterie verfügbaren Energie erforderlich. Damit kann anschließend die Höhe des Stroms der zweiten Stromquelle eingestellt werden. Dies erfordert einen hohen Aufwand an Vorabmessungen und darauf aufsetzenden Einstellungen. In beiden DC/DC-Wandlern ist hierfür eine Regelung notwendig. Eine Aufgabe besteht folglich darin, eine demgegenüber verbesserte Treiberschaltung für Leuchtdioden anzugeben.
Die Aufgabe wird gelöst durch die Treiberschaltung für
Leuchtdioden des Patentanspruchs 1. Weiterbildungen und Aus¬ gestaltungen sind jeweils Gegenstände der abhängigen Patent¬ ansprüche .
In einer Ausführungsform weist eine Treiberschaltung für Leuchtdioden einen ersten DC/DC-Wandler mit einem Eingang zum Zuführen einer Versorgungsspannung und mit einem ersten Ausgang, einen zweiten DC/DC-Wandler, der ausgangsseitig mit dem ersten Ausgang gekoppelt und zum Betrieb mit einer vorab zu¬ geführten Energie ausgelegt ist, eine Stromquelle, die mit dem ersten Ausgang verbunden ist, und einen Hauptausgang, der mit der Stromquelle gekoppelt und zum Verbinden mit den
Leuchtdioden eingerichtet ist, auf. Der erste DC/DC-Wandler ist zum Betrieb in einem Strombegrenzungsmodus eingerichtet. Der zweite DC/DC-Wandler ist zur Regelung auf eine Nennspan- nung der Stromquelle eingerichtet.
Durch die Kopplung der Ausgänge von erstem und zweitem DC/DC- Wandler arbeiten beide Wandler auf den ersten Ausgang hin. Dieser erste Ausgang betreibt die Stromquelle, mit der die Leuchtdioden angesteuert werden. Dabei wird der erste DC/DC- Wandler im Strombegrenzungsmodus betrieben, in dem von einer anschließbaren Energiequelle, beispielsweise einer Spannungs¬ quelle, ein Strom in genau festgelegter Höhe über die Versorgungsspannung zugeführt wird. Der zweite DC/DC-Wandler regelt auf die Nennspannung der Stromquelle. Dadurch wird, abhängig von einem Tastverhältnis des ersten DC/DC-Wandlers , mehr oder weniger des für die Leuchtdioden benötigten Stroms vom ersten DC/DC-Wandler bereitgestellt, während der Rest der benötigten Energie vom zweiten DC/DC-Wandler geliefert wird.
Folglich ist die Treiberschaltung mit Vorteil selbstregulie- rend. Dadurch, dass die Höhe des Stroms im Strombegrenzungs¬ modus auf einen festen Wert begrenzt ist, sind die im oben beschriebenen Stand der Technik notwendigen Vorabmessungen und Berechnungen mit Vorteil nicht mehr notwendig. Eine Rege¬ lung des ersten DC/DC-Wandlers vereinfacht sich erheblich. Nachdem beide DC/DC-Wandler auf den ersten Ausgang hin arbeiten, ist lediglich ein Kondensator an diesem Ausgang erforderlich, was zu einer Reduzierung der Materialkosten für die Treiberschaltung einschließlich externer Bauteile führt. Die Nennspannung der Stromquelle ist diejenige Spannung, wel¬ che während des Betriebs der Stromquelle an dieser anliegt oder abfällt.
In einer weiteren Ausführungsform ist die Treiberschaltung zum Betrieb in einem Blitzlichtmodus eingerichtet. In diesem wird mit Hilfe der Leuchtdioden ein Blitz ausgelöst, wofür am Hauptausgang für die Dauer des Blitzes eine konstante Leis¬ tung für die Leuchtdioden bereitgestellt wird. Die für das Auslösen des Blitzes erforderliche Leistung wird in konstanter Art und Weise vom ersten DC/DC-Wandler in Zusammenwirken mit dem zweiten DC/DC-Wandler geliefert.
In einer Weiterbildung sind der erste und der zweite DC/DC- Wandler jeweils mit einer konstanten Frequenz betrieben.
In einem Beispiel werden der erste und der zweite
DC/DC_Wandler jeweils mit derselben Frequenz betrieben. In einer weiteren Ausführungsform ist eine am Hauptausgang bereitgestellte Spannung eine Differenz aus einer am ersten Ausgang bereitgestellten Spannung und der Nennspannung der Stromquelle.
In einer Weiterbildung sind die zu betreibenden Leuchtdioden Blitzlichtleuchtdioden, die miteinander in Reihe geschalten und auf einen Bezugspotentialanschluss bezogen sind.
Aufgrund der Reihenschaltung der Dioden ist die am ersten Ausgang bereitgestellte Spannung normalerweise höher als die zugeführte Versorgungsspannung. Infolge dessen kann der erste DC/DC-Wandler im Strombegrenzungsmodus betrieben werden. So- mit entfällt die im Stand der Technik erforderliche weitere Regelung des ersten DC/DC-Wandlers , was eine rein digitale Steuerung des ersten DC/DC-Wandlers ermöglicht.
In einer Weiterbildung weist der erste DC/DC-Wandler einen ersten induktiven Speicher, der mit dem Eingang verbunden ist, einen ersten kapazitiven Speicher, der mit dem ersten Ausgang und dem Bezugspotentialanschluss verbunden ist, eine erste Steuereinheit, eine Messeinheit, und einen ersten und einen zweiten Schalter auf. Der erste Schalter ist mit dem ersten induktiven Speicher, der ersten Steuereinheit und dem Bezugspotentialanschluss verbunden. Der zweite Schalter ist mit dem ersten induktiven Speicher, der ersten Steuereinheit und dem ersten kapazitiven Speicher verbunden. Die Messeinheit ist mit dem ersten Schalter und der ersten Steuereinheit gekoppelt und ist zum Erfassen einer Höhe eines Stroms durch den ersten Schalter eingerichtet. Gemäß dem bekannten Funktionsprinzip eines DC/DC-Wandlers wird gesteuert von der ersten Steuereinheit in Abhängigkeit eines Tastverhältnisses des ersten DC/DC-Wandlers abwechselnd bei geschlossenem ersten Schalter der erste induktive Spei- eher von der zugeführten Versorgungsspannung aufgeladen und anschließend die im ersten induktiven Speicher gespeicherte Energie bei geschlossenem zweiten Schalter auf den ersten kapazitiven Speicher sowie den ersten Ausgang übertragen. Der in der Messeinheit erfasste Strom durch den ersten Schalter ist ein Maß für einen Strom durch den ersten induktiven Speicher und repräsentiert somit den von der Energiequelle mit¬ tels Versorgungsspannung entnommenen Strom.
In einer Weiterbildung ist die erste Steuereinheit dazu ein- gerichtet, den Strom durch den ersten Schalter auf einen einstellbaren Maximalwert zu begrenzen und dementsprechende Steuersignale für den ersten und zweiten Schalter bereitzustellen . Die erste Steuereinheit überwacht den von der Messeinheit er- fassten Strom durch den ersten Schalter und passt das Tastverhältnis des ersten DC/DC-Wandlers mit Hilfe des ersten und zweiten Schalters so an, dass der einstellbare Maximalwert für den Strom durch den ersten Schalter nicht überschritten wird. Dadurch wird der erste DC/DC-Wandler im Strombegrenzungsmodus betrieben.
In einer weiteren Ausführungsform weist der zweite DC/DC- Wandler eine zweite Steuereinheit, einen dritten Schalter, der mit dem ersten Ausgang und der zweiten Steuereinheit verbunden ist, einen vierten Schalter, der mit dem dritten
Schalter, der zweiten Steuereinheit und dem Bezugspotential- anschluss verbunden ist, einen zweiten induktiven Speicher und einen zweiten kapazitiven Speicher auf. Der zweite induktive Speicher ist mit einem Verbindungspunkt zwischen drittem und viertem Schalter gekoppelt. Der zweite kapazitive Spei¬ cher ist mit dem zweiten induktiven Speicher und dem Bezugs- potentialanschluss verbunden.
Der zweite kapazitive Speicher wird vorab, also vor dem Aus¬ lösen eines Blitzes aufgeladen. Im Blitzlichtmodus arbeitet der zweite kapazitive Speicher ähnlich wie eine Batterie mit der gespeicherten Ladung. Gemäß dem bekannten Funktionsprin- zip eines DC/DC-Wandlers wird gesteuert von der zweiten Steu¬ ereinheit abwechselnd der dritte und der vierte Schalter ge¬ schlossen, sodass die im zweiten kapazitiven Speicher gespeicherte Energie auf den zweiten induktiven Speicher und anschließend auf den ersten Ausgang übertragen wird.
In einer Weiterbildung ist die zweite Steuereinheit zum Be¬ reitstellen von Ansteuersignalen für den dritten und vierten Schalter in Abhängigkeit der Regelung auf die Nennspannung der Stromquelle eingerichtet.
Die Nennspannung der Stromquelle dient der Steuereinheit als Regelgröße um das Tastverhältnis für den zweiten DC/DC- Wandler durch entsprechende Ansteuersignale für den dritten und vierten Schalter anzupassen.
In einer weiteren Ausführungsform weist die zweite Steuereinheit einen Proportional-Integral-Regler auf.
In einer Weiterbildung weist der zweite kapazitive Speicher eine Reihenschaltung umfassend zwei Kapazitäten auf.
In einer weiteren Ausführungsform weisen die zwei Kapazitäten jeweils eine Superkapazität auf. Aufgrund der im Blitzlichtmodus benötigten Energie werden zwei Superkapazitäten in Reihe geschaltet zur Speicherung der notwendigen Energie verwendet. Eine Superkapazität weist auf kleiner Fläche einen hohen Kapazitätswert und einen geringen Innenwiderstand auf. Dies ist besonders vorteilhaft in der Anwendung als Zwischenspeicher von Ladung für eine Blitzlichtleuchtdiode . In einer Weiterbildung umfasst die Treiberschaltung genau die eine Stromquelle.
Im Strompfad der zu betreibenden Leuchtdioden ist in dieser Ausführung keine weitere Stromquelle vorgesehen.
Die Erfindung wird nachfolgend mit Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente und Schaltungsteile tragen glei¬ che Bezugszeichen. Insoweit sich Schaltungsteile in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der Figuren wiederholt. Es zeigen:
Figur 1 eine beispielhafte Ausführungsform einer Treiberschaltung nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
Figur 2A und 2B Signaldiagramme zur Ausführungsform von Figur
1,
Figur 3A ein Ausführungsbeispiel für die Realisierung des
Strombegrenzungsmodus ,
Figur 3B Signaldiagramme zur Ausführungsform gemäß Figur 3A, Figur 4A ein Ausführungsbeispiel für eine Regelung des zwei¬ ten DC/DC-Wandlers und
Figur 4B Signaldiagramme zur Ausführungsform gemäß Figur 4A.
Figur 1 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Trei¬ berschaltung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Treiberschaltung umfasst einen Eingang IN zum Zuführen einer Versorgungsspannung VBAT, einen ersten DC/DC-Wandler DCDC1, mit ei- nem ersten Ausgang OUT, einen zweiten DC/DC-Wandler DCDC2, eine Stromquelle IFlash, einen ersten Ausgang OUT sowie einen Hauptausgang LED_OUT. Ein Ausgang des zweiten DC/DC-Wandlers DCDC2 ist mit dem ersten Ausgang OUT verbunden. Die Stromquelle IFlash ist mit einem Anschluss mit dem ersten Ausgang OUT verbunden und mit dem anderen Anschluss mit dem Hauptaus¬ gang LED_OUT gekoppelt. Die Versorgungsspannung VBAT ist von einer Energiequelle BAT, beispielsweise einer Spannungsquel¬ le, wie einem Lithium-Ionen-Akkumulator, bereitgestellt und über eine Eingangskapazität Cin dem Eingang IN zugeführt. Am Hauptausgang LED_OUT sind zwei Leuchtdioden LED1, LED2 wie dargestellt anschließbar. Die zwei Leuchtdioden LED1 und LED2 sind beispielsweise jeweils als eine Blitzlichtleuchtdiode ausgeführt. Die Leuchtdioden LED1 und LED2 sind zueinander in Reihe geschaltet und mit dem Bezugspotentialanschluss 10 ver- bunden.
Der erste DC/DC-Wandler DCDC1 umfasst einen ersten induktiven Speicher LI, einen ersten kapazitiven Speicher Cl, einen ersten Schalter Tl, einen zweiten Schalter T2, eine erste Steu- ereinheit Strgl und eine Messeinheit M. Der erste induktive Speicher LI ist zwischen den Eingang IN und einen Anschluss SWl geschaltet und so einerseits mit der Versorgungsspannung VBAT und andererseits mit dem ersten Schalter Tl und dem zweiten Schalter T2 gekoppelt. Der erste Schalter Tl ist hier beispielhaft realisiert als NMOS-Transistor . Dessen Ga- teanschluss ist mit der ersten Steuereinheit Strgl gekoppelt. Ein Drainanschluss des ersten Schalters Tl ist über den An- schluss SW1 mit dem ersten induktiven Speicher LI verbunden, ein Sourceanschluss des ersten Schalters Tl ist mit der Mess¬ einrichtung M verbunden. Die Messeinrichtung M ist auf den Bezugspotentialanschluss 10 bezogen und mit der ersten Steu¬ ereinheit Strgl verbunden. Die Messeinheit M erfasst einen Strom IL1 durch den ersten Schalter Tl. Der zweite Schalter T2 ist beispielhaft als PMOS-Transistor ausgeführt, dessen Gateanschluss mit der ersten Steuereinheit Strgl verbunden ist. Ein Drainanschluss des zweiten Schalters T2 ist über den Anschluss SW1 mit dem ersten induktiven Speicher LI verbun- den. Ein Sourceanschluss des zweiten Schalters T2 ist mit dem ersten Ausgang OUT verbunden. Der erste kapazitive Speicher Cl ist einerseits mit dem ersten Ausgang OUT und andererseits mit dem Bezugspotentialanschluss 10 verbunden. Am ersten ka¬ pazitiven Speicher Cl liegt eine Spannung VOUT an.
Der zweite DC/DC-Wandler DCDC2 umfasst einen zweiten kapazitiven Speicher C2, einen zweiten induktiven Speicher L2, einen dritten Schalter Sl, einen vierten Schalter S2 und eine zweite Steuereinheit Strg2. Der dritte Schalter Sl ist einer- seits mit dem ersten Ausgang OUT, andererseits mit dem vierten Schalter S2 verbunden. Der vierte Schalter S2 ist auf den Bezugspotentialanschluss 10 bezogen. Der dritte und der vier¬ te Schalter Sl, S2 sind jeweils zu ihrer Ansteuerung mit der zweiten Steuereinheit Strg2 gekoppelt. Der zweite kapazitive Speicher C2 ist einerseits auf den Bezugspotentialanschluss 10 bezogen und andererseits mit dem zweiten induktiven Speicher L2 verbunden. Der andere Anschluss des zweiten indukti¬ ven Speichers L2 ist mit einem Verbindungspunkt SW2 zwischen drittem und viertem Schalter Sl, S2 gekoppelt. Die Schalter Sl, S2 sind ebenfalls als MOS-Transistoren realisiert. Dabei ist der vierte Schalter S2 als NMOS-Transistor ausgeführt, während der dritte Schalter Sl als PMOS-Transistor realisiert ist. Der zweite kapazitive Speicher C2 wird durch eine Se¬ rienschaltung von zwei Kapazitäten SCI, SC2 implementiert. Die Kapazitäten SCI und SC2 sind beispielhaft jeweils als Su- perkapazität ausgeführt. Der zweite kapazitive Speicher C2 wird vorab auf eine Span¬ nung VSC aufgeladen.
Des Weiteren ist dargestellt ein Frequenzgenerator VCO, der mit der ersten und der zweiten Steuereinheit Strgl, Strg2 verbunden ist und für die beiden DC/DC-Wandler DCDC1, DCDC2 jeweils dieselbe konstante Frequenz bereitstellt.
Zudem ist eine weitere Stromquelle ICharge dargestellt, wel¬ che für das Aufladen des zweiten kapazitiven Speichers C2 vorab auf die Spannung VCS benötigt wird. Das Aufladen wird über einen Anschluss BAL überwacht, so dass ein Überladen ei¬ ner der beiden Superkapazitäten SCI oder SC2 vermieden wird.
Die gezeigte Treiberschaltung wird in einem Blitzlichtmodus betrieben. Der zweite kapazitive Speicher C2 ist bereits auf¬ geladen, so dass die Stromquelle ICharge im Blitzlichtmodus abgeschaltet ist. In diesem Modus werden die als Blitzlicht¬ leuchtdioden ausgeführten Leuchtdioden LEDl, LED2 so angesteuert, dass ein Blitz ausgelöst wird. Dazu wird am Haupt- ausgang LED_OUT eine hohe Leistung in konstanter Art und Weise bereitgestellt. Die beiden DC/DC-Wandler DCDC1, DCDC2 arbeiten in diesem Modus beide auf den gleichen Ausgang, nämlich den ersten Ausgang OUT, hin. Der erste DC/DC-Wandler DCDC1 wird in einem Strombegrenzungs¬ modus betrieben. Dies bedeutet, dass ein von der Energiequel¬ le BAT gelieferter Strom auf einen einstellbaren Maximalwert begrenzt wird. Dies wird erreicht durch laufende Messung des Stroms IL1 durch den ersten Schalter Tl mittels der Messeinheit M und eine daran ausgerichtete Ansteuerung des ersten und zweiten Schalters Tl, T2. Das Tastverhältnis des ersten DC/DC-Wandlers DCDC1 wird also von der ersten Steuereinheit Strgl entsprechend angepasst. Der erste DC/DC-Wandler DCDC1 liefert somit einen Strom II.
Der zweite DC/DC-Wandler DCDC2 regelt auf eine Nennspannung Vds der Stromquelle IFlash. Der zweite DC/DC-Wandler DCDC2 arbeitet dabei mit der Energie, die vorab, also vor Aktivie¬ rung des Blitzlichtmodus im zweiten kapazitiven Speicher gespeichert wurde. Die zweite Steuereinheit Strg2 regelt das Tastverhältnis des zweiten DC/DC-Wandlers DCDC2 in Abhängig¬ keit der Nennspannung Vds der Stromquelle IFlash, welche als Regelgröße dient. Der zweite DC/DC-Wandler DCDC2 liefert ei¬ nen Strom 12.
Am Hauptausgang LED_OUT wird folglich eine Spannung VLED, welche eine Differenz aus der am ersten Ausgang bereitge- stellten Spannung VOUT und der Nennspannung Vds der Stromquelle IFlash ist, bereitgestellt. Die Spannung VLED ist zu¬ dem die Summe der an den beiden Leuchtdioden LED1 und LED2 abfallenden Spannungen. Die am Hauptausgang abgegebene Energie ergibt sich aus dem Produkt der Spannung VLED und einem Strom ILED. Der Anteil der Energie, welcher vom ersten DC/DC- Wandler DCDC1 geliefert wird, ist gemäß dem Strombegrenzungs¬ modus auf einen festen Wert begrenzt, während die restliche benötigte Energie vom zweiten DC/DC-Wandler DCDC2 in einer selbstregulierenden Art und Weise bereitgestellt wird.
Durch die erfindungsgemäße Kopplung der zwei DC/DC-Wandler DCDC1 und DCDC2 wird vorteilhafterweise erreicht, dass ledig¬ lich eine einzige Stromquelle IFlash im Strompfad der Blitz¬ licht-LEDs LED1, LED2 benötigt wird, um einen Blitz mit der gewünschten Helligkeit zu erzeugen. Zudem wird aufgrund des Strombegrenzungsmodus des ersten DC/DC-Wandlers DCDC1 die Re- alisierung der ersten Steuereinheit Strgl erheblich vereinfacht, da lediglich die Begrenzung des Stroms IL1 zu überwa¬ chen ist.
In einer möglichen Realisierung der Treiberschaltung sind die erste und die zweite Steuereinheit Strgl, Strg2, der Fre¬ quenzgenerator VCO, die Schalter Tl, T2, Sl, S2, sowie die Stromquellen IFlash und ICharge auf einem Chip implementiert. Die übrigen Komponenten werden extern an diesen Chip angeschlossen .
Figur 2A zeigt Signaldiagramme zur Treiberschaltung von Figur 1. Die verschiedenen Signale basieren auf einer Simulation und sind untereinander in Bezug zu einer Zeit t dargestellt. Die Zeilen zeigen von oben nach unten fünf digitale Steuer- Signale, den Verlauf verschiedener Ströme und den Verlauf verschiedener Spannungen. Die digitalen Steuersignale sind: enable_flash zum Aktivieren des Blitzlichtmodus, ein von der zweiten Steuereinheit Strg2 aus Figur 1 bereitgestelltes Steuersignal ngate2 für den vierten Schalter S2, ein eben- falls von der zweiten Steuereinheit Strg2 bereitgestelltes
Steuersignal pgate2 für den dritten Schalter Sl, ein von der ersten Steuereinheit Strgl bereitgestelltes Steuersignal nga- tel für den ersten Schalter Tl und ein ebenfalls von der ers- ten Steuereinheit Strgl bereitgestelltes Steuersignal pgatel für den zweiten Schalter T2. Details der digitalen Steuersignale, speziell für die Schalter Tl, T2, Sl, S2, sind aus Fi¬ gur 2B ersichtlich.
Die dargestellten Ströme sind: Ein Strom IL2 durch den zweiten induktiven Speicher L2 des zweiten DC/DC-Wandlers DCDC2, der Strom IL1 durch den ersten induktiven Speicher LI des ersten DC/DC-Wandlers DCDC1, der Strom ILED, welcher durch die Leuchtdioden LED1, LED2 fließt, ein Strom 12, welcher den Strombeitrag des zweiten DC/DC-Wandlers DCDC2 zum Strom ILED repräsentiert, sowie ein Strom II, welcher dem Strombeitrag des ersten DC/DC-Wandlers DCDC1 zum Strom ILED entspricht. Die gezeigten Spannungen sind: Die Spannung VOUT am ersten Ausgang OUT, die Spannung VLED am Hauptausgang LED_OUT, die Spannung VSC, welche am zweiten kapazitiven Speicher C2 abfällt und die Versorgungsspannung VBAT. Im untersten Diagramm ist der Verlauf der Nennspannung VDS an der Stromquelle
IFlash dargestellt.
Vor einem Zeitpunkt tl wird im Wesentlichen der zweite kapa¬ zitive Speicher C2, also dessen Superkapazitäten SCI und SC2 auf den gewünschten Wert, hier in etwa 5,8 V aufgeladen. Die Nennspannung Vds der Stromquelle wird auf einen beispielhaf¬ ten Wert von 250 mV eingestellt. Alle übrigen Spannungen und Ströme erreichen vor dem Zeitpunkt tl in einem eingeschwunge¬ nen Zustand jeweils einen stabilen Wert, sodass für das Aus¬ lösen des Blitzes in der Treiberschaltung stabile Verhältnis- se vorliegen.
Zum Zeitpunkt tl wird mit Hilfe des Signals enable_flash der Blitzlichtmodus aktiviert und ein Blitz ausgelöst. Die Span- nung VSC am zweiten kapazitiven Speicher C2 sinkt. Trotzdem bleibt die am Hauptausgang bereitgestellte Spannung VLED konstant. Die Nennspannung Vds der Stromquelle wird auf den Wert von 250 mV geregelt. Die Spannung VOUT am ersten Ausgang stellt sich wie folgt ein:
VOUT = VLED + Vds;
Dabei repräsentiert VOUT den Wert der Spannung Vout, VLED den Wert der Spannung VLED und Vds den Wert der Nennspannung Vds.
Da die Spannung VSC sinkt, steigt folglich der Strom IL2. Es ist deutlich zu erkennen, dass der Strom IL1 aufgrund des Strombegrenzungsmodus des ersten DC/DC-Wandlers DCDC1 kon- stant bleibt. Der Strom ILED bleibt ebenfalls konstant, wo¬ durch eine konstante Leistung am Hauptausgang bereitgestellt wird .
Bei den Signalen ist zu beachten, dass aufgrund der Dauer der Simulation die Zeitachse mit einem 275igstel skaliert wurde, das heißt 1 ys auf der dargestellten Zeitachse entspricht in real 275 ys .
In der dargestellten Simulation werden die DC/DC-Wandler DCDC1 und DCDC2 schon vor dem Zeitpunkt tl eingeschaltet, d.h. es wird auf die Nennspannung Vds von 250mV geregelt, die Spannung VSC wird jedoch bis zum Zeitpunkt tl auf dem Nennwert von 5,8 V festgehalten. Erst wenn enable_flash auf 1 gesetzt wird, wird Energie aus den Superkapazitäten SCI und SC2 entnommen, was am Abfall der Spannung VSC zu erkennen ist.
Dies wurde für die gezeigte Simulation so realisiert, um die Verlustleistung des gesamten Chips abschätzen zu können. Im realen Fall würde enable_flash auf 1 gesetzt werden und erst dann würde die Schaltung beispielsweise innerhalb von ca. 500ys die Nennspannung Vds der Stromquelle auf 250mV regeln. Die hierfür benötigte Energie wird dabei von Anfang an von den Superkapazitäten SCI und SC2 bereitgestellt.
Figur 2B zeigt ebenfalls Signaldiagramme zur Treiberschaltung aus Figur 1, wobei hier die Zeitachse anders skaliert ist. Es sind untereinander die gleichen simulierten Signale dargestellt wie in Figur 2A. Aufgrund der zeitlichen Skalierung sind die digitalen Ansteuersignale ngate2, pgate2, ngatel und pgatel im Detail gezeigt. Dabei ist zu beachten, dass ein Wert 1 des Signals ngatel oder ngate2 einem geschlossenen Schalter Tl oder S2 entspricht und dass der Wert 1 des Sig¬ nals pgatel oder pgate2 einem offenen Schalter T2 oder Sl entspricht aufgrund der vorgeschlagenen Realisierung mittels NMOS- beziehungsweise PMOS-Transistoren .
Es ist zu erkennen, dass die beiden DC/DC-Wandler DCDC1 und DCDC2 um 180° phasenverschoben zueinander betrieben werden. Eine Phase hat hier beispielhaft die Länge von 250 ns . Daraus ergibt sich eine Phasenverschiebung von 125 ns . Auch eine Anpassung der Tastverhältnisse der beiden DC/DC-Wandler DCDC1 und DCDC2 ist zu erkennen.
Figur 3A zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Realisierung des Strombegrenzungsmodus des ersten DCDC-Wandlers DCDC1 aus Figur 1. Die Schaltung umfasst einen ersten Komparator Cmpl und eine Logikeinheit LEI.
Dem ersten Komparator Cmpl sind der Maximalwert des Stroms, auf den der von der Energiequelle BAT aus Figur 1 entnommene Strom begrenzt werden soll, in Form des Stroms Imax sowie der mit der Messeinrichtung M erfasste Strom ILl zugeführt. Sobald der Strom ILl durch den ersten induktiven Speicher LI die Höhe des Stroms Imax erreicht hat, schaltet der Ausgang des ersten Komparators Cmpl um. Dieses Ereignis wird mittels eines Signals det an die Logikeinheit LEI weitergeleitet. Diese Logikeinheit LEI erzeugt aus dem Signal det das Ansteu- ersignal ngatel zur Ansteuerung des ersten Schalters Tl. Dies führt zur Anpassung des Tastverhältnisses des ersten DC/DC- Wandlers DCDC1. Anders ausgedrückt würde die in der Steuer¬ einheit Strgl des ersten DC/DC-Wandlers DCDC1 implementierte Regelung eine längere Einschaltzeit Ton des ersten Schalters Tl verlangen, das Signal det bewirkt jedoch ein vorzeitiges
Abschalten des ersten Schalters Tl, wodurch der Strom IL1 begrenzt wird.
Die in Figur 3A dargestellte Schaltung kann beispielsweise innerhalb der ersten Steuereinheit Strgl von Figur 1 reali¬ siert sein.
Figur 3B zeigt Signaldiagramme zur Schaltung von Figur 3A. Im Verlauf zurzeit t sind dargestellt der Verlauf einer Ver- gleichsspannung Vcmp sowie einer ersten Fehlerspannung Vfl, der Verlauf des Signals ngatel und des Signals det. Der Fre¬ quenzgenerator VCO aus Figur 1 generiert die sägezahnförmige Vergleichsspannung Vcmp mit einer konstanten Frequenz. Die Schnittpunkte der ersten Fehlerspannung Vfl mit dem aufstei- genden Sägezahn der Vergleichsspannung Vcmp legen die Zeitpunkte für das Ausschalten des ngatel-Signals fest. Tritt ein Impuls des Signals det früher auf als zu diesen Ausschalt¬ zeitpunkten, geht das ngatel-Signal früher auf 0 und der zu¬ gehörige Schalter wird früher geöffnet. Das ngatel-Signal ist dabei grundsätzlich auf die Vergleichsspannung Vcmp getaktet. Während der Phase, in der der erste Schalter Tl geschlossen ist, gilt dabei für den Strom ILl durch den ersten induktiven Speicher LI :
Figure imgf000019_0001
wobei MLÄ die zeitliche Änderung des Stroms ILl, VBAT den Wert der Versorgungsspannung VBAT, LI den Wert der Induktivität des ersten induktiven Speichers LI, und Ton(Tl) die Ein¬ schaltdauer des ersten Schalters Tl repräsentieren.
Während der Phase, in der der erste Schalter Tl geöffnet und der zweite Schalter T2 geschlossen ist, gilt für den Strom ILl Folgendes:
VOUT - VBAT
AILl * Ton(T2);
LI wobei VOUT den Wert der Spannung VOUT am ersten Ausgang OUT, und TON(T2) die Einschaltdauer des zweiten Schalters T2 repräsentieren .
Figur 4A zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Regelung des zweiten DC/DC-Wandlers . Die Schaltung umfasst eine spannungs¬ gesteuerte Stromquelle ICS, einen zweiten Komparator Cmp2, die zweite Steuereinheit Strg2, eine Treibereinheit TR, sowie einen Widerstand R und eine Kapazität C.
Der spannungsgesteuerten Stromquelle ICS sind ein Sollwert der Nennspannung Vds der Stromquelle IFlash in Form der Spannung VSoll, sowie der aktuelle Wert der Nennspannung Vds zu¬ geführt. Die Differenz der beiden Spannungen steuert die spannungsgesteuerte Stromquelle ICS, welche an ihrem Ausgang einen Fehlerstrom If bereitstellt. Dieser wird beispielsweise um 100 μΑ/V verstärkt. Der Fehlerstrom If wird mittels des RC-Gliedes R, C zu einer zweiten Fehlerspannung Vf2 integriert. Diese zweite Fehlerspannung Vf2 wird im zweiten Kompa- rator Cmp2 mit der Vergleichsspannung Vcmp verglichen. Das Ergebnissignal wird der zweiten Steuereinheit Strg2 zuge¬ führt. Mittels der Treibereinheit Tr werden daraus die An- steuersignale ngate2 und pgate2 für den dritten und den vierten Schalter Sl, S2 generiert. Da für die dritten und vierten Schalter jeweils MOS-Transistoren mit großer Kapazität eingesetzt werden, ist ein entsprechender Stromtreiber, nämlich die Treibereinheit Tr, vorgesehen, welche die gewünschten kurzen Schaltzeiten im ns-Bereich realisiert. Die spannungsgesteuerte Stromquelle ICS, zusammen mit dem RC- Glied und dem zweiten Komparator Cmp2 realisieren einen Proportional-Integral-, PI-, Regler. Der PI-Regler kann inner¬ halb oder außerhalb der zweiten Steuereinheit Strg2 implementiert sein.
Figur 4B zeigt Signaldiagramme zur Schaltung von Figur 4A. Dargestellt sind die Vergleichsspannung Vcmp, die zweite Feh¬ lerspannung Vf2, sowie die Signale ngate2 und pgate2. Die Schnittpunkte der Fehlerspannung Vf2 mit dem aufsteigenden Ast des Sägezahns von Vcmp bestimmen jeweils die Aus¬ schaltzeiten des Signals ngate2. Geht das Signal ngate2 auf 0, so wird der vierte Schalter S2 geöffnet. Hat die Nennspan¬ nung Vds bereits den Sollwert von VSoll erreicht, so ist der Wert des Fehlerstroms If gleich 0. Dadurch bleibt die zweite Fehlerspannung Vf2 konstant. Die Einschaltdauer des vierten Schalters S2 ist dann ebenfalls konstant. Der Regler ist ein- geschwungen. Für die Einschaltdauer des vierten Schalters T2 gilt folgendes:
Figure imgf000021_0001
wobei Ton(S2) die Einschaltdauer des vierten Schalters T2 und T die Periode des Signals pgate2 repräsentieren.
Bezugs zeichenliste 10 Bezugspotentialanschluss
Tl, T2, Sl, S2 Schalter
LI, L2 induktiver Speicher Cl, C2 kapazitiver Speicher
Strgl, Strg2 Steuereinheit
IFlash, ICharge Stromquelle
IL1, IL2, II, 12, ILED Strom
If Strom
VOUT, VBAT, VSoll Spannung
Vds, VSC, VLED Spannung
Vcmpl, Vfl, Vcmp2, Vf2 Spannung
M Messeinheit
DCDC1, DCDC2 DCDC-Wandler
SW1, SW2, BAL Anschluss
Cin, C Kapazität
OUT, LED_OUT Ausgang
SCI, SC2 Superkapazität
BAT Energiequelle
enable_flash, det Signal
ngatel, ngate2 Signal
pgatel, pgate2 Signal
Imax Maximalwert
Cmpl, Cmp2 Komparator
R Widerstand
Tr Treiber
IN Eingang
VCO Frequenzgenerator
LEI Logikeinheit
ICS Stromquelle

Claims

Patentansprüche
1. Treiberschaltung für Leuchtdioden aufweisend
- einen ersten DCDC-Wandler (DCDC1) mit einem Eingang (IN) zum Zuführen einer Versorgungsspannung (VBAT) und mit einem ersten Ausgang (OUT) ,
- einen zweiten DCDC-Wandler (DCDC2), der ausgangsseitig mit dem ersten Ausgang (OUT) gekoppelt und der zum Betrieb mit einer vorab zugeführten Energie ausgelegt ist,
- eine Stromquelle (IFlash), die mit dem ersten Ausgang (OUT) verbunden ist und
- einen Hauptausgang (LED_OUT) , der mit der Stromquelle (IFlash) gekoppelt und zum Verbinden mit den Leuchtdio¬ den eingerichtet ist,
wobei der erste DCDC-Wandler (DCDC1) zum Betrieb in ei¬ nem Strombegrenzungsmodus eingerichtet ist, und
wobei der zweite DCDC-Wandler (DCDC2) zur Regelung auf eine Nennspannung (Vds) der Stromquelle (IFlash) einge¬ richtet ist.
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1,
wobei die Treiberschaltung zum Betrieb in einem Blitzlichtmodus eingerichtet ist, in welchem mit Hilfe der Leuchtdioden ein Blitz ausgelöst wird, wofür am Hauptausgang (LED_OUT) für die Dauer des Blitzes eine konstante Leistung für die Leuchtdioden bereitgestellt wird .
3. Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
wobei der erste und der zweite DCDC-Wandler (DCDC1, DCDC2) jeweils mit einer konstanten Frequenz betrieben sind .
4. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei eine am Hauptausgang (LED_OUT) bereitgestellte Spannung (VLED) eine Differenz aus einer am ersten Ausgang (OUT) bereitgestellten Spannung (VOUT) und der Nennspannung (Vds) der Stromquelle (IFlash) ist.
5. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
wobei die zu betreibenden Leuchtdioden Blitzlicht- Leuchtdioden sind, die miteinander in Reihe geschalten und auf einen Bezugspotentialanschluss (10) bezogen sind .
6. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
wobei der erste DCDC-Wandler (DCDC1) folgendes aufweist
- einen ersten induktiven Speicher (LI), der mit dem Eingang verbunden ist,
- einen ersten kapazitiven Speicher (Cl), der mit dem ersten Ausgang (OUT) und dem Bezugspotentialanschluss (10) verbunden ist,
- eine erste Steuereinheit (Strgl),
- einen ersten Schalter (Tl), der mit dem ersten induktiven Speicher (LI), der ersten Steuereinheit (Strgl) und dem Bezugspotentialanschluss (10) verbunden ist,
- einen zweiten Schalter (T2), der mit dem ersten induktiven Speicher (LI), der ersten Steuereinheit (Strgl) und dem ersten kapazitiven Speicher (Cl) verbunden ist, und
- eine Messeinheit (M) , die mit dem ersten Schalter
(Tl) und der ersten Steuereinheit (Strgl) gekoppelt ist und zum Erfassen einer Höhe eines Stroms (IL1) durch den ersten Schalter (Tl) eingerichtet ist.
7. Treiberschaltung nach Anspruch 6, wobei die erste Steuereinheit (Strgl) dazu eingerichtet ist, den Strom (IL1) durch den ersten Schalter (Tl) auf einen einstellbaren Maximalwert (Imax) zu begrenzen, und dementsprechende Steuersignale für den ersten und zwei¬ ten Schalter (Tl, T2) bereitzustellen.
8. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7,
wobei der zweite DCDC-Wandler (DCDC2) folgendes auf¬ weist:
- eine zweite Steuereinheit (Strg2),
- einen dritten Schalter (Sl), der mit dem ersten Ausgang (OUT) und der zweiten Steuereinheit (Strg2) verbunden ist,
- einen vierten Schalter (S2), der mit dem dritten
Schalter (Sl), der zweiten Steuereinheit (Strg2) und dem Bezugspotentialanschluss (10) verbunden ist,
- einen zweiten induktiven Speicher (L2), der mit einem Verbindungspunkt (SW2) zwischen drittem und viertem Schalter (Sl, S2) gekoppelt ist, und
- einen zweiten kapazitiven Speicher (C2), der mit dem zweiten induktiven Speicher und dem Bezugspotentialanschluss (10) verbunden ist.
9. Treiberschaltung nach Anspruch 8,
wobei die zweite Steuereinheit (Strg2) zum Bereitstellen von Ansteuersignalen für den dritten und vierten Schalter (Sl, S2) in Abhängigkeit der Regelung auf die Nennspannung (Vds) der Stromquelle (IFLASH) eingerichtet ist .
10. Treiberschaltung nach Anspruch 8 oder 9,
wobei die zweite Steuereinheit (Strg2) einen Proportio- nal-Integral-Regler aufweist. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei der zweite kapazitive Speicher (C2) eine Reihen Schaltung umfassend zwei Kapazitäten (SCI, SC2) aufweist.
Treiberschaltung nach Anspruch 11,
wobei die zwei Kapazitäten (SCI, SC2) jeweils eine Su¬ per-Kapazität aufweisen.
PCT/EP2012/073858 2012-01-17 2012-11-28 Treiberschaltung für leuchtdioden WO2013107549A1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/372,442 US9351361B2 (en) 2012-01-17 2012-11-28 Driver circuit for light-emitting diodes

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102012100352.1 2012-01-17
DE102012100352A DE102012100352B3 (de) 2012-01-17 2012-01-17 Treiberschaltung für Leuchtdioden

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013107549A1 true WO2013107549A1 (de) 2013-07-25

Family

ID=47278812

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2012/073858 WO2013107549A1 (de) 2012-01-17 2012-11-28 Treiberschaltung für leuchtdioden

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9351361B2 (de)
DE (1) DE102012100352B3 (de)
WO (1) WO2013107549A1 (de)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8957601B2 (en) 2008-09-18 2015-02-17 Lumastream Canada Ulc Configurable LED driver/dimmer for solid state lighting applications
US9585211B2 (en) * 2013-09-17 2017-02-28 Skyworks Solutions, Inc. Flash-LED driver discharge control
US10164527B2 (en) 2013-12-13 2018-12-25 Nxp B.V. Closed-loop boost drivers with responsive switching control
WO2020082178A1 (en) 2018-10-26 2020-04-30 Lumastream Canada Ulc Inrush current limited ac/dc power converter apparatus and method

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005030123A1 (de) * 2005-06-28 2007-01-04 Austriamicrosystems Ag Stromversorgungsanordnung und deren Verwendung
US20090066262A1 (en) * 2005-12-12 2009-03-12 Norikazu Tateishi Light- Emitting Diode Lighting Apparatus and Vehicle Light Lighting Apparatus Using the Same
DE102009018098A1 (de) * 2009-04-20 2010-10-21 Austriamicrosystems Ag Ladeschaltung für einen Ladungsspeicher und Verfahren zum Laden eines solchen
US7969121B2 (en) * 2005-02-02 2011-06-28 Cap-Xx Limited Power supply that uses a supercapacitive device

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7075273B2 (en) * 2004-08-24 2006-07-11 Motorola, Inc. Automotive electrical system configuration using a two bus structure
DE102007014398B4 (de) * 2007-03-26 2009-07-09 Texas Instruments Deutschland Gmbh Stromversorgungsschaltkreis
DE102007051793B4 (de) * 2007-10-30 2009-08-27 Texas Instruments Deutschland Gmbh LED-Treiber mit adaptivem Algorithmus für Speicherkondensatorvorladung
DE102007054253B3 (de) * 2007-11-14 2009-07-30 Texas Instruments Deutschland Gmbh Adaptiver Algorithmus für die Leistungssteuerung einer Kamerabblitzlicht-LED als Funktion von Batterieimpedanz, Entladungszustand (SoD), Alterung, Temperatureinflüssen
US8174209B2 (en) * 2008-01-30 2012-05-08 Texas Instruments Deutschland Gmbh DC-DC converter and method for minimizing battery peak pulse loading
WO2009147601A1 (en) * 2008-06-04 2009-12-10 Nxp B.V. Dc-dc converter
US9071139B2 (en) * 2008-08-19 2015-06-30 Advanced Analogic Technologies Incorporated High current switching converter for LED applications
US8476844B2 (en) * 2008-11-21 2013-07-02 B/E Aerospace, Inc. Light emitting diode (LED) lighting system providing precise color control
US8203276B2 (en) * 2008-11-28 2012-06-19 Lightech Electronic Industries Ltd. Phase controlled dimming LED driver system and method thereof
US9167641B2 (en) * 2008-11-28 2015-10-20 Lightech Electronic Industries Ltd. Phase controlled dimming LED driver system and method thereof
CN101711081B (zh) * 2009-12-21 2013-04-03 Bcd半导体制造有限公司 Led驱动电路
US9357596B2 (en) * 2011-06-30 2016-05-31 Nokia Technologies Oy Drivers for loads such as light emitting diodes

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7969121B2 (en) * 2005-02-02 2011-06-28 Cap-Xx Limited Power supply that uses a supercapacitive device
DE102005030123A1 (de) * 2005-06-28 2007-01-04 Austriamicrosystems Ag Stromversorgungsanordnung und deren Verwendung
US20090066262A1 (en) * 2005-12-12 2009-03-12 Norikazu Tateishi Light- Emitting Diode Lighting Apparatus and Vehicle Light Lighting Apparatus Using the Same
DE102009018098A1 (de) * 2009-04-20 2010-10-21 Austriamicrosystems Ag Ladeschaltung für einen Ladungsspeicher und Verfahren zum Laden eines solchen

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ANONYMOUS: "Charge-pump and Step-up DC-DC Converster Solutions for Powering White LEDs in Series of Parallel Connections", INTERNET CITATION, 23 April 2002 (2002-04-23), XP002440940, Retrieved from the Internet <URL:http://www.maxim-ic.com/appnotes.cfm/appnote_number/1037/CMP/WP-33> [retrieved on 20070704] *

Also Published As

Publication number Publication date
US9351361B2 (en) 2016-05-24
US20150008837A1 (en) 2015-01-08
DE102012100352B3 (de) 2013-07-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2323240B1 (de) LED-Treiberschaltung
DE202017106058U1 (de) Einrichtung zum Regeln des Versorgens einer elektrischen Last mit Leistung
DE102005012625A1 (de) Verfahren sowie Schaltungsanordnung zur Ansteuerung von Leuchtdioden
EP3453231B1 (de) Kraftfahrzeug-beleuchtungseinrichtung
DE102014201615B4 (de) Multiphasen-Gleichspannungswandler und Verfahren zum Betreiben eines Multiphasen-Gleichspannungswandlers
WO2013107549A1 (de) Treiberschaltung für leuchtdioden
DE102013208720A1 (de) Leistungswandlerschaltkreis und Verfahren zum Betrieb eines Leistungswandlerschaltkreises
DE102014106869B4 (de) LED-Beleuchtungsvorrichtung und Beleuchtungsgerät
DE102019219965A1 (de) Ladungspumpenübergangsantwortoptimierung durch gesteuerte Entladung eines fliegenden Kondensators während eines Übergangs vom Umgehungs- zum Schaltmodus
DE102015101605B4 (de) LED-Treiber sowie ein System und ein Verfahren zum Betreiben von Leuchtdioden (LED)
EP2138015B1 (de) Schaltungsanordnung zum erzeugen einer hilfsspannung und zum betreiben mindestens einer entladungslampe
WO2012139846A1 (de) Wandlereinrichtung
DE102006004267B4 (de) Bordnetz für ein Fahrzeug
EP4000353A1 (de) Lichtquellen-treiberschaltung, optisches messgerät mit der lichtquellen-treiberschaltung, vorrichtung zum prüfen von wertdokumenten, und verfahren zum betreiben einer lichtquellen-last mittels der lichtquellen-treiberschaltung
WO2013010739A2 (de) Versorgungsschaltung und verfahren zur versorgung einer elektrischen last
DE102007008402A1 (de) Maximum-Power-Point-Regelung für Solarzellen
EP3662724B1 (de) Betriebsgerät für eine elektrische last und verfahren
EP2811634A1 (de) Verfahren zum Einstellen einer Stromstärke zum Betreiben einer Halbleiterlichtquelle einer Beleuchtungseinrichtung
DE102010060585B4 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zur Stromversorgung von Lasten
DE102015203950A1 (de) Betriebsgerät mit Erkennung des Wegfalls der Versorgungsspannung
DE102014108775A1 (de) Tiefsetzer sowie LED-Einrichtung, insbesondere LED-Scheinwerfer oder LED-Signallicht, mit einem solchen Tiefsetzer
EP3439159B1 (de) Reduzierung von lichtleistungsschwankungen bei einer schwellenwert-steuerung eines aktiv getakteten konverters
DE102009043553A1 (de) Schaltungsanordnung zum phasengenauen Schalten einer Wechselspannung
EP2667687B1 (de) Betriebssteuervorrichtung und Verfahren zum Betreiben einer Leuchtmittelanordnung
EP1439443A1 (de) Schaltung zur Spannungsversorgung und Verfahren zur Erzeugung einer Versorgungsspannung

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12794940

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

DPE1 Request for preliminary examination filed after expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14372442

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12794940

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1