DE102019219965A1

DE102019219965A1 - Ladungspumpenübergangsantwortoptimierung durch gesteuerte Entladung eines fliegenden Kondensators während eines Übergangs vom Umgehungs- zum Schaltmodus

Info

Publication number: DE102019219965A1
Application number: DE102019219965.8A
Authority: DE
Inventors: Mark Mercer; Jeffrey Kanner
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2019-08-01
Filing date: 2019-12-18
Publication date: 2021-02-04
Also published as: US11038420B2; US20210034085A1

Abstract

Es werden Schaltungen und Verfahren, um eine drahtlose Leistungssendung und einen drahtlosen Leistungsempfang zu ermöglichen, dargestellt. Ein zweistufiger Leistungsumsetzer weist einen Hochsetzregulierer auf, um eine Eingangsspannung auf eine Zwischenspannung hochzusetzen. Überdies kann der zweistufige Leistungsumsetzer auch eine Ladungspumpe umfassen, die mit dem Hochsetzregulierer gekoppelt ist, um eine Ausgangsspannung auf der Basis der Zwischenspannung zu erzeugen. Insbesondere kann die Ladungspumpe mehrere Transistorvorrichtungen und einen fliegenden Kondensator umfassen und die Ladungspumpe kann während eines Umgehungsbetriebsmodus umgangen werden. Schließlich kann der zweistufige Leistungsumsetzer eine Steuerschaltungsanordnung aufweisen, die mit der Ladungspumpe gekoppelt ist. Insbesondere kann die Steuerschaltungsanordnung eine Steuerspannung einer ersten Transistorvorrichtung der mehreren Transistorvorrichtungen während einer Übergangsphase vom Umgehungsbetriebsmodus in einen normalen Betriebsmodus erzeugen, um eine Entladungsrate des fliegenden Kondensators zu regulieren.

Description

Technisches Gebiet
Diese Offenbarung bezieht sich auf Leistungsumsetzer. Insbesondere bezieht sich das vorliegende Dokument auf einen zweistufigen Umsetzer, in dem eine Stufe eine Ladungspumpe ist und eine restliche Stufe ein Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltleistungsumsetzer ist.
Hintergrund
In letzter Zeit wurden drahtlose Auflademodi zum Aufladen von tragbaren Vorrichtungen (z. B. mobilen Vorrichtungen) entwickelt, wobei die tragbare Vorrichtung typischerweise eine Spule zum drahtlosen Empfangen oder Senden von Leistung von oder zu einer Spule in einer externen Vorrichtung umfasst. Aufgrund der weniger als idealen Kopplung zwischen solchen Spulen kann jedoch die tragbare Vorrichtung im Allgemeinen eine Versorgungsspannung mit relativ hoher Leistung wie z. B. 15 V erfordern, um ihre Spule zu erregen, wenn Leistung zu einer anderen Vorrichtung gesendet wird. Andererseits ist jedoch die Batteriespannung einer tragbaren Vorrichtung typischerweise eine wesentlich niedrigere Spannung wie z. B. 4 V. Eine tragbare Vorrichtung kann folglich einen Leistungsumsetzer erfordern, um die Batteriespannung auf die erhöhte Leistungsversorgungsspannung hochzusetzen, die für die drahtlose Leistungssendung/den drahtlosen Leistungsempfang erforderlich ist.
Eine Wahl für eine solche Leistungsumsetzung kann ein zweistufiger Leistungsumsetzer sein, in dem ein Hochsetzsteller die Batteriespannung auf eine Zwischenspannung hochsetzt, die dann durch eine Ladungspumpe auf der Basis eines fliegenden Kondensators multipliziert (z. B. verdoppelt) wird. Der resultierende zweistufige Leistungsumsetzer weist eine vorteilhafte Effizienz und eine vorteilhafte Regulierung auf. Während bestimmter Betriebsmodi wie z. B. Start und Abschalten wird jedoch die Ladungspumpe nicht geschaltet, sondern ihr Eingang wird stattdessen mit ihrem Ausgang kurzgeschlossen, so dass die Ladungspumpe umgangen wird. Während des Umgehungsbetriebsmodus ist es nur der Hochsetzsteller, der die Ausgangsspannung für den zweistufigen Umsetzer ansteuert. Folglich bestünde eine erste Übergangsphase vom Umgehungsmodus in einen normalen Betriebsmodus, in dem die Ladungspumpe aktiv schaltet. Ebenso bestünde auch eine zweite Übergangsphase vom normalen Betriebsmodus in den Umgehungsbetriebsmodus. In beiden Übergangsphasen kann die Ausgangsspannung ein signifikantes Überschwingen und Unterschwingen des gewünschten regulierten Werts aufzeigen.
Wenn die Ladungspumpe anfänglich im Durchgangs- oder Umgehungsmodus vor dem Start der Schaltphase (normaler Modus) konfiguriert ist, wird ferner der fliegende Kondensator der Ladungspumpe voraufgeladen. Sobald die Ladungspumpe das Schalten beginnt, ändert sich die Ausgangsspannung in einer signifikanten und abrupten Weise. Eine solche abrupte Änderung der Ausgangsspannung kann für die Schaltungsanordnung, die mit dem Ausgang verbunden ist, schädlich sein.
Zusammenfassung
Angesichts einiger oder aller der obigen Probleme schlägt die vorliegende Offenbarung eine Schaltungsanordnung für einen zweistufigen Leistungsumsetzer und Verfahren zum Betreiben eines solchen zweistufigen Leistungsumsetzers mit den Merkmalen der jeweiligen unabhängigen Ansprüche vor.
Ein Aspekt der Offenbarung bezieht sich auf einen zweistufigen Leistungsumsetzer. Der zweistufige Leistungsumsetzer kann in einer tragbaren Vorrichtung (z. B. einer mobilen Vorrichtung, einem drahtlosen Ladegerät usw.) implementiert werden, wie durch den Fachmann erkannt wird. Insbesondere kann der zweistufige Leistungsumsetzer als erste Stufe einen Hochsetzregulierer umfassen, der dazu konfiguriert ist, eine Eingangsspannung auf eine Zwischenspannung (typischerweise größer als die Eingangsspannung) hochzusetzen. Der Hochsetzregulierer kann ein Hochsetzregulierer auf Induktorbasis sein oder kann in irgendeiner anderen geeigneten Weise implementiert werden. Als Beispiel kann die Eingangsspannung durch eine Batterie (oder eine Gleichspannungsschiene) wie z. B. 4 V bereitgestellt werden und die durch den Hochsetzregulierer erzeugte Zwischenspannung kann 5 V sein. Überdies kann der zweistufige Leistungsumsetzer auch als zweite Stufe eine Ladungspumpe umfassen, die mit den Hochsetzregulierer gekoppelt ist und dazu konfiguriert ist, eine Ausgangsspannung (z. B. 10 V) auf der Basis der Zwischenspannung zu erzeugen. Die Sequenz der ersten und der zweiten Stufe kann natürlich vertauscht werden, falls erforderlich. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, können verschiedene Entwürfe zum Implementieren der Ladungspumpe übernommen werden, die im Allgemeinen mehrere (z. B. vier) Transistorvorrichtungen (Schaltvorrichtungen) und einen fliegenden Kondensator umfassen können. In diesem Fall kann die Ladungspumpe auch als Ladungspumpe auf der Basis eines fliegenden Kondensators bezeichnet werden. Wie auf dem Fachgebiet (der Ladungspumpe) gut bekannt ist, kann die Ladungspumpe entweder in einer nicht verschachtelten Konfiguration (mit nur einer Seite/einem Zweig von in Reihe gekoppelten Transistorvorrichtungen/Schaltvorrichtungen) oder einer verschachtelten Konfiguration (mit zwei Seiten/Zweigen von in Reihe gekoppelten Transistorvorrichtungen/Schaltvorrichtungen, wobei die zwei Seiten/Zweige in einer komplementären Weise arbeiten) implementiert werden. Insbesondere, wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, werden während eines normalen Betriebsmodus (d. h. eines Schaltbetriebsmodus) der Ladungspumpe die mehreren Transistorvorrichtungen (Schaltvorrichtungen) abwechselnd in einen EIN-Zustand (d. h. einen leitenden Zustand) und einen AUS-Zustand (d. h. einen nicht leitenden Zustand) gesetzt. Als Beispiel befinden sich einige (z. B. die Hälfte) der mehreren Transistorvorrichtungen während einer ersten Schaltphase des normalen Betriebsmodus im EIN-Zustand und befinden sich während einer zweiten Schaltphase des normalen Betriebsmodus im AUS-Zustand; während die anderen (z. B. die andere Hälfte) der mehreren Transistorvorrichtungen in einer komplementären Weise betrieben werden, d. h. sich während einer ersten Schaltphase im AUS-Zustand befinden und sich während einer zweiten Schaltphase im EIN-Zustand befinden. Andererseits wird während des Umgehungsbetriebsmodus die Ladungspumpe nicht geschaltet, sondern stattdessen wird ihr Eingang mit ihrem Ausgang kurzgeschlossen (d. h. umgangen). Folglich ist es während des Umgehungsbetriebsmodus nur der Hochsetzsteller, der die Ausgangsspannung für den zweistufigen Leistungsumsetzer ansteuert. Während des Umgehungsmodus des Betriebs kann die Spannung über dem fliegenden Kondensator gleichzeitig auf die Zwischenspannung aufgeladen werden. Es sollte natürlich beachtet werden, dass eine andere geeignete Schaltungsanordnung wie z. B. eine Multipliziererschaltungsanordnung oder ein Schaltkondensatoraufwärtswandler (anstelle der Ladungspumpe) zum Erzeugen der Ausgangsspannung auf der Basis der Zwischenspannung verwendet werden kann. Schließlich kann der zweistufige Leistungsumsetzer auch eine Steuerschaltungsanordnung (z. B. eine Ansteuerschaltungsanordnung) umfassen, die mit der Ladungspumpe gekoppelt ist. Insbesondere kann die Steuerschaltungsanordnung dazu konfiguriert sein, eine Steuerspannung einer ersten Transistorvorrichtung der mehreren Transistorvorrichtungen während einer Übergangsphase vom Umgehungsbetriebsmodus in den normalen Betriebsmodus zu erzeugen, um eine Entladungsrate des fliegenden Kondensators zu regulieren. Als Beispiel kann, wenn die erste Transistorvorrichtung eine MOSFET-Vorrichtung ist, die Steuerschaltungsanordnung dazu konfiguriert sein, eine Gate-Spannung (Steuerspannung) zu erzeugen, die an den Gate-Anschluss der MOSFET-Vorrichtung angelegt wird.
Wie vorgeschlagen konfiguriert, kann insbesondere durch Steuern/Einstellen der Steuerspannung der Transistorvorrichtung die Entladungsrate des fliegenden Kondensators in einer solchen Weise reguliert werden, dass das Unterschwingen/Überschwingen der Ausgangsspannung (z. B. wenn die Ladungspumpe von einem Umgehungs- oder statischen Zustand in den Schaltzustand übergeht) minimiert werden kann. Insbesondere wird unter Verwendung einer gesteuerten Entladung des fliegenden Kondensators an sich die in dem (den) fliegenden Kondensator(en) während des Umgehungsmodus gespeicherte (d. h. aufgeladene) Energie während der Übergangsphase nicht verschwendet (muss z. B. nicht vollständig entladen werden, bevor er erneut wiederaufgeladen wird).
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerspannung auf der Basis einer Spannung über dem fliegenden Kondensator und einer variablen Referenzspannung erzeugt werden. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, kann die variable Referenzspannung durch eine unabhängig gesteuerte Spannungsquelle bereitgestellt (z. B. erzeugt) werden. Insbesondere kann die Bereitstellung/Erzeugung der variablen Referenzspannung in einigen Beispielen in einer solchen Weise gesteuert werden, dass sie gemäß einer gewünschten Entladungsrate des fliegenden Kondensators ist, um die Unterschwing- oder Überschwingszenarios zu minimieren (vermeiden), wie vorstehend dargestellt.
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerschaltungsanordnung eine Spannungserfassungsschaltung umfassen, die dazu konfiguriert ist, eine Spannung über dem fliegenden Kondensator zu erfassen. Beim Erfassen der Spannung über dem fliegenden Kondensator kann die Erfassungsschaltung auch dazu konfiguriert sein, eine verstärkte Spannung zu erzeugen (auszugeben), die zur erfassten Spannung in irgendeiner geeigneten Weise proportional (oder dieser gleich) ist. Als Beispiel kann die ausgegebene verstärkte Spannung eine skalierte Version (z. B. 1/5) der erfassten Spannung über dem fliegenden Kondensator sein.
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerschaltungsanordnung ferner eine Verstärkerschaltung umfassen, die dazu konfiguriert ist, eine Fehlerspannung zu erzeugen. Insbesondere kann die Fehlerspannung auf der Basis einer Differenz zwischen der verstärkten Spannung (die durch die Erfassungsschaltung erzeugt wird) und einer variablen Referenzspannung erzeugt werden. Wie vorstehend dargestellt, kann die variable Referenzspannung durch eine unabhängig gesteuerte Spannungsquelle bereitgestellt (z. B. erzeugt) werden. Insbesondere kann die variable Referenzspannung (oder genauer die Bereitstellung/Erzeugung der variablen Referenzspannung) in einigen Beispielen gemäß einer gewünschten Entladungsrate des fliegenden Kondensators gesteuert werden, um die Unterschwing/Überschwing-Szenarios zu minimieren (vermeiden).
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerschaltungsanordnung ferner eine Pufferschaltung umfassen, die dazu konfiguriert ist, eine erste Zwischenversorgungsspannung zu erzeugen. Insbesondere kann die erste Zwischenversorgungsspannung so erzeugt werden, dass sie gleich der oder ein skalierter Wert der Fehlerspannung ist, die durch die Verstärkerschaltung erzeugt wird.
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerschaltungsanordnung ferner eine aktive Klemmschaltung, die durch die Ausgangsspannung versorgt wird, alternativ zur Pufferschaltung umfassen. Insbesondere kann die aktive Klemmschaltung dazu konfiguriert sein, eine zweite Zwischenversorgungsspannung auf der Basis der Fehlerspannung zu erzeugen, die durch die Verstärkerschaltung (z. B. einen Fehlerverstärker) erzeugt wird.
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerschaltungsanordnung ferner zusätzlich zur Pufferschaltung eine Gate-Treiberschaltung umfassen. Insbesondere kann die Gate-Treiberschaltung dazu konfiguriert sein, die Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung zu erzeugen. Insbesondere kann die Gate-Treiberschaltung in einer geeigneten Weise durch die erste Zwischenversorgungsspannung versorgt werden, die durch die Pufferschaltung erzeugt wird.
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerschaltungsanordnung ferner ein erstes kapazitives Element (z. B. einen Kondensator) und eine Auffrischschaltvorrichtung (z. B. eine Auffrischtransistorvorrichtung wie z. B. einen MOSFET) umfassen. Insbesondere kann die Auffrischschaltvorrichtung dazu konfiguriert sein, selektiv das erste kapazitive Element mit der Pufferschaltung zu koppeln, z. B. um das erste kapazitive Element unter Verwendung der ersten Zwischenspannung aufzuladen, die durch die Pufferschaltung erzeugt wird. Insbesondere kann während einer ersten Schaltphase des normalen Betriebsmodus (d. h. Schaltbetriebsmodus) der Ladungspumpe (z. B. der ersten Schaltphase, wie vorstehend dargestellt) die Auffrischschaltvorrichtung in den EIN-Zustand gesetzt werden und das erste kapazitive Element kann durch die erste Zwischenversorgungsspannung aufgeladen werden. Andererseits kann während einer zweiten Schaltphase im normalen Betriebsmodus der Ladungspumpe (z. B. der zweiten Schaltphase, wie vorstehend dargestellt) die Auffrischschaltvorrichtung in den AUS-Zustand gesetzt werden und das erste kapazitive Element kann zwischen einen Gate-Anschluss und einen Source-Anschluss der ersten Transistorvorrichtung gekoppelt werden. Insbesondere kann in solchen Fällen das erste kapazitive Element manchmal auch als externes kapazitives Element (d. h. das zu den anderen Schaltungen wie z. B. der Pufferschaltung, der Gate-Treiberschaltung usw. extern ist) bezeichnet werden und kann beispielsweise eine Kapazität in einem Bereich von 10 - 100 nF in Abhängigkeit von verschiedenen Umständen und Implementierungen aufweisen.
In einigen Ausführungsformen kann die Pufferschaltung einen Regulierer mit niedrigem Abfall (LDO) umfassen. Wie durch den Fachmann erkannt wird, kann der LDO-Regulierer in verschiedenen geeigneten Weisen implementiert werden, wie z. B. unter Verwendung eines Verstärkers und einer Durchgangsvorrichtung (z. B. eines MOSFET).
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerschaltungsanordnung ferner zusätzlich zur aktiven Klemmschaltung eine Gate-Treiberschaltung umfassen. Insbesondere kann die Gate-Treiberschaltung dazu konfiguriert sein, die Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung zu erzeugen. Insbesondere wird die Gate-Treiberschaltung durch die zweite Zwischenversorgungsspannung versorgt, die durch die aktive Klemmschaltung erzeugt wird.
In einigen Ausführungsformen kann die aktive Klemmschaltung eine aktive Klemmschaltvorrichtung (z. B. eine aktive Klemmtransistorvorrichtung wie z. B. einen MOSFET) umfassen. Insbesondere kann die aktive Klemmschaltvorrichtung dazu konfiguriert sein, selektiv den fliegenden Kondensator mit einem zweiten kapazitiven Element parallel zu koppeln. In solchen Fällen kann insbesondere das zweite kapazitive Element manchmal auch als internes kapazitives Element (z. B. interner oder parasitärer Kondensator irgendeines Schaltungselements/irgendeiner Schaltungskomponente) bezeichnet werden und kann typischerweise eine (wesentlich) kleinere Kapazität im Vergleich zu jener des ersten kapazitiven Elements (d. h. des externen kapazitiven Elements) aufweisen, wie vorstehend dargestellt. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, kann ein solches internes kapazitives Element sogar in einigen Situationen/Konfigurationen weggelassen werden, z. B. in der Hinsicht, dass es durch einen parasitären Kondensator einer Schaltvorrichtung ersetzt werden kann.
In einigen Ausführungsformen kann die aktive Klemmschaltung ferner einen ersten Komparator und einen zweiten Komparator umfassen. Insbesondere kann der erste Komparator dazu konfiguriert sein, ein erstes Signal auf der Basis der Fehlerspannung, die durch die Verstärkerschaltung erzeugt wird, und einer Spannung über dem zweiten kapazitiven Element (d. h. dem internen kapazitiven Element) zu erzeugen. Andererseits kann der zweite Komparator dazu konfiguriert sein, ein zweites Signal auf der Basis der Spannung über dem zweiten kapazitiven Element und eines vorbestimmten Spannungspegels zu erzeugen. In einigen Fällen kann dieser vorbestimmte Spannungspegel ein maximal zulässiger Spannungspegel sein, der zum Steuern (z. B. Schützen) der Spannung über dem zweiten kapazitiven Element, so dass es nicht Spannungspegeln ausgesetzt wird, die eine übermäßige Belastung und eine mögliche Beschädigung verursachen können, verwendet werden kann. Entsprechend kann die aktive Klemmschaltvorrichtung durch eine Spannung gesteuert werden, die auf der Basis des ersten Signals und des zweiten Signals erzeugt wird.
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung derart gesteuert (erzeugt werden), dass die erste Transistorvorrichtung in einem Sättigungsmodus (z. B. im Gegensatz zum normalen aktiven Modus oder Triodenmodus) während der Übergangsphase arbeiten kann. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, kann sich die Transistorvorrichtung im Allgemeinen als spannungsgesteuerte Stromquelle in einem solchen Sättigungsmodus verhalten.
In einigen Ausführungsformen, insbesondere während des normalen Betriebsmodus, kann die Ausgangsspannung als Mehrfaches (z. B. zweimal) der Zwischenspannung erzeugt werden, die durch den Hochsetzregulierer erzeugt wird. Andererseits kann während des Umgehungsbetriebsmodus die Ausgangsspannung gleich der Zwischenspannung sein, die durch den Hochsetzregulierer erzeugt wird, da die Ladungspumpe umgangen wird, wie vorstehend dargestellt. Während des Umgehungsmodus des Betriebs kann die Spannung über dem fliegenden Kondensator gleichzeitig auf die Zwischenspannung aufgeladen werden.
In einigen Ausführungsformen kann die Ausgangsspannung als gleich zweimal die Zwischenspannung erzeugt werden. Und entsprechend kann während der Übergangsphase die Spannung über dem fliegenden Kondensator auf einen Wert entladen werden, der die Hälfte der Ausgangsspannung ist.
In einigen Ausführungsformen kann der Hochsetzregulierer dazu konfiguriert sein, die Ausgangsspannung als Rückkopplung zu empfangen. Wie durch den Fachmann erkannt wird, kann eine solche Rückkopplung durch eine Rückkopplungsschleifenschaltung oder in beliebigen anderen geeigneten Weisen bewerkstelligt werden. Der Hochsetzregulierer kann ferner dazu konfiguriert sein, die Zwischenspannung dementsprechend auf der Basis der Ausgangsspannung und eines gewünschten Spannungspegels für die Ausgangsspannung einzustellen. Mit anderen Worten, der Hochsetzregulierer kann dazu konfiguriert sein, die Zwischenspannung gemäß der Ausgangsspannung derart einzustellen, dass ein gewünschter Ausgangsspannungspegel schließlich erreicht werden kann.
In einigen Ausführungsformen kann eine Zeitkonstante einer Steuerschleife des Hochsetzregulierers kürzer sein als eine Zeitkonstante der Entladungsrate des fliegenden Kondensators. Das heißt, der Hochsetzregulierer sollte in einer solchen Weise gesteuert werden, dass die Geschwindigkeit (oder die Bandbreite) des Hochsetzregulierers (insbesondere der Steuerschleife des Hochsetzregulierers) schneller sein kann als die (gewünschte) Entladungsrate des fliegenden Kondensators. In einigen Fällen kann diese Anforderung durch Steuern der variablen Referenzspannung (z. B. Steuern der Steigung der variablen Referenzspannung) derart, dass die variable Referenzspannung sich mit einer Rate ändert, die langsamer ist als die Ansprechzeit der Steuerschleife des Hochsetzregulierers, erfüllt werden.
Ein anderer Aspekt der Offenbarung bezieht sich auf ein Verfahren zum Betreiben eines zweistufigen Leistungsumsetzers. Der zweistufige Leistungsumsetzer kann gemäß der obigen Darstellung implementiert werden. Insbesondere kann der zweistufige Leistungsumsetzer einen Hochsetzregulierer und eine Ladungspumpe, die miteinander gekoppelt sind, umfassen. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, können verschiedene Entwürfe zum Implementieren der Ladungspumpe übernommen werden, die im Allgemeinen mehrere (z. B. vier) Transistorvorrichtungen (Schaltvorrichtungen) und einen fliegenden Kondensator umfassen können. In diesem Fall kann die Ladungspumpe auch als Ladungspumpe auf der Basis eines fliegenden Kondensators bezeichnet werden. Wie auf dem Fachgebiet (der Ladungspumpe) gut bekannt ist, kann die Ladungspumpe entweder in einer nicht verschachtelten Konfiguration (mit nur einer Seite/einem Zweig von in Reihe gekoppelten Transistorvorrichtungen/Schaltvorrichtungen) oder einer verschachtelten Konfiguration (mit zwei Seiten/Zweigen) von in Reihe gekoppelten Transistorvorrichtungen/Schaltvorrichtungen, wobei die zwei Seiten/Zweige in einer komplementären Weise arbeiten) implementiert werden. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, werden während eines normalen Betriebsmodus (d. h. Schaltbetriebsmodus) der Ladungspumpe die mehreren Transistorvorrichtungen (Schaltvorrichtungen) abwechselnd in einen EIN-Zustand (d. h. einen leitenden Zustand) und einen AUS-Zustand (d. h. einen nicht leitenden Zustand) gesetzt. Als Beispiel befinden sich einige (z. B. die Hälfte) der mehreren Transistorvorrichtungen während einer ersten Schaltphase des normalen Betriebsmodus im EIN-Zustand und befinden sich während einer zweiten Schaltphase des normalen Betriebsmodus im AUS-Zustand; während die anderen (z. B. die andere Hälfte) der mehreren Transistorvorrichtungen in einer komplementären Weise betrieben werden, d. h. sich während einer ersten Schaltphase im AUS-Zustand befinden und sich während einer zweiten Schaltphase im EIN-Zustand befinden. Andererseits wird während des Umgehungsbetriebsmodus die Ladungspumpe nicht geschaltet, sondern ihr Eingang wird stattdessen mit ihrem Ausgang kurzgeschlossen (d. h. umgangen). Es sollte natürlich beachtet werden, dass eine andere geeignete Schaltungsanordnung wie z. B. eine Multipliziererschaltungsanordnung oder ein Schaltkondensatoraufwärtswandler anstelle einer Ladungspumpe zum Erzeugen der Ausgangsspannung auf der Basis der Zwischenspannung verwendet werden kann. Schließlich kann der zweistufige Leistungsumsetzer ferner eine Steuerschaltungsanordnung (z. B. eine Ansteuerschaltungsanordnung) umfassen, die mit der Ladungspumpe gekoppelt ist. Als solches eingerichtet kann das Verfahren das Hochsetzen einer Eingangsspannung auf eine Zwischenspannung durch den Hochsetzregulierer umfassen. Als Beispiel kann die Eingangsspannung durch eine Batterie (oder eine Gleichspannungsschiene) wie z. B. 4 V bereitgestellt werden und die durch den Hochsetzregulierer erzeugte Zwischenspannung kann 5 V sein. Das Verfahren kann auch das Erzeugen einer Ausgangsspannung (z. B. 10 V) auf der Basis der Zwischenspannung durch die Ladungspumpe umfassen. Das Verfahren kann ferner das Erzeugen einer Steuerspannung einer ersten Transistorvorrichtung der mehreren Transistorvorrichtungen unter Verwendung der Steuerschaltungsanordnung während einer Übergangsphase vom Umgehungsbetriebsmodus in den normalen Betriebsmodus umfassen, um eine Entladungsrate des fliegenden Kondensators zu regulieren. Wenn die erste Transistorvorrichtung als Beispiel eine MOSFET-Vorrichtung ist, kann die Steuerschaltungsanordnung dazu konfiguriert sein, eine Gate-Spannung (Steuerspannung) zu erzeugen, die an den Gate-Anschluss der MOSFET-Vorrichtung angelegt wird.
Wie vorgeschlagen konfiguriert, kann insbesondere durch Steuern/Einstellen der Steuerspannung der Transistorvorrichtung die Entladungsrate des fliegenden Kondensators in einer solchen Weise reguliert werden, dass das Unterschwingen/Überschwingen der Ausgangsspannung (d. h. wenn die Ladungspumpe von einem Umgehungs- oder statischen Zustand in einen Schaltzustand übergeht) minimiert werden kann. Insbesondere wird unter Verwendung einer gesteuerten Entladung des fliegenden Kondensators an sich die in dem (den) fliegenden Kondensator(en) während des Umgehungsmodus gespeicherte (d. h. aufgeladene) Energie während der Übergangsphase nicht verschwendet (muss z. B. nicht vollständig entladen werden, bevor er erneut wiederaufgeladen wird).
In einigen Ausführungsformen kann die Steuerspannung auf der Basis einer Spannung über dem fliegenden Kondensator und einer variablen Referenzspannung erzeugt werden. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, kann die variable Referenzspannung durch eine unabhängig gesteuerte Spannungsquelle bereitgestellt (z. B. erzeugt) werden. Insbesondere kann in einigen Beispielen die Bereitstellung/Erzeugung der variablen Referenzspannung in einer solchen Weise gesteuert werden, die gemäß einer gewünschten Entladungsrate des fliegenden Kondensators ist, um die Unterschwing- oder Überschwingszenarios, wie vorstehend dargestellt, zu minimieren (vermeiden).
In einigen Ausführungsformen kann das Verfahren ferner das Steuern der Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung derart, dass die erste Transistorvorrichtung in einem Sättigungsmodus (im Gegensatz zum normalen aktiven Modus) arbeitet und sich wie eine spannungsgesteuerte Stromquelle verhält, während der Übergangsphase umfassen.
In einigen Ausführungsformen kann das Verfahren ferner das Erzeugen der Steuerspannung als zweimal die Zwischenspannung, die durch den Hochsetzregulierer erzeugt wird, während des normalen Betriebsmodus umfassen. Andererseits kann das Verfahren ferner das Entladen des fliegenden Kondensators, so dass eine Spannung über dem fliegenden Kondensator die Hälfte der Ausgangsspannung ist, während der Übergangsphase umfassen.
In einigen Ausführungsformen kann das Verfahren ferner das Überwachen der Ausgangsspannung und das Einstellen der Zwischenspannung auf der Basis der Ausgangsspannung und eines gewünschten Spannungspegels für die Ausgangsspannung umfassen. Wie durch den Fachmann erkannt wird, kann eine solche Überwachung über die Hilfe einer Rückkopplungsschleifenschaltung oder in irgendeiner anderen geeigneten Weise erreicht werden. Als solches eingerichtet kann der Hochsetzregulierer dazu konfiguriert sein, die Zwischenspannung gemäß der Ausgangsspannung derart einzustellen, dass ein gewünschter Ausgangsspannungspegel schließlich erreicht werden kann.
In einigen Ausführungsformen kann das Verfahren ferner das Steuern des Hochsetzregulierers umfassen, so dass eine Zeitkonstante einer Steuerschleife des Hochsetzregulierers kürzer ist als eine Zeitkonstante der Entladungsrate des fliegenden Kondensators. Das heißt, der Hochsetzregulierer sollte in einer solchem Weise gesteuert werden, dass die Geschwindigkeit (oder die Bandbreite) des Hochsetzregulierers (insbesondere der Steuerschleife des Hochsetzregulierers) schneller sein kann als die (gewünschte) Entladungsrate des fliegenden Kondensators. In einigen Fällen kann diese Anforderung durch Steuern der variablen Referenzspannung (z. B. Steuern der Steigung der variablen Referenzspannung) derart, dass die variable Referenzspannung sich mit einer Rate ändert, die langsamer ist als die Ansprechzeit der Steuerschleife des Hochsetzregulierers, erfüllt werden.
Die Details des offenbarten Verfahrens können als Einrichtung implementiert werden, die dazu ausgelegt ist, einige oder alle Schritte des Verfahrens auszuführen, und umgekehrt, wie durch den Fachmann erkannt wird. Insbesondere ist selbstverständlich, dass Verfahren gemäß der Offenbarung sich auf Verfahren zum Betreiben der Schaltungen gemäß den obigen Ausführungsformen und Variationen davon beziehen und dass jeweilige Aussagen, die im Hinblick auf die Schaltungen getroffen werden, ebenso für die entsprechenden Verfahren gelten.
Es ist auch selbstverständlich, dass im vorliegenden Dokument der Begriff „koppeln“ oder „gekoppelt“ sich auf Elemente bezieht, die miteinander in elektrischer Kommunikation stehen, ob direkt verbunden, z. B. über Drähte, oder in irgendeiner anderen Weise (z. B. indirekt). Ein Beispiel von gekoppelt ist insbesondere verbunden.
Andere und weitere Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung werden während des Verlaufs der folgenden Erörterung und mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen ersichtlich.
Figurenliste
Nachstehend werden Beispielausführungsformen der Offenbarung mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen erläutert, worin gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Elemente angeben; es zeigen

1 schematisch ein Beispiel eines zweistufigen Leistungsumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
2 schematisch ein Beispiel eines Wellenformdiagramms einer Sequenz von Operationen des zweistufigen Leistungsumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
3 schematisch ein anderes Beispiel eines zweistufigen Leistungsumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
4 schematisch noch ein anderes Beispiel eines zweistufigen Leistungsumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
5 schematisch ein Beispiel einer variablen Referenzspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung; und
6 schematisch in Ablaufplanform ein Verfahren zum Betreiben eines zweistufigen Leistungsumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.

Beschreibung
Wie vorstehend angegeben, geben identische oder gleiche Bezugszeichen in der Offenbarung identische oder gleiche Elemente an und auf eine wiederholte Beschreibung davon kann aus Gründen der Kürze verzichtet werden. Beliebige Schaltvorrichtungen, die in dieser Offenbarung erwähnt sind, können Transistorvorrichtungen (und umgekehrt) wie z. B. MOSFETs sein.
1 stellt schematisch ein Beispiel eines zweistufigen Leistungsumsetzers 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Der zweistufige Leistungsumsetzer 100 kann auch als zweistufiger Aufwärts-Wandler/Regulierer betrachtet werden. Im Allgemeinen ist der zweistufige Leistungsumsetzer 100 dazu konfiguriert, eine Ausgangsspannung V3 auf der Basis einer Eingangsspannung V1 zu erzeugen. In dem Beispiel von 1 wird die Eingangsspannung V1 durch eine Batterie 1001 bereitgestellt (z. B. erzeugt) und kann auf einem (relativ) niedrigen Spannungspegel (z. B. 4 V) liegen. Insbesondere umfasst der zweistufige Leistungsumsetzer 100 einen Hochsetzregulierer (z. B. einen HochsetzRegulierer/Steller mit zwei Pegeln) 1100. In dem Beispiel, wie in 1 gezeigt, umfasst der Hochsetzregulierer 1100 eine Schaltvorrichtung der hohen Seite (z. B. einen MOSFET der hohen Seite) 1101 und eine Schaltvorrichtung der niedrigen Seite (z. B. einen MOSFET der niedrigen Seite) 1102. Als solcher eingerichtet kann der Hochsetzregulierer 1100 dazu konfiguriert sein, die Eingangsspannung V1 auf eine Zwischenspannung V2 (z. B. 5 V) an einem Zwischenknoten 1110 hochzusetzen. Wie durch den Fachmann erkannt wird, kann ein kapazitives Schaltelement (z. B. ein Schaltkondensator) 1111 auch am Zwischenknoten 1110 vorgesehen sein.
Der zweistufige Leistungsumsetzer 100 umfasst ferner eine Ladungspumpenschaltung 1200. Wie auf dem Fachgebiet (der Ladungspumpe) gut bekannt ist, kann die Ladungspumpe entweder in einer nicht verschachtelten Konfiguration (mit nur einer Seite/einem Zweig von in Reihe gekoppelten Transistorvorrichtungen/Schaltvorrichtungen) oder in einer verschachtelten Konfiguration (mit zwei Seiten/Zweigen von in Reihe gekoppelten Transistorvorrichtungen/Schaltvorrichtungen, wobei die zwei Seiten/Zweige in einer komplementären Weise arbeiten) implementiert werden. In dem Beispiel, wie in 2 gezeigt, ist die Ladungspumpe 1200 eine verschachtelte (Leistungs-) Ladungspumpe und umfasst einen linken Zweig, der aus vier Schaltvorrichtungen (z. B. vier MOSFETs) 1201-1 - 1204-1 besteht, und einen rechten Zweig, der aus anderen vier Schaltvorrichtungen (z. B. anderen vier MOSFETs) 1201-2 - 1204-2 besteht. Wie durch den Fachmann klar verstanden und erkannt wird, kann jedoch die Ladungspumpe 1200 natürlich eine andere Anzahl von Schaltvorrichtungen (d. h. verschieden von den vier Schaltvorrichtungen in jedem Zweig, wie in 1 gezeigt) in Abhängigkeit von verschiedenen Umständen und/oder Anforderungen umfassen. Ferner sind zwei fliegende Kondensatoren 1205-1, 1205-2 mit dem linken bzw. rechten Zweig der Ladungspumpe 1200 gekoppelt. Insbesondere während eines Umgehungsbetriebsmodus, wenn die Ladungspumpe 1200 umgangen wird (z. B. wenn die Schaltvorrichtungen 1201 und 1202 in den EIN-Zustand gesetzt werden), ist es nur der Hochsetzsteller 1100, der die Ausgangsspannung V3 für den zweistufigen Leistungsumsetzer 100 ansteuert. Gleichzeitig können die fliegenden Kondensatoren 1205-1, 1205-2 auch auf die Zwischenspannung V2 aufgeladen werden. In solchen Fällen können die Spannung über den fliegenden Kondensatoren 1205-1, 1205-2, die Zwischenspannung V2 und die Ausgangsspannung V3 während des Umgehungsmodus der Ladungspumpe 1200 im Wesentlichen denselben Spannungspegel aufweisen. Wie durch den Fachmann klar verstanden und erkannt wird, kann die Ladungspumpe 1200 wahlweise ferner eine jeweilige (relativ) kleine Schaltvorrichtung 1210-1, 1210-2 in jedem Zweig der Ladungspumpe 1200 umfassen, um den jeweiligen fliegenden Kondensator 1205-1, 1025-2 am Beginn des Umgehungsmodus weich aufzuladen.
In dem Beispiel von 1 umfasst zum Bereitstellen/Erzeugen der Ausgangsspannung V3 der zweistufige Leistungsumsetzer 100 eine Ausgangsstufe, die eine Last 1301 und einen Ausgangskondensator 1302 umfasst. Wahlweise kann die Ausgangsstufe ferner eine (relativ) kleine Schaltvorrichtung 1305 zum Entladen der Ausgangsspannung V3 und eine Sperrstromschutzschaltung, die aus einer Schaltvorrichtung 1303 und einer Diode 1304 besteht, umfassen. Andere mögliche Implementierungen der Ausgangsstufe können natürlich leicht durch den Fachmann erkannt und übernommen werden, um die (gewünschte) Ausgangsspannung V3 zu erzeugen.
Insbesondere während der Rest der Schaltvorrichtungen, d. h. die Schaltvorrichtungen 1201, 1202 und 1204 der Ladungspumpe 1200, in einer regulären (normalen) Weise gesteuert wird, werden die Schaltvorrichtungen 1203-1 und 1203-2 speziell über eine jeweilige Steuerschaltungsanordnung 1400-1, 1400-2 gesteuert, die später im Einzelnen erörtert wird. Insbesondere ist die Steuerschaltungsanordnung 1400-1, 1400-2 dazu konfiguriert, eine Steuerspannung (z. B. eine Gate-Spannung) der Schaltvorrichtung 1203-1, 1203-2 der Ladungspumpe 1200 zu erzeugen, um eine Entladungsrate des fliegenden Kondensators 1205-1, 1205-2 zu regulieren, insbesondere während einer Übergangsphase vom Umgehungsbetriebsmodus in den normalen Betriebsmodus.
Wie vorgeschlagen konfiguriert, kann insbesondere durch Steuern/Einstellen der Steuerspannung der Schaltvorrichtung 1203-1, 1203-2 die Entladungsrate des fliegenden Kondensators 1205-1, 1205-2 in einer solchen Weise reguliert werden, dass das Unterschwingen/Überschwingen der Ausgangsspannung V3 (d. h. wenn die Ladungspumpe 1200 von einem Umgehungs- oder statischen Zustand in einen Schaltzustand übergeht) minimiert werden kann. Insbesondere wird unter Verwendung einer gesteuerten Entladung des fliegenden Kondensators 1205-1, 1205-2 an sich die im fliegenden Kondensator 1205-1, 1205-2 während des Umgehungsmodus gespeicherte (d. h. aufgeladene) Energie während der Übergangsphase nicht verschwendet (muss z. B. nicht vollständig entladen werden, bevor er erneut wiederaufgeladen wird).
Obwohl in 1 nicht gezeigt, sollte insbesondere durch den Fachmann gut verstanden und erkannt werden, dass der zweistufige Leistungsumsetzer 100 ferner eine Rückkopplungsschleife umfassen kann, die die Ausgangsspannung V3 (oder eine Angabe davon) zum Hochsetzregulierer 1100 zurückführt. Folglich kann der Hochsetzregulierer 100 dann ferner dazu konfiguriert sein, die Zwischenspannung V2 auf der Basis (der Rückkopplung) der Ausgangsspannung V3 und eines gewünschten Spannungspegels für die Ausgangsspannung einzustellen. Das heißt, der Hochsetzregulierer 1100 kann dazu konfiguriert sein, die Zwischenspannung gemäß der Ausgangsspannung (oder der Rückkopplung) einzustellen, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die einem gewünschten Ausgangsspannungspegel entspricht.
2 stellt schematisch ein Beispiel eines Wellenformdiagramms einer Sequenz von Operationen des zweistufigen Leistungsumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Insbesondere stellt das Beispiel des Wellenformdiagramms schematisch die Änderungen des Spannungspegels der Eingangsspannung V1, der Zwischenspannung V2 und der Ausgangsspannung V3 und der Spannung über dem fliegenden Kondensator 1205 des zweistufigen Leistungsumsetzers 100 über die Zeit, wie in 1 gezeigt, mit dem speziellen Fokus auf dem Übergang von Umgehungsmodus in den Schaltmodus (normalen Modus) der Ladungspumpe 1200 dar. Insbesondere, wie in 2 gezeigt, entspricht die Wellenform 210 der Eingangsspannung V1, die Wellenform 220 entspricht der Zwischenspannung V2, die Wellenform 230 entspricht der Ausgangsspannung V3 und die Wellenform 240 entspricht der Spannung über dem fliegenden Kondensator (z. B. dem fliegenden Kondensator 1205 von 1) der Ladungspumpe des zweistufigen Leistungsumsetzers (z. B. der Ladungspumpe 1200 des zweistufigen Leistungsumsetzers 100 von 1).
Wie aus der Wellenform 210 von 2 zu sehen ist, bleibt insbesondere die Eingangsspannung V1 (z. B. durch die Batterie 1101 von 1 bereitgestellt) auf einem konstanten Spannungspegel (z. B. 4 V) über die Zeit.
In einem ersten Zeitintervall von t₁ bis t₂ arbeitet nun der zweistufige Leistungsumsetzer in einem stationären Umgehungsmodus. Wie aus 2 zu sehen ist, werden während dieses ersten Zeitintervalls die Zwischenspannung V2 und die Ausgangsspannung V3 auf demselben ersten programmierten/vorbestimmten Spannungspegel (z. B. 5 V) gehalten. Während dieses ersten Zeitintervalls wird ebenso die Spannung über dem fliegenden Kondensator auch aufgeladen und auf demselben ersten programmierten/vorbestimmte Spannungspegel (z. B. 5 V) wie die Zwischenspannung V2 und die Ausgangsspannung V3 gehalten, da die Ladungspumpe umgangen wird. Insbesondere wird die Startsequenz (d. h. die Betriebssequenz, bevor die Ladungspumpe in den Umgehungsmodus eintritt) als vor dem ersten Zeitintervall vollendet betrachtet und ist folglich in 2 nicht gezeigt.
In einem zweiten Zeitintervall von t₂ bis t₃ kann eine mögliche Leistungsverhandlung (z. B. eine Leistungsverhandlung zwischen einem drahtlosen Ladegerät-Client, d. h. RX, und einem drahtlosen Ladegerät-Host, d. h. TX) stattfinden und bewirken, dass die Zwischenspannung V2 und die Ausgangsspannung V3 auf einen zweiten stationären Spannungspegel (z. B. 10 V) zunehmen. Entsprechend wird die Spannung über dem fliegenden Kondensator auch aufgeladen und folgt demselben Spannungspegel (z. B. 10 V) wie die Zwischenspannung V2 und die Ausgangsspannung V3, da die Ladungspumpe immer noch umgangen wird.
In einem dritten Zeitintervall von t₃ bis t₄ hält der Hochsetzregulierer (z. B. der Hochsetzregulierer 1100 mit zwei Pegeln auf Induktorbasis von 1) den ausgegebenen Zwischenspannungspegel V2 auf dem zweiten stationären Spannungspegel (z. B. 10 V). Entsprechend werden die Ausgangsspannung V3 sowie die Spannung über dem fliegenden Kondensator auch auf dem zweiten stationären Pegel gehalten, da die Ladungspumpe sich immer noch im Umgehungsmodus befindet.
Zusammenfassend bleibt in dem Beispiel, wie in 2 gezeigt, die Ladungspumpe im Umgehungsmodus während der ganzen Zeitdauer von t₁ bis t₄ (d. h. im ersten bis dritten Zeitintervall), folglich weisen die Zwischenspannung V2, die Ausgangsspannung V3 und die Spannung über dem fliegenden Kondensator (wie in den Wellenformen 220, 230 bzw. 240 gezeigt) denselben Spannungspegel und dieselben Änderungen über die Zeit auf. Insbesondere mit Bezug auf die Ladungspumpe 1200 des zweistufigen Leistungsumsetzers 100 von 1 befinden sich alle Schaltvorrichtungen im EIN-Zustand (d. h. im leitenden Zustand) abgesehen von den Schaltvorrichtungen 1203-1, 1203-2, die durch die Steuerschaltungsanordnung 1400-1, 1400-2 gesteuert werden, während des Umgehungsbetriebsmodus. Gleichzeitig würde sich die kleine Entladungsschaltvorrichtung 1305 auch im AUS-Zustand befinden, und die Schaltvorrichtung 1101 der hohen Seite und die Schaltvorrichtung 1102 der niedrigen Seite des Hochsetzregulierers 1100 von 1 würden abwechselnd in den EIN-Zustand gesetzt werden, was erforderlich ist, um die Ausgangsspannung V3 zu regulieren (erzeugen).
Beginnend vom Zeitpunkt t₄ beginnt die Ladungspumpe, vom Umgehungsbetriebsmodus in den normalen Betriebsmodus (d. h. den Schaltbetriebsmodus) überzugehen. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, beginnen die Schaltvorrichtungen der Ladungspumpe das Schalten in der normalen komplementären Weise. Mit Bezug auf den zweistufigen Leistungsumsetzer 100 von 1, insbesondere in Bezug auf die linke Seite/den linken Zweig der verschachtelten Ladungspumpe 1200, befinden sich beispielsweise die Schaltvorrichtungen 1201-1 und 1203-1 während einer ersten Schaltphase (z. B. der ersten Hälfte einer vollen/vollständigen Schaltperiode) im EIN-Zustand und die Schaltvorrichtungen 1202-1 und 1204-1 befinden sich während einer zweiten Schaltphase (z. B. der zweiten Hälfte einer vollen/vollständigen Schaltperiode) im EIN-Zustand. Entsprechend arbeiten die Schaltvorrichtungen 1201-2 - 1204-2 in der rechten Seite/im rechten Zweig der Ladungspumpe 1200 in einer komplementären Weise verglichen mit jenen in der linken Seite/im linken Zweig.
Insbesondere werden während eines vierten Zeitintervalls von t₄ bis t₅ die Steuerspannungen (z. B. Gate-Spannungen) der Schaltvorrichtungen 1203-1 und 1203-2 speziell in einer solchen Weise gesteuert, dass die Schaltvorrichtungen 1203-1 und 1203-2 in Sättigung arbeiten (im Gegensatz zum regulären aktiven Modus). Folglich verhalten sich die Schaltvorrichtungen 1203-1 und 1203-2 wie spannungsgesteuerte Stromquellen, wenn sie nicht (vollständig) ausgeschaltet werden. Insbesondere kann dieses Verhalten des Situations-Modus/Betriebs die Entladungsrate der fliegenden Kondensatoren 1205-1 und 1205-2 begrenzen, um eine abrupte Übergangsstufenstörung an der Ausgangsspannung V3 zu verhindern.
In dem Beispiel von 2 wird das vierte Zeitintervall als vollendet betrachtet, sobald die fliegenden Kondensatoren auf die Hälfte der Ausgangsspannung V3 (z. B. 5 V) entladen sind. In Reaktion auf die Änderung der Spannung über dem (den) fliegenden Kondensator(en) versucht der Hochsetzregulierer, die Zwischenspannung V2 zu modulieren/regulieren und die Ausgangsspannung V3 auf dem Zielwert/gewünschten Wert (z. B. 10 V) zu halten. Das heißt auch, der Hochsetzregulierer reguliert immer die Zwischenspannung V2 so, dass sie der Spannung über dem (den) fliegenden Kondensator(en) entspricht. Eine ausführliche Beschreibung des Mechanismus zum Steuern der Entladungsrate der fliegenden Kondensatoren wird später beschrieben. Wie vorgeschlagen konfiguriert, wird insbesondere unter Verwendung einer gesteuerten Entladung des fliegenden Kondensators (der fliegenden Kondensatoren) an sich die in dem (den) fliegenden Kondensator(en) während des Umgehungsmodus gespeicherte Energie (d. h. während der Aufladung des fliegenden Kondensators) während der Übergangsphase nicht verschwendet (muss z. B. nicht vollständig entladen werden, bevor er erneut wiederaufgeladen wird).
Während eines fünften Zeitintervalls von t₃ bis t₆ arbeiten als nächstes sowohl der Hochsetzregulierer als auch die Ladungspumpe mit einem normalen Schaltmuster. Folglich wird die Ausgangsspannung V3 auf dem zweiten programmierten Pegel (z. B. 10 V) gehalten.
Anschließend kann eine weitere mögliche Leistungsverhandlung (z. B. eine weitere Leistungsverhandlung zwischen dem drahtlosen Ladegerät-Client und dem drahtlosen Ladegerät-Host) stattfinden und bewirken, dass die Ausgangsspannung V3 auf einen dritten programmierten Pegel (z. B. 15 V) ansteigt. Entsprechend können dann die Zwischenspannung V2 und die Spannung über dem (den) fliegenden Kondensator(en) proportional folgen, wie vorstehend dargestellt. Die Änderungen der Spannungspegel sind als sechstes Zeitintervall von t₃ bis t₇ und als siebtes Zeitintervall von t₇ weiter in den jeweiligen Wellenformen gezeigt.
Zusammenfassend arbeitet die Ladungspumpe im Schaltmodus während der ganzen Zeitdauer von t₄ bis t₇ und weiter. Insbesondere wird in dem Beispiel, wie in 2 gezeigt, der fliegende Kondensator allmählich von demselben Spannungspegel der Ausgangsspannung V3 (z. B. 10 V) auf die Hälfte des Spannungspegels der Ausgangsspannung V3 (z. B. 5 V) in einer gesteuerten Weise gemäß einer gewünschten Entladungsrate des fliegenden Kondensators während des vierten Zeitintervalls (d. h. von t₄ bis t₅) entladen. In einigen Fällen kann daher das vierte Zeitintervall (d. h. von t₄ bis t₅) auch als „weiche“ Schaltphase (des Schaltbetriebsmodus) oder einfach Übergangsphase bezeichnet werden. Entsprechend können das fünfte bis zum siebten Zeitintervall (d. h. von t₄ bis t₇) dann als „harte“ (oder reguläre) Schaltphase (des Schaltbetriebsmodus) bezeichnet werden. Wie vorgeschlagen konfiguriert wird insbesondere unter Verwendung einer gesteuerten Entladung des fliegenden Kondensators (der fliegenden Kondensatoren) an sich die in dem (den) fliegenden Kondensator(en) während des Umgehungsmodus gespeicherte Energie (d. h. während der Aufladung des fliegenden Kondensators) während der Übergangsphase (d. h. des vierten Zeitintervalls) nicht verschwendet (muss z. B. nicht vollständig entladen werden, bevor er erneut wiederaufgeladen wird).
Insbesondere mit Bezug auf 1 beginnt am Beginn der Übergangsphase die Ladungspumpe bereits das Schalten. Da die fliegenden Kondensatoren mit dem Schaltkondensator 1111 vor dem vierten Zeitintervall parallel geschaltet waren, werden die fliegenden Kondensatoren auf die Ausgangsspannung V3 aufgeladen. Folglich wäre es für die Ladungspumpe schädlich, die „harte“ Schaltoperation unmittelbar zu beginnen, da die Ausgabe aufgrund der in den fliegenden Kondensatoren gespeicherten Ladung sehr wahrscheinlich signifikant überschwingen würde. Daher ist es erforderlich, die Entladungsrate (in einigen Fällen sogar auf einer zykluswiesen Basis) der fliegenden Kondensatoren derart zu steuern, dass die Ausgangsspannung V3 korrekt auf dem gewünschten Pegel gehalten wird. Damit dies bewerkstelligt wird, muss die Geschwindigkeit der Steuerschleife des Hochsetzregulierers (d. h. die Bandbreite) schneller sein als die Entladungsrate des fliegenden Kondensators. Mit anderen Worten, eine Zeitkonstante der Steuerschleife des Hochsetzregulierers sollte kürzer sein als eine Zeitkonstante der Entladungsrate des fliegenden Kondensators. Wenn sich der fliegende Kondensator entlädt, muss der Hochsetzregulierer den Spannungspegel der Zwischenspannung V2 einstellen können, um den (die Änderung des) Spannungspegel über dem fliegenden Kondensator zu verfolgen. Sobald die Spannung über dem fliegenden Kondensator auf z. B. die Hälfte der Ausgangsspannung V3 in dem Beispiel von 1 und 2 entladen ist, kann die Ladungspumpe die „weiche“ Schaltbetriebsphase beenden und die „harte“ Schaltbetriebsphase beginnen. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, hilft die „harte“ Schaltbetriebsphase (oder ist in einigen Fällen sogar erforderlich) zum Erreichen eines minimalen Leistungsverlusts.
3 stellt schematisch ein Beispiel eines zweistufigen Leistungsumsetzers 300 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Insbesondere geben identische oder gleiche Bezugszeichen in 3 identische oder gleiche Elemente im zweistufigen Leistungsumsetzer 100 an, wie in 1 gezeigt, so dass auf eine wiederholte Beschreibung davon aus Gründen der Kürze verzichtet werden kann.
Insbesondere ist in dem Beispiel von 3 die Ladungspumpe in einer nicht verschachtelten Konfiguration (d. h. mit nur einer Seite/einem Zweig) im Gegensatz zur verschachtelten Konfiguration, wie in dem Beispiel von 1 gezeigt, angeordnet.
Im Allgemeinen wird in dem Beispiel von 3 vorgeschlagen, dass die weiche Schaltphase des fliegenden Kondensators 3205 durch Steuern des Stroms bewerkstelligt werden soll, der in der Schaltvorrichtung 3203 während des Umgehungsmodus der Ladungspumpe 3200 fließt, wobei der fliegende Kondensator 3205 (direkt) mit der Ausgangsspannung V3 gekoppelt ist. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, wird der Strom in der Schaltvorrichtung 3203 durch die jeweiligen Anschlussspannungen vorgegeben. Wenn beispielsweise die Zwischenspannung V2 größer ist als eine Differenz zwischen der Gate-Spannung (V_{G_3203}) der Schaltvorrichtung 3203 und der Einschaltschwellenspannung V_{th_3203} der Schaltvorrichtung 3203 (d. h. V2 > V_{G_3203} - Vth_3203), dann wird die Schaltvorrichtung 3203 im Sättigungsmodus vorgespannt und verhält sich wie eine spannungsgesteuerte Stromquelle.
Die Gate-Source-Spannung der Schaltvorrichtung 3203, die auf der Basis der Differenz zwischen der Gate-Spannung der Schaltvorrichtung 3203 und der Source-Spannung der Schaltvorrichtung 3203 berechnet werden kann, ist entweder 0 V oder V₃₅₀₀ - V_{S_3203} (wobei V₃₅₀₀ die Spannung über dem externen Kondensator 3500 ist; und V_{S_3203} die Spannung am Source-Knoten/Anschluss 3212 der Schaltvorrichtung 3203 ist) in Abhängigkeit von dem Zustand eines ersten Steuerlogiksignals (in 3 nicht gezeigt), das an den Eingang (Port oder Anschluss) der Gate-Treiberschaltung 3470 der Steuerschaltungsanordnung 3400 angelegt wird. In dem Beispiel, wie in 3 gezeigt, umfasst die Gate-Treiberschaltung 3470 mehrere (drei) Inverter 3471, eine Schaltvorrichtung 3472 der hohen Seite und eine Schaltvorrichtung 3473 der niedrigen Seite. Beliebige andere geeignete Implementierungen der Gate-Treiberschaltung 3400 können jedoch übernommen werden, wie durch den Fachmann erkannt wird.
Wenn das erste Steuerlogiksignal auf hoch (d. h. logisch „1“) gesetzt wird, wird der Strom in der Schaltvorrichtung 3203 durch V₃₅₀₀ - V_{S_3203} vorgegeben. Folglich kann die Gate-Treiberschaltung 3470 den Wert von V₃₅₀₀ - V_{S_3203} in einer Weise steuern, die erforderlich ist, um die Entladungsrate des fliegenden Kondensators 3205 zu begrenzen, wie vorstehend dargestellt.
Ferner umfasst die Steuerschaltungsanordnung 3400 auch einen Differenzverstärker 3410 (der zusammen mit einigen anderen Schaltungskomponenten, falls erforderlich, als Erfassungsschaltung wirken kann). Insbesondere wird der Spannungspegel am Knoten 3211 (d. h. ein Anschluss des fliegenden Kondensators 3205) an den nicht invertierenden Anschluss (positiven Anschluss) des Differenzverstärkers 3410 angelegt und der Spannungspegel am Knoten 3212 (d. h. der andere Anschluss des fliegenden Kondensators 3205) wird an den invertierenden Anschluss (negativen Anschluss) des Differenzverstärkers 3410 angelegt. Als solches konfiguriert kann der Differenzverstärker 3410 die Spannung über dem fliegenden Kondensator 3205 erfassen. In Abhängigkeit von der Implementierung des Differenzverstärkers 3410 kann die Ausgabe des Differenzverstärkers 3410 gleich der oder eine skalierte Version (z. B. 1/5) der Spannung des fliegenden Kondensators 3205 sein.
Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 3410 wird dann durch einen Fehlerverstärker 3420 (der zusammen mit einigen anderen Schaltungskomponenten, falls erforderlich, als Verstärkerschaltung wirken kann) mit einer variablen Referenzspannung verglichen, die durch eine unabhängige Spannungsquelle 3430 erzeugt wird. Folglich erzeugt der Fehlerverstärker 3420 ein Ausgangssignal (Spannung), das in Abhängigkeit von verschiedenen Implementierungen und/oder Anforderungen zur Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 3410 und der variablen Referenzspannung proportional (oder dazu gleich) sein kann.
Die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 3420 wird dann durch eine Pufferschaltung mit einem Verstärker 3440 und einer Durchgangsvorrichtung 3450 gepuffert. Die Pufferschaltung kann in einigen Fällen wie ein LDO-Regulierer wirken und die jeweilige Ausgabe (kann z. B. als erste Zwischenversorgungsspannung bezeichnet werden) so regulieren, dass sie gleich der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 3420 ist. Alternativ könnte unter Verwendung von verschiedenen Implementierungen der Pufferschaltung die Ausgabe (die erste Zwischenversorgungsspannung) der Pufferschaltung als skalierter Wert der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 3420 erzeugt werden, wie durch den Fachmann erkannt wird. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, kann die Pufferschaltung durch eine unabhängige und vorbestimmte Spannung PVDD (z. B. 4 V) versorgt werden. Eine solche unabhängige und vorbestimmte Spannung PVDD kann durch einen getrennten LDO-Regulierer erzeugt werden und/oder kann während des Betriebs konstant (fest) bleiben.
Die Steuerschaltungsanordnung kann ferner eine andere Schaltvorrichtung (z. B. eine PMOS-Schaltvorrichtung) 3460 umfassen, die zwischen die Pufferschaltung und die Gate-Treiberschaltung 3470 gekoppelt ist. Insbesondere wird die Schaltvorrichtung 3460 durch ein zweites Steuerlogiksignal (oder durch eine invertierte Version des zweiten Steuerlogiksignals in Abhängigkeit von den Umständen, in 3 nicht gezeigt) gesteuert. Insbesondere wird das zweite Steuerlogiksignal auch angelegt, um die Schaltvorrichtung 3204 der Ladungspumpe 3200 zu steuern. Insbesondere wird in dem Beispiel von 3, wenn das zweite Steuerlogiksignal auf hoch geht (d. h. logisch „1“), die Schaltvorrichtung 3460 eingeschaltet und außerdem wird die Schaltvorrichtung 3204 auch eingeschaltet. Dies verursacht, dass die durch die Pufferschaltung erzeugte Spannung (d. h. die erste Zwischenversorgungsspannung) über einen externen Kondensator 3500 auferlegt wird. Während der nächsten Hälfte des Schaltzyklus der Ladungspumpe 3200 geht anschließend das zweite Steuerlogiksignal auf niedrig (d. h. wird auf logisch „0“ gesetzt) und das erste Steuerlogiksignal geht auf hoch (d. h. wird auf logisch „1“ gesetzt). Folglich wird der externe Kondensator 3500 dann zwischen den Gate-Source-Anschlüssen der Schaltvorrichtung 3203 verbunden (gekoppelt).
Wie durch den Fachmann klar verstanden und erkannt wird, bilden diese Wechselwirkungen (d. h. die Wechselwirkungen unter den Schaltvorrichtungen, den Schaltungen und Steuerlogiksignalen, wie vorstehend dargestellt) eine Regulierung der Spannung über dem fliegenden Kondensator 3205 und der jeweiligen Entladungsrate davon in geschlossener Schleife. Während des Intervalls des weichen Schaltens (d. h. der Übergangsphase) arbeitet folglich die Regulierung des fliegenden Kondensators 3205 in geschlossener Schleife aktiv und bewirkt, dass die Entladungsrate des fliegenden Kondensators 3205 zur variablen Referenzspannung proportional ist, die durch die unabhängige Spannungsquelle 3430 erzeugt wird. Insbesondere kann der Spannungspegel der variablen Referenzspannung unabhängig in einer solchen Weise gesteuert werden, dass sich der Spannungspegel mit einer Rate ändert, die langsamer ist als die Ansprechzeit der Steuerschleife des Hochsetzregulierers 3100, wodurch die vorstehend dargestellten Anforderungen erfüllt werden.
Im Allgemeinen kann es in einigen Fällen erwünscht sein, den (die) externen Kondensator(en) (z. B. den externen Kondensator 3500, wie in 3 gezeigt) zu beseitigen, beispielsweise um die BOM (Materialliste) und PCB-Grundfläche der gesamten Schaltungsanordnung und des Systems zu verringern. Der externe Kondensator dient typischerweise, beispielsweise in dem Beispiel von 3, als Versorgung für die Treiberschaltung 3470 des (schwebenden) Gate. Wenn der externe Kondensator beseitigt werden soll, muss folglich die Versorgung der Gate-Treiberschaltung 3470 durch einen Regulierer innerhalb der Schaltungsanordnung selbst erzeugt oder gesteuert werden. Insbesondere können die Übergangsanforderungen von Gate-Treibern die Fähigkeit eines herkömmlichen internen Regulierers aufgrund von Bandbreitenbegrenzungen überschreiten. Daher wurde vorgeschlagen, den fliegenden Kondensator der Ladungspumpe als Energiequelle für die Treiberschaltung des schwebenden Gate zu verwenden. Es ist jedoch im Allgemeinen nicht durchführbar oder möglich, beide Anschlüsse des fliegenden Kondensators direkt mit den Versorgungsanschlüssen der Gate-Treiberschaltung zu koppeln. Dies liegt typischerweise an der Tatsache, dass die Spannung des fliegenden Kondensators die Gate-Source-Durchbrucheinstufung der Leistungsschaltvorrichtung überschreiten kann. Daher ist es erwünscht, einen Mechanismus zu haben, um die Spannung zu begrenzen, die an die Gate-Treiberschaltung angelegt wird. Überdies kann es in einigen Fällen auch erforderlich sein, dass der Begrenzungsmechanismus schnell reagieren können kann, um die erforderliche Ladung zum Gate der Leistungsschaltvorrichtung zuzuführen, um die Schaltvorrichtung schnell einzuschalten und den Leistungsverlust zu minimieren.
4 stellt schematisch noch ein anderes Beispiel eines zweistufigen Leistungsumsetzers 400 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar, insbesondere angesichts von einigen oder allen der obigen Erwägungen. Insbesondere geben identische oder gleiche Bezugszeichen in 4 identische oder gleiche Elemente in dem zweistufigen Leistungsumsetzer 300 an, wie in 3 gezeigt, so dass auf eine wiederholte Beschreibung davon aus Gründen der Kürze verzichtet werden kann. Insbesondere ist in dem Beispiel von 4 die Ladungspumpe auch in einer nicht verschachtelten Konfiguration ähnlich zu jener von 3 angeordnet.
Im Allgemeinen umfasst die Implementierung der Steuerschaltungsanordnung 4400 des zweistufigen Leistungsumsetzers 400, wie in 4 gezeigt, mehrere Schaltungen und/oder Komponenten, die (im Wesentlichen) dieselben wie die in 3 gezeigten sind, wie z. B. der Differenzverstärker 4410 (die Erfassungsschaltung), der Fehlerverstärker 4420 (die Verstärkerschaltung) mit der variablen Referenzspannung, die durch die unabhängige Spannungsquelle 4430 erzeugt wird, und die Gate-Treiberschaltung 4470. Andererseits ist die Pufferschaltung von 3 durch eine aktive Klemmschaltung 4480 ersetzt. Wie in 4 gezeigt, wurde überdies der externe Kondensator 3500 in 3 entfernt und ist durch ein internes kapazitives Element 4405 ersetzt. Insbesondere kann das interne kapazitive Element 4405 beispielsweise ein interner oder parasitärer Kondensator von irgendeinem Schaltungselement/irgendeiner Schaltungskomponente sein und kann typischerweise eine (wesentlich) kleinere Kapazität im Vergleich zu jener des externen kapazitiven Elements 3500 aufweisen (ein typischer Kapazitätswert eines solchen externen kapazitiven Elements kann in einem Bereich von 10 - 100 nF liegen), wie vorstehend dargestellt. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, kann ein solches internes kapazitives Element 4405 sogar in einigen Situationen/Konfigurationen weggelassen werden, wie z. B. in der Hinsicht, dass es durch einen parasitären Kondensator einer Schaltvorrichtung ersetzt werden kann.
Insbesondere wird die aktive Klemmschaltung 4480 durch einen ersten Komparator 4483 und einen zweiten Komparator 4484 gesteuert, die darin enthalten sind. Der erste Komparator 4483 ist dazu konfiguriert, die Differenz zwischen der Spannung über dem internen kapazitiven Element 4405 und der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 4420 zu überwachen. Wenn die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 4420 die Spannung über dem internen kapazitiven Element 4405 überschreitet, würde der erste Komparator 4483 ein logisch „hohes“ Signal (z. B. eine logische „1“) aktivieren. Gleichzeitig wird der (positive) Anschluss (d. h. mit dem Knoten 4211 verbunden) des fliegenden Kondensators 4205 mit dem internen kapazitiven Element 4405 über die aktive Klemmschaltvorrichtung (z. B. eine PMOS-Schaltvorrichtung) 4481 gekoppelt. Andererseits würde die Ausgabe des ersten Komparators 4483 auf niedrig gehen (z. B. Aktivieren einer logischen „0“), wenn die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 4420 unter die Spannung über dem internen kapazitiven Element 4405 fällt. Folglich verursacht dies, dass die Schaltvorrichtung 4485 und die aktive Klemmschaltvorrichtung 4481 sequentiell ausschalten.
Sobald die variable Referenzspannung die Ausgabe der Erfassungsschaltung 4410 überschreitet, überschreitet die Ausgabe der Verstärkerschaltung 4420 immer die Ausgabe eines zweiten Differenzverstärkers 4482. Daher wird die Ausgabe des ersten Komparators 4483 immer als „hoch“ gesetzt. In diesem Fall würde der zweite Komparator 4484 ein logisch „niedrig“ aktivieren, sobald die Spannung über dem internen kapazitiven Element 4405 gleich einem maximal zulässigen Spannungspegel V_P ist oder diesen überschreitet, der am positiven Eingang (Anschluss) des zweiten Komparators 4484 geliefert wird. Wie durch den Fachmann verstanden und erkannt wird, sollte der maximal zulässige Spannungspegel V_P als maximale Spannung verstanden werden, die zum Steuern (z. B. Schützen) der Spannung über dem zweiten kapazitiven Element, so dass es nicht Spannungspegeln ausgesetzt wird, die eine übermäßige Belastung und mögliche Beschädigung verursachen können, verwendet werden kann. Mit anderen Worten, in Reaktion auf den (die Ausgangssignale des) ersten und den zweiten Komparator 4483 und 4484 kann die aktive Klemmschaltung 4480 die geeignete Versorgungsspannung für die Gate-Treiberschaltung 4470 für die Schaltvorrichtung 4203 auf einem geeigneten Pegel halten, der bewirkt, dass die Ausgabe der Erfassungsschaltung 4410 die variable Referenzspannung verfolgt, bis die Spannung über dem fliegenden Kondensator 4205 auf gleich der Hälfte der Ausgangsspannung V3 entladen ist, wie vorstehend dargestellt.
5 stellt schematisch ein Beispiel eines Diagramms 500 dar, das die Änderung einer variablen Referenzspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt. Die variable Referenzspannung kann beispielsweise die variable Referenzspannung sein, die durch die unabhängig gesteuerte Spannungsquelle 3430 in 3 oder 4430 in 4 erzeugt wird.
Insbesondere sollte das Diagramm 500 als lediglich ein (vereinfachtes) Beispiel zum Steuern des Spannungspegels der variablen Referenzspannung verstanden werden und beliebige andere geeignete Implementierungen für eine solche Steuerung können in Abhängigkeit von den Umständen und/oder Anforderungen übernommen werden. Wie vorstehend beschrieben kann es, um die Entladungsrate des fliegenden Kondensators erfolgreich zu steuern, im Allgemeinen bedeuten, dass der Hochsetzregulierer in einer solchen Weise gesteuert werden sollte, dass die Geschwindigkeit (oder Bandbreite) des Hochsetzregulierers (insbesondere der Steuerschleife des Hochsetzregulierers) schneller ist als die (gewünschte) Entladungsrate des fliegenden Kondensators. Mit Bezug auf das Beispiel, wie in 5 gezeigt, kann diese Anforderung durch Steuern der Steigung der variablen Referenzspannung zwischen dem anfänglichen Spannungspegel und dem endgültigen Spannungspegel (z. B. 0 V) erfüllt werden, so dass sie sich mit einer Rate ändert, die langsamer ist als die Ansprechzeit der Steuerschleife des Hochsetzregulierers.
6 stellt schematisch in Ablaufplanform ein Verfahren 600 zum Betreiben eines zweistufigen Leistungsumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Der zweistufige Leistungsumsetzer kann irgendeinem des zweistufigen Leistungsumsetzers 100, 300 und 400 entsprechen, wie in 1, 3 bzw. 4 gezeigt. Daher kann auf eine wiederholte Beschreibung für den zweistufigen Leistungsumsetzer davon aus Gründen der Kürze verzichtet werden. Insbesondere umfasst das Verfahren 600 in Schritt S610 das Hochsetzen einer Eingangsspannung (z. B. der Eingangsspannung V1 von 1) auf eine Zwischenspannung (z. B. die Zwischenspannung V2 von 1) durch einen Hochsetzregulierer (z. B. den Hochsetzregulierer 1100 von 1). Das Verfahren 600 umfasst ferner in Schritt S620 das Erzeugen einer Ausgangsspannung (z. B. der Ausgangsspannung V3 von 1) auf der Basis der Zwischenspannung durch eine Ladungspumpe (z. B. die Ladungspumpe 1200 von 1). Insbesondere wird die Ladungspumpe während eines Umgehungsbetriebsmodus umgangen. Das Verfahren 600 umfasst noch ferner in Schritt S630 das Erzeugen einer Steuerspannung (z. B. einer Gate-Spannung) einer ersten Transistorvorrichtung (z. B. der Schaltvorrichtung 1203 von 1) von mehreren Transistorvorrichtungen der Ladungspumpe unter Verwendung einer Steuerschaltungsanordnung (z. B. der Steuerschaltungsanordnung 1400 von 1), um eine Entladungsrate eines fliegenden Kondensators der Ladungspumpe zu regulieren, während einer Übergangsphase von Umgehungsbetriebsmodus in einen normalen Betriebsmodus.
Es sollte beachtet werden, dass die Merkmale der Einrichtung (Schaltungsanordnung), die vorstehend beschrieben sind, jeweiligen Verfahrensmerkmalen entsprechen, die jedoch aus Gründen der Kürze nicht explizit beschrieben sein können. Die Offenbarung des vorliegenden Dokuments wird als sich auch auf solche Verfahrensmerkmale erstreckend betrachtet. Insbesondere wird die vorliegende Offenbarung als sich auf Verfahren zum Betreiben der vorstehend beschriebenen Schaltungen und/oder Bereitstellen und/oder Anordnen von jeweiligen Elementen dieser Schaltungen beziehend verstanden.
Ferner sollte beachtet werden, dass die Beschreibung und die Zeichnungen lediglich die Prinzipien der vorgeschlagenen Schaltungen und Verfahren darstellen. Der Fachmann auf dem Gebiet kann verschiedene Anordnungen implementieren, die, obwohl nicht explizit hier beschrieben oder gezeigt, die Prinzipien der Erfindung verkörpern und innerhalb ihres Gedankens und Schutzbereichs enthalten sind. Ferner sind alle Beispiele und die Ausführungsform, die im vorliegenden Dokument umrissen sind, prinzipiell ausdrücklich nur für Erläuterungszwecke bestimmt, um dem Leser beim Verständnis der Prinzipien des vorgeschlagenen Verfahrens zu helfen. Ferner sollen alle Aussagen hier, die Prinzipien, Aspekte und Ausführungsformen der Erfindung sowie spezielle Beispiele davon bereitstellen, Äquivalente davon umfassen.

Claims

Zweistufiger Leistungsumsetzer, der umfasst: einen Hochsetzregulierer, der dazu konfiguriert ist, eine Eingangsspannung auf eine Zwischenspannung hochzusetzen; eine Ladungspumpe, die mit dem Hochsetzregulierer gekoppelt ist, wobei die Ladungspumpe mehrere Transistorvorrichtungen und einen fliegenden Kondensator umfasst, wobei die Ladungspumpe dazu konfiguriert ist, eine Ausgangsspannung auf der Basis der Zwischenspannung zu erzeugen, und wobei die Ladungspumpe während eines Umgehungsbetriebsmodus umgangen werden kann; und eine Steuerschaltungsanordnung, die mit der Ladungspumpe gekoppelt ist, wobei die Steuerschaltungsanordnung dazu konfiguriert ist, eine Steuerspannung einer ersten Transistorvorrichtung der mehreren Transistorvorrichtungen während einer Übergangsphase vom Umgehungsbetriebsmodus in einen normalen Betriebsmodus zu erzeugen, um eine Entladungsrate des fliegenden Kondensators zu regulieren.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, wobei die Steuerspannung auf der Basis einer Spannung über dem fliegenden Kondensator und einer variablen Referenzspannung erzeugt wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuerschaltungsanordnung umfasst: eine Spannungserfassungsschaltung, die dazu konfiguriert ist, eine Spannung über dem fliegenden Kondensator zu erfassen und eine verstärkte Spannung zu erzeugen, die zur erfassten Spannung proportional ist.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 3, wobei die Steuerschaltungsanordnung ferner umfasst: eine Verstärkerschaltung, die dazu konfiguriert ist, eine Fehlerspannung auf der Basis einer Differenz zwischen der verstärkten Spannung und einer variablen Referenzspannung zu erzeugen.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 4, wobei die variable Referenzspannung gemäß einer gewünschten Entladungsrate des fliegenden Kondensators gesteuert wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Steuerschaltungsanordnung ferner umfasst: eine Pufferschaltung, die dazu konfiguriert ist, eine erste Zwischenversorgungsspannung zu erzeugen, wobei die erste Zwischenversorgungsspannung so erzeugt wird, dass sie gleich der oder ein skalierter Wert der Fehlerspannung ist.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Steuerschaltungsanordnung ferner umfasst: eine aktive Klemmschaltung, die durch die Ausgangsspannung versorgt wird, wobei die aktive Klemmschaltung dazu konfiguriert ist, eine zweite Zwischenversorgungsspannung auf der Basis der Fehlerspannung zu erzeugen.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 6, wobei die Steuerschaltungsanordnung ferner umfasst: eine Gate-Treiberschaltung, die dazu konfiguriert ist, die Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung zu erzeugen, wobei die Gate-Treiberschaltung durch die erste Zwischenversorgungsspannung versorgt wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 8, wobei die Steuerschaltungsanordnung ferner umfasst: ein erstes kapazitives Element; und eine Auffrischschaltvorrichtung zum selektiven Koppeln des ersten kapazitiven Elements mit der Pufferschaltung, wobei während einer ersten Schaltphase der Ladungspumpe die Auffrischschaltvorrichtung sich in einem EIN-Zustand befindet und das erste kapazitive Element durch die erste Zwischenversorgungsspannung aufgeladen wird; und wobei während einer zweiten Schaltphase der Ladungspumpe die Auffrischschaltvorrichtung sich in einem AUS-Zustand befindet und das erste kapazitive Element zwischen einen Gate-Anschluss und einen Source-Anschluss der ersten Transistorvorrichtung gekoppelt wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 6 oder 8, wobei die Pufferschaltung umfasst: einen Regulierer mit geringem Abfall (LDO) mit einem Verstärker und einer Durchgangsvorrichtung.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 7, wobei die Steuerschaltungsanordnung ferner umfasst: eine Gate-Treiberschaltung, die dazu konfiguriert ist, die Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung zu erzeugen, wobei die Gate-Treiberschaltung durch die zweite Zwischenversorgungsspannung versorgt wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 7 oder 11, wobei die aktive Klemmschaltung umfasst: eine aktive Klemmschaltvorrichtung, wobei die aktive Klemmschaltvorrichtung dazu konfiguriert ist, selektiv den fliegenden Kondensator mit einem zweiten kapazitiven Element parallel zu koppeln.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 12, wobei die aktive Klemme ferner umfasst: einen ersten Komparator, der dazu konfiguriert ist, ein erstes Signal auf der Basis der Fehlerspannung und einer Spannung über dem zweiten kapazitiven Element zu erzeugen; und einen zweiten Komparator, der dazu konfiguriert ist, ein zweites Signal auf der Basis der Spannung über dem zweiten kapazitiven Element und eines vorbestimmten Spannungspegels zu erzeugen, wobei die aktive Klemmschaltvorrichtung durch eine Spannung gesteuert wird, die auf der Basis des ersten Signals und des zweiten Signals erzeugt wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei die Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung derart gesteuert wird, dass die erste Transistorvorrichtung in einem Sättigungsmodus arbeitet und sich wie eine spannungsgesteuerte Stromquelle während der Übergangsphase verhält.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei während des normalen Betriebsmodus die Ausgangsspannung als Vielfaches der durch den Hochsetzregulierer erzeugten Zwischenspannung erzeugt wird; und wobei während des Umgehungsbetriebsmodus die Ausgangsspannung gleich der Zwischenspannung ist, die durch den Hochsetzregulierer erzeugt wird, und wahlweise die Spannung über dem fliegenden Kondensator auf die Zwischenspannung aufgeladen wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 15, wobei die Ausgangsspannung gleich zweimal der Zwischenspannung ist; und wobei die Spannung über dem fliegenden Kondensator auf einen Wert, der die Hälfte der Ausgangsspannung ist, während der Übergangsphase entladen wird.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 16, wobei der Hochsetzregulierer dazu konfiguriert ist, die Ausgangsspannung als Rückkopplung zu empfangen und die Zwischenspannung auf der Basis der Ausgangsspannung und eines gewünschten Spannungspegels für die Ausgangsspannung einzustellen.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 17, wobei eine Zeitkonstante einer Steuerschleife des Hochsetzregulierers kürzer ist als eine Zeitkonstante der Entladungsrate des fliegenden Kondensators.
Verfahren zum Betreiben eines zweistufigen Leistungsumsetzers, wobei der zweistufige Leistungsumsetzer umfasst: einen Hochsetzregulierer; eine Ladungspumpe, die mit dem Hochsetzregulierer gekoppelt ist, wobei die Ladungspumpe mehrere Transistorvorrichtungen und einen fliegenden Kondensator umfasst; und eine Steuerschaltungsanordnung, die mit der Ladungspumpe gekoppelt ist, und wobei das Verfahren umfasst: Hochsetzen einer Eingangsspannung auf eine Zwischenspannung durch den Hochsetzregulierer; Erzeugen einer Ausgangsspannung auf der Basis der Zwischenspannung durch die Ladungspumpe, wobei die Ladungspumpe während eines Umgehungsbetriebsmodus umgangen wird; und Erzeugen einer Steuerspannung einer ersten Transistorvorrichtung der mehreren Transistorvorrichtungen unter Verwendung der Steuerschaltungsanordnung, um eine Entladungsrate des fliegenden Kondensators zu regulieren, während einer Übergangsphase vom Umgehungsbetriebsmodus in einen normalen Betriebsmodus.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die Steuerspannung auf der Basis einer Spannung über dem fliegenden Kondensator und einer variablen Referenzspannung erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei das Verfahren ferner umfasst: Steuern der variablen Referenzspannung gemäß einer gewünschten Entladungsrate des fliegenden Kondensators.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 21, wobei das Verfahren ferner umfasst: Steuern der Steuerspannung der ersten Transistorvorrichtung derart, dass die erste Transistorvorrichtung in einem Sättigungsmodus arbeitet und sich wie eine spannungsgesteuerte Stromquelle während der Übergangsphase verhält.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 22, wobei das Verfahren ferner umfasst: während des normalen Betriebsmodus Erzeugen der Ausgangsspannung als zweimal die Zwischenspannung, die durch den Hochsetzregulierer erzeugt wird; und während der Übergangsphase Entladen des fliegenden Kondensators, so dass eine Spannung über dem fliegenden Kondensator die Hälfte der Ausgangsspannung ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 23, wobei das Verfahren ferner umfasst: Überwachen der Ausgangsspannung; und Einstellen der Zwischenspannung auf der Basis der Ausgangsspannung und eines gewünschten Spannungspegels für die Ausgangsspannung.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 24, wobei das Verfahren ferner umfasst: Steuern des Hochsetzregulierers, so dass eine Zeitkonstante einer Steuerschleife des Hochsetzregulierers kürzer ist als eine Zeitkonstante der Entladungsrate des fliegenden Kondensators.