WO2021008732A1 - Lichtquellen-treiberschaltung, optisches messgerät mit der lichtquellen-treiberschaltung, vorrichtung zum prüfen von wertdokumenten, und verfahren zum betreiben einer lichtquellen-last mittels der lichtquellen-treiberschaltung - Google Patents

Lichtquellen-treiberschaltung, optisches messgerät mit der lichtquellen-treiberschaltung, vorrichtung zum prüfen von wertdokumenten, und verfahren zum betreiben einer lichtquellen-last mittels der lichtquellen-treiberschaltung Download PDF

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Definitions

  • Light source driver circuit optical measuring device with the light source driver circuit, device for checking documents of value, and method for operating a
  • the invention relates to a light source driver circuit, an optical measuring device with the light source driver circuit, a device for checking documents of value with the light source driver circuit and a method for operating a light source load with the light source driver circuit.
  • the light source driving circuit or the optical measuring device is, for example, one
  • System component in a banknote processing machine for the recognition of machine-readable features.
  • machine-readable features are used in the case of securities, such as banknotes, passports or identity cards - hereinafter simply referred to as measurement objects - in order to be able to prove the authenticity of the measurement object.
  • the measurement object is irradiated by means of fast-switched and bright flashes of light, and a characteristic response of the measurement object to these flashes of light is evaluated. With such a method, forgeries of the measurement objects can be reliably detected.
  • a device according to the invention for checking documents of value is intended to check a large number of measurement objects in the shortest possible time.
  • Transport and processing speeds of several meters per second, in particular between 1 and 12 m / s, are desired in bank note processing machines. These processing speeds for testing an object to be measured, which is then exposed to several flashes of light, place high demands on the generation of the flashes of light.
  • the measurement objects to be tested are illuminated by means of at least one light source, in particular an LED.
  • light source driver circuits with switching regulators are usually used.
  • a general goal here is to operate a light source load with low current ripple and to lower a voltage that is required to control a light source load in order to reduce unnecessary power loss.
  • KR 2009 0060878 A and KR 10 102 88 60 B1 each propose LED driver circuits for lighting applications.
  • PWM pulse width modulation
  • None of the circuits is suitable for generating alternating pulse current values for the LED load. None of the circuits without a PWM operating mode can supply the pulse current value of the LED load of the steady state of the circuit immediately after switching on, ie application of the operating voltage. None of the circuits with PWM operating mode can supply the pulse current value of the LED load of the steady state of the circuit immediately after the PWM control pulses have been applied.
  • US 2009/0187925 A1 describes an LED driver circuit which supplies all LEDs connected in series with a constant current and ensures uniform illumination and optimal operating efficiency at low costs over a wide range of input / output voltage and temperature. Brief changes in the LED branch voltage, as would be provided for example in a pulsed current operation, would lead to a change in the LED current. This circuit is therefore not suitable for pulse operation.
  • the invention is based on the object of realizing a highly efficient operation of a light source load, in particular an LED load, in which a variation in the voltage of a switching regulator is regulated. It should be possible to operate various light source loads.
  • the number and type of light sources to be operated are not intended to be limiting.
  • Flow voltages can be compensated energy-efficiently during operation. For example, aging of an LED load or heating of an LED load or the use of fast, also cyclically varying, pulse trains - as is required, for example, in a device for checking documents of value - should not have any effect on the power consumption of the
  • a cyclically varying pulse sequence is a sequence of current pulses, which in particular can have different pulse lengths, pulse pauses and current strengths, which are repeated at fixed time intervals.
  • the object is achieved by the features described in the independent patent claims. Advantageous refinements of the invention are given in the dependent claims.
  • a light source driver circuit is proposed.
  • the light source driver circuit has a switching regulator with a voltage input for applying an input voltage and a voltage output for outputting a voltage to be regulated
  • At least one light source to be operated is provided as the light source load.
  • An LED also known as light emitting diode, or the interconnection of a plurality of LEDs that are connected in series or in parallel with one another is preferably provided as the light source load.
  • a parallel connection of several is also conceivable
  • the light source load comprises at least one other, based on the same operating principle
  • Semiconductor light source such as a laser diode, a resonant cavity light emitting diode, RC-LED for short, or an organic light-emitting diode, OLED for short.
  • Other loads such as incandescent lamps, motors or thermoelectric elements, can also be operated advantageously with the current driver according to the invention.
  • a switching regulator is a voltage regulator as the basis for an efficient voltage supply of a load, in this case the light source load, with the help of a periodically switched on electronic
  • Switching element and at least one energy store for example a capacitive one
  • the switching regulator can be a
  • the switching regulator regulates an input voltage applied (supplied) to the voltage input of the switching regulator, for example an AC input voltage or a
  • the DC output voltage also referred to as output voltage.
  • the DC output voltage preferably has a higher, lower or inverted voltage level compared to the input voltage.
  • a DC voltage regulator also referred to as a DC-DC regulator or DC power controller
  • a switching regulator which converts a DC input voltage supplied at the voltage input of the switching regulator into an output DC voltage that can be output at the voltage output of the switching regulator with a higher (buck-boost converter), lower (buck converter) or inverted voltage level.
  • a buck converter is preferably used as a switching regulator.
  • a buck converter also known as a step-down converter, regulates one at the voltage input of the Switching regulator supplied input voltage into an output voltage provided at the voltage output of the switching regulator with a - compared to the supplied input voltage - lower voltage level.
  • the switching regulator includes a control input for applying (supplying) a control voltage.
  • This control voltage sets the voltage level of the output voltage to be output by the switching regulator.
  • the voltage level of the control voltage is injectively, preferably injectively monotonically rising / falling and, in the special case, can be mapped bijectively onto the
  • the one that can be tapped off at the voltage output of the switching regulator preferably changes
  • the proportionality factor is particularly preferably negative, so that the output voltage when the
  • Control voltage decreases. This enables a particularly simple control of the switching regulator.
  • the light source driver circuit according to the invention also has a current source with a switching element and a, arranged in series with the light source load,
  • a pulse signal is applied to a control terminal of the switching element, wherein in a pulse phase of the pulse signal the switching element is switched to a first switching state in which a control terminal of the voltage controllable component is connected to a voltage source, and in a pulse pause of the pulse signal, the switching element is switched to a second switching state in which the control connection of the voltage-controllable component is not connected to the voltage source.
  • the switching element in the second switching state of the switching element, the
  • Output of the current source / current sink is defined. So with a power source a
  • a current source is an active two-terminal network in the light source driver circuit, which supplies an electrical current at its connection point to the light source load.
  • the current strength of the supplied current depends only slightly or, ideally, not at all on the electrical voltage at its connection point, so that the electrical current is almost independent of the connected light source load (the connected consumer). For example, if the voltage changes by 1 V, the current only changes by 0.1%.
  • the power source is connected in series with the light source load so that the current supplied by the power source is the current through the light source load.
  • the power source comprises a switching element, for example an electronic switch or an electromechanical switch or a mechanical switch.
  • An electronic switch for example a semiconductor switch, is preferably used.
  • the switching element is switched from a first switching state (for example closed) to a second switching state (for example open) by means of a pulse signal at its control connection.
  • the switching element In a pulse phase of the pulse signal, the switching element is switched to a first switching state.
  • the switching element In a pulse pause in the pulse signal, the switching element is switched to a second switching state.
  • the first switching state of the switching element of the current source the current source is switched to active and in the second switching state of the pulse signal, the current source is switched to inactive.
  • the pulse signal preferably a binary switching signal, is connected to a control connection of the
  • the pulse signal is, for example, an output signal from the control terminal of the
  • a switching element of the switching regulator is different from the switching element of the current source and is operated independently of the switching element of the current source by means of a pulse signal which is generated in the switching regulator itself
  • the current source also includes a voltage-controllable component, preferably a field effect transistor, or FET for short.
  • the switching element of the current source is connected with a first connection to a control connection of the voltage-controllable component.
  • the control connection of the voltage controllable Component connected to a voltage source the current source supplies in this first
  • the voltage-controllable component thus provides an output current of the current source in the first switching state.
  • the voltage level of the voltage source sets the current level of the output current of the current source.
  • the control connection of the voltage-controllable component is not connected to the voltage source; in this second switching state (open) the current source does not deliver any output current.
  • the voltage-controllable component is connected with a first connection to a connection of the light source load.
  • the output current of the power source thus flows through the light source load.
  • the output current which is set by the voltage level at the control connection of the voltage-controllable component in the pulse phase of the pulse signal and is provided by the voltage-controllable component, also flows through the light source load in the first switching state of the switching element, whereby the light source load Emits light.
  • no output current is provided by the current source, and thus no current flows through the light source load, so that the light source load does not emit any light in the second switching state.
  • the light source driver circuit has a control unit, the first input of which is connected to a first connection of the voltage-controllable component of the power source, and whose second input is connected to a second connection of the voltage-controllable component of the power source in order to prevent a voltage drop across the voltage-controllable component in the the first switching state (closed).
  • the output of the control unit is connected to the control input of the switching regulator in order to apply (provide) the control voltage to the switching regulator.
  • the control voltage is controlled by the control unit as a function of the voltage drop in the first switching state (closed) on the voltage-controllable component. This regulation of the control voltage by means of the control unit takes place in such a way that the voltage drop across the voltage-controllable component is minimal.
  • the control unit regulates the output voltage output of the switching regulator to a value which is equal to the sum of the voltage drop across the light source load plus the desired minimum voltage drop across the
  • the output voltage output of the switching regulator is regulated to a value that is equal to the sum of the voltage drop across the Light source load plus the targeted minimum voltage drop across the
  • the energy dissipated in the voltage-controllable component is reduced to a minimum, and thus the energy consumption of the light source driver circuit is reduced.
  • a variation in the output voltage of the switching regulator is compensated for.
  • this compensation enables both the number of light sources and their interconnection to one another (in series or in parallel) to be varied. Nominally different light source leakage voltages and
  • Fluctuations in the light source leakage voltages during the operation of the light source driver circuit due to aging or temperature fluctuations inside or outside the circuit (heating / cooling) are also compensated for in an energy-efficient manner.
  • the pulse signal at the control connection of the switching element of the power source is also referred to as a pulse train.
  • the pulse signal is a periodically repeating change in the
  • the current through the light source load is preferably 0 A in the pulse pause.
  • the pulse signal consists of a sequence of at least two individual pulses.
  • Each single pulse comprises a single pulse phase (eg voltage at "HIGH” level) and a single pulse pause (eg voltage at "LOW” level).
  • a single pulse phase and a single pulse pause result in a single pulse period.
  • the individual pulse periods of the at least two individual pulses are preferably of the same length, that is to say the individual pulses have a fixed frequency. This frequency is preferably between 100 Hz and 50 kHz (corresponding to a single pulse period between 20 ps and 10 ms).
  • the pulse signal can be a so-called burst signal.
  • the burst signal consists of at least one burst consisting of a limited number of individual pulses. The sum of all
  • a burst preferably consists of 5 to 50 individual pulses.
  • the burst signal can be a periodically recurring signal.
  • the period between two successive bursts is the burst pause.
  • a burst phase and a burst pause result in a burst period.
  • the burst period is preferably between 10 ms and 1 s.
  • Banknotes thus result in one burst per banknote at typical processing speeds between 1 and 12 m / s.
  • the pulse signal for switching the switching element can be a pulse-width-modulated signal so that a pulse duty factor of the pulse signal is variable.
  • the pulse duty factor indicates the ratio of the pulse phase to the pulse period duration for the periodic sequence of pulses.
  • control unit has a storage capacitor for increasing and decreasing a voltage level of the control voltage. In order to increase the control voltage, a charge is introduced into the storage capacitor. In order to reduce the control voltage, a charge is taken from the storage capacitor.
  • Storage capacitor is therefore a dynamic charge storage device.
  • the resulting average voltage across the storage capacitor is applied as a control voltage to the control input of the switching regulator. This enables fluctuations in the
  • the storage capacitor is part of a linear, time-invariant system in the control unit.
  • the storage capacitor is preferably a part of two resistor-capacitor elements, or RC elements for short, in order to create two integrating, continuous-time, linear, time-invariant transmission elements in the control unit that are easy to implement.
  • the time constant of the RC element for charging the storage capacitor must assume such a value that the highest rate of change of the storage capacitor voltage is smaller, preferably 2 times smaller than the quotient of the lowest rate of change of the switching regulator output voltage and the switching regulator proportionality factor.
  • the rate of change of the storage capacitor voltage can also be even smaller, but would then unnecessarily lengthen the adjustment phase.
  • the rate of change of the switching regulator output voltage is the quotient of the smallest light source load current in the pulse phase and the capacity of the energy store at the output of the switching regulator.
  • the dimensioning condition for the time constant ensures that at the end of the adjustment phase there is no undershoot of the switching regulator output voltage, which would lead to an excessively low voltage drop above the
  • voltage controllable component can lead, which in consequence to an undesired
  • a discharge of charges from the storage capacitor in pulse pauses is necessary so that the control unit can regulate the switching regulator output voltage to its maximum value again after switching off the light source pulses, which corresponds to the initial state.
  • the time constant of the RC element for discharging the storage capacitor should assume a value such that the switching regulator output voltage only increases by a small value in the pulse pauses.
  • the switching regulator output voltage preferably increases by less than 0.1 V in a pulse pause.
  • the voltage drop across the voltage controllable component is not greater than that
  • the time constant of charging is to be increased (to reduce the rate of change of the storage capacitor voltage), then the
  • Time constant of the discharge can be increased by the same factor in order to avoid a further increase in the power loss in the voltage-controllable component.
  • control unit has a comparison unit which provides a comparison voltage at its output as a function of the voltage drop across the voltage-controllable component.
  • the comparison voltage is preferably a binary voltage, which is a particularly simple implementation of the following
  • Control voltage setting unit allows.
  • the comparison unit can be designed as a comparator.
  • the output of the comparison unit is with an input of a
  • Control voltage setting unit connected to the control unit.
  • Such a modular design enables a more flexible design of the control unit.
  • the control voltage setting unit controls the
  • Control voltage The output of the control voltage setting unit is connected to the control input of the switching regulator in order to provide the control voltage.
  • control voltage is through the
  • Control voltage setting unit increased when the (binary) comparison voltage has a first state and the control voltage is reduced by the control voltage setting unit when the comparison voltage has a second state different from the first state.
  • the level of the comparison voltage is in steady-state operation
  • the comparison unit comprises a comparator, the first input of which is connected to the first connection of the voltage-controllable component, and a direct voltage source.
  • the first connection of the DC voltage source is connected to the second input of the comparator, and the second connection of the
  • the DC voltage source is connected as the second input of the control unit to the second connection of the voltage-controllable component.
  • the DC voltage source supplies a
  • Voltage level of the first input of the comparator is compared. Depending on the comparison result, a comparison voltage is generated at the output of the comparator
  • Comparison unit the voltage drop of the voltage controllable component with a
  • This structure is particularly space-saving and has a low power consumption.
  • a diode is in the connection between the first connection of the voltage-controllable component and the first input of the comparator
  • the diode has a blocking function in order to prevent a current flow through the light source load in the pulse pause.
  • a first connection of a storage capacitor of the comparison unit is connected to the anode of the diode, and a second connection of the
  • Storage capacitor of the comparison unit is connected to the second input of the control unit.
  • the storage capacitor of the comparison unit is different from the storage capacitor of the control voltage setting unit described above. With an alternating pulse sequence, the storage capacitor ensures that the control voltage is optimized for the highest current intensity that occurs during the pulse phase. At the highest current intensity, the lowest voltage drop occurs across the voltage-controllable component.
  • a voltage source with a high internal resistance is arranged at the connection between the anode of the diode and the first input of the comparator.
  • the voltage level of this voltage source is greater than the voltage level of the DC voltage source at the second input of the comparator.
  • the storage capacitor of the comparison unit is charged to the voltage level of the voltage source at the first input of the comparator. Due to the higher voltage level at the first input, a first state of the comparison voltage is provided at the output of the comparator.
  • the storage capacitor breaks Discharge the voltage controllable component via the diode to a voltage value which corresponds to the sum of the voltage across the voltage controllable component and the voltage level of the forward voltage of the diode in the forward direction. If this voltage level at the first input of the comparator, achieved by the discharge process, is greater than the voltage level at the second input of the comparator, the first state of the comparison voltage is initially provided at the output.
  • control unit is as
  • Computer program product implemented installed in a microcontroller.
  • the voltage drop on the voltage-controllable component is digitized by means of AD conversion and made available to the microcontroller. This generates a corresponding control voltage in accordance with the processes described here.
  • This control voltage is converted into an analog voltage signal by means of DA conversion and then fed to the switching regulator at the control input. This enables flexible reprogramming of the control parameters.
  • an optical measuring device has at least one light source for illuminating a measurement object.
  • This light source in particular an LED, is operated by means of a light source driver circuit of the type described above.
  • a pulse signal is used for the power source in order to generate cyclic pulse currents with the power source, which then also flow through the light source load and cyclically switch the light source load on and off. This cyclical switching on and off of the light source load is used to illuminate the above-mentioned measurement object.
  • the optical measuring device is used in particular for the recognition of machine-readable security features on documents of value.
  • the optical measuring device can be part of a device for checking documents of value.
  • a device for checking documents of value with a machine-readable security feature with a measuring area for receiving documents of value as test objects and an optical measuring device according to the preceding type for illuminating the security feature.
  • the device according to the invention tests a large number of measurement objects in the shortest possible time. In particular, transport speeds through the measuring range of several meters per second are provided. This stands for the testing of a measurement object, which is then tested with several
  • the device for checking documents of value also has a detector, the detector detecting a response from the security feature in response to the lighting and converting it into an electronic one
  • the device for checking documents of value also has a processor, the processor evaluating a property of the security feature (e.g. authenticity, document class) as a function of the output signal of the detector and outputting the result of the evaluation.
  • a property of the security feature e.g. authenticity, document class
  • a microprocessor (NI, 24) of the light source driver according to the invention is also preferably the processor of the device for checking documents of value.
  • a method for operating a light source load by means of a light source driver circuit according to the type described above is provided.
  • the pulse signal is first switched on to the control connection of the
  • the control unit To connect voltage source.
  • the voltage drop across the voltage-controllable component is picked up by means of the control unit.
  • the control voltage is provided by means of the control unit, the control voltage being controlled as a function of the voltage drop across the voltage-controllable component.
  • the control voltage is received in the switching regulator and the output to be controlled is output
  • Output voltage for operating the light source load using the control voltage to control a voltage level of the output voltage the output voltage preferably decreasing linearly with the control voltage.
  • Fig. 1 shows a first embodiment of a principle of a light source driver circuit according to the invention
  • Fig. 2 shows a second embodiment of a principle of a light source driver circuit according to the invention
  • Fig. 3 shows a first embodiment of a circuit for a
  • Fichtttle driver circuit according to the invention based on the principle of FIG. 1;
  • Fig. 4 shows a second embodiment of a circuit for a
  • Fichtttle driver circuit according to the invention based on the principle of FIG. 2;
  • FIG. 5 shows a first exemplary embodiment of a flow diagram of a
  • FIG. 6 shows a first voltage / current-time curve of selected signals in the light source driver circuit according to FIG. 3;
  • FIG. 7 shows a selected part of the voltage / current-time curve shown in FIG. 6;
  • FIG. 8 shows a selected portion of the voltage / current-time curve shown in FIG. 7;
  • FIG. 9 shows a second voltage-time profile of signals in the light source driver circuit according to FIG. 3;
  • FIG. 10 shows a first partial area of the voltage-time curve shown in FIG. 9;
  • FIG. 11 shows a second partial area of the voltage-time curve shown in FIG. 9;
  • FIG. 12 shows a portion of the voltage-time curve shown in FIG. 9;
  • FIG. 13 shows a portion of the voltage-time curve shown in FIG. 12; and FIG. 14 shows a partial area of the voltage-time curve shown in FIG.
  • Fig. 1 shows a first embodiment of a principle of an inventive
  • a switching regulator N8 has a voltage input N8_l for applying an input voltage U6.
  • the switching regulator N8 has a voltage output N8_2 for outputting an output voltage U5 to be regulated.
  • the switching regulator N8 has a control input N8_3 for applying a control voltage U4 to control the voltage level of the output voltage U5.
  • the voltage output N8_2 is connected to a connection of the light source load 3.
  • the light source load 3 is shown here by way of example as an LED V3. According to the invention, the operation of a plurality of LEDs is also provided as the light source load 3, which LEDs are interconnected in series or in parallel. It is also conceivable to connect several series circuits of LEDs (LED branches) in parallel, or to use other semiconductor light sources based on the same operating principle.
  • the anode of the light source load 3 is connected to the voltage output N8_2.
  • a power source 1 is provided in the light source driving circuit.
  • current source is used throughout the description of the figures regardless of a current direction at the output of current source 1 (connection Vl_l and Vl_2 of a voltage-controllable component VI).
  • power source can be interchanged with the term “current sink”.
  • the current source 1 has a switching element N3 and a voltage-controllable component VI, shown here by way of example as a field effect transistor, FET.
  • a first connection Vl_l of the FET is connected to the cathode of the light source load 3 as a current output of the current source 1.
  • a second connection Vl_2 of the FET is connected to a first connection of the current measuring resistor RI (shunt).
  • a second connection of the current measuring resistor RI is with a
  • a control connection Vl_3 of the FET is connected to a first connection N3_l of the switching element N3.
  • a second connection N3_2 of the switching element N3 is connected to a first connection of a voltage source N2.
  • a second connection of the voltage source N2 is connected to the reference potential.
  • a pulse signal U7 is applied to a control connection N3_3 of the switching element N3.
  • This pulse signal U7, as a switching signal for the switching element N3, has a pulse phase by means of which the switching element N3 is switched to a first switching state (closed) and has a pulse pause by means of which the switching element N3 is switched to a second switching state (open).
  • the switching element N3 is, for example, an electronic switching element, for example a transistor.
  • the switching element N3 is in the second Switching state (open) shown in which the control terminal Vl_3 of the FET is not connected to the first terminal of the voltage source N2. In the first switching state (not shown) of the switching element N3, the control terminal Vl_3 of the FET is connected to the first terminal of the voltage source.
  • the first connection Vl_l of the FET VI is connected to a first input 2_1 of a control unit 2.
  • the second connection V 1_2 of the FET V 1 is connected to a second input 2_2 of the control unit 2.
  • An output 2_3 of the control unit 2 is connected to the control input N8_3 of the switching regulator N8 in order to provide the control voltage U4, the control voltage U4 being controlled as a function of a voltage drop at the FET V 1.
  • the switching regulator N8 is, for example, a standard DC-DC buck converter, the function of which does not need to be explained in more detail.
  • the switching regulator N8 can be implemented with a combination of an integrated circuit TPS541540 from Texas Instruments and a resistor at the feedback input. The use of other integrated circuits is not excluded.
  • a comparison unit 21 and a control voltage setting unit 22 are the same
  • Control unit 2 indicated, which are described in more detail in FIG.
  • the switchable current source 1 can be switched on and off by means of the pulse signal U7.
  • the output current level of the current source 1 is set via the voltage source N2. Any changes in the output current level must be synchronized with the pulse signal in such a way that a cyclically varying sequence of current pulses results from the light source load.
  • the light source load V3 is derived from the highly efficient switching regulator N8 with its
  • AC voltage can be applied to switching regulator N8, which is then rectified.
  • the voltage drop between the first connection Vl_l and the second connection Vl_2 of the voltage controllable component VI during the first switching state (closed) should be as small as possible.
  • the voltage controllable component VI is an FET
  • the voltage drop between the connections Vl_l and Vl_2 is referred to as the drain-source voltage UDS
  • the voltage drop between the inputs V 1_3 and V 1_2 is referred to as the gate-source voltage UGS.
  • An FET has a threshold voltage Vth of 1.8 V, for example, which is characterized in that a usable drain current flows for UGS> Vth, in particular a current through the light source load.
  • the drain-source voltage preferably fulfills the condition UDS> UGS-Vth, so that the drain current, in particular the current through the light source load, is as independent as possible of UDS.
  • the switching regulator N8 is connected to the control input N8_3 with the output 2_3 of the control unit 2.
  • the output voltage U5 of the switching regulator N8 preferably decreases linearly with an increase in the control voltage U4.
  • Another dependency between U4 and U5 can also exist.
  • the values of U4 and U5 can be a bijective mapping. The voltage level of the output voltage U5 can thus be determined using the voltage level of the
  • Control voltage U4 can be set.
  • the level of the control voltage U4 is controlled by the control unit 2.
  • the voltage drop across the FET VI is tapped and the control voltage U4 is regulated accordingly.
  • a pulse signal U7 is applied to the switching element N3 in order to switch the current source 1 on and off periodically (cyclically). It follows from this that the light source load 3 is switched on or off in accordance with the pulse signal U7. In this way, for example, flashes of light are generated, which are emitted onto a measurement object, for example a bank note, in order to obtain a
  • Fig. 2 shows a second embodiment of a principle of an inventive
  • the principle of the light source driver circuit of FIG. 2 corresponds to the principle of the light source driver circuit of FIG. 1, so that reference can be made in full to the description of FIG. 1. Only the differences between FIGS. 1 and 2 are explained below.
  • the control unit 2 is not provided with a comparison unit 21 and a
  • Control voltage setting unit 22 but alternatively with an AD converter 23, a microcontroller 24 and a DA converter 25. This difference will be explained in detail in FIG. The detection of the takes place in the microcontroller 24
  • Fig. 3 shows a first embodiment of a circuit of an inventive
  • FIG. 1 Light source driver circuit based on the principle of FIG. 1.
  • the description of FIG. 1 also applies to FIG. 3, so that reference can be made in full to the description of FIG. 1. Therefore, only the differences between FIGS. 1 and 3 are explained below.
  • the current source 1 of FIG. 3 is a precision current source which additionally contains a digital-to-analog converter N2 and an operational amplifier N4.
  • the current source 1 also includes the switching element N3 and the
  • Vl_l of the FET is the current output of the current source 1 with the cathode of the
  • Light source load 3 connected.
  • the light source load is shown here as a series connection of LEDs V3 to Vn. Since in FIG. 3 the load current flows from the cathode of the light source load to the connection V1_1 of the current source 1, the term “current sink” is more appropriate from a purely circuit theory point of view.
  • a first connection Vl_l of the voltage controllable component VI is connected to the output N8_2 of the switching regulator N8 and a second connection V 1_2 of the voltage controllable component V 1 is connected to the anode of the light source load 3, for example the anode of the first LED Vn of all the series-connected LEDs V3 to Vn, and the cathode of the LED V3 is connected to the first connection of the current measuring resistor RI.
  • a first connection Vl_l of the voltage controllable component VI is connected to the output N8_2 of the switching regulator N8, a second connection Vl_2 of the voltage controllable component VI is connected to a first connection of the current measuring resistor RI, and a The second connection of the current measuring resistor RI is connected to the anode of the light source load 3, for example the anode of the first LED Vn of all LEDs V3 to Vn connected in series.
  • the cathode of the LED V3 is connected to the reference potential.
  • the second connection Vl_2 of the FET VI is connected to the first connection of the current measuring resistor RI (shunt).
  • the second connection of the current measuring resistor RI is with the
  • the control connection V 1_3 of the FET V 1 is connected to an output of an operational amplifier N4.
  • the positive input of the operational amplifier N4 is connected to the first connection N3_l of the switching element N3.
  • the negative input of the operational amplifier N4 is connected to the first connection of the current measuring resistor RI.
  • the second connection N3_2 of the switching element N3 is connected to an output of the voltage source N2, provided here as a DA converter.
  • One input of the DA converter is connected to a microcontroller N 1.
  • the second connection N3_2 of the switching element N3 is connected to an analog output of the microcontroller NI, the DA converter then being an integral part of the microcontroller NI.
  • the pulse signal U7 is in turn applied to the control connection N3_3 of the switching element N3.
  • the pulse signal U7 is generated by the microcontroller NI.
  • This pulse signal U7 has a pulse phase by means of which the switching element N3 is switched to a first switching state (closed) and a pulse pause by means of which the switching element N3 is switched to a second
  • the switching element N3 is, for example, an electronic switching element, for example a transistor.
  • the switching element N3 is shown in the second switching state (open), in which the first input (positive input) of the Operational amplifier N4 is not connected to the output of the DA converter N2.
  • the first input of the operational amplifier N4 is connected to the reference potential, so that any charges that may be present flow away from the operational amplifier.
  • the reference potential is also present at the output of the operational amplifier, so that it is ensured that no current flows through the light source load.
  • the first input (positive input) of the operational amplifier N4 is connected to the output of the DA converter N2.
  • the first connection V1_l of the LET is connected to the first input 2_1 of the control unit 2.
  • the second connection V 1_2 of the FET is connected to the second input 2_2 of the control unit 2.
  • a voltage drop UDS across the FET can be tapped by the control unit 2.
  • Control unit 2 is connected to the control input N8_3 of the switching regulator N8 in order to provide the control voltage U4, the control voltage U4 depending on the
  • the control unit 2 of FIG. 3 comprises a comparison unit 21, a
  • Control voltage setting unit 22 and a NAND gate Dl instead of a NAND gate Dl, another digital gate could also be used to time-couple the pulse signal U7 and the output signal of the comparison unit 21.
  • the comparison unit 21 comprises a comparator N5, the first input (positive input) of which is connected to an anode of a diode V2.
  • the cathode of the diode V2 is connected to the first terminal Vl_l of the FET and provides the first input 2_1 of the
  • Control unit 2 The anode of the diode V2 is also connected to a first connection of a resistor R2. A second connection of the resistor R2 is with a
  • Voltage source U2 connected.
  • the anode of the diode V2 is also connected to a first connection of a storage capacitor CI.
  • a second connection of the storage capacitor CI is connected to the second connection Vl_2 of the FET and represents the second input 2_2 of the control unit 2.
  • the second connection of the storage capacitor CI is connected to a second connection
  • a first connection of the DC voltage source U 1 is connected to a second input (negative input) of the comparator N5.
  • the output of the comparator N5 is connected to a first input Dl_l of the NAND gate Dl.
  • a second input Dl_2 of the NAND gate Dl is connected to the output of the Microcontroller NI connected, which provides the pulse signal U7.
  • An output Dl_3 of the NAND gate Dl is connected to a control input of a switching element N6
  • the switching element N6 is, for example, an FET analog switch.
  • a first input connection of the switching element N6 is connected to a first connection of a resistor R3 of the control voltage setting unit 22.
  • a second connection of the resistor R3 is connected to a voltage source U3 of the control voltage setting unit 22.
  • a second input connection of the switching element N6 is connected to a first connection of a resistor R4 of the control voltage setting unit 22.
  • a second connection of the resistor R4 is connected to the reference potential.
  • An output terminal of the switching element N6 is connected to a first terminal
  • connection of the storage capacitor C2 is connected to the reference potential.
  • control connection of the switching element N6 has the effect that either the first connection of the resistor R3 is connected to the first connection of the storage capacitor C2, or that the first connection of the resistor R4 is connected to the first connection of the storage capacitor C2.
  • the resistor R3 and the storage capacitor C2 form a first RC element.
  • the resistor R4 and the storage capacitor C2 form a second RC element.
  • the time constants of both RC elements are chosen so that under all three operating conditions (start condition,
  • Restricting the subject matter of the invention is - the resistor R4 is much larger than the resistor R3, in particular R4 is at least 10 times larger than R3, for example the ratio R4 / R3 is equal to 60. This ensures that the control voltage U4 during one pulse period is only changes slightly.
  • the first connection of the storage capacitor C2 of the control voltage setting unit 22 is connected to an input of an amplifier stage N7.
  • An output of the amplifier stage N7 provides the control voltage U4 and thus represents the output 2_3 of the control unit 2.
  • the amplifier stage N7 has a gain of +1. This results in a particularly simple circuit design with few electronic components.
  • the switchable current source 1 can be switched on and off by means of the pulse signal U7.
  • the output current level of the current source is set via the voltage source N2, here an analog output value of the DA converter or the microcontroller NI. Any changes in the output current level must be synchronized with the pulse signal in such a way that a cyclically varying sequence of current pulses results from the light source load.
  • the light source load 3 becomes the highly efficient switching regulator N8 with its
  • the voltage drop between the first connection Vl_l and the second connection Vl_2 of the voltage controllable component during the first switching state (closed) should be as low as possible.
  • the voltage drop is approximately 1.5 volts.
  • the voltage between the first connection Vl_l and the second connection Vl_2 of the voltage controllable component is set by the comparison unit 21, in particular by the voltage level of the DC voltage source U1.
  • the switching regulator N8 is connected to the control input N8_3 with the output 2_3 of the control unit
  • the output voltage U5 of the switching regulator N8 decreases linearly, for example, when the control voltage U4 increases.
  • Output voltage U5 can be set using the voltage level of the control voltage U4.
  • the level of the control voltage U4 is controlled by the control unit 2.
  • the pulse signal U7 is, for example, binary and has a logical “LOW” level to switch the switching element N3 to a second switching state, and a logical “HIGH” level to switch the switching element N3 to a first switching state.
  • the specific voltage levels of the two levels are not relevant to the invention, and the assignment of the levels to the switching states of the switching element N3 is not relevant to the invention.
  • FIG. 4 shows a second exemplary embodiment of a light source driver circuit according to the invention based on the principle of FIG. 2. Only the differences from FIG.
  • control loop is at least partially digital, the voltage drop being converted into a digital value by means of an AD converter 23, which can be evaluated by a microcontroller 24.
  • the Microcontroller 24 then forms the comparison unit 21 and shown in FIGS. 1 and 3, respectively
  • Control voltage setting unit 22 to regulate a digital control voltage.
  • the digital control voltage generated in this way is converted into an analog control voltage U4 by means of a DA converter 25 and made available to the switching regulator N8 at control input 2_3.
  • the control unit 2 can be designed entirely in the form of a computer program product.
  • the microcontroller N 1 is preferably at the same time the microcontroller 24 for regulating the control voltage U4.
  • the DA converter 25 and / or the AD converter 23 is part of the microcontroller 24. This enables a reduced number of components and a lower energy consumption.
  • All of the light source driver circuits of FIGS. 1 to 4 of the present invention have three temporal phases of operation.
  • the first operating phase is called the “start condition”
  • the second operating phase is called the “adjustment phase”
  • the third operating phase is called the “phase of the regulated state”; for further details, reference is made to FIGS. 6 to 14.
  • the respective input and supply voltages are applied to the corresponding components of the light source driver circuit.
  • the input voltage U6 is applied to the switching regulator N8, the voltage U1 to the second input of the comparator N5, the voltage U2 to the resistor R2 and the voltage U3 to the resistor R3 in this first phase .
  • the operating voltages required to supply the operational amplifier N4, the comparator N5, the amplifier N7, the microcontroller N 1 and the DAC N2 are also applied.
  • the control voltage U4 in each light source driver circuit has an unregulated value, for example a voltage value of 0V, and the pulse signal U7 has a constant “LOW” level, resulting in a permanent second
  • the (permanent) logical “LOW” level of the pulse signal U7 at the second input Dl_2 of the NAND gate Dl also keeps the output Dl_3 of the NAND gate Dl at a logical “HIGH” level.
  • the logical "HIGH” level of the output Dl_3 of the NAND gate Dl is applied to the control connection of the switching element N6, here an electronic switch, and switches it
  • Control voltage setting unit 22 is connected. This makes the storage capacitor C2 discharged or is held in the discharged state, and the control voltage U4 decreases or remains at a minimum value. If a minimum value of the control voltage U4 is zero volts, for example, then the output voltage U5 is regulated to its maximum value of typically 19 V DC by the switching regulator N8.
  • the comparator N5 of FIG. 3 thus initially continues to have a logic “HIGH” level at its output.
  • the “HIGH” level of the comparator N5 and the “HIGH” level of the pulse signal U7 switch the NAND gate Dl at the output to a logical “LOW”. This switching of the output of the NAND gate Dl is to the
  • Control connection of the switching element N6 is provided, whereupon the switching element N6 switches over (into the switching state shown in FIG. 3).
  • the first connection of the resistor R3 is thus connected to the first connection of the capacitor C2, as a result of which the storage capacitor C2 is charged via the resistor R3.
  • the control voltage U4 As the voltage at the storage capacitor C2 increases, so does the control voltage U4.
  • the negative proportionality constant between the control voltage U4 and the output voltage U5 in the light source driver circuit according to FIGS. 1 to 4 causes the output voltage U5 to drop by means of the switching regulator N8 .
  • the pulse sequence of the voltage U7 and the input signal in the DAC N2 are to be selected so that there is a sufficient average current through the light source load.
  • the drain-source voltage UDS of the FET decreases (UDS is the voltage drop between the first connection Vl_l and the second connection Vl_2 of the FET VI). With reference to FIG. 3, the following applies: If the voltage drop UDS is smaller than the difference from the
  • the output of the comparator N5 changes (flips) the comparison voltage from a first state (logical "HIGH” level) to a second state (logical “LOW” level) ).
  • This toggle switches the NAND gate Dl at the output Dl_3 to logic “HIGH”, whereupon the switching element N6 switches over and connects the first connection of the resistor R4 to the first connection of the storage capacitor C2.
  • the storage capacitor C2 is thus partially discharged again and the control voltage U4 is reduced.
  • a pulse signal U7 is applied to the switching element N3 in order to switch the current source 1 on and off periodically (cyclically). It follows from this that the light source load 3 is switched on or off in accordance with the pulse signal. In this way, for example, flashes of light are generated that are emitted onto a measurement object in order to receive and evaluate a characteristic response. This enables, for example, an authenticity check of machine-readable features on measurement objects.
  • Storage capacitor C2 of the control voltage setting unit 22 is slightly charged and also slightly discharged.
  • a mean voltage across the storage capacitor C2 sets a stable voltage value for the control voltage U4 and thus the output voltage U5 of the switching regulator N8.
  • This stable voltage value of the output voltage U5 operates the current source 1 at the optimal operating point of a current-voltage characteristic of the FET.
  • the voltage value of the DC voltage source U 1 defines the drain-source voltage UDS of the FET in the pulse phase of the “phase of the regulated state”.
  • the second operating phase “adjustment phase” ends when the mean value of the control voltage U4 no longer increases monotonically over a longer period of, for example, 10 pulse periods, in particular more than 5 ms, but U4 only alternates between two values within this period.
  • the “phase of the regulated state” begins - the actual operating phase of the light source driver circuit.
  • a stable output voltage value of the output voltage U5 is obtained, which reflects the nominally different light source flow voltages and fluctuations in the light source flow voltages during operation of the light source driver circuit due to aging or temperature fluctuations inside or outside the circuit (heating / Cooling) as well as voltage fluctuations of the switching regulator N8.
  • An increased power loss on the voltage controllable component VI during the "adjustment phase" of the light source driver circuit must be taken into account in the component selection and in the thermal design of the circuit board.
  • FIG. 5 shows a first exemplary embodiment of a flow diagram of a method 100 according to the invention for operating a light source load by means of a light source driver circuit according to the type described above.
  • a pulse signal is applied to a switching element in order to activate a
  • step 102 Control connection of a voltage controllable component with a voltage source in one To connect pulse phase and not to connect in a pulse pause.
  • step 102 a voltage drop across the voltage-controllable component is tapped by means of a control unit.
  • step 103 a comparison unit in the control unit is used to compare whether the voltage drop UDS is greater than the difference between the voltage level of the direct voltage Ul and a forward voltage Uf_V2 of the diode V2 in the flow direction.
  • step 103 If the answer is yes in step 103, a comparison voltage is switched to a first state (step 104). In a step 105, a control voltage is then set by means of the
  • Control unit 2 regulated (increased here), the control voltage being regulated as a function of the voltage drop on the voltage-controllable component.
  • the control voltage is received in the switching regulator and an output voltage of the
  • Switching regulator is reduced and output to operate the light source load, the output voltage preferably decreasing linearly when the control voltage increases.
  • the reduction in the output voltage leads to a reduction in the voltage drop UDS.
  • a comparison voltage is switched to a second state (step 107).
  • a control voltage U4 is controlled by means of the control unit 2 (here reduced), the control voltage being controlled as a function of the voltage drop on the voltage-controllable component.
  • the control voltage is received in the switching regulator and an output voltage of the
  • Switching regulator increased and output to operate the light source load, the output voltage preferably increasing linearly with a decrease in the control voltage. Increasing the output voltage leads to an increase in the voltage drop UDS.
  • the method of the flowchart of FIG. 5 can be used as an operating method (operating method) in each of the light source driving circuits illustrated in FIGS. 1 to 4.
  • FIG. 6 shows a first voltage / current-time curve of selected signals of the light source driver circuit shown in FIGS. 1 to 4, in particular FIG. 3. 6 shows a voltage curve of the output voltage U5 to be regulated of the switching regulator N8 in a period of 0 seconds to 4 seconds, a voltage curve at the first terminal Vl_l of the FET VI in a period of 0 seconds to 4 seconds
  • the voltage-time curve of FIG. 6 is divided into the three operating phases.
  • the period from 0 seconds to 0.4 seconds shows the start conditions, as mentioned above with: U5 at 19 volts, U4 at 0 volts, U7 at a permanent "LOW" level.
  • the current source 1 is thus deactivated in this operating phase, which is represented by the current value of 0A of the current I_R1 through the current measuring resistor RI.
  • the current I_R1 corresponds to the current through the light source load 3 and is therefore also referred to below as the light source current.
  • the “LOW” level of the pulse signal U7 leads to a “HIGH” level at the output Dl_3 of the NAND gate Dl.
  • control voltage U4 in the amount of 0 V due to the dependency between the voltages U4 and U5 (e.g. negative linear) generates an output voltage U5 of the switching regulator N8 to be controlled at a maximum level of 19 volts
  • a voltage drop between the first connection V1_l and the second connection V1_2 of the voltage controllable component VI is thus a maximum and in this first phase, for example, 18 volts.
  • the voltage curves were obtained through a simulation. Due to the limitations of the simulation program, the value for the voltage drop is 1 V lower. In the implemented circuit, the
  • the second operating phase begins with the first switchover of the
  • Pulse signal U7 from logical "LOW” to logical “HIGH” at 0.4 seconds.
  • the current source 1 is activated in pulse phases of the pulse signal U7, which means, for example, a
  • Light source current I_R1 is set to 1 ampere. Other current values are also possible.
  • the pulse signal U7 can, for example, be a burst signal and have a predefined number of individual pulses, also referred to as a burst.
  • An exemplary pulse signal is shown in FIG. 8. The invention is not restricted to burst pulse signals according to FIG. 8.
  • the second operating phase ends at 2.2 seconds, which can be seen from the end of an increase in the control voltage U4, and what is shown in FIG. 6 in particular by a constant mean voltage UDS (difference between the voltages at the connections Vl_l and Vl_2 of the FET) is shown.
  • the output Dl_3 of the NAND gate Dl switches in the “phase of the regulated state” with a lower frequency.
  • the voltage scale for U4 is enlarged by a factor of 100 and is included in the
  • FIG. 8 shows a selected partial area of the voltage / current-time curve shown in FIG. 7 between 3.4 seconds and 3.42 seconds, see also the marking “area selection” in FIG. 7.
  • FIG 7 shows the voltage-time curves or the current-time curve in the third operating phase “phase of the regulated state”
  • Burst period is 21 milliseconds.
  • the burst phase of this burst period has 30 individual pulses, each with a single pulse phase of 100 microseconds and one
  • FIG. 8 shows the relationship between the pulse signal U7, the resulting voltage drop UDS (difference between the voltage of the first connection Vl_l and the voltage of the second connection Vl_2) and the current I_R1 through the current measuring resistor RI. It can be seen that the last six individual pulses of the burst shown (period between 3.412 and 3.415 seconds) cause the output Dl_3 of the NAND gate Dl to flip and thus lead to an increase in the control voltage U4.
  • FIG. 9 shows a second voltage-time curve of selected signals of the light source driver circuit shown in FIGS. 1 to 4, in particular in FIG. 3. 9 shows a voltage profile of the output voltage U5 to be regulated of the switching regulator N8 in a period of 0 seconds to 4 seconds, a voltage profile at the first terminal Vl_l of the FET in a period of 0 seconds to 4 seconds
  • the voltage-time curve in FIG. 9 is also divided into the three operating phases.
  • the period from 0 seconds to 0.4 seconds shows the start conditions, as already mentioned above with: U5 at 19 volts, U4 at 0 volts, U7 at a permanent “LOW” level (not shown). Power source 1 is thus deactivated during this period.
  • the “start condition” is set by the control voltage U4 in the amount of 0 V due to the dependency between the voltages U4 and U5 (e.g. vice versa
  • the second operating phase “adjustment phase” begins with the first switchover of the pulse signal U7 from logical “LOW” to logical “HIGH”.
  • the current source 1 is thus activated in the pulse phases.
  • the pulse signal U7 can, for example, have a burst signal with a predefined number of individual pulses, also referred to as a burst. Such a pulse signal is shown in FIGS. 10-14.
  • the second operating phase ends at 2.3 seconds, which can be seen from the end of a rise in the control voltage U4, and what is shown in FIG. 9 in particular by a constant mean voltage UDS (difference between the voltages at the
  • FIG. 10 shows a first partial area of the voltage-time curve shown in FIG. 9.
  • the location of the sub-area is indicated in the upper illustration of FIG.
  • the sub-area shown in FIG. 10 is selected at the beginning of the second operating phase “adjustment phase”.
  • the Voltage value V 1_2 already has a constant amplitude even with the first pulses, so that the desired light source current is also already present with the first pulses.
  • FIG. 11 shows a second part of the voltage-time curve shown in FIG. 9.
  • the location of the second sub-area is indicated in the upper illustration of FIG. 11.
  • the sub-area shown in FIG. 10 is at the beginning of the third operating phase “phase of the regulated
  • FIG. 12 shows an exemplary partial area from the third operating phase “phase of the regulated state” of the voltage-time curve shown in FIG. 9.
  • the voltage curve of the output voltage U5 to be regulated of the switching regulator N8 shows a voltage curve at the output Dl_3 of the digital gate Dl.
  • U4 was measured for this figure via an AC coupling, so that only the deviation from the mean value is shown. Similar to FIG. 7, the change in voltage U4 due to the temporary charging and discharging of storage capacitor C2 is shown here. Reference is made to the statements relating to FIG. 8,
  • FIG. 13 shows a partial area of the voltage-time curve shown in FIG. The location of the sub-area is indicated in the upper illustration of FIG. Similar to FIG. 8, an exemplary pulse signal, represented by Vl_l and Vl_2, is shown in a time-stretched manner
  • Microseconds arise during a phase of the control process in which the voltage across CI is almost identical to the DC voltage source Ul. It can be seen that these last eight logical “LOW” level pulses of the output Dl_3 of the NAND gate Dl do not lead to any relevant increase in the control voltage U4. The number of "LOW” level pulses of output Dl_3 can vary due to the analog control principle.
  • FIG. 14 shows a partial area of the voltage-time curve shown in FIG. The location of the sub-area is indicated in the upper illustration of FIG. 14. It is shown that the
  • Voltage difference UDS at the FET is 1.44 volts (difference between Vl_l and Vl_2). This corresponds to the difference between the voltage level of 2 volts of the direct voltage source Ul and the forward voltage in the forward direction of the diode D2. This low voltage difference UDS causes a minimal power loss of the FET.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Lichtquellen-Treiberschaltung aufweisend einen Schaltregler mit einem Spannungseingang zum Anlegen einer Eingangsspannung, einem Spannungsausgang zum Ausgeben einer zu regelnden Ausgangsspannung zum Betreiben einer Lichtquellen-Last und einem Regeleingang zum Anlegen einer Regelspannung zum Regeln der Spannungshöhe der Ausgangsspannung; eine Stromquelle mit einem Schaltelement und einem, in Reihe mit der Lichtquellen-Last angeordneten, spannungssteuerbaren Bauteil, wobei an einen Steueranschluss des Schaltelements ein Pulssignal angelegt ist, um in einem ersten Schaltzustand des Schaltelements einen Steueranschluss des spannungssteuerbaren Bauteils mit einer Spannungsquelle zu verbinden und in einem zweiten Schaltzustand des Schaltelements den Steueranschluss des spannungssteuerbaren Bauteils nicht mit der Spannungsquelle zu verbinden; und eine Regelungseinheit, deren erster Eingang mit einem ersten Anschluss des spannungs steuerbaren Bauteils verbunden ist, und deren zweiter Eingang mit einem zweiten Anschluss des spannungs steuerbaren Bauteils verbunden ist, um einen Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil während des ersten Schaltzustands abzugreifen, und deren Ausgang mit dem Regeleingang des Schaltreglers verbunden ist, um die Regelspannung bereitzustellen, wobei die Regelspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls am spannungssteuerbaren Bauteil geregelt ist. Die Erfindung betrifft zudem ein optisches Messgerät mit der Lichtquellen- Treiberschaltung, eine Vorrichtung zur Prüfung von Wertdokumenten mit der Lichtquellen- Treiberschaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Lichtquellen-Last mit der Lichtquellen- Treiberschaltung.

Description

Lichtquellen-Treiberschaltung, optisches Messgerät mit der Lichtquellen-Treiberschaltung, Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten, und Verfahren zum Betreiben einer
Lichtquellen-Last mittels der Lichtquellen-Treiberschaltung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Lichtquellen-Treiberschaltung, ein optisches Messgerät mit der Lichtquellen-Treiberschaltung, eine Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten mit der Lichtquellen-Treiberschaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Lichtquellen-Last mit der Lichtquellen-Treiberschaltung.
Die Lichtquellen-Treiberschaltung oder das optische Messgerät sind beispielsweise eine
Systemkomponente in einer Banknoten-Bearbeitungsmaschine zur Merkmalserkennung von maschinenlesbaren Merkmalen. Beispielsweise werden bei Wertpapieren, wie beispielsweise Banknoten, Reisepässen oder Personalausweisen - nachfolgend vereinfacht als Messobjekte bezeichnet - maschinenlesbare Merkmale verwendet, um eine Echtheit des Messobjekts nachweisen zu können. Das Messobjekt wird dabei mittels schnell-geschalteter und lichtstarker Lichtblitze bestrahlt, und eine charakteristische Antwort des Messobjekts auf diese Lichtblitze wird ausgewertet. Mit einem derartigen Verfahren können Fälschungen der Messobjekte sicher erkannt werden.
Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten soll eine große Anzahl von Messobjekten in möglichst kurzer Zeit prüfen. Dabei sind in Banknoten- Bearbeitungsmaschinen Transport- und Bearbeitungsgeschwindigkeiten von mehreren Metern pro Sekunde, insb. zwischen 1 und 12 m/s, gewünscht. Diese Bearbeitungsgeschwindigkeiten für das Prüfen eines Messobjekts, das sodann mit mehreren Lichtblitzen beaufschlagt wird, stellen hohe Anforderungen an das Generieren der Lichtblitze.
Das Beleuchten der zu prüfenden Messobjekte erfolgt mittels mindestens einer Lichtquelle, insbesondere einer LED. Beim Betreiben von Lichtquellen-Lasten werden üblicherweise Lichtquellen-Treiberschaltungen mit Schaltreglem eingesetzt. Dabei ist ein generelles Ziel, eine Lichtquellen-Last mit geringer Stromwelligkeit zu betreiben und eine Spannung zu senken, die zum Ansteuem einer Lichtquellen-Last erforderlich ist, um unnötige Verlustleistung zu reduzieren.
Die KR 2009 0060878 A und die KR 10 102 88 60 B l schlagen jeweils LED-Treiberschaltungen für Beleuchtungsanwendungen vor. In Schaltungsvarianten werden Pulsweitenmodulations- (PWM-) Betriebe der LED-Treiberschaltungen vorgestellt, um eine effiziente
Helligkeitsregelung mit unverändertem LED-Strom und konstanter LED- Wellenlänge zu ermöglichen. Keine der Schaltungen ist geeignet, alternierende Puls stromwerte der LED-Last zu erzeugen. Keine der Schaltungen ohne PWM-Betriebsart kann den Pulsstromwert der LED-Last des eingeschwungenen Zustands der Schaltung sofort nach dem Einschalten, d.h. Anlegen der Betriebsspannung, liefern. Keine der Schaltungen mit PWM-Betriebsart kann den Pulsstromwert der LED-Last des eingeschwungenen Zustands der Schaltung sofort nach dem Anlegen der PWM-Steuerpulse liefern.
Die US 2009/0187925 Al beschreibt eine LED-Treiberschaltung, die alle in Reihe geschalteten LEDs mit einem konstanten Strom versorgt und für eine gleichmäßige Ausleuchtung und optimale Betriebseffizienz bei niedrigen Kosten über einen weiten Bereich von Ein- / Ausgangsspannung und Temperatur sorgt. Kurzzeitige Änderungen der LED-Zweigspannung, wie beispielsweise in einem Puls strombetrieb vorgesehen wären, würden zu einer Änderung des LED-Stroms führen. Daher ist diese Schaltung nicht für den Pulsbetrieb geeignet.
Zudem sind Datenblätter zu LED-Treiberschaltungen bekannt, beispielsweise dem Schaltkreis LM3464 der Firma Texas Instruments oder dem Schaltkreis ZXLD1362 der Firma Zetex Semiconductors. Zwar offenbaren diese Lösungen eine Minimierung eines Spannungsabfalls der Drain-Source-Spannung eines MOSFETs, um eine Leistungsaufnahme zu minimieren.
Allerdings ist keine der gezeigten Lösungen geeignet für einen gepulsten Betrieb der LED-Last, insbesondere wenn variierende Pulsfolgen, beispielsweise alternierende Pulshöhen, eingesetzt werden, um Eigenschaften eines Messobjekts mittels Emittieren von Licht durch die LED- Treiberschaltung eines optischen Messgeräts oder einer Vorrichtung zum Prüfen von
Wertdokumenten zu erfassen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen hocheffizienten Betrieb einer Lichtquellen- Last, insbesondere einer LED-Last, zu realisieren, bei der eine Variation der Spannung eines Schaltreglers ausgeregelt wird. Dabei sollen verschiedene Lichtquellen-Lasten betreibbar sein. Die Anzahl und Art der zu betreibenden Lichtquellen soll nicht beschränkend sein. Zudem sollen nominell unterschiedliche Flussspannungen der Lichtquellen und Schwankungen der
Flussspannungen im Betrieb energieeffizient kompensiert werden. Beispielsweise eine Alterung einer LED-Last oder eine Erwärmung einer LED-Last oder die Anwendung von schnellen, auch zyklisch variierenden, Pulsfolgen - wie sie beispielsweise in einer Vorrichtung zur Prüfung von Wertdokumenten gefordert ist - soll keinen Einfluss auf die Leistungsaufnahme des
Lichtquellen-Treibers haben. Eine zyklisch variierende Pulsfolge ist dabei eine Folge von Strompulsen, die insbesondere verschiedene Pulslängen, Pulspausen und Stromstärken aufweisen können, die sich nach festen Zeitabständen wiederholt.
Die Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Patentansprüchen beschriebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben. Erfindungsgemäß wird eine Lichtquellen-Treiberschaltung vorgeschlagen. Die Lichtquellen- Treiberschaltung weist einen Schaltregler mit einem Spannungseingang zum Anlegen einer Eingangsspannung, einem Spannungsausgang zum Ausgeben einer zu regelnden
Ausgangsspannung zum Betreiben einer Lichtquellen-Last und einem Regeleingang zum
Anlegen einer Regelspannung zum Regeln der Spannungshöhe der Ausgangsspannung auf.
Als Lichtquellen-Last ist zumindest eine zu betreibende Lichtquelle vorgesehen. Bevorzugt ist als Lichtquellen-Last eine LED, auch Leuchtdiode, englisch: light emitting diode, genannt, oder das Zusammenschalten einer Mehrzahl von LEDs, die in Reihe oder parallel untereinander verschaltet sind, vorgesehen. Denkbar ist auch eine Parallelschaltung mehrerer
Reihenschaltungen aus LEDs (LED-Zweige). In einer weiteren bevorzugten Ausführung umfasst die Lichtquellen-Last mindestens eine andere, auf dem gleichen Wirkprinzip beruhende
Halbleiterlichtquelle, wie eine Laserdiode, eine resonant-cavity light emitting diode, kurz RC- LED oder eine organische Leuchtdiode, kurz OLED. Auch weitere Lasten, wie beispielsweise Glühlampen, Motoren oder thermoelektrische Elemente, können mit dem erfindungsgemäßen Stromtreiber vorteilhaft betrieben werden.
Ein Schaltregler ist ein Spannungsregler als Basis für eine effiziente Spannungsversorgung einer Last, hier der Lichtquellen-Last, mithilfe eines periodisch angeschalteten elektronischen
Schaltelements und zumindest eines Energiespeichers, beispielsweise eines kapazitiven
Energiespeichers und/oder induktiven Energiespeichers. Der Schaltregler kann eine
Gleichrichtung seinheit aufweisen .
Der Schaltregler regelt eine am Spannungseingang des Schaltreglers angelegte (zugeführte) Eingangsspannung, beispielsweise eine Eingangswechselspannung oder eine
Eingangsgleichspannung in eine am Spannungsausgang des Schaltreglers ausgebbare
(abgreifbare, bereitstehende) Ausgangsgleichspannung, auch als Ausgangsspannung bezeichnet. Die Ausgangsgleichspannung hat bevorzugt ein im Vergleich zur Eingangsspannung höheres, niedrigeres oder invertiertes Spannungsniveau.
Als Schaltregler wird beispielsweise ein Gleichspannungsregler, auch als DC-DC-Regler oder Gleichstromsteller bezeichnet, verwendet, der eine am Spannungseingang des Schaltreglers zugeführte Eingangsgleichspannung in eine am Spannungsausgang des Schaltreglers ausgebbare Ausgangsgleichspannung mit höherem (Buck-Boost Converter), niedrigerem (Buck Converter) oder invertiertem Spannungsniveau regelt.
Bevorzugt wird ein Tiefsetzsteller als Schaltregler verwendet. Ein Tief setz steiler, auch als Abwärtswandler, englisch Buck Converter bezeichnet, regelt eine am Spannungseingang des Schaltreglers zugeführte Eingangsspannung in eine am Spannungsausgang des Schaltreglers bereitgestellte Ausgangsspannung mit einem - im Vergleich zur zugeführten Eingangsspannung - niedrigeren Spannungsniveau.
Der Schaltregler umfasst einen Regeleingang zum Anlegen (Zuführen) einer Regelspannung. Diese Regelspannung stellt das Spannungsniveau der auszugebenden Ausgangsspannung des Schaltreglers ein. Das Spannungsniveau der Ausgangsspannung ist demnach abhängig von der Regelspannung (=Affinität). Das Spannungsniveau der Regelspannung ist injektiv, bevorzugt injektiv monoton steigend/fallend und im Spezialfall bijektiv abbildbar auf die
Ausgangsspannung. Somit wird eine Änderung der Regelspannung mittels des Schaltreglers eindeutig in eine Änderung der Ausgangsspannung umgesetzt. Diese Abhängigkeit ist bevorzugt linear oder logarithmisch. Ein Absinken der Ausgangsspannung ist nur möglich, wenn der Energiespeicher des Schaltreglers entladen wird, also ein Strom vom Schaltregler abfließt.
Bevorzugt ändert sich die am Spannungsausgang des Schaltreglers abgreifbare
Ausgangsspannung linear mit der am Regeleingang bereitgesellten Regelspannung. Die Steigung dieser linearen Funktion wird als Proportionalitätsfaktor bezeichnet. Besonders bevorzugt ist der Proportionalitätsfaktor negativ, so dass die Ausgangsspannung bei einer Erhöhung der
Regelspannung abnimmt. Dadurch wird eine besonders einfache Ansteuerung des Schaltreglers ermöglicht.
Die erfindungsgemäße Lichtquellen-Treiberschaltung weist zudem eine Stromquelle mit einem Schaltelement und einem, in Reihe mit der Lichtquellen-Last angeordneten,
spannungs steuerbaren Bauteil auf, wobei an einen Steueranschluss des Schaltelements ein Pulssignal angelegt ist, wobei in einer Pulsphase des Pulssignals das Schaltelement in einen ersten Schaltzustand geschaltet ist, in dem ein Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils mit einer Spannungsquelle verbunden ist, und wobei in einer Pulspause des Pulssignals das Schaltelement in einen zweiten Schaltzustand geschaltet ist, in dem der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils nicht mit der Spannungsquelle verbunden ist.
In einer bevorzugten Ausführung ist im zweiten Schaltzustand des Schaltelements der
Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils mit einem Bezugspotential verbunden, so dass möglicherweise vorhandene Ladungen aus dem spannungs steuerbaren Bauteil abfließen.
Die Verwendung des Begriffs„Stromquelle“ anstelle des ebenfalls verwendbaren Begriffs „Stromsenke“ für diese Komponente der Lichtquellen-Treiberschaltung ist willkürlich. Es gilt zu beachten, dass die Wahl des jeweiligen Begriffes lediglich durch eine Stromrichtung am
Ausgang der Stromquelle/Stromsenke definiert wird. So wird bei einer Stromquelle ein
Ausgangsstrom geliefert, während bei inverser Definition der Stromrichtung die gleiche Komponente als Stromsenke zu bezeichnen wäre. Da die hier verwendete Stromquelle in Reihe zur Lichtquellen-Last betrieben wird, hängt die Wahl des Begriffes„Stromquelle“ oder „Stromsenke“ lediglich von einer tatsächlichen Position der Lichtquellen-Last in Bezug zur Stromquelle/Stromsenke ab. Da die tatsächliche Position erfindungsgemäß nicht beschränkend ist, kann der Begriff Stromquelle synonym zum Begriff Stromsenke verwendet werden. In dieser Anmeldung wird der Begriff Stromquelle für diese Komponente der Lichtquellen- Treiberschaltung verwendet.
Eine Stromquelle ist ein aktiver Zweipol in der Lichtquellen-Treiberschaltung, der an seinem Anschlusspunkt an die Lichtquellen-Last einen elektrischen Strom liefert. Dabei hängt die Stromstärke des gelieferten Stroms nur gering bzw. im Idealfall gar nicht von der elektrischen Spannung an seinem Anschlusspunkt ab, sodass der elektrische Strom nahezu unabhängig von der angeschlossenen Lichtquellen-Last (dem angeschlossenen Verbraucher) ist. Beispielsweise ändert sich der Strom bei einer Spannungsänderung um 1 V nur um 0.1%. Die Stromquelle ist in Reihe zur Lichtquellen-Last geschaltet, sodass der gelieferte Strom der Stromquelle der Strom durch die Lichtquellen-Last ist.
Die Stromquelle umfasst ein Schaltelement, beispielsweise einen elektronischen Schalter oder einen elektromechanischen Schalter oder einen mechanischen Schalter. Bevorzugt wird ein elektronischer Schalter, z.B. ein Halbleiterschalter, eingesetzt. Das Schaltelement wird mittels eines Pulssignals an seinem Steueranschluss von einem ersten Schaltzustand (beispielsweise geschlossen) in einen zweiten Schaltzustand (beispielsweise offen) umgeschaltet. In einer Pulsphase des Pulssignals wird das Schaltelement in einen ersten Schaltzustand geschaltet. In einer Pulspause des Pulssignals wird das Schaltelement in einen zweiten Schaltzustand geschaltet. Im ersten Schaltzustand des Schaltelements der Stromquelle ist die Stromquelle aktiv geschaltet und im zweiten Schaltzustand des Pulssignals ist die Stromquelle inaktiv geschaltet. Das Pulssignal, bevorzugt ein binäres Schaltsignal, ist an einen Steueranschluss des
Schaltelements (beispielsweise einen Gate- Anschluss eines Schalttransistors) angelegt. Das Pulssignal ist beispielsweise ein Ausgangssignal eines mit dem Steueranschluss des
Schaltelements verbundenen Mikrokontrollers.
Ein Schaltelement des Schaltreglers ist von dem Schaltelement der Stromquelle verschieden und wird unabhängig vom Schaltelement der Stromquelle mittels eines Pulssignals betrieben, welches im Schaltregler selbst erzeugt wird
Die Stromquelle umfasst neben dem Schaltelement auch ein spannungssteuerbares Bauteil, bevorzugt einen Feldeffekttransistor, kurz FET. Das Schaltelement der Stromquelle ist mit einem ersten Anschluss an einen Steueranschluss des spannungssteuerbaren Bauteils angeschlossen. Im ersten Schaltzustand des Schaltelements ist der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils mit einer Spannungsquelle verbunden, die Stromquelle liefert in diesem ersten
Schaltzustand (geschlossen) einen elektrischen Strom. Somit stellt das spannungs steuerbare Bauteil im ersten Schaltzustand einen Ausgangsstrom der Stromquelle bereit. Das
Spannungsniveau der Spannungsquelle stellt dabei das Stromniveau des Ausgangsstroms der Stromquelle ein. Im zweiten Schaltzustand des Schaltelements ist der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils nicht mit der Spannungsquelle verbunden, die Stromquelle liefert in diesem zweiten Schaltzustand (offen) keinen Ausgangsstrom.
Das spannungssteuerbare Bauteil ist mit einem ersten Anschluss mit einem Anschluss der Lichtquellen-Last verbunden. Der Ausgangsstrom der Stromquelle fließt somit durch die Lichtquellen-Last. Das heißt, dass der Ausgangsstrom, der durch das Spannungsniveau am Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils in der Pulsphase des Pulssignals eingestellt und durch das spannungs steuerbare Bauteil bereitgestellt ist, im ersten Schaltzustand des Schaltelements auch durch die Lichtquellen-Last fließt, wodurch die Lichtquellen-Last Licht emittiert. Das heißt auch, dass im zweiten Schaltzustand des Schaltelements kein Ausgangsstrom durch die Stromquelle bereitgestellt wird, und somit auch kein Strom durch die Lichtquellen- Last fließt, wodurch die Lichtquellen-Last im zweiten Schaltzustand kein Licht emittiert.
Zudem weist die Lichtquellen-Treiberschaltung eine Regelungseinheit auf, deren erster Eingang mit einem ersten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils der Stromquelle verbunden ist, und deren zweiter Eingang mit einem zweiten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils der Stromquelle verbunden ist, um einen Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) abzugreifen. Der Ausgang der Regelungseinheit ist mit dem Regeleingang des Schaltreglers verbunden, um die Regelspannung an den Schaltregler anzulegen (bereitzustellen).
Die Regelspannung ist mittels der Regelungseinheit in Abhängigkeit des Spannungsabfalls in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) am spannungs steuerbaren Bauteil geregelt. Diese Regelung der Regelspannung mittels der Regelungseinheit erfolgt dahingehend, dass der Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil minimal ist.
Durch die erfindungsgemäße Regelungseinheit wird die ausgegebene Ausgangsspannung des Schaltreglers auf einen Wert geregelt, der gleich der Summe aus dem Spannungsabfall über der Lichtquellen-Last plus dem angestrebten minimalen Spannungsabfall über dem
spannungs steuerbaren Bauteil ist.
Weist die Stromquelle einen Strommesswiderstand (Shunt) in Reihe zu der Lichtquellen-Last und dem spannungssteuerbaren Bauteil auf, wird die ausgegebene Ausgangsspannung des Schaltreglers auf einen Wert geregelt, der gleich der Summe aus dem Spannungsabfall über der Lichtquellen-Last plus dem angestrebten minimalen Spannungsabfall über dem
spannungs steuerbaren Bauteil plus dem Spannungsabfall über dem Strommesswiderstand ist.
Durch die Regelung des Spannungsabfalls über dem spannungssteuerbaren Bauteil auf ein Minimum wird die im spannungssteuerbaren Bauteil dissipierte Energie auf ein Minimum reduziert, und somit ein Energieverbrauch der Lichtquellen-Treiberschaltung reduziert.
Darüber hinaus wird eine Variation der Ausgangsspannung des Schaltreglers kompensiert. Diese Kompensation ermöglicht beispielsweise für eine gegebene Lichtquellen-Treiberschaltung eine Variation sowohl der Anzahl der Lichtquellen als auch von deren Verschaltung untereinander (in Reihe oder parallel). Nominell unterschiedliche Lichtquellen-Llussspannungen und
Schwankungen der Lichtquellen-Llussspannungen im Betrieb der Lichtquellen-Treiberschaltung aufgrund Alterung oder schaltungsintemer oder schaltungsexterner Temperaturschwankungen (Erwärmung/ Abkühlung) werden ebenfalls energieeffizient kompensiert.
Das Pulssignal am Steueranschluss des Schaltelements der Stromquelle wird auch als Pulsfolge bezeichnet. Das Pulssignal ist eine sich periodisch wiederholende Änderung des
Spannungsniveaus am Steueranschluss des Schaltelements der Stromquelle, wobei im Ergebnis einer Pulsphase (erster Schaltzustand) ein Strom durch das spannungs steuerbare Bauteil fließt und in einer Pulspause (zweiter Schaltzustand) kein Strom durch das spannungs steuerbare Bauteil fließt. Durch diesen zyklischen Wechsel des Schaltzustands wird der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils entsprechend des Pulssignals mit der Spannungsquelle verbunden oder nicht verbunden, wodurch die Stromquelle periodisch ein- und ausgeschaltet wird. Die Stromquelle liefert bei Anlegen des Pulssignals einen gepulsten Strom für die Lichtquellen-Last. Dieses Pulssignal führt zu zyklischen Pulsströmen und im Ergebnis zum periodischen
(zyklischen) An- bzw. Ausschalten der Lichtquellen-Last. Der Strom durch die Lichtquellen- Last beträgt in der Pulspause bevorzugt 0 A.
Das Pulssignal besteht aus einer Abfolge von mindestens zwei Einzelpulsen. Jeder Einzelpuls umfasst eine Einzelpulsphase (z.B. Spannung auf ,,HIGH“-Pegel) und eine Einzelpulspause (z.B. Spannung auf ,,LOW“-Pegel). Eine Einzelpulsphase und eine Einzelpulspause ergeben eine Einzelpulsperiodendauer. Bevorzugt sind die Einzelpulsperiodendauem der mindestens zwei Einzelpulse gleich lang, die Einzelpulse haben also eine feste Frequenz. Diese Frequenz beträgt bevorzugt zwischen 100 Hz und 50 kHz (entsprechend einer Einzelpulsperiodendauer zwischen 20 ps und 10 ms). Beim Einsatz der Lichtquellen-Treiberschaltung in einer Vorrichtung zur Prüfung von Banknoten ermöglichen diese Frequenzen eine orts aufgelöste Prüfung von bewegten Banknoten bei typischen Bearbeitungsgeschwindigkeiten zwischen 1 und 12 m/s. Das Pulssignal kann ein sogenanntes Burst-Signal sein. Das Burst-Signal besteht aus mindestens einem Burst bestehend aus einer begrenzte Anzahl von Einzelpulsen. Die Summe aller
Einzelpulsperiodendauern eines Bursts ergibt eine Burstphase. Bevorzugt besteht ein Burst aus 5 bis 50 Einzelpulsen. Beim Einsatz der Lichtquellen-Treiberschaltung in einer Vorrichtung zur Prüfung von Banknoten ermöglicht dies eine ortsaufgelöste Prüfung einer bewegten Banknote, wobei die Lichtquelle nur bei Vorliegen der Banknote im Messbereich eingeschaltet wird.
Das Burst-Signal kann ein periodisch wiederkehrendes Signal sein. Der Zeitraum zwischen zwei aufeinanderfolgenden Bursts ist die Burstpause. Eine Burstphase und eine Burstpause ergeben eine Burstperiodendauer. Die Burstperiodendauer beträgt bevorzugt zwischen 10 ms und 1 s. Beim Einsatz der Lichtquellen-Treiberschaltung in einer Vorrichtung zur Prüfung von
Banknoten ergibt sich so bei typischen Bearbeitungsgeschwindigkeiten zwischen 1 und 12 m/s ein Burst pro Banknote.
Das Pulssignal zum Schalten des Schaltelements kann dabei ein pulsweitenmoduliertes Signal sein, sodas s ein Tastverhältnis des Pulssignals variabel ist. Das Tastverhältnis gibt hierbei für die periodische Folge von Pulsen das Verhältnis der Pulsphase zur Pulsperiodendauer an.
In einer bevorzugten Ausgestaltung weist die Regelungseinheit einen Speicherkondensator zum Erhöhen und Verringern einer Spannungshöhe der Regelspannung auf. Um die Regelspannung zu erhöhen, wird eine Ladung in den Speicherkondensator eingebracht. Um die Regelspannung zu verringern, wird eine Ladung aus dem Speicherkondensator entnommen. Der
Speicherkondensator ist daher ein dynamischer Ladungs Speicher. Die resultierende mittlere Spannung über dem Speicherkondensator wird als Regelspannung an den Regeleingang des Schaltreglers angelegt. Dies ermöglicht das Ausgleichen von Schwankungen des
Spannungsabfalls über der Lichtquellen-Last und von Variationen der Ausgangsspannung des Schaltreglers. Dabei wird durch den Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) das spannungssteuerbare Bauteil im optimalen
Arbeitspunkt mit einem minimalen Spannungsabfall in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) betrieben.
Der Speicherkondensator ist dabei ein Teil eines linearen, zeitinvarianten Systems in der Regelungseinheit. Bevorzugt ist der Speicherkondensator ein Teil von zwei Widerstand- Kondensator-Gliedern, kurz RC-Gliedern, um zwei integrierende, zeitkontinuierliche, lineare, zeitinvariante Übertragungsglieder in der Regelungseinheit zu schaffen, die einfach zu realisieren sind.
Die Zeitkonstante des RC-Gliedes zum Aufladen des Speicherkondensators muss einen solchen Wert annehmen, dass die höchste Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung kleiner, bevorzugt 2-mal kleiner, ist als der Quotient aus der niedrigsten Änderungsrate der Schaltregler- Ausgangsspannung und dem Schaltregler-Proportionalitätsfaktor. Die Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung kann auch noch kleiner sein, würde dann aber die Einregelphase unnötig verlängern. Die Änderungsrate der Schaltregler- Ausgangsspannung ist der Quotient aus dem kleinsten Lichtquellen-Laststrom in der Pulsphase und der Kapazität des Energiespeichers am Ausgang des Schaltreglers. Die Dimensionierungsbedingung für die Zeitkonstante stellt sicher, dass am Ende der Einregelphase kein Unterschwingen der Schaltregler- Ausgangsspannung auftritt, die zu einem zu niedrigen Spannungsabfall über dem
spannungs steuerbaren Bauteil führen kann, welcher in Folge zu einer ungewünschten
Reduzierung des Lichtquellen-Stroms führen kann.
In einer bevorzugten Ausgestaltung sind folgende Werte festgelegt:
niedrigste Änderungsrate der Schaltregler-Ausgangsspannung dUSRAl/dt = 165 V/s
Schaltregler-Proportionalitätsfaktor KS = 5,5
Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung dUSKl/dt = dUSRAl/dt / Ks /2 = 15 V/s Ladespannung des RC-Gliedes UL = 5 V
Zeitkonstante des RC-Gliedes x(Aufladung) = UL / dUSKl/dt = 0,3 s
Ein Abfluss von Ladungen aus dem Speicherkondensator in Pulspausen ist notwendig, damit die Regelungseinheit nach Abschaltung der Lichtquellen-Pulse die Schaltregler- Ausgangsspannung wieder auf ihren Maximalwert regeln kann, was dem Ausgangszustand entspricht. Die
Zeitkonstante des RC-Gliedes zum Entladen des Speicherkondensators soll einen solchen Wert annehmen, dass die Schaltregler- Ausgangsspannung sich in den Pulspausen nur um einen geringen Wert erhöht. Bevorzugt erhöht sich die Schaltregler-Ausgangsspannung in einer Pulspause um weniger als 0,1 V. Die Erhöhung der Schaltregler- Ausgangsspannung führt zu einem erhöhten Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil, welcher in Folge eine höhere Verlustleistung im spannungs steuerbaren Bauteil ergibt. Es ist nicht notwendig, für das Entladen eine Zeitkonstante zu wählen, welche unter allen Betriebsbedingungen (Zeitdauern für Pulsphase und Pulspause) eine gleichgroße Erhöhung der Schaltregler-Ausgangsspannung, insb. bei sehr langen Pulspausen, garantiert. Mit größeren Pulspausen und unveränderter Pulsphase reduziert sich das Tastverhältnis (= Pulsphase/Pulsperiodendauer). Bei unverändertem
Lichtquellen-Strom in der Pulsphase und reduziertem Tastverhältnis verringert sich die mittlere Verlustleistung in dem spannungssteuerbaren Bauteil. Es muss deshalb nur der Wert für die längste Pulspause ermittelt werden, bei welchem die Verlustleistung durch erhöhten
Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil nicht größer wird als die
Verlustleistung bei demselben Lichtquellen-Stromwert in der Pulsphase und der kürzesten Pulspause (= größtes Tastverhältnis). Aus diesem Wert für die längste Pulspause und dem zu definierenden Wert für die Erhöhung der Schaltregler-Ausgangsspannung in der Pulspause wird die Zeitkonstante der Entladung bestimmt. Wie beim Aufladevorgang muss auch beim
Entladevorgang der Schaltregler-Proportionalitätsfaktor in die Rechnung einbezogen werden.
In einer bevorzugten Ausgestaltung sind folgende Werte festgelegt:
Erhöhung der Schaltregler- Ausgangsspannung in der Pulspause dUSRA2 = 0,1 V
Mit einem minimalen Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil von 1,5 V (ohne Erhöhung) erhöht sich die Verlustleistung in dem spannungs steuerbaren Bauteil mit demselben Faktor wie die Spannungserhöhung: (0,1 V + 1,5 V) / 1,5 V = 1,07
Schaltregler-Proportionalitätsfaktor KS = 5,5
Verringerung der Speicherkondensatorspannung dUSK2 = dUSRA2 / KS = 0,0182 V
Längste Pulspause TPause = 0,125 s
Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung dUSK2/dt = dUSK2 / TPause = 0,146 V/s maximale Speicherkondensatorspannung USKmax = 2,6 V
Zeitkonstante des RC-Gliedes x(Entladung) = USKmax / dUSK2/dt = 18 s
Wenn in einer anderen Ausgestaltung die Zeitkonstante der Aufladung vergrößert werden soll (zur Reduzierung der Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung), dann muss die
Zeitkonstante der Entladung um denselben Faktor vergrößert werden, um eine weitere Erhöhung der Verlustleistung in dem spannungssteuerbaren Bauteil zu vermeiden.
In einer bevorzugten Ausgestaltung weist die Regelungseinheit eine Vergleichseinheit auf, die an ihrem Ausgang eine Vergleichsspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls über dem spannungs steuerbaren Bauteil bereitstellt. Bevorzugt ist die Vergleichs Spannung eine binäre Spannung, was eine besonders einfache Realisierung der nachfolgenden
Regelspannungseinstelleinheit ermöglicht. Die Vergleichseinheit kann als Komparator ausgebildet sein. Der Ausgang der Vergleichseinheit ist mit einem Eingang einer
Regelspannungseinstelleinheit der Regelungseinheit verbunden. Eine solche modulare Bauweise ermöglicht eine flexiblere Ausgestaltung der Regelungseinheit. Die
Regelspannungseinstelleinheit regelt in Abhängigkeit der Vergleichsspannung die
Regelspannung. Der Ausgang der Regelspannungseinstelleinheit ist mit dem Regeleingang des Schaltreglers verbunden, um die Regelspannung bereitzustellen.
In einer bevorzugten Ausgestaltung ist die Regelspannung durch die
Regelspannungseinstelleinheit erhöht, wenn die (binäre) Vergleichsspannung einen ersten Zustand aufweist und die Regelspannung ist durch die Regelspannungseinstelleinheit verringert, wenn die Vergleichs Spannung einen, vom ersten Zustand verschiedenen, zweiten Zustand aufweist. Die Höhe der Vergleichs Spannung ist dabei im eingeschwungenen Betrieb der
Lichtquellen-Treiberschaltung zu betrachten, also wenn eine Einregelphase (=Anlaufphase) des Schaltreglers und der Regelungseinheit beendet ist. In einer bevorzugten Ausgestaltung umfasst die Vergleichseinheit einen Komparator, dessen erster Eingang mit dem ersten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils verbunden ist, und eine Gleichspannungsquelle. Der erste Anschluss der Gleichspannungsquelle ist mit dem zweiten Eingang des Komparators verbunden, und der zweite Anschluss der
Gleichspannungsquelle ist als zweiter Eingang der Regelungseinheit mit dem zweiten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils verbunden. Die Gleichspannungsquelle liefert ein
Referenzspannungsniveau an den zweiten Eingang des Komparators, das mit dem
Spannungsniveau des ersten Eingangs des Komparators verglichen wird. In Abhängigkeit des Vergleichsergebnisses wird am Ausgang des Komparators eine Vergleichsspannung
bereitgestellt. Auf diese Weise ist eine Lichtquellen-Treiberschaltung geschaffen, deren
Vergleichseinheit den Spannungsabfall des spannungs steuerbaren Bauteils mit einer
Referenzgleichspannung vergleicht, um die Vergleichsspannung zu erzeugen. Dieser Aufbau ist besonders platzsparend und hat einen geringen Stromverbrauch.
In einer bevorzugten Ausgestaltung ist in die Verbindung zwischen dem ersten Anschluss des spannungs steuerbaren Bauteils und dem ersten Eingang des Komparators eine Diode
eingebracht, deren Anode mit dem ersten Eingang des Komparators verbunden ist, und deren Kathode als erster Eingang der Regelungseinheit mit dem ersten Anschluss des
spannungs steuerbaren Bauteils verbunden ist. Die Diode hat eine Sperrfunktion, um in der Pulspause einen Stromfluss durch die Lichtquellen-Last zu verhindern.
In einer bevorzugten Ausgestaltung ist ein erster Anschluss eines Speicherkondensators der Vergleichseinheit mit der Anode der Diode verbunden, und ein zweiter Anschluss des
Speicherkondensators der Vergleichseinheit ist mit dem zweiten Eingang der Regelungseinheit verbunden. Der Speicherkondensator der Vergleichseinheit ist von dem oben beschriebenen Speicherkondensator der Regelspannungseinstelleinheit verschieden. Der Speicherkondensator bewirkt bei einer alternierenden Pulsfolge, dass die Optimierung der Regelspannung für die höchste auftretende Stromstärke während der Pulsphase erfolgt. Dabei tritt bei der höchsten Stromstärke der niedrigste Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil auf.
In einer bevorzugten Ausgestaltung ist eine Spannungsquelle mit hohem Innenwiderstand an der Verbindung zwischen der Anode der Diode und dem ersten Eingang des Komparators angeordnet. Das Spannungsniveau dieser Spannungsquelle ist größer als das Spannungsniveau der Gleichspannungsquelle am zweiten Eingang des Komparators. Dadurch wird im Startzustand der Schaltung (s.u.) die Vergleichs Spannung zuverlässig auf„HIGH“-Pegel gesetzt. Dies bewirkt im Startzustand eine minimale Regelspannung und damit eine maximale Ausgangsspannung des Schaltreglers, so dass beim ersten Einschalten der beabsichtigte Strom durch die Lichtquellen- Last fließt. Auch bei Veränderungen der Lichtquellen-Last während des Betriebs des Lichtquellen-Treibers ermöglicht die Spannungsquelle eine Erhöhung der Ausgangsspannung des Schaltreglers.
Somit wird bei inaktiver Stromquelle (Pulspause des Pulssignals bzw. zweiter Schaltzustand) der Speicherkondensator der Vergleichseinheit auf das Spannungsniveau der Spannungsquelle am ersten Eingang des Komparators aufgeladen. Aufgrund des größeren Spannungsniveaus am ersten Eingang ist ein erster Zustand der Vergleichs Spannung am Ausgang des Komparators bereitgestellt. Wird dann mittels der Pulsphase des Pulssignals die Stromquelle eingeschaltet, und fällt eine Spannung über dem spannungs steuerbaren Bauteil ab, die kleiner ist als die Differenz aus der Spannungshöhe am ersten Eingang des Komparators und der Spannungshöhe der Flussspannung der Diode in Durchlassrichtung, wird der Speicherkondensator durch das spannungs steuerbaren Bauteil über die Diode auf einen Spannungs wert entladen, welcher der Summe aus der Spannung über dem spannungssteuerbaren Bauteil und der Spannungshöhe der Flussspannung der Diode in Durchlassrichtung entspricht. Ist dieses, durch den Entladevorgang erreichte, Spannungsniveau am ersten Eingang des Komparators größer als das Spannungsniveau am zweiten Eingang des Komparators, bleibt zunächst der erste Zustand der Vergleichs Spannung am Ausgang bereitgestellt. Dies führt dazu, dass die Regelspannung verändert wird, was zu einer Veränderung der Ausgangsspannung des Schaltreglers führt. Diese Veränderung führt zu einem veränderten Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil und im Ergebnis zu einem Umschalten des Spannungsniveaus der Vergleichs Spannung am Komparator-Ausgang.
In einer anderen bevorzugten Ausgestaltung ist die Regelungseinheit als
Computerprogrammprodukt ausführbar installiert in einem Mikrokontroller eingebracht. Dabei wird der Spannungsabfall am spannungs steuerbaren Bauteil mittels AD-Wandlung digitalisiert und dem Mikrokontroller bereitgestellt. Dieser generiert entsprechend der hier beschriebenen Vorgänge eine entsprechende Regelspannung. Diese Regelspannung wird mittels DA-Wandlung in ein analoges Spannungs signal umgesetzt und danach dem Schaltregler am Regeleingang zugeführt. Dies ermöglich eine flexible Umprogrammierung der Regelungsparameter.
In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein optisches Messgerät vorgesehen. Dieses optische Messgerät weist zumindest eine Lichtquelle zum Beleuchten eines Messobjekts auf. Diese Lichtquelle, insbesondere eine LED, wird mittels einer Lichtquellen-Treiberschaltung der vorher beschriebenen Art betrieben. Dabei wird ein Pulssignal für die Stromquelle eingesetzt, um zyklische Pulsströme mit der Stromquelle zu erzeugen, die sodann auch durch die Lichtquellen- Last fließen und die Lichtquellen-Last zyklisch ein- bzw. ausschalten. Dieses zyklische Ein- bzw. Ausschalten der Lichtquellen-Last wird verwendet, um ein o.g. Messobjekt zu beleuchten. Das optische Messgerät ist dabei insbesondere im Einsatz für die Erkennung maschinenlesbarer Sicherheitsmerkmale auf Wertdokumenten. Das optische Messgerät kann dabei ein Teil einer Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten sein. In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten mit einem maschinenlesbaren Sicherheitsmerkmal mit einem Messbereich zur Aufnahme von Wertdokumenten als Messobjekten und einem optischen Messgerät gemäß der vorhergehenden Art zur Beleuchtung des Sicherheitsmerkmals vorgesehen. Die erfindungsgemäße Vorrichtung prüft eine große Anzahl von Messobjekten in möglichst kurzer Zeit. Dabei sind insbesondere Transportgeschwindigkeiten durch den Messbereich von mehreren Metern pro Sekunde vorgesehen. Dadurch steht für das Prüfen eines Messobjekts, das sodann mit mehreren
Lichtblitzen beaufschlagt wird, nur eine sehr kurze Zeitspanne von beispielsweise 0,02 s zur Verfügung. Dies bedingt kurze Ein- und Ausschaltzeiten für die Lichtquellen-Last, die mittels des Pulssignals bewirkt werden. In einer bevorzugten Ausführung weist die Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten zudem einen Detektor auf, wobei der Detektor eine Antwort des Sicherheitsmerkmals in Reaktion auf die Beleuchtung erfasst und in ein elektronisches
Ausgangssignal umwandelt. Verglichen mit einer visuellen Erfassung ermöglicht dies eine genauere Prüfung des Sicherheitsmerkmals und damit eine verbesserte Lälschungssicherheit. In einer bevorzugten Ausführung weist die Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten zudem einen Prozessor auf, wobei der Prozessor in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Detektors eine Eigenschaft des Sicherheitsmerkmals (z.B. Echtheit, Dokumentenklasse) bewertet und das Ergebnis der Bewertung ausgibt. Dies ermöglicht eine Integration der Vorrichtung zum Prüfen in einem industriellen Umfeld, z.B. in einer Banknotenbearbeitungsmaschine, sowie eine genauere Analyse des Sicherheitsmerkmals und damit eine verbesserte Fälschungssicherheit. Weiter bevorzugt ist ein Mikroprozessor (NI, 24) des erfindungsgemäßen Lichtquellen-Treibers gleichzeitig der Prozessor der Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten.
In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Betreiben einer Lichtquellen-Last mittels einer Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß der vorher beschriebenen Art vorgesehen. Dabei erfolgt zunächst das Anschalten des Pulssignals an den Steueranschluss des
Schaltelements, um den Steueranschluss eines spannungssteuerbaren Bauteils mit einer
Spannungsquelle zu verbinden. Zudem erfolgt ein Abgreifen des Spannungsabfalls über dem spannungs steuerbaren Bauteil mittels der Regelungseinheit. Zudem erfolgt ein Bereitstellen der Regelspannung mittels der Regelungseinheit, wobei die Regelspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls über dem spannungssteuerbaren Bauteil geregelt wird. Zudem erfolgt ein Empfangen der Regelspannung in dem Schaltregler und Ausgeben der zu regelnden
Ausgangsspannung zum Betreiben der Lichtquellen-Last unter Verwendung der Regelspannung zum Regeln eines Spannungsniveaus der Ausgangsspannung, wobei die Ausgangsspannung bevorzugt linear mit der Regelungsspannung abnimmt.
Nachfolgend wird anhand von Figuren die Erfindung bzw. weitere Ausführungsformen und Vorteile der Erfindung näher erläutert, wobei die Figuren lediglich Ausführungsbeispiele der Erfindung beschreiben. Gleiche Bestandteile in den Figuren werden mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die Figuren sind nicht als maßstabsgetreu anzusehen, es können einzelne Elemente der Figuren übertrieben groß bzw. übertrieben vereinfacht dargestellt sein.
Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen Fichtquellen-Treiberschaltung;
Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen Fichtquellen-Treiberschaltung;
Fig. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Schaltkreises für eine
erfindungsgemäße Fichtquellen-Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 1;
Fig. 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Schaltkreises für eine
erfindungsgemäße Fichtquellen-Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 2;
Fig. 5 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Ablaufdiagrams eines
erfindungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben einer Fichtquellen-Fast;
Fig. 6 zeigt einen ersten Spannungs-/Strom-Zeit-Verlauf von ausgewählten Signalen in der Fichtquellen-Treiberschaltung gemäß Fig. 3;
Fig. 7 zeigt einen ausgewählten Teilbereich des in Fig. 6 gezeigten Spannungs-/Strom- Zeit-Verlaufs;
Fig. 8 zeigt einen ausgewählten Teilbereich des in Fig. 7 gezeigten Spannungs-/Strom- Zeit-Verlaufs;
Fig. 9 zeigt einen zweiten Spannungs-Zeit-Verlauf von Signalen in der Fichtquellen- Treiberschaltung gemäß Fig. 3;
Fig. 10 zeigt einen ersten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs;
Fig. 11 zeigt einen zweiten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs;
Fig. 12 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs;
Fig. 13 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs; und Fig. 14 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs.
Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen
Lichtquellen-Treiberschaltung. Ein Schaltregler N8 hat einen Spannungseingang N8_l zum Anlegen einer Eingangsspannung U6. Der Schaltregler N8 hat einen Spannungsausgang N8_2 zum Ausgeben einer zu regelnden Ausgangsspannung U5. Der Schaltregler N8 hat einen Regeleingang N8_3 zum Anlegen einer Regelspannung U4 zum Regeln der Spannungshöhe der Ausgangsspannung U5.
Der Spannungsausgang N8_2 ist mit einem Anschluss der Lichtquellen-Last 3 verbunden. Die Lichtquellen-Last 3 ist hier exemplarisch als eine LED V3 dargestellt. Erfindungsgemäß ist als Lichtquellen-Last 3 auch das Betreiben einer Mehrzahl von LEDs vorgesehen, die in Reihe oder parallel untereinander verschaltet sind. Denkbar ist auch eine Parallelschaltung mehrerer Reihenschaltungen aus LEDs (LED-Zweige), oder die Verwendung anderer, auf dem gleichen Wirkprinzip beruhender Halbleiterlichtquellen. Die Anode der Lichtquellen-Last 3 ist mit dem Spannungsausgang N8_2 verbunden.
Eine Stromquelle 1 ist in der Lichtquellen-Treiberschaltung vorgesehen. Der Begriff „Stromquelle“ wird in der Figurenbeschreibung durchgehend ungeachtet einer Stromrichtung am Ausgang der Stromquelle 1 (Anschluss Vl_l und Vl_2 eines spannungs steuerbaren Bauteils VI) verwendet. Der Begriff„Stromquelle“ kann mit dem Begriff„Stromsenke“ ausgetauscht werden.
Die Stromquelle 1 hat ein Schaltelement N3 und ein spannungssteuerbares Bauteil VI, hier beispielhaft als Feldeffekttransistor, FET, dargestellt. Ein erster Anschluss Vl_l des FET ist als Stromausgang der Stromquelle 1 mit der Kathode der Lichtquellen- Last 3 verbunden. Ein zweiter Anschluss Vl_2 des FET ist mit einem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI (Shunt) verbunden. Ein zweiter Anschluss des Strommesswiderstands RI ist mit einem
Bezugspotential verbunden.
Ein Steueranschluss Vl_3 des FET ist mit einem ersten Anschluss N3_l des Schaltelements N3 verbunden. Ein zweiter Anschluss N3_2 des Schaltelements N3 ist mit einem ersten Anschluss einer Spannungsquelle N2 verbunden. Ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle N2 ist mit dem Bezugspotential verbunden. An einen Steueranschluss N3_3 des Schaltelements N3 ist ein Pulssignal U7 angelegt. Dieses Pulssignal U7, als Schaltsignal für das Schaltelement N3, hat eine Pulsphase, mittels derer das Schaltelement N3 in einen ersten Schaltzustand (geschlossen) geschaltet ist und hat eine Pulspause, mittels derer das Schaltelement N3 in einen zweiten Schaltzustand (offen) geschaltet ist. Das Schaltelement N3 ist beispielsweise ein elektronisches Schaltelement, beispielsweise ein Transistor. In Fig. 1 ist das Schaltelement N3 im zweiten Schaltzustand (offen) gezeigt, in dem der Steueranschluss Vl_3 des FET nicht mit dem ersten Anschluss der Spannungsquelle N2 verbunden ist. Im (nicht dargestellten) ersten Schaltzustand des Schaltelements N3 ist der Steueranschluss Vl_3 des FET mit dem ersten Anschluss der Spannungsquelle verbunden.
Der erste Anschluss Vl_l des FET VI ist mit einem ersten Eingang 2_1 einer Regelungseinheit 2 verbunden. Der zweite Anschluss V 1_2 des FET V 1 ist mit einem zweiten Eingang 2_2 der Regelungseinheit 2 verbunden. Dadurch kann ein Spannungsabfall über dem FET V 1 von der Regelungseinheit 2 abgegriffen werden. Ein Ausgang 2_3 der Regelungseinheit 2 ist mit dem Regeleingang N8_3 des Schaltreglers N8 verbunden, um die Regelspannung U4 bereitzustellen, wobei die Regelspannung U4 in Abhängigkeit eines Spannungsabfalls am FET V 1 geregelt ist.
Der Schaltregler N8 ist beispielsweise ein standardmäßiger DC-DC Tiefsetzsteller, dessen Funktion nicht näher erläutert werden muss. Beispielsweise kann der Schaltregler N8 mit einer Kombination aus einem integrierten Schaltkreis TPS541540 der Firma Texas Instruments und einem Widerstand am Rückkoppeleingang realisiert werden. Die Verwendung anderer integrierter Schaltkreise ist davon nicht ausgeschlossen.
In Fig. 1 sind eine Vergleichseinheit 21 und eine Regelspannungseinstelleinheit 22 der
Regelungseinheit 2 angedeutet, die in Fig. 3 näher beschrieben werden.
Nachfolgend wird das Prinzip der in Fig. 1 gezeigten Lichtquellen-Treiberschaltung erläutert.
Die schaltbare Stromquelle 1 kann mittels des Pulssignals U7 eingeschaltet und ausgeschaltet werden. Das Ausgangsstromniveau der Stromquelle 1 wird über die Spannungsquelle N2 eingestellt. Dabei müssen eventuelle Änderungen des Ausgangsstromniveaus so mit dem Pulssignal synchronisiert sein, dass sich eine zyklisch variierende Folge von Strompulsen durch die Lichtquellen-Last ergibt.
Die Lichtquellen-Last V3 wird aus dem hocheffizienten Schaltregler N8 mit dessen
Ausgangsspannung U5 versorgt. Dessen Eingangs Spannung U6 ist eine Versorgungs Spannung von beispielsweise 24 Volt Gleichspannung. Andere Spannungshöhen oder Spannungsarten für die Eingangsspannung U6 sind dabei nicht ausgeschlossen, es könnte also auch eine
Wechselspannung am Schaltregler N8 angelegt werden, die dann gleichgerichtet wird.
Damit die Stromquelle 1 mit einem hohen Wirkungsgrad betrieben wird, sollte der
Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils VI während des ersten Schaltzustands (geschlossen) so gering wie möglich sein. Handelt es sich beim spannungs steuerbaren Bauteil VI um einen FET, so wird der Spannungsabfall zwischen den Anschlüssen Vl_l und Vl_2 als Drain-Source-Spannung UDS bezeichnet, und der Spannungsabfall zwischen den Eingängen V 1_3 und V 1_2 als Gate- Source-Spannung UGS bezeichnet. Ein FET weist eine Schwellspannung Vth von beispielsweise 1,8 V auf, die dadurch gekennzeichnet ist, dass für UGS > Vth ein nutzbarer Drain-Strom, insb. ein Strom durch die Lichtquellen-Last, fließt. Die Drain-Source-Spannung erfüllt bevorzugt die Bedingung UDS > UGS-Vth, damit der Drain-Strom, insb. der Strom durch die Lichtquellen- Last, möglichst unabhängig von UDS ist.
Der Schaltregler N8 ist mit dem Regeleingang N8_3 mit dem Ausgang 2_3 der Regelungseinheit 2 verbunden. Bevorzugt nimmt die Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 bei einer Zunahme der Regelspannung U4 linear ab. Eine andere Abhängigkeit zwischen U4 und U5 kann ebenfalls bestehen. Die Werte von U4 und U5 können eine bijektive Abbildung sein. Somit kann das Spannungsniveau der Ausgangsspannung U5 mittels des Spannungsniveaus der
Regelspannung U4 eingestellt werden.
Die Höhe der Regelspannung U4 wird durch die Regelungseinheit 2 geregelt.
Im ersten Schaltzustand des Schaltelements N3 - Stromquelle 1 eingeschaltet - wird ein
Spannungsabfall über dem FET VI abgegriffen, und die Regelspannung U4 entsprechend geregelt.
Im zweiten Schaltzustand des Schaltelements N3 - Stromquelle 1 ausgeschaltet - wird die Regelspannung U4 nicht geregelt.
Während des Betriebs der Lichtquellen-Treiberschaltung (zweite und dritte Betriebsphase, s.u.) ist ein Pulssignal U7 an das Schaltelement N3 angelegt, um die Stromquelle 1 periodisch (zyklisch) ein- und auszuschalten. Daraus folgt, dass die Lichtquellen-Last 3 entsprechend dem Pulssignal U7 ein- bzw. ausgeschaltet wird. Damit werden beispielsweise Lichtblitze generiert, die auf ein Messobjekt, beispielsweise eine Banknote, ausgesendet werden, um eine
charakteristische Antwort darauf zu erhalten und auszuwerten. Dies ermöglicht beispielsweise eine Echtheitsprüfung von maschinenlesbaren Merkmalen auf einem Messobjekt durch ein Banknotenprüfsystem.
Eine erhöhte Verlustleistung des FET während einer zweiten Betriebsphase, der„Einregelphase“ (siehe Erläuterungen zu Fig. 6 bis 14), der Lichtquellen-Treiberschaltung ist in der
Bauteilauswahl und im thermischen Design der Leiterplatte zu berücksichtigen.
Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen
Lichtquellen-Treiberschaltung. Das Prinzip der Lichtquellen-Treiberschaltung der Fig. 2 entspricht dem Prinzip der Lichtquellen-Treiberschaltung der Fig. 1, sodass auf die Beschreibung der Fig. 1 vollständig Bezug genommen werden kann. Nachfolgend werden lediglich die Unterschiede zwischen Fig. 1 und Fig. 2 erläutert. Im Unterschied zu Fig. 1 ist in Fig. 2 die Regelungseinheit 2 nicht mit einer Vergleichseinheit 21 und einer
Regelspannungseinstelleinheit 22 ausgebildet, sondern alternativ mit einem AD-Wandler 23, einem Mikrokontroller 24 und einem DA-Wandler 25. Dieser Unterschied wird in Fig. 4 detailliert erläutert werden. In dem Mikrokontroller 24 erfolgt die Erfassung des
Spannungsunterschieds am FET auf Basis eines von analog zu digital gewandelten
Spannungswerts über dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2, und das Einstellen einer dem digitalen Spannungsabfall entsprechenden digitalen Regelspannung. Im anschließenden DA-Wandler wird die eingestellte digitale Regelspannung in eine analoge Regelspannung umgewandelt, die dann dem Schaltregler N8 als Regelspannung U4 zu geführt wird.
Fig. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Schaltkreises einer erfindungsgemäßen
Lichtquellen-Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 1. Die Beschreibung der Fig. 1 gilt auch für die Fig. 3, sodass auf die Beschreibung der Fig. 1 vollständig Bezug genommen werden kann. Nachfolgend werden daher lediglich die Unterschiede zwischen Fig. 1 und Fig. 3 erläutert.
Im Unterschied zu Fig. 1 ist die Stromquelle 1 der Fig. 3 eine Präzisions Stromquelle, die zusätzlich einen Digital-Analog-Wandler N2 und einen Operationsverstärker N4 enthält.
Die Stromquelle 1 umfasst außerdem wie in Fig. 1 das Schaltelement N3 und das
spannungs steuerbare Bauteil VI, hier als Feldeffekttransistor, FET, dargestellt. Der erste Anschluss Vl_l des FET ist als Stromausgang der Stromquelle 1 mit der Kathode der
Lichtquellen-Last 3 verbunden. Die Lichtquellen-Last ist hier als Reihenschaltung von LEDs V3 bis Vn dargestellt. Da in der Fig. 3 der Laststrom von der Kathode der Lichtquellen-Last hin zum Anschluss Vl_l der Stromquelle 1 fließt, ist aus rein schaltungstheoretischer Sicht der Begriff „Stromsenke“ zutreffender.
In einer nicht in Fig. 3 gezeigten Ausführungsvariante ist ein erster Anschluss Vl_l des spannungs steuerbaren Bauteils VI mit dem Ausgang N8_2 des Schaltreglers N8 verbunden und ein zweiter Anschluss V 1_2 des spannungssteuerbaren Bauteils V 1 ist mit der Anode der Lichtquellen-Last 3 verbunden, beispielsweise der Anode der ersten LED Vn aller in Reihe geschalteten LEDs V3 bis Vn, und die Kathode der LED V3 ist mit dem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI verbunden. In einer weiteren nicht in Fig. 3 gezeigten Ausführungsvariante ist ein erster Anschluss Vl_l des spannungs steuerbaren Bauteils VI mit dem Ausgang N8_2 des Schaltreglers N8 verbunden, ein zweiter Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils VI ist mit einem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI verbunden, und ein zweiter Anschluss des Strommesswiderstands RI ist mit der Anode der Lichtquellen-Last 3 verbunden, beispielsweise der Anode der ersten LED Vn aller in Reihe geschalteten LEDs V3 bis Vn. Die Kathode der LED V3 ist mit dem Bezugspotential verbunden.
Die Ausgestaltung dieser Ausführungsvarianten ist für einen Fachmann auf dem Gebiet der Lichtquellen-Treiber leicht möglich. Da in diesen Ausführungsvarianten der Ausgangsstrom der Stromquelle 1 von dem Anschluss Vl_2 zur Lichtquellen-Last hinfließt, ist aus rein
schaltungstheoretischer Sicht der Begriff„Stromquelle“ zutreffender.
Da in allen Ausführungsvarianten die Topologie der„Stromquelle“ 1 gleich ist und lediglich die Stromrichtung des Ausgangsstroms hin zur Lichtquellen-Last 3 wechselt, wird der Begriff „Stromquelle“ hier allgemein verwendet.
Der zweite Anschluss Vl_2 des FET VI ist mit dem ersten Anschluss des Strommesswiderstand RI (Shunt) verbunden. Der zweite Anschluss des Strommesswiderstands RI ist mit dem
Bezugspotential verbunden.
Der Steueranschluss V 1_3 des FET V 1 ist mit einem Ausgang eines Operationsverstärkers N4 verbunden. Der positive Eingang des Operationsverstärkers N4 ist mit dem ersten Anschluss N3_l des Schaltelements N3 verbunden. Der negative Eingang des Operationsverstärkers N4 ist mit dem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI verbunden.
Der zweite Anschluss N3_2 des Schaltelements N3 ist mit einem Ausgang der Spannungsquelle N2, hier als DA-Wandler vorgesehen, verbunden. Ein Eingang des DA-Wandlers ist mit einem Mikrokontroller N 1 verbunden. Alternativ (nicht dargestellt) ist der zweite Anschluss N3_2 des Schaltelements N3 mit einem analogen Ausgang des Mikrokontrollers NI verbunden, wobei der DA-Wandler dann ein integraler Bestandteil des Mikrokontrollers NI ist.
An den Steueranschluss N3_3 des Schaltelements N3 ist wiederum das Pulssignal U7 angelegt. Das Pulssignal U7 wird durch den Mikrokontroller NI generiert. Dieses Pulssignal U7 hat eine Pulsphase, mittels der das Schaltelement N3 in einen ersten Schaltzustand (geschlossen) geschaltet ist und eine Pulspause, mittels der das Schaltelement N3 in einen zweiten
Schaltzustand (offen) geschaltet ist. Das Schaltelement N3 ist beispielsweise ein elektronisches Schaltelement, beispielsweise ein Transistor. In Fig. 3 ist das Schaltelement N3 im zweiten Schaltzustand (offen) gezeigt, in dem der erste Eingang (positiver Eingang) des Operationsverstärkers N4 nicht mit dem Ausgang des DA-Wandlers N2 verbunden ist. In einer bevorzugten Ausführung (nicht dargestellt) ist im zweiten Schaltzustand des Schaltelements N3 der erste Eingang des Operationsverstärkers N4 mit dem Bezugspotential verbunden, so dass möglicherweise vorhandene Ladungen aus dem Operationsverstärker abfließen. Dadurch liegt auch am Ausgang des Operationsverstärkers das Bezugspotential an, so dass sichergestellt ist, dass kein Strom durch die Lichtquellen-Last fließt.
Im (nicht dargestellten) ersten Schaltzustand (geschlossen) des Schaltelements N3 ist der erste Eingang (positiver Eingang) des Operationsverstärkers N4 mit dem Ausgang des DA-Wandlers N2 verbunden.
Wie in Lig. 1 ist auch in Lig. 3 der erste Anschluss Vl_l des LET mit dem ersten Eingang 2_1 der Regelungseinheit 2 verbunden. Der zweite Anschluss V 1_2 des FET ist mit dem zweiten Eingang 2_2 der Regelungseinheit 2 verbunden. Dadurch kann ein Spannungsabfall UDS über dem FET von der Regelungseinheit 2 abgegriffen werden. Der Ausgang 2_3 der
Regelungseinheit 2 ist mit dem Regeleingang N8_3 des Schaltreglers N8 verbunden, um die Regelspannung U4 bereitzustellen, wobei die Regelspannung U4 in Abhängigkeit des
Spannungsabfalls am FET V 1 geregelt ist.
Die Regelungseinheit 2 der Fig. 3 umfasst eine Vergleichseinheit 21, eine
Regelspannungseinstelleinheit 22 und ein NAND-Gatter Dl. Anstelle eines NAND-Gatters Dl könnte auch ein anderes digitales Gatter verwendet werden, um das Pulssignal U7 und das Ausgangssignal der Vergleichseinheit 21 zeitlich miteinander zu koppeln.
Die Vergleichseinheit 21 umfasst einen Komparator N5, dessen erster Eingang (positiver Eingang) mit einer Anode einer Diode V2 verbunden ist. Die Kathode der Diode V2 ist mit dem ersten Anschluss Vl_l des FET verbunden und stellt den ersten Eingang 2_1 der
Regelungseinheit 2 dar. Die Anode der Diode V2 ist zudem mit einem ersten Anschluss eines Widerstands R2 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R2 ist mit einer
Spannungsquelle U2 verbunden. Die Anode der Diode V2 ist zudem mit einem ersten Anschluss eines Speicherkondensators CI verbunden.
Ein zweiter Anschluss des Speicherkondensators CI ist mit dem zweiten Anschluss Vl_2 des FET verbunden und stellt den zweiten Eingang 2_2 der Regelungseinheit 2 dar. Der zweite Anschluss des Speicherkondensators CI ist mit einem zweiten Anschluss einer
Gleichspannungsquelle U 1 verbunden. Ein erster Anschluss der Gleichspannungsquelle U 1 ist mit einem zweiten Eingang (negativer Eingang) des Komparators N5 verbunden.
Der Ausgang des Komparators N5 ist mit einem ersten Eingang Dl_l des NAND-Gatters Dl verbunden. Ein zweiter Eingang Dl_2 des NAND-Gatters Dl ist mit dem Ausgang des Mikrokontrollers NI verbunden, der das Pulssignal U7 bereitstellt. Ein Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl ist mit einem Steuereingang eines Schaltelements N6 der
Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Das Schaltelement N6 ist beispielsweise ein FET- Analogschalter.
Ein erster Eingangsanschluss des Schaltelements N6 ist mit einem ersten Anschluss eines Widerstands R3 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R3 ist mit einer Spannungsquelle U3 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter Eingangsanschluss des Schaltelements N6 ist mit einem ersten Anschluss eines Widerstands R4 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R4 ist mit dem Bezugspotenzial verbunden.
Ein Ausgangsanschluss des Schaltelements N6 ist mit einem ersten Anschluss eines
Speicherkondensators C2 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter
Anschluss des Speicherkondensators C2 ist mit dem Bezugspotenzial verbunden.
Der Steueranschluss des Schaltelements N6 bewirkt durch Anlegen eines entsprechenden Signals, dass entweder der erste Anschluss des Widerstands R3 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 verbunden ist, oder dass der erste Anschluss des Widerstands R4 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 verbunden ist.
Der Widerstand R3 und der Speicherkondensator C2 bilden ein erstes RC-Glied. Der Widerstand R4 und der Speicherkondensator C2 bilden ein zweites RC-Glied. Die Zeitkonstanten beider RC- Glieder sind so gewählt, dass unter allen drei Betriebsbedingungen (Startbedingung,
Einregelphase, Phase des eingeregelten Zustands) die Funktion der Lichtquellen- Treiberschaltung sichergestellt ist. In einem Dimensionierungsvorschlag - der nicht
einschränkend für den Erfindungsgegenstand ist - ist der Widerstand R4 viel größer als der Widerstand R3, insbesondere ist R4 mindestens 10 Mal größer als R3, beispielsweise beträgt das Verhältnis R4/R3 gleich 60. Dadurch wird sichergestellt, dass sich die Regelspannung U4 während einer Pulsperiodendauer nur geringfügig ändert.
Der erste Anschluss des Speicherkondensators C2 der Regelspannungseinstelleinheit 22 ist mit einem Eingang einer Verstärkerstufe N7 verbunden. Ein Ausgang der Verstärker stufe N7 stellt die Regelspannung U4 bereit und stellt so den Ausgang 2_3 der Regelungseinheit 2 dar. In einer bevorzugten Ausführung hat die Verstärker stufe N7 eine Verstärkung von +1. Dadurch ergibt sich ein besonders einfaches Schaltungsdesign mit wenigen elektronischen Bauteilen.
Nachfolgend wird das Prinzip der in Fig. 3 gezeigten Lichtquellen-Treiberschaltung erläutert. Die schaltbare Stromquelle 1 kann mittels dem Pulssignal U7 eingeschaltet und ausgeschaltet werden. Das Ausgangsstromniveau der Stromquelle wird über die Spannungsquelle N2, hier ein analoger Ausgangswert des DA-Wandlers bzw. des Mikrokontrollers NI, eingestellt. Dabei müssen eventuelle Änderungen des Ausgangsstromniveaus so mit dem Pulssignal synchronisiert sein, dass sich eine zyklisch variierende Folge von Strompulsen durch die Lichtquellen-Last ergibt.
Die Lichtquellen-Last 3 wird aus dem hocheffizienten Schaltregler N8 mit dessen
Ausgangsspannung U5 versorgt. Dessen Eingangs Spannung U6 ist eine Versorgungs Spannung von beispielsweise 24V Gleichspannung.
Damit die Stromquelle 1 mit einem hohen Wirkungsgrad betrieben wird, muss der
Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils während des ersten Schaltzustands (geschlossen) so gering wie möglich sein. Beispielsweise ist der Spannungsabfall ca. 1,5 Volt. In einem eingeregelten Zustand der Lichtquellen-Treiberschaltung der Fig. 3 wird die Spannung zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils durch die Vergleichseinheit 21, insbesondere durch das Spannungsniveau der Gleichspannungsquelle Ul, eingestellt.
Der Schaltregler N8 ist mit dem Regeleingang N8_3 mit dem Ausgang 2_3 der Regelungseinheit
2 und damit auch dem Ausgang der Verstärkerstufe N7 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Die Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 nimmt bei einer Erhöhung der Regelspannung U4 beispielsweise linear ab. Somit kann das Spannungsniveau der
Ausgangsspannung U5 mittels des Spannungsniveaus der Regelspannung U4 eingestellt werden. Die Höhe der Regelspannung U4 wird durch die Regelungseinheit 2 geregelt.
Das Pulssignal U7 ist beispielsweise binär und hat einen logischen„LOW“-Pegel, um das Schaltelement N3 in einen zweiten Schaltzustand zu schalten, und einen logischen„HIGH“- Pegel, um das Schaltelement N3 in einen ersten Schaltzustand zu schalten. Die konkreten Spannungshöhen der beiden Pegel sind nicht erfindungsrelevant, auch die Zuordnung der Pegel zu den Schaltzuständen des Schaltelements N3 ist nicht erfindungsrelevant.
Fig. 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Lichtquellen- Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 2. Es wird nur auf die Unterschiede zu Fig.
3 hingewiesen, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden. Anstelle der analogen
Schaltungselemente gemäß Fig. 3 wird in Fig. 4 die Regelschleife zumindest teilweise digital ausgebildet, wobei der Spannungsabfall mittels eines AD-Wandlers 23 in einen digitalen Wert umgesetzt wird, der von einem Mikrokontroller 24 ausgewertet werden kann. Der Mikrokontroller 24 bildet sodann die in Fig. 1 bzw. 3 gezeigte Vergleichseinheit 21 und
Regelspannungseinstelleinheit 22 ab, um eine digitale Regelspannung zu regeln. Die so erzeugte digitale Regelspannung wird in eine analoge Regelspannung U4 mittels DA-Wandler 25 umgesetzt und dem Schaltregler N8 am Regeleingang 2_3 bereitgestellt. Die Regelungseinheit 2 kann dabei vollständig in Form eines Computerprogrammproduktes ausgebildet sein. Bevorzugt ist der Mikrokontroller N 1 gleichzeitig der Mikrokontroller 24 zum Regeln der Regelspannung U4. In einer Ausführungsvariante ist der DA-Wandler 25 und / oder der AD-Wandler 23 Teil des Mikrokontrollers 24. Dies ermöglicht eine reduzierte Anzahl von Bauteilen und einen geringeren Energieverbrauch .
Alle Lichtquellen-Treiberschaltungen der Fig. 1 bis Fig. 4 der hier vorliegenden Erfindung haben drei zeitliche Betriebsphasen. Die erste Betriebsphase wird„Startbedingung“ genannt, die zweite Betriebsphase wird„Einregelphase“ genannt, die dritte Betriebsphase wird„Phase des eingeregelten Zustands“ genannt, für weitere Details wird auf die Fig. 6 bis 14 verwiesen.
Nachfolgend wird anhand der konkreten Ausgestaltung gemäß Fig. 6 bis 14 das Prinzip der Lichtquellen-Treiberschaltung der Erfindung näher erläutert.
In der Phase„Startbedingung“ werden die jeweiligen Eingangs- und Versorgungsspannungen an die entsprechenden Komponenten der Lichtquellen-Treiberschaltung angelegt. Im Fall einer Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß Fig. 3 wird in dieser ersten Phase die Eingangsspannung U6 an den Schaltregler N8, die Spannung Ul an den zweiten Eingang des Komparators N5, die Spannung U2 an den Widerstand R2 und die Spannung U3 an den Widerstand R3 angelegt. Die zur Versorgung des Operationsverstärkers N4, des Komparators N5, des Verstärkers N7, des Mikrokontrollers N 1 und des DAC N2 benötigten Betriebsspannungen werden ebenfalls angelegt. In dieser ersten Phase hat die Regelspannung U4 in jeder Lichtquellen- Treiberschaltung einen ungeregelten Wert, beispielsweise einen Spannungswert von 0V, und das Pulssignal U7 hat einen konstanten„LOW“-Pegel, wodurch ein dauerhafter zweiter
Schaltzustand des Schaltelements N3 geschaltet ist, und so die Stromquelle 1 in dieser ersten Phase dauerhaft deaktiviert ist. In Bezug zu Fig. 3 ist dabei der Speicherkondensator C 1 der Vergleichseinheit 21 auf das Spannungsniveau der Spannungsquelle U2 aufgeladen. Das Spannungsniveau der Spannungsquelle U2 ist größer als das Spannungsniveau der
Gleichspannungsquelle Ul am negativen Eingang des Komparators N5. Der (dauerhafte) logische„LOW“-Pegel des Pulssignals U7 am zweiten Eingang Dl_2 des NAND-Gatters Dl hält zudem den Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl auf einem logischen„HIGH“-Pegel. Der logische„HIGH“-Pegel des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl wird an den Steueranschluss des Schaltelements N6, hier ein elektronischer Umschalter, angelegt und schaltet das
Schaltelement N6 in einen nicht in Fig. 3 dargestellten Zustand, in dem der erste Anschluss des Widerstands R4 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 der
Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden ist. Dadurch wird der Speicherkondensator C2 entladen bzw. wird im entladenen Zustand gehalten, und die Regelspannung U4 verringert sich bzw. bleibt auf einem Minimalwert. Ist ein Minimalwert der Regelspannung U4 beispielsweise null Volt, dann ist die Ausgangsspannung U5 durch den Schaltregler N8 auf ihren Maximalwert von typisch 19 V Gleichspannung geregelt.
Wenn das Pulssignal U7 erstmals seinen logischen Zustand von logisch„LOW“ nach logisch „HIGH“ ändert, beginnt eine zweite Betriebsphase, die„Einregelphase“ der Lichtquellen- Treiberschaltung der Figuren 1 bis 4. Dabei wird mittels des Pulssignals U7 der erste
Schaltzustand des Schaltelements N3 - Stromquelle 1 eingeschaltet - geschaltet. Der
Spannungsabfall UDS am FET ist dann gemäß Fig. 3 größer als eine Differenz aus der
Spannungshöhe der Gleichspannung Ul und einer Flussspannung Uf_V2 der Diode V2 in Durchflussrichtung. Der Komparator N5 der Fig. 3 führt damit zunächst weiterhin einen logischen„HIGH“-Pegel an seinem Ausgang. Der„HIGH“-Pegel des Komparators N5 und der “HIGH“-Pegel des Pulssignals U7 schalten das NAND-Gatter Dl am Ausgang auf logisch „LOW“ um. Dieses Umschalten des Ausgangs des NAND-Gatters Dl wird an den
Steueranschluss des Schaltelements N6 bereitgestellt, woraufhin das Schaltelement N6 umschaltet (in den in Fig. 3 dargestellten Schaltzustand). Somit ist der erste Anschluss des Widerstands R3 mit dem ersten Anschluss des Kondensators C2 verbunden, wodurch der Speicherkondensator C2 über den Widerstand R3 aufgeladen wird. Mit steigender Spannung am Speicherkondensator C2 steigt auch die Regelspannung U4.
Liegt gleichzeitig ein ausreichender mittlerer Strom von beispielsweise mindestens 60 mA durch die Lichtquellen-Last vor, sinkt durch die negative Proportionalitätskontante zwischen der Regelspannung U4 und der Ausgangsspannung U5 in der Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß der Fig. 1 bis 4 die Ausgangsspannung U5 mittels des Schaltreglers N8. Die Pulsfolge der Spannung U7 und das Eingangssignal in den DAC N2 sind so zu wählen, dass ein ausreichender mittlerer Strom durch die Lichtquellen-Last vorliegt. Mit sinkender Ausgangsspannung U5 verringert sich die Drain-Source-Spannung UDS des FET (UDS ist der Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des FET VI). In Bezug auf Fig. 3 gilt: Wenn der Spannungsabfall UDS kleiner ist als die Differenz aus der
Spannungshöhe der Gleichspannung Ul und einer Flussspannung Uf_V2 der Diode V2 in Durchflussrichtung, ändert (kippt) der Ausgang des Komparators N5 die Vergleichsspannung von einem ersten Zustand (logischer ,,HIGH“-Pegel) in einen zweiten Zustand (logischer ,,LOW“-Pegel). Dieses Kippen schaltet das NAND-Gatter Dl am Ausgang Dl_3 auf logisch „HIGH“ um, woraufhin das Schaltelement N6 umschaltet und den ersten Anschluss des Widerstands R4 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 verbindet. Damit wird der Speicherkondensator C2 wieder teilweise entladen und die Regelspannung U4 verringert. Sowohl in der„Einregelphase“ als auch in der„Phase des eingeregelten Zustands“ der
Lichtquellen-Treiberschaltung der Figuren 1 bis 4 wird ein Pulssignal U7 an das Schaltelement N3 angelegt, um die Stromquelle 1 periodisch (zyklisch) ein- und auszuschalten. Daraus folgt, dass die Lichtquellen-Last 3 entsprechend dem Pulssignal ein- bzw. ausgeschaltet wird. Damit werden beispielsweise Lichtblitze generiert, die auf ein Messobjekt ausgesendet werden, um eine charakteristische Antwort darauf zu erhalten und auszuwerten. Dies ermöglicht beispielsweise eine Echtheitsprüfung von maschinenlesbaren Merkmalen auf Messobjekten.
In einer Pulsperiodendauer jedes Pulses (= Pulsphase und Pulspause) wird in Fig. 3 der
Speicherkondensator C2 der Regelspannungseinstelleinheit 22 geringfügig aufgeladen und auch geringfügig entladen. Eine mittlere Spannung über dem Speicherkondensator C2 stellt einen stabilen Spannungswert der Regelspannung U4 und damit der Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 ein. Dieser stabile Spannungswert der Ausgangsspannung U5 betreibt die Stromquelle 1 im optimalen Arbeitspunkt einer Strom-Spannungs-Kennlinie des FET. Der Spannungswert der Gleichspannungsquelle U 1 legt dabei die Drain-Source-Spannung UDS des FET in der Pulsphase der„Phase des eingeregelten Zustands“ fest.
Die zweite Betriebsphase„Einregelphase“ endet, wenn der Mittelwert der Regelspannung U4 über einen längeren Zeitraum von beispielsweise 10 Pulsperiodendauern, insbesondere von mehr als 5 ms, nicht mehr monoton steigt, sondern U4 innerhalb dieser Zeitspanne nur noch zwischen zwei Werten alterniert. Mit Ende der„Einregelphase“ beginnt die„Phase des eingeregelten Zustands“ - die eigentliche Betriebsphase der Lichtquellen-Treiberschaltung.
Mittels der Regelungseinheit 2 der Lichtquellen-Treiberschaltung der Figuren 1 bis 4 wird also ein stabiler Ausgangsspannungswert der Ausgangsspannung U5 erhalten, der nominell unterschiedliche Lichtquellen-Flussspannungen und Schwankungen der Lichtquellen- Flussspannungen im Betrieb der Lichtquellen-Treiberschaltung aufgrund Alterung oder schaltungsintemer oder schaltungsexterner Temperaturschwankungen (Erwärmung/ Abkühlung) sowie Spannungsschwankungen des Schaltreglers N8 ausregelt. Eine erhöhte Verlustleistung am spannungs steuerbaren Bauteil VI während der„Einregelphase“ der Lichtquellen- Treiberschaltung ist in der Bauteilauswahl und im thermischen Design der Leiterplatte zu berücksichtigen.
Fig. 5 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Ablaufdiagrams eines erfindungsgemäßen Verfahrens 100 zum Betreiben einer Lichtquellen-Last mittels einer Lichtquellen- Treiberschaltung gemäß der vorhergehend beschriebenen Art.
In einem ersten Schritt 101 wird ein Pulssignal an ein Schaltelement angelegt, um einen
Steueranschluss eines spannungssteuerbaren Bauteils mit einer Spannungsquelle in einer Pulsphase zu verbinden und in einer Pulspause nicht zu verbinden. Im Folgeschritt 102 wird ein Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil mittels einer Regelungseinheit abgegriffen. Im Schritt 103 wird mittels einer Vergleichseinheit in der Regelungseinheit verglichen, ob der Spannungsabfall UDS größer ist als die Differenz aus der Spannungshöhe der Gleichspannung Ul und einer Flussspannung Uf_V2 der Diode V2 in Durchflussrichtung.
Im Ja-Fall des Schritts 103 wird eine Vergleichsspannung in einen ersten Zustand geschaltet (Schritt 104). Anschließend wird in einem Schritt 105 eine Regelspannung mittels der
Regelungseinheit 2 geregelt (hier erhöht), wobei die Regelspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls am spannungs steuerbaren Bauteil geregelt wird. In einem Folgeschritt 106 wird die Regelspannung im Schaltregler empfangen und eine Ausgangsspannung des
Schaltreglers verkleinert und ausgegeben, um die Lichtquellen-Last zu betreiben, wobei die Ausgangsspannung bei einer Vergrößerung der Regelspannung bevorzugt linear abnimmt. Das Verkleinern der Ausgangsspannung führt zu einem Verkleinern des Spannungsabfalls UDS.
Im Nein-Fall des Schritts 103 wird eine Vergleichs Spannung in einen zweiten Zustand geschaltet (Schritt 107). Anschließend wird in einem Schritt 108 eine Regelspannung U4 mittels der Regelungseinheit 2 geregelt (hier verkleinert), wobei die Regelspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls am spannungs steuerbaren Bauteil geregelt wird. In einem Folgeschritt 109 wird die Regelspannung im Schaltregler empfangen und eine Ausgangsspannung des
Schaltreglers vergrößert und ausgegeben, um die Lichtquellen-Last zu betreiben, wobei die Ausgangsspannung bei einer Verkleinerung der Regelspannung bevorzugt linear zunimmt. Das Vergrößern der Ausgangsspannung führt zu einem Vergrößern des Spannungsabfalls UDS.
Das Verfahren des Ablaufdiagramms der Fig. 5 kann als Arbeitsverfahren (Betriebsverfahren) in jedem der in Fig. 1 bis Fig. 4 dargestellten Lichtquellen-Treiberschaltungen eingesetzt werden.
In den analogen Ausführungsformen gemäß Fig. 1 und Fig. 3 laufen dabei alle
Verfahrens schritte parallel ab.
Fig. 6 zeigt einen ersten Spannungs-/Strom-Zeit-Verlauf von ausgewählten Signalen der in den Figuren 1 bis 4, insbesondere der Fig. 3, dargestellten Lichtquellen-Treiberschaltung. Die Fig. 6 zeigt dabei einen Spannungsverlauf der zu regelnden Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf am ersten Anschluss Vl_l des FET VI in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen
Spannungsverlauf am zweiten Anschluss V 1_2 des FET VI in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf der Regelspannung U4 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf des Pulssignals U7 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf am Ausgang Dl_3 des digitalen Gatters Dl in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden und einen Stromverlauf des Stroms durch den Stromwiderstand RI in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden.
Der Spannungs-Zeit-Verlauf der Fig. 6 ist dabei in die drei Betriebsphasen eingeteilt. Der Zeitraum von 0 Sekunden bis 0,4 Sekunden zeigt dabei die Startbedingungen, wie oben bereits erwähnt mit: U5 auf 19 Volt, U4 auf 0 Volt, U7 auf einem dauerhaften„LOW“-Pegel. Damit ist die Stromquelle 1 in dieser Betriebsphase deaktiviert, was durch den Stromwert von 0A des Stroms I_R1 durch den Strommesswiderstand RI dargestellt ist. Der Strom I_R1 entspricht dem Strom durch die Lichtquellen-Last 3 und wird daher im Folgenden auch als Lichtquellen-Strom bezeichnet. Gemäß Fig. 3 führt der„LOW“-Pegel des Pulssignals U7 zu einem„HIGH“-Pegel am Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl.
In diesem Zeitraum der„Startbedingung“ wird durch die Regelspannung U4 in Höhe von 0 V aufgrund der Abhängigkeit zwischen den Spannungen U4 und U5 (bspw. negativ linear) eine zu regelnde Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in Maximalhöhe von 19 Volt vom
Schaltregler N8 ausgegeben. Damit ist ein Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungssteuerbaren Bauteils VI (FET) maximal und in dieser ersten Phase beispielsweise 18 Volt. (Die Spannungsverläufe wurden durch eine Simulation gewonnen. Aufgrund von Beschränkungen des Simulationsprogramms ergibt sich für den Spannungsabfall der um 1 V kleinere Wert. In der realisierten Schaltung beträgt der
Spannungsabfall auch 19 V.) Da in der Startbedingung die maximale Drain-Source-Spannung UDS vorliegt, kann unabhängig von der gewählten Lichtquellen-Last bereits beim ersten Puls (Beginn der Einregelphase) ein ausreichender Lichtquellen-Strom bereitgestellt werden.
Die zweite Betriebsphase, die„Einregelphase“, beginnt ab dem ersten Umschalten des
Pulssignals U7 von logisch„LOW“ nach logisch„HIGH“ bei 0,4 Sekunden. Dabei wird die Stromquelle 1 in Pulsphasen des Pulssignals U7 aktiviert, wodurch beispielsweise ein
Lichtquellen-Strom I_R1 von 1 Ampere eingestellt ist. Andere Stromwerte sind ebenfalls möglich. Das Pulssignal U7 kann beispielsweise ein Burst-Signal sein und eine vordefinierte Anzahl von Einzelpulsen, auch als Burst bezeichnet, aufweisen. Ein beispielhaftes Pulssignal ist in Fig. 8 dargestellt. Die Erfindung ist nicht auf Burst-Pulssignale gemäß Fig. 8 beschränkt.
Die zweite Betriebsphase, die„Einregelphase“, endet bei 2,2 Sekunden, was durch das Ende eines Ansteigens der Regelspannung U4 zu erkennen ist, und was in Fig. 6 insbesondere durch eine konstante mittlere Spannung UDS (Differenz aus den Spannungen an den Anschlüssen Vl_l und Vl_2 des FET) dargestellt ist. Zudem schaltet der Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl in der„Phase des eingeregelten Zustands“ mit einer geringeren Häufigkeit um. Fig. 7 zeigt einen ausgewählten Teilbereich (= hierin auch Bereichsauswahl) des in Fig. 6 gezeigten Spannungs-/Strom-Zeit-Verlaufs zwischen 3,26 Sekunden und 3,44 Sekunden, siehe auch Markierung„Bereichsauswahl“ in Fig. 6. Fig. 7 stellt dabei die Spannungs-Zeit-Verläufe bzw. den Strom-Zeit-Verlauf in der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten Zustands“ dar. Dabei ist die Spannungsskala für U4 um einen Faktor 100 vergrößert und in den
dargestellten Skalenbereich verschoben. In dieser Darstellung ist ein geringfügiges Erhöhen und Verringern der Regelspannung U4 aufgrund des Auf- und Entladens des Speicherkondensators C2 gemäß Fig. 6 - verursacht durch das Umschalten des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl - deutlich dargestellt. So wird in einem Zeitraum zwischen 3,3 Sekunden und 3,41 Sekunden - also einem Zeitraum von ca. von 5 Bursts - die Regelspannung U4 kontinuierlich geringfügig verringert, da der Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl trotz des Pulssignals U7 stetig auf logischem„HIGH“-Pegel gehalten wird. Der erste Anschluss des Widerstands R4 ist also mit dem ersten Anschluss des Kondensators C2 verbunden. Die resultierende Zeitkonstante des zweiten RC-Glieds (gebildet aus R4 und C2) ist wesentlich größer als die Burstphase des Pulssignals U7. Das wiederholte Vorliegen eines„LOW“-Pegels am Ausgang Dl_3 des NAND- Gatters Dl in den Zeiträumen von 3,28 Sekunden bis 3,3 Sekunden sowie von 3,41 Sekunden bis 3,43 Sekunden führt zu einem Umschalten des Schaltelements N6, so dass der erste Anschluss des Widerstands R3 mit dem Kondensator C2 verbunden ist. Dies führt zu einem Aufladen des Speicherkondensators C2 und damit zum Erhöhen der Regelspannung U4. Im Ergebnis fluktuiert U4 mit geringer Amplitude um einen eingeregelten Wert.
Fig. 8 zeigt einen ausgewählten Teilbereich des in Fig. 7 gezeigten Spannungs-/Strom-Zeit- Verlaufs zwischen 3,4 Sekunden und 3,42 Sekunden, siehe auch Markierung„Bereichsauswahl“ in Fig. 7. Fig. 8 stellt also wie Fig. 7 die Spannungs-Zeit-Verläufe bzw. den Strom-Zeit-Verlauf in der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten Zustands“ dar. Wiederum ist die
Spannungsskala für U4 um einen Faktor 100 vergrößert und in den dargestellten Skalenbereich verschoben. In dieser Darstellung ist ein beispielhaftes Pulssignal U7 dargestellt, dessen
Burstperiodendauer 21 Millisekunden beträgt. Die Burstphase dieser Burstperiodendauer hat 30 Einzelpulse, die jeweils eine Einzelpulsphase von 100 Mikrosekunden und eine
Einzelpulsperiodendauer von 500 Mikrosekunden aufweisen. Die resultierende Einzelpulspause beträgt demnach 400 Mikro Sekunden. Diese Folge aus 30 Einzelpulsen wird als„Burst“ bezeichnet, der im Abstand einer Burstpause wiederholt wird.
Fig. 8 zeigt den Zusammenhang zwischen dem Pulssignal U7, dem daraus resultierendem Spannungsabfall UDS (Differenz der Spannung des ersten Anschlusses Vl_l und der Spannung des zweiten Anschlusses Vl_2) und dem Strom I_R1 durch den Strommesswiderstand RI. Zu erkennen ist, dass die letzten sechs Einzelpulse des gezeigten Bursts (Zeitraum zwischen 3,412 und 3,415 Sekunden) ein Kippen des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl bewirken, und so zu einem Erhöhen der Regelspannung U4 führen. Fig. 9 zeigt einen zweiten Spannungs-Zeit-Verlauf von ausgewählten Signalen der in den Figuren 1 bis 4, insbesondere der Fig. 3, dargestellten Lichtquellen-Treiberschaltung. Die Fig. 9 zeigt dabei einen Spannungsverlauf der zu regelnden Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf am ersten Anschluss Vl_l des FET in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen
Spannungsverlauf am zweiten Anschluss V 1_2 des FET in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden und einen Spannungsverlauf der Regelspannung U4 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden.
Der Spannungs-Zeit-Verlauf der Fig. 9 ist auch in die drei Betriebsphasen eingeteilt. Der Zeitraum von 0 Sekunden bis 0,4 Sekunden zeigt dabei die Startbedingungen, wie oben bereits erwähnt mit: U5 auf 19 Volt, U4 auf 0 Volt, U7 auf einem dauerhaften„LOW“-Pegel (nicht gezeigt). Damit ist die Stromquelle 1 in diesem Zeitraum deaktiviert.
In diesem Zeitraum„Startbedingung“ wird durch die Regelspannung U4 in Höhe von 0 V aufgrund der Abhängigkeit zwischen den Spannungen U4 und U5 (bspw. umgekehrt
proportional) eine zu regelnde Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in Maximalhöhe von 19 Volt vom Schaltregler N8 ausgegeben. Damit ist ein Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils VI (FET) maximal und in dieser ersten Phase auch 19 Volt. (Zur besseren Erkennbarkeit ist die Kurve der Spannung U5 um 0,4 V nach oben verschoben.)
Die zweiten Betriebsphase„Einregelphase“ beginnt ab dem ersten Umschalten des Pulssignals U7 von logisch„LOW“ nach logisch„HIGH“. Damit wird die Stromquelle 1 in den Pulsphasen aktiviert. Das Pulssignal U7 kann beispielsweise ein Burst-Signal mit einer vordefinierten Anzahl von Einzelpulsen, auch als Burst bezeichnet, aufweisen. Ein derartiges Pulssignal ist in Fig. 10 bis 14 dargestellt.
Die zweite Betriebsphase endet bei derartigen Betriebsbedingungen bei 2,3 Sekunden, was durch das Ende eines Anstiegs der Regelspannung U4 zu erkennen ist, und was in Fig. 9 insbesondere durch eine konstante mittlere Spannung UDS (Differenz aus den Spannungen an den
Anschlüssen Vl_l und Vl_2) dargestellt ist.
Fig. 10 zeigt einen ersten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 10 angedeutet. Der in Fig. 10 dargestellte Teilbereich ist zu Beginn der zweiten Betriebsphase„Einregelphase“ gewählt. Man erkennt einen großen Spannungsabfall UDS (Differenz aus den Spannungen an den Anschlüssen Vl_l und Vl_2), was einer hohen Verlustleistung während der Pulsphase entspricht. Der Spannungswert V 1_2 weist auch schon bei den ersten Pulsen eine konstante Amplitude auf, so dass auch bei den ersten Pulsen bereits der gewünschte Lichtquellen-Strom vorliegt.
Fig. 11 zeigt einen zweiten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des zweiten Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 11 angedeutet. Der in Fig. 10 dargestellte Teilbereich ist zu Beginn der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten
Zustands“ gewählt.
Fig. 12 zeigt einen beispielhaften Teilbereich aus der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten Zustands“ des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Anstelle des
Spannungsverlaufs der zu regelnden Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 wird ein Spannungsverlauf am Ausgang Dl_3 des digitalen Gatters Dl dargestellt. U4 wurde für diese Figur über eine AC-Kopplung gemessen, so dass nur die Abweichung vom Mittelwert dargestellt ist. Ähnlich wie in Fig. 7 wird hier die Änderung der Spannung U4 durch das zeitweise Auf- und Entladen des Speicherkondensators C2 gezeigt. Auf die Ausführungen zu Fig. 8 wird verwiesen,
Fig. 13 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 13 angedeutet. Ähnlich wie in Fig. 8 wird hier ein beispielhaftes Pulssignal, repräsentiert durch Vl_l und Vl_2, in zeitlich gestreckter
Darstellung präsentiert. U4 wurde für diese Figur über eine AC-Kopplung gemessen, so dass nur die Abweichung vom Mittelwert dargestellt ist. Die gezeigten letzten 8 logischen„LOW“-Pegel- Pulse des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl (der Fig. 3), mit einer Länge von ca. 4
Mikrosekunden, entstehen während einer Phase des Regelvorganges, bei welchem der Spannung über CI nahezu identisch mit der Gleichspannungsquelle Ul ist. Es ist zu erkennen, dass diese acht letzten logischen„LOW“-Pegel-Pulse des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl zu keiner relevanten Erhöhung der Regelspannung U4 führen. Die Anzahl der„LOW“-Pegel-Pulse des Ausgangs Dl_3 kann aufgrund des analogen Regelungsprinzips variieren.
Fig. 14 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 14 angedeutet. Es ist gezeigt, dass die
Spannungsdifferenz UDS am FET 1,44 Volt beträgt (Differenz zwischen Vl_l und Vl_2). Dies entspricht der Differenz aus der Spannungshöhe 2 Volt der Gleichspannungsquelle Ul und der Flussspannung in Vorwärtsrichtung der Diode D2. Diese niedrige Spannungsdifferenz UDS bewirkt eine minimale Verlustleistung des FET.
Im Rahmen der Erfindung können alle beschriebenen und/ oder gezeichneten und/ oder beanspruchten Elemente beliebig miteinander kombiniert werden. Bezugszeichenliste
1 Schaltbare Stromquelle
N3 Schaltelement
N3_l Erster Anschluss des Schaltelements
N3_2 Zweiter Anschluss des Schaltelements
N3_3 Steueranschluss des Schaltelements
VI Spannungs steuerbares Bauteil, FET
V 1_1 Erster Anschluss des FET
V 1_2 Zweiter Anschluss des FET
Vl_3 Steueranschluss des FET
UDS Spannungsabfall über dem FET, Drain-Source Spannung RI Shunt-Widerstand, Strommesswiderstand
N4 Operationsverstärker
N2 Digital-Analog-Wandler, Spannungsquelle
U7 Pulssignal
2 Regelungseinheit
2_1 Erster Eingang der Regelungseinheit
2_2 Zweiter Eingang der Regelungseinheit
2_3 Ausgang der Regelungseinheit
21 V ergleichseinheit
V2 Diode
CI Speicherkondensator
N5 Komparator
U 1 Gleichspannungsquelle
R2 Widerstand
U2 Spannungsquelle
22 Regelspannungseinstelleinheit
R3 Widerstand
R4 Widerstand
C2 Speicherkondensator
N6 Schaltelement
N7 Verstärker
23 AD-Wandler
24 Mikrokontroller
25 DA-Wandler
Dl Digitales Gatter, NAND
Dl_l Erster Eingang am NAND
Dl_2 Zweiter Eingang am NAND
Dl_3 Ausgang am NAND
3, V3 bis Vn Lichtquellen-Last
N8 Schaltregler
U6 Eingangsspannung
U4 Regelspannung
U5 zu regelnde Ausgangsspannung
N8_l Spannungseingang
N8_2 Spannungsausgang
N8_3 Regeleingang
101 bis 109 Verfahrens schritte

Claims

Patentansprüche
1. Lichtquellen-Treiberschaltung aufweisend:
- einen Schaltregler (N8) mit einem Spannungseingang (N8_l) zum Anlegen einer
Eingangsspannung (U6), einem Spannungsausgang (N8_2) zum Ausgeben einer zu regelnden Ausgangsspannung (U5) zum Betreiben einer Lichtquellen-Last (3) und einem Regeleingang (N8_3) zum Anlegen einer Regelspannung (U4) zum Regeln der Spannungshöhe der
Ausgangsspannung (U5);
- eine Stromquelle (1) mit einem Schaltelement (N3) und einem, in Reihe mit der Lichtquellen- Last (3) angeordneten, spannungssteuerbaren Bauteil (VI), wobei an einen Steueranschluss (N3_3) des Schaltelements (N3) ein Pulssignal (U7) angelegt ist, wobei in einer Pulsphase des Pulssignals (U7) das Schaltelement (N3) in einen ersten Schaltzustand geschaltet ist, in dem ein Steueranschluss (Vl_3) des spannungssteuerbaren Bauteils (VI) mit einer Spannungsquelle (N2) verbunden ist, und wobei in einer Pulspause des Pulssignals (U7) das Schaltelement (N3) in einen zweiten Schaltzustand geschaltet ist, in dem der Steueranschluss (Vl_3) des
spannungs steuerbaren Bauteils (VI) nicht mit der Spannungsquelle (N2) verbunden ist; und
- eine Regelungseinheit (2), deren erster Eingang (2_1) mit einem ersten Anschluss (Vl_l) des spannungs steuerbaren Bauteils (VI) verbunden ist, und deren zweiter Eingang (2_2) mit einem zweiten Anschluss (Vl_2) des spannungssteuerbaren Bauteils (VI) verbunden ist, und deren Ausgang (2_3) mit dem Regeleingang (N8_3) des Schaltreglers (N8) verbunden ist, um die Regelspannung (U4) dem Schaltregler (N8) bereitzustellen, wobei die Regelspannung (U4) in Abhängigkeit eines Spannungsabfalls (UDS) zwischen den Anschlüssen (Vl_l) und (Vl_2) des spannungs steuerbaren Bauteils (VI) geregelt ist.
2. Lichtquellen-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei die Regelungseinheit (2) einen Speicherkondensator (C2) aufweist, um die Spannungshöhe der Regelspannung (U4) in
Abhängigkeit des Spannungsabfalls (UDS) am spannungssteuerbaren Bauteil (VI) zu erhöhen oder zu verringern, wodurch die Regelspannung (U4) geregelt wird.
3. Lichtquellen-Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die
Regelungseinheit (2) eine Vergleichseinheit (21) aufweist, die an ihrem Ausgang eine
Vergleichsspannung bereitstellt, deren Spannungshöhe vom Spannungsabfall (UDS) über dem spannungs steuerbaren Bauteil (VI) abhängt, wobei der Ausgang der Vergleichseinheit (21) mit einem Eingang einer Regelspannungseinstelleinheit (22) der Regelungseinheit (2) verbunden ist, die die Spannungshöhe der Regelspannung (U4) in Abhängigkeit der Vergleichs Spannung regelt, wobei der Ausgang der Regelspannungseinstelleinheit (22) mit dem Regeleingang (N8_3) des Schaltreglers (N8) verbunden ist, um die Regelspannung (U4) bereitzustellen.
4. Lichtquellen-Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei die Regelspannung (U4) durch die Regelspannungseinstelleinheit (22) erhöht ist, wenn die Vergleichsspannung einen ersten Zustand aufweist, und wobei die Regelspannung (U4) durch die Regelspannungseinstelleinheit (22) verringert ist, wenn die Vergleichsspannung einen vom ersten Zustand verschiedenen zweiten Zustand aufweist.
5. Lichtquellen-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 3 oder 4, wobei die
Vergleichseinheit (21) einen Komparator (N5) und eine Gleichspannungsquelle (Ul) umfasst, wobei der erste Eingang des Komparators (N5) mit dem ersten Anschluss (Vl_l) des spannungs steuerbaren Bauteils (VI) verbunden ist, und der zweite Eingang des Komparators (N5) mit einem ersten Anschluss der Gleichspannungsquelle (Ul) verbunden ist, und ein zweiter Anschluss der Gleichspannungsquelle (Ul) als zweiter Eingang (2_2) der Regelungseinheit (2) mit dem zweiten Anschluss (Vl_2) des spannungssteuerbaren Bauteils (VI) verbunden ist.
6. Lichtquellen-Treiberschaltung nach Anspruch 5, wobei in die Verbindung zwischen dem ersten Anschluss (Vl_l) des spannungssteuerbaren Bauteils (VI) und dem ersten Eingang des Komparators (N5) eine Diode (V2) eingebracht ist, deren Anode mit dem ersten Eingang des Komparators (N5) verbunden ist, und deren Kathode als erster Eingang (2_1) der
Regelungseinheit (2) mit dem ersten Anschluss (Vl_l) des spannungssteuerbaren Bauteils (VI) verbunden ist.
7. Lichtquellen-Treiberschaltung nach Anspruch 6, wobei ein erster Anschluss eines
Speicherkondensators (CI) der Vergleichseinheit (21) mit der Anode der Diode (V2) verbunden ist, und ein zweiter Anschluss des Speicherkondensators (CI) der Vergleichseinheit (21) mit dem zweiten Eingang (2_2) der Regelungseinheit (2) verbunden ist.
8. Lichtquellen-Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 bis 7, wobei der Speicherkondensator (C2) der Regelungseinheit (2) ein Teil eines ersten RC-Glieds ist, wobei die Zeitkonstante des ersten RC-Glieds einen solchen Wert einnimmt, dass die höchste
Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung kleiner ist als der Quotient aus der niedrigsten Änderungsrate der Schaltregler- Ausgangsspannung und dem Schaltregler- Proportionalitätsfaktor.
9. Lichtquellen-Treiberschaltung nach Anspruch 8, wobei der Speicherkondensator (C2) der Regelungseinheit (2) zudem auch ein Teil eines zweiten RC-Glieds ist, wobei die Zeitkonstante des zweiten RC-Glieds einen solchen Wert einnimmt, dass sich die Schaltregler- Ausgangsspannung in den Pulspausen nur um einen geringen Wert erhöht.
10. Lichtquellen-Treiberschaltung nach Anspruch 9, wobei das erste RC-Glied oder das zweite RC-Glied in Abhängigkeit der Vergleichs Spannung mittels eines Schaltelements (N6) der Regelspannungseinstelleinheit (22) ausgewählt ist.
11. Lichtquellen-Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Regelungseinheit (2) als Computerprogrammprodukt ausführbar installiert in einem
Mikrokontroller (NI) eingebracht ist.
12. Optisches Messgerät aufweisend zumindest eine Lichtquelle (V3) als Lichtquellen-Last (3) zum Beleuchten eines Messobjekts und eine Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche zum Betreiben der Lichtquelle (V3).
13. Anordnung mit einer Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11 und einer Lichtquellen-Last (3).
14. Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten, insb. Banknoten, mit einem
maschinenlesbaren Sicherheitselement mit einem optischen Messgerät gemäß Anspruch 12 zum Beleuchten des Sicherheitselements.
15. Verfahren (100) zum Betreiben einer Lichtquellen-Last (3) mittels einer Lichtquellen- Treiberschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das Verfahren (100) die folgenden Schritte umfasst:
- Anschalten (101) des Pulssignals (U7) an den Steueranschluss (N3_3) des Schaltelements (N3), um den Steueranschluss (Vl_3) des spannungs steuerbaren Bauteils (VI) mit der
Spannungsquelle (N2) zu verbinden;
- Abgreifen (102) des Spannungsabfalls (UDS) zwischen den Anschlüssen (Vl_l) und (Vl_2) des spannungs steuerbaren Bauteils (VI) mittels der Regelungseinheit (2);
- Regeln (105, 108) der Regelspannung (U4) mittels der Regelungseinheit (2), wobei die
Regelspannung (U4) in Abhängigkeit des Spannungsabfalls (UDS) über dem
spannungs steuerbaren Bauteil (VI) geregelt wird;
- Empfangen der Regelspannung (U4) im Schaltregler (N8) und Ausgeben der zu regelnden Ausgangsspannung (U5) zum Betreiben der Lichtquellen-Last (3) unter Verwendung der Regelspannung (U4) zum Regeln (106, 109) des Spannungsniveaus der Ausgangsspannung (U5), wobei die Regelspannung (U4) bevorzugt umgekehrt proportional zur Ausgangsspannung (U5) ist.
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