WO2013007523A1 - Spannungsversorgungsanordnung und verfahren zur spannungsversorgung einer elektrischen last, mit transistor- sättigungsregelung - Google Patents

Spannungsversorgungsanordnung und verfahren zur spannungsversorgung einer elektrischen last, mit transistor- sättigungsregelung Download PDF

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WO2013007523A1
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driver
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voltage
input
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PCT/EP2012/062486
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Stefan Wiegele
Helmut Theiler
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Ams Ag
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix
    • H05B45/46—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix having LEDs disposed in parallel lines

Definitions

  • the present invention relates to a power supply arrangement and a method for supplying power to an electrical load.
  • An electrical load may include a light emitting diode, abbreviated LED, or multiple light emitting diodes.
  • a power source is often arranged serially.
  • An electrical load for example, comprises a plurality of LEDs, a current source transistor and a resistor, which are ⁇ arranged in series.
  • a node between the current source transistor and an LED or a control terminal of the current source transistor are connected to a feedback input of a DC regulator via a signal line.
  • Object of the present invention is to provide a power supply and a method for supplying power to an electrical load, in which a current flowing through the load path is kept as constant as possible.
  • a power supply arrangement for driving an electrical load comprises a driver circuit.
  • the driver circuit has a driver output and a device for determining an alternating signal component of the driver signal.
  • the dri ⁇ berausgang is designed for providing a drive signal for controlling a load path.
  • the load path includes means for connecting the electrical load.
  • the device for determining an alternating signal component of the driver signal is coupled on the input side to the driver output. On the output side from a dependent change signal to ⁇ part of the drive signal measurement signal can be tapped at the means for determining an alternating signal portion of the driving signal.
  • Ei ⁇ ne supply voltage of the load path is adjustable in dependence of the measurement signal.
  • the supply voltage depends on the measurement signal and thus on the alternating signal component of the driver signal.
  • a high alternating signal component of the driver signal can indicate, for example, an excessively low value of the supply voltage. Therefore, if the value of the supply voltage is increased, for example, a deviation of a load current flowing through the load path can be reduced to a preset value. On the other hand, a very low value of the alternating signal component may indicate that the supply voltage is too high.
  • the drive signal controls the load current flowing through the load path.
  • the driver signal controls the load current.
  • the power supply arrangement comprises a voltage regulator.
  • the voltage regulator outputs the supply voltage with a ripple to the load path.
  • the driver signal thus has the alternating signal component.
  • the voltage regulator is implemented as a DC / DC converter.
  • the alternating signal component of the driver signal corresponds to the ripple, English ripple, of the driver signal.
  • the drive signal may comprise a direct signal component and a superimposed on the DC signal component change signal ⁇ share.
  • the drive signal is in the form of a voltage.
  • the driver signal is thus realized as a DC voltage, which is superimposed on one or more AC voltages.
  • the alternating signal component of the driver signal can thus be determined as the effective value of the superimposed alternating voltages.
  • the AC signal component of the drive signal can be the difference between a minimum and a maximum of the drive signal during a period ⁇ be true.
  • the alternating signal component thus corresponds to a peak-to-peak value.
  • the time duration can be a period of the operating phases of the voltage regulator which can be connected.
  • the voltage regulator outputs at its output the supply voltage with which the load path is supplied.
  • the supply ⁇ voltage drops across the load path.
  • the driver circuit is designed to generate the measurement signal such that the alternating signal component of the driver signal is smaller than a predetermined value. It is advantageous for a small alternating signal component the driver signal also a variation in the load current flowing through the load path, kept low.
  • the load path includes a power source and the means for connecting the electrical load.
  • the power source is coupled to the driver output at a control input.
  • the power source and the means for connecting the electrical load form a series circuit.
  • the load path may include a return port coupled to a feedback input of the driver circuit.
  • the load current flows through the power source.
  • the driver signal controls the current source and thus the load current.
  • the load path includes the power source and the electric load, which is in series with the power source ⁇ sorted.
  • the load current flows through the power source.
  • the electrical load may include a light emitting diode or a series circuit of light emitting diodes ⁇ .
  • the current source comprises a Transis ⁇ tor.
  • a control terminal of the transistor is coupled to the driver ⁇ output.
  • the load current flows through the transistor.
  • the driver circuit may be adapted to the measurement signal to generate DER art that the transistor is operated above the saturation voltage ⁇ .
  • the transistor is realized as a bipolar transistor.
  • the measuring signal is generated in such a way that the bipolar transistor is operated in normal operation. in the
  • Normal operation directs the base emitter diode of Bipolartran ⁇ sistor and blocks the base collector diode.
  • the Bipolartran ⁇ sistor is in normal operation, if it above the Saturation voltage is operated.
  • the current flowing through the bipolar transistor is only slightly dependent on the collector emitter voltage dropping between the first and second terminals of the bipolar transistor.
  • the transistor is designed as a field effect transistor.
  • the measurement signal is generated Derar ⁇ tig that the field effect transistor in Abschnürbe ⁇ rich, English saturation region, is operated.
  • the current flowing through the field-effect transistor is almost independent of the drain-source voltage dropping between the first and the second terminal of the field effect transistor.
  • fluctuations in the supply voltage in the pinch-off region thus lead exclusively to small variations in the load current.
  • the Feldcoutransis ⁇ gate is located in the pinch, when operated above the saturation voltage.
  • the means for determining an alternating signal portion of the driving signal a Fil ⁇ terscrien and includes a first comparator.
  • a first input of the comparator is coupled via the filter circuit with the dri ⁇ berausgang.
  • a second input of the first comparator can be ge ⁇ coupled to an output of a reference signal source.
  • the reference signal source provides a pre-admit ⁇ nes reference signal.
  • the reference signal source connects the second input of the first comparator to a reference potential terminal. At an output of the first comparator, the measurement signal is tapped.
  • the second Input of the first comparator to be coupled to the driver output.
  • the filter circuit may comprise a circuit of a group comprising a high pass filter, a low pass filter and a peak detector.
  • the filter circuit can be realized as a resistive-capacitive filter, abbreviated RC filter.
  • the filter circuit may be implemented as a first-order filter circuit.
  • the driver circuit comprises means for determining a DC signal component of the dri ⁇ bersignals.
  • the means for determining a DC ⁇ portion of the drive signal input side is coupled to the berausgang Trei-.
  • a dependent from the DC signal component of the drive signal wei ⁇ teres measurement signal is delivered to an output of the device.
  • the supply voltage clamping ⁇ a function of the measurement signal and the further measurement signal is adjusted.
  • both the alternating signal component as well as the DC component of the Trei ⁇ bersignals are used in the feedback loop for driving the voltage regulator.
  • a high DC signal value of the drive signal may indicate, for example, too low a value of the supply voltage.
  • a very low value of the DC signal component ofmaschineersig ⁇ Nals may indicate too high a value of the supply voltage. If the supply voltage is reduced in the latter case, the power consumption of the power source decreases, so that the efficiency is increased.
  • the means for determining a DC signal component of the drive signal includes a two ⁇ th comparator.
  • a first input of the second comparator is coupled to the driver output.
  • a second input of the second comparator is coupled to an output of a comparison ⁇ signal source.
  • the comparison signal source outputs a predetermined comparison signal.
  • the comparison signal source couples the second input of the second comparator to the reference potential terminal.
  • the driver circuit comprises an evaluation circuit.
  • a first input of the evaluation circuit, the measurement signal is fed and a second input of the evaluation circuit, the further measurement signal is fed.
  • the first input of the evaluation circuit is thus coupled to the output of the device for determining an alternating signal component of the driver signal.
  • the second input of the evaluation circuit is coupled to the output of the device for determining a DC signal component of the driver signal.
  • the first input of the evaluation circuit to the output of the first comparator and the second input of the evaluation circuit to the output of the second comparator are connected.
  • a feedback signal is output at an output of the evaluation circuit.
  • the evaluation ⁇ circuit generates the feedback signal from the Messsig ⁇ nal and the further measurement signal.
  • the feedback signal is designed to adjust the voltage conversion from an input voltage to the supply voltage. The feedback signal thus serves to control the voltage regulator.
  • the evaluation circuit comprises a logic gate.
  • the logic gate is at a first Input coupled via the first input of the evaluation circuit to the output of the means for determining an alternating signal component of the driver signal.
  • the logic gate is coupled via the second input of the evaluation circuit to the output of the device for determining a DC signal component of the driver signal.
  • the logic gate is connected to the output of the evaluation circuit.
  • the logical gate may have an OR function.
  • an input voltage is fed to a voltage regulator input of the voltage regulator.
  • the load path is connected to a voltage regulator output of the voltage regulator.
  • the supply voltage is provided at the voltage regulator output.
  • a feedback input of the voltage regulator is coupled to the output of the evaluation circuit.
  • the voltage regulator can be realized as a buck regulator, also called a buck converter, as a boost regulator, also called a boost converter, or as an up / down regulator, also called a buck-boost converter.
  • the voltage regulator is operated clocked.
  • a semiconductor body comprises the driver circuit.
  • the driver circuit is integrated on a first main surface of the semiconductor body.
  • at least the transistor or the voltage regulator may be integrated on the first main surface of the semiconductor body.
  • the power supply arrangement can be used to realize a backlight.
  • the power supply arrangement can be used to implement a multi-channel backlight.
  • LED a conversion of an input voltage into a supply voltage of a load path in response to a feedback signal.
  • the supply voltage is generated as a function of an input voltage and a feedback signal.
  • a current flowing through the load path load ⁇ current is controlled by a drive signal.
  • a rollercoaster ⁇ selsignalanteils of the drive signal is determined.
  • the feedback signal is generated as a function of the alternating signal component of the driver signal.
  • the alternating signal component of the driver signal influences the supply voltage via the feedback signal.
  • the supply voltage is increased.
  • the increase in the supply voltage advantageously leads to an improvement in the constancy of the load current.
  • a voltage regulator outputs the supply voltage with a ripple to the load path.
  • the voltage regulator is implemented as a DC / DC converter. Due to the undulation of the versor ⁇ supply voltage, the drive signal to the AC signal component.
  • a value can be determined with the Sig ⁇ nalan former of the drive signal, the higher frequencies is alswei ⁇ sen correlated.
  • the filter circuit can be realized as a circuit, the input side, the driver signal is supplied and the the output side provides a signal that is realized as a measure of the AC component of the driver signal.
  • FIGS 3A to 3C exemplary embodiments of waveforms in a power supply arrangement according to the proposed principle.
  • FIG. 1A shows an exemplary voltage supply arrangement according to the proposed principle.
  • the voltage supply arrangement 10 comprises a driver circuit 11 with a driver output 12.
  • the driver circuit 11 further comprises a device 13 for determining an alternating signal component of a driver signal SB.
  • the driver 11 comprises ⁇ circuit means 14 for determining a DC signal component of the drive signal SB.
  • An input of the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal is connected to the driver output 12.
  • an input of means 14 for determining a DC signal component of the driver signal connected to the driver output 12.
  • the driver circuit 11 has an evaluation circuit 15.
  • a first input of the evaluation circuit 15 is connected to the output of the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal.
  • a second input of the evaluation circuit 15 is connected to an output of the device 14 for determining a DC signal component of the driver signal.
  • the output side, the evaluation circuit 15 is connected to a remindplungsaus ⁇ gear 16 of the driver circuit.
  • the driver circuit 11 has a signal generator 17 whose output is coupled to the driver output 12.
  • the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal comprises a filter circuit 18 and a first comparator 19.
  • the filter circuit 18 connects the driver output 12 to a first input of the first comparator 19.
  • a reference signal source 20 couples a second input of the first comparator 19 to one Reference potential terminal 21.
  • An output of the first comparator 19 is connected to the output of the means 13 for determining an alternating signal component of the drive signal.
  • Driver signal includes a second comparator 22.
  • a first input of the second comparator 22 is connected to the driver output 12.
  • a comparison signal source 23 LAD pelt ⁇ a second input of the second comparator 22 to the reference potential terminal 21.
  • An output of the second comparator 22 is for determining a DC signal component of the drive signal is ⁇ joined to the output of the device fourteenth
  • the signal generator 17 comprises an operational amplifier 24 whose output is connected to the output of the signal generator 17.
  • a feedback input 25 of the driver circuit 11 is connected to a first input of the signal generator 17 and thus to a first input of the operational amplifier 24.
  • a second input of the signal generator 17 is connected to the reference potential terminal 21 via a constant voltage source 26.
  • the signal generator 17 has a switch 27 which couples the constant voltage source 26 to the second input of the operational amplifier 24.
  • the power supply assembly 10 includes a voltage regulator 28 having a voltage regulator output 29 and a feedback input 30.
  • the feedback input 30 is coupled to the feedback output 16 of the driver circuit 11.
  • a voltage divider 31 connects the voltage ⁇ regulator output 29 with the reference potential terminal 21.
  • the voltage divider 31 has a first and a second voltage divider resistor 32, 33. A tap between the first and second voltage divider resistors 32, 33 is connected to the feedback input 30.
  • the voltage supply arrangement 10 comprises a load path 34 with a current source 35.
  • a control terminal of the current source 35 is connected to the driver output 12.
  • the load path 34 has a means 36 for connecting an electrical load 37.
  • the load path 34 includes at least one light emitting diode 38.
  • ⁇ summarizes the electrical load 37 four LEDs 38 to 41.
  • the electrical load 37 is connected to the means 36 for Connecting ⁇ SEN of the electric load with the load path 34th Of the Load path 34 couples the voltage regulator output 29 to the reference potential terminal 21.
  • the current source 35 has a transistor 42.
  • the transistor 42 is realized as a power transistor.
  • the transistor 42 is implemented as a field effect transistor.
  • the transistor 42 may be formed as an n-channel Me ⁇ tall-oxide semiconductor field effect transistor.
  • the current source 35 comprises a current measuring resistor 43, which is arranged between the transistor 42 and the reference potential terminal 21.
  • a feedback terminal 44 of the load path 34 is between the transistor 42 and the
  • the evaluation circuit 15 comprises a logic gate 45.
  • the logic gate 45 has an OR function.
  • a first input of the logic gate 45 is connected to the output of the first comparator 19.
  • a second input of the logic gate 45 is connected to the output of the second comparator 22.
  • Evaluation circuit 15 connects the output of the logic gate 45 to the feedback output 16.
  • the control circuit 46 may include a not-shown digital-to-analog converter.
  • the digital-to-analog converter may have a current output connected to the feedback output 16.
  • the control circuit 46 may be a state machine umfas ⁇ sen.
  • a voltage regulator input 47 of the voltage regulator 28 is supplied with an input voltage VIN.
  • the voltage regulator 28 outputs a supply voltage VOUT.
  • the input and the supply voltage VIN, VOUT each refer to a reference potential which is at the reference Potential connection 21 is present.
  • the supply voltage VOUT is supplied to the load path 34. Through the load path 34, a load current IL flows.
  • the driver circuit 11 provides a driver signal SB at the driver output 12.
  • the drive signal SB is supplied to the control terminal of the current source 35 and thus to the control terminal of the transistor 42.
  • a feedback signal VST can be tapped off.
  • the feedback signal VST is designed as a voltage.
  • the value of the voltage of the feedback signal VST corresponds to the product of the resistance value of the current measuring resistor 43 and the value of the load current IL.
  • the operational amplifier 24 and thus the signal generator 17 provide the driver signal SB.
  • the first input of the operational amplifier 24, the feedback signal VST is supplied.
  • the second input of the operational amplifier 24 is a constant voltage VK leads ⁇ leads.
  • the constant voltage VK is provided from the constant voltage source 26.
  • the switch 27 an activating signal SP is fed.
  • the activation signal SP may be a pulse width modulated signal rea ⁇ lformat. If the scarf ⁇ ter turned 27 by means of the activation signal SP, the constant voltage VK is applied to the second input of the operational amplifier 24th In this case, the driver signal SB is set such that the feedback signal VST approximately corresponds to the constant voltage ⁇ VK.
  • the load current IL therefore assumes a predetermined load current value. However, if by means of the Akti ⁇ four signal SP, the switch 27 open, the drive signal SB takes on a value at which the power source is turned off 35 and thus no load current IL flows.
  • the driver signal SB is supplied to the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal.
  • the Drive signal SB is supplied by means of the filter circuit 18 gefil tert ⁇ and as a filtered driving signal SBF the first input of the first comparator 19th
  • the Referenzsignalquel ⁇ le 20 outputs a reference signal VR, which is supplied to the second input of the first comparator 19.
  • the filter scarf ⁇ device 18 is designed as a high pass.
  • the first comparator 19 is implemented as a comparator.
  • the first comparator 19 provides a measurement signal SI.
  • the first comparator 19 compares the filtered drive signal SBF with the reference signal VR and outputs the measurement signal SI in response to ei ⁇ nem comparison of the filtered driver signal SBF and Re ⁇ ference signal VR from.
  • the measurement signal SI has a value leading to the increase of the supply voltage VOUT.
  • the measurement signal SI has in ⁇ game as the logical value "1".
  • the measurement signal SI signa ⁇ larra so that the drive signal SB having an alternating signal ⁇ proportion which is higher than a predetermined value.
  • the value of the reference signal VR may be predetermined as a function of the filter characteristic of the filter circuit 18.
  • the reference signal VR is realized as a voltage.
  • the drive signal SB is also the means 14 for
  • the driver signal SB is supplied to the first input of the second comparator 22.
  • the comparison signal source 23 outputs a comparison signal VRW.
  • the comparison signal VRW can be designated English as trip reference voltage.
  • the comparison signal VRW is fed to the second input of the second comparator 22.
  • the comparison signal VRW as well as the reference signal VR have predetermined constant values.
  • At the output of the second comparator 22 and thus at the output of the device 14 for determining a DC signal component of the driver signal is another measurement signal SIW tapped ⁇ bar.
  • the further measurement signal SIW is provided by the second comparator 22 by means of a comparison of the driver signal SB and the comparison signal VRW.
  • the second comparator 22 is implemented as a comparator.
  • the means 14 for determining a DC signal component of the drive signal is used to ensure that the value of the drive signal SB is smaller than the value of ⁇ Ver equal signal VRW.
  • the comparison signal VRW can be determined in dependence from ⁇ a working point of the transistor characteristic of the transistor 42nd Alternatively, the value of the comparison voltage VRW may be selected so that the second comparator 22 detects whether the drive signal SB is near a supply voltage of the operational amplifier 24. In this case, the operational amplifier 24 and thus the signal generator 17 is outside the control range.
  • the measurement signal SI and the further measurement signal SIW are fed to the evaluation circuit 15.
  • the first and the second input of the logic gate 45 are supplied with the measurement signal SI and the further measurement signal SIW.
  • the logic gate 45 generates a logic signal SL from a ⁇ Ver linkage of the measurement signal SI and the further measurement signal SIW.
  • the logic signal SL represents an OR operation of the measuring ⁇ signal SI and the further measurement signal SIW.
  • the logic signal SL is supplied to the control circuit 46.
  • a feedback signal VFB can be tapped.
  • the feedback signal VFB is supplied to the feedback input 30.
  • the feedback signal VFB is generated by means of the span voltage divider 31 generated from the supply voltage VOUT and by means of the control circuit 46 from the logic signal SL.
  • the control circuit 46 is implemented in such a way that when the value of the logic signal SL is high enough to increase the supply voltage VOUT, such as the logical value "1", the feedback signal VFB is lowered. Thus, by means of the evaluation circuit 15, the feedback signal VFB is reduced when the alternating component of the driver signal SB is greater than or equal to a predetermined value. Likewise, the feedback signal VFB is re ⁇ pokerd by means of the evaluation circuit 15 when the value of the drive signal SB is higher than the value of the comparison signal VRW. With a sinking back ⁇ coupling signal VFB of the value of the supply voltage VOUT is increased by the voltage regulator 28th
  • the voltage regulator 28 is implemented as a DC / DC converter, English DC / DC converter. When the logic signal SL assumes the value leading to the increase of the supply voltage VOUT, the feedback signal VFB shows a low value, so that the supply voltage VOUT is increased via the feedback mechanism in the voltage regulator 28.
  • the supply voltage VOUT is increased when the alternating signal component of the driver signal SB or the
  • DC signal component of the driver signal SB or both Signalan ⁇ parts of the driver signal SB are higher than the respective pregiven ⁇ benen values.
  • VOUT the value of a current source voltage VD dropping across the current source 35 can be increased.
  • the transistor 42 is advantageously above a saturation voltage.
  • the drain-source voltage or the collector-emitter voltage of the transistor 42 is greater than the saturation voltage.
  • the drain voltage has a high ripple and the source voltage a low ripple.
  • fluctuations in the supply voltage VOUT only have a slight effect on the load current IL flowing through the transistor 42.
  • the control of the voltage regulator 28 is thus dependent on the ripple of the driver signal SB of the current source 35.
  • the operational amplifier 24 of the signal generator 17 has to meet with advantage only easy-to-reach characteristics and can thus be realized with little effort. For example, only low bandwidth and low gain are needed. This is sufficient to allow the load current IL ⁇ assumes the predetermined value.
  • a frequency of the activation signal SP is lower than a frequency that is operated with theistsreg ⁇ ler 28th
  • the filter circuit 18 is designed such that it has a high attenuation in the region of the frequency of the activating signal SP and a low attenuation in the region of the frequency of the voltage regulator 28.
  • the originating from fluctuations in the supply voltage VOUT AC signal component of the drive signal SB is thus transmitted through the Fil ⁇ tersciens 18th
  • the alternating signal component caused by the activating signal SP is not allowed to pass through the filter circuit 18 in the driver signal SB, thus resulting in no reduction of the feedback signal V FB.
  • the frequency of the activation signal SP is greater than the frequency of theistsreg ⁇ lers 28.
  • the filter circuit 18 may be implemented as a bandpass.
  • the filter circuit 18 has a low attenuation in the range of the frequency of the voltage regulator 28 and a high Attenuation in the range of the frequency of the activation signal SP.
  • the filter circuit 18 has a high attenuation at very low frequencies.
  • only AC components of the drive signal SB, which are generated by the voltage regulator 28, are taken into account in the generation of the measurement signal SI and lead to a reduction of the feedback signal VFB.
  • multiple load paths are arranged in parallel.
  • the voltage regulator 28 thus outputs the supply voltage VOUT to the load path 34 as well as to further load paths, not shown.
  • the feedback outputs of the plurality of driver circuits are connected to the feedback input 30.
  • the electrical loads of the different load paths can be different.
  • the electrical loads of the various load paths may have a different number of light-emitting diodes or light-emitting diodes with different forward voltages.
  • the electrical loads of different load paths different voltages for operating benöti ⁇ gene.
  • the voltage regulator 28 With advantage can be achieved by means of several driver circuits according to the proposed principle, that even with different required voltages to the respective electric loads, the voltage regulator 28, the supply voltage VOUT with a value such provides that each of the various electrical loads can be operated. It is advantageously avoided that the supply voltage VOUT rises too high. This increases the efficiency of the arrangement and reduces the power loss.
  • the signal generator 17 has a regulated current source instead of the operational amplifier 24. The output of the regulated power source is connected to the driver output 12.
  • the electrical load 37 comprises a number of light-emitting diodes which is not equal to four. The number is at least one.
  • FIG. 1B shows another exemplary embodiment ei ⁇ ner power supply arrangement according to the principle, which is a further development of the power supply arrangement shown in Figure 1A.
  • the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal has a further switch 60.
  • the further switch 60 couples the filter circuit 18 to the first input of the first comparator 19.
  • the driver circuit 11 has a series resistor 65, which couples the output of the signal generator 17 to the driver output 12.
  • a feedback resistor 63 of the voltage supply arrangement 10 connects the feedback output 16 to the tap between the first and second voltage divider resistors 32, 33 and 30 with the return ⁇ feedback input
  • the further switch 60 thus conducts the filtered driver ⁇ signal SBF to the first comparator 19 further ,
  • the further switch 60 is controlled by the activation signal SP.
  • the Akti ⁇ fourier signal is designed for pulse width modulation of the load current IL or for outputting individual pulses of the load current such as a flash.
  • the current source 35 With an activating value of the activating signal SP, the current source 35 becomes conductive, and with a deactivating value of the activating signal SP, the current source 35 is not turned on. Is by means of tiviersignals SP, the current source 35 is turned on, so that the load current IL flows through the electrical load 37, as well as the other switch 60 forwards the filtered Trei ⁇ bersignal SBF to the first comparator 19 on.
  • the further switch 60 By means of the further switch 60 is thus achieved that the feedback signal VFB can be reduced only when the power source 35 is operated.
  • the activation signal SP causes by means of the switch 27 a fast ⁇ le change of the driver signal SB, wherein the change has a high absolute value.
  • the further switch 60 it is achieved that such large changes of the driver signal SB have no influence on the feedback signal VFB.
  • At the feedback input 30 is another feedback signal VFB 'on.
  • the feedback signal VFB is generally smaller than or equal to the further feedback signal VFB'.
  • Switch 60 is activated when the enable signal SP is at the logic value "1" and thus the power source 35 is turned on.
  • the further switch 60 is realized such that it is opened immediately at a power source 35 deactivating value of the activating signal SP and at a current source 35 ak ⁇ tivierenden value of the activity signal SP is closed with a Zeitver ⁇ delay ,
  • the time delay may be, for example, 40 ysec.
  • the deactivation is carried out continuously so ⁇ , activating with a time delay of 40 ys.
  • the further switch 60 is disposed between the output of the first comparator 19 and the first input of the evaluation circuit 15 instead of between the filter circuit 18 and the first comparator 19.
  • the measuring signal SI thus has the value leading to the increase of the supply voltage VOUT, such as the logic value "1", when the activating signal SP has the activating value and the alternating signal component of the driver signal SB is greater than the reference signal VR.
  • the measurement signal SI has a non leading to the increase of the supply ⁇ voltage VOUT value, such as the logical value "0" when the activation signal SP has the disabling value on ⁇ and / or the AC signal component of the drive signal SB is smaller than the reference signal VR.
  • FIG. 1C shows an exemplary embodiment of the voltage supply arrangement 10 according to the proposed principle, which is a development of the voltage supply arrangements shown in FIGS. 1A and 1B.
  • the second input of the first comparator 19 is coupled to the driver output 12.
  • the second input of the first comparator 19 may be connected to the driver output 12.
  • the filter circuit 18 is realized as a low-pass filter.
  • the control circuit 46 has a controlled current source 61.
  • the controlled current source 61 connects the remindp ⁇ ment output 16 with the reference potential terminal 21.
  • a control terminal of the controlled current source 61 is coupled to the output of the logic gate 45.
  • a Computingsma- machine 62 English State machine, the control circuit 46 connects the output of the logic gate 45 to the CON ⁇ eran gleich the controlled current source 61.
  • a low-pass of the power supply assembly 10 coupled to the feedback output 16 to the feedback input 30.
  • the low pass is as resistive-capacitive low pass realized.
  • the low-pass comprises the feedback resistor 63 and a Kopplungskonden ⁇ sator 64.
  • the coupling capacitor 64 connects the feedback output 16 to the reference potential terminal 21st
  • the second input of the first comparator 19 thus the driver signal SB is supplied.
  • the first comparator 19 thus provides the measurement signal SI as a function of a comparison of the filtered driver signal SBF and the driver signal SB. If the driver signal SB is thus higher than the driver signal SBF filtered by means of the low-pass filter 18, then the measurement signal SI has the value leading to the increase in the supply voltage VOUT, such as the logic value "1". Strength Fluctuations in the driver signal SB compared with the driver signal SBF filtered by means of the low-pass filter 18 thus produce the value of the measurement signal SI leading to a reduction of the feedback signal VFB, namely the logic value "1".
  • the AC signal component of themaschineersig ⁇ Nals SB exceeds the predetermined value or equal to the predetermined value, so the current flow increases through the controlled
  • the logic signal SL has the leading to the increase of the supply voltage VOUT value, such as the logical value "1", so the current flow rises through the ge ⁇ controlled current source 61, so that the value of the feedback ⁇ signal VFB is reduced.
  • the controlled current source 61 is implemented as a digitally controlled current source.
  • the stall machine 62 adjusts the amount of current flowing through the controlled current source 61 in a stepwise manner.
  • the current flow through the controlled current source 61 causes a voltage drop across the coupling resistor 63. As a result, the further feedback voltage VFB 'decreases.
  • FIG. 1D illustrates another exemplary embodiment of ei ⁇ ner power supply assembly 10 according to the proposed principle, which is a further development of the power supply arrangements shown in Figures 1A to IC.
  • the transistor 42 of the current source 35 is realized as a bipolar transistor.
  • the driver output 12 is connected to the base terminal of the bipolar transistor.
  • the driver ⁇ circuit 11 has the series resistor 65, which is arranged between the signal generator 17 and the driver output 12.
  • the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal and the device 14 for determining a DC signal component of the driver signal are input side to a node 66 between the signal generator 17 and the Vorstellssitig resistor 65 connected.
  • the filter circuit 18 couples node 66 to the first input of the first comparator 19. Accordingly, the first input of the second Verglei ⁇ Chers 22 to the node 66 is connected.
  • the evaluation circuit 15 comprises the control transistor 61, which is coupled on the input side to the output of the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal.
  • the control terminal of the control transistor 61 is connected directly to the output of the device 13 for determining an alternating signal component of the driver signal.
  • the controlled path of the control transistor 61 is arranged in a current path between the feedback output 16 and the reference potential terminal 21.
  • the evaluation circuit 15 comprises a further control transistor 67 whose control terminal is coupled to the output of the device 14 for determining a DC signal component of the driver signal.
  • the control terminal of the further control transistor 67 as to ⁇ is connected to the output of the means 14 for determining a DC signal component of the drive signal directly.
  • the controlled paths of the control transistor 61 and the wide ⁇ ren control transistor 67 are arranged parallel to each other.
  • the control circuit 46 has a control resistor 68.
  • the control resistor 68 connects the feedback output 16 with the parallel-connected controlled paths of the control transistor 61 and the further control transistor 67.
  • a control capacitor 69 of the control circuit 46 connects a node between the control transistor 68 and the controlled paths of the control transistor 61 and the other control transistor 67 with the reference potential terminal 21.
  • the STEU ⁇ ersciens 46 includes a low pass.
  • the control capacitor 69 and the control resistor 68 form the low-pass filter.
  • the first and second comparators 19, 22 are used as operational amplifiers.
  • the measurement signal SI and the further measurement signal SIW are realized as analog signals.
  • the first and second comparators 19, 22 may have a predetermined hysteresis. This avoids too frequent a change in the measurement signal SI and the further measurement signal SIW.
  • the measuring signal SI is thus supplied to the control terminal of the control transistor 61.
  • the further measurement signal SIW is the control terminal of the further control transistor 67 supplied ⁇ .
  • the evaluation circuit 15 thus has no logic gate 45.
  • the logical combination of the measurement signal SI and the further measurement signal SIW is implemented by means of the parallel circuit of the controlled paths of the control transistor 61 and the further control transistor 67.
  • the leading to increase the supply voltage VOUT value of the measurement signal SI and / or the further measurement signal SIW that is about a different voltage from 0 volts, leads to an increase of the current from the feedback output 16 to the reference potential terminal 21 current.
  • the increased current generates in the first voltage divider resistor 32 an increased voltage drop ⁇ , so that the feedback signal VFB decreases.
  • the value of the feedback signal VFB by a current flow through the control resistor 68 and control transistor 61 and the further control transistor 67 is redu ⁇ sheet.
  • the feedback signal VFB thus assumes a niedri ⁇ gen value when the measurement signal SI and / or the additional measurement signal SIW leading to increase the supply voltage VOUT value, ie a voltage value greater than 0 volts accept.
  • the generation of the feedback signal VFB from the driver signal SB thus takes place in analog technology.
  • the first and second comparators 19, 22 are implemented as comparators.
  • the measurement signal SI and the further measurement signal SIW are realized as digita ⁇ le signals.
  • FIG 2A shows an exemplary embodiment of the filter circuit 18.
  • the filter circuit 18 is a high-pass reali ⁇ Siert.
  • the filter circuit 18 comprises a capacitor 70 and a filter resistor 71.
  • a filter input 72 of the filter circuit 18 is coupled via the capacitor 70 to a filter output 71 of the filter circuit 18.
  • the filter output 73 is connected to the reference potential terminal 21 via the filter resistor 71.
  • the filter circuit 18 is implemented with little effort, as can be used, for example, in the voltage supply arrangements 10 according to FIGS. 1A, 1B and 1D.
  • FIG. 2B shows a further exemplary embodiment of the filter circuit 18 '.
  • the filter circuit 18 ' is implemented as a low-pass filter.
  • the filter input 72 is connected to the filter output 73 via the filter resistor 71.
  • the filter output 73 is coupled to the reference potential terminal 21 via the capacitor 70.
  • the filter circuit 18 ' is realized as low-pass, as it can be used for example in the power supply assembly 10 according to figure IC.
  • FIG. 2C shows another exemplary embodiment of the filter circuit 18 ".
  • the filter circuit 18 " is designed as a peak value detector.
  • the filter circuit 18 " has a high-pass characteristic.
  • the filter circuit 18 '' comprises a diode 74, the capacitor 70 and the filter resistor 71.
  • the filter input 72 is connected via the diode 74 with the Filter output 73 coupled.
  • the filter output 73 is connected via a parallel circuit comprising the capacitor 70 and filter resistor 71, ge ⁇ coupled to the reference potential terminal 21st
  • the Kondensa ⁇ tor 70 is charged.
  • FIG. 2D shows another exemplary embodiment of the filter circuit 18 '''.
  • the filter circuit 18 ''' includes the diode 74, the capacitor 70, the filter resistor 71 and a further diode 75.
  • the filter input 72 is connected via diode 74 to a first electrode of the capacitor 70 verbun ⁇ . Further, the filter input 72 is connected via the further diode 75 to a second electrode of the capacitor 70.
  • the anode of the diode 74 is connected to the filter input 72 and the cathode of the diode 74 is connected to the first electrode of the capacitor 70.
  • the anode of the further diode 75 is connected to the second electrode of the capacitor 70 and the cathode of the further diode 75 is connected to the filter input 72.
  • the filter resistor 71 connects the first electrode to the second electrode of the capacitor 70.
  • a differential ⁇ amplifier 76 couples the first and the second electrode of the capacitor 70 to the filter output 73.
  • the differential amplifier 76 comprises an operational amplifier 77 and a first, second, third and fourth differential amplifier resistor 78 to 81 on.
  • the filter arrangement 18 '''according to FIG. 2D is realized as a peak value detector. Positive peaks of the drive signal SB lead to a charging of the first electrode of the capacitor 70 via the diode 74 conducting at positive peaks of the drive signal SB. Minima in the drive signal SB lead to a discharge of the second electrode of the capacitor 70 via the further conducting at minima of the drive signal SB diode 75. the voltage applied between the first electrode and the second electrode of the capacitor 70 the capacitor voltage VC repre sented ⁇ thus the distance between a maximum and a minimum of the drive signal SB.
  • the filter resistor 71 is used to reduce the voltage drop across the capacitor 70 VC. The degradation of the capacitor voltage VC is done with the time constant already explained in FIG. 2C.
  • the Diffe ⁇ ence amplifier 76 converts the capacitor voltage VC into the filtered driver signal SBF.
  • the differential amplifier 76 generates the filtered driver signal SBF from the capacitor voltage VC such that the filtered driver signal is related to the reference potential of the reference potential terminal 21.
  • the filtered driver signal SBF is thus proportional to the difference between a maximum and a minimum of the driver signal SB.
  • the filtered driver signal SBF according to FIGS. 2B to 2D above all has a high DC component and only a small alternating signal component, so that the Further processing by means of the first comparator 19 is easily possible.
  • FIG. 3A shows an exemplary embodiment of a signal curve of a voltage supply arrangement according to the proposed principle.
  • FIG. 3A shows the signal profile that can be achieved in the voltage supply arrangement 10 according to FIG. 1A.
  • time t are the versor ⁇ supply voltage VOUT, the power source voltage VD, the driver signal SB, the current measurement signal VST, the further measurement signal
  • the supply voltage VOUT is clamping ⁇ via the feedback mechanism increases until the further measurement signal SIW of logic "1" to the logi ⁇ rule value "0" transitions. Thereafter, the supply voltage VOUT is further increased by the means 13 for determining an alternating signal component of the drive signal until the transistor 42 is in saturation and the alternating component of the driver signal SB is below the predetermined value VR.
  • the conditions are described after switching on the voltage regulator 28 at an initial time t0.
  • the distance between a first point in time tl and the initial time tO is a period T of the voltage regulator 28.
  • currency ⁇ rend a first period between the initial time tO, and the first time point tl, the supply voltage VOUT is very low and increases from the value 0 volts.
  • the drive signal SB is at a very high value. Since the supply voltage VOUT is low, both the current-wave voltage VD and the feedback signal VST are at a very low level Value. Due to the diode characteristic of the light-emitting diodes 38 to 41, no load current IL flows at the low values of the supply voltage.
  • the increase in the supply voltage VOUT during a second period between the first time tl and a two ⁇ th instant t2 results in an increase of the reminderssig ⁇ Nals VST.
  • the driver signal SB further has a very high value in order to set the current source 35 to be highly conductive.
  • the driver signal SB thus falls below the value of the comparison signal VRW. Therefore, the further measurement signal SIW is at the logical value "1" only during the first and the second period as well as during a part of the third period.
  • the supply voltage VOUT decreases between the third time t3 and a fourth during a fourth period
  • Time t4 and a fifth period between the fourth time t4 and a fifth time t5 on This leads to an increase in the power source voltage VD and a further drop in the drive signal SB.
  • the drive signal SB has high fluctuations, so that the filtered
  • Driver signal SBF temporarily assumes values above the reference signal VR. This means that the measurement signal SI portion ⁇ , during the fourth and fifth period the logi ⁇ rule value assumes "1". Since the logic signal SL also assumes the logical value "1" during the fourth and fifth periods, the voltage regulator 28 is actuated in such a way that the supply voltage VOUT continues to rise in the fifth and sixth periods. This is also during a six- The period between the fifth time t5 and a sixth time t6 and during a seventh period zwi ⁇ tween the sixth time t6 and a seventh time t7 of the case.
  • the filtered driver signal SBF ⁇ is less than the reference signal VR, so that the measurement signal SI and the logic signal SL constantly see the logical value assume "0".
  • the power source voltage VD has such a high value that it is sufficient for the operation of the current source 35.
  • the feedback signal VST shows only very small fluctuations, so that the load current IL and thus the amount of light emitted by the light-emitting diodes 38 to 41 are approximately constant.
  • the Treibersig ⁇ nal SB also shows little variation.
  • the value VD * corresponds to the minimum voltage to operate the transistor 42 above the saturation voltage, that is, a field effect transistor in the saturation region.
  • a control of the voltage regulator 28 can be rea ⁇ larra without the power source voltage VD of the driver circuit is supplied.
  • the feedback signal VFB is set to the drive circuit 11 without supplying the power source voltage VD.
  • a connection in the load path 34 between the current source 35 and the electrical load 37 to the driver circuit 11 is thus avoided. This will reduce the number of connecting cables and pads, needed.
  • the driver circuit 11 is designed to control the voltage regulator 28 in such a way that, given a high ripple of the supply voltage VOUT, the absolute value of the supply voltage VOUT is so high that a suitably high current source voltage VD is achieved. This leads to ei ⁇ ner low ripple of the load current IL.
  • FIG. 3B shows an exemplary embodiment of signal waveforms ⁇ a conventional power supply arrangement.
  • FIG. 3C shows an exemplary embodiment of signal waveforms of a voltage supply arrangement according to the proposed principle.
  • the voltage regulator is powered ⁇ before the initial time tO in Be.
  • the driver signal SB is increased. This leads to a rapid increase of the load current IL and the feedback signal VST shortly after the beginning ⁇ time To.
  • the increase of the load current IL results in a drop of the supply voltage VOUT.
  • the driver circuit 11 attempts to equalize the ripple of the feedback signal VST by means of corresponding changes in the driver signal SB.
  • the voltage regulator 28 is turned in such a way ⁇ assumed that the supply voltage VOUT, and thus the
  • Power source voltage VD are sufficiently high. Although the supply voltage VOUT has a high ripple, but due to the operation of the transistor 42 above the
  • the transistor 42 can be adjusted such by means of the driver circuit 11 so that it is operated above the Saetti ⁇ supply voltage. In contrast, allows a conventional power supply arrangement to detect only whether the transistor 42 or in linear or triode region if he is outside the crizungsbe ⁇ rich.

Landscapes

  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Eine Spannungsversorgungsanordnung zum Treiben einer elektrischen Last, insbesondere einer Leuchtdiode, umfasst eine Treiberschaltung (11). Die Treiberschaltung (11) weist einen Treiberausgang (12) zum Bereitstellen eines Treibersignals (SB) zur Steuerung eines Lastpfades (34), welcher ein Mittel (36) zum Anschließen der elektrischen Last (37) umfasst, auf. Weiter umfasst die Treiberschaltung (11) eine Einrichtung (13) zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals (SB), die eingangseitig mit dem Treiberausgang (12) gekoppelt ist und an der ausgangsseitig ein vom Wechselsignalanteil des Treibersignals (SB) abhängiges Messsignal (SI) abgreifbar ist, in deren Abhängigkeit eine Versorgungsspannung (VOUT) des Lastpfads (34) einstellbar ist.

Description

Beschreibung
SPANNUNGSVERSORGUNGSANORDNUNG UND VERFAHREN ZUR SPANNUNGSVERSORGUNG EINER ELEKTRISCHEN LAST, MIT TRANSISTOR- SÄTTIGUNGSREGELUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Spannungsversorgungs- anordnung und ein Verfahren zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last.
Eine elektrische Last kann eine Leuchtdiode, abgekürzt LED, oder mehrere Leuchtdioden umfassen. Zu einer Leuchtdiode wird häufig seriell eine Stromquelle angeordnet.
Im Dokument DE 102005028403 AI ist eine Stromquellenanordnung zum Betreiben einer elektrischen Last beschrieben. Eine elektrische Last umfasst beispielsweise mehrere LEDs, ein Stromquellentransistor und ein Widerstand, die in Serie ange¬ ordnet sind. Ein Knoten zwischen dem Stromquellentransistor und einer LED oder ein Steueranschluss des Stromquellentransistors sind mit einem Rückführungseingang eines Gleichspannungsreglers über eine Signalleitung verbunden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Spannungsversorgung sowie ein Verfahren zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last bereitzustellen, bei dem ein durch den Lastpfad fließender Strom möglichst konstant gehalten wird.
Die Aufgabe wird mit dem Gegenstand mit den Merkmalen des Pa¬ tentanspruchs 1 sowie dem Verfahren gemäß Patentanspruch 15 gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche. In einer Ausführungsform umfasst eine Spannungsversorgungsan- ordnung zum Treiben einer elektrischen Last, insbesondere einer Leuchtdiode, eine Treiberschaltung. Die Treiberschaltung weist einen Treiberausgang und eine Einrichtung zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals auf. Der Trei¬ berausgang ist zum Bereitstellen eines Treibersignals zur Steuerung eines Lastpfads ausgelegt. Der Lastpfad umfasst ein Mittel zum Anschließen der elektrischen Last. Die Einrichtung zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals ist eingangsseitig mit dem Treiberausgang gekoppelt. Aus- gangsseitig ist an der Einrichtung zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals ein vom Wechselsignalan¬ teil des Treibersignals abhängiges Messsignal abgreifbar. Ei¬ ne Versorgungsspannung des Lastpfads ist in Abhängigkeit des Messsignals einstellbar.
Somit hängt die Versorgungsspannung vom Messsignal und damit vom Wechselsignalanteil des Treibersignals ab. Ein hoher Wechselsignalanteil des Treibersignals kann beispielsweise auf einen zu niedrigen Wert der Versorgungsspannung hinweisen. Wird daher der Wert der Versorgungsspannung erhöht, so kann beispielsweise eine Abweichung eines durch den Lastpfad fließenden Laststroms zu einem Vorgabewert verringert werden. Hingegen kann ein sehr niedriger Wert des Wechselsignalan- teils auf einen zu hohen Wert der Versorgungsspannung hinweisen .
In einer Ausführungsform steuert das Treibersignal den durch den Lastpfad fließenden Laststrom.
In einer Ausführungsform regelt das Treibersignal den Last¬ strom. In einer Ausführungsform umfasst die Spannungsversorgungsan- ordnung einen Spannungsregler. Der Spannungsregler gibt die Versorgungsspannung mit einer Welligkeit an den Lastpfad ab. Das Treibersignal weist somit den Wechselsignalanteil auf. Der Spannungsregler ist als Gleichspannungs-/Gleichspannungs- wandler implementiert.
In einer Ausführungsform entspricht der Wechselsignalanteil des Treibersignals der Welligkeit, englisch ripple, des Trei- bersignals. Das Treibersignal kann einen Gleichsignalanteil und einen dem Gleichsignalanteil überlagerten Wechselsignal¬ anteil aufweisen.
In einer Ausführungsform ist das Treibersignal in Form einer Spannung ausgebildet. Das Treibersignal ist somit als Gleich¬ spannung, der eine oder mehrere Wechselspannungen überlagert sind, realisiert. Der Wechselsignalanteil des Treibersignals kann somit als Effektivwert der überlagerten Wechselspannungen bestimmt werden. Alternativ kann der Wechselsignalanteil des Treibersignals als Differenz zwischen einem Minimum und einem Maximum des Treibersignals während einer Zeitdauer be¬ stimmt werden. Der Wechselsignalanteil entspricht somit einem Peak-to-Peak-Wert . Die Zeitdauer kann eine Periodendauer der Betriebsphasen des ankoppelbaren Spannungsreglers sein. Der Spannungsregler gibt an seinem Ausgang die Versorgungsspannung ab, mit der der Lastpfad versorgt wird. Die Versorgungs¬ spannung fällt über dem Lastpfad ab.
In einer Ausführungsform ist die Treiberschaltung ausgelegt, das Messsignal derart zu erzeugen, dass der Wechselsignalanteil des Treibersignals kleiner als ein vorgegebener Wert ist. Mit Vorteil ist bei einem kleinen Wechselsignalanteil des Treibersignals auch eine Schwankung im Laststrom, welcher durch den Lastpfad fließt, gering gehalten.
In einer Ausführungsform umfasst der Lastpfad eine Stromquel- le und das Mittel zum Anschließen der elektrischen Last. Die Stromquelle ist an einem Steuereingang mit dem Treiberausgang gekoppelt. Die Stromquelle und das Mittel zum Anschließen der elektrischen Last bilden eine Serienschaltung. Weiter kann der Lastpfad einen Rückführungsanschluss aufweisen, der mit einem Rückführungseingang der Treiberschaltung gekoppelt ist. Der Laststrom fließt durch die Stromquelle. Das Treibersignal steuert die Stromquelle und damit den Laststrom.
In einer Weiterbildung umfasst der Lastpfad die Stromquelle und die elektrische Last, welche seriell zur Stromquelle an¬ geordnet ist. Der Laststrom fließt durch die Stromquelle.
Die elektrische Last kann eine Leuchtdiode oder eine Serien¬ schaltung von Leuchtdioden aufweisen.
In einer Weiterbildung umfasst die Stromquelle einen Transis¬ tor. Ein Steueranschluss des Transistors ist mit dem Treiber¬ ausgang gekoppelt. Der Laststrom fließt durch den Transistor. Die Treiberschaltung kann ausgelegt sein, das Messsignal der- art zu erzeugen, dass der Transistor oberhalb der Sättigungs¬ spannung betrieben wird.
In einer Ausführungsform ist der Transistor als Bipolartransistor realisiert. Das Messsignal wird derart generiert, dass der Bipolartransistor im Normalbetrieb betrieben wird. Im
Normalbetrieb leitet die Basisemitterdiode des Bipolartran¬ sistors und sperrt die Basiskollektordiode. Der Bipolartran¬ sistor befindet sich im Normalbetrieb, wenn er oberhalb der Sättigungsspannung betrieben wird. Mit Vorteil ist im Normalbetrieb der durch den Bipolartransistor fließende Strom nur wenig von der zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss des Bipolartransistors abfallenden Kollektoremitterspannung abhängig. Vorteilhafterweise führen Schwankungen der Versorgungsspannung im Normalbetrieb des Bipolartransistors aus¬ schließlich zu geringen Änderungen des Laststroms.
In einer alternativen Ausführungsform ist der Transistor als Feldeffekttransistor ausgebildet. Das Messsignal wird derar¬ tig generiert, dass der Feldeffekttransistor im Abschnürbe¬ reich, englisch Saturation region, betrieben wird. Im Abschnürbereich ist der durch den Feldeffekttransistor fließende Strom nahezu unabhängig von der zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss des Feldeffekttransistors abfallenden Drain-Source-Spannung . Mit Vorteil führen somit Schwankungen der Versorgungsspannung im Abschnürbereich ausschließlich zu geringen Schwankungen des Laststroms. Der Feldeffekttransis¬ tor befindet sich im Abschnürbereich, wenn er oberhalb der Sättigungsspannung betrieben wird.
In einer Ausführungsform umfasst die Einrichtung zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals eine Fil¬ terschaltung und einen ersten Vergleicher. Ein erster Eingang des Vergleichers ist über die Filterschaltung mit dem Trei¬ berausgang gekoppelt. Ein zweiter Eingang des ersten Vergleichers kann mit einem Ausgang einer Referenzsignalquelle ge¬ koppelt sein. Die Referenzsignalquelle stellt ein vorgegebe¬ nes Referenzsignal bereit. Die Referenzsignalquelle verbindet den zweiten Eingang des ersten Vergleichers mit einem Bezugs- potentialanschluss . An einem Ausgang des ersten Vergleichers wird das Messsignal abgegriffen. Alternativ kann der zweite Eingang des ersten Vergleichers mit dem Treiberausgang gekoppelt sein.
Die Filterschaltung kann eine Schaltung aus einer Gruppe, um- fassend ein Hochpassfilter, ein Tiefpassfilter und ein Spitzendetektor, aufweisen. Die Filterschaltung kann als resisti- ves-kapazitives Filter, abgekürzt RC-Filter realisiert sein. Die Filterschaltung kann als Filterschaltung erster Ordnung implementiert sein.
In einer Ausführungsform umfasst die Treiberschaltung eine Einrichtung zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Trei¬ bersignals. Die Einrichtung zum Bestimmen eines Gleichsignal¬ anteils des Treibersignals ist eingangsseitig mit dem Trei- berausgang gekoppelt. An einem Ausgang der Einrichtung wird ein vom Gleichsignalanteil des Treibersignals abhängiges wei¬ teres Messsignal abgegeben. Dabei wird die Versorgungsspan¬ nung in Abhängigkeit von dem Messsignal und dem weiteren Messsignal eingestellt. Mit Vorteil werden somit sowohl der Wechselsignalanteil wie auch der Gleichsignalanteil des Trei¬ bersignals in der Rückkopplungsschleife zum Ansteuern des Spannungsreglers verwendet. Ein hoher Gleichsignalwert des Treibersignals kann beispielsweise auf einen zu niedrigen Wert der Versorgungsspannung hinweisen. Hingegen kann ein sehr niedriger Wert des Gleichsignalanteils des Treibersig¬ nals auf einen zu hohen Wert der Versorgungsspannung hinweisen. Wird in letzterem Fall die Versorgungsspannung reduziert, so sinkt der Energieverbrauch der Stromquelle, so dass der Wirkungsgrad erhöht wird.
In einer Ausführungsform umfasst die Einrichtung zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals einen zwei¬ ten Vergleicher. Ein erster Eingang des zweiten Vergleichers ist mit dem Treiberausgang gekoppelt. Ein zweiter Eingang des zweiten Vergleichers ist mit einem Ausgang einer Vergleichs¬ signalquelle gekoppelt. Die Vergleichssignalquelle gibt ein vorgegebenes Vergleichssignal ab. Die Vergleichssignalquelle koppelt den zweiten Eingang des zweiten Vergleichers mit dem Bezugspotentialanschluss . An einem Ausgang des zweiten
Vergleichers wird das weitere Messsignal bereitgestellt.
In einer Ausführungsform umfasst die Treiberschaltung eine Auswerteschaltung. Einem ersten Eingang der Auswerteschaltung wird das Messsignal zugeleitet und einem zweiten Eingang der Auswerteschaltung wird das weitere Messsignal zugeleitet. Der erste Eingang der Auswerteschaltung ist somit mit dem Ausgang der Einrichtung zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals gekoppelt. Hingegen ist der zweite Eingang der Auswerteschaltung mit dem Ausgang der Einrichtung zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals gekoppelt.
In einer Ausführungsform sind der erste Eingang der Auswerte- Schaltung mit dem Ausgang des ersten Vergleichers und der zweite Eingang der Auswerteschaltung mit dem Ausgang des zweiten Vergleichers verbunden.
In einer Ausführungsform wird an einem Ausgang der Auswerte- Schaltung ein Rückkopplungssignal abgegeben. Die Auswerte¬ schaltung generiert das Rückkopplungssignal aus dem Messsig¬ nal und dem weiteren Messsignal. Das Rückkopplungssignal ist zum Einstellen der Spannungswandlung von einer Eingangsspannung in die Versorgungsspannung ausgelegt. Das Rückkopplungs- signal dient somit zum Steuern des Spannungsreglers.
In einer Ausführungsform umfasst die Auswerteschaltung ein logisches Gatter. Das logische Gatter ist an einem ersten Eingang über den ersten Eingang der Auswerteschaltung mit dem Ausgang der Einrichtung zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals gekoppelt. An einem zweiten Eingang ist das logische Gatter über den zweiten Eingang der Auswer- teschaltung mit dem Ausgang der Einrichtung zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals gekoppelt. An ei¬ nem Ausgang ist das logische Gatter mit dem Ausgang der Auswerteschaltung verbunden. Das logische Gatter kann eine Oder- Funktion aufweisen.
In einer Weiterbildung wird einem Spannungsreglereingang des Spannungsreglers eine Eingangsspannung zugeleitet. An einem Spannungsreglerausgang des Spannungsreglers ist der Lastpfad angeschlossen. Am Spannungsreglerausgang wird die Versor- gungsspannung bereitgestellt. Ein Rückkopplungseingang des Spannungsreglers ist mit dem Ausgang der Auswerteschaltung gekoppelt. Der Spannungsregler kann als Abwärtsregler, auch Buck-Konverter genannt, als Aufwärtsregler, auch Boost- Konverter genannt, oder als Aufwärts-/Abwärtsregler, auch Buck-Boost-Konverter bezeichnet, realisiert sein. Der Spannungsregler wird getaktet betrieben.
In einer Ausführungsform umfasst ein Halbleiterkörper die Treiberschaltung. Die Treiberschaltung ist auf einer ersten Hauptfläche des Halbleiterkörpers integriert. Zusätzlich kann mindestens der Transistor oder der Spannungsregler auf der ersten Hauptfläche des Halbleiterkörpers integriert sein.
Die Spannungsversorgungsanordnung kann zur Realisierung einer Hintergrundbeleuchtung verwendet werden. Beispielsweise kann die Spannungsversorgungsanordnung zur Implementierung einer Multikanal-Hintergrundbeleuchtung eingesetzt werden. In einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last, insbesondere einer
Leuchtdiode, eine Konversion einer Eingangsspannung in eine Versorgungsspannung eines Lastpfads in Abhängigkeit von einem Rückkopplungssignal. Dabei wird die Versorgungsspannung in Abhängigkeit von einer Eingangsspannung und einem Rückkopplungssignal erzeugt. Ein durch den Lastpfad fließender Last¬ strom wird mittels eines Treibersignals gesteuert. Ein Wech¬ selsignalanteils des Treibersignals wird ermittelt. Das Rück- kopplungssignal wird in Abhängigkeit vom Wechselsignalanteil des Treibersignals erzeugt.
Mit Vorteil beeinflusst der Wechselsignalanteil des Treiber¬ signals über das Rückkopplungssignal die Versorgungsspannung. Somit wird bei einem hohen Wert des Wechselsignalanteils des Treibersignals die Versorgungsspannung erhöht. Die Erhöhung der Versorgungsspannung führt vorteilhafterweise zu einer Verbesserung der Konstanz des Laststroms. In einer Ausführungsform gibt ein Spannungsregler die Versorgungsspannung mit einer Welligkeit an den Lastpfad ab. Der Spannungsregler ist als Gleichspannungs-/Gleichspannungs- wandler implementiert. Aufgrund der Welligkeit der Versor¬ gungsspannung weist das Treibersignal den Wechselsignalanteil auf.
Als Messsignal kann ein Wert bestimmt sein, der mit den Sig¬ nalanteilen des Treibersignals, die höhere Frequenzen aufwei¬ sen, korreliert ist.
Die Filterschaltung kann als eine Schaltung realisiert sein, der eingangsseitig das Treibersignal zugeleitet wird und die ausgangsseitig ein Signal bereitstellt, das als Maß für den Wechselanteil des Treibersignals realisiert ist.
Die Erfindung wird im Folgenden an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- bezie¬ hungsweise wirkungsgleiche Komponenten oder Funktionseinhei¬ ten tragen gleiche Bezugszeichen. Insoweit sich Komponenten oder Funktionseinheiten in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt. Es zeigen:
Figuren 1A bis 1D beispielhafte Ausführungsformen einer Spannungsversorgungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
Figuren 2A bis 2D beispielhafte Ausführungsformen von Filterschaltungen nach dem vorgeschlagenen Prinzip und
Figuren 3A bis 3C beispielhafte Ausführungsformen von Signalverläufen in einer Spannungsversorgungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip.
Figur 1A zeigt eine beispielhafte Spannungsversorgungsanord¬ nung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Spannungsversorgungsanordnung 10 umfasst eine Treiberschaltung 11 mit einem Treiberausgang 12. Weiter umfasst die Treiberschaltung 11 eine Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils eines Treibersignals SB. Darüber hinaus umfasst die Treiber¬ schaltung 11 eine Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals SB. Ein Eingang der Einrich¬ tung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treiber¬ signals ist an den Treiberausgang 12 angeschlossen. Ebenfalls ist ein Eingang der Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals an den Treiberausgang 12 angeschlossen.
Darüber hinaus weist die Treiberschaltung 11 eine Auswerte- Schaltung 15 auf. Ein erster Eingang der Auswerteschaltung 15 ist an den Ausgang der Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals angeschlossen. Ent¬ sprechend ist ein zweiter Eingang der Auswerteschaltung 15 an einen Ausgang der Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleich- signalanteils des Treibersignals angeschlossen. Ausgangssei- tig ist die Auswerteschaltung 15 mit einem Rückkopplungsaus¬ gang 16 der Treiberschaltung 11 verbunden. Ferner weist die Treiberschaltung 11 einen Signalgenerator 17 auf, dessen Ausgang mit dem Treiberausgang 12 gekoppelt ist.
Die Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals umfasst eine Filterschaltung 18 und einen ersten Vergleicher 19. Die Filterschaltung 18 verbindet den Treiberausgang 12 mit einem ersten Eingang des ersten Ver- gleichers 19. Eine Referenzsignalquelle 20 koppelt einen zweiten Eingang des ersten Vergleichers 19 mit einem Bezugs- potentialanschluss 21. Ein Ausgang des ersten Vergleichers 19 ist an den Ausgang der Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals angeschlossen. Die Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des
Treibersignals umfasst einen zweiten Vergleicher 22. Ein erster Eingang des zweiten Vergleichers 22 ist an den Treiberausgang 12 angeschlossen. Eine Vergleichssignalquelle 23 kop¬ pelt einen zweiten Eingang des zweiten Vergleichers 22 mit dem Bezugspotentialanschluss 21. Ein Ausgang des zweiten Vergleichers 22 ist an den Ausgang der Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals ange¬ schlossen . Der Signalgenerator 17 umfasst einen Operationsverstärker 24, dessen Ausgang mit dem Ausgang des Signalgenerators 17 verbunden ist. Ein Rückführungseingang 25 der Treiberschaltung 11 ist mit einem ersten Eingang des Signalgenerators 17 und damit mit einem ersten Eingang des Operationsverstärkers 24 verbunden. Ein zweiter Eingang des Signalgenerators 17 ist über eine Konstantspannungsquelle 26 mit dem Bezugspotential- anschluss 21 verbunden. Der Signalgenerator 17 weist einen Schalter 27 auf, der die Konstantspannungsquelle 26 mit dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers 24 koppelt.
Darüber hinaus umfasst die Spannungsversorgungsanordnung 10 einen Spannungsregler 28 mit einem Spannungsreglerausgang 29 und einem Rückkopplungseingang 30. Der Rückkopplungseingang 30 ist mit dem Rückkopplungsausgang 16 der Treiberschaltung 11 gekoppelt. Ein Spannungsteiler 31 verbindet den Spannungs¬ reglerausgang 29 mit dem Bezugspotentialanschluss 21. Der Spannungsteiler 31 weist einen ersten und einen zweiten Span- nungsteilerwiderstand 32, 33 auf. Ein Abgriff zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungsteilerwiderstand 32, 33 ist mit dem Rückkopplungseingang 30 verbunden.
Weiter umfasst die Spannungsversorgungsanordnung 10 einen Lastpfad 34 mit einer Stromquelle 35. Ein Steueranschluss der Stromquelle 35 ist an den Treiberausgang 12 angeschlossen. Weiter weist der Lastpfad 34 ein Mittel 36 zum Anschließen einer elektrischen Last 37 auf. Darüber hinaus weist der Lastpfad 34 die elektrische Last 37 auf. Die elektrische Last 37 umfasst mindestens eine Leuchtdiode 38. Beispielsweise um¬ fasst die elektrische Last 37 vier Leuchtdioden 38 bis 41. Die elektrische Last 37 ist über das Mittel 36 zum Anschlie¬ ßen der elektrischen Last mit dem Lastpfad 34 verbunden. Der Lastpfad 34 koppelt den Spannungsreglerausgang 29 mit dem Be- zugspotentialanschluss 21. Die Stromquelle 35 weist einen Transistor 42 auf. Der Transistor 42 ist als Leistungstransistor realisiert. Der Transistor 42 ist als Feldeffekttran- sistor implementiert. Der Transistor 42 kann als n-Kanal Me¬ tall-Oxyd-Halbleiter Feldeffekttransistor ausgebildet sein. Darüber hinaus umfasst die Stromquelle 35 einen Strommesswi¬ derstand 43, der zwischen dem Transistor 42 und dem Bezugspo- tentialanschluss 21 angeordnet ist. Ein Rückführungsanschluss 44 des Lastpfads 34 ist zwischen dem Transistor 42 und dem
Strommesswiderstand 43 angeordnet. Der Rückführungsanschluss 44 ist mit dem Rückführungseingang 25 der Treiberschaltung 11 verbunden . Die Auswerteschaltung 15 umfasst ein logisches Gatter 45. Das logische Gatter 45 weist eine Oder-Funktion auf. Ein erster Eingang des logischen Gatters 45 ist an den Ausgang des ersten Vergleichers 19 angeschlossen. Ferner ist ein zweiter Eingang des logischen Gatters 45 an den Ausgang des zweiten Vergleichers 22 angeschlossen. Eine Steuerschaltung 46 der
Auswerteschaltung 15 verbindet den Ausgang des logischen Gatters 45 mit dem Rückkopplungsausgang 16. Die Steuerschaltung 46 kann einen nicht eingezeichneten Digital-Analog-Wandler aufweisen. Der Digital-Analog-Wandler kann einen Stromausgang aufweisen, der an den Rückkopplungsausgang 16 angeschlossen ist. Die Steuerschaltung 46 kann eine State Maschine umfas¬ sen .
Einem Spannungsreglereingang 47 des Spannungsreglers 28 wird eine Eingangsspannung VIN zugeleitet. Am Spannungsregleraus¬ gang 29 gibt der Spannungsregler 28 eine Versorgungsspannung VOUT ab. Die Eingangs- und die Versorgungsspannung VIN, VOUT beziehen sich jeweils auf ein Bezugspotential, das am Bezugs- potentialanschluss 21 anliegt. Die Versorgungsspannung VOUT wird dem Lastpfad 34 zugeleitet. Durch den Lastpfad 34 fließt ein Laststrom IL. Die Treiberschaltung 11 stellt ein Treibersignal SB am Treiberausgang 12 bereit. Das Treibersignal SB wird dem Steueranschluss der Stromquelle 35 und damit dem Steueranschluss des Transistors 42 zugeführt. Am Rückfüh- rungsanschluss 44 ist ein Rückführungssignal VST abgreifbar. Das Rückführungssignal VST ist als Spannung ausgebildet. Der Wert der Spannung des Rückführungssignals VST entspricht dem Produkt aus dem Widerstandswert des Strommesswiderstandes 43 und dem Wert des Laststroms IL. Der Operationsverstärker 24 und damit der Signalgenerator 17 stellen das Treibersignal SB bereit. Dem ersten Eingang des Operationsverstärkers 24 wird das Rückführungssignal VST zugeführt. Dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers 24 wird eine Konstantspannung VK zuge¬ leitet. Die Konstantspannung VK wird von der Konstantspan- nungsquelle 26 bereitgestellt.
Dem Schalter 27 wird ein Aktiviersignal SP zugeleitet. Das Aktiviersignal SP kann als pulsweitenmoduliertes Signal rea¬ lisiert sein. Wird mittels des Aktiviersignals SP der Schal¬ ter 27 leitend geschaltet, so wird die Konstantspannung VK dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers 24 zugeführt. In diesem Fall wird das Treibersignal SB derart eingestellt, dass das Rückführungssignal VST näherungsweise der Konstant¬ spannung VK entspricht. Der Laststrom IL nimmt daher einen vorgegebenen Laststromwert an. Ist jedoch mittels des Akti¬ viersignals SP der Schalter 27 offen geschaltet, so nimmt das Treibersignal SB einen Wert an, bei dem die Stromquelle 35 deaktiviert ist und somit kein Laststrom IL fließt.
Das Treibersignal SB wird der Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals zugeleitet. Das Treibersignal SB wird mittels der Filterschaltung 18 gefil¬ tert und als gefiltertes Treibersignal SBF dem ersten Eingang des ersten Vergleichers 19 zugeführt. Die Referenzsignalquel¬ le 20 gibt ein Referenzsignal VR ab, das dem zweiten Eingang des ersten Vergleichers 19 zugeleitet wird. Die Filterschal¬ tung 18 ist als Hochpass ausgeführt. Der erste Vergleicher 19 ist als Komparator implementiert. Der erste Vergleicher 19 stellt ein Messsignal SI bereit. Der erste Vergleicher 19 vergleicht das gefilterte Treibersignal SBF mit dem Referenz- signal VR und gibt das Messsignal SI in Abhängigkeit von ei¬ nem Vergleich des gefilterten Treibersignals SBF und des Re¬ ferenzsignals VR ab. Weist das gefilterte Treibersignal SBF einen höheren Wert als den Wert des Referenzsignals VR auf, so hat das Messsignal SI einen zur Erhöhung der Versorgungs- Spannung VOUT führenden Wert. Das Messsignal SI hat bei¬ spielsweise den logischen Wert "1". Das Messsignal SI signa¬ lisiert somit, dass das Treibersignal SB einen Wechselsignal¬ anteil aufweist, der höher als ein vorgegebener Wert ist. Der Wert des Referenzsignals VR kann in Abhängigkeit der Filter- Charakteristik der Filterschaltung 18 vorgegeben sein. Das Referenzsignal VR ist als Spannung realisiert.
Das Treibersignal SB wird ebenso der Einrichtung 14 zum
Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals zuge- leitet. Das Treibersignal SB wird dem ersten Eingang des zweiten Vergleichers 22 zugeführt. Die Vergleichssignalquelle 23 gibt ein Vergleichssignal VRW ab. Das Vergleichssignal VRW kann englisch als trip reference voltage bezeichnet sein. Das Vergleichssignal VRW wird dem zweiten Eingang des zweiten Vergleichers 22 zugeleitet. Das Vergleichssignal VRW wie auch das Referenzsignal VR weisen vorgegebene konstante Werte auf. Am Ausgang des zweiten Vergleichers 22 und damit am Ausgang der Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals ist ein weiteres Messsignal SIW abgreif¬ bar. Das weitere Messsignal SIW wird vom zweiten Vergleicher 22 mittels eines Vergleichs des Treibersignals SB und des Vergleichssignals VRW bereitgestellt. Der zweite Vergleicher 22 ist als Komparator implementiert.
Nimmt das Treibersignal SB einen zu hohen Wert an, weist das weitere Messsignal SIW einen zur Erhöhung der Versorgungs¬ spannung VOUT führenden Wert auf, wie etwa den logischen Wert "1". Die Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals dient dazu zu erreichen, dass der Wert des Treibersignals SB kleiner als der Wert des Ver¬ gleichssignals VRW ist. Das Vergleichssignal VRW kann in Ab¬ hängigkeit eines Arbeitspunktes der Transistorcharakteristik des Transistors 42 bestimmt sein. Alternativ kann der Wert der Vergleichsspannung VRW so gewählt sein, dass der zweite Vergleicher 22 detektiert, ob sich das Treibersignal SB nahe einer Versorgungsspannung des Operationsverstärkers 24 befindet. In diesem Fall ist der Operationsverstärker 24 und damit der Signalgenerator 17 außerhalb des Regelungsbereiches.
Das Messsignal SI und das weitere Messsignal SIW werden der Auswerteschaltung 15 zugeleitet. Der erste und der zweite Eingang des logischen Gatters 45 werden mit dem Messsignal SI und dem weiteren Messsignal SIW beaufschlagt. Das logische Gatter 45 generiert ein logisches Signal SL aus einer Ver¬ knüpfung des Messsignal SI und des weiteren Messsignals SIW. Das logische Signal SL stellt eine ODER-Verknüpfung des Mess¬ signal SI und des weiteren Messsignals SIW dar. Das logische Signal SL wird der Steuerschaltung 46 zugeführt. Am Rückkopp¬ lungsausgang 16 ist ein Rückkopplungssignal VFB abgreifbar. Das Rückkopplungssignal VFB wird dem Rückkopplungseingang 30 zugeführt. Das Rückkopplungssignal VFB wird mittels des Span- nungsteilers 31 aus der Versorgungsspannung VOUT und mittels der Steuerschaltung 46 aus dem logischen Signal SL erzeugt.
Die Steuerschaltung 46 ist derart realisiert, dass bei einem einen zur Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT führenden Wert des logischen Signals SL, wie etwa dem logischen Wert "1", das Rückkopplungssignal VFB abgesenkt wird. Somit wird mittels der Auswerteschaltung 15 das Rückkopplungssignal VFB reduziert, wenn der Wechselanteil des Treibersignals SB grö- ßer oder gleich einem vorgegebenen Wert ist. Ebenso wird mittels der Auswerteschaltung 15 das Rückkopplungssignal VFB re¬ duziert, wenn der Wert des Treibersignals SB höher als der Wert des Vergleichssignals VRW ist. Bei einem sinkenden Rück¬ kopplungssignal VFB wird vom Spannungsregler 28 der Wert der Versorgungsspannung VOUT vergrößert. Der Spannungsregler 28 ist als Gleichspannungs-/Gleichspannungs-Wandler, englisch DC/DC Converter, implementiert. Wenn das logische Signal SL den zur Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT führenden Wert annimmt, zeigt das Rückkopplungssignal VFB einen niedrigen Wert, so dass die Versorgungsspannung VOUT über den Rückkopplungsmechanismus im Spannungsregler 28 erhöht wird.
Mit Vorteil wird die Versorgungsspannung VOUT erhöht, wenn der Wechselsignalanteil des Treibersignals SB oder der
Gleichsignalanteil des Treibersignals SB oder beide Signalan¬ teile des Treibersignals SB höher als die jeweiligen vorgege¬ benen Werte sind. Durch die Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT kann der Wert einer über der Stromquelle 35 abfallenden Stromquellenspannung VD erhöht werden. Damit befindet sich mit Vorteil der Transistor 42 oberhalb einer Sättigungsspannung. Die Drain-Source-Spannung beziehungsweise die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 42 ist größer als die Sättigungsspannung. Bei Betrieb des Feldeffekttransistors im 0
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Sättigungsbereich weist die Drain-Spannung eine hohe Welligkeit und die Source-Spannung eine geringe Welligkeit auf. Im Bereich oberhalb der Sättigungsspannung wirken sich Schwankungen in der Versorgungsspannung VOUT nur geringfügig auf den durch den Transistor 42 fließenden Laststrom IL aus. Die Steuerung des Spannungsreglers 28 erfolgt somit abhängig von der Welligkeit des Treibersignals SB der Stromquelle 35. Der Operationsverstärker 24 des Signalgenerators 17 hat mit Vorteil nur einfach zu erreichende Charakteristiken zu erfüllen und kann somit aufwandsarm realisiert werden. Beispielsweise werden eine nur geringe Bandbreite und ein nur geringer Verstärkungsfaktor benötigt. Dies reicht aus, damit der Last¬ strom IL den vorgegebenen Wert annimmt.
In einer Ausführungsform ist eine Frequenz des Aktiviersignals SP kleiner als eine Frequenz, mit der der Spannungsreg¬ ler 28 betrieben wird. Die Filterschaltung 18 ist derart ausgelegt, dass sie im Bereich der Frequenz des Aktiviersignals SP eine hohe Dämpfung und im Bereich der Frequenz des Spannungsreglers 28 eine niedrige Dämpfung aufweist. Der von Schwankungen der Versorgungsspannung VOUT herrührende Wechselsignalanteil des Treibersignals SB wird somit von der Fil¬ terschaltung 18 durchgelassen. Hingegen wird der vom Aktiviersignal SP verursachte Wechselsignalanteil im Treibersig¬ nal SB von der Filterschaltung 18 nicht hindurch gelassen und führt damit zu keiner Verringerung des Rückkopplungssignals VFB.
In einer alternativen Ausführungsform ist die Frequenz des Aktiviersignals SP größer als die Frequenz des Spannungsreg¬ lers 28. Die Filterschaltung 18 kann als Bandpass realisiert sein. Die Filterschaltung 18 weist eine niedrige Dämpfung im Bereich der Frequenz des Spannungsreglers 28 sowie eine hohe Dämpfung im Bereich der Frequenz des Aktiviersignals SP auf. Weiter besitzt die Filterschaltung 18 eine hohe Dämpfung bei sehr niedrigen Frequenzen. Mit Vorteil werden ausschließlich Wechselspannungsanteile des Treibersignals SB, die vom Span- nungsregler 28 erzeugt werden, bei der Erzeugung des Messsignals SI berücksichtigt und führen zu einer Verringerung des Rückkopplungssignals VFB.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform sind mehrere Lastpfade parallel angeordnet. Der Spannungsregler 28 gibt somit die Versorgungsspannung VOUT an den Lastpfad 34 sowie an weitere, nicht gezeigte Lastpfade ab. Weitere Trei¬ berschaltungen, die entsprechend der Treiberschaltung 11 realisiert sind, steuern die weiteren Lastpfade. Die Rückkopp- lungsausgänge der mehreren Treiberschaltungen sind mit dem Rückkopplungseingang 30 verbunden. Die elektrischen Lasten der verschiedenen Lastpfade können unterschiedlich sein. Beispielsweise können die elektrischen Lasten der verschiedenen Lastpfade eine unterschiedliche Anzahl von Leuchtdioden oder Leuchtdioden mit unterschiedlichen Durchlassspannungen aufweisen. Somit können die elektrischen Lasten der verschiedenen Lastpfade unterschiedliche Spannungen zum Betrieb benöti¬ gen. Mit Vorteil kann mittels mehrerer Treiberschaltungen nach dem vorgeschlagenen Prinzip erreicht werden, dass auch bei unterschiedlich benötigten Spannungen über den jeweiligen elektrischen Lasten der Spannungsregler 28 die Versorgungsspannung VOUT mit einem derartigen Wert bereitstellt, dass jede der verschiedenen elektrischen Lasten betrieben werden kann. Mit Vorteil wird vermieden, dass die Versorgungsspan- nung VOUT zu hoch ansteigt. Dadurch wird der Wirkungsgrad der Anordnung erhöht und die Verlustleistung verringert. In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform weist der Signalgenerator 17 eine geregelte Stromquelle anstelle des Operationsverstärkers 24 auf. Der Ausgang der geregelten Stromquelle ist mit dem Treiberausgang 12 verbunden.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform um- fasst die elektrische Last 37 eine Anzahl von Leuchtdioden, die ungleich vier ist. Die Anzahl beträgt mindestens eins.
Figur 1B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform ei¬ ner Spannungsversorgungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die eine Weiterbildung der in Figur 1A gezeigten Spannungsversorgungsanordnung ist. Die Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals weist einen weiteren Schalter 60 auf. Der weitere Schalter 60 koppelt die Filterschaltung 18 mit dem ersten Eingang des ersten Vergleichers 19. Die Treiberschaltung 11 weist einen Vorwiderstand 65 auf, der den Ausgang des Signalgenerators 17 mit dem Treiberausgang 12 koppelt. Ein Kopplungswiderstand 63 der Spannungsversorgungsanordnung 10 verbindet den Rückkopplungsausgang 16 mit dem Abgriff zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungsteilerwiderstand 32, 33 und damit mit dem Rück¬ kopplungseingang 30. Der weitere Schalter 60 leitet somit das gefilterte Treiber¬ signal SBF an den ersten Vergleicher 19 weiter. Der weitere Schalter 60 wird vom Aktiviersignal SP gesteuert. Das Akti¬ viersignal ist zur Pulsweitenmodulation des Laststroms IL oder zur Abgabe einzelner Pulse des Laststroms wie etwa für ein Blitzlicht ausgelegt. Bei einem aktivierenden Wert des Aktiviersignals SP wird die Stromquelle 35 leitend und bei einem deaktivierenden Wert des Aktiviersignals SP wird die Stromquelle 35 nicht leitend geschaltet. Ist mittels des Ak- tiviersignals SP die Stromquelle 35 leitend geschaltet, so dass der Laststrom IL durch die elektrische Last 37 fließt, so leitet auch der weitere Schalter 60 das gefilterte Trei¬ bersignal SBF an den ersten Vergleicher 19 weiter. Ist hinge- gen die Stromquelle 35 sperrend geschaltet, so dass der Last¬ strom IL den Wert 0 annimmt, so wird auch kein gefiltertes Treibersignal SBF dem ersten Vergleicher 19 zugeleitet. Da¬ durch wird erzielt, dass das Messsignal SI ausschließlich dann signalisiert, dass der Wechselsignalanteil des Treiber- signals größer als oder gleich einem vorgegebenen Wert ist, wenn die elektrische Last 37 aktiviert ist.
Mittels des weiteren Schalters 60 wird somit erreicht, dass das Rückkopplungssignal VFB ausschließlich dann verringert werden kann, wenn die Stromquelle 35 betrieben wird. Das Aktiviersignal SP bewirkt mittels des Schalters 27 eine schnel¬ le Änderung des Treibersignals SB, wobei die Änderung einen hohen absoluten Wert aufweist. Mittels des weiteren Schalters 60 wird erreicht, dass derartige große Änderungen des Trei- bersignals SB keinen Einfluss auf das Rückkopplungssignal VFB haben. Am Rückkopplungseingang 30 liegt ein weiteres Rückkopplungssignal VFB' an. Das weitere Rückkopplungssignal VFB' unterscheidet sich vom Rückkopplungssignal VFB durch den Spannungsabfall am Kopplungswiderstand 63. Das Rückkopplungs- signal VFB ist am allgemeinen kleiner oder gleich dem weiteren Rückkopplungssignal VFB'.
Mit Vorteil bewirken Schwankungen in der Versorgungsspannung VOUT eine Verringerung des Rückkopplungssignals VFB. Jedoch zeigt die Modulation der Stromquelle 35 mittels des Aktivier¬ signals SP keinen Einfluss auf das Rückkopplungssignal VFB. Mittels des weiteren Schalters 60 wird die Filterschaltung 18 deaktiviert, wenn das Aktiviersignal SP auf dem logischen Wert "0" ist und damit die Stromquelle 35 ausgeschaltet ist. Weiter wird die Filterschaltung 18 mittels des weiteren
Schalters 60 aktiviert, wenn das Aktiviersignal SP auf dem logischen Wert "1" ist und somit die Stromquelle 35 ange- schaltet ist.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform ist der weitere Schalter 60 derart realisiert, dass er bei einem die Stromquelle 35 deaktivierenden Wert des Aktiviersignals SP sofort geöffnet wird und bei einem die Stromquelle 35 ak¬ tivierenden Wert des Aktivitätssignals SP mit einer Zeitver¬ zögerung geschlossen wird. Die Zeitverzögerung kann beispielsweise 40 ysec betragen. Das Deaktivieren erfolgt so¬ fort, das Aktivieren mit einer Zeitverzögerung von 40 ys .
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform ist der weitere Schalter 60 anstelle zwischen der Filterschaltung 18 und dem ersten Vergleicher 19 zwischen dem Ausgang des ersten Vergleichers 19 und dem ersten Eingang der Auswerte- Schaltung 15 angeordnet. Das Messsignal SI hat somit den zur Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT führenden Wert, wie etwa den logischen Wert "1", wenn das Aktiviersignal SP den aktivierenden Wert aufweist und der Wechselsignalanteil des Treibersignals SB größer als das Referenzsignal VR ist. Das Messsignal SI hat einen nicht zur Erhöhung der Versorgungs¬ spannung VOUT führenden Wert, wie etwa den logischen Wert "0", wenn das Aktiviersignal SP den deaktivierenden Wert auf¬ weist oder/und der Wechselsignalanteil des Treibersignals SB kleiner als das Referenzsignal VR ist. Alternativ kann der erste Vergleicher 19 mittels eines Schalters deaktiviert oder aktiviert werden. Figur IC zeigt eine beispielhafte Ausführungsform der Span- nungsversorgungsanordnung 10 nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die eine Weiterbildung der in den Figuren 1A und 1B gezeigten Spannungsversorgungsanordnungen ist. Gemäß Figur IC ist der zweite Eingang des ersten Vergleichers 19 mit dem Treiberausgang 12 gekoppelt. Der zweite Eingang des ersten Vergleichers 19 kann dazu an den Treiberausgang 12 angeschlossen sein. Die Filterschaltung 18 ist als Tiefpass realisiert .
Die Steuerschaltung 46 weist eine gesteuerte Stromquelle 61 auf. Die gesteuerte Stromquelle 61 verbindet den Rückkopp¬ lungsausgang 16 mit dem Bezugspotentialanschluss 21. Ein Steueranschluss der gesteuerten Stromquelle 61 ist mit dem Ausgang des logischen Gatters 45 gekoppelt. Eine Zustandsma- schine 62, englisch State machine, der Steuerschaltung 46 verbindet den Ausgang des logischen Gatters 45 mit dem Steu¬ eranschluss der gesteuerten Stromquelle 61. Ein Tiefpass der Spannungsversorgungsanordnung 10 koppelt den Rückkopplungs- ausgang 16 mit dem Rückkopplungseingang 30. Der Tiefpass ist als resistiver-kapazitiver Tiefpass realisiert. Der Tiefpass umfasst den Kopplungswiderstand 63 und einen Kopplungskonden¬ sator 64. Der Kopplungskondensator 64 verbindet den Rückkopplungsausgang 16 mit dem Bezugspotentialanschluss 21.
Dem zweiten Eingang des ersten Vergleichers 19 wird somit das Treibersignal SB zugeleitet. Der erste Vergleicher 19 stellt folglich das Messsignal SI in Abhängigkeit eines Vergleichs des gefilterten Treibersignals SBF und des Treibersignals SB bereit. Ist somit das Treibersignal SB höher als das mittels des Tiefpasses 18 gefilterte Treibersignal SBF, so weist das Messsignal SI den zur Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT führenden Wert, wie etwa den logischen Wert "1", auf. Starke Ausschläge des Treibersignals SB gegenüber dem mittels des Tiefpasses 18 gefilterten Treibersignals SBF erzeugen somit den zu einer Verringerung des Rückkopplungssignals VFB führenden Wert des Messsignals SI, nämlich den logischen Wert "1". Übersteigt somit der Wechselsignalanteil des Treibersig¬ nals SB den vorgegebenen Wert oder ist gleich dem vorgegebenen Wert, so steigt der Stromfluss durch die gesteuerte
Stromquelle 61 und es wird der Wert des Rückkopplungssignals VFB reduziert. Weist das logische Signal SL den zur Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT führenden Wert auf, wie etwa den logischen Wert "1", so steigt der Stromfluss durch die ge¬ steuerte Stromquelle 61, so dass der Wert des Rückkopplungs¬ signals VFB reduziert wird. Die gesteuerte Stromquelle 61 ist als digital gesteuerte Stromquelle implementiert. Die Zu- Standsmaschine 62 stellt die Höhe des Stromflusses, der durch die gesteuerte Stromquelle 61 fließt, stufenweise ein. Der Stromfluss durch die gesteuerte Stromquelle 61 bewirkt einen Spannungsabfall am Kopplungswiderstand 63. Infolge dessen sinkt die weitere Rückkopplungsspannung VFB'.
Figur 1D zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform ei¬ ner Spannungsversorgungsanordnung 10 nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die eine Weiterbildung der in den Figuren 1A bis IC gezeigten Spannungsversorgungsanordnungen ist. Gemäß Figur 1D ist der Transistor 42 der Stromquelle 35 als Bipolartransistor realisiert. Der Treiberausgang 12 ist an den Basisan- schluss des Bipolartransistors angeschlossen. Die Treiber¬ schaltung 11 weist den Vorwiderstand 65 auf, der zwischen dem Signalgenerator 17 und dem Treiberausgang 12 angeordnet ist. Die Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals und die Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals sind eingangsseitig an einen Knoten 66 zwischen dem Signalgenerator 17 und dem Vor- widerstand 65 angeschlossen. Die Filterschaltung 18 koppelt den Knoten 66 mit dem ersten Eingang des ersten Vergleichers 19. Entsprechend ist der erste Eingang des zweiten Verglei¬ chers 22 an den Knoten 66 angeschlossen.
Die Auswerteschaltung 15 umfasst den Steuertransistor 61, der eingangsseitig mit dem Ausgang der Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals gekoppelt ist. Dabei ist der Steueranschluss des Steuertransistors 61 direkt an den Ausgang der Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals angeschlossen. Die gesteuerte Strecke des Steuertransistors 61 ist in einem Strompfad zwischen dem Rückführungsausgang 16 und dem Bezugs- potentialanschluss 21 angeordnet. Die Auswerteschaltung 15 umfasst einen weiteren Steuertransistor 67, dessen Steueranschluss mit dem Ausgang der Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals gekoppelt ist. Da¬ zu ist der Steueranschluss des weiteren Steuertransistors 67 an den Ausgang der Einrichtung 14 zum Bestimmen eines Gleich- signalanteils des Treibersignals direkt angeschlossen. Die gesteuerten Strecken des Steuertransistors 61 und des weite¬ ren Steuertransistors 67 sind parallel zueinander angeordnet. Die Steuerschaltung 46 weist einen Steuerwiderstand 68 auf. Der Steuerwiderstand 68 verbindet den Rückführungsausgang 16 mit den parallel geschalteten gesteuerten Strecken des Steuertransistors 61 und des weiteren Steuertransistors 67. Ein Steuerkondensator 69 der Steuerschaltung 46 verbindet einen Knoten zwischen dem Steuertransistor 68 und den gesteuerten Strecken des Steuertransistors 61 und des weiteren Steuer- transistors 67 mit dem Bezugspotentialanschluss 21. Die Steu¬ erschaltung 46 umfasst einen Tiefpass. Der Steuerkondensator 69 und der Steuerwiderstand 68 bilden den Tiefpass. Der erste und der zweite Vergleicher 19, 22 sind als Operationsverstär- ker oder alternativ als Transkonduktanzverstärker, englisch operational transconductance amplifier, implementiert. Das Messsignal SI und das weitere Messsignal SIW sind als analoge Signale realisiert. Der erste und der zweite Vergleicher 19, 22 können eine vorgegebene Hysterese aufweisen. Dadurch wird eine zu häufige Änderung des Messsignals SI und des weiteren Messsignals SIW vermieden.
Das Messsignal SI wird somit dem Steueranschluss des Steuer- transistors 61 zugeleitet. Das weitere Messsignal SIW wird dem Steueranschluss des weiteren Steuertransistors 67 zuge¬ führt. Die Auswerteschaltung 15 weist somit kein logisches Gatter 45 auf. Die logische Verknüpfung des Messsignals SI und des weiteren Messsignals SIW wird mittels der Parallel- Schaltung der gesteuerten Strecken des Steuertransistors 61 und des weiteren Steuertransistors 67 implementiert. Der zur Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT führende Wert des Messsignals SI und/oder des weiteren Messsignals SIW, also etwa ein von 0 Volt verschiedener Spannungswert, führt zu einem Anstieg des vom Rückkopplungsausgang 16 zum Bezugspotential- anschluss 21 fließenden Stroms. Der erhöhte Strom erzeugt im ersten Spannungsteilerwiderstand 32 einen erhöhten Spannungs¬ abfall, so dass das Rückkopplungssignal VFB sinkt. Folglich wird der Wert des Rückkopplungssignals VFB durch einen Strom- fluss durch den Steuerwiderstand 68 und den Steuertransistor 61 beziehungsweise den weiteren Steuertransistors 67 redu¬ ziert. Das Rückkopplungssignal VFB nimmt somit einen niedri¬ gen Wert an, wenn das Messsignal SI und/oder das weitere Messsignal SIW den zur Erhöhung der Versorgungsspannung VOUT führenden Wert, also einen Spannungswert größer als 0 Volt, annehmen. Die Generierung des Rückkopplungssignals VFB aus dem Treibersignal SB erfolgt somit in Analogtechnik. In einer alternativen Ausführungsform sind der erste und der zweite Vergleicher 19, 22 als Komparatoren implementiert. Das Messsignal SI und das weitere Messsignal SIW sind als digita¬ le Signale realisiert.
Figur 2A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform der Filterschaltung 18. Die Filterschaltung 18 ist als Hochpass reali¬ siert. Die Filterschaltung 18 umfasst einen Kondensator 70 und einen Filterwiderstand 71. Ein Filtereingang 72 der Fil- terschaltung 18 ist über den Kondensator 70 mit einem Filterausgang 71 der Filterschaltung 18 gekoppelt. Der Filterausgang 73 ist über den Filterwiderstand 71 mit dem Bezugspoten- tialanschluss 21 verbunden. Somit ist mit geringem Aufwand die Filterschaltung 18 realisiert, wie sie etwa in den Span- nungsversorgungsanordnungen 10 gemäß den Figuren 1A, 1B und 1D eingesetzt werden kann.
Figur 2B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform der Filterschaltung 18'. Gemäß Figur 2B ist die Filterschaltung 18' als Tiefpass implementiert. Der Filtereingang 72 ist über den Filterwiderstand 71 mit dem Filterausgang 73 verbunden. Der Filterausgang 73 ist über den Kondensator 70 mit dem Be- zugspotentialanschluss 21 gekoppelt. Somit ist in Platz spa¬ render Weise die Filterschaltung 18' als Tiefpass realisiert, wie sie beispielsweise in die Spannungsversorgungsanordnung 10 gemäß Figur IC eingesetzt werden kann.
Figur 2C zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform der Filterschaltung 18''. Die Filterschaltung 18'' ist als Spit- zenwertdetektor ausgebildet. Die Filterschaltung 18'' weist eine Hochpasscharakteristik auf. Die Filterschaltung 18'' umfasst eine Diode 74, den Kondensator 70 und den Filterwiderstand 71. Der Filtereingang 72 ist über die Diode 74 mit dem Filterausgang 73 gekoppelt. Der Filterausgang 73 ist über eine Parallelschaltung, umfassend den Kondensator 70 und den Filterwiderstand 71, mit dem Bezugspotentialanschluss 21 ge¬ koppelt. Steigt somit das Treibersignal SB über den am Kon- densator 70 anliegenden Spannungswert, so wird der Kondensa¬ tor 70 aufgeladen. Somit wird ein Spitzenwert des Treibersig¬ nals SB vom Filtereingang 72 auf den Filterausgang 73 durchgeschaltet. Der Filterwiderstand 71 führt zu einem Absinken der Spannung am Filterausgang 73. Das Absinken der Spannung am Filterausgang 73 wird mittels einer Zeitkonstante einge¬ stellt, die gleich dem Produkt aus dem Kapazitätswert des Kondensators 70 und dem Widerstandswert des Filterwiderstands 71 ist. Mit Vorteil führen positive Ausschläge im Treibersig¬ nal SB in effektiver Weise zu einem gefilterten Treibersignal SBF, so dass ein Messsignal SI generiert wird, das zur Ver¬ ringerung des Rückkopplungssignals VFB führt. Die Filter¬ schaltung 18'' gemäß Figur 2C kann beispielsweise in den Spannungsversorgungsanordnungen gemäß den Figuren 1A, 1B und 1D eingesetzt werden.
Figur 2D zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform der Filterschaltung 18' ' ' . Die Filterschaltung 18' ' ' umfasst die Diode 74, den Kondensator 70, den Filterwiderstand 71 sowie eine weitere Diode 75. Der Filtereingang 72 ist über die Dio- de 74 mit einer ersten Elektrode des Kondensators 70 verbun¬ den. Weiter ist der Filtereingang 72 über die weitere Diode 75 mit einer zweiten Elektrode des Kondensators 70 verbunden. Dabei ist die Anode der Diode 74 mit dem Filtereingang 72 und die Kathode der Diode 74 mit der ersten Elektrode des Konden- sators 70 verbunden. Hingegen ist die Anode der weiteren Diode 75 mit der zweiten Elektrode des Kondensators 70 und die Kathode der weiteren Diode 75 mit dem Filtereingang 72 verbunden. Der Filterwiderstand 71 verbindet die erste Elektrode mit der zweiten Elektrode des Kondensators 70. Ein Differenz¬ verstärker 76 koppelt die erste und die zweite Elektrode des Kondensators 70 mit dem Filterausgang 73. Der Differenzverstärker 76 weist einen Operationsverstärker 77 sowie einen ersten, zweiten, dritten und vierten Differenzverstärkerwiderstand 78 bis 81 auf.
Die Filteranordnung 18''' gemäß Figur 2D ist als Spitzenwert- detektor realisiert. Positive Spitzen des Treibersignals SB führen zu einer Aufladung der ersten Elektrode des Kondensators 70 über die bei positiven Spitzen des Treibersignals SB leitende Diode 74. Minima im Treibersignal SB führen zu einer Entladung der zweiten Elektrode des Kondensators 70 über die bei Minima des Treibersignals SB leitende weitere Diode 75. Die zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Kondensators 70 abfallende Kondensatorspannung VC reprä¬ sentiert somit den Abstand zwischen einem Maximum und einem Minimum des Treibersignals SB. Der Filterwiderstand 71 dient dem Abbau der über dem Kondensator 70 abfallenden Spannung VC. Der Abbau der Kondensatorspannung VC geschieht mit der in der Figur 2C bereits erläuterten Zeitkonstante. Der Diffe¬ renzverstärker 76 wandelt die Kondensatorspannung VC in das gefilterte Treibersignal SBF um. Der Differenzverstärker 76 erzeugt aus der Kondensatorspannung VC das gefilterte Trei- bersignal SBF derart, dass das gefilterte Treibersignal auf das Bezugspotential des Bezugspotentialanschlusses 21 bezogen ist. Das gefilterte Treibersignal SBF ist somit proportional zur Differenz zwischen einem Maximum und einem Minimum des Treibersignals SB.
Mit Vorteil weist das gefilterte Treibersignal SBF gemäß den Figuren 2B bis 2D vor allem einen hohen Gleichsignalanteil und nur einen geringen Wechselsignalanteil auf, so dass die Weiterverarbeitung mittels des ersten Vergleichers 19 einfach möglich ist.
Figur 3A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines Sig- nalverlaufs einer Spannungsversorgungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. In Figur 3A ist der in der Spannungsversorgungsanordnung 10 gemäß Figur 1A erzielbare Signalverlauf angegeben. In Abhängigkeit einer Zeit t sind die Versor¬ gungsspannung VOUT, die Stromquellenspannung VD, das Treiber- signal SB, das Strommesssignal VST, das weitere Messsignal
SIW, das gefilterte Treibersignal SBF, das Messsignal SI so¬ wie das logische Signal SL dargestellt. Hierbei wird die De- tektion des Gleichanteils und des Wechselanteils des Treiber¬ signals SB während einer Startphase der Spannungsversorgungs- anordnung 10 dargestellt. Anfangs wird die Versorgungsspan¬ nung VOUT über den Rückkopplungsmechanismus erhöht bis das weitere Messsignal SIW vom logischen Wert "1" auf den logi¬ schen Wert "0" übergeht. Danach wird die Versorgungsspannung VOUT mittels der Einrichtung 13 zum Bestimmen eines Wechsel- signalanteils des Treibersignals weiter erhöht, bis sich der Transistor 42 in Sättigung befindet und der Wechselanteil des Treibersignals SB unter dem vorgegebenen Wert VR ist.
Die Verhältnisse werden nach dem Anschalten des Spannungsreg- lers 28 zu einem Anfangszeitpunkt tO beschrieben. Der Abstand zwischen einem ersten Zeitpunkt tl und dem Anfangszeitpunkt tO beträgt eine Periodendauer T des Spannungsreglers 28. Wäh¬ rend einer ersten Periode zwischen dem Anfangszeitpunkt tO und dem ersten Zeitpunkt tl ist die Versorgungsspannung VOUT sehr niedrig und steigt vom Wert 0 Volt an. Das Treibersignal SB ist auf einem sehr hohen Wert. Da die Versorgungsspannung VOUT niedrig ist, sind sowohl die Stromwellenspannung VD wie auch das Rückführungssignal VST auf einem sehr niedrigen Wert. Aufgrund der Diodencharakteristik der Leuchtdioden 38 bis 41 fließt bei den niedrigen Werten der Versorgungsspannung noch kein Laststrom IL. Der Anstieg der Versorgungsspannung VOUT während einer zweiten Periode zwischen dem ersten Zeitpunkt tl und einem zwei¬ ten Zeitpunkt t2 führt zu einem Anstieg des Rückführungssig¬ nals VST. Das Treibersignal SB hat weiterhin einen sehr hohen Wert, um die Stromquelle 35 stark leitend einzustellen. Wäh- rend einer dritten Periode zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und einem dritten Zeitpunkt t3 steigt die Versorgungsspannung VOUT weiter an, so dass das Treibersignal SB von seinem Maxi¬ malwert abnehmen kann. Das Treibersignal SB unterschreitet damit den Wert des Vergleichssignals VRW. Daher ist das wei- tere Messsignal SIW ausschließlich während der ersten und der zweiten Periode sowie während eines Teils der dritten Periode auf dem logischen Wert "1".
Die Versorgungsspannung VOUT nimmt während einer vierten Pe- riode zwischen dem dritten Zeitpunkt t3 und einem vierten
Zeitpunkt t4 und einer fünften Periode zwischen dem viertem Zeitpunkt t4 und einem fünften Zeitpunkt t5 weiter zu. Dies führt zu einem Anstieg der Stromquellenspannung VD und einem weiteren Abfall des Treibersignals SB. Das Treibersignal SB weist jedoch hohe Schwankungen auf, so dass das gefilterte
Treibersignal SBF zeitweilig Werte über dem Referenzsignal VR annimmt. Dies führt dazu, dass das Messsignal SI abschnitts¬ weise während der vierten und der fünften Periode den logi¬ schen Wert "1" annimmt. Da das logische Signal SL auch wäh- rend der vierten und fünften Periode den logischen Wert "1" annimmt, wird der Spannungsregler 28 derart angesteuert, dass auch in der fünften und sechsten Periode die Versorgungsspannung VOUT weiter ansteigt. Dies ist auch während einer sechs- ten Periode zwischen dem fünften Zeitpunkt t5 und einem sechsten Zeitpunkt t6 und während einer siebten Periode zwi¬ schen dem sechsten Zeitpunkt t6 und einem siebten Zeitpunkt t7 der Fall.
Während einer achten Periode zwischen dem siebten Zeitpunkt t7 und einem achten Zeitpunkt t8 ist das gefilterte Treiber¬ signal SBF kleiner als das Referenzsignal VR, so dass das Messsignal SI und das logische Signal SL konstant den logi- sehen Wert "0" annehmen. Die Stromquellenspannung VD hat dabei einen derart hohen Wert, dass dieser zum Betrieb der Stromquelle 35 ausreichend ist. Das Rückführungssignal VST zeigt nur mehr sehr geringe Schwankungen, so dass der Laststrom IL und damit die von den Leuchtdioden 38 bis 41 abgege- bene Lichtmenge näherungsweise konstant sind. Das Treibersig¬ nal SB zeigt ebenfalls nur geringe Schwankungen. Da der Tran¬ sistor 42 der Stromquelle 35 nunmehr oberhalb der Sättigungs¬ spannung betrieben wird, bewirken die Schwankungen der Versorgungsspannung VOUT ausschließlich Schwankungen der Strom- quellenspannung VD und führen weder zu großen Änderungen im Laststrom IL noch im Treibersignal SB. Der Wert VD* entspricht der minimalen Spannung, um den Transistor 42 oberhalb der Sättigungsspannung, das heißt einen Feldeffekttransistors im Sättigungsbereich zu betreiben.
Mit Vorteil kann eine Steuerung des Spannungsreglers 28 rea¬ lisiert werden, ohne dass die Stromquellenspannung VD der Treiberschaltung 11 zugeleitet wird. Das Rückkopplungssignal VFB wird ohne Zuführung der Stromquellenspannung VD an die Treiberschaltung 11 eingestellt. Ein Anschluss im Lastpfad 34 zwischen der Stromquelle 35 und der elektrischen Last 37 an die Treiberschaltung 11 ist somit vermieden. Damit werden weniger Anschlussleitungen und Anschlussflächen, englisch pads, benötigt. Die Treiberschaltung 11 ist ausgelegt dazu, den Spannungsregler 28 derart anzusteuern, dass bei einer hohen Welligkeit der Versorgungsspannung VOUT der absolute Wert der Versorgungsspannung VOUT derart hoch ist, dass eine geeignet hohe Stromquellenspannung VD erzielt wird. Dies führt zu ei¬ ner geringen Welligkeit des Laststroms IL.
Figur 3B zeigt eine beispielhafte Ausführungsform von Signal¬ verläufen einer herkömmlichen Spannungsversorgungsanordnung. Hingegen zeigt Figur 3C eine beispielhafte Ausführungsform von Signalverläufen einer Spannungsversorgungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Gemäß Figuren 3B und 3C ist der Spannungsregler bereits vor dem Anfangszeitpunkt tO in Be¬ trieb. Zum Anfangszeitpunkt tO wird das Treibersignal SB er- höht. Dies führt zu einem schnellen Anstieg des Laststroms IL und damit des Rückführungssignals VST kurz nach dem Anfangs¬ zeitpunkt tO. Der Anstieg des Laststroms IL hat einen Abfall der Versorgungsspannung VOUT zur Folge. Gemäß dem getakteten Betrieb des Spannungsreglers 28 ergibt sich eine Versorgungs- Spannung VOUT mit Spannungsspitzen, die gemäß Figur 3B zu einer Welligkeit des Rückführungssignals VST von etwa 135 mV führt. Die Treiberschaltung 11 versucht, die Welligkeit des Rückführungssignals VST mittels entsprechenden Änderungen des Treibersignals SB auszugleichen.
Gemäß Figur 3C wird der Spannungsregler 28 derart einge¬ stellt, dass die Versorgungsspannung VOUT und damit die
Stromquellenspannung VD ausreichend hoch sind. Die Versorgungsspannung VOUT weist zwar eine hohe Welligkeit auf, doch wird aufgrund des Betriebs des Transistors 42 oberhalb der
Sättigungsspannung die Welligkeit von der Stromquelle 35 auf¬ gefangen, so dass das Rückführungssignal VST nur mehr geringe Schwankungen in der Größenordnung von 72 mV zeigt. Das Trei- bersignal SB und der Laststrom IL sind daher nahezu konstant. Mit Vorteil kann mittels der Treiberschaltung 11 der Transistor 42 derart eingestellt sein, dass er oberhalb der Sätti¬ gungsspannung betrieben wird. Im Unterschied dazu ermöglicht eine herkömmliche Spannungsversorgungsanordnung ausschließlich zu detektieren, ob der Transistor 42 im linearen oder Triodenbereich ist oder ob er sich außerhalb des Regelungsbe¬ reiches befindet.
Bezugs zeichenliste
10 Spannungsversorgungsanordnung
11 Treiberschaltung
12 Treiberausgang
13 Einrichtung zum Bestimmen eines Wechselsignalanteils des Treibersignals
14 Einrichtung zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals
15 Auswerteschaltung
16 Rückkopplungsausgang
17 Signalgenerator
18 Filterschaltung
19 erster Vergleicher
20 Referenzsignalquelle
21 Bezugspotentialanschluss
22 zweiter Vergleicher
23 Vergleichssignalquelle
24 Operationsverstärker
25 Rückführungseingang
26 Konstantspannungsquelle
27 Schalter
28 Spannungsregler
29 Spannungsreglerausgang
30 Rückkopplungseingang
31 Spannungsteiler
32 erster Spannungsteilerwiderstand
33 zweiter Spannungsteilerwiderstand
34 Lastpfad
35 Stromquelle
36 Mittel zum Anschließen einer elektrischen Last
37 elektrische Last
38 - 41 Leuchtdiode _ ,
- 36 -
42 Transistor
43 Strommesswiderstand
44 Rückführungsanschluss
45 logisches Gatter
46 Steuerschaltung
47 Spannungsreglereingang
60 weiterer Schalter
61 gesteuerte Stromquelle
62 Zustandsmaschine
63 Kopplungswiderstand
64 Kopplungskondensator
65 Vorwiderstand
66 Knoten
67 weiterer Steuertransistor 68 Steuerwiderstand
69 Steuerkondensator
70 Kondensator
71 Filterwiderstand
72 Filtereingang
73 Filterausgang
74 Diode
75 weitere Diode
76 Differenzverstärker
77 Operationsverstärker
78 - 81 Differenzverstärkerwiderstand
IL Laststrom
SB Treibersignal
SBF gefiltertes Treibersignal
SI Messsignal
SIW weiteres Messsignal
SL logisches Signal
SP Aktiviersignal
tO Anfangszeitpunkt tl erster Zeitpunkt t2 zweiter Zeitpunkt t3 dritter Zeitpunkt t4 vierter Zeitpunkt t5 fünfter Zeitpunkt t6 sechster Zeitpunkt t7 siebter Zeitpunkt t8 achter Zeitpunkt
VC KondensatorSpannung
VD Stromquellenspannung
VFB, VFB' Rückkopplungssignal
VIN EingangsSpannung
VK KonstantSpannung
VOUT VersorgungsSpannung
VR Referenzsignal
VRW Vergleichssignal
VST Rückführungssignal

Claims

Spannungsversorgungsanordnung zum Treiben einer elektrischen Last, insbesondere einer Leuchtdiode,
umfassend eine Treiberschaltung (11) mit
einem Treiberausgang (12) zum Bereitstellen eines Treibersignals (SB) zur Steuerung eines Lastpfades (34), welcher ein Mittel (36) zum Anschließen der elektrischen Last (37) umfasst, wobei das Treibersignal (SB) einen durch den Lastpfad (34) fließenden Laststrom (IL) steuert und einen Wechselsignalanteil aufweist, und
eine Einrichtung (13) zum Bestimmen des Wechselsignalanteils des Treibersignals (SB) , die eingangseitig mit dem Treiberausgang (12) gekoppelt ist und an der ausgangs- seitig ein von dem Wechselsignalanteil des Treibersig¬ nals (SB) abhängiges Messsignal (SI) abgreifbar ist, in deren Abhängigkeit eine Versorgungsspannung (VOUT) des Lastpfads (34) einstellbar ist,
wobei die Spannungsversorgungsanordnung (10) einen Spannungsregler (28) umfasst, der als Gleichspannungs-/ Gleichspannungswandler implementiert ist und die Versorgungsspannung (VOUT) mit einer Welligkeit an den Lastpfad (34) abgibt.
Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 1,
bei der der Wechselsignalanteil des Treibersignals (SB) der Welligkeit des Treibersignals (SB) während einer Pe¬ riodendauer der Betriebsphasen eines ankoppelbaren Spannungsreglers (28), an dessen Ausgang die Versorgungs¬ spannung (VOUT) abgreifbar ist, entspricht.
3. Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Treiberschaltung (11) ausgelegt ist, das Messsignal (SI) derart zu erzeugen, dass der Wechselsig¬ nalanteil des Treibersignals (SB) kleiner als ein vorge¬ gebener Wert ist.
Spannungsversorgungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 ,
der Lastpfad (34) umfassend
eine Stromquelle (35) , die steuerseitig an den Treiber¬ ausgang (12) angeschlossen ist,
das Mittel (36) zum Anschließen der elektrischen Last (37), das seriell zur Stromquelle (35) angeordnet ist, und
einen Rückführungsanschluss (44), der mit einem Rückführungseingang (25) der Treiberschaltung (11) gekoppelt ist .
Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 4,
bei der die Stromquelle (35) einen Transistor (42) um- fasst, dessen Steueranschluss mit dem Treiberausgang
(12) gekoppelt und als Bipolartransistor oder Feldeffekttransistor realisiert ist, und die Treiberschaltung
(11) ausgelegt ist, das Messsignal (SI) derart zu erzeu gen, dass der Bipolartransistor im Normalbetrieb beziehungsweise der Feldeffekttransistor im Abschnürbereich betrieben wird.
Spannungsversorgungsanordnung nach einem der Ansprüche bis 5 ,
bei der die Einrichtung (13) zum Bestimmen des Wechselsignalanteils des Treibersignals eine Filterschaltung (18) und einen ersten Vergleicher (19) mit einem ersten Eingang, der über die Filterschaltung (18) mit dem Treiberausgang (12) gekoppelt ist, und
einem Ausgang, an dem das Messsignal (SI) abgreifbar ist,
umfasst .
Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 6,
bei der die Filterschaltung (18) eine Schaltung aus einer Gruppe umfassend ein Hochpassfilter, ein Tiefpassfilter und einen Spitzenwertdetektor, aufweist.
Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, bei der ein zweiter Eingang des ersten Vergleichers (19) mit einem Ausgang einer Referenzsignalquelle (20), an dem ein vorgegebenes Referenzsignal (VR) abgreifbar ist, oder mit dem Treiberausgang (12) gekoppelt ist.
Spannungsversorgungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 ,
die Treiberschaltung (11) umfassend eine Einrichtung (14) zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Trei¬ bersignals (SB) , die eingangseitig mit dem Treiberaus¬ gang (12) gekoppelt ist und an der ausgangsseitig ein von dem Gleichsignalanteil des Treibersignals (SB) ab¬ hängiges weiteres Messsignal (SIW) abgreifbar ist, wobei die Versorgungsspannung (VOUT) in Abhängigkeit von dem Messsignal (SI) und dem weiteren Messsignal (SIW) ein¬ stellbar ist.
Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 9,
die Einrichtung (14) zum Bestimmen eines Gleichsignalanteils des Treibersignals umfassend einen zweiten
Vergleicher (22) mit einem ersten Eingang, der mit dem Treiberausgang (12) gekoppelt ist,
einem zweiten Eingang, der mit einem Ausgang einer Vergleichssignalquelle (23) , an dem ein vorgegebenes Ver¬ gleichssignal (VRW) abgreifbar ist, gekoppelt ist, und einem Ausgang, an dem das weitere Messsignal (SIW) abgreifbar ist.
11. Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 9 oder 10, die Treiberschaltung (11) umfassend eine Auswerteschal¬ tung (15) mit
einem ersten Eingang, dem das Messsignal (SI) zuleitbar ist,
einem zweiten Eingang, dem das weitere Messsignal (SIW) zuleitbar ist, und
einem Ausgang, an dem ein Rückkopplungssignal (VFB) abgreifbar ist, das aus dem Messsignal (SI) und dem wei¬ teren Messsignal (SIW) ermittelbar ist und das zum Einstellen der Spannungswandlung von einer Eingangsspannung (VIN) in die Versorgungsspannung (VOUT) ausgelegt ist.
12. Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 11,
die Auswerteschaltung (15) umfassend ein logisches Gatter (45) , das an einem ersten Eingang an den ersten Eingang der Auswerteschaltung (15) und an einem zweiten Eingang an den zweiten Eingang der Auswerteschaltung (15) angeschlossen ist sowie an einem Ausgang mit dem Ausgang der Auswerteschaltung (15) gekoppelt ist.
13. Spannungsversorgungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, der Spannungsregler (28) umfassend
einen Spannungsreglereingang (47) zum Zuführen einer Eingangsspannung (VIN) , einen Spannungsreglerausgang (29), an den der Lastpfad (34) ankoppelbar ist und an dem die Versorgungsspannung (VOUT) abgreifbar ist, und
einen Rückkopplungseingang (30), der mit dem Ausgang der Auswerteschaltung (15) gekoppelt ist.
Spannungsversorgungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13,
bei der der Spannungsregler (28) getaktet betrieben ist.
Verfahren zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last, insbesondere einer Leuchtdiode, umfassend:
Konversion einer Eingangsspannung (VIN) in eine Versorgungsspannung (VOUT) eines Lastpfades (34) in Abhängigkeit von einem Rückkopplungssignal (VFB) , wobei ein Spannungsregler (28) als Gleichspannungs- /Gleichspannungswandler implementiert ist und die Versorgungsspannung (VOUT) mit einer Welligkeit an den Lastpfad (34) abgibt,
Steuern eines durch den Lastpfad (34) fließenden Laststroms (IL) mittels eines Treibersignals (SB), das einen Wechselsignalanteil aufweist,
Ermitteln des Wechselsignalanteils des Treibersignals (SB) und
Erzeugen des Rückkopplungssignals (VFB) in Abhängigkeit von dem Wechselsignalanteil des Treibersignals (SB) .
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