WO2012169269A1 - 安定性判定方法、安定性判定回路、電力変換装置 - Google Patents

Abstract

　電力変換装置においてコンデンサの静電容量が小さくて種々の条件によって直流電圧が振動して不安定になったとき、これを検知する。安定性判定回路６は平均値取得回路１２、減算器１３、所定値設定器１４、絶対値取得回路１５、比較器１６を有する。平均値取得回路１２は直流電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃｂを得る。減算器１３は直流電圧Ｖｄｃから平均値Ｖｄｃｂを差し引いて直流電圧の脈動分Ｖｄｃｒを得る。絶対値取得回路１５は脈動分Ｖｄｃｒの絶対値｜Ｖｄｃｒ｜を得る。所定値設定器１４は所定値Ｑを出力する。比較器１６は所定値Ｑと、脈動分Ｖｄｃｒの振幅｜Ｖｄｃｒ｜との比較結果を安定判定信号Ｊとして出力する。所定値Ｑは固定値、あるいは平均値Ｖｄｃｂの増加に対して非増加となる値を採る。

Description

安定性判定方法、安定性判定回路、電力変換装置

　本発明は交流を一旦直流に変換し、更に当該直流を交流へ変換する電力変換装置、及びその安定性を判定する技術に関する。

　従来、交流電力を整流して直流電力を得て、当該直流に対してスイッチングを施して可変電圧、可変周波数の交流電力に変換する電力変換装置が広く利用されている。当該電力変換装置は、例えば変換後の交流電力で三相交流回転機を可変速制御することに資する。

　このような電力変換装置の一種として、一対の直流母線で相互に接続されたコンバータ及びインバータを備え、かつ当該一対の直流母線の間にコンデンサが接続される構成が知られている。

　コンバータは交流電圧、例えば商用電源から供給される三相交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。当該コンバータとしては例えばダイオードブリッジが採用される。

　インバータは、コンバータで得られた直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換する。当該三相交流電圧は、負荷である三相の交流回転機に供給される。

　インバータはスイッチング素子を有しており、スイッチング素子の動作が制御されることにより、その出力端子から所望の周波数の三相交流電圧を負荷へ出力する。

　上記コンデンサは、これが平滑回路あるいはその一部として採用される場合には、交流回転機の駆動性能の向上を図るために、静電容量が大きいことが要求される。かかる静電容量の大きなコンデンサを得るには電解コンデンサが適しているが、そのリップル電流の耐量による制限からも大きな静電容量が望まれる。

　しかしながら、このような大容量のコンデンサの採用は、電力変換装置が大きくなることや製作コストを増大させる課題がある。

　他方、当該コンデンサとして平滑機能を優先せず、数十μＦ程度の小容量のコンデンサを使用する技術があり、下掲の特許文献１，２や非特許文献１において開示されている。

　特許文献１，２では、コンデンサの静電容量を小さくすることで、電源トランス等を含む交流電源のインピーダンス（以下、電源インピーダンスという）や配線のインピーダンス（以下、配線インピーダンスという）により系が不安定になることが示されている。特許文献１，２では系が不安定となる条件が主に以下であることも示されている。
（ａ）コンデンサの容量が小さいほど不安定になりやすい。
（ｂ）電源および配線等の抵抗分が小さいほど不安定になりやすい。
（ｃ）電源および配線のインダクタンス分が大きいほど不安定になりやすい。
（ｄ）直流電圧が低いほど不安定になりやすい。
（ｅ）電動機出力が大きいほど不安定になりやすい。

　特許文献１には、電源側のインピーダンス条件によっては直流母線間の電圧が振動し易くなり、制御系が不安定になることに鑑みて、制御系を安定に保つべく出力電圧指令補正を制御する技術について記載されている。

特開２００９－１７６７３号公報 特開２００７－１８１３５８号公報

高橋　勲・伊東洋一「コンデンサレスインバータの制御法」昭和63年電気学会全国大会、Vol.5，No.527、p624

　特許文献１に記載している方法では、電源インピーダンスと配線インピーダンスの状態に加えて、交流電源の電圧が低い場合に、直流電圧が振動して系が不安定になる可能性がある。

　そして特許文献１の方式ではこの不安定を検知していないので、系が不安定になった場合に、直流電圧が大きく振動することによりインバータを構成する部品やコンデンサの寿命を短くし、引いてはそれらの故障を招来する。

　本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、電力変換装置においてコンデンサの静電容量が小さくて種々の条件によって直流電圧が振動して電力変換装置の動作が不安定になったとき、これを検知する技術を提供することを目的としている。

　この発明にかかる安定性判定方法は、コンバータ（８）と、インバータ（１）と、前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線（７０，７１）と、前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）とを備える電力変換装置（５）における動作の安定性を判定する方法である。

　この発明にかかる安定性判定方法の第１の態様では、前記一対の直流母線の間の直流電圧（Ｖｄｃ）の脈動分（Ｖｄｃｒ）の振幅（｜Ｖｄｃｒ｜）が、所定値（Ｑ）を超えることを以て、前記電力変換装置の動作が不安定であると判定される。

　この発明にかかる安定性判定方法のその第２の態様は、安定性判定方法の第１の態様であって、前記所定値（Ｑ）を前記平均値（Ｖｄｃｂ）の増加に対して非増加となる値に設定する。

　この発明にかかる安定性判定方法の第３の態様は安定性判定方法の第１の態様または第２の態様である。当該第３の態様において、電力変換装置には前記一対の直流母線の一方（７１）において、前記コンバータ（８）と前記インバータ（１）との間に、並列接続体が介在する。前記並列接続体は、前記コンデンサ（７２）と共にローパスフィルタを形成するインダクタ（３）と、前記インダクタと並列に接続された可変抵抗（４）とを有する。そして前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合、前記可変抵抗の抵抗値が低減される。

　この発明にかかる安定性判定方法の第４の態様は安定性判定方法の第１の態様または第２の態様である。当該第４の態様において、前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合、前記インバータから出力される電力を低減する。

　当該第４の態様として望ましくは、前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）が所定の閾値（ＴＨ０，ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を超えることに対応して、前記電力を低減する。

　この発明にかかる安定性判定方法の第５の態様はその第４の態様であって、前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）を、前記電力が依存する指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）から減じる。

　この発明にかかる安定性判定回路（６）は、コンバータ（８）と、インバータ（１）と、前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線と、前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）とを備える電力変換装置における動作の安定性を判定する回路である。

　この発明にかかる安定性判定回路の第１の態様は、前記一対の直流母線の間の直流電圧の平均値（Ｖｄｃｂ）を得る平均値取得回路（１２）と、前記直流電圧から前記平均値を差し引いて前記直流電圧の脈動分（Ｖｄｃｒ）を得る減算器（１３）と、前記脈動分の振幅（｜Ｖｄｃｒ｜）を求める絶対値取得回路（１５）と、所定値（Ｑ）を設定する所定値設定器（１４）と、前記所定値と前記振幅とを比較する比較器（１６）とを備える。

　この発明にかかる安定性判定回路の第２の態様は、安定性判定回路の第１の態様であって、前記所定値（Ｑ）は、前記平均値（Ｖｄｃｂ）の増加に対して非増加となる値に設定される。

　この発明にかかる電力変換装置（５）の第１の態様は、コンバータ（８）と、インバータ（１）と、前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線（７０，７１）と、前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）とを備え、前記一対の直流母線の一方において、前記コンバータ（８）と前記インバータ（１）との間に介在する並列接続体を更に備える。前記並列接続体は、前記コンデンサ（７２）と共にローパスフィルタを形成するインダクタ（３）と、前記インダクタと並列に接続された可変抵抗（４）とを有する。そしてこの発明にかかる安定性判定方法の第１の態様又は第２の態様によって、前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合、前記可変抵抗の抵抗値が低減する。

　この発明にかかる電力変換装置（５）の第２の態様は、コンバータ（８）と、インバータ（１）と、前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線（７０，７１）と、前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）とを備え、安定性判定回路（６）と、修正回路（２）とを更に備える。前記安定性判定回路は、前記一対の直流母線の間の直流電圧の平均値（Ｖｄｃｂ）を得る平均値取得回路（１２）と、前記直流電圧から前記平均値を差し引いて前記直流電圧の脈動分（Ｖｄｃｒ）を得る減算器（１３）と、前記脈動分の振幅（｜Ｖｄｃｒ｜）を求める絶対値取得回路（１５）と、所定値（Ｑ）を設定する所定値設定器（１４）とを有する。そして前記修正回路（２）は、前記振幅が前記所定値よりも大きい場合、前記インバータの出力する電力が依存する指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）を小さく修正して前記インバータに出力する。

　望ましくは、前記所定値（Ｑ）は、前記平均値（Ｖｄｃｂ）の増加に対して非増加となる値に設定される。

　あるいは望ましくは、前記振幅が前記所定値よりも大きい期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）が所定の閾値（ＴＨ０，ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を超えることに対応して、前記指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）が小さく修正される。

　あるいは望ましくは、前記振幅が前記所定値よりも大きい期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）を、前記指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）から減じる。

　電力変換装置の動作が不安定となるときには、電力変換装置の動作が安定となるときと比較して、直流電圧の脈動分が増大する。よってこの発明にかかる安定判定方法の第１の態様によれば、脈動分が所定値を越えることによって電力変換装置の動作が不安定であると判定することができる。

　直流電圧の脈動分の振幅は、電力変換装置の動作が安定であるときでも、直流電圧の平均値の増大に伴って減少する。よってこの発明にかかる安定判定方法の第２の態様によれば、直流電圧の平均値が小さいときに、実際には電力変換装置の動作が安定であるにも拘わらずこれを不安定であると誤判定したり、実際には電力変換装置の動作が不安定であるにも拘わらずこれを安定であると誤判定したりする可能性を低減する。

　この発明にかかる安定性判定回路の第１の態様及び第２の態様は、それぞれこの発明にかかる安定判定方法の第１の態様及び第２の態様の実行に資する。

　インダクタが設けられてローパスフィルタが構成される電力変換装置において、インダクタに流れる電流を低減することにより、直流電圧の変動は小さくなる。よってこの発明にかかる安定判定方法の第３の態様及びこの発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、電力変換装置の動作が不安定なときに可変抵抗の抵抗を小さくし、以てインダクタに流れる電流を小さくすることにより、電力変換装置の動作を安定にすることができる。

　インバータから出力される電力が小さいほど、電力変換器の動作は安定性へと導かれる。よってこの発明にかかる安定判定方法の第４の態様によれば、電力変換装置の動作を安定にすることができる。

　インバータから出力される電力は、当該電力が依存する指令値が小さいほど低減される。よってこの発明にかかる安定判定方法の第５の態様及びこの発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、電力変換装置の動作を安定にすることができる。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

第１の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図 安定性判定回路の構成を例示するブロック図 安定性判定回路の動作を例示する波形図 直流電圧の平均値と所定値との関係を示すグラフ 直流電圧の平均値と所定値との関係を示すグラフ 第３の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図 第４の実施の形態乃至第６の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図 第４の実施の形態にかかる指令値修正回路の構成を例示する回路図 第４の実施の形態にかかる指令値修正回路の動作を例示する波形図 第５の実施の形態にかかる指令値修正回路の構成を例示する回路図 第５の実施の形態にかかる指令値修正回路の動作を例示する波形図 第５の実施の形態にかかる指令値修正回路の他の動作を例示する波形図 第６の実施の形態にかかる指令値修正回路の構成を例示する回路図 第６の実施の形態にかかる指令値修正回路の動作を例示する波形図 第６の実施の形態にかかる指令値修正回路の他の動作を例示する波形図

　第１の実施の形態．
　図１は第１の実施の形態にかかる電力変換装置５の構成を例示する。電力変換装置５は、コンバータ８と、インバータ１と、コンバータ８とインバータ１とを接続する直流リンク部７とを備えている。

　コンバータ８は交流電源１０（ここでは三相交流電源）から得られる交流電圧を整流して直流電圧に変換する。ここではコンバータ８として三相の全波整流ダイオードブリッジが採用されているが、他の整流回路を採用することもできる。

　ここではコンバータ８は交流電源１０からリアクトル群９を介して各相電圧を入力している場合が例示されている。リアクトル群９を電力変換装置５に含めて把握してもよい。

　直流リンク部７は一対の直流母線７０，７１を有しており、直流母線７１は直流母線７０よりも高電位が印加される。直流母線７０，７１はコンバータ８とインバータ１とを接続する。直流母線７０，７１の間にはコンデンサ７２が接続されている。直流母線７０，７１の間には、従ってコンデンサ７２の両端には、直流電圧Ｖｄｃが印加される。なお図１では、直流リンク部７における寄生インダクタ７３及び寄生抵抗７４も示されている。

　コンデンサ７２としては、上記特許文献１，２や非特許文献１で示されるような、平滑回路として要求される静電容量よりも小さな、例えば数十μＦ程度の静電容量のコンデンサが採用される。

　インバータ１は直流電圧Ｖｄｃをスイッチングすることにより、所望の周波数の交流電圧、ここでは三相交流電圧を出力する。そして当該交流電圧は負荷１１（ここでは交流回転機）に印加される。

　なお、交流回転機とは、同期機か誘導機かあるいは他の種類のモータをも含む。

　なお、説明の簡単のため、インバータ１としては上記スイッチングを行うスイッチング素子の他、当該スイッチングを制御する制御信号を生成する回路も含めて把握している。

　安定性判定回路６は直流電圧Ｖｄｃを入力し、安定判定信号Ｊを出力する。安定性判定回路６は、直流電圧Ｖｄｃが発振状態にないかどうかを判定し、発振状態になければ電力変換装置の動作が安定と判定し、発振状態にあれば当該動作が不安定であると判定する。

　具体的には、直流電圧Ｖｄｃの脈動分Ｖｄｃｒの振幅｜Ｖｄｃｒ｜が、所定値Ｑを超えることを以て、直流電圧Ｖｄｃが発振状態にあると判定する。

　安定性判定回路６は、例えば図２に示される構成を採ることにより、上記判定に資する。即ち、安定性判定回路６は平均値取得回路１２、減算器１３、所定値設定器１４、絶対値取得回路１５、比較器１６を有する。

　平均値取得回路１２は、直流電圧Ｖｄｃを入力し、その平均値Ｖｄｃｂを得て出力する機能を担い、例えばローパスフィルタが採用される。当該ローパスフィルタの伝達関数は、例えば、１／［１＋ｓ・（１／３０／（２π）］で示される（「ｓ」は微分演算子）。ここでカットオフ周波数は３０Ｈｚに設定している。これは、脈動成分Ｖｄｃｒの主な周波数成分は三相電源周波数５０Ｈｚの６倍である３００Ｈｚであることに鑑み、３００Ｈｚにおけるゲインを顕著に減衰させるためである。

　なお、直流電圧Ｖｄｃを測定する技術については公知であるので、ここではその詳細を割愛する。

　減算器１３は直流電圧Ｖｄｃと平均値Ｖｄｃｂとを入力し、直流電圧Ｖｄｃから平均値Ｖｄｃｂを差し引いて直流電圧の脈動分Ｖｄｃｒを得て、これを出力する。

　絶対値取得回路１５は脈動分Ｖｄｃｒを入力してその絶対値を採ることにより、その振幅｜Ｖｄｃｒ｜を得て出力する。

　所定値設定器１４は所定値Ｑを記憶、若しくは生成し、これを比較器１６へと出力する。

　比較器１６は。所定値設定器１４が出力した所定値Ｑと、脈動分Ｖｄｃｒの振幅｜Ｖｄｃｒ｜とを入力し両者の比較結果を安定判定信号Ｊとして出力する。

　図３に、直流電圧Ｖｄｃ、脈動分Ｖｄｃｒ及びその振幅｜Ｖｄｃｒ｜及び安定判定信号Ｊの波形を示す。ここでは時刻ｔ１において直流電圧Ｖｄｃが発振した場合を例示している。

　直流電圧Ｖｄｃが発振すると、その振動幅が急激に増大する。但し、平均値Ｖｄｃｂは殆ど変動せず、脈動分Ｖｄｃｒの振幅｜Ｖｄｃｒ｜が急激に増大する。換言すれば、電力変換装置５の動作が不安定となるときには、電力変換装置５の動作が安定となるときと比較して、直流電圧Ｖｄｃの脈動分Ｖｄｃｒが増大する。よって絶対値取得回路１５から得られた振幅｜Ｖｄｃｒ｜が所定値Ｑよりも低い（あるいは「所定値Ｑ以下である」）場合には、直流電津Ｖｄｃは発振していない（電力変換装置５の動作が安定している）と安定性判定回路６が判定し、安定判定信号Ｊを“Ｌ”とする。振幅｜Ｖｄｃｒ｜が所定値Ｑ以上である（あるいは「所定値Ｑより大きい」）場合には、直流電津Ｖｄｃは発振している（電力変換装置５の動作が不安定である）と安定性判定回路６が判定し、安定判定信号Ｊを“Ｈ”とする。

　インバータ１は安定判定信号Ｊを入力し、それが“Ｈ”であればインバータ１の、引いては電力変換装置５の動作を停止する。もしくは、外部にエラー信号を出力するようにして、不安定（発振）状態を示すようにしてもよい。

　以上のようにして、直流電圧Ｖｄｃが振動して電力変換装置５の動作が不安定になったとき、これを検知し、あるいはその動作を停止することができる。これは電力変換装置５の故障や、その部品の短命化を回避する観点で望ましい。

　ここでは安定判定信号Ｊは振幅｜Ｖｄｃｒ｜と所定値Ｑとの大小関係の変動を忠実に表さず、安定判定信号Ｊが一旦“Ｈ”となれば、これを持続する態様が例示されている。例えば、安定判定信号Ｊが一旦“Ｈ”となった後は、電源周期の１／６よりも長い周期に亘って振幅｜Ｖｄｃｒ｜が所定値Ｑよりも小さくなって初めて安定判定信号Ｊが“Ｌ”とする。これにより、振幅｜Ｖｄｃｒ｜の波形を考慮した、直流電圧Ｖｄｃの発振を検知することができる。

　安定判定信号Ｊの“Ｌ”／“Ｈ”と直流電圧Ｖｄｃの安定／不安定の対応は上述の対応とは逆であってもよい。

　第２の実施の形態．
　上述の所定値Ｑは固定値であってもよいが、平均値Ｖｄｃｂの増加に対して非増加となる値に設定されることが望ましい。電力変換装置５の動作が安定であるときでも、直流電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃｒが大きくなるほど脈動分Ｖｄｃｒの振幅｜Ｖｄｃｒ｜は小さくなる傾向があるからである。かかる傾向があるため、所定値Ｑが固定値であれば、平均値Ｖｄｃｂが小さい場合において安定に動作している電力変換装置５を不安定であると誤検知したり、平均値Ｖｄｃｂが大きい場合において動作が不安定な電力変換装置５を安定に動作していると誤検知したりする可能性がある。

　以下、上記傾向が発生する理由について説明する。今、コンバータ８に入力する電力Ｐｉｎは、三相電源であることを考慮すると、式（１）で表される。

　なお、E：入力電圧の実効値、I：入力電流の実効値、φ：入力電圧と入力電流の位相差、ω：入力電源の角周波数とした。

　コンバータ８でのインダクタンスが小さく、力率がほぼ１であることを考慮すると、cosφ＝１と近似できる。よって式（１）の第２項が定数項となり、第１項が脈動項となる。つまり、電力Ｐｉｎの脈動成分をＰｉｎｒとすると、これは式（２）で表される。

　一方、直流電圧Ｖｄｃの脈動は負荷１１へ影響を与えないと考えられ、コンデンサ７２の容量をCとして式（３）が成立する。

　式（２）を式（３）に代入して、直流電圧Ｖｄｃに対して式（４）で表される微分方程式が成立する。

　直流電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃｂを初期値として式（４）の微分方程式を解くと、式（５）で表される解が得られる。但し、上側の式の平方根の中の第２項は第１項に対して小さいので、近似して下側の式を得ている（εが１より十分に小さいときの√（１＋ε）＝１＋ε／２とする近似と同様）。

　式（５）の下側の式の第２項は、脈動成分Ｖｄｃｒを表していることになる。積Ｅ・Ｉは直流電圧Ｖｄｃに依存せず、コンデンサ７２の容量Ｃも変動しないので、脈動成分Ｖｄｃｒは電源周波数の６倍の周波数で変動するものの、その振幅｜Ｖｄｃｒ｜は平均値Ｖｄｃｂに反比例することが判る。以上のようにして、上述の傾向があることがわかる。

　かかる傾向に鑑みて、直流電圧Ｖｄｃの発振の有無、引いては電力変換装置５の安定性を判断するに際しては、その誤検知を回避すべく、所定値Ｑは平均値Ｖｄｃｂが増加するほど小さく設定される。図４は所定値Ｑが平均値Ｖｄｃｂの増加に対して線形に減少する場合を例示している。もちろん、式（５）に鑑みて、所定値Ｑが平均値Ｖｄｃｂに反比例してもよい。

　あるいは図５に示されるように、所定値Ｑに対して上限値Ｑ１及び下限値Ｑ２を設定してもよい。平均値Ｖｄｃｂが値Ｂ１～Ｂ２（＞Ｂ１）の間を採るとき、所定値Ｑは上限値Ｑ１及び下限値Ｑ２の間で平均値Ｖｄｃｂが増加するほど小さく設定される。平均値Ｖｄｃｂが値Ｂ１以下の値を採るとき所定値Ｑは上限値Ｑ１をとり、平均値Ｖｄｃｂが値Ｂ２以上の値を採るとき所定値Ｑは下限値Ｑ２を採る。

　このように所定値Ｑを設定するために、図２において破線で示されるように、所定値設定器１４には平均値Ｖｄｃｂが入力されることが望ましい。所定値設定器１４は例えば平均値Ｖｄｃｂと所定値Ｑとを対応づけるテーブルを有していてもよいし、平均値Ｖｄｃｂの関数として所定値Ｑを求める数式を用いて計算する演算機能を有していてもよい。

　以上のようにして第２の実施の形態によれば、電力変換装置の動作が安定であるにも拘わらずこれを不安定であると誤判定したり、電力変換装置の動作が不安定であるにも拘わらずこれを安定であると誤判定したりする可能性を低減する。

　第３の実施の形態．
　図６は第３の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する。当該電力変換装置は、第１の実施の形態で示された電力変換装置５に対し、直流リンク部７にインダクタ３及び可変抵抗４が設けられている点で変形されている。また安定判定信号Ｊはインバータ１に供給されるのではなく、可変抵抗４の制御に採用されている点でも、第３の実施の形態は第１の実施の形態と相違する。

　より具体的には直流母線７１において、コンバータ８とインバータ１との間に並列接続体が介在している。当該並列接続体はインダクタ３と可変抵抗４の並列接続である。

　インダクタ３はコンデンサ７２と共にローパスフィルタを形成する。可変抵抗４の抵抗値は、当該電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合に低減される。

　具体的には、第１の実施の形態及び第２の実施の形態で説明されたようにして、脈動分の振幅｜Ｖｄｃｒ｜の大きさが所定値Ｑと比較され、安定判定信号Ｊは“Ｌ”／“Ｈ”の値を採る。そして可変抵抗４は、脈動分の振幅｜Ｖｄｃｒ｜の大きさが所定値Ｑよりも大きい（あるいは「所定値Ｑ以上」）ときの安定判定信号Ｊの値を受けて、その抵抗値が下げられる。

　このようにして可変抵抗４の抵抗値を下げることにより、インダクタ３に流れる電流を低減し、直流電圧Ｖｄｃの発振を抑制する。つまり電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合、可変抵抗４を制御して電力変換装置を安定にすることができる。

　このとき、可変抵抗４に流れる電流は小さく、直流電流Ｖｄｃに与える影響は小さい。よって可変抵抗４の制御によって安定性判定に支障は生じない。

　もちろん、安定判定信号Ｊの状況を外部に出力するようにして、不安定（発振）状態を示すようにしてもよい。

　第４の実施の形態．
　図７は第４の実施の形態にかかる電力変換装置５の構成を例示する。当該電力変換装置は、第１の実施の形態で示された電力変換装置５に対し、安定判定信号Ｊはインバータ１に供給されるのではなく、指令値修正回路２に入力する点で相違する。

　指令値修正回路２は図７では周波数指令修正回路２として例示される。周波数指令修正回路２は、周波数指令ｆ＊を安定判定信号Ｊに基づいて修正し、修正された周波数指令（以下「改周波数指令」）ｆ＊＊をインバータ１に与える。

　周波数指令修正回路２にはトルク指令修正回路を採用することもできる。この場合、トルク指令修正回路は、トルク指令Ｔ＊を安定判定信号Ｊに基づいて修正し、修正されたトルク指令（以下「改トルク指令」）Ｔ＊＊をインバータ１に与える。

　第１乃至第３の実施の形態では、説明を省略したが、インバータ１は通常、周波数指令ｆ＊若しくはトルク指令Ｔ＊を入力し、これらの指令値に基づいて動作する。インバータ１が出力する電力はこれらの指令値に依存する。

　例えば交流回転機１１の回転周波数ｆ（これの指令値が周波数指令ｆ＊）と、出力トルクＴ（これの指令値がトルク指令Ｔ＊）と、極対数Ｐｍとを導入すると、その電力Ｗは２π・ｆ・Ｔ／Ｐｍで表される（π：円周率）。つまりこれらの指令値が大きいほど、インバータ１が出力する電力、即ち負荷たる交流回転機１１に与えられる電力が大きい。そして上記（ｅ）で述べたように、交流回転機１１の出力が大きいほど、電力変換装置５の動作が不安定になりやすい。

　そこで、電力変換装置５の動作が不安定であると判定された場合、インバータ１から出力される電力を低減することにより、動作が安定へと導かれる。かかる電力低減のために、具体的には指令値、ここでは周波数指令ｆ＊若しくはトルク指令Ｔ＊を小さく修正して得られる改周波数指令ｆ＊＊若しくは改トルク指令Ｔ＊＊を用いて、インバータ１に与える。

　インバータ１が出力する電力は、当然ながら、インバータ１が出力する電流及び電圧に比例する。インバータ１は当該電流の指令値、もしくは当該電圧の指令値に基づいて動作する。よって当該電力は、インバータ１が出力する電流の指令値Ｉ＊に依存する。あるいは当該電力はインバータ１が出力する電圧の指令値Ｖ＊に依存する。

　従って、周波数指令修正回路２には電流指令修正回路を採用することもできる。この場合、電流指令修正回路は、電流指令Ｉ＊を安定判定信号Ｊに基づいて修正し、修正された電流指令（以下「改電流指令」）Ｉ＊＊をインバータ１に与える。

　あるいは、周波数指令修正回路２には電圧指令修正回路を採用することもできる。この場合、電圧指令修正回路は、電圧指令Ｖ＊を安定判定信号Ｊに基づいて修正し、修正された電圧指令（以下「改電圧指令」）Ｖ＊＊をインバータ１に与える。

　第４乃至第６実施の形態では指令値修正回路２が周波数指令修正回路２である場合について説明する。但し、電力についての上述の観点から、指令値修正回路２としてトルク指令修正回路、電流指令修正回路、電圧指令修正回路を採用してもよい。

　図８は、第４の実施の形態にかかる周波数指令修正回路２の構成を例示する回路図である。周波数指令修正回路２は、修正要求回路２１と指令低減回路２２とを有する。

　修正要求回路２１は、安定判定信号Ｊを入力して修正要求信号Ｋ０を出力する。指令低減回路２２は、周波数指令ｆ＊及び修正要求信号Ｋ０を入力して改周波数指令ｆ＊＊を出力する。

　修正要求回路２１は、積分器２１０と比較器２１１とを有する。積分器２１０は安定判定信号Ｊを所定の時定数で積分して積分信号ＳＪを出力する。安定判定信号Ｊは、上述のように、電力変換装置５の動作が不安定であると判定するときに“Ｈ”となるので、積分信号ＳＪは安定判定信号Ｊが“Ｈ”となる期間の長さに対応して増大する。例えば安定判定信号Ｊは、電力変換装置５の動作が不安定であることを示す場合に活性化する、と把握すれば、積分信号ＳＪは安定判定信号Ｊが活性化する期間の長さに対応して増大すると把握することができる。

　比較器２１１は積分信号ＳＪが閾値ＴＨ０を越えることにより、修正要求信号Ｋ０を活性化させる。

　指令低減回路２２は、乗算器２２０と、切替スイッチ２２１とを有する。乗算器２２０は周波数指令ｆ＊に対して０より大きく１より小さい値、例えば、値（１／２）を乗じて出力する。

　切替スイッチ２２１は、接点Ａ、接点Ｂ、共通接点Ｃを有する。接点Ａには周波数指令ｆ＊が、接点Ｂには乗算器２２０の出力が、それぞれ与えられる。周波数指令ｆ＊が有する値としても記号ｆ＊を採用すれば、接点Ａに与えられる値はｆ＊／２となる。

　共通接点Ｃは、修正要求信号Ｋ０の活性／非活性に対応してそれぞれ接点Ｂ／接点Ａと接続される。そして共通接点Ｃから改周波数指令ｆ＊＊が取り出される。

　図９は、第４の実施の形態にかかる周波数指令修正回路２の動作を例示する波形図である。同図（ａ）は安定判定信号Ｊを、同図（ｂ）は積分信号ＳＪを、同図（ｃ）は修正要求信号Ｋ０を、同図（ｄ）は共通接点Ｃと接続される相手を、同図（ｅ）は改周波数指令ｆ＊＊を、それぞれ示す。但し、同図（ｃ）において、修正要求信号Ｋ０の活性／非活性はそれぞれ整数値１／０で示される。また同図（ｄ）において、共通接点Ｃと接続される相手が接点Ａであることを、当該相手が接点Ｂである場合よりも値が小さいことで示す。

　図９の例示では、時刻ｔ１１以前には電力変換装置５の動作が安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｌ”（非活性）となっている。ここでは時刻ｔ１１において既に、積分器２１０の積分についての時定数よりも十分に長い間、電力変換装置５の動作が安定し続けている場合を想定しており、積分信号ＳＪは値０を採る。よって修正要求信号Ｋ０は非活性（値０）であり、共通接点Ｃは接点Ａと接続され、改周波数指令ｆ＊＊は周波数指令ｆ＊と等しい値ｆ＊を採る。

　そして時刻ｔ１１において電力変換装置５の動作が不安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｈ”（活性）となると、積分信号ＳＪは上昇する。時刻ｔ１２において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ０に到達しても安定判定信号Ｊが“Ｈ”を維持していれば、積分信号ＳＪが閾値ＴＨ０を越え、修正要求信号Ｋ０が活性（値１）となり、共通接点Ｃは接点Ｂと接続され、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／２を採る。

　このように改周波数指令ｆ＊＊が低下すると、インバータ１が出力する電力が低下し、電力変換装置５の動作は安定化へと導かれる。このようにして指令値を下げることにより、電力を低減し、以て電力変換装置５の動作を安定にすることができる。

　これにより、時刻ｔ１３において電力変換装置５の動作が安定であると判定されるに至り、安定判定信号Ｊが“Ｌ”（非活性）となって、積分信号ＳＪが低下する。

　そして時刻ｔ１４において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ０を下回ると、修正要求信号Ｋ０は非活性となり、共通接点Ｃは接点Ａと接続され、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊を採る。これにより、電力変換装置５の動作は再びもとの周波数指令ｆ＊に基づいて動作することになる。

　もちろん、電力変換装置５の動作が不安定となることによって一旦低下した指令値を、電力変換装置５の動作が安定化した後も維持することにより、電力変換装置５の動作が再び不安定になることを防ぐこともできる。かかる処理は、積分器２１０の時定数を大きくすることによって容易に実現される。

　第５の実施の形態．
　図１０は、第５の実施の形態にかかる周波数指令修正回路２の構成を例示する回路図である。周波数指令修正回路２は、修正要求回路２６と指令低減回路２５とを有する。

　修正要求回路２６は、安定判定信号Ｊを入力して修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４を出力する。指令低減回路２５は、周波数指令ｆ＊及び修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４を入力して改周波数指令ｆ＊＊を出力する。

　修正要求回路２６は、積分器２６０と比較器２６１，２６２，２６３，２６４とを有する。積分器２６０は積分器２１０（第４の実施の形態参照）と同様にして、安定判定信号Ｊを所定の時定数で積分して積分信号ＳＪを出力する。

　比較器２６１は積分信号ＳＪが閾値ＴＨ１を越えることにより、修正要求信号Ｋ１を活性化させる。比較器２６２は積分信号ＳＪが閾値ＴＨ２を越えることにより、修正要求信号Ｋ２を活性化させる。比較器２６３は積分信号ＳＪが閾値ＴＨ３を越えることにより、修正要求信号Ｋ３を活性化させる。比較器２６４は積分信号ＳＪが閾値ＴＨ４を越えることにより、修正要求信号Ｋ４を活性化させる。

　但し閾値ＴＨ２は閾値ＴＨ１よりも大きく、閾値ＴＨ３は閾値ＴＨ２よりも大きく、閾値ＴＨ４は閾値ＴＨ３よりも大きく、それぞれ設定される。よって修正要求信号Ｋ４が活性化するときには必ず修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３が活性化しており、修正要求信号Ｋ３が活性化するときには必ず修正要求信号Ｋ１，Ｋ２が活性化しており、修正要求信号Ｋ２が活性化するときには必ず修正要求信号Ｋ１が活性化している。

　指令低減回路２５は、乗算器２５５，２５６，２５７と、切替スイッチ２５１，２５２，２５３，２５４とを有する。乗算器２５５，２５６，２５７は、それぞれの入力に対して０より大きく１より小さい値、例えば、いずれも値（１／２）を乗じて出力する。

　乗算器２５５には値ｆ＊を採る周波数指令ｆ＊が与えられ、値ｆ＊／２を出力する。乗算器２５６には乗算器２５５の出力が与えられ、値ｆ＊／４を出力する。乗算器２５７には乗算器２５６の出力が与えられ、値ｆ＊／８を出力する。

　切替スイッチ２５１，２５２，２５３，２５４はいずれも、接点Ａ、接点Ｂ、共通接点Ｃを有する。

　切替スイッチ２５１において、接点Ａには周波数指令ｆ＊が、接点Ｂには切替スイッチ２５２の共通接点Ｃからの出力が、それぞれ与えられる。切替スイッチ２５２において、接点Ａには乗算器２５５の出力が、接点Ｂには切替スイッチ２５３の共通接点Ｃからの出力が、それぞれ与えられる。切替スイッチ２５３において、接点Ａには乗算器２５６の出力が、接点Ｂには切替スイッチ２５４の共通接点Ｃからの出力が、それぞれ与えられる。切替スイッチ２５４において、接点Ａには乗算器２５７の出力が与えられる。接点Ｂには乗算器２５７の出力よりも小さな値、ここでは値ｆ＊／８よりも小さな値０が与えられる。

　切替スイッチ２５１において、共通接点Ｃは、修正要求信号Ｋ１の活性／非活性に対応してそれぞれ接点Ｂ／接点Ａと接続される。切替スイッチ２５２において、共通接点Ｃは、修正要求信号Ｋ２の活性／非活性に対応してそれぞれ接点Ｂ／接点Ａと接続される。切替スイッチ２５３において、共通接点Ｃは、修正要求信号Ｋ３の活性／非活性に対応してそれぞれ接点Ｂ／接点Ａと接続される。切替スイッチ２５４において、共通接点Ｃは、修正要求信号Ｋ４の活性／非活性に対応してそれぞれ接点Ｂ／接点Ａと接続される。

　修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の活性／非活性については上述の関係があるので、改周波数指令ｆ＊＊は下記のように場合分けされた値をとる：修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の全てが非活性のときには値ｆ＊；修正要求信号Ｋ１のみが活性のときには値ｆ＊／２；修正要求信号Ｋ１，Ｋ２のみが活性のときには値ｆ＊／４；修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３のみが活性のときには値ｆ＊／８；修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の全てが活性のときには値０。

　図１１及び図１２は、いずれも第５の実施の形態にかかる周波数指令修正回路２の動作を例示する波形図である。但し図１１で例示される場合の方が、図１２で例示される場合よりも、電力変換装置５の動作の不安定性が顕著である。

　図１１、図１２のそれぞれにおいて、（ａ）は安定判定信号Ｊを、（ｂ）は積分信号ＳＪを、（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）はそれぞれ修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４を、（ｇ）は改周波数指令ｆ＊＊を、それぞれ示す。但し、（ｃ）～（ｆ）において、修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の活性／非活性はそれぞれ整数値１／０で示す。

　図１１の例示では、時刻ｔ２１以前には電力変換装置５の動作が安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｌ”となっている。ここでは時刻ｔ２１において既に、積分器２６０の積分についての時定数よりも十分に長い間、電力変換装置５の動作が安定し続けている場合を想定しており、積分信号ＳＪは値０を採る。よって修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４は非活性であり、改周波数指令ｆ＊＊は周波数指令ｆ＊と等しい値ｆ＊を採る。

　そして時刻ｔ２１において電力変換装置５の動作が不安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｈ”となると、積分信号ＳＪは上昇する。時刻ｔ２２において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ１に到達し、修正要求信号Ｋ１が活性化し、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／２を採る。

　更に時刻ｔ２２以降においても安定判定信号Ｊが“Ｈ”を維持して積分信号ＳＪは上昇し続け、時刻ｔ２３において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ２に到達し、修正要求信号Ｋ２も活性化し、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／４を採る。

　更に時刻ｔ２３以降においても安定判定信号Ｊが“Ｈ”を維持して積分信号ＳＪは上昇し続け、時刻ｔ２４において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ３に到達し、修正要求信号Ｋ３も活性化し、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／８を採る。

　更に時刻ｔ２４以降においても安定判定信号Ｊが“Ｈ”を維持して積分信号ＳＪは上昇し続け、時刻ｔ２５において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ４に到達し、修正要求信号Ｋ４も活性化し、改周波数指令ｆ＊＊は値０を採る。

　改周波数指令ｆ＊＊は値０を採ると、交流回転機１１の損失を無視すれば、インバータ１が出力する電力は０となるので電力変換装置５の動作は安定する。よって時刻ｔ２５以降では安定判定信号Ｊは非活性となり、積分信号ＳＪは低下して行く。

　図１２の例示では、時刻ｔ３１以前には電力変換装置５の動作が安定であると判定され、積分信号ＳＪは値０を採る。よって修正要求信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４は非活性であり、改周波数指令ｆ＊＊は周波数指令ｆ＊と等しい値ｆ＊を採る。

　そして時刻ｔ３１において電力変換装置５の動作が不安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｈ”となると、積分信号ＳＪは上昇する。時刻ｔ３２において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ１に到達し、修正要求信号Ｋ１が活性化し、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／２を採る。

　更に時刻ｔ３２以降においても安定判定信号Ｊが“Ｈ”を維持して積分信号ＳＪは上昇し続け、時刻ｔ３３において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ２に到達し、修正要求信号Ｋ２も活性化し、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／４を採る。

　その後、時刻ｔ３３以降においても安定判定信号Ｊが“Ｈ”を維持して積分信号ＳＪは上昇し続けるものの閾値ＴＨ３には到達せず、時刻ｔ３４において安定判定信号Ｊが“Ｌ”を採り、積分信号ＳＪは低下する。

　そして時刻ｔ３４において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ２を下回り、修正要求信号Ｋ２も非活性となり、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／２を採る。

　更に時刻ｔ３５においても安定判定信号Ｊが“Ｌ”を維持して積分信号ＳＪは低下し続け、時刻ｔ３６において積分信号ＳＪが閾値ＴＨ１を下回り、修正要求信号Ｋ１も非活性となり、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊を採る。

　このように、積分信号ＳＪと比較される閾値を複数設け、それぞれの閾値の間隔に対応して改周波数指令ｆ＊＊が採る値を設定することにより、指令値を不要に低下させることなく、電力変換装置５の動作を安定に導くことができる。

　もちろん、例えば図１２に示されるように改周波数指令ｆ＊＊が値ｆ＊／４を採ることによって電力変換装置５の動作が安定しても、図１２に示される場合とは異なって改周波数指令ｆ＊＊が値ｆ＊／２を採ることによって電力変換装置５の動作が再び不安定となることもあり得る。この場合、改周波数指令ｆ＊＊は値ｆ＊／２、ｆ＊／４を交互に採ることもあり得る。

　しかし第４の実施の形態で説明したように、電力変換装置５の動作が不安定となることによって一旦低下した指令値を、電力変換装置５の動作が安定化した後も維持することにより、電力変換装置５の動作が再び不安定になることを防ぐこともできる。

　第６の実施の形態．
　図１３は、第６の実施の形態にかかる周波数指令修正回路２の構成を例示する回路図である。周波数指令修正回路２は、積分器２３と減算器２４とを有する。

　積分器２３は安定判定信号Ｊを入力して積分信号ＳＪを出力する。減算器２３は周波数指令ｆ＊及び積分信号ＳＪを入力して改周波数指令ｆ＊＊を出力する。つまり、第６の実施の形態では、電力変換装置５の動作が不安定であると判定される（つまり安定判定信号Ｊが活性化する）期間の長さに応じて増大する積分信号ＳＪを、電力が依存する指令値から減じることになる。

　このような減算は、第４の実施の形態や第５の実施の形態で示されるような改周波数指令ｆ＊＊の段階的な切り替わりとは異なる。つまり、電力変換装置５の動作の動作が安定となるのに必要な低減量で改周波数指令ｆ＊＊を得ることができるので、改周波数指令ｆ＊＊を過剰に低くすることがない。

　図１４及び図１５は、いずれも第６の実施の形態にかかる周波数指令修正回路２の動作を例示する波形図である。但し図１５で例示される場合の方が、図１４で例示される場合よりも、電力変換装置５の動作の不安定性が顕著である。

　図１４，図１５のそれぞれにおいて、（ａ）は安定判定信号Ｊを、（ｂ）は積分信号ＳＪを、（ｃ）は改周波数指令ｆ＊＊を、それぞれ示す。

　図１４の例示では、時刻ｔ４１以前には電力変換装置５の動作が安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｌ”となっている。ここでは時刻ｔ４１において既に、積分器２３の積分についての時定数よりも十分に長い間、電力変換装置５の動作が安定し続けている場合を想定しており、積分信号ＳＪは値０を採る。よって改周波数指令ｆ＊＊は周波数指令ｆ＊と等しい値ｆ＊を採る。

　そして時刻ｔ４１において電力変換装置５の動作が不安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｈ”となると、積分信号ＳＪは上昇する。これに伴って改周波数指令ｆ＊＊は低下する。

　改周波数指令ｆ＊＊は低下することで、電力変換装置５の動作は安定へと導かれ、時刻ｔ４２において電力変換装置５の動作が安定であると判定される。これにより安定判定信号Ｊが“Ｌ”となり、積分信号ＳＪは減少する。これに伴い、改周波数指令ｆ＊＊は上昇する。この後、再び電力変換装置５の動作が不安定であると判定されると改周波数指令ｆ＊＊は減少する。

　以上の動作により、電力変換装置５の動作が安定となり得る程度に大きく改周波数指令ｆ＊＊が設定される。

　図１５の例示では、時刻ｔ５１以前には電力変換装置５の動作が安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｌ”となっている。ここでは時刻ｔ５１において既に、積分器２３の積分についての時定数よりも十分に長い間、電力変換装置５の動作が安定し続けている場合を想定しており、積分信号ＳＪは値０を採る。よって改周波数指令ｆ＊＊は周波数指令ｆ＊と等しい値ｆ＊を採る。

　そして時刻ｔ５１において電力変換装置５の動作が不安定であると判定され、安定判定信号Ｊが“Ｈ”となると、積分信号ＳＪは上昇する。これに伴って改周波数指令ｆ＊＊は低下する。

　更に安定判定信号Ｊが“Ｈ”を維持して積分信号ＳＪは上昇し続け、時刻ｔ５２において改周波数指令ｆ＊＊は値０を採る。

　改周波数指令ｆ＊＊は値０を採ると、交流回転機１１の銅損を無視すれば、インバータ１が出力する電力は０となるので電力変換装置５の動作は安定する。よって時刻ｔ５２は以降では安定判定信号Ｊは非活性となり、積分信号ＳＪは低下し、改周波数指令ｆ＊＊は上昇する。

　＜変形＞
　第４の実施の形態及び第５の実施の形態において、改周波数指令ｆ＊＊の低下は、半減することが例示されていたが、これ以外の低下率で低下しても良い。即ち乗算器２５０，２５５，２５６，２５７の乗数に、値（１／２）以外であって０より大きく１より小さい値を採用することができる。また閾値ＴＨ１～ＴＨ４はそれらの間の大小関係を損なわなければ、適宜に設定できる。

　第５の実施の形態及び第６の実施の形態において、改周波数指令ｆ＊＊が０となったことを報知してもよい。このような状況では適切に負荷１１を駆動することは困難である場合が多いからである。

　第６の実施の形態において、改周波数指令ｆ＊＊の低下量は積分信号ＳＪに比例していたが、両者が正の相関関係にあれば、即ち改周波数指令ｆ＊＊と積分信号ＳＪとの間に負の相関関係があればよい。例えば減算器２４が、積分信号ＳＪに正の重み付けをして周波数指令ｆ＊から差し引いてもよい。

　上記変形についても、第４乃至第６の実施の形態と同様に、改周波数指令ｆ＊＊の代わりに改トルク指令Ｔ＊＊、改電流指令Ｉ＊＊、改電圧指令Ｖ＊＊が採用できる。

　安定性判定回路６の動作は安定性判定方法として把握することができる。また上述の電力変換装置５はこのような安定性判定方法を採用する点で従来の技術とは明確に相違する。

　あるいは、コンバータ８、インバータ１、直流母線７０，７１、コンデンサ７２の他、安定性判定回路６を含めて電力変換装置として把握することもできる。かかる構成に対して更に修正回路２をも含めて、電力変換装置として把握することもできる。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

Claims (13)

1. 　コンバータ（８）と、インバータ（１）と、前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線（７０，７１）と、前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）とを備える電力変換装置（５）における動作の安定性を判定する方法であって、
   　前記一対の直流母線の間の直流電圧（Ｖｄｃ）の脈動分（Ｖｄｃｒ）の振幅（｜Ｖｄｃｒ｜）が、所定値（Ｑ）を超えることを以て、前記電力変換装置の動作が不安定であると判定する、安定性判定方法。
2. 　前記所定値（Ｑ）は、前記平均値（Ｖｄｃｂ）の増加に対して非増加となる値に設定される、請求項１記載の安定性判定方法。
3. 　前記一対の直流母線の一方（７１）において、前記コンバータ（８）と前記インバータ（１）との間に、並列接続体が介在し、
   　前記並列接続体は、
   　前記コンデンサ（７２）と共にローパスフィルタを形成するインダクタ（３）と、
   　前記インダクタと並列に接続された可変抵抗（４）と
   を有し、
   　前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合、前記可変抵抗の抵抗値を低減する、請求項１又は請求項２のいずれか一つに記載の安定性判定方法。
4. 　前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合、前記インバータから出力される電力を低減する、請求項１又は請求項２のいずれか一つに記載の安定性判定方法。
5. 　前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）が所定の閾値（ＴＨ０，ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を超えることに対応して、前記電力を低減する、請求項４記載の安定性判定方法。
6. 　前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）を、前記電力が依存する指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）から減じる、請求項４記載の安定性判定方法。
7. 　コンバータ（８）と、インバータ（１）と、前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線と、前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）とを備える電力変換装置における動作の安定性を判定する回路であって、
   　前記一対の直流母線の間の直流電圧の平均値（Ｖｄｃｂ）を得る平均値取得回路（１２）と、
   　前記直流電圧から前記平均値を差し引いて前記直流電圧の脈動分（Ｖｄｃｒ）を得る減算器（１３）と、
   　前記脈動分の振幅（｜Ｖｄｃｒ｜）を求める絶対値取得回路（１５）と、
   　所定値（Ｑ）を設定する所定値設定器（１４）と、
   　前記所定値と前記振幅とを比較する比較器（１６）と
   を備える安定性判定回路（６）。
8. 　前記所定値（Ｑ）は、前記平均値（Ｖｄｃｂ）の増加に対して非増加となる値に設定される、請求項７記載の安定性判定回路（６）。
9. 　コンバータ（８）と、
   　インバータ（１）と、
   　前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線（７０，７１）と、
   　前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）と
   を備える電力変換装置であって、
   　前記一対の直流母線の一方において、前記コンバータ（８）と前記インバータ（１）との間に介在する並列接続体
   を更に備え、
   　前記並列接続体は、
   　前記コンデンサ（７２）と共にローパスフィルタを形成するインダクタ（３）と、
   　前記インダクタと並列に接続された可変抵抗（４）と
   を有し、
   　請求項１又は請求項２のいずれか一つに記載の安定性判定方法によって、前記電力変換装置の動作が不安定であると判定された場合、前記可変抵抗の抵抗値が低減する、電力変換装置（５）。
10. 　コンバータ（８）と、
    　インバータ（１）と、
    　前記コンバータと前記インバータとを接続する一対の直流母線（７０，７１）と、
    　前記一対の直流母線の間に接続されるコンデンサ（７２）と、
    　安定性判定回路（６）と、
    　修正回路（２）と
    を備え、
    　前記安定性判定回路は、
    　前記一対の直流母線の間の直流電圧の平均値（Ｖｄｃｂ）を得る平均値取得回路（１２）と、
    　前記直流電圧から前記平均値を差し引いて前記直流電圧の脈動分（Ｖｄｃｒ）を得る減算器（１３）と、
    　前記脈動分の振幅（｜Ｖｄｃｒ｜）を求める絶対値取得回路（１５）と、
    　所定値（Ｑ）を設定する所定値設定器（１４）と
    を有し、
    　前記修正回路（２）は、前記振幅が前記所定値よりも大きい場合、前記インバータの出力する電力が依存する指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）を小さく修正して前記インバータに出力する、電力変換装置。
11. 　前記所定値（Ｑ）は、前記平均値（Ｖｄｃｂ）の増加に対して非増加となる値に設定される、請求項１０記載の電力変換装置。
12. 　前記振幅が前記所定値よりも大きい期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）が所定の閾値（ＴＨ０，ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を超えることに対応して、前記指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）を小さく修正する、請求項１０記載の電力変換装置。
13. 　前記振幅が前記所定値よりも大きい期間の長さに対応して増大する信号（ＳＪ）を、前記指令値（ｆ＊，Ｔ＊，Ｉ＊，Ｖ＊）から減じる、請求項１０記載の電力変換装置。

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