CN103460661B - 差动解调装置以及差动解调方法 - Google Patents

Abstract

差动解调装置（100）具有：延迟部（102），其使输入信号延迟预定时间而作为延迟信号；比较部（103），其计算表示延迟信号与1个以上的基准元信号之间的差分的1个以上的物理量；选择部（104），其选择1个以上的物理量中的绝对值最小的1个物理量的计算中使用的基准元信号作为参考信号；以及差动解调部（101），其利用输入信号与参考信号之间的相位差进行输入信号的解调，各个基准元信号通过参考1个以上的物理量的至少一部分而被更新。

Description

差动解调装置以及差动解调方法

技术领域

本发明涉及差动解调装置以及差动解调方法。

背景技术

在使用了数字角度调制的无线通信系统中，由于电波的干扰引起的多径衰减和伴随移动而产生的传输路径环境的急剧变动，存在到达接收器的信号品质容易劣化的问题。此外，在弱电场环境中，接收信号功率与噪声功率对抗，因此解调信号的可靠性降低。

例如，在应用QPSK（QuadraturePhaseShiftKeying：四相相移调制）作为数字角度调制方式的情况下，通常使用对设置在相位平面上的绝对相位基准和接收信号进行比较来进行解调的方法。因此，在由于电波干扰、移动或者热噪声引起的接收信号的相位旋转量较大的情况下，有在原理上不能进行准确的解调的问题。

为了减轻这种问题引起的接收性能劣化，一般广泛利用了使用QPSK信号的相位差分生成新的调制信号的DQPSK（DifferentialQuadraturePhaseShiftKeying：差动四相相移调制）。

在DQPSK中，使用在某个时刻接收到的信号与在其前一个接收到的信号的相位差分生成解调信号，因此即使是多径衰减环境、即对全部接收信号施加了一定量的相位旋转的环境也能够进行准确的解调。此外，在DQPSK中，即使是相位旋转量随时间变动的移动接收环境，在其变动速度相对于信号传输速度足够小的情况下，也能够在基本不取决于相位旋转的情况下进行准确的解调。

但是，通常是在某个时刻接收到的信号和在其前一个接收到的信号双方均受到了热噪声的影响，因此存在DQPSK的误比特率相对于使用绝对相位基准的QPSK信号劣化的问题。该情况例如在非专利文献1示出。

针对于此，在专利文献1中公开了如下技术：根据当前时刻的接收信号估计在所应用的数字相位调制方式中可采取的全部信号点的位置，并使用所估计的信号点中的、与下一时刻的接收信号的信号点的距离最小的信号点进行解调，由此提高解调精度。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平5-176007号公报（第0007段、图1）

非专利文献

非专利文献1：斉藤洋一著「ディジタル無線通信の変復調」コロナ社、平成8年2月10日、pp.233－242

发明内容

发明所要解决的问题

专利文献1所记载的技术是仅使用当前时刻和下一时刻的接收信号来估计相位旋转量并进行补偿的技术，因此在噪声引起的随机振幅变动和相位变动处于支配性地位的强噪声环境下，解调精度可能不会提高。

此外，在专利文献1所记载的技术中，是相位旋转量随时间变动的移动接收环境，在其变动速度与信号传输速度同等的情况下，解调信号容易受到相位旋转的影响，因此接收信号的可靠性下降。

因此，本发明的目的在于即使是在接收信号的振幅和相位时刻发生变化的传输路径环境、以及接收信号和噪声功率对抗的恶劣的传输路径环境下，也能提高解调信号的可靠性。

用于解决课题的手段

本发明的一个方式的差动解调装置的特征在于，具有：延迟部，其使输入信号延迟预定时间而作为延迟信号；比较部，其计算表示所述延迟信号与1个以上的基准元信号之间的差分的1个以上的物理量；选择部，其选择所述1个以上的物理量中的绝对值最小的1个物理量的计算中使用的基准元信号作为参考信号；以及差动解调部，其利用所述输入信号与所述参考信号之间的相位差进行所述输入信号的解调，各个所述基准元信号是通过参考所述1个以上的物理量的至少一部分而被更新的。

发明效果

根据本发明的一个方式，即使是在接收信号的振幅和相位时刻发生变化的传输路径环境、以及接收信号和噪声功率对抗的恶劣的传输路径环境下，也能够提高解调信号的可靠性。

附图说明

图1是概略地示出实施方式1的差动解调装置的结构的框图。

图2是示出实施方式1中的第1物理量和第2物理量的一例的概略图。

图3是示出实施方式1中的第1物理量和第2物理量的另一例的概略图。

图4是示出实施方式1中的基准信号、和通过更新基准信号而生成的基准信号的概略图。

图5是示出实施方式1中的输入信号、延迟信号和基准信号的信号点的配置例的概略图。

图6是概略地示出实施方式2的差动解调装置的结构的框图。

图7是概略地示出实施方式3的差动解调装置的结构的框图。

图8是概略地示出实施方式4的差动解调装置的结构的框图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是概略地示出实施方式1的差动解调装置100的结构的框图。本实施方式的差动解调装置100构成为通过在差动解调时参考基准信号，有效抑制噪声和相位旋转的影响，即使在强噪声环境下也能够维持较高的解调性能。此外，差动解调装置100构成为根据接收信号的可靠性、换言之接收信号与基准信号的比较结果，逐次生成加权系数，并使用该加权系数进行基准信号的更新，由此能够排除接收信号中的累积性的相位旋转的影响。

如图1所示，差动解调装置100具有差动解调部101、延迟部102、比较部103、选择部104、计算部105和更新部106。并且，差动解调装置100对差动调制信号、即作为使用差动角度偏移调制方式进行调制后的调制信号的输入信号X（m＋1）进行差动解调，并将其结果作为输出信号Y（m＋1）输出。其中，“m”是“1”以上的自然数，表示进行信号处理的时间单位。

差动解调部101使用输入信号X（m＋1）和参考信号Z（m）检测相位差分，并将该相位差分作为输出信号Y（m＋1）输出。例如，差动解调部101通过使用下述（1）式进行运算，检测相位差分。此处，∠｛A｝是A的幅角，B^＊是B的复数共轭信号。

Y（m＋1）＝∠｛X（m＋1）Z^＊（m）｝：（1）

延迟部102通过使输入信号延迟预定时间，使其成为延迟信号。并且，延迟部102将该延迟信号提供给比较部103。例如，延迟部102在被输入了输入信号X（m＋1）时，将在输入信号X（m＋1）之前输入的输入信号作为延迟信号X（m）输出。在该例子中，延迟部102使各个输入信号延迟处理1个输入信号的单位时间。

比较部103对延迟信号X（m）、和由1个以上的基准元信号S_k（m）构成的基准信号S（m）进行比较，计算表示延迟信号X（m）、与各个基准元信号S_k（m）之间的差分的物理量，作为第1物理量D_k（m）和第2物理量E_k（m）。并且，比较部103将表示每个基准元信号S_k（m）的第1物理量D_k（m）的第1比较信号D（m）提供给选择部104，将表示每个基准元信号S_k（m）的第2物理量E_k（m）的第2比较信号E（m）提供给计算部105。其中，k是自然数，在将用于数字角度调制方式的信号点的总数设为N时，期望k的范围处于1≤k≤N。此外，各个基准元信号通过加权后的延迟信号的累加得到，并且期望是被估计为存在抑制了与传输路径环境没有相关性的噪声成分的延迟信号的信号的候选。

更具体而言，例如，在使用DBPSK（DifferentialBinaryPhaseShiftKeying：差分二进制相移键控）作为数字角度调制方式的情况下，N＝2，构成基准信号S（m）的基准元信号的初始值S_k（0）能够设为S₁（0）＝1（θ＝0）、S₂（0）＝－1（θ＝π）。其中，θ是S_k（0）的初始相位。此外，例如，在使用DQPSK作为数字角度调制方式的情况下，N＝4，构成基准信号S（m）的基准元信号的初始值S_k（0）能够设为S₁（0）＝1＋j（θ＝π／4）、S₂（0）＝－1＋j（θ＝3π／4）、S₃（0）＝－1－j（θ＝5π／4）、S₄（0）＝1－j（θ＝7π／4）。其中，j是虚数单位。在使用上述其他数字角度调制方式的情况下，也同样能够决定基准元信号的初始值S_k（0）。由1个以上的基准元信号S_k（m）构成的基准信号S（m）的具体更新方法的例子将在后述的更新部106的动作例中进行说明。

即，如果将基准元信号的初始值数设为无线通信系统中在发送侧生成的调制信号可取的信号点的数量（或者该数量以下），则基准元信号的初始值通过后述的基准元信号的更新，处于适合传输路径的基准元信号的范围内。并且，如果将基准元信号的初始值设为无线通信系统中在发送侧生成的调制信号可取的信号点的候选，则能够提高更新的收敛速度。

图2是示出第1物理量D_k（m）和第2物理量E_k（m）的一例的概略图。如图所示，比较部103能够将延迟信号X（m）与各个基准元信号S_k（m）之间的欧几里得距离设为第1物理量D_k（m）。并且，比较部103汇集在1≤k≤4的范围内计算出的欧几里得距离，从而生成表示这些欧几里得距离的第1比较信号D（m）。此外，比较部103还能够将延迟信号X（m）与各个基准元信号S_k（m）之间的欧几里得距离设为第2物理量E_k（m）。并且，比较部103汇集在1≤k≤4的范围内计算出的欧几里得距离，从而生成表示这些欧几里得距离的第2比较信号E（m）。

图3是示出第1物理量D_k（m）和第2物理量E_k（m）的另一例的概略图。如图所示，比较部103能够将延迟信号X（m）与各个基准元信号S_k（m）之间的相位差设为第1物理量D_k（m）。并且，比较部103汇集在1≤k≤4的范围内计算出的相位差，从而生成表示这些相位差的第1比较信号D（m）。此外，比较部103还能够将延迟信号X（m）与各个基准元信号S_k（m）之间的相位差设为第2物理量E_k（m）。并且，比较部103汇集在1≤k≤4的范围内计算出的相位差，从而生成表示这些相位差的第2比较信号E（m）。

另外，第1物理量D_k（m）、第1比较信号D（m）、第2物理量E_k（m）和第2比较信号E（m）可以仅用图2和图3中示出的任意一个方法计算。

此外，第1物理量D_k（m）和第1比较信号D（m）可以用图2和图3中示出的任意一个方法计算，第2物理量E_k（m）和第2比较信号E（m）可以用图2和图3中示出的任意另一个方法计算。

并且，第1物理量D_k（m）、第1比较信号D（m）、第2物理量E_k（m）和第2比较信号E（m）可以使用与图2和图3中示出的方法不同的方法计算。

此外，比较部103将从延迟部102提供的延迟信号X（m）提供给更新部106。

选择部104根据预定的选择规则，将与从第1比较信号D（m）中选择出的1个第1物理量D_k（m）关联的基准元信号S_k（m）作为参考信号Z（m），提供给差动解调部101和更新部106。例如，选择部104从第1物理量D_k（m）中选择绝对值最小的物理量作为D_c（m），并将与其关联的基准元信号S_c（m）作为参考信号Z（m）提供给差动解调部101和更新部106。其中，c是自然数，c的范围优选处于1≤c≤N。

选择部104中的上述处理能够用下述（2）式和（3）式表示。其中，min｛｝是指括号内包含的数值的最小值。

【数式1】

Dc（m）=min{D1（m）,D2（m）,…,Dk（m）,…,DN（m）}:（2）

Z（m）=Sc（m）:（3）

计算部105使用构成第2比较信号E（m）的第2物理量E_k（m）计算加权系数W（m）。例如，计算部105计算加权系数W（m），该加权系数W（m）取决于从N个第2物理量E_k（m）中选择出的1个第2物理量E_k（m）的可靠度、或者该1个第2物理量E_k（m）的可靠度相对于该N个第2物理量E_k（m）的可靠度的比例。以下具体进行说明。

例如，计算部105能够从N个第2物理量E_k（m）中确定绝对值最小的物理量作为最小值，并计算与该最小值的倒数成比例的加权系数W（m）。

计算部105中的上述处理能够用下述（4）式表示。

【数式2】

W(m)＝A×[min{E₁(m)，E₂（m)，...，E_k(m)，...，E_N(m)}]^-1：（4）

其中，A是比例常数。此处，比例常数A在更新部106使用加权系数W（m）更新基准信号S（m）时产生影响。具体而言，A的值越小，加权系数W（m）对基准信号S（m）的更新的贡献率越小，A的值越大，该贡献率越大。因此，比例常数A的值可以根据该贡献率选择任意的值。

作为另一例，计算部105能够从N个第2物理量E_k（m）中确定绝对值最小的物理量作为最小值，并计算与该最小值的倒数相对于N个第2物理量E_k（m）的倒数的总和的比率成比例的加权系数W（m）。

计算部105中的上述处理能够用下述（5）式表示。其中，H₁（m）是N个第2物理量E_k（m）的调和平均。

【数式3】

$W\left(m\right)=\frac{A\×H_1\left(m\right)\×{\left[\min \right\{E_1\left(m\right),E_2\left(m\right),...,E_k\left(m\right),...,E_N\left(m\right)\left\}\right]}^{-1}}{N}:\left(5\right)$

作为又一例，计算部105能够从N个第2物理量E_k（m）中确定绝对值最小的物理量作为最小值，并计算与该最小值的倒数相对于N个中的i个（1≤i≤N）第2物理量E_k（m）的倒数的总和的比率成比例的加权系数W（m）。

计算部105中的上述处理能够用下述（6）式表示。其中，selmin｛｝是指从括号内所包含的数值中选择出的i个数值的最小值。此外，H₂（m）是从N个中选择出的i个第2物理量E_k（m）的调和平均。

【数式4】

$W\left(m\right)=\frac{A\×H_2\left(m\right)\×{\left[\mathrm{sel}\min \right\{E_1\left(m\right),E_2\left(m\right),...,E_k\left(m\right),...,E_N\left(m\right)\left\}\right]}^{-1}}{i}:\left(6\right)$

此处，计算部105能够通过从N个第2物理量E_k（m）中选择绝对值为预定阈值（第3阈值）以下的第2物理量E_k（m），而选择i个（1≤i≤N）第2物理量E_k（m）。由此，能够排除绝对值极端大的、换言之误差极端大的第2物理量E_k（m），从而不易受到突发的较强噪声等的影响。

另外，计算部105可以使用与（4）式、（5）式和（6）式不同的方法计算加权系数W（m）。

并且，计算部105将计算出的加权系数W（m）提供给更新部106。

更新部106将基准信号S（m）提供给选择部104和比较部103。基准信号S（m）用于对输入信号X（m＋1）进行处理。

此外，更新部106使用加权系数W（m）更新基准信号S（m），而生成基准信号S（m＋1）。此处，基准信号S（m＋1）用于对接着输入信号X（m＋1）输入的输入信号X（m＋2）进行处理。例如，更新部106根据加权系数W（m），计算用于更新基准信号S（m）的振幅校正量和相位校正量。并且，更新部106根据计算出的振幅校正量和相位校正量使构成基准信号S（m）的全部基准元信号S_k（m）的全部振幅和相位移位，从而对基准信号S（m）进行更新。

例如，更新部106通过使用归一化为0≤W（m）＜1的加权系数W（m），将由延迟信号X（m）的信号点、和被选择为参考信号Z（m）的基准元信号S_k（m）的信号点构成的线段内分为W（m）：1－W（m），由此计算振幅校正量α（m）和相位校正量β（m）。具体而言，更新部106能够通过下述（7）式，计算振幅校正量α（m）和相位校正量β（m）。其中，｜｜表示绝对值。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\left(m\right)\\ \mathrm{\β}\left(m\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}(1-W\left(m\right)\left|Z\left(m\right)\right|+W\left(m\right)\left|X\left(m\right)\right|\\ W\left(m\right)\{\∠Z\left(m\right)-\∠X\left(m\right)\}\end{array}\right]:\left(7\right)$

此外，更新部106用下述（8）式和（9）式更新基准信号S（m）。其中，ABS｛｝是指括号内的数值的绝对值。

ABS｛S_k（m＋1）｝＝α（m）：（8）

∠｛S_k（m＋1）｝＝∠｛S_k（m）｝－β（m）：（9）

图4是示出基准信号S（m）、和通过更新基准信号S（m）而生成的基准信号S（m＋1）的概略图。如图4所示，S_k（m＋1）的相位通过根据相位校正量β（m）对S_k（m）的相位更新而得到，S_k（m＋1）的振幅通过根据振幅校正量α（m）对S_k（m）的振幅更新而得到。更新部106对全部基准元信号S_k（m）进行相同量的振幅校正和相位校正，因此更新前的基准元信号S_k（m）的信号点的配置和更新后的基准元信号S_k（m＋1）的信号点的配置维持彼此相似的关系。

能够通过进行以上那样的更新，使得对被选择为参考信号Z（m）的基准元信号S₁（m）进行更新后的、已更新的基准元信号S₁（m＋1）的信号点配置在基准元信号S₁（m）的信号点与延迟信号X（m）的信号点之间。并且，加权系数W（m）的值越大，延迟信号X（m）的可靠度越高，因此已更新的基准元信号S₁（m＋1）的信号点配置在接近延迟信号X（m）的位置。

另外，只要是根据加权系数W（m）对全部的基准元信号S_k（m）进行相同量的振幅校正和相位校正的方法即可，更新部106也可以用与上述示出的方法不同的方法进行基准信号S（m）的更新。此外，关于基准信号的初始值，更新部106将预先确定的信号、例如与理想的信号点对应的信号提供给选择部104和比较部103。

能够通过使用以上那样的差动解调装置100，生成与接收信号的可靠性对应的加权系数W（m）来逐次校正基准信号S（m），能够通过在差动解调时参考该基准信号S（m），维持较高的解调性能。使用图5说明通过应用本实施方式得到的效果。

图5是示出作为数字角度调制方式使用了DQPSK时的输入信号X（m＋1）、延迟信号X（m）和基准信号S（m）的信号点的配置例的概略图。

在以往的差动解调中，一般使用求取输入信号X（m＋1）与延迟信号X（m）之间的相位差的方法。例如，图5中的相位角P_old（m＋1）是使用以往的普通差动解调得到的解调结果。该情况下，热噪声的影响通常包含在输入信号X（m＋1）和延迟信号X（m）的双方中，因此存在DQPSK的误比特率相对于使用绝对相位基准的QPSK信号劣化的问题。

与此相对，在使用本实施方式的差动解调装置100时，通过将最接近延迟信号X（m）的基准元信号S_k（m）作为参考信号Z（m），求出输入信号X（m＋1）与参考信号Z（m）的相位差来实施解调动作。例如，图5中的相位角P_new（m＋1）是使用了本实施方式的差动解调装置100时的解调结果。该情况下，基准元信号S_k（m）根据之前接收到的信号被累积校正。并且，对估计为噪声和相位旋转的影响较强的接收信号应用较小的加权系数，对估计为接近理想解调点的接收信号应用较大的加权系数，因此能够高速且有效地得到准确的基准信号S（m）。

本实施方式的差动解调装置100通过替代延迟信号X（m），而使用从减轻了热噪声的影响的基准元信号S_k（m）中选择出的参考信号Z（m）进行差动解调，因此存在能够近似具有绝对相位基准的特征。因此，能够得到降低利用以往的差动解调得到的理论上的DQPSK的误比特率的效果。并且，通过累积进行基准元信号S_k（m）的校正，进一步减少了热噪声的影响，因此能够得到可将误比特率同等改善至理论上的QPSK的误比特率的效果。

此外，根据本实施方式的差动解调装置100，即使是相位旋转量时刻发生变化的移动传输路径环境，基准元信号S_k（m）也能够追随该时间变化。因此，从基准元信号S_k（m）中选择的参考信号Z（m）也追随传输路径环境的变化，因此能够得到有效抑制了噪声和相位旋转的影响的差动解调结果。

如上所述，根据本实施方式的差动解调装置100，能够使用与接收信号和基准信号的比较结果对应的加权系数进行基准信号的更新，并在差动解调时参考该基准信号，因此即使在强噪声环境、即接收电场强度相对于噪声功率较小的情况以及是伴随相位旋转的时间变化的移动传输路径的情况下，也能够准确检测相位旋转量、维持较高的解调性能。

实施方式2.

图6是概略地示出实施方式2的差动解调装置200的结构的框图。如图所示，差动解调装置200具有差动解调部101、延迟部202、比较部103、选择部204、计算部105和更新部206。实施方式2的差动解调装置200在由延迟部202、选择部204和更新部206进行的处理中，与实施方式1的差动解调装置100不同。

延迟部202通过使输入信号延迟预定时间，将已延迟的输入信号作为延迟信号提供给比较部103和选择部204。例如，在图6中，延迟部202在被输入了输入信号X（m＋1）时，将在输入信号X（m＋1）之前输入的输入信号作为延迟信号X（m）提供给比较部103和选择部204。

选择部204基于预定的选择规则，根据由从更新部206提供的选择控制信号F（m）表示的更新差分，选择与从第1比较信号D（m）中选择出的1个第1物理量D_k（m）关联的基准元信号S_k（m）和延迟信号X（m）中的任意一方，并将所选择的信号作为参考信号Z（m）提供给差动解调部101。

例如，选择部204首先从第1物理量D_k（m）中选择绝对值最小的物理量作为D_c（m），并确定与其关联的基准元信号S_c（m）。接着，选择部204在由选择控制信号F（m）表示的更新差分在作为第1阈值的第1预定值R₁以下的情况下，将基准元信号S_c（m）作为参考信号Z（m）输出，在由选择控制信号F（m）表示的更新差分高于第1预定值R₁的情况下，将延迟信号X（m）作为参考信号Z（m）输出。

选择部204中的上述处理用上述（2）式、以及下述（10）式和（11）式表示。

Z（m）＝S_c（m）（F（m）≤R₁）：（10）

Z（m）＝X（m）（F（m）＞R₁）：（11）

另外，选择部204基于预定的选择规则，根据选择控制信号F（m）的值选择与从第1比较信号D（m）中选择出的1个物理量关联的基准元信号S_k（m）、和延迟信号X（m）中的任意一方的方法也可以是上述以外的方法。

此外，更新部206将更新基准信号S（m－1）并生成基准信号S（m）时的差分值作为更新差分，并将表示该更新差分的选择控制信号F（m）提供给选择部204。此处，更新部206能够将基准信号S（m－1）与基准信号S（m）之间的欧几里得距离或相位差设为更新差分。

并且，更新部206使用加权系数W（m）更新基准信号S（m），从而生成基准信号S（m＋1）。此处，更新基准信号S（m）的方法可以使用实施方式1中示出的方法，但只要是根据加权系数W（m）对全部基准元信号S_k（m）进行同样的振幅校正和相位校正的方法即可，也可以使用与在实施方式1中使用的方法不同的方法。

根据本实施方式的差动解调装置200，能够使用与延迟信号和基准信号的比较结果对应的加权系数进行基准信号的更新和选择控制信号的生成，根据该选择控制信号来适当切换延迟信号和基准信号并设为差动解调时的参考信号，因此能够进行考虑到基准信号的稳定状态的差动解调动作，能够进一步提高解调性能。

实施方式3.

图7是概略地示出实施方式3的差动解调装置300的结构的框图。如图所示，差动解调装置300具有差动解调部101、延迟部102、比较部103、选择部304、计算部105和更新部306。实施方式3的差动解调装置300在由选择部304和更新部306进行的处理中，与实施方式1的差动解调装置100不同。

选择部304根据预定的选择规则，将与从第1比较信号D（m）中选择出的1个第1物理量D_k（m）关联的基准元信号S_k（m）作为参考信号Z（m）提供给差动解调部101。例如，选择部304首先从第1物理量D_k（m）中选择绝对值最小的物理量作为D_c（m），并输出与其关联的基准元信号S_c（m）作为参考信号Z（m）。

此外，选择部304将表示参考信号Z（m）的大小的更新控制信号G（m）提供给更新部306。例如，选择部304生成表示参考信号Z（m）的振幅或功率的值的更新控制信号G（m），并将该更新控制信号G（m）提供给更新部306。但是，参考信号Z（m）的大小不限于这些。

选择部304中的上述处理例如用上述（2）式、（3）式和下述（12）式表示。

G（m）＝｜Z（m）｜²：（12）

另外，更新控制信号G（m）的计算方法也可以是上述以外的计算方法。

更新部306将基准信号S（m）提供给选择部304和比较部103。

此外，更新部306根据更新控制信号G（m），使用加权系数W（m）更新基准信号S（m），从而生成基准信号S（m＋1）。例如，更新部306在由更新控制信号G（m）表示的值在作为第2阈值的第2预定值R₂以下的情况下，根据加权系数W（m）使构成基准信号S（m）的基准元信号S_k（m）的全部振幅和相位分别移位相同量来对基准信号S（m）进行更新。另一方面，更新部306在更新控制信号G（m）高于第2预定值R₂的情况下，停止基准信号S（m）的更新。

更新部306中的上述处理例如用上述（7）式和下述（13）式～（16）式表示。

ABS｛S_k（m＋1）｝＝α（m）（G（m）≤R₂）：（13）

∠｛S_k（m＋1）｝＝∠｛S_k（m）｝－β（m）（G（m）≤R₂）：（14）

ABS｛S_k（m＋1）｝＝ABS｛S_k（m）｝（G（m）＞R₂）：（15）

∠｛S_k（m＋1）｝＝∠｛S_k（m）｝（G（m）＞R₂）：（16）

其中，只要是参考更新控制信号G（m）的方法即可，进行基准信号S（m）的更新停止或重新开始的方法不限于上述方法。此外，只要是参考更新控制信号G（m）控制基准信号S（m）的更新的方法即可，其控制内容可以不是更新的停止和重新开始。

根据本实施方式的差动解调装置300，能够使用与接收信号和基准信号的比较结果对应的加权系数进行基准信号的更新，在差动解调时将该基准信号作为参考信号进行参考，并且根据从该参考信号得到的更新控制信号适当停止或重新开始基准信号的更新，因此即使产生未预期的接收信号的变动也能够维持稳定的基准信号的更新，能够进一步提高解调性能。

实施方式4.

图8是概略地示出实施方式4的差动解调装置400的结构的框图。如图所示，差动解调装置400具有差动解调部101、延迟部402、比较部103、选择部404、计算部105和更新部406。实施方式4的差动解调装置400在由延迟部402、选择部404和更新部406进行的处理中，与实施方式1的差动解调装置100不同。

延迟部402通过使输入信号延迟预定时间，而将延迟后的输入信号作为延迟信号提供给比较部103和选择部404。例如，在图8中，延迟部402在被输入了输入信号X（m＋1）时，将在输入信号X（m＋1）之前输入的输入信号作为延迟信号X（m）提供给比较部103和选择部404。

选择部404基于预定的选择规则，根据由从更新部406提供的选择控制信号F（m）表示的更新差分，选择与从第1比较信号D（m）中选择出的1个第1物理量D_k（m）关联的基准元信号S_k（m）和延迟信号X（m）中的任意一方，并将所选择的信号作为参考信号Z（m）提供给差动解调部101。例如，选择部404首先从第1物理量D_k（m）中选择绝对值最小的物理量作为D_c（m），并确定与其关联的基准元信号S_c（m）。接着，选择部404在由选择控制信号F（m）表示的更新差分在第1预定值R₁以下的情况下，将基准元信号S_c（m）作为参考信号Z（m）输出，在由选择控制信号F（m）表示的更新差分高于第1预定值R₁的情况下，将延迟信号X（m）作为参考信号Z（m）输出。此处，选择部404中的上述处理用上述（2）式、（10）式和（11）式表示。另外，选择部404可以使用与上述不同的方法，基于预定的选择规则，根据选择控制信号F（m）的值选择与从第1比较信号D（m）中选择出的1个物理量关联的基准元信号S_k（m）、和延迟信号X（m）中的任意一方。

此外，选择部404将表示参考信号Z（m）的大小的更新控制信号G（m）提供给更新部406。例如，选择部404生成表示参考信号Z（m）的振幅或功率的值的更新控制信号G（m），并将该更新控制信号G（m）提供给更新部406。但是，参考信号Z（m）的大小不限于这些。此处，选择部404中的上述处理例如用上述（2）式、（3）式和（12）式表示。另外，更新控制信号G（m）的计算方法也可以是上述以外的计算方法。这里，基准信号S（m）用于对输入信号X（m＋1）进行处理。

此外，更新部406将更新基准信号S（m－1）并生成基准信号S（m）时的差分值作为更新差分，并将表示该更新差分的选择控制信号F（m）提供给选择部404。此处，更新部406能够将基准信号S（m－1）与基准信号S（m）之间的欧几里得距离或相位差设为更新差分。

并且，更新部406根据更新控制信号G（m），使用加权系数W（m）更新基准信号S（m），从而生成基准信号S（m＋1）。例如，更新部406在由更新控制信号G（m）表示的值在第2预定值R₂以下的情况下，根据加权系数W（m）使构成基准信号S（m）的基准元信号S_k（m）的全部振幅和相位分别移位相同量来对基准信号S（m）进行更新。另一方面，更新部406在更新控制信号G（m）高于第2预定值R₂的情况下，停止基准信号S（m）的更新。更新部406中的上述处理例如用上述（7）式、（13）式～（16）式表示。

其中，只要是参考更新控制信号G（m）的方法即可，进行基准信号S（m）的更新停止或重新开始的方法不限于上述方法。此外，只要是参考更新控制信号G（m）控制基准信号S（m）的更新的方法，则该控制内容可以与更新的停止以及重新开始不同。

根据本实施方式的差动解调装置400，能够使用与接收信号和基准信号的比较结果对应的加权系数进行基准信号的更新和选择控制信号的生成，并根据该选择控制信号适当切换延迟信号和基准信号来设为差动解调时的参考信号，并且能够根据从该参考信号得到的更新控制信号适当停止或重新开始基准信号的更新，因此不仅能够进行考虑到基准信号的稳定状态的差动解调动作，即使产生未预期的接收信号的变动也能够维持稳定的基准信号的更新动作，能够进一步提高解调性能。

上述实施方式1至实施方式4的内容例示了差动解调装置中的可应用的方式，但本发明不限于此。例如，能够将本发明应用于广播接收装置。

标号说明

100、200、300、400：差动解调装置；101：差动解调部；102、202、402：延迟部；103：比较部；104、204、304、404：选择部；105：计算部；106、206、306、406：更新部。

Claims (8)

1.一种差动解调装置，其特征在于，该差动解调装置具有：

延迟部，其使输入信号延迟预定时间而作为延迟信号；

比较部，其计算表示所述延迟信号与所述输入信号可取的信号点的数量以下、且1个以上的基准元信号之间的差分的1个以上的物理量；

选择部，其选择所述1个以上的物理量中的绝对值最小的1个物理量的计算中使用的基准元信号作为参考信号；

差动解调部，其利用所述输入信号与所述参考信号之间的相位差进行所述输入信号的解调，

计算部，其使用所述1个以上的物理量的至少一部分计算加权系数；以及

更新部，其使用所述加权系数更新所述1个以上的基准元信号。

2.根据权利要求1所述的差动解调装置，其特征在于，

所述比较部计算所述延迟信号与所述基准元信号之间的欧几里得距离和相位差分中的至少任意一方作为所述物理量。

3.根据权利要求1或2所述的差动解调装置，其特征在于，

所述更新部计算表示所述基准元信号与已更新的所述基准元信号之间的差分值的更新差分，

在所述更新差分为第1阈值以下的情况下，所述选择部选择所述基准元信号作为所述参考信号，

在所述更新差分大于所述第1阈值的情况下，所述选择部选择所述延迟信号作为所述参考信号。

4.根据权利要求1或2所述的差动解调装置，其特征在于，

所述更新部在所述参考信号的大小为第2阈值以下的情况下，更新所述基准元信号。

5.一种差动解调方法，其特征在于，该差动解调方法包括：

延迟步骤，使输入信号延迟预定时间而作为延迟信号；

比较步骤，计算表示所述延迟信号与所述输入信号可取的信号点的数量以下、且1个以上的基准元信号之间的差分的1个以上的物理量；

选择步骤，选择所述1个以上的物理量中的绝对值最小的1个物理量的计算中使用的基准元信号作为参考信号；

差动解调步骤，利用所述输入信号与所述参考信号之间的相位差进行所述输入信号的解调，

计算步骤，使用所述1个以上的物理量的至少一部分计算加权系数；以及

更新步骤，使用所述加权系数更新所述1个以上的基准元信号。

6.根据权利要求5所述的差动解调方法，其特征在于，

在所述比较步骤中，计算所述延迟信号与所述基准元信号之间的欧几里得距离和相位差分中的至少任意一方作为所述物理量。

7.根据权利要求5或6所述的差动解调方法，其特征在于，

在所述更新步骤中，计算表示所述基准元信号与已更新的所述基准元信号之间的差分值的更新差分，

在所述更新差分为第1阈值以下的情况下，在所述选择步骤中选择所述基准元信号作为所述参考信号，

在所述更新差分大于所述第1阈值的情况下，在所述选择步骤中选择所述延迟信号作为所述参考信号。

8.根据权利要求5或6所述的差动解调方法，其特征在于，

在所述更新步骤中，在所述参考信号的大小为第2阈值以下的情况下，更新所述基准元信号。