WO2012153556A1 - 差動復調装置及び差動復調方法 - Google Patents

差動復調装置及び差動復調方法 Download PDF

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WO2012153556A1
WO2012153556A1 PCT/JP2012/053793 JP2012053793W WO2012153556A1 WO 2012153556 A1 WO2012153556 A1 WO 2012153556A1 JP 2012053793 W JP2012053793 W JP 2012053793W WO 2012153556 A1 WO2012153556 A1 WO 2012153556A1
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signal
elementary
update
unit
differential
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PCT/JP2012/053793
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Inventor
勝崇 今尾
鈴木　宏
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself

Definitions

  • the present invention relates to a differential demodulation device and a differential demodulation method.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • a method of performing demodulation by comparing an absolute phase reference provided on a phase plane with a received signal is generally used. It is. For this reason, there is a problem that accurate demodulation cannot be performed in principle when the phase rotation amount of the received signal due to radio wave interference, movement, or thermal noise is large.
  • DQPSK Differential Quadrature Phase Shift Keying
  • DQPSK In DQPSK, a demodulated signal is generated using the phase difference between the signal received at a certain time and the signal received immediately before, so that a certain amount of phase rotation is applied to all received signals. Even in such an environment, accurate demodulation can be performed. In DQPSK, even in a mobile reception environment in which the phase rotation amount fluctuates with time, if the fluctuation speed is sufficiently small with respect to the signal transmission speed, accurate demodulation is performed with little dependence on the phase rotation. be able to.
  • Non-Patent Document 1 shows that the signal received at a certain time and the signal received immediately before are usually affected by thermal noise, the bit error rate of DQPSK is compared to the QPSK signal using the absolute phase reference. There is a problem of deterioration. This is shown in Non-Patent Document 1, for example.
  • Patent Document 1 the positions of all signal points that can be taken in the applied digital phase modulation method are estimated from the reception signal at the current time, and among the estimated signal points, the reception signal at the next time is estimated.
  • a technique for improving demodulation accuracy by performing demodulation using a signal point having a minimum distance from the signal point is disclosed.
  • Patent Document 1 estimates and compensates for the amount of phase rotation using only the received signals at the current time and the next time, so that random amplitude fluctuations and phase fluctuations due to noise are dominant. There is a possibility that demodulation accuracy may not be improved in a noisy environment. Further, in the technique described in Patent Document 1, in a mobile reception environment where the amount of phase rotation fluctuates with time, and when the fluctuation speed is equal to the signal transmission speed, the demodulated signal is affected by the phase rotation. Therefore, the reliability of the received signal is reduced.
  • the present invention improves the reliability of the demodulated signal even in a transmission path environment in which the amplitude and phase of the received signal change from moment to moment and in a poor transmission path environment in which the power of the received signal and noise antagonize.
  • the purpose is to do.
  • a differential demodulator includes a delay unit that delays an input signal for a predetermined time to obtain a delayed signal, and one or more differentials indicating the difference between the delayed signal and one or more reference elementary signals
  • a comparison unit that calculates a physical quantity; a selection unit that selects, as a reference signal, a reference elementary signal that is used to calculate one physical quantity having a minimum absolute value among the one or more physical quantities; and the input signal and the reference
  • a differential demodulator that demodulates the input signal according to a phase difference between the reference signal and each of the reference elementary signals is updated by referring to at least a part of the one or more physical quantities. It is characterized by that.
  • the reliability of a demodulated signal is ensured even in a transmission path environment in which the amplitude and phase of a reception signal change from moment to moment, and in a poor transmission path environment in which the power of a reception signal and noise antagonize. Can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a configuration of a differential demodulator according to a first embodiment.
  • 2 is a schematic diagram illustrating an example of a first physical quantity and a second physical quantity in Embodiment 1.
  • FIG. 7 is a schematic diagram illustrating another example of the first physical quantity and the second physical quantity in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic diagram illustrating a reference signal and a reference signal generated by updating the reference signal in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic diagram illustrating an arrangement example of signal points of an input signal, a delay signal, and a reference signal in the first embodiment.
  • 5 is a block diagram schematically showing a configuration of a differential demodulator according to a second embodiment.
  • FIG. FIG. 10 is a block diagram schematically showing a configuration of a differential demodulation device according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram schematically showing a configuration of a differential demodulation device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a configuration of a differential demodulator 100 according to the first embodiment.
  • the differential demodulator 100 according to the present embodiment efficiently suppresses the influence of noise and phase rotation by referring to the reference signal at the time of differential demodulation, and has high demodulation performance even in a strong noise environment. It is configured so that it can be maintained. Further, the differential demodulator 100 sequentially generates a weighting coefficient according to the reliability of the received signal, in other words, according to the comparison result between the received signal and the reference signal, and updates the reference signal using this weighting coefficient. Thus, it is configured to eliminate the influence of the cumulative phase rotation in the received signal.
  • the differential demodulator 100 includes a differential demodulator 101, a delay unit 102, a comparator 103, a selector 104, a calculator 105, and an updater 106. Then, the differential demodulator 100 differentially demodulates the input signal X (m + 1) which is a differential modulation signal, that is, a modulation signal modulated using the differential angle shift keying method, and outputs the result. Output as signal Y (m + 1).
  • “m” is a natural number equal to or greater than “1” and indicates a unit of time for performing signal processing.
  • the differential demodulator 101 detects a phase difference using the input signal X (m + 1) and the reference signal Z (m), and outputs this phase difference as an output signal Y (m + 1).
  • the differential demodulation unit 101 detects a phase difference by performing calculation using the following equation (1).
  • ⁇ ⁇ A ⁇ is the deflection angle of A
  • B * is the complex conjugate signal of B.
  • Y (m + 1) ⁇ ⁇ X (m + 1) Z * (m) ⁇ : (1)
  • the delay unit 102 delays the input signal by a predetermined time to obtain a delayed signal. Then, the delay unit 102 gives this delayed signal to the comparison unit 103. For example, when the input signal X (m + 1) is input, the delay unit 102 outputs the input signal input before the input signal X (m + 1) as the delay signal X (m). In this example, the delay unit 102 delays each input signal by a unit time for processing one input signal.
  • the comparison unit 103 compares the delay signal X (m) with a reference signal S (m) composed of one or more reference elementary signals S k (m), A physical quantity indicating a difference from the reference elementary signal S k (m) is calculated as a first physical quantity D k (m) and a second physical quantity E k (m).
  • the comparator unit 103 gives the reference element signals S k (m) first physical quantity D k (m) selecting section 104 first comparison signal D (m) indicating the per reference element signal S k (m)
  • a second comparison signal E (m) indicating each second physical quantity E k (m) is supplied to the calculation unit 105.
  • k is a natural number, and the range of k is preferably 1 ⁇ k ⁇ N, where N is the total number of signal points used in the digital angle modulation method.
  • Each of the reference elementary signals is preferably a candidate signal that is obtained by cumulative addition of weighted delay signals and is estimated to have a delay signal that suppresses a noise component that has no correlation in the transmission path environment. .
  • N 2
  • ⁇ is the initial phase of S k (0).
  • N 4
  • j is an imaginary unit.
  • the initial value S k (0) of the reference elementary signal can be similarly determined.
  • the number of initial values of the reference elementary signal is the number of signal points that can be taken by the modulation signal generated on the transmission side in the wireless communication system (or less), the initial value of the reference elementary signal will be described later.
  • the reference elementary signal adapted to the transmission path is converged.
  • the update convergence speed can be increased.
  • FIG. 2 is a schematic diagram illustrating an example of the first physical quantity D k (m) and the second physical quantity E k (m).
  • the comparison unit 103 can set the Euclidean distance between the delayed signal X (m) and each reference elementary signal S k (m) as the first physical quantity D k (m). Then, the comparison unit 103 aggregates the Euclidean distances calculated in the range of 1 ⁇ k ⁇ 4, and generates a first comparison signal D (m) indicating these Euclidean distances.
  • the comparison unit 103 can also set the Euclidean distance between the delay signal X (m) and each reference elementary signal S k (m) as the second physical quantity E k (m). Then, the comparison unit 103 aggregates the Euclidean distances calculated in the range of 1 ⁇ k ⁇ 4, and generates a second comparison signal E (m) indicating these Euclidean distances.
  • FIG. 3 is a schematic diagram illustrating another example of the first physical quantity D k (m) and the second physical quantity E k (m).
  • the comparison unit 103 can set the phase difference between the delayed signal X (m) and each reference elementary signal S k (m) as the first physical quantity D k (m). Then, the comparison unit 103 aggregates the phase differences calculated in the range of 1 ⁇ k ⁇ 4, and generates a first comparison signal D (m) indicating these phase differences.
  • the comparison unit 103 can also set the phase difference between the delayed signal X (m) and each reference elementary signal S k (m) as the second physical quantity E k (m). Then, the comparison unit 103 aggregates the phase differences calculated in the range of 1 ⁇ k ⁇ 4, and generates a second comparison signal E (m) indicating these phase differences.
  • the first physical quantity D k (m), the first comparison signal D (m), the second physical quantity E k (m), and the second comparison signal E (m) are any of those shown in FIGS. It may be calculated by only one method. In addition, the first physical quantity D k (m) and the first comparison signal D (m) are calculated by any one of the methods shown in FIGS. 2 and 3, and the second physical quantity E k (m) and the second comparison quantity D 2 (m) are calculated.
  • the comparison signal E (m) may be calculated by one of the other methods shown in FIGS. Further, the first physical quantity D k (m), the first comparison signal D (m), the second physical quantity E k (m), and the second comparison signal E (m) are the same as those shown in FIGS. May be calculated using different methods.
  • the comparison unit 103 gives the delay signal X (m) given from the delay unit 102 to the update unit 106.
  • the selection unit 104 uses the reference elementary signal S k (m) associated with one first physical quantity D k (m) selected from the first comparison signal D (m) based on a predetermined selection rule as a reference signal Z. (M) is given to the differential demodulator 101 and the update unit 106. For example, the selection unit 104 selects the first physical quantity D k (m) having the smallest absolute value as D c (m), and uses the reference elementary signal S c (m) associated therewith as the reference signal. Z (m) is provided to the differential demodulator 101 and the update unit 106.
  • c is a natural number, and the range of c is preferably 1 ⁇ c ⁇ N.
  • the calculation unit 105 calculates the weighting coefficient W (m) using the second physical quantity E k (m) that constitutes the second comparison signal E (m). For example, the calculation unit 105 determines the reliability of one second physical quantity E k (m) selected from the N second physical quantities E k (m), or the N second physical quantities E k ( A weighting coefficient W (m) depending on the ratio of the reliability of this one second physical quantity E k (m) to the reliability of m) is calculated. This will be specifically described below.
  • the calculation unit 105 identifies the N second physical quantity E k (m) having the smallest absolute value as the smallest value, and calculates the weighting coefficient W (m) proportional to the reciprocal of the smallest value. Can be calculated.
  • the above processing in the calculation unit 105 can be expressed by the following equation (4).
  • A is a proportionality constant.
  • the proportionality constant A affects when the updating unit 106 updates the reference signal S (m) using the weighting coefficient W (m). Specifically, the smaller the value of A, the smaller the contribution ratio of the weighting coefficient W (m) to the update of the reference signal S (m), and the larger the value of A, the larger the contribution ratio. For this reason, the value of the proportionality constant A should just be selected based on this contribution rate.
  • the calculation unit 105 from among the N second physical quantity E k (m) to identify the absolute value is the minimum as the minimum value, N second physical quantity E k of (m) A weighting factor W (m) proportional to the ratio of the reciprocal of this minimum value to the sum of the reciprocals can be calculated.
  • the above processing in the calculation unit 105 can be expressed by the following equation (5).
  • H 1 (m) is a harmonic average of the N second physical quantities E k (m).
  • the calculation unit 105 identifies the smallest absolute value from among the N second physical quantities E k (m) as the minimum value, and i of N (1 ⁇ i ⁇ i) A weighting factor W (m) proportional to the ratio of the reciprocal of this minimum value to the sum of the reciprocal of the second physical quantity E k (m) of N) can be calculated.
  • W (m) proportional to the ratio of the reciprocal of this minimum value to the sum of the reciprocal of the second physical quantity E k (m) of N) can be calculated.
  • the above processing in the calculation unit 105 can be expressed by the following equation (6).
  • selmin ⁇ means the minimum value of i numbers selected from the numbers included in parentheses.
  • H 2 (m) is a harmonic average of i second physical quantities E k (m) selected from N.
  • the calculation unit 105 selects i (1 ⁇ i) by selecting the N second physical quantities E k (m) whose absolute value is equal to or less than a predetermined threshold (third threshold).
  • a second physical quantity E k (m) of ⁇ N) can be selected.
  • calculation unit 105 may calculate the weighting coefficient W (m) using a method different from the equations (4), (5), and (6). Then, the calculation unit 105 gives the calculated weighting coefficient W (m) to the update unit 106.
  • the update unit 106 gives the reference signal S (m) to the selection unit 104 and the comparison unit 103.
  • the reference signal S (m) is used for processing the input signal X (m + 1).
  • the update unit 106 updates the reference signal S (m) using the weighting coefficient W (m) to generate the reference signal S (m + 1).
  • the reference signal S (m + 1) is used to process the input signal X (m + 2) input next to the input signal X (m + 1).
  • the updating unit 106 calculates an amplitude correction amount and a phase correction amount for updating the reference signal S (m) based on the weighting coefficient W (m).
  • the updating unit 106 displaces all the amplitudes and phases of all the reference elementary signals S k (m) constituting the reference signal S (m) based on the calculated amplitude correction amount and phase correction amount.
  • the reference signal S (m) is updated.
  • the update unit 106 is selected as the signal point of the delayed signal X (m) and the reference signal Z (m) using the weighting coefficient W (m) normalized to 0 ⁇ W (m) ⁇ 1.
  • W (m) normalized to 0 ⁇ W (m) ⁇ 1.
  • the amplitude correction amount ⁇ (m) and the phase correction amount ⁇ (m) is calculated.
  • the updating unit 106 can calculate the amplitude correction amount ⁇ (m) and the phase correction amount ⁇ (m) by the following equation (7).
  • indicates an absolute value.
  • ABS ⁇ means the absolute value of the numerical value in parentheses.
  • ABS ⁇ S k (m + 1) ⁇ ⁇ (m):
  • (8) ⁇ ⁇ S k (m + 1) ⁇ ⁇ ⁇ S k (m) ⁇ ⁇ ⁇ (m): (9)
  • FIG. 4 is a schematic diagram illustrating the reference signal S (m) and the reference signal S (m + 1) generated by updating the reference signal S (m).
  • the phase of S k (m + 1) is updated from the phase of S k (m) based on the phase correction amount ⁇ (m)
  • the amplitude of S k (m + 1) Is updated from the amplitude of S k (m) based on the amplitude correction amount ⁇ (m).
  • Updating unit 106 for performing the same amount of amplitude correction and phase correction to all of the reference element signals S k (m), the reference after placement and updating of signal points of the pre-update reference element signals S k (m)
  • the arrangement of signal points of the elementary signal S k (m + 1) maintains a similar relationship.
  • the signal point of the updated reference elementary signal S 1 (m + 1) obtained by updating the reference elementary signal S 1 (m) selected as the reference signal Z (m) It is arranged between the signal point of the signal S 1 (m) and the signal point of the delayed signal X (m). Since the reliability of the delayed signal X (m) is higher as the value of the weighting coefficient W (m) is larger, the signal point of the updated reference elementary signal S 1 (m + 1) is the delayed signal X ( m).
  • the update unit 106 is different from the above-described method as long as it is a method that performs the same amount of amplitude correction and phase correction on all the reference elementary signals S k (m) based on the weighting coefficient W (m).
  • the reference signal S (m) may be updated by a method.
  • the updating unit 106 provides a predetermined signal, for example, a signal corresponding to an ideal signal point, to the selection unit 104 and the comparison unit 103.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing an arrangement example of signal points of the input signal X (m + 1), the delay signal X (m), and the reference signal S (m) when DQPSK is used as the digital angle modulation method.
  • the phase angle P old (m + 1) in FIG. 5 is a demodulation result obtained by using conventional general differential demodulation.
  • the bit error rate of DQPSK is higher than that of a QPSK signal using an absolute phase reference. There is a problem of deterioration.
  • the reference elementary signal S k (m) closest to the delayed signal X (m) is used as the reference signal Z (m), and the input signal X (m + 1). Then, the demodulation operation is performed by obtaining the phase difference from the reference signal Z (m).
  • the phase angle P new (m + 1) in FIG. 5 is a demodulation result when the differential demodulator 100 of the present embodiment is used.
  • the reference elementary signal S k (m) is cumulatively corrected based on signals received in the past.
  • a small weighting factor is given to the received signal that is estimated to be strongly affected by noise and phase rotation, and a large weighting factor is given to the received signal that is estimated to be close to the ideal demodulation point.
  • the signal S (m) can be obtained quickly and efficiently.
  • the differential demodulator 100 uses a reference signal Z (m) selected from the reference elementary signal S k (m) with reduced influence of thermal noise, instead of the delayed signal X (m). Therefore, there is a feature that an absolute phase reference can be artificially provided because differential demodulation is performed. Therefore, an effect lower than the theoretical DQPSK bit error rate obtained by the conventional differential demodulation can be obtained. Furthermore, since the influence of thermal noise is further reduced by cumulatively correcting the reference elementary signal S k (m), the bit error rate can be improved to be equivalent to the theoretical QPSK bit error rate. Is obtained.
  • the reference elementary signal S k (m) follows the time change even in a mobile transmission line environment in which the phase rotation amount changes every moment. Can do. Accordingly, since the reference signal Z (m) selected from the reference elementary signal S k (m) also follows the change in the transmission path environment, a differential demodulation result in which the influence of noise and phase rotation is efficiently suppressed is obtained. be able to.
  • the reference signal is updated using the weighting coefficient corresponding to the comparison result between the received signal and the reference signal, and the reference signal is differentially demodulated. Since the signal can be referenced, the amount of phase rotation can be accurately detected even in a strong noise environment, that is, when the received electric field strength with respect to the noise power is small, and even in the case of a mobile transmission line with a temporal change in phase rotation. The demodulation performance can be kept high.
  • FIG. FIG. 6 is a block diagram schematically showing the configuration of the differential demodulator 200 according to the second embodiment.
  • the differential demodulation device 200 includes a differential demodulation unit 101, a delay unit 202, a comparison unit 103, a selection unit 204, a calculation unit 105, and an update unit 206.
  • the differential demodulator 200 according to the second embodiment is different from the differential demodulator 100 according to the first embodiment in the processing in the delay unit 202, the selection unit 204, and the update unit 206.
  • the delay unit 202 delays the input signal by a predetermined time, thereby giving the delayed input signal to the comparison unit 103 and the selection unit 204 as a delay signal. For example, in FIG. 6, when the input signal X (m + 1) is input, the delay unit 202 uses the input signal input before the input signal X (m + 1) as the delay signal X (m). And the selection unit 204.
  • the selection unit 204 based on a predetermined selection rule, the reference elementary signal S k (m) and the delay signal X related to one first physical quantity D k (m) selected from the first comparison signal D (m). Any one of (m) is selected in accordance with the update difference indicated by the selection control signal F (m) given from the update unit 206, and the selected signal is used as the reference signal Z (m) for the differential demodulation unit 101. To give.
  • the selection unit 204 first selects the first physical quantity D k (m) having the smallest absolute value as D c (m), and specifies the reference elementary signal S c (m) associated therewith. To do. Next, when the update difference indicated by the selection control signal F (m) is equal to or less than the first predetermined value R 1 as the first threshold value, the selection unit 204 uses the reference elementary signal S c (m) as the reference signal Z. output as (m), if the update difference indicated by the selection control signal F (m) exceeds a first predetermined value R 1 and outputs a delayed signal X (m) as a reference signal Z (m).
  • the selection unit 204 generates a reference elementary signal S k (m) associated with one physical quantity selected from the first comparison signal D (m) based on a predetermined selection rule, and the delayed signal X (m).
  • the method for selecting either one according to the value of the selection control signal F (m) may be other than the above.
  • the updating unit 206 updates the reference signal S (m ⁇ 1), sets a difference value when the reference signal S (m) is generated as an update difference, and a selection control signal F (m) indicating the update difference. Is given to the selection unit 204.
  • the updating unit 206 can set the Euclidean distance or phase difference between the reference signal S (m ⁇ 1) and the reference signal S (m) as an update difference.
  • the update unit 206 updates the reference signal S (m) using the weighting coefficient W (m) to generate the reference signal S (m + 1).
  • the method shown in the first embodiment may be used, but all the reference elementary signals S k (m) are based on the weighting coefficient W (m).
  • a method different from the method used in the first embodiment may be used as long as the method performs the same amplitude correction and phase correction.
  • the reference signal is updated and the selection control signal is generated using the weighting coefficient according to the comparison result between the delay signal and the reference signal, Based on this, it is possible to adaptively switch between the delayed signal and the reference signal and use it as a reference signal for differential demodulation, enabling differential demodulation operations taking into account the stable state of the reference signal, and improving the demodulation performance. Further improvement can be achieved.
  • FIG. 7 is a block diagram schematically showing the configuration of the differential demodulator 300 according to the third embodiment.
  • the differential demodulator 300 includes a differential demodulator 101, a delay unit 102, a comparator 103, a selector 304, a calculator 105, and an updater 306.
  • the differential demodulator 300 according to the third embodiment is different from the differential demodulator 100 according to the first embodiment in processing in the selection unit 304 and the update unit 306.
  • the selection unit 304 uses the reference elementary signal S k (m) associated with one first physical quantity D k (m) selected from the first comparison signal D (m) based on a predetermined selection rule as a reference signal Z. (M) is given to the differential demodulator 101. For example, the selection unit 304 first selects the first physical quantity D k (m) having the smallest absolute value as D c (m), and refers to the reference elementary signal S c (m) associated therewith. Output as signal Z (m). Further, the selection unit 304 provides the update unit 306 with an update control signal G (m) indicating the magnitude of the reference signal Z (m).
  • the selection unit 304 generates an update control signal G (m) indicating the amplitude or power value of the reference signal Z (m), and gives this update control signal G (m) to the update unit 306.
  • the magnitude of the reference signal Z (m) is not limited to these.
  • the update unit 306 gives the reference signal S (m) to the selection unit 304 and the comparison unit 103.
  • the updating unit 306 updates the reference signal S (m) using the weighting coefficient W (m) according to the update control signal G (m), and generates the reference signal S (m + 1).
  • the update unit 306 when the value indicated by the update control signal G (m) is the second predetermined value R 2 following the second threshold value, the weighting factor W (m) a reference signal based on the S (
  • the reference signal S (m) is updated by displacing all the amplitudes and phases of the reference elementary signal S k (m) constituting m) by the same amount.
  • the update unit 306 updates the control signal G (m) is the case above a second predetermined value R 2 stops updating the reference signal S (m).
  • the method for stopping or restarting the update of the reference signal S (m) is not limited to the above. Further, as long as the update control signal G (m) is referred to and the update of the reference signal S (m) is controlled, the control content
  • the reference signal is updated using a weighting coefficient according to the comparison result between the received signal and the reference signal, and this reference signal is referred to as a reference signal during differential demodulation.
  • this reference signal since the update of the reference signal can be adaptively stopped or restarted based on the update control signal obtained from this reference signal, stable update of the reference signal can be performed even if an unexpected fluctuation of the received signal occurs. Thus, the demodulation performance can be further improved.
  • FIG. FIG. 8 is a block diagram schematically showing the configuration of the differential demodulator 400 according to the fourth embodiment.
  • the differential demodulator 400 includes a differential demodulator 101, a delay unit 402, a comparator 103, a selector 404, a calculator 105, and an updater 406.
  • the differential demodulator 400 according to the fourth embodiment is different from the differential demodulator 100 according to the first embodiment in the processing in the delay unit 402, the selector 404, and the update unit 406.
  • the delay unit 402 delays the input signal by a predetermined time, and gives the delayed input signal to the comparison unit 103 and the selection unit 404 as a delay signal. For example, in FIG. 8, when the input signal X (m + 1) is input, the delay unit 402 uses the input signal input before the input signal X (m + 1) as the delay signal X (m). And the selection unit 404.
  • the selection unit 404 based on a predetermined selection rule, the reference elementary signal S k (m) and the delay signal X related to one first physical quantity D k (m) selected from the first comparison signal D (m). Any one of (m) is selected in accordance with the update difference indicated by the selection control signal F (m) given from the update unit 406, and the selected signal is used as the reference signal Z (m) as the differential demodulation unit 101.
  • the selection unit 404 first selects the first physical quantity D k (m) having the smallest absolute value as D c (m), and specifies the reference elementary signal S c (m) associated therewith. To do.
  • the selection unit 404 the output when the update difference represented by the selection control signal F (m) is first less than the predetermined value R 1 is a reference element signal S c (m) as a reference signal Z (m) and, if the update difference indicated by the selection control signal F (m) exceeds a first predetermined value R 1 outputs delayed signal X (m) is a reference signal Z (m).
  • the above processing in the selection unit 404 is expressed by the above equations (2), (10), and (11).
  • the selection unit 404 uses a method different from the above and the reference elementary signal S k (m) associated with one physical quantity selected from the first comparison signal D (m) based on a predetermined selection rule. Any one of the delay signal X (m) may be selected according to the value of the selection control signal F (m).
  • the selection unit 404 gives an update control signal G (m) indicating the magnitude of the reference signal Z (m) to the update unit 406.
  • the selection unit 404 generates an update control signal G (m) indicating the amplitude or power value of the reference signal Z (m), and gives this update control signal G (m) to the update unit 406.
  • the magnitude of the reference signal Z (m) is not limited to these.
  • the above processing in the selection unit 404 is expressed by, for example, the above equations (2), (3), and (12).
  • the update control signal G (m) may be calculated by other methods.
  • the reference signal S (m) is used for processing the input signal X (m + 1).
  • the updating unit 406 updates the reference signal S (m ⁇ 1), sets a difference value when the reference signal S (m) is generated as an update difference, and a selection control signal F (m) indicating the update difference. Is given to the selection unit 404.
  • the updating unit 406 can set the Euclidean distance or phase difference between the reference signal S (m ⁇ 1) and the reference signal S (m) as an update difference.
  • the updating unit 406 updates the reference signal S (m) using the weighting coefficient W (m) according to the update control signal G (m), and generates the reference signal S (m + 1).
  • the update unit 406 the value indicated by the update control signal G (m) is the case where the second predetermined value R 2 below, constitutes a reference signal S (m) on the basis of the weighting factor W (m)
  • the reference signal S (m) is updated by displacing all the amplitudes and phases of the reference elementary signal S k (m) by the same amount.
  • the update unit 406 updates the control signal G (m) is the case above a second predetermined value R 2 stops updating the reference signal S (m).
  • the above processing in the updating unit 406 is expressed by, for example, the above equations (7) and (13) to (16).
  • the method for stopping or restarting the update of the reference signal S (m) is not limited to the above.
  • the control content may be different from the stop and restart of the update.
  • the reference signal is updated and the selection control signal is generated using the weighting coefficient corresponding to the comparison result between the received signal and the reference signal.
  • the delay signal and the reference signal can be switched adaptively to obtain a reference signal for differential demodulation, and the update of the reference signal is adaptively stopped based on the update control signal obtained from this reference signal.
  • the differential demodulation operation considering the stable state of the reference signal can be performed, it is possible to perform a stable reference signal update operation even when unexpected reception signal fluctuation occurs. Thus, the demodulation performance can be further improved.
  • the contents of the first to fourth embodiments described above exemplify aspects applicable to the differential demodulator, and the present invention is not limited to this.
  • the present invention can be applied to a broadcast receiving apparatus.
  • 100, 200, 300, 400 differential demodulation apparatus
  • 101 differential demodulation unit
  • 102, 202, 402 delay unit
  • 103 comparison unit
  • 104, 204, 304, 404 selection unit
  • 105 calculation unit
  • 106, 206, 306, 406 Update unit.

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Abstract

　差動復調装置（１００）は、入力信号を所定時間遅延させて遅延信号とする遅延部（１０２）と、遅延信号と、１以上の基準素信号との間の差分を示す１以上の物理量を算出する比較部（１０３）と、１以上の物理量の内、絶対値が最小となる１つの物理量の算出に用いられた基準素信号を参照信号として選択する選択部（１０４）と、入力信号と参照信号との間の位相差により、入力信号の復調を行う差動復調部（１０１）と、を備え、基準素信号の各々は、１以上の物理量の少なくとも一部を参照することで更新される。

Description

差動復調装置及び差動復調方法
　本発明は、差動復調装置及び差動復調方法に関する。
　ディジタル角度変調を用いた無線通信システムでは、電波の干渉によるマルチパスフェージング及び移動に伴う伝送路環境の激しい変動により、受信機に到来する信号の品質が劣化しやすいという問題がある。また、弱電界環境では、受信信号電力と雑音電力とが拮抗するため、復調信号の信頼性が低下する。
　例えば、ディジタル角度変調方式としてＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：四位相偏移変調）を適用する場合、位相平面上に設けられた絶対位相基準と受信信号とを比較して復調を行う方法が一般的である。このため、電波干渉、移動又は熱雑音に起因する受信信号の位相回転量が大きい場合に、正確な復調が原理上行えなくなる問題がある。
　このような問題による受信性能劣化を軽減するため、ＱＰＳＫ信号の位相差分を用いて新たな変調信号を生成するＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：差動四位相偏移変調）が広く一般的に利用されている。
　ＤＱＰＳＫでは、ある時刻に受信した信号と、その直前に受信した信号の位相差分を用いて復調信号を生成するため、マルチパスフェージング環境、即ち、全ての受信信号に対し一定量の位相回転が加えられるような環境であっても正確な復調が行える。また、ＤＱＰＳＫでは、位相回転量が時間的に変動する移動受信環境であっても、その変動速度が信号伝送速度に対し十分に小さい場合は、位相回転にほとんど依存することなく正確な復調を行うことができる。
　しかしながら、ある時刻に受信した信号と、その直前に受信した信号は、双方ともに熱雑音の影響を受けているのが普通であるため、ＤＱＰＳＫのビット誤り率は絶対位相基準を用いるＱＰＳＫ信号に対し劣化するという問題がある。このことは、例えば非特許文献１に示されている。
　これに対して、特許文献１には、適用されるディジタル位相変調方式において取り得る全ての信号点の位置を現時刻における受信信号から推定し、推定された信号点のうち、次時刻における受信信号の信号点との距離が最小となる信号点を用いて復調を行うことで、復調精度を向上する技術が開示されている。
特開平５－１７６００７公報（段落０００７、図１）
斉藤洋一著「ディジタル無線通信の変復調」コロナ社、平成８年２月１０日、ｐｐ．２３３－２４２
　特許文献１に記載された技術は、現時刻及び次時刻における受信信号のみを用いて位相回転量を推定し補償するものであるため、雑音によるランダムな振幅変動及び位相変動が支配的となる強雑音環境下では復調精度が向上しないおそれがある。
　また、特許文献１に記載された技術では、位相回転量が時間的に変動する移動受信環境であり、その変動速度が信号伝送速度と同等であるような場合は、復調信号が位相回転の影響を受け易くなるため受信信号の信頼性が低下する。
　そこで、本発明は、受信信号の振幅及び位相が時々刻々と変化する伝送路環境、並びに、受信信号と雑音の電力が拮抗する劣悪な伝送路環境であっても、復調信号の信頼性を向上することを目的とする。
　本発明の一態様に係る差動復調装置は、入力信号を所定時間遅延させて遅延信号とする遅延部と、前記遅延信号と、１以上の基準素信号との間の差分を示す１以上の物理量を算出する比較部と、前記１以上の物理量の内、絶対値が最小となる１つの物理量の算出に用いられた基準素信号を参照信号として選択する選択部と、前記入力信号と前記参照信号との間の位相差により、前記入力信号の復調を行う差動復調部と、を備え、前記基準素信号の各々は、前記１以上の物理量の少なくとも一部を参照することで更新されることを特徴とする。
　本発明の一態様によれば、受信信号の振幅及び位相が時々刻々と変化する伝送路環境、並びに、受信信号と雑音の電力が拮抗する劣悪な伝送路環境であっても、復調信号の信頼性を向上することができる。
実施の形態１に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１における第１物理量及び第２物理量の一例を示す概略図である。 実施の形態１における第１物理量及び第２物理量の他の例を示す概略図である。 実施の形態１における、基準信号と、基準信号を更新することで生成された基準信号とを示す概略図である。 実施の形態１における、入力信号、遅延信号及び基準信号の信号点の配置例を示す概略図である。 実施の形態２に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態３に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態４に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る差動復調装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。本実施の形態に係る差動復調装置１００は、差動復調時に基準信号を参照することにより、雑音及び位相回転の影響を効率的に抑制し、強雑音環境下であっても復調性能を高く維持できるように構成されている。また、差動復調装置１００は、受信信号の信頼性、言い換えると、受信信号と基準信号との比較結果に応じて、加重係数を逐次生成し、この加重係数を用いて基準信号の更新を行うことで、受信信号における累積的な位相回転の影響を排除できるように構成されている。
　図１に示すように、差動復調装置１００は、差動復調部１０１と、遅延部１０２と、比較部１０３と、選択部１０４と、算出部１０５と、更新部１０６とを備える。そして、差動復調装置１００は、差動変調信号、即ち、差動角度偏移変調方式を用いて変調された変調信号である入力信号Ｘ（ｍ＋１）を差動復調して、その結果を出力信号Ｙ（ｍ＋１）として出力する。但し、「ｍ」は、「１」以上の自然数であり、信号処理を行う時間単位を示す。
　差動復調部１０１は、入力信号Ｘ（ｍ＋１）と参照信号Ｚ（ｍ）とを用いて位相差分を検出し、この位相差分を出力信号Ｙ（ｍ＋１）として出力する。例えば、差動復調部１０１は、下記の（１）式を用いて演算を行うことにより、位相差分を検出する。ここで、∠｛Ａ｝はＡの偏角であり、Ｂ＊はＢの複素共役信号である。
Ｙ（ｍ＋１）＝∠｛Ｘ（ｍ＋１）Ｚ＊（ｍ）｝　　　：（１）
　遅延部１０２は、入力信号を所定時間だけ遅延させることにより、遅延信号とする。そして、遅延部１０２は、この遅延信号を比較部１０３に与える。例えば、遅延部１０２は、入力信号Ｘ（ｍ＋１）が入力された際に、入力信号Ｘ（ｍ＋１）の前に入力された入力信号を、遅延信号Ｘ（ｍ）として出力する。この例では、遅延部１０２は、１つの入力信号が処理される単位時間だけ、各々の入力信号を遅延させる。
　比較部１０３は、遅延信号Ｘ（ｍ）と、１以上の基準素信号Ｓｋ（ｍ）から構成される基準信号Ｓ（ｍ）とを比較して、遅延信号Ｘ（ｍ）と、各々の基準素信号Ｓｋ（ｍ）との間の差分を示す物理量を、第１物理量Ｄｋ（ｍ）及び第２物理量Ｅｋ（ｍ）として算出する。そして、比較部１０３は、基準素信号Ｓｋ（ｍ）毎の第１物理量Ｄｋ（ｍ）を示す第１比較信号Ｄ（ｍ）を選択部１０４に与え、基準素信号Ｓｋ（ｍ）毎の第２物理量Ｅｋ（ｍ）を示す第２比較信号Ｅ（ｍ）を算出部１０５に与える。但し、ｋは自然数であり、ディジタル角度変調方式に用いられる信号点の総数をＮとしたとき、ｋの範囲は１≦ｋ≦Ｎであることが望ましい。また、基準素信号の各々は、加重された遅延信号の累積加算により得られ、かつ伝送路環境に相関のない雑音成分を抑圧した遅延信号が存在すると推定される信号の候補であることが望ましい。
　より具体的には、例えば、ディジタル角度変調方式としてＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）を用いる場合はＮ＝２となり、基準信号Ｓ（ｍ）を構成する基準素信号の初期値Ｓｋ（０）は、Ｓ１（０）＝１（θ＝０）、Ｓ２（０）＝－１（θ＝π）とできる。但し、θはＳｋ（０）の初期位相である。また、例えば、ディジタル角度変調方式としてＤＱＰＳＫを用いる場合はＮ＝４となり、基準信号Ｓ（ｍ）を構成する基準素信号の初期値Ｓｋ（０）は、Ｓ１（０）＝１＋ｊ（θ＝π／４）、Ｓ２（０）＝－１＋ｊ（θ＝３π／４）、Ｓ３（０）＝－１－ｊ（θ＝５π／４）、Ｓ４（０）＝１－ｊ（θ＝７π／４）とすることができる。但し、ｊは虚数単位である。先述の他のディジタル角度変調方式を用いる場合も、同様にして基準素信号の初期値Ｓｋ（０）を決定できる。１以上の基準素信号Ｓｋ（ｍ）から構成される基準信号Ｓ（ｍ）の具体的な更新方法の例は、後述する更新部１０６の動作例において説明する。
　即ち、基準素信号の初期値数を、無線通信システムにおいて送信側で生成された変調信号が取り得る信号点の数（若しくは、それ以下）とすれば、基準素信号の初期値は、後述する基準素信号の更新によって伝送路に適応した基準素信号に収束する。さらに、基準素信号の初期値を、無線通信システムにおいて送信側で生成された変調信号が取り得る信号点の候補とすれば、更新の収束速度を高めることができる。
　図２は、第１物理量Ｄｋ（ｍ）及び第２物理量Ｅｋ（ｍ）の一例を示す概略図である。図示するように、比較部１０３は、遅延信号Ｘ（ｍ）と各々の基準素信号Ｓｋ（ｍ）との間のユークリッド距離を第１物理量Ｄｋ（ｍ）とすることができる。そして、比較部１０３は、１≦ｋ≦４の範囲において計算されたユークリッド距離を集約して、これらのユークリッド距離を示す第１比較信号Ｄ（ｍ）を生成する。また、比較部１０３は、遅延信号Ｘ（ｍ）と各々の基準素信号Ｓｋ（ｍ）との間のユークリッド距離を第２物理量Ｅｋ（ｍ）とすることもできる。そして、比較部１０３は、１≦ｋ≦４の範囲において計算されたユークリッド距離を集約して、これらのユークリッド距離を示す第２比較信号Ｅ（ｍ）を生成する。
　図３は、第１物理量Ｄｋ（ｍ）及び第２物理量Ｅｋ（ｍ）の他の例を示す概略図である。図示するように、比較部１０３は、遅延信号Ｘ（ｍ）と各々の基準素信号Ｓｋ（ｍ）との間の位相差を第１物理量Ｄｋ（ｍ）とすることができる。そして、比較部１０３は、１≦ｋ≦４の範囲において計算された位相差を集約して、これらの位相差を示す第１比較信号Ｄ（ｍ）を生成する。また、比較部１０３は、遅延信号Ｘ（ｍ）と各々の基準素信号Ｓｋ（ｍ）との間の位相差を第２物理量Ｅｋ（ｍ）とすることもできる。そして、比較部１０３は、１≦ｋ≦４の範囲において計算された位相差を集約し、これらの位相差を示す第２比較信号Ｅ（ｍ）を生成する。
　なお、第１物理量Ｄｋ（ｍ）、第１比較信号Ｄ（ｍ）、第２物理量Ｅｋ（ｍ）及び第２比較信号Ｅ（ｍ）は、図２及び図３で示された何れか一方の方法だけで算出されてもよい。
　また、第１物理量Ｄｋ（ｍ）及び第１比較信号Ｄ（ｍ）は、図２及び図３で示された何れか一方の方法で算出され、第２物理量Ｅｋ（ｍ）及び第２比較信号Ｅ（ｍ）は、図２及び図３で示された何れか他方の方法で算出されてもよい。
　さらに、第１物理量Ｄｋ（ｍ）、第１比較信号Ｄ（ｍ）、第２物理量Ｅｋ（ｍ）及び第２比較信号Ｅ（ｍ）は、図２及び図３で示された方法とは異なる方法を用いて算出されてもよい。
　また、比較部１０３は、遅延部１０２から与えられた遅延信号Ｘ（ｍ）を更新部１０６に与える。
　選択部１０４は、所定の選択規則に基づいて、第１比較信号Ｄ（ｍ）から選択された１つの第１物理量Ｄｋ（ｍ）に連関する基準素信号Ｓｋ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として、差動復調部１０１及び更新部１０６に与える。例えば、選択部１０４は、第１物理量Ｄｋ（ｍ）の中から絶対値が最小であるものをＤｃ（ｍ）として選択し、これに連関する基準素信号Ｓｃ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として、差動復調部１０１及び更新部１０６に与える。但し、ｃは自然数であり、ｃの範囲は１≦ｃ≦Ｎであることが望ましい。
　選択部１０４における上記の処理は、下記の（２）式及び（３）式で示すことができる。但し、ｍｉｎ｛　｝は、括弧内に含まれる数値の最小値を意味する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　算出部１０５は、第２比較信号Ｅ（ｍ）を構成する第２物理量Ｅｋ（ｍ）を用いて加重係数Ｗ（ｍ）を算出する。例えば、算出部１０５は、Ｎ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の中から選択された１つの第２物理量Ｅｋ（ｍ）の信頼度、又は、このＮ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の信頼度に対する、この１つの第２物理量Ｅｋ（ｍ）の信頼度の割合、に依存した加重係数Ｗ（ｍ）を算出する。以下、具体的に説明する。
　例えば、算出部１０５は、Ｎ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の中から絶対値が最小であるものを最小値として特定し、この最小値の逆数に比例する加重係数Ｗ（ｍ）を算出することができる。
　算出部１０５における上記の処理は、下記の（４）式で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　但し、Ａは比例定数である。ここで、比例定数Ａは、更新部１０６が加重係数Ｗ（ｍ）を用いて基準信号Ｓ（ｍ）を更新する際に影響を及ぼす。具体的には、Ａの値が小さいほど基準信号Ｓ（ｍ）の更新に対する加重係数Ｗ（ｍ）の寄与率が小さくなり、Ａの値が大きいほどその寄与率が大きくなる。このため、比例定数Ａの値は、この寄与率に基づいて、任意の値が選択されればよい。
　他の例として、算出部１０５は、Ｎ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の中から絶対値が最小であるものを最小値として特定し、Ｎ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の逆数の総和に対する、この最小値の逆数の比率に比例する加重係数Ｗ（ｍ）を算出することができる。
　算出部１０５における上記の処理は、下記の（５）式で示すことができる。但し、Ｈ１（ｍ）はＮ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の調和平均である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　さらなる他の例として、算出部１０５は、Ｎ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の中から絶対値が最小であるものを最小値として特定し、Ｎ個のうちｉ個（１≦ｉ≦Ｎ）の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の逆数の総和に対する、この最小値の逆数の比率に比例する加重係数Ｗ（ｍ）を算出することができる。
　算出部１０５における上記の処理は、下記の（６）式で示すことができる。但し、ｓｅｌｍｉｎ｛　｝は括弧内に含まれる数値から選択されたｉ個の数値の最小値を意味する。また、Ｈ２（ｍ）はＮ個から選択されたｉ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の調和平均である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、算出部１０５は、Ｎ個の第２物理量Ｅｋ（ｍ）の中から、絶対値が所定の閾値（第３閾値）以下となるものを選択することで、ｉ個（１≦ｉ≦Ｎ）の第２物理量Ｅｋ（ｍ）を選択することができる。このようにすることで、第２物理量Ｅｋ（ｍ）の絶対値が極端に大きなもの、言い換えると、誤差が極端に大きいものを排除することができ、突発的な強い雑音等の影響を受けにくくなる。
　なお、算出部１０５は、（４）式、（５）式及び（６）式とは異なる方法を用いて、加重係数Ｗ（ｍ）を算出してもよい。
　そして、算出部１０５は、算出された加重係数Ｗ（ｍ）を更新部１０６に与える。
　更新部１０６は、基準信号Ｓ（ｍ）を選択部１０４及び比較部１０３に与える。基準信号Ｓ（ｍ）は、入力信号Ｘ（ｍ＋１）を処理するために使用されるものである。
　また、更新部１０６は、加重係数Ｗ（ｍ）を用いて基準信号Ｓ（ｍ）を更新して、基準信号Ｓ（ｍ＋１）を生成する。ここで、基準信号Ｓ（ｍ＋１）は、入力信号Ｘ（ｍ＋１）の次に入力される入力信号Ｘ（ｍ＋２）を処理するために使用される。例えば、更新部１０６は、加重係数Ｗ（ｍ）に基づいて、基準信号Ｓ（ｍ）を更新するための振幅補正量及び位相補正量を算出する。そして、更新部１０６は、基準信号Ｓ（ｍ）を構成する全ての基準素信号Ｓｋ（ｍ）の全ての振幅と位相を、算出された振幅補正量及び位相補正量に基づいて変位させて、基準信号Ｓ（ｍ）を更新する。
　例えば、更新部１０６は、０≦Ｗ（ｍ）＜１に正規化された加重係数Ｗ（ｍ）を用いて、遅延信号Ｘ（ｍ）の信号点と、参照信号Ｚ（ｍ）として選択された基準素信号Ｓｋ（ｍ）の信号点とにより構成される線分を、Ｗ（ｍ）：１－Ｗ（ｍ）に内分することにより、振幅補正量α（ｍ）及び位相補正量β（ｍ）を算出する。具体的には、更新部１０６は、下記の（７）式により、振幅補正量α（ｍ）及び位相補正量β（ｍ）を算出することができる。但し、｜　｜は、絶対値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、更新部１０６は、下記の（８）式及び（９）式で、基準信号Ｓ（ｍ）を更新する。但し、ＡＢＳ｛　｝は、括弧内の数値の絶対値を意味する。
ＡＢＳ｛Ｓｋ（ｍ＋１）｝＝α（ｍ）　　　：（８）
∠｛Ｓｋ（ｍ＋１）｝＝∠｛Ｓｋ（ｍ）｝－β（ｍ）　　　：（９）
　図４は、基準信号Ｓ（ｍ）と、基準信号Ｓ（ｍ）を更新することで生成された基準信号Ｓ（ｍ＋１）とを示す概略図である。図４に示されているように、Ｓｋ（ｍ＋１）の位相は、位相補正量β（ｍ）に基づいて、Ｓｋ（ｍ）の位相から更新されており、Ｓｋ（ｍ＋１）の振幅は、振幅補正量α（ｍ）に基づいて、Ｓｋ（ｍ）の振幅から更新されている。更新部１０６は、全ての基準素信号Ｓｋ（ｍ）に対し同量の振幅補正及び位相補正を行うため、更新前の基準素信号Ｓｋ（ｍ）の信号点の配置及び更新後の基準素信号Ｓｋ（ｍ＋１）の信号点の配置は互いに相似の関係を維持する。
　以上のような更新を行うことにより、参照信号Ｚ（ｍ）として選択された基準素信号Ｓ１（ｍ）を更新した、更新済みの基準素信号Ｓ１（ｍ＋１）の信号点は、基準素信号Ｓ１（ｍ）の信号点と、遅延信号Ｘ（ｍ）の信号点との間に配置される。そして、加重係数Ｗ（ｍ）の値が大きいほど、遅延信号Ｘ（ｍ）の信頼度が高いことになるため、更新済みの基準素信号Ｓ１（ｍ＋１）の信号点は、遅延信号Ｘ（ｍ）に近い位置に配置される。
　なお、更新部１０６は、加重係数Ｗ（ｍ）に基づいて全ての基準素信号Ｓｋ（ｍ）に対し同量の振幅補正及び位相補正を行う手法であれば、上記に示した方法と異なる方法で基準信号Ｓ（ｍ）の更新を行ってもよい。また、基準信号の初期値については、更新部１０６は、予め定められた信号、例えば、理想的な信号点に対応する信号を選択部１０４及び比較部１０３に与える。
　以上のような差動復調装置１００を用いることによって、受信信号の信頼性に応じた加重係数Ｗ（ｍ）を生成して基準信号Ｓ（ｍ）を逐次補正することが可能となり、差動復調時にこの基準信号Ｓ（ｍ）を参照することで、復調性能を高く維持することができる。図５を用いて、本実施の形態を適用することにより得られる効果について説明する。
　図５は、ディジタル角度変調方式としてＤＱＰＳＫが用いられた場合の、入力信号Ｘ（ｍ＋１）、遅延信号Ｘ（ｍ）及び基準信号Ｓ（ｍ）の信号点の配置例を示す概略図である。
　従来の差動復調では、入力信号Ｘ（ｍ＋１）と遅延信号Ｘ（ｍ）との位相差を求める方法が一般的である。例えば、図５における位相角Ｐｏｌｄ（ｍ＋１）が従来の一般的な差動復調を用いて得られる復調結果となる。この場合、熱雑音の影響は入力信号Ｘ（ｍ＋１）及び遅延信号Ｘ（ｍ）の双方に含まれているのが普通であるため、ＤＱＰＳＫのビット誤り率は絶対位相基準を用いるＱＰＳＫ信号に対し劣化するという問題がある。
　これに対し、本実施の形態の差動復調装置１００を用いると、遅延信号Ｘ（ｍ）に最も近い基準素信号Ｓｋ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）とし、入力信号Ｘ（ｍ＋１）と、参照信号Ｚ（ｍ）との位相差を求めることで復調動作が実施される。例えば、図５における位相角Ｐｎｅｗ（ｍ＋１）が本実施の形態の差動復調装置１００を用いた場合の復調結果となる。この場合、基準素信号Ｓｋ（ｍ）は、過去に受信された信号に基づいて累積的に補正されている。そして、雑音や位相回転の影響が強いと推定される受信信号には小さな加重係数が与えられ、理想復調点に近いと推定される受信信号は大きな加重係数が与えられているため、正確な基準信号Ｓ（ｍ）が高速かつ効率的に得られる。
　本実施の形態に係る差動復調装置１００は、遅延信号Ｘ（ｍ）に代えて、熱雑音の影響を軽減した基準素信号Ｓｋ（ｍ）から選択された参照信号Ｚ（ｍ）を用いて差動復調を行うため、絶対位相基準を擬似的に有することができる特徴がある。従って、従来の差動復調で得られる理論的なＤＱＰＳＫのビット誤り率を下回る効果が得られる。さらに、基準素信号Ｓｋ（ｍ）の補正を累積的に行うことで熱雑音の影響がより低減されるため、ビット誤り率を、理論的なＱＰＳＫのビット誤り率と同等にまで改善できる効果が得られる。
　また、本実施の形態に係る差動復調装置１００によれば、位相回転量が時々刻々と変化する移動伝送路環境であっても基準素信号Ｓｋ（ｍ）がその時間変化に追従することができる。従って、基準素信号Ｓｋ（ｍ）から選択される参照信号Ｚ（ｍ）も伝送路環境の変化に追従するため、雑音や位相回転の影響が効率的に抑圧された差動復調結果を得ることができる。
　以上のように、本実施の形態に係る差動復調装置１００によれば、受信信号と基準信号との比較結果に応じた加重係数を用いて基準信号の更新を行い、差動復調時にこの基準信号を参照することができるため、強雑音環境、即ち、雑音電力に対する受信電界強度が小さい場合、及び、位相回転の時間変化を伴う移動伝送路である場合でも、位相回転量を正確に検出し、復調性能を高く維持することができる。
実施の形態２．
　図６は、実施の形態２に係る差動復調装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。図示するように、差動復調装置２００は、差動復調部１０１と、遅延部２０２と、比較部１０３と、選択部２０４と、算出部１０５と、更新部２０６とを備える。実施の形態２に係る差動復調装置２００は、遅延部２０２、選択部２０４及び更新部２０６での処理において、実施の形態１に係る差動復調装置１００と異なっている。
　遅延部２０２は、入力信号を所定時間だけ遅延させることにより、遅延済みの入力信号を遅延信号として比較部１０３及び選択部２０４に与える。例えば、図６では、遅延部２０２は、入力信号Ｘ（ｍ＋１）が入力される際に、入力信号Ｘ（ｍ＋１）の前に入力された入力信号を、遅延信号Ｘ（ｍ）として比較部１０３及び選択部２０４に与える。
　選択部２０４は、所定の選択規則に基づいて、第１比較信号Ｄ（ｍ）から選択された１つの第１物理量Ｄｋ（ｍ）に連関する基準素信号Ｓｋ（ｍ）及び遅延信号Ｘ（ｍ）の何れか一方を、更新部２０６から与えられる選択制御信号Ｆ（ｍ）で示される更新差分に応じて選択し、選択された信号を参照信号Ｚ（ｍ）として差動復調部１０１に与える。
　例えば、選択部２０４は、まず第１物理量Ｄｋ（ｍ）の中から絶対値が最小であるものをＤｃ（ｍ）として選択し、これに連関する基準素信号Ｓｃ（ｍ）を特定する。次に、選択部２０４は、選択制御信号Ｆ（ｍ）で示される更新差分が第１閾値としての第１所定値Ｒ１以下である場合は、基準素信号Ｓｃ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として出力し、選択制御信号Ｆ（ｍ）で示される更新差分が第１所定値Ｒ１を上回る場合は遅延信号Ｘ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として出力する。
　選択部２０４における上記の処理は、上記の（２）式、並びに、下記の（１０）式及び（１１）式で示される。
Ｚ（ｍ）＝Ｓｃ（ｍ）　（Ｆ（ｍ）≦Ｒ１）　　　：（１０）
Ｚ（ｍ）＝Ｘ（ｍ）　（Ｆ（ｍ）＞Ｒ１）　　　：（１１）
　なお、選択部２０４が、所定の選択規則に基づいて第１比較信号Ｄ（ｍ）から選択された１つの物理量に連関する基準素信号Ｓｋ（ｍ）と、遅延信号Ｘ（ｍ）との何れか一方を、選択制御信号Ｆ（ｍ）の値に応じて選択する方法は、上記以外のものであってもよい。
　また、更新部２０６は、基準信号Ｓ（ｍ－１）を更新して、基準信号Ｓ（ｍ）を生成した際の差分値を更新差分とし、この更新差分を示す選択制御信号Ｆ（ｍ）を選択部２０４に与える。ここで、更新部２０６は、基準信号Ｓ（ｍ－１）と、基準信号Ｓ（ｍ）との間のユークリッド距離又は位相差を更新差分とすることができる。
　さらに、更新部２０６は、加重係数Ｗ（ｍ）を用いて基準信号Ｓ（ｍ）を更新して、基準信号Ｓ（ｍ＋１）を生成する。ここで、基準信号Ｓ（ｍ）を更新する方法は、実施の形態１で示されている方法が用いられればよいが、加重係数Ｗ（ｍ）に基づいて全ての基準素信号Ｓｋ（ｍ）に対して、同様の振幅補正及び位相補正を行う方法であれば、実施の形態１で用いられた方法とは異なる方法が用いられてもよい。
　本実施の形態に係る差動復調装置２００によれば、遅延信号と基準信号の比較結果に応じた加重係数を用いて基準信号の更新と選択制御信号の生成とを行い、この選択制御信号に基づいて遅延信号と基準信号とを適応的に切換えて差動復調時の参照信号とすることができるため、基準信号の安定状態を考慮した差動復調動作を行うことが可能となり、復調性能をさらに向上させることができる。
実施の形態３．
　図７は、実施の形態３に係る差動復調装置３００の構成を概略的に示すブロック図である。図示するように、差動復調装置３００は、差動復調部１０１と、遅延部１０２と、比較部１０３と、選択部３０４と、算出部１０５と、更新部３０６とを備える。実施の形態３に係る差動復調装置３００は、選択部３０４及び更新部３０６での処理において、実施の形態１に係る差動復調装置１００と異なっている。
　選択部３０４は、所定の選択規則に基づいて、第１比較信号Ｄ（ｍ）から選択された１つの第１物理量Ｄｋ（ｍ）に連関する基準素信号Ｓｋ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として差動復調部１０１に与える。例えば、選択部３０４は、まず第１物理量Ｄｋ（ｍ）の中から絶対値が最小であるものをＤｃ（ｍ）として選択し、これに連関する基準素信号Ｓｃ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として出力する。
　また、選択部３０４は、参照信号Ｚ（ｍ）の大きさを示す更新制御信号Ｇ（ｍ）を、更新部３０６に与える。例えば、選択部３０４は、参照信号Ｚ（ｍ）の振幅又は電力の値を示す更新制御信号Ｇ（ｍ）を生成し、この更新制御信号Ｇ（ｍ）を更新部３０６に与える。但し、参照信号Ｚ（ｍ）の大きさはこれらに限られるものではない。
　選択部３０４における上記の処理は、例えば、上記の（２）式、（３）式及び下記の（１２）式で示される。
Ｇ（ｍ）＝｜Ｚ（ｍ）｜２　　　：（１２）
　なお、更新制御信号Ｇ（ｍ）の算出方法は、上記以外のものであってもよい。
　更新部３０６は、基準信号Ｓ（ｍ）を選択部３０４及び比較部１０３に与える。
　また、更新部３０６は、更新制御信号Ｇ（ｍ）に応じて、加重係数Ｗ（ｍ）を用いて基準信号Ｓ（ｍ）を更新して、基準信号Ｓ（ｍ＋１）を生成する。例えば、更新部３０６は、更新制御信号Ｇ（ｍ）で示される値が第２閾値としての第２所定値Ｒ２以下である場合には、加重係数Ｗ（ｍ）に基づいて基準信号Ｓ（ｍ）を構成する基準素信号Ｓｋ（ｍ）の全ての振幅と位相をそれぞれ同量だけ変位させて基準信号Ｓ（ｍ）を更新する。一方、更新部３０６は、更新制御信号Ｇ（ｍ）が第２所定値Ｒ２を上回る場合には、基準信号Ｓ（ｍ）の更新を停止する。
　更新部３０６における上記の処理は、例えば、上記の（７）式及び下記の（１３）式～（１６）式で示される。
ＡＢＳ｛Ｓｋ（ｍ＋１）｝＝α（ｍ）　（Ｇ（ｍ）≦Ｒ２）　　　：（１３）
∠｛Ｓｋ（ｍ＋１）｝＝∠｛Ｓｋ（ｍ）｝－β（ｍ）　（Ｇ（ｍ）≦Ｒ２）　　　：（１４）
ＡＢＳ｛Ｓｋ（ｍ＋１）｝＝ＡＢＳ｛Ｓｋ（ｍ）｝　（Ｇ（ｍ）＞Ｒ２）　　　：（１５）
∠｛Ｓｋ（ｍ＋１）｝＝∠｛Ｓｋ（ｍ）｝　（Ｇ（ｍ）＞Ｒ２）　　：（１６）
　但し、更新制御信号Ｇ（ｍ）を参照する方法であれば、基準信号Ｓ（ｍ）の更新の停止又は再開を行う方法は、上記に限られるものではない。また、更新制御信号Ｇ（ｍ）を参照して基準信号Ｓ（ｍ）の更新を制御する方法であれば、その制御内容は、更新の停止及び再開ではなくてもよい。
　本実施の形態に係る差動復調装置３００によれば、受信信号と基準信号の比較結果に応じた加重係数を用いて基準信号の更新を行い、差動復調時にこの基準信号を参照信号として参照するとともに、この参照信号から得られる更新制御信号に基づいて基準信号の更新を適応的に停止又は再開することができるため、予期されない受信信号の変動が発生しても安定した基準信号の更新を維持することが可能となり、復調性能をさらに向上させることができる。
実施の形態４．
　図８は、実施の形態４に係る差動復調装置４００の構成を概略的に示すブロック図である。図示するように、差動復調装置４００は、差動復調部１０１と、遅延部４０２と、比較部１０３と、選択部４０４と、算出部１０５と、更新部４０６とを備える。実施の形態４に係る差動復調装置４００は、遅延部４０２、選択部４０４及び更新部４０６での処理において、実施の形態１に係る差動復調装置１００と異なっている。
　遅延部４０２は、入力信号を所定時間だけ遅延させることにより、遅延させた入力信号を遅延信号として比較部１０３及び選択部４０４に与える。例えば、図８では、遅延部４０２は、入力信号Ｘ（ｍ＋１）が入力される際に、入力信号Ｘ（ｍ＋１）の前に入力された入力信号を、遅延信号Ｘ（ｍ）として比較部１０３及び選択部４０４に与える。
　選択部４０４は、所定の選択規則に基づいて、第１比較信号Ｄ（ｍ）から選択された１つの第１物理量Ｄｋ（ｍ）に連関する基準素信号Ｓｋ（ｍ）及び遅延信号Ｘ（ｍ）の何れか一方を、更新部４０６から与えられる選択制御信号Ｆ（ｍ）で示される更新差分に応じて選択し、選択された信号を参照信号Ｚ（ｍ）として差動復調部１０１に与える。例えば、選択部４０４は、まず第１物理量Ｄｋ（ｍ）の中から絶対値が最小であるものをＤｃ（ｍ）として選択し、これに連関する基準素信号Ｓｃ（ｍ）を特定する。次に、選択部４０４は、選択制御信号Ｆ（ｍ）で示される更新差分が第１所定値Ｒ１以下である場合は、基準素信号Ｓｃ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として出力し、選択制御信号Ｆ（ｍ）で示される更新差分が第１所定値Ｒ１を上回る場合は遅延信号Ｘ（ｍ）を参照信号Ｚ（ｍ）として出力する。ここで、選択部４０４における上記の処理は、上記の（２）式、（１０）式及び（１１）式で示される。なお、選択部４０４は、上記とは異なる方法を用いて、所定の選択規則に基づいて第１比較信号Ｄ（ｍ）から選択された１つの物理量に連関する基準素信号Ｓｋ（ｍ）と、遅延信号Ｘ（ｍ）との何れか一方を、選択制御信号Ｆ（ｍ）の値に応じて選択してもよい。
　また、選択部４０４は、参照信号Ｚ（ｍ）の大きさを示す更新制御信号Ｇ（ｍ）を、更新部４０６に与える。例えば、選択部４０４は、参照信号Ｚ（ｍ）の振幅又は電力の値を示す更新制御信号Ｇ（ｍ）を生成し、この更新制御信号Ｇ（ｍ）を更新部４０６に与える。但し、参照信号Ｚ（ｍ）の大きさはこれらに限られるものではない。ここで、選択部４０４における上記の処理は、例えば、上記の（２）式、（３）式及び（１２）式で示される。なお、更新制御信号Ｇ（ｍ）の算出方法は、上記以外のものであってもよい。ここで、基準信号Ｓ（ｍ）は、入力信号Ｘ（ｍ＋１）を処理するために使用されるものである。
　また、更新部４０６は、基準信号Ｓ（ｍ－１）を更新して、基準信号Ｓ（ｍ）を生成した際の差分値を更新差分とし、この更新差分を示す選択制御信号Ｆ（ｍ）を選択部４０４に与える。ここで、更新部４０６は、基準信号Ｓ（ｍ－１）と、基準信号Ｓ（ｍ）との間のユークリッド距離又は位相差を更新差分とすることができる。
　さらに、更新部４０６は、更新制御信号Ｇ（ｍ）に応じて、加重係数Ｗ（ｍ）を用いて基準信号Ｓ（ｍ）を更新して、基準信号Ｓ（ｍ＋１）を生成する。例えば、更新部４０６は、更新制御信号Ｇ（ｍ）で示される値が第２所定値Ｒ２以下である場合には、加重係数Ｗ（ｍ）に基づいて基準信号Ｓ（ｍ）を構成する基準素信号Ｓｋ（ｍ）の全ての振幅と位相をそれぞれ同量だけ変位させて基準信号Ｓ（ｍ）を更新する。一方、更新部４０６は、更新制御信号Ｇ（ｍ）が第２所定値Ｒ２を上回る場合には、基準信号Ｓ（ｍ）の更新を停止する。更新部４０６における上記の処理は、例えば、上記の（７）式、（１３）式～（１６）式で示される。
　但し、更新制御信号Ｇ（ｍ）を参照する方法であれば、基準信号Ｓ（ｍ）の更新の停止又は再開を行う方法は、上記に限られるものではない。また、更新制御信号Ｇ（ｍ）を参照して基準信号Ｓ（ｍ）の更新を制御する方法であれば、当該制御内容は、更新の停止及び再開と異なるものであってもよい。
　本実施の形態に係る差動復調装置４００によれば、受信信号と基準信号の比較結果に応じた加重係数を用いて基準信号の更新と選択制御信号の生成とを行い、この選択制御信号に基づいて遅延信号と基準信号とを適応的に切換えて差動復調時の参照信号とすることができ、かつ、この参照信号から得られる更新制御信号に基づいて基準信号の更新を適応的に停止又は再開することができるため、基準信号の安定状態を考慮した差動復調動作を行うことが可能となるだけでなく、予期されない受信信号の変動が発生しても安定した基準信号の更新動作を維持することが可能となり、復調性能をさらに向上させることができる。
　上述の実施の形態１乃至実施の形態４の内容は、差動復調装置における適用可能な態様を例示したものであって、本発明はこれに限られるものではない。例えば、放送受信装置に本発明を適用することができる。
　１００，２００，３００，４００：差動復調装置、　１０１：差動復調部、　１０２，２０２，４０２：遅延部、　１０３：比較部、　１０４，２０４，３０４，４０４：選択部、　１０５：算出部、　１０６，２０６，３０６，４０６：更新部。

Claims (22)

  1. 　入力信号を所定時間遅延させて遅延信号とする遅延部と、
    　前記遅延信号と、１以上の基準素信号との間の差分を示す１以上の物理量を算出する比較部と、
    　前記１以上の物理量の内、絶対値が最小となる１つの物理量の算出に用いられた基準素信号を参照信号として選択する選択部と、
    　前記入力信号と前記参照信号との間の位相差により、前記入力信号の復調を行う差動復調部と、を備え、
    　前記基準素信号の各々は、前記１以上の物理量の少なくとも一部を参照することで更新されること
    　を特徴とする差動復調装置。
  2. 　前記比較部は、前記遅延信号と、前記基準素信号との間のユークリッド距離及び位相差分の少なくとも何れか一方を、前記物理量として算出すること、
    　を特徴とする請求項１に記載の差動復調装置。
  3. 　前記１以上の物理量の少なくとも一部を用いて加重係数を算出する算出部と、
    　前記加重係数を用いて、前記１以上の基準素信号を更新する更新部と、をさらに備えること
    　を特徴とする請求項１又は２に記載の差動復調装置。
  4. 　前記加重係数は、前記１つの物理量の逆数に比例すること
    　を特徴とする請求項３に記載の差動復調装置。
  5. 　前記加重係数は、前記１以上の物理量の逆数の全ての総和に対する、前記１つの物理量の逆数の比率に比例すること
    　を特徴とする請求項３に記載の差動復調装置。
  6. 　前記加重係数は、前記１以上の物理量から選択された物理量の逆数の総和に対する、前記１つの物理量の逆数の比率に比例すること
    　を特徴とする請求項３に記載の差動復調装置。
  7. 　前記更新部は、前記遅延信号の信号点と、前記参照信号の信号点との間に、前記参照信号に対応する基準素信号を更新した更新済みの基準素信号の信号点が位置するように、前記１以上の基準素信号を更新すること
    　を特徴とする請求項３から６の何れか一項に記載の差動復調装置。
  8. 　前記更新部は、前記加重係数の値が大きいほど、前記参照信号に対応する基準素信号を更新した更新済みの基準素信号の信号点が、前記遅延信号の信号点に近くなるようにすること
    　を特徴とする請求項７に記載の差動復調装置。
  9. 　前記更新部は、前記基準素信号と、前記更新済みの基準素信号との間の差分値を示す更新差分を算出し、
    　前記選択部は、
    　前記更新差分が第１閾値以下である場合に、前記基準素信号を前記参照信号として選択し、
    　前記更新差分が前記第１閾値よりも大きい場合に、前記遅延信号を前記参照信号として選択すること
    　を特徴とする請求項１から８の何れか一項に記載の差動復調装置。
  10. 　前記更新部は、前記参照信号の大きさが第２閾値以下である場合に、前記基準素信号を更新すること
    　を特徴とする請求項３から８の何れか一項に記載の差動復調装置。
  11. 　前記更新部は、前記基準素信号と、前記更新済みの基準素信号との間の差分値を示す更新差分を算出し、
    　前記選択部は、
    　前記更新差分が第１閾値以下である場合に、前記基準素信号を前記参照信号として選択し、
    　前記更新差分が前記第１閾値よりも大きい場合に、前記遅延信号を前記参照信号として選択すること
    　を特徴とする請求項１０に記載の差動復調装置。
  12. 　入力信号を所定時間遅延させて遅延信号とする遅延過程と、
    　前記遅延信号と、１以上の基準素信号との間の差分を示す１以上の物理量を算出する比較過程と、
    　前記１以上の物理量の内、絶対値が最小となる１つの物理量の算出に用いられた基準素信号を参照信号として選択する選択過程と、
    　前記入力信号と前記参照信号との間の位相差により、前記入力信号の復調を行う差動復調過程と、を有し、
    　前記基準素信号の各々は、前記１以上の物理量の少なくとも一部を参照することで更新されること
    　を特徴とする差動復調方法。
  13. 　前記比較過程は、前記遅延信号と、前記基準素信号との間のユークリッド距離及び位相差分の少なくとも何れか一方を、前記物理量として算出すること、
    　を特徴とする請求項１２に記載の差動復調方法。
  14. 　前記１以上の物理量の少なくとも一部を用いて加重係数を算出する算出過程と、
    　前記加重係数を用いて、前記１以上の基準素信号を更新する更新過程と、をさらに有すること
    　を特徴とする請求項１２又は１３に記載の差動復調方法。
  15. 　前記加重係数は、前記１つの物理量の逆数に比例すること
    　を特徴とする請求項１４に記載の差動復調方法。
  16. 　前記加重係数は、前記１以上の物理量の逆数の全ての総和に対する、前記１つの物理量の逆数の比率に比例すること
    　を特徴とする請求項１４に記載の差動復調方法。
  17. 　前記加重係数は、前記１以上の物理量から選択された物理量の逆数の総和に対する、前記１つの物理量の逆数の比率に比例すること
    　を特徴とする請求項１４に記載の差動復調方法。
  18. 　前記更新過程は、前記遅延信号の信号点と、前記参照信号の信号点との間に、前記参照信号に対応する基準素信号を更新した更新済みの基準素信号の信号点が位置するように、前記１以上の基準素信号を更新すること
    　を特徴とする請求項１４から１７の何れか一項に記載の差動復調方法。
  19. 　前記更新過程は、前記加重係数の値が大きいほど、前記参照信号に対応する基準素信号を更新した更新済みの基準素信号の信号点が、前記遅延信号の信号点に近くなるようにすること
    　を特徴とする請求項１８に記載の差動復調方法。
  20. 　前記更新過程は、前記基準素信号と、前記更新済みの基準素信号との間の差分値を示す更新差分を算出し、
    　前記選択過程は、
    　前記更新差分が第１閾値以下である場合に、前記基準素信号を前記参照信号として選択し、
    　前記更新差分が前記第１閾値よりも大きい場合に、前記遅延信号を前記参照信号として選択すること
    　を特徴とする請求項１２から１９の何れか一項に記載の差動復調方法。
  21. 　前記更新過程は、前記参照信号の大きさが第２閾値以下である場合に、前記基準素信号を更新すること
    　を特徴とする請求項１４から１９の何れか一項に記載の差動復調方法。
  22. 　前記更新過程は、前記基準素信号と、前記更新済みの基準素信号との間の差分値を示す更新差分を算出し、
    　前記選択過程は、
    　前記更新差分が第１閾値以下である場合に、前記基準素信号を前記参照信号として選択し、
    　前記更新差分が前記第１閾値よりも大きい場合に、前記遅延信号を前記参照信号として選択すること
    　を特徴とする請求項２１に記載の差動復調方法。
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