WO2012147753A1 - 中継衛星および衛星通信システム - Google Patents

中継衛星および衛星通信システム Download PDF

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WO2012147753A1
WO2012147753A1 PCT/JP2012/060995 JP2012060995W WO2012147753A1 WO 2012147753 A1 WO2012147753 A1 WO 2012147753A1 JP 2012060995 W JP2012060995 W JP 2012060995W WO 2012147753 A1 WO2012147753 A1 WO 2012147753A1
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signal
reception
transmission
delay
unit
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PCT/JP2012/060995
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藤村　明憲
恭一郎 和泉
俊之 久世
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三菱電機株式会社
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
    • H04B7/18578—Satellite systems for providing broadband data service to individual earth stations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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    • H04B7/1851—Systems using a satellite or space-based relay
    • H04B7/18515—Transmission equipment in satellites or space-based relays
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/204—Multiple access
    • H04B7/2041—Spot beam multiple access

Definitions

  • the present invention relates to a relay satellite that relays various signals from a narrowband signal to an ultra-wideband signal, and a satellite communication system using the relay satellite.
  • each sampling rate of the AD converter (A / D), DA converter (D / A), and digital signal processing unit is set.
  • a technique related to such a relay satellite equipped with a digital channelizer is disclosed in Patent Document 1 below.
  • space devices with excellent radiation resistance generally have a lower sampling rate and processing speed than consumer devices used on the ground. There was a problem that it could not be realized due to device performance limitations.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a relay satellite and a satellite communication system that can relay a signal having a wider band than before and that are resistant to failure and interference.
  • a relay satellite includes a plurality of reception antennas, a plurality of reception processing means, a plurality of transmission processing means, a plurality of transmission antennas, First switching means for outputting a signal received by each of the receiving antennas to one or more of the reception processing means, and a digital reception signal obtained by performing reception processing by each of the plurality of reception processing means.
  • Second switch means for outputting to one or more of the transmission processing means, and a second switch means for outputting an analog signal obtained by each of the plurality of transmission processing means to one of the transmission antennas.
  • the first switch means receives the wideband received signal when a received signal having a wider band than the band that can be processed by the reception processing means is input.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a relay satellite according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an internal configuration example of components that perform processing on the reception side in the relay satellite.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an internal configuration example of components that perform transmission-side processing in the relay satellite.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a receiving station.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a combining unit included in the receiving station.
  • FIG. 6 is a diagram showing an outline of a signal relay operation example.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the signal relay operation (reception side).
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a relay satellite according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an internal configuration example of components that perform processing on the reception side in the relay satellite.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an internal configuration example of components that perform transmission-side processing in the relay satellite.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a relationship between spectrums of signals processed by the demultiplexing unit of the reception port #n and the demultiplexing unit of the reception port # n + 1.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a signal received by the reception port # 2.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of the signal relay operation (transmission side).
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a wideband signal transmitted from the relay satellite to the receiving station.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of delay processing in the signal relay operation.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of cross-correlation characteristics.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a signal vector synthesized at the receiving station.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a frame format of a signal processed by the relay satellite according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration example of a receiving station that receives a signal relayed by the relay satellite according to the second embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a digital switch matrix unit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of processing of the phase compensation unit included in the digital switch matrix unit.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of the relationship between the same components of reception signals input to two different reception ports.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of the relationship between the same components of reception signals input to two different reception ports.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an operation example of the path delay difference detection unit provided in the digital switch matrix unit.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration example of a digital switch matrix unit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a wideband signal transmitted from the relay satellite to the receiving station.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating an example of a relationship between signals output from two different transmission ports and transmitted from the same transmission antenna.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating an example of cross-correlation characteristics.
  • FIG. 26 is a diagram showing details of the cross-correlation characteristics shown in FIG.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an internal configuration example of a receiving unit that performs processing on the receiving side in the relay satellite according to the sixth embodiment.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating an internal configuration example of a transmission unit that performs processing on the transmission side in the relay satellite according to the sixth embodiment.
  • Embodiment 1 FIG.
  • a relay satellite and a satellite communication system capable of relaying a wideband signal using a device having a low sampling rate and a processing rate will be described.
  • the relay satellite relays four uplink signal meters ( ⁇ A, B, C, D ⁇ ) from two beam areas to the two beam areas. This is also applicable to the case where is 3 or more, or the case where there are 5 or more signals to be relayed.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a relay satellite according to the present invention.
  • the relay satellite includes a receiving unit that receives a signal, a transmitting unit that transmits the signal, and a connection that passes the signal received by the receiving unit to the transmitting unit. , A plurality of receiving antennas connected to the receiving unit, and a plurality of transmitting antennas connected to the transmitting unit, performing signal processing to be described later on a signal received via the receiving antenna, Relay signals by transmitting.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the internal configuration of a component that performs processing on the receiving side in the relay satellite shown in FIG. 1, specifically, a receiving unit and a connecting unit.
  • a signal transmission source device transmission station
  • the relay satellite 200 is a receiving antenna 21-1, 21-2,... That receives signals from the wideband beam area 100, the narrowband beam area 102, as a component that performs processing on the reception side.
  • 21-N reception analog switch matrix unit 22, bandpass filters 23-1, 23-2, 23-3,..., 23-N, mixers 24-1, 24-2, 24-3,.
  • 24-N reception local generation unit 25, original oscillation 26, low pass filters (LPF) 27-1, 27-2, 27-3,..., 27-N, and AD converter (A / D) 28 , 28-N, delay circuits 29-1, 29-2, 29-3,..., 29-N, demultiplexing units 30-1, 30-2, 30-3,..., 30-N, and the digital switch matrix unit 31 Equipped with a.
  • the reception analog switch matrix unit to the demultiplexing unit constitute the reception unit shown in FIG.
  • the digital switch matrix part constitutes the connection part shown in FIG.
  • a broadband transmission station 101 exists in the broadband beam area 100, and narrowband transmission stations 103, 104, and 105 exist in the narrowband beam area 102.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of an internal configuration of a component that performs processing on the transmission side in the relay satellite illustrated in FIG. 1, specifically, a transmission unit.
  • a transmission destination device receiving station
  • the relay satellite 200 includes, as components for performing processing on the transmission side, multiplexing units 32-1, 32-2, 32-3,..., 32-N, and a delay circuit 33-1. , 33-2, 33-3, ..., 33-N, DA converters (D / A) 34-1, 34-2, 34-3, ..., 34-N, and a low-pass filter (LPF) 35- 1, 35-2, 35-3,..., 35-N, mixers 36-1, 36-2, 36-3,..., 36-N, a transmission local generator 37, and a band pass filter (BPF).
  • D / A DA converters
  • LPF low-pass filter
  • a receiving station 401 exists in the beam area 400 and a receiving station 403 exists in the beam area 402.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the receiving station 401 in the present embodiment, and the receiving station 401 is a spread spectrum receiving station. That is, in this embodiment, a relay satellite that relays signals to a spread spectrum receiving station will be described.
  • the receiving station 401 of this embodiment includes an antenna 500, an amplifier 501, a band pass filter (BPF) 502, a mixer 503, a reception local generation unit 504, a low pass filter (LPF). ) 505, an AD converter (A / D) 506, a demultiplexing unit 507, a wideband signal demodulator 510, and narrowband signal demodulators 508 and 509.
  • the broadband signal demodulator 510 includes a cross correlator 511, a vector phase detector 512, a combiner 513, and a detector 514.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the combining unit 513 provided in the receiving station 401.
  • the synthesizer 513 includes delay units 600 and 601 that process delay amounts and cross-correlation data, and a transfer unit 610 and a phase shifter for data processed by the delay units 600 and 601. 611, an adder 620, and a latch 630.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a signal relay operation by the relay satellite according to the present embodiment.
  • relay satellite 200 simultaneously relays the following signals A, B, C, and D in the frequency arrangement shown in FIG. ⁇ 1>
  • a wideband signal A from the wideband transmitting station 101 in the wideband beam area 100 is transmitted to the receiving station 401 in the beam area 400.
  • B is transmitted to the receiving station 403 in the beam area 402
  • the narrowband signal C from the narrowband transmitting station 104 in the narrowband beam area 102 is transmitted to the receiving station 401 in the beam area 400
  • narrow Narrowband signal D from narrowband transmitting station 105 in band beam area 102 is transmitted to receiving station 401 in beam area 400.
  • the upper limit of the signal bandwidth that can be processed by a set of ⁇ AD converter, demultiplexing unit, multiplexing unit, DA converter ⁇ in the relay satellite 200 is set to 1, and the bandwidth of the wideband signal A is Assuming a case where the width is 1.5 and the bandwidths of the narrowband signals B, C, and D are 0.25, the prior art cannot digitally demultiplex, multiplex, or switch the wideband signal A. .
  • the present embodiment details will be described later, but each signal ⁇ A, B, C, D ⁇ including such a broadband signal A is relayed while preventing deterioration in communication quality. .
  • the broadband signal A is received by the reception antenna 21-1 and input to the reception analog switch matrix unit 22.
  • the narrowband signals B, C, and D are received by the receiving antenna 21-2 and similarly input to the receiving analog switch matrix unit 22.
  • the reception analog switch matrix unit 22 is controlled by a command signal from the ground control station 110.
  • the command signal is transmitted from the control station 110 to the relay satellite 200 via a separate line.
  • the reception analog switch matrix unit 22 follows the command signal from the control station 110, and for the wideband signal A from the reception antenna 21-1, the bandpass filter (BPF) 23 corresponding to the subsequent reception port # 0. ⁇ 1 and the band pass filter (BPF) 23-2 corresponding to the reception port # 1 at the subsequent stage are simultaneously input.
  • the wideband signal A input to the BPF 23-1 is frequency-converted from a radio frequency band to an intermediate frequency band or a baseband band via a mixer 24-1 and a low-pass filter (LPF) 27-1 at the subsequent stage.
  • the analog signal (pass bandwidth 1.0) of the BPF 23-1 and the LPF 27-1 causes the wideband signal A to be cut in almost half of the lower band from the center frequency as shown in FIG. And its bandwidth is reduced from 1.5 to 0.75 + ⁇ .
  • the wideband signal A input to the BPF 23-2 is frequency-converted from the radio frequency band to the intermediate frequency band or the baseband band via the mixer 24-2 and the low pass filter (LPF) 27-2 in the subsequent stage. Is done.
  • the analog signal (pass bandwidth 1.0) by the BPF 23-2 and the LPF 27-2 is used to reduce the band half of the wide band signal A from the center frequency. And its bandwidth is reduced from 1.5 to 0.75 + ⁇ .
  • the bandwidth may not be half, and the signal bandwidth input to the AD converters 28-1 and 28-2 at the subsequent stage is not limited. Any ratio (for example, 0.9 + ⁇ : 0.6 + ⁇ ) may be used as long as it is 1 or less (below the upper limit of the processing speed).
  • the relationship of this ratio is that the frequency of the local signal input from the reception local generation unit 25 to the mixer 24-1 and the frequency of the local signal input from the reception local generation unit 25 to the mixer 24-2 This is realized by controlling with a command signal from 110. Since each local signal generated from the reception local generation unit 25 is generated based on the original oscillation 26, the frequency relationship of each local signal is stable and no frequency shift occurs.
  • the frequency interval of these reception local signals is 1. That is, by setting the frequency interval of the received local signal to the same value as the upper limit value 1 of the signal bandwidth that can be processed by each ⁇ AD converter, demultiplexing unit, multiplexing unit, DA converter ⁇ , the relay satellite 200 Realizes relay processing of a wideband signal having the maximum bandwidth N with the configuration of the reception ports # 0 to # N-1 shown in FIG.
  • the signal in FIG. 7A sampled by the AD converter 28-1 is subjected to a time delay of ⁇ R0 [seconds] by the delay circuit 29-1, and is then demultiplexed including an out-of-band signal.
  • the signal is decomposed into four signals by the unit 30-1.
  • the signal input to the AD converter 28-1 is an intermediate frequency (IF) signal
  • the AD converter 28-1 samples the IF signal.
  • the signal input to the AD converter 28-1 is a baseband signal
  • the AD converter 28-1 samples the baseband signal with two types of in-phase (I) and quadrature (Q).
  • the number of demultiplexing is four, but the number of demultiplexing is not limited to this, and any value may be used as long as it is an integer of 2 or more.
  • the characteristics of the four filters (demultiplexing filters) used in the demultiplexing unit 30-1 are indicated by dotted lines in FIG. With this processing, the demultiplexing unit 30-1 deletes ⁇ from the signal having the bandwidth 0.75 + ⁇ shown in FIG. 7A, and the signal (A) having the bandwidth 0.75 shown in FIG. As shown in FIG. 7C, the signal is decomposed into three signals (1), (2), and (3) having a bandwidth of 0.25. As shown in FIG. 7C, the demultiplexing unit 30-1 demultiplexes signals including out-of-band signals.
  • the signal (bandwidth 0.75 + ⁇ ) of FIG. 7D sampled by the AD converter 28-2 is demultiplexed after being given a time delay of ⁇ R1 [seconds] by the delay circuit 29-2.
  • the signals including the out-of-band signals are decomposed into four signals as shown in FIG. 7 (f) by the four demultiplexing filters having the characteristics shown by the dotted lines in FIG. 7 (e). That is, the demultiplexing unit 30-2 deletes ⁇ from the signal having the bandwidth 0.75 + ⁇ shown in FIG. 7D, and the signal (A) having the bandwidth 0.75 shown in FIG. As shown in FIG. 7F, the signal is decomposed into three signals (4), (5), and (6) having a bandwidth of 0.25.
  • Fig. 8 shows the relationship between the frequency vs. amplitude characteristics of the demultiplexer corresponding to each port.
  • the four frequency versus amplitude characteristics indicated by the solid line are the characteristics of the four filters provided in the demultiplexing unit corresponding to the reception port #n
  • the four frequency versus amplitude characteristics indicated by the dotted line are The characteristics of the four filters provided in the demultiplexing unit corresponding to the reception port # n + 1.
  • the characteristics of the filters used in each demultiplexing unit are designed such that the characteristics overlap between adjacent filters, including between reception port #n and reception port # n + 1.
  • the amplitude at which the characteristics of each filter intersect is 0.5, and the sum of the frequency-amplitude characteristics of each filter is 1.
  • each filter shown in FIG. 8A is designed to be a straight line without any discontinuity, for example, the input signal A once becomes signals (1), (2), (3), Even if it is decomposed into six (4), (5), and (6) (see FIGS. 7 (c) and (f)), by the multiplexing process by the multiplexing units 32-1 to 32-N in the subsequent stage, The signals (a) and (a) are restored (FIG. 8B), and the original signal A is restored by signal synthesis processing in the transmission analog switch matrix unit 39 (FIG. 8C).
  • the design in which the frequency vs. phase characteristic of each filter shown in FIG. 8A is a straight line within the reception port (reception port #n, reception port # n + 1) is the demultiplexing unit 30-1 to 30-N. Is possible because it is composed of digital circuits.
  • the frequency vs. phase characteristic of each filter including a straight line including between the reception port #n and the reception port # n + 1 is different from the characteristics of the analog filter at each reception port, and the phase noise of each reception local signal Difficult because of its characteristics. This countermeasure will be described later.
  • the reception analog switch matrix unit 22 applies the signal ⁇ B, C, D ⁇ from the reception antenna 21-2 to the bandpass filter (BPF) corresponding to the reception port # 2 according to the command signal from the control station 110. ) Input to 23-3.
  • the narrowband signal ⁇ B, C, D ⁇ input to the BPF 23-3 passes from the radio frequency band to the intermediate frequency band or the baseband band via the mixer 24-3 and the low-pass filter (LPF) 27-3. Frequency conversion is performed.
  • the analog filter by the BPF 23-3 and the LPF 27-3 extracts the signal ⁇ B, C, D ⁇ , and removes the unnecessary wave when the unnecessary wave exists in the adjacent frequency band (FIG. 9A). FIG. 9 (b)).
  • the signal ⁇ B, C, D ⁇ of FIG. 9B sampled by the AD converter 28-3 is given a time delay of ⁇ R2 [seconds] by the delay circuit 29-3, and then the demultiplexing unit 30- 3, the four filter characteristics indicated by the dotted lines in FIG. 9C are decomposed into four signals as shown in FIG. 9D, including signals outside the band.
  • the demultiplexing unit 30-3 decomposes (demultiplexes) the signals ⁇ B, C, D ⁇ shown in FIG. 9C into three narrowband signals B, C, D.
  • the digital switch matrix unit 31 receives the signals output from the preceding demultiplexing units, and distributes the input signals to the subsequent combining units 32-1 to 32-N.
  • the signals B, C, and D output from the demultiplexing unit 30-3 are input, and the switch process shown in FIG. 10A is performed.
  • the signal (1) is the terminal # 0 0 , that is, the 0th terminal among the m terminals corresponding to the transmission port # 0, and the signal (2) is the terminal # 0 1 ( Signal (3) is at terminal # 0 2 (second terminal corresponding to transmission port # 0) and signal (4) is at terminal # 0 3 (transmission port # 0).
  • Signal (5) corresponds to terminal # 1 0 (0th terminal corresponding to transmission port # 1)
  • signal (6) corresponds to terminal # 1 1 (3rd terminal corresponding to transmission port # 1).
  • Each multiplexing unit (multiplexing units 32-1 to 32-N) synthesizes four input signals by arranging them at a frequency interval of 0.25.
  • each multiplexing unit has a circuit design in which the frequency-to-phase characteristic of the combined signal is a straight line like the demultiplexing units 30-1 to 30-N.
  • the multiplexing unit 32-1 combines the signals (1), (2), (3), and (4) input from the digital switch matrix unit 31, and the result is shown in FIG.
  • the signal (C) shown is generated.
  • the multiplexing unit 32-2 multiplexes the signals (5), (6), C, and D to generate signals ⁇ (d), C, D ⁇ having the frequency arrangement shown in FIG.
  • the multiplexing unit 32-3 generates the signal B having the frequency arrangement shown in FIG. 10D by the process of multiplexing the signal B and three empty channels.
  • the combined signal (c) is converted into a radio frequency band via the delay circuit 33-1, the DA converter 34-1, the LPF 35-1, the mixer 36-1, and the BPF 38-1.
  • the combined signals ⁇ (D), C, D ⁇ are transmitted wirelessly via the delay circuit 33-2, DA converter 34-2, LPF 35-2, mixer 36-2, and BPF 38-2.
  • the signal B after being converted into the frequency band and combined is converted into the radio frequency band via the delay circuit 33-3, the DA converter 34-3, the LPF 35-3, the mixer 36-3, and the BPF 38-3.
  • the number of multiplexing is four is shown.
  • the number of multiplexing is not limited to this, and any value can be used as long as it is an integer of 2 or more. It doesn't matter.
  • the delay amounts ⁇ T0, ⁇ T1, ⁇ T2,..., ⁇ T (n ⁇ 1) of the delay circuits 33-1, 33-2, 33-3,..., 33-N are determined by command signals from the ground control station 110. Be controlled. The setting of each delay amount will be described later.
  • Each transmission signal is converted into a radio frequency band by multiplying each transmission local signal generated by the transmission local generation unit 37 by each mixer 36-1, 36-2, 36-3, ..., 36-N. Realized.
  • Each transmission local signal generated by the transmission local generation unit 37 is generated on the basis of the original oscillation 26 in the same manner as each reception local signal generated by the reception local generation unit 25 described above. Therefore, the frequency relationship of each transmission local signal is stable and no frequency shift occurs. Also, the frequency interval of these transmission local signals is set to 1 similarly to the frequency interval of the reception local signals.
  • the connection of the transmission analog switch matrix unit 39 is controlled by a command signal from the control station 110 on the ground.
  • the signal (c) from the transmission port # 0 (BPF 38-1) and the signal ⁇ (d), C, D ⁇ from the transmission port # 1 (BPF 38-2) are simultaneously transmitted to the transmission antenna 40- Output to 1.
  • the signal spectrum output from the transmission antenna 40-1 has a form in which the signal (c) and the signal (d) partially overlap.
  • the frequency interval of each transmission local signal is 1, and the combined signal A ′ obtained by combining the signal (c) and the signal (d) due to the characteristics of each demultiplexing filter shown in FIG. 7 is shown in FIG.
  • the signal spectrum shape similar to that of the signal A from the original broadband transmitting station 101 is transmitted to the receiving station 401 in the beam area 400.
  • the transmission analog switch matrix unit 39 outputs the signal B (FIG. 10 (f)) converted to the radio frequency band output from the transmission port # 2 (BPF 38-3) to the transmission antenna 40-2, Signal B is transmitted to the receiving station 403 in the beam area 402.
  • the ground receiving station 401 After receiving the signals ⁇ A ', C, D ⁇ , the ground receiving station 401 demodulates each.
  • the ground receiving station 403 receives the signal B and demodulates it.
  • the receiving station 401 receives a wideband signal ⁇ A ′, C, D ⁇ having a total bandwidth of 2, but generally, the operation speed of a consumer digital device used on the ground is the digital for space use. Since the operating speed of the device is several times higher, the receiving station 401 can demodulate the signal ⁇ A ′, C, D ⁇ without the problem of the upper limit of the performance of the digital device.
  • the frequency vs. phase characteristic of the synthesized signal A ' has discontinuities at the two ⁇ ⁇ (R), (T) ⁇ shown in FIG.
  • “ ⁇ ” (R) shown in FIG. 11 represents a discontinuous position generated between the port #n and port # n + 1 (specifically, the reception port # 0 and the reception port # 1) on the reception side as described above.
  • “ ⁇ ” (T) shown in FIG. 11 indicates a discontinuous position that occurs between port #n and port # n + 1 (specifically, transmission port # 0 and transmission port # 1) on the transmission side.
  • each of the delay circuits 29-1 to 29-N and 33-1 to 33-N in the relay satellite 200 is used in the present embodiment.
  • the delay control and the correlation processing in the receiving station 401 a reception sensitivity characteristic equivalent to the case of receiving the original signal A is realized without deterioration of communication quality.
  • the processing of the receiving station 401 when the signal A is a spread spectrum signal will be described with reference to FIGS.
  • the antenna 500 receives the signal ⁇ A ′, C, D ⁇ , and the amplifier 501 amplifies the level of the signal ⁇ A ′, C, D ⁇ .
  • the amplified signal ⁇ A ′, C, D ⁇ is converted from a radio frequency band to an intermediate frequency or baseband via a band pass filter (BPF) 502, a mixer 503, and a low pass filter (LPF) 505. Thereafter, the signal is input to the AD converter 506.
  • the AD converter 506, which is a consumer product, samples the signal ⁇ A ′, C, D ⁇ having a total bandwidth of 2 and converts it into a digital signal.
  • the demultiplexing unit 507 configured by a consumer digital device Each signal A ′, C, D is demultiplexed from the signal ⁇ A ′, C, D ⁇ of the total bandwidth 2 output from the converter 506.
  • the narrowband signal demodulator 508 demodulates the signal C demultiplexed by the demultiplexing unit 507, and the narrowband signal demodulator 509 demodulates the signal D demultiplexed by the demultiplexing unit 507.
  • the signals C and D do not cause phase discontinuity in the signal band like the signal A ′. Therefore, in the narrowband signal demodulators 508 and 509, Data demodulation is realized by the demodulation method.
  • the broadband signal demodulator 510 performs data demodulation in accordance with correlation processing in accordance with delay control by the relay satellite 200.
  • This delay control is to reduce the influence of phase uncertainty that occurs between each port.
  • the cross-correlation vector after despreading for each path is received. This is done to separate in the time direction so that communication quality does not deteriorate due to cancellation. Since the correlation vectors separated in the time direction are synthesized by the wideband signal demodulator 510 with the same vector angle, the communication quality does not deteriorate.
  • details of the demodulation process will be described.
  • the control station 110 sets the delay amounts ( ⁇ R0, ⁇ R1, ⁇ T0, ⁇ T1) of the delay circuits 29-1, 29-2, 33-1, 33-2 in the relay satellite 200, for example, as shown in FIG. . Since the control station 110 manages this satellite system such as all the control of the relay satellite 200, the type of each signal to be relayed, the frequency arrangement, etc., each delay set for the relay satellite 200 as necessary. Information useful for demodulating the signal A ′, such as the value and the phase discontinuity position (R), (T) of the signal A ′, is also notified to the receiving station 401.
  • FIG. 12A shows an example of delay processing for the signal A on the receiving side of the relay satellite 200
  • FIG. 12B shows an example of delay processing for the signal A on the transmitting side of the relay satellite 200.
  • each delay time is set to a small value with respect to the spreading code length L [ ⁇ sec].
  • the signal (( ⁇ (1), (2), (3), (4), (5), (6) ⁇ )) 1), (2), and (3) are given a time delay ⁇ R0 (0 [second] in this example) by the delay circuit 29-1, and the signals (4), (5), and (6) are the delay circuit 29- 2 gives a time delay ⁇ R1 (FIG. 12A).
  • the signals (1), (2), (3), (4) are given a time delay ⁇ T0 by the delay circuit 33-1, and the signals (5), (6) are delayed.
  • Circuit 33-2 provides a time delay ⁇ T1.
  • the relay satellite 200 finally gives the signal A the delay shown in FIG.
  • the wideband signal demodulator 510 of the receiving station 401 After performing the delay setting, the wideband signal demodulator 510 of the receiving station 401 starts the despreading process in the cross-correlation unit 511.
  • the cross-correlation unit 511 obtains a cross-correlation with the signal A ′ using a known despreading code at a sampling period several times the chip rate for spreading (performs a sliding correlation).
  • FIGS. 13A and 13B show examples of cross-correlation characteristics.
  • (A) shows the cross-correlation vector characteristic
  • (b) shows the cross-correlation power characteristic.
  • the cross-correlation power is 1 when any one of the signals ⁇ (1), (2), (3), (4), (5), (6) ⁇ is received, as shown in FIG.
  • the cross-correlation vector (power amount: 3) by the signal ⁇ (1), (2), (3) ⁇ , and after the time ( ⁇ R0 + ⁇ T1), the cross-correlation vector (power amount: power): 1) After time ( ⁇ R1 + ⁇ T1), a cross-correlation vector (amount of power: 2) based on the signals ⁇ (5), (6) ⁇ is obtained.
  • the vector phase detector 512 determines the number of cross-correlation vectors shown in FIG. 13A, the arrival time of each vector, and each vector from the cross-correlation data series (FIG. 13A) obtained by the cross-correlator 511. The phase angle is detected and notified to the synthesis unit 513.
  • the vector phase detector 512 detects each delay amount ( ⁇ R0, ⁇ R1, ⁇ T0, ⁇ T1) collected from the control station 110 when the vector arrival time or vector phase angle is detected, and the phase discontinuity position of the signal A ′.
  • the number of vectors to be detected (three in this example), the expected value of the ratio of vector lengths (3: 1: 2 in this example), the time difference between the vectors (in this example, ⁇ T1 ⁇ T0, ⁇ R1 ⁇
  • Each information of ( ⁇ R0 + ⁇ T1- ⁇ T0) may be used. In this case, the number of vectors, the arrival time of the vector, and the vector phase angle can be detected more accurately than in the case of detecting without using such information.
  • the synthesizer 513 uses each information of the number of vectors detected by the vector phase detector 512, the arrival time of the vector, and the vector phase angle to calculate each correlation vector of the cross-correlation data series output from the cross-correlator 511. Vector composition and output.
  • the cross-correlation data series is input to delay units 600 and 601 and adder 620.
  • the delay unit 600 performs time delay control for matching the first path vector that arrives first with the arrival time of the third path. Specifically, based on the time difference information of the vector detected by vector phase detection unit 512, vector phase detection unit 512 provides delay device 600 with the delay amount ( ⁇ R1- ⁇ R0 + ⁇ T1- ⁇ T0) of the first path.
  • the delay unit 601 performs time delay control for matching the second path vector to the arrival time of the third path. Specifically, based on the vector time difference information detected by the vector phase detector 512, the vector phase detector 512 gives the delay amount of the second path ( ⁇ R1- ⁇ R0) to the delay device 601.
  • the positions of the three correlation vectors shown in FIG. 13 can be aligned with the vector positions of the third path by each delay control process of the cross-correlation data series branched in three. However, since the correlation vector phase angles are not aligned, the vector phase angles are also aligned by the following processing.
  • the phase shifter 610 matches the vector phase angle of the first path that arrives first with the vector phase angle of the third path. Specifically, based on the vector phase angle information detected by the vector phase detector 512, the vector phase detector 512 gives the phase shift amount of the first path to the phase shifter 610. Similarly, the phase shifter 611 matches the vector phase angle of the second path with the vector phase angle of the third path. Specifically, the vector phase detection unit 512 gives the phase shift amount of the second path to the phase shifter 611.
  • the vector phase angles of the three-branched cross correlation data series can all be aligned with the vector position of the third path.
  • the adder 620 adds the three cross-correlation data series subjected to the above-described time delay control and phase shift control, and the latch 630 performs the addition based on the arrival time of the vector detected by the vector phase detection unit 512. From the cross-correlation data series, a correlation peak value after vector synthesis is extracted.
  • the combined signal vectors output from the combining unit 513 are aligned as shown in FIG. 14, so that a signal with 6 electric energy can be obtained without a decrease in signal level.
  • the downstream detection unit 514 receives the combined signal vector output from the combining unit 513 at the spreading code period (L [ ⁇ s]) as an input, performs synchronous detection or delay detection, and demodulates the data.
  • each path Since the cross-correlation vectors after despreading can be separated in the time direction so as to cancel each other at the time of reception and the communication quality does not deteriorate, good communication quality can be realized at the time of cross-correlation vector synthesis.
  • the relay satellite receives a processing block for receiving a signal from the transmitting station (a set of ⁇ BPF, mixer, LPF, A / D, delay circuit, demultiplexing shown in FIG. And a processing block for transmitting a signal to the receiving station (a set of ⁇ multiplexing unit, delay circuit, D / A, LPF, mixer, BPF ⁇ shown in FIG. 3)
  • N reception processing blocks are used and N reception processing blocks are used.
  • the block performs reception processing of input wideband signals in parallel for different frequency components and receives each signal received using N reception processing blocks using a plurality of transmission processing blocks.
  • each processing block (reception processing block, transmission processing block) gives a delay with a different delay amount for each processing block. did.
  • a signal including a broadband signal exceeding the performance limit (bandwidth 1) of the space device can be relayed, and a flexible relay operation can be realized.
  • the digital switch matrix unit that relays signals between the reception processing block and the transmission processing block receives a plurality of signals (signals demultiplexed by each reception block in the previous stage) having the same receiving destination (relay destination) receiving station.
  • the signal type whether it is a wideband signal or a non-wideband signal
  • the total bandwidth is allocated in consideration of being less than or equal to the bandwidth that can be processed by each transmission processing block in the subsequent stage. Can be realized.
  • the reception port # 0 path or the reception port # 1 path is faulty or an unexpected interference wave is input, so that the reception port # 0 or the reception port Even if the input of # 1 is saturated and normal received signal processing cannot be realized, the other normal path is used, and communication is not interrupted. Can be relayed.
  • the reception port # 1 fails, half of the wideband signal A (signals (4), (5), (6)) is lost, so the second correlation vector ( The power 1) and the third correlation vector (power 2) disappear.
  • the first correlation vector (power 3) obtained via the reception port # 0 can be received, the reception characteristic falls within a range of 3 dB (half). For example, the transmission data rate is increased by 0.5 times. Communication can be established by the adaptive modulation control to be dropped.
  • the delay control in the relay satellite 200 may not be performed in order to simplify the relay satellite 200 and the satellite communication system. That is, the relay satellite 200 may be configured without the delay circuits 29-1 to 29-N and 33-1 to 33-N. In this case, since the delay difference of each path in the relay satellite 200 is less than one chip, the cross-correlation vector phase angle of each path cancels out, so that communication quality may be deteriorated. Therefore, the relay satellite 200 and the satellite communication system can be simplified in configuration.
  • Embodiment 2 the signal processing example in the case where the signal A is a spread spectrum signal has been described.
  • the signal A may not be a spread spectrum signal but may be, for example, a wideband PSK modulated signal that does not perform spread spectrum.
  • the broadband transmitting station 101 transmits the broadband PSK modulated signal with a transmission path equalizing preamble added thereto.
  • the relay satellite 200 relays the broadband signal A by the same processing as in the first embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration example of the receiving station 401 (wideband PSK receiving station) in the second embodiment.
  • a receiving station 401 includes an antenna 500, an amplifier 501, a band pass filter 502, a mixer 503, a reception local generation unit 504, a low pass filter 505, an AD converter (A / D) 506, A demultiplexing unit 507, a wideband signal demodulator 510a, and narrowband signal demodulators 508 and 509 are provided.
  • Broadband signal demodulator 510 a includes cross-correlation section 521, transmission path estimation section 522, equalization section 523, and detection section 524. That is, the receiving station 401 of this embodiment is obtained by replacing the wideband signal demodulator 510 of the receiving station 401 (see FIG. 4) described in Embodiment 1 with a wideband signal demodulator 510a. The part is the same. Therefore, in the present embodiment, only the operation of wideband signal demodulator 510a will be described.
  • the cross-correlation unit 521 performs a cross-correlation process between the received signal A and the known preamble using the same preamble added to the wideband PSK modulation signal (see FIG. 15).
  • the transmission path estimation unit 522 extracts the cross-correlation characteristics between the preamble included in the received signal A and the known preamble from the cross-correlation data sequence obtained by the cross-correlation processing by the cross-correlation unit 521 by detecting the cross-correlation power. Then, the extracted cross-correlation characteristic is stored as a transmission path estimation value.
  • the equalization unit 523 performs equalization processing of the received signal A using the transmission path estimated value. For example, after the transmission path estimation value and the reception signal A are converted from the time domain to the frequency domain, the reception signal A converted to the frequency domain is divided by the transmission path estimation value converted to the frequency domain. The equalization process is performed. By this equalization processing, the frequency vs. phase characteristics in the signal A band, for example, even if the discontinuity shown in FIG. Processing can correct phase discontinuities. The data series after division is again converted from the frequency domain to the time domain in the equalization unit 523 and then output to the detection unit 524.
  • the detection unit 524 may demodulate the signal A (wideband PSK modulation signal) by a general demodulation process because the phase discontinuity in the signal A band is eliminated by the equalization process in the equalization unit 523.
  • the satellite communication system including the relay satellite 200 not only the spread spectrum signal described in the first embodiment but also the relay of the wideband PSK modulation signal without performing the spread spectrum can be realized with a good communication quality. I can do it.
  • relay satellite 200 may not be performed in this embodiment in order to simplify the relay satellite 200 and the satellite communication system. That is, the relay satellite 200 may be configured without the delay circuits 29-1 to 29-N and 33-1 to 33-N.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the reception analog switch matrix unit 22 performs connection control of signals from the reception antennas 21-1 to 21-N to the reception ports. ), (2), the reception analog switch matrix unit 22 may be eliminated, and the configuration of the relay satellite 200 may be simplified.
  • each of the receiving antennas 21-1 to 21-N is made variable by a command from the control station 110.
  • the relay satellite 200 not only the reception antenna 21-1, but also the reception antenna 21-2 is controlled to be directed to the wideband beam area 100, so that the wideband signal A is received by the reception port # as in the first embodiment. 0 and receiving port # 1 can be processed.
  • the receiving antenna 21-3 By directing the receiving antenna 21-3 to the narrowband beam area 102, the signals B, C, and D received by the receiving antenna 21-3 are processed by the receiving port # 2 as in the first embodiment. I can do it.
  • the transmission analog switch matrix unit 39 controls connection of signals from each transmission port to the transmission antennas 40-1 to 40-N.
  • the following (3) By adopting (4), the transmission analog switch matrix unit 39 may be eliminated, and the configuration of the relay satellite 200 may be simplified.
  • each of the transmission antennas 40-1 to 40-N is made variable by a command from the control station 110.
  • the transmission antenna 40-1 not only the transmission antenna 40-1 but also the transmission antenna 40-2 is controlled to be directed to the beam area 400, so that the transmission port # 0 (BPF 38-1) is the same as in the first embodiment. ) And the transmission port # 1 (BPF 38-2), that is, wideband signals ⁇ A ′, C, D ⁇ can be transmitted to the ground receiving station 401.
  • the signal B output from the transmission port # 2 (BPF 38-3) can be transmitted to the ground receiving station 403.
  • Embodiment 4 the phase discontinuity generated in the relay satellite 200 is compensated by the ground receiving station 401.
  • the relay satellite 200 itself has a phase generated on the receiving side. Discontinuity is compensated by digital signal processing.
  • the number of phase discontinuities is reduced from two (R and T) shown in FIG. 11 to one (T). Can do.
  • phase discontinuity that has occurred on the receiving side of the relay satellite is eliminated, so that the complexity of the processing amount of the ground receiving station 401 is reduced, and the frequency utilization efficiency of the uplink This improves the capacity of existing transmitting / receiving stations.
  • details will be described.
  • the configuration on the transmission side of the relay satellite 200 of the present embodiment is the same as that of FIG. 3 of the first embodiment.
  • the configuration on the receiving side is the configuration in which the delay circuits 29-1, 29-2, 29-3,..., 29-N are excluded from the configuration of FIG. That is, in this embodiment, in FIG. 2, the outputs of the AD converters 28-1, 28-2, 28-3,..., 28-N are separated from the demultiplexers 30-1, 30-2, 30-3. ,..., 30-N.
  • a new process not performed in the first embodiment is performed inside the digital switch matrix unit 31. Details of this processing will be described later.
  • terrestrial receiving station 401 in the present embodiment when receiving a spread spectrum signal, terrestrial receiving station 401 in the present embodiment eliminates the second path. Therefore, delay unit 601 and phase shifter 611 are excluded from the combining unit shown in FIG. It becomes the composition. Other than this, there is no structural difference between the receiving station 401 of the present embodiment and the receiving station 401 of the first or second embodiment.
  • the operation of the satellite communication system of the present embodiment will be described. As in the first embodiment, an example of operation in the case of receiving a signal from broadband transmitting station 101 and signals from narrowband transmitting stations 103, 104, and 105 and transmitting the signals to receiving stations 401 and 403 will be described. To do.
  • the signals from the transmitting stations 101, 103, 104, and 105 are demultiplexed by the demultiplexing units 30-1, 30-2, 30-3,..., 30-N of the relay satellite 200 (receiving side).
  • a series of processing up to this point is the same as in the first embodiment except that each signal is no longer delayed due to the deletion of the delay circuit. That is, signals (1), (2), (3) from the receiving port # 0 are signals (4), (5), (6) from the receiving port # 1, and signals B, C, D is input to the digital switch matrix unit 31 of the present embodiment.
  • FIG. 17 shows a configuration example of the digital switch matrix unit 31 of the present embodiment.
  • the digital switch matrix unit 31 of the present embodiment includes a phase compensation unit 700 and a switch unit 701.
  • Phase compensation unit 700 includes delay adjustment units 702 and 705, frequency conversion units 703 and 706, low-pass filters 704 and 707, complex multiplier 708, limiter 709, autocorrelation detection unit 710, and path delay difference detection. 711 and complex multipliers 712, 713, 714 and 715.
  • the reception section signal output from the demultiplexing unit 30-1 for handling an input signal from the receive port # 0 (see FIG. 2) (1) is input to the terminal # 0 1 according FIG.
  • signals output from the demultiplexing unit 30-1 (2) to the terminal # 0 2 the signal (3) is input to the terminal # 0 3.
  • the signal output from the demultiplexing unit 30-2 for handling an input signal from the receive port # 1 (4) is input to the terminal # 1 0 according Figure 17.
  • signals output from the demultiplexing unit 30-2 (5) to a terminal # 1 1, the signal (6) is input to the terminal # 1 2.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of processing of the phase compensation unit 700 included in the digital switch matrix unit 31 according to the present embodiment.
  • the phase compensation unit 700 includes signals ⁇ (1), (2), (3) ⁇ output from the demultiplexing unit 30-1 of the receiving unit and signals ⁇ (4) output from the demultiplexing unit 30-2. , (5), (6) ⁇ is compensated for.
  • the switch unit 701 receives the signals ⁇ (1), (2), (3) ⁇ , ⁇ (4), (5), (6) ⁇ compensated by the phase compensation unit 700 and inputs the signals from the first embodiment. Similarly, the switch processing shown in FIG. 10 is performed together with the signals ⁇ B, C, D ⁇ that are not subject to phase compensation.
  • phase compensation unit 700 half of the wideband signal A passes through the reception port # 0 and the other half passes through the reception port # 1, but only a part of overlapping signal components pass through both ports. To do. Specifically, it is the overlap region shown in FIG. 18, and this common signal component is part of the signal (3) (shaded portion) output from the demultiplexing unit 30-1 as shown in FIG. It is included in a part (shaded portion) of the signal (4) output from the demultiplexing unit 30-2.
  • the overlap component included in a part of the signal (3) is extracted by the low-pass filter 704 after the signal (3) is converted to baseband (0 Hz) by the frequency converter 703 shown in FIG.
  • the overlap component included in a part of the signal (4) is extracted by the low-pass filter 707 after the signal (4) is converted into the baseband (0 Hz) by the frequency converter 706.
  • the signals (3) and (4) are delay-adjusted by the delay adjustment units 702 and 705 in the previous stage and then input to the frequency conversion units 703 and 706. The operation regarding delay adjustment will be described later.
  • the overlap component extracted by the low-pass filter 704 is indicated by S 0
  • the overlap component extracted by the low-pass filter 707 is indicated by S 1 .
  • the signal components ⁇ S 0 , S 1 ⁇ all match the signal vectors at the respective sampling points in the time direction, that is, ⁇ S 0 , S 1 ⁇ have the same waveform.
  • FIG. 19 shows the envelope and phase of the signal component ⁇ S 0 , S 1 ⁇ when the phase difference ⁇ occurs.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of a relationship between the same components (respective overlap components extracted by the low-pass filters 704 and 707) of the reception signals input to two different reception ports (reception ports # 0 and # 1). is there.
  • a 0 envelope signal overlap component S 0 is, theta 0 phase signal overlap component S 0 is, A 1 is the envelope signal overlap component S 1, ⁇ 1 is overlap component S 1 Phase signal.
  • FIG. 20 shows the envelope signal ⁇ A 0 , A 1 ⁇ and the phase signal ⁇ 0 , ⁇ 1 ⁇ of the signal ⁇ S 0 , S 1 ⁇ when the path delay difference ⁇ occurs.
  • the envelope signal A 1 is input with a delay of ⁇ with respect to the envelope signal A 0 .
  • phase difference of the phase signals ⁇ 0 , ⁇ 1 ⁇ is not constant and varies as is apparent from FIG.
  • the phase difference changes from moment to moment, such as at times t1 and t2 in FIG.
  • the phase is present between the signal input to reception port # 0 and the reception signal input to reception port # 1 in phase compensation unit 700 using the above-described property. Compensates for discontinuities and path delay differences. Hereinafter, this compensation operation will be described.
  • the complex multiplier 708 performs complex multiplication on the signal S 0 and the complex conjugate value of the signal S 1 .
  • the vector angle ⁇ corresponds to the phase difference ⁇ between the reception port # 0 and the reception port # 1.
  • the path delay difference detection unit 711 obtains the path delay difference ⁇ using this property.
  • the path delay difference detection unit 711 intentionally gives a delay difference between each path in units of time Tc by outputting an instruction signal for adjusting the delay amount to the delay adjustment units 702 and 705 in the previous stage.
  • FIG. 21 shows an operation example of the path delay difference detection unit 711.
  • the autocorrelation power becomes the highest (P +1 in the figure) when “+ Tc” is set that is closest to the actual path delay difference ⁇ .
  • the delay difference setting at which the autocorrelation power is the second highest is “0” (P 0 in the figure), and it can be seen that the actual path delay difference ⁇ exists as a peak value between 0 and + Tc. .
  • the delay adjustment units 702 and 705 are composed of, for example, polyphase filters, and perform fine sampling phase adjustment on input data based on the delay adjustment signals ⁇ 1 , ⁇ 2 ⁇ from the path delay difference detection unit 711. Do. Specifically, the delay adjustment unit 702 gives a common delay ⁇ 1 to each demultiplexed data from the demultiplexing unit 30-1 and outputs the demultiplexed data. Similarly, the delay adjustment unit 705 gives a common delay ⁇ 2 to each demultiplexed data from the demultiplexing unit 30-2 and outputs the demultiplexed data.
  • the path delay difference detection unit 711 fixes the delay adjustment signal ⁇ 2 for the delay adjustment unit 705 to ⁇ 0 ⁇ and The delay adjustment signal ⁇ 1 is given by ⁇ 0, Tc, 2Tc,.
  • the path delay difference detection unit 711 performs delay adjustment while fixing the delay adjustment signal ⁇ 1 for the delay adjustment unit 702 to ⁇ 0 ⁇ .
  • the delay adjustment signal ⁇ 2 is given to the unit 705 as ⁇ 0, Tc, 2Tc,.
  • the path delay difference detection unit 711 performs the following control on the delay adjustment units 702 and 705.
  • the path delay difference detection unit 711 When ⁇ is positive, the path delay difference detection unit 711 gives the delay adjustment signal ⁇ 2 to the delay adjustment unit 705 as ⁇ while setting the delay adjustment signal ⁇ 1 for the delay adjustment unit 702 to ⁇ 0 ⁇ . This cancels the path difference in the positive direction.
  • the path delay difference detection unit 711 sets the delay adjustment signal ⁇ 1 to the delay adjustment unit 702 to ⁇ while setting the delay adjustment signal ⁇ 2 for the delay adjustment unit 705 to ⁇ 0 ⁇ . By giving it, the path difference in the negative direction is negated.
  • the path delay difference detection unit 711 corrects the path difference by the two-stage processing flow of “detection mode” and “correction mode”.
  • the phase compensation unit 700a of the digital switch matrix unit 31a illustrated in FIG. 22 has a configuration in which dedicated delay adjustment units 716 and 717 for detecting a path difference are added to the phase compensation unit 700 illustrated in FIG. ing.
  • the delay adjustment units 716 and 717 are used for detecting ⁇ , and the delay adjustment units 702 and 705 are used for delay adjustment of each demultiplexed data.
  • a delay adjusting unit 716 in accordance with the delay adjustment signal tau '1 from the path delay difference detection unit 711 delays the signal (3) which is input from the terminal # 0 3.
  • the delay adjusting unit 717 in accordance with the delay adjustment signal tau '2 from the path delay difference detection unit 711 delays the signal (4) which is input from the terminal # 1 0.
  • the path delay difference detection unit 711 controls the delay adjustment units 716 and 717 to give the path delay difference by ⁇ ..., ⁇ 2Tc, ⁇ Tc, 0, + Tc, + 2Tc,.
  • the path delay difference can be corrected from moment to moment without stopping.
  • the delay adjustment units 702 and 705 are provided inside the phase compensation unit 700a, but may be moved to the previous stage of each port. For example, it may be moved to the previous stage of the demultiplexing units 30-1 and 30-2 in the receiving unit (see FIG. 2).
  • delay adjustment is performed before the demultiplexing units 30-1 and 30-2, it is only necessary to perform delay adjustment for one signal before demultiplexing for each port. Therefore, when delay adjustment is performed for each signal after demultiplexing Compared to the above, there is an advantage that the circuit scale and the calculation amount are reduced.
  • the path delay difference detection unit 711 performs control to cancel ( ⁇ + ⁇ ) based on the initial control value ⁇ and the newly detected variation ⁇ . 702 and 705 are performed.
  • the limiter 709 converts the length of the signal vector output from the complex multiplier 708 into a constant value. That is, the limiter 709 limits the amplitude of the signal vector input from the complex multiplier 708 on the unit circle, thereby removing the amplitude information included in the input signal and allowing only the phase information to pass.
  • complex multipliers 712, 713, 714, and 715 and the conjugate value of the complex signal output from limiter 709 and each signal (demultiplexed by demultiplexing unit 30-1 and delayed by delay adjusting unit 702) Each signal after the path delay difference is corrected is subjected to complex multiplication.
  • the signal vector phases of the signals ⁇ (1), (2), (3) ⁇ demultiplexed by the demultiplexing unit 30-1 are corrected by ⁇ and demultiplexed by the demultiplexing unit 30-2.
  • the phase discontinuity between the waved signals ⁇ (4), (5), (6) ⁇ and the signals ⁇ (1), (2), (3) ⁇ corrected by ⁇ is eliminated.
  • Subsequent processing of the relay satellite 200 is the same as that of the first embodiment, and the signal ⁇ A, C, D ⁇ is transmitted to the receiving station 401 and the signal B is transmitted to the receiving station 403.
  • phase compensation processing in the phase compensation unit 700 eliminates (R) occurring at the time of reception out of the two phase discontinuities (R) and (T) shown in FIG. 11, and transmission is performed as shown in FIG. It becomes one place of the phase discontinuity point (T) at the time.
  • the delay circuits 29-1, 29-2, 29-3,..., 29-N of the receiving unit provided in the relay satellite 200 are removed, as shown in FIG.
  • the time delay difference is given between signals (1) to (4) output from transmission port # 0 and signals (5) to (6) output from transmission port # 1 during transmission. Therefore, as shown in FIG. 25, terrestrial receiving station 401 only needs to synthesize two-wave correlation vectors, so the amount of processing is reduced compared to the case where three waves are synthesized as in the first embodiment. it can.
  • the upper limit of the signal bandwidth that can be processed by a set of ⁇ AD converter, demultiplexer, multiplexer, DA converter ⁇ in the relay satellite 200 is set.
  • the bandwidth of the wideband signal A is 1.5.
  • this signal A is demultiplexed into the signals ⁇ (1), (2), (3), (4) ⁇ shown in FIG.
  • phase discontinuity occurs between signals (3) and (4) during reception.
  • no phase discontinuity occurs due to the compensation processing performed by the phase compensators 700 and 700a.
  • the wideband signal A can be demodulated even by an existing terrestrial receiving station that does not perform special signal processing. That is, if switching control is performed to avoid the phase discontinuity that occurs on the transmission side, the signals on the reception side of the relay satellite 200, that is, the uplink signals, have a total bandwidth of 2.0 processed by the port # 0 and the port # 1. The frequency utilization efficiency of the uplink can be improved, and the capacity of existing transmitting / receiving stations can be increased.
  • the relay satellite 200 itself compensates for the phase discontinuity generated on the reception side of the relay satellite by digital signal processing, so that the processing complexity in the ground receiving station 401 is reduced.
  • the effect of reducing the amount of processing and the effect of increasing the capacity of the existing system can be obtained.
  • phase compensation between port # 0 and port # 1 has been described.
  • phase discontinuity between other ports such as port # 1 and port # 2, port # 2 and port # 3, etc. are also compensated in the same way. Therefore, when the number of ports is N, the phase compensators 700 and 700a are required to have a maximum of N ⁇ 1.
  • the frequency conversion units 703 and 706, the low-pass filters 704 and 707, the complex multiplier 708, the limiter 709, the autocorrelation detection unit 710, and the path delay difference detection unit 711 are time-division when the time variation of the phase difference or path difference is slow. By using it, the size may be reduced. In this case, since the circuit for obtaining the phase difference and path difference between the ports is shared by one, the scale of the circuit for obtaining the phase difference and path difference is reduced to 1 / (N-1) times.
  • Embodiment 5 aims to realize better demodulation performance by changing the processing of the receiving station 401 on the ground.
  • the combining unit 513 (see FIG. 4 and FIG. 5) of the receiving station 401 in Embodiment 1 sets the positions of the three correlation vectors shown in FIG.
  • each correlation vector includes not only three signal vectors indicating a solid peak value, but also a plurality of dotted lines before and after. A correlation vector is obtained. Therefore, if the combining unit 513 combines not only the three points corresponding to the peak value of each correlation vector but also the respective correlation vectors before and after that, it is possible to realize even better demodulation performance.
  • the vector position detecting unit 512 detects each of K vectors
  • the combining unit 513 includes K ⁇ 1 delay units, K ⁇ 1. And an adder and a latch for vector synthesis of K cross-correlation data after delay and phase shift.
  • Embodiment 6 FIG. In the sixth embodiment, a configuration example in the case where digital beam forming (DBF) is combined will be described.
  • DBF digital beam forming
  • This embodiment solves the problem that when a beam is formed by digital signal processing by DBF, broadband signal relay cannot be realized due to the performance limit of a space device.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an internal configuration example of a receiving unit that performs processing on the receiving side in the relay satellite according to the sixth embodiment.
  • the same components as those of the receiving unit (see FIG. 2) described in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
  • the receiving unit of the present embodiment has a configuration in which receiving DBF processing units 80-1, 80-2,... Are added between the delay circuit 29 and the demultiplexing unit 30.
  • codes are added by embodying each component of port 3 (bandpass filter 23-4, mixer 24-4, lowpass filter 27-4, A / D 28-4, delay circuit 29-4). is doing.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating an internal configuration example of a transmission unit that performs processing on the transmission side in the relay satellite according to the sixth embodiment.
  • the same components as those of the transmission unit (see FIG. 3) described in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
  • the transmission unit of the present embodiment has a configuration in which transmission DBF processing units 90-1, 90-2,... Are added between the multiplexing unit 32 and the delay circuit 33.
  • symbols are added by embodying each component of port 3 (delay circuit 33-4, D / A 34-4, low-pass filter 35-4, mixer 36-4, band-pass filter 38-4). is doing.
  • the relay satellite 200 uses the receiving antennas 21-1 and 21-2 as element antennas, and forms a beam directed to the wideband beam area 100 with these two element antennas.
  • the broadband signal A is received.
  • the reception analog switch matrix unit 22 connects the signal of the reception antenna 21-1 to the port # 0 and the port # 1, and connects the signal of the reception antenna 21-2 to the port # 2 and the port # 3.
  • the operations of the bandpass filter 23-1, the mixer 24-1, the lowpass filter 27-1, the A / D 28-1, and the delay circuit 29-1 that perform processing on the signal input from the port # 0 are described in the first embodiment. It is the same. That is, a signal in the lower half of the wideband signal A received by the receiving antenna 21-1 is extracted.
  • a band pass filter 23-3, a mixer 24-3, a low pass filter 27-3, an A / D 28-3, and a delay circuit 29-3 that process the signal input from the port # 2 are input from the port # 0.
  • the same processing as that performed on the received signal is executed, and the signal on the lower half of the wideband signal A received by the receiving antenna 21-2 is extracted.
  • the delay amount of the delay circuit 29-3 is set to the same ⁇ R0 as the delay amount of the delay circuit 29-1.
  • the band pass filter 23-2, the mixer 24-2, the low pass filter 27-2, the A / D 28-2, and the delay circuit 29-2 that process the signal input from the port # 1 are connected to the above ports.
  • the same processing as that of each component that processes the signal input from # 0 is performed, and the signal on the high frequency side half of the broadband signal A received by the receiving antenna 21-1 is extracted.
  • the band-pass filter 23-4, the mixer 24-4, the low-pass filter 27-4, the A / D 28-4, and the delay circuit 29-4 that perform processing on the signal input from the port # 3 are as described above.
  • the same processing as that of each component that processes the signal input from the port # 2 is performed, and the high-frequency half signal of the broadband signal A received by the receiving antenna 21-2 is extracted.
  • the delay amount of the delay circuit 29-4 is set to the same ⁇ R1 as the delay amount of the delay circuit 29-2.
  • the reception DBF processing unit 80-1 executes the following processes [1], [2], and [3] to generate a low frequency side component of the wideband signal A. [1] The low-frequency component of the signal A input from the delay circuit 29-1 is multiplied by the weight value W1 for the receiving antenna 21-1. [2] The low frequency component of the signal A input from the delay circuit 29-3 is multiplied by the weight value W2 for the receiving antenna 21-2. [3] The multiplication results obtained by executing the processes [1] and [2] are added.
  • the reception DBF processing unit 80-2 performs the following processes [4], [5], and [6] to generate a high frequency component of the wideband signal A.
  • the high frequency side component of the signal A input from the delay circuit 29-2 is multiplied by the weight value WR1 for the receiving antenna 21-1.
  • the high frequency side component of the signal A input from the delay circuit 29-4 is multiplied by the weight value WR2 for the receiving antenna 21-2.
  • the multiplication results obtained by executing the processes [4] and [5] are added.
  • the subsequent processing is the same as in the first embodiment.
  • the demultiplexing unit 30-1 demultiplexes the low-frequency component of the wideband signal A
  • the demultiplexing unit 30-2 demultiplexes the high-frequency component of the wideband signal A. To wave.
  • the relay satellite 200 uses the transmission antennas 40-1 and 40-2 as element antennas, forms a beam directed to the beam area 400 with these two element antennas, and transmits the broadband signal A to the reception station 401.
  • the transmission analog switch matrix unit 39 connects signals from Port # 0 and Port # 1 to the transmission antenna 40-1, and connects signals from Port # 2 and Port # 3 to the transmission antenna 40-2.
  • the processing of the multiplexing units 32-1 and 32-2 is the same as in the first embodiment. That is, the multiplexing unit 32-1 combines the signals (1), (2), (3), and (4) shown in FIG. 10 and outputs the signal (c) shown in FIG. Further, the multiplexing unit 32-2 multiplexes the signals (5) and (6) shown in FIG. 10 and outputs the signal (D) shown in FIG.
  • the transmission DBF processing unit 90-1 performs the following processes [7] and [8], and generates two low frequency component signals S1-1 and S1-2. [7] The signal input from the multiplexing unit 32-1 is multiplied by the weight value WT1 for the antenna element 40-1, and is output as the low-frequency component signal S1-1. [8] The signal input from the multiplexing unit 32-1 is multiplied by the weight value WT2 for the antenna element 40-2 and output as a low-frequency component signal S1-2.
  • the transmission DBF processing unit 90-2 performs the following processes [9] and [10] to generate two high frequency component signals S2-1 and S2-2. [9] The signal input from the multiplexing unit 32-2 is multiplied by the weight value WT1 for the antenna element 40-1, and is output as the high frequency component signal S2-1. [10] The signal input from the multiplexing unit 32-2 is multiplied by the weight value WT2 for the antenna element 40-2, and is output as a high-frequency component signal S2-2.
  • the delay circuit 33-1, D / C 34-1, low-pass filter 35-1, mixer 36-1, and band-pass filter 38-1 are as follows: The same processing as in the first embodiment is performed on the low frequency component signal S1-1 output from the transmission DBF processing unit 90-1, and the low frequency component of the signal transmitted from the transmission antenna 40-1 is generated. To do.
  • the delay circuit 33-2, D / C 34-2, low-pass filter 35-2, mixer 36-2, and band-pass filter 38-2 include a high-frequency component signal S2- output from the transmission DBF processing unit 90-2. 1, the same processing as in the first embodiment is performed to generate a high-frequency component of the signal transmitted from the transmitting antenna 40-1.
  • the delay circuit 33-3, D / C 34-3, low-pass filter 35-3, mixer 36-3, and band-pass filter 38-3 are supplied with the low-frequency component signal S1 output from the transmission DBF processing unit 90-1.
  • -2 is processed in the same manner as in Embodiment 1 to generate a low-frequency component of the signal transmitted from the transmitting antenna 40-2.
  • the delay circuit 33-4, D / C 34-4, low-pass filter 35-4, mixer 36-4, and band-pass filter 38-4 are high-frequency component signals S2-output from the transmission DBF processing unit 90-2. 2, the same processing as in the first embodiment is executed to generate a high-frequency component of the signal transmitted from the transmitting antenna 40-2.
  • the relay satellite 200 of the present embodiment forms a beam to the beam area 400 and, similarly to the first embodiment, transmits the wideband signal A ′ to which the delay difference is given to the receiving station 401. Send.
  • the receiving station 401 performs the same processing as in the first embodiment and demodulates the received wideband signal A ′.
  • the broadband signal A when the broadband signal A is relayed by DBF by satellite, a configuration in which the low frequency side of the broadband signal is processed and the multiple ports that process the high frequency side are shared and relayed. Therefore, even when DBF is applied, a space device having a low sampling speed can be applied. Furthermore, it is possible to realize high-speed beam pattern switching peculiar to DBF and increase in antenna gain.
  • the number of antenna elements may be three or more. In this case, when the number of elements of the reception antenna or transmission antenna is N, the number of ports of the relay satellite 200 is 2N.
  • the relay satellite 200 has been described with one reception beam (broadband beam area 100) and one transmission beam (beam area 400).
  • the number of reception beams and the number of transmission beams is two or more. But it ’s okay.
  • each reception DBF processing unit (reception DBF processing units 80-1 and 80-2) generates M reception beam signals from N pieces of input element data. That is, the reception DBF processing units 80-1 and 80-2 multiply the input N element data by N weight values used for forming one beam and then add all the results to the reception signal of the corresponding beam. Are output simultaneously for M beams.
  • each transmission DBF processing unit (transmission DBF processing units 90-1 and 90-2) generates N output element data from M transmission beam signals.
  • the transmission DBF processing units 90-1 and 90-2 perform a process of duplicating N transmission beam signals and multiplying each of the duplicated transmission beam signals by N weight values. Run at the same time. Furthermore, the transmission DBF processing units 90-1 and 90-2 generate and output N pieces of output element data by adding all signals addressed to the same transmission antenna.
  • the DBF process and the ⁇ demultiplexing process / combining process ⁇ are combined as an example of operation.
  • only the DBF process may be performed to relay the signal.
  • the function of performing the frequency rearrangement of each signal at the time of satellite relay is lost, and only the satellite connects between the beams, but the demultiplexing units 30-1 and 30-2 and the multiplexing unit 32- 1 and 32-2 are not required, and the digital switch matrix section can be realized with a small circuit scale because it has a simple configuration for simply connecting the beams.
  • the relay satellite according to the present invention is useful when constructing a satellite communication system, and in particular, relays even a broadband signal that exceeds the performance limit of the device constituting the satellite (space device). It is suitable for a relay device of a satellite communication system that can do this.

Abstract

　中継衛星は、複数の受信アンテナと、複数の受信処理手段と、複数の送信処理手段と、複数の送信アンテナと、受信アンテナで受信した信号を受信処理手段の１つまたは２つ以上に出力する受信アナログスイッチマトリックス部２２と、複数の受信処理手段が受信処理を行って得られたデジタル受信信号を送信処理手段の１つまたは２つ以上に出力するデジタルスイッチマトリックス部３１と、複数の送信処理手段が送信処理を行って得られたアナログ信号を送信アンテナの１つに出力する送信アナログスイッチマトリックス部と、を備え、受信アナログスイッチマトリックス部２２は、受信処理手段で処理が可能な帯域よりも広帯域の受信信号が入力された場合、広帯域受信信号を複数の受信処理手段に出力し、受信処理手段は、広帯域な信号が入力された場合、一部の帯域を対象として受信処理を行う。

Description

中継衛星および衛星通信システム
　本発明は、狭帯域信号から超広帯域信号までの様々な信号を中継する中継衛星と、この中継衛星を用いた衛星通信システムに関する。
　従来、複数のビームから複数のビームにデータを中継するデジタルチャネライザ搭載の中継衛星では、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ），ＤＡ変換器（Ｄ／Ａ），デジタル信号処理部の各サンプリング速度を上げることで、各ビームからの広帯域な信号のデータ中継が可能である。このような、デジタルチャネライザ搭載の中継衛星に関する技術が、下記特許文献１において開示されている。
特表２００６－５１６８６７号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、広帯域信号を処理する場合には、例えば1.4Gspsの高速サンプリングが必要であり、Ａ／Ｄ，Ｄ／Ａのサンプリング速度や、｛分波部，合波部，スイッチ部｝で構成されるデジタル信号処理部の処理速度の高速化に伴い、衛星の消費電力が増大する、という問題があった。
　また、耐放射線に優れた宇宙用デバイスは、一般に地上で使われている民生用デバイスと比較してサンプリング速度、処理速度が低いため、中継衛星の更なる広帯域化を実現することは、宇宙用デバイスの性能限界上、実現できない、という問題があった。
　更に、上記従来の技術によれば、一式の｛Ａ／Ｄ，Ｄ／Ａ，デジタル分波／合波｝で、１つの広帯域信号を処理するため、仮に｛Ａ／Ｄ，Ｄ／Ａ，デジタル分波／合波｝のいずれかが故障する、あるいは予期せぬ干渉波入力等により入力信号が飽和すると、通信が不能となる、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、従来よりも広帯域な信号を中継することが可能で、かつ故障や干渉に強い中継衛星、及び衛星通信システムを得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる中継衛星は、複数の受信アンテナと、複数の受信処理手段と、複数の送信処理手段と、複数の送信アンテナと、前記複数の受信アンテナそれぞれで受信した信号を前記受信処理手段の１つまたは２つ以上に出力する第１のスイッチ手段と、前記複数の受信処理手段それぞれが受信処理を行って得られたデジタル受信信号を前記送信処理手段の１つまたは２つ以上に出力する第２のスイッチ手段と、前記複数の送信処理手段それぞれが送信処理を行って得られたアナログ信号を前記送信アンテナの１つに出力する第３のスイッチ手段と、を備え、前記第１のスイッチ手段は、前記受信処理手段で処理が可能な帯域よりも広帯域の受信信号が入力された場合、当該広帯域受信信号を複数の受信処理手段に出力し、前記受信処理手段は、自身で処理可能な帯域よりも広帯域の信号が入力された場合、当該入力信号の一部の帯域を対象として受信処理を行うことを特徴とする。
　本発明によれば、宇宙用デバイスの性能限界を超える広帯域信号を中継できるという効果を奏する。
図１は、本発明にかかる中継衛星の構成を示す図である。 図２は、中継衛星において受信側の処理を行う構成要素の内部構成例を示す図である。 図３は、中継衛星において送信側の処理を行う構成要素の内部構成例を示す図である。 図４は、受信局の構成例を示す図である。 図５は、受信局が備えている合成部の構成例を示す図である。 図６は、信号中継動作例の概要を示す図である。 図７は、信号中継動作（受信側）の一例を示す図である。 図８は、受信ポート＃ｎの分波部と受信ポート＃ｎ＋１の分波部が処理する信号のスペクトラムの関係を示す図である。 図９は、受信ポート＃２で受信する信号の一例を示す図である。 図１０は、信号中継動作（送信側）の一例を示す図である。 図１１は、中継衛星から受信局へ送信する広帯域信号の一例を示す図である。 図１２は、信号中継動作における遅延処理例を示す図である。 図１３は、相互相関特性の一例を示す図である。 図１４は、受信局で合成後の信号ベクトルの一例を示す図である。 図１５は、実施の形態２の中継衛星が処理する信号のフレームフォーマットを示す図である。 図１６は、実施の形態２の中継衛星により中継された信号を受信する受信局の構成例を示す図である。 図１７は、実施の形態４のデジタルスイッチマトリックス部の構成例を示す図である。 図１８は、デジタルスイッチマトリックス部が備えている位相補償部の処理の一例を示す図である。 図１９は、異なる２つの受信ポートに入力された受信信号の同一成分の関係の一例を示す図である。 図２０は、異なる２つの受信ポートに入力された受信信号の同一成分の関係の一例を示す図である。 図２１は、デジタルスイッチマトリックス部が備えている経路遅延差検出部の動作例を示す図である。 図２２は、実施の形態４のデジタルスイッチマトリックス部の構成例を示す図である。 図２３は、中継衛星から受信局へ送信する広帯域信号の一例を示す図である。 図２４は、異なる２つの送信ポートから出力され、同一送信アンテナから送信される信号の関係の一例を示す図である。 図２５は、相互相関特性の一例を示す図である。 図２６は、図１３に示した相互相関特性の詳細を示す図である。 図２７は、実施の形態６の中継衛星において受信側の処理を行う受信部の内部構成例を示す図である。 図２８は、実施の形態６の中継衛星において送信側の処理を行う送信部の内部構成例を示す図である。
　以下に、本発明にかかる中継衛星および衛星通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　本実施の形態では、広帯域信号を、低いサンプリング速度、処理速度のデバイスを用いて中継することが可能な中継衛星、および衛星通信システムについて説明する。
　なお、本実施の形態では、中継衛星が、２つのビームエリアからの上り信号計４つ（｛Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ｝）を２つのビームエリアに中継する場合について説明するが、ビーム数が３以上の場合や、中継する信号が５つ以上の場合にも適用可能である。
　図１は、本発明にかかる中継衛星の構成例を示す図であり、中継衛星は、信号を受信する受信部、信号を送信する送信部、受信部で受信した信号を送信部に受け渡す接続部、受信部に接続された複数の受信アンテナ、送信部に接続された複数の送信アンテナを備えており、受信アンテナを介して受信した信号に対して後述する信号処理を実施し、送信アンテナから送信することにより信号を中継する。
　図２は、図１に示した中継衛星において受信側の処理を行う構成要素、具体的には、受信部および接続部の内部構成例を示す図である。なお、説明の都合上、中継対象とする信号の送信元装置（送信局）、についても記載している。
　図２に示したように、中継衛星２００は、受信側の処理を行う構成要素として、広帯域ビームエリア１００，狭帯域ビームエリア１０２からの信号を受信する受信アンテナ２１－１，２１－２，…２１－Ｎと、受信アナログスイッチマトリックス部２２と、バンドパスフィルタ２３－１，２３－２，２３－３，…，２３－Ｎと、ミキサ２４－１，２４－２，２４－３，…，２４－Ｎと、受信ローカル生成部２５と、原振２６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７－１，２７－２，２７－３，…，２７－Ｎと、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）２８－１，２８－２，２８－３，…，２８－Ｎと、遅延回路２９－１，２９－２，２９－３，…，２９－Ｎと、分波部３０－１，３０－２，３０－３，…，３０－Ｎと、デジタルスイッチマトリックス部３１と、を備える。受信アナログスイッチマトリックス部～分波部が、図１に示した受信部を構成する。デジタルスイッチマトリックス部が図１に示した接続部を構成する。
　また、図２において、広帯域ビームエリア１００には広帯域送信局１０１が存在し、狭帯域ビームエリア１０２には狭帯域送信局１０３，１０４，１０５が存在している。
　図３は、図１に示した中継衛星において送信側の処理を行う構成要素、具体的には、送信部の内部構成例を示す図である。なお、説明の都合上、中継対象とする信号の送信先装置（受信局）、についても記載している。
　図３に示したように、中継衛星２００は、送信側の処理を行う構成要素として、合波部３２－１，３２－２，３２－３，…，３２－Ｎと、遅延回路３３－１，３３－２，３３－３，…，３３－Ｎと、ＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）３４－１，３４－２，３４－３，…，３４－Ｎと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５－１，３５－２，３５－３，…，３５－Ｎと、ミキサ３６－１，３６－２，３６－３，…，３６－Ｎと、送信ローカル生成部３７と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３８－１，３８－２，３８－３，…，３８－Ｎと、送信アナログスイッチマトリックス部３９と、ビームエリア４００，４０２へ信号（中継信号）を送信する送信アンテナ４０－１，４０－２，…，４０－Ｎと、を備える。また、図３において、ビームエリア４００には受信局４０１が存在し、ビームエリア４０２には受信局４０３が存在している。
　図４は、本実施の形態における受信局４０１の構成例を示す図であり、この受信局４０１はスペクトラム拡散用受信局である。すなわち、本実施の形態では、スペクトラム拡散用受信局に対して信号を中継する中継衛星について説明する。
　図４に示したように、本実施の形態の受信局４０１は、アンテナ５００と、アンプ５０１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０２と、ミキサ５０３と、受信ローカル生成部５０４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０５と、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）５０６と、分波部５０７と、広帯域信号用復調器５１０と、狭帯域信号用復調器５０８，５０９とを備える。また、広帯域信号用復調器５１０は、相互相関器５１１と、ベクトル位相検出部５１２と、合成部５１３と、検波部５１４とを備える。
　図５は、受信局４０１が備えている合成部５１３の構成例を示す図である。図示したように、合成部５１３は、遅延量と相互相関データを処理する遅延器６００，６０１と、遅延器６００，６０１によって処理が実施されたデータに移相を持たせるための移送器６１０，６１１と、加算器６２０と、ラッチ６３０とを備える。
　続いて具体的に本実施の形態の中継衛星による信号中継処理について説明する。図６は、本実施の形態の中継衛星による信号中継動作の一例を示す図である。
　本実施の形態では、中継衛星２００が、以下の信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを、図６に示す周波数配置にて同時中継する場合について説明を行う。
＜１＞広帯域ビームエリア１００内の広帯域送信局１０１からの広帯域信号Ａを、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信
＜２＞狭帯域ビームエリア１０２内の狭帯域送信局１０３からの狭帯域信号Ｂを、ビームエリア４０２内の受信局４０３へ送信
＜３＞狭帯域ビームエリア１０２内の狭帯域送信局１０４からの狭帯域信号Ｃを、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信
＜４＞狭帯域ビームエリア１０２内の狭帯域送信局１０５からの狭帯域信号Ｄを、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信
　ここで、中継衛星２００内の一式の｛ＡＤ変換器，分波部，合波部，ＤＡ変換器｝で処理可能な信号帯域幅の上限を１とし、これに対して、広帯域信号Ａの帯域幅は１．５、狭帯域信号Ｂ，Ｃ，Ｄの各帯域幅は０．２５である場合を想定すると、従来技術では、広帯域信号Ａをデジタル分波、合波、スイッチングすることが出来ない。これに対して、本実施の形態では、詳細については後述するが、このような広帯域信号Ａも含めて、通信の品質劣化を防止しつつ各信号｛Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ｝を中継する。
　以降、図２，図７を用いて中継衛星２００の受信処理を説明する。
　広帯域信号Ａは、図２に示すように、受信アンテナ２１－１で受信され、受信アナログスイッチマトリックス部２２に入力される。また狭帯域信号Ｂ，Ｃ，Ｄは、受信アンテナ２１－２で受信され、同様に受信アナログスイッチマトリックス部２２に入力される。
　受信アナログスイッチマトリックス部２２は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって制御される。コマンド信号は別回線で、制御局１１０から中継衛星２００に送信される。
　本例では、受信アナログスイッチマトリックス部２２は、制御局１１０からのコマンド信号に従い、受信アンテナ２１－１からの広帯域信号Ａについては、後段の受信ポート＃０に対応するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３－１と、後段の受信ポート＃１に対応するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３－２に同時に入力させる。
　ＢＰＦ２３－１に入力された広帯域信号Ａは、後段のミキサ２４－１およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７－１を経由して、無線周波数帯から中間周波数帯、あるいはベースバンド帯に周波数変換される。この際、ＢＰＦ２３－１とＬＰＦ２７－１によるアナログフィルタ（通過帯域幅１．０）により、広帯域信号Ａは、図７（ａ）に示すように、その中心周波数から低い方の帯域半分近くが削られ、その帯域幅は１．５から０．７５＋αまで削減される。
　同様に、ＢＰＦ２３－２に入力された広帯域信号Ａは、後段のミキサ２４－２およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７－２を経由して、無線周波数帯から中間周波数帯、あるいはベースバンド帯に周波数変換される。この際、ＢＰＦ２３－２とＬＰＦ２７－２によるアナログフィルタ（通過帯域幅１．０）により、広帯域信号Ａは、図７（ｄ）に示すように、その中心周波数から高い方の帯域半分近くが削られ、その帯域幅は１．５から０．７５＋αまで削減される。
　このアナログフィルタ処理により、後段のＡＤ変換器２８－１，２８－２に入力される信号帯域幅が１以下（＝０．７５＋α）となるので、デジタルデバイス（ＡＤ変換器，ＤＡ変換器，デジタル回路）の処理速度の上限以下での動作が実現できる。なお、ここでは、広帯域信号Ａを帯域幅の半分ずつ処理する場合の例としたが、半分でなくてもよく、後段のＡＤ変換器２８－１，２８－２に入力される信号帯域幅が１以下（処理速度の上限以下）であれば、どのような比（例えば、０．９＋α：０．６＋α）でも構わない。
　この比の関係は、受信ローカル生成部２５からミキサ２４－１に入力されるローカル信号の周波数と、受信ローカル生成部２５からミキサ２４－２に入力されるローカル信号の周波数を、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって制御することで実現する。受信ローカル生成部２５から生成される各ローカル信号は、原振２６を基準に生成されるため、各ローカル信号の周波数関係は安定しており、周波数偏移は生じない。
　また、これらの受信ローカル信号（受信ローカル生成部２５が各ミキサへ出力する受信ローカル信号）の周波数間隔は１とする。即ち、受信ローカル信号の周波数間隔を、各｛ＡＤ変換器，分波部，合波部，ＤＡ変換器｝で処理可能な信号帯域幅の上限値１と同じ値とすることで、中継衛星２００は、図２に示す受信ポート＃０～＃Ｎ－１の構成で、最大帯域幅Ｎの広帯域信号の中継処理を実現する。
　次に、ＡＤ変換器２８－１でサンプリングされた図７（ａ）の信号は、遅延回路２９－１でτＲ０[秒]の時間遅延が与えられた後、帯域外の信号も含め、分波部３０－１で４つの信号に分解される。ＡＤ変換器２８－１に入力される信号が中間周波数（ＩＦ）信号の場合、ＡＤ変換器２８－１はＩＦ信号をサンプリングする。ＡＤ変換器２８－１に入力される信号がベースバンド信号の場合、ＡＤ変換器２８－１は同相（Ｉ），直交（Ｑ）の２式でベースバンド信号をサンプリングする。
　なお、本実施の形態においては、説明の都合上、分波の数を４つとしているが、分波の数はこれに限らず、２以上の整数であれば、どのような値でも構わない。また、遅延回路２９－１，２９－２，２９－３，…，２９－Ｎの各遅延量τＲ０，τＲ１，τＲ２，…，τＲ（ｎ－１）は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって制御される。これらの各遅延量の設定に関しては、後述する。
　分波部３０－１で使用される４つのフィルタ（分波フィルタ）の各特性を図７（ｂ）の点線で示す。本処理により、分波部３０－１は、図７（ａ）の帯域幅０．７５＋αの信号中、αを削除し、図７（ｂ）に示す帯域幅０．７５の信号（ア）を、図７（ｃ）に示すように３つの帯域幅０．２５の信号（１），（２），（３）に分解する。なお、分波部３０－１は、図７（ｃ）に示すように、帯域外の信号も含めて分波する。
　同様に、ＡＤ変換器２８－２でサンプリングされた図７（ｄ）の信号（帯域幅０．７５＋α）は、遅延回路２９－２でτＲ１[秒]の時間遅延が与えられた後、分波部３０－２にて、図７（ｅ）の点線で示した特性の４つの分波フィルタにより、帯域外の信号も含め、図７（ｆ）に示すように４つの信号に分解される。すなわち、分波部３０－２は、図７（ｄ）の帯域幅０．７５＋αの信号中、αを削除し、図７（ｅ）に示す帯域幅０．７５分の信号（イ）を、図７（ｆ）に示すように、３つの帯域幅０．２５の信号（４），（５），（６）に分解する。
　図８を用いて、各ポートに対応している分波部の周波数対振幅特性の関係を示す。図８（ａ）中、実線で示した４つの周波数対振幅特性は、受信ポート＃ｎに対応する分波部が備えている４つのフィルタの特性、点線で示した４つの周波数対振幅特性は、受信ポート＃ｎ＋１に対応する分波部が備えている４つのフィルタの特性である。
　図８（ａ）に示したように、各分波部で使用されるフィルタの特性は、受信ポート＃ｎと受信ポート＃ｎ＋１の間も含めて、隣接するフィルタ間で特性がオーバーラップする設計とし、かつ各フィルタの特性が交差する振幅は０．５、また各フィルタの周波数対振幅特性の総和が１となるものとする。
　更に、図８（ａ）記載の各フィルタの周波数対位相特性に不連続がなく、直線となる設計とすれば、例えば入力信号Ａが一旦、信号（１），（２），（３），（４），（５），（６）の６つに分解されても（図７（ｃ），（ｆ）参照）、後段の合波部３２－１～３２－Ｎによる合波処理により、信号（ア），信号（イ）が復元され（図８（ｂ））、更に送信アナログスイッチマトリックス部３９における信号合成処理により、元の信号Ａが復元される（図８（ｃ））。
　ここで、図８（ａ）記載の各フィルタの周波数対位相特性を、受信ポート内（受信ポート＃ｎ，受信ポート＃ｎ＋１）で直線とする設計は、分波部３０－１～３０－Ｎがデジタル回路で構成されるため可能である。一方、各フィルタの周波数対位相特性を、受信ポート＃ｎと受信ポート＃ｎ＋１の間も含めて直線とすることは、各受信ポートでアナログフィルタの特性が異なること、各受信ローカル信号の位相雑音特性を有するため難しい。この対策に関しては後述する。
　次に、狭帯域ビームエリア１０２からの上り信号である狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝に関する中継衛星２００の処理について説明する。本例では、受信アナログスイッチマトリックス部２２は、制御局１１０からのコマンド信号に従い、受信アンテナ２１－２からの信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝を、受信ポート＃２に対応するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３－３に入力する。
　ＢＰＦ２３－３に入力された狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝は、ミキサ２４－３およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７－３を経由して、無線周波数帯から中間周波数帯、あるいはベースバンド帯に周波数変換される。この際、ＢＰＦ２３－３とＬＰＦ２７－３によるアナログフィルタは、信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝を抽出し、隣接周波数帯に不要波が存在する場合は、不要波を除去する（図９（ａ），図９（ｂ）参照）。
　ＡＤ変換器２８－３でサンプリングされた図９（ｂ）の信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝は、遅延回路２９－３でτＲ２[秒]の時間遅延が与えられた後、分波部３０－３にて、図９（ｃ）の点線で示す４つのフィルタ特性により、帯域外の信号も含め、図９（ｄ）に示すように４つの信号に分解される。このようにして分波部３０－３は、図９（ｃ）に示す信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝を３つ狭帯域信号Ｂ，Ｃ，Ｄに分解（分波）する。
　次に図３および図１０を用いて、中継衛星２００が信号を送信する際の動作例について説明する。
　デジタルスイッチマトリックス部３１は、前段の各分波部から出力された信号を入力とし、入力された各信号を後段の合波部３２－１～３２－Ｎへ振り分ける。本実施の形態では、分波部３０－１から出力された信号（１），（２），（３）、分波部３０－２から出力された信号（４），（５），（６）、分波部３０－３から出力された信号Ｂ，Ｃ，Ｄを入力とし、図１０（ａ）に示すスイッチ処理を行う。
　図示した例では、具体的には、信号（１）は端子＃０0、すなわち送信ポート＃０に対応するｍ個の端子の中の第０端子に、信号（２）は端子＃０1（送信ポート＃０に対応する第１端子）に、信号（３）は端子＃０2（送信ポート＃０に対応する第２端子）に、信号（４）は端子＃０3（送信ポート＃０に対応する第３端子）に、信号（５）は端子＃１0（送信ポート＃１に対応する第０端子）に、信号（６）は端子＃１1（送信ポート＃１に対応する第１端子）に、信号Ｂは端子＃２0（送信ポート＃２に対応する第０端子）に、信号Ｃは端子＃１2（送信ポート＃１に対応する第２端子）に、信号Ｄは端子＃１3（送信ポート＃１に対応する第３端子）に、それぞれ接続される。これらのスイッチ接続は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって制御される。なお、この例では、上記のｍが４の場合、すなわち、１つの送信ポートに４つの端子（第０端子～第３端子）が対応付けられているものとしているが、ｍは４でなくてもよい。
　各合波部（合波部３２－１～３２－Ｎ）は、それぞれ４つの入力信号を、０．２５の周波数間隔に並べて合成する。また各合波部は、合波後の信号の周波数対位相特性が、前記分波部３０－１～３０－Ｎと同様、直線となる回路設計とする。
　図示した例では、合波部３２－１は、デジタルスイッチマトリックス部３１から入力された信号（１），（２），（３），（４）を合波して、図１０（ｂ）に示す信号（ウ）を生成する。合波部３２－２は、信号（５），（６），Ｃ，Ｄを合波して、図１０（ｃ）に示す周波数配置の信号｛（エ），Ｃ，Ｄ｝を生成する。合波部３２－３は、信号Ｂと空きチャネル３つ分を合波する処理により、図１０（ｄ）に示す周波数配置の信号Ｂを生成する。
　次に合波後の信号（ウ）は、遅延回路３３－１、ＤＡ変換器３４－１、ＬＰＦ３５－１、ミキサ３６－１およびＢＰＦ３８－１を経由して、無線周波数帯に変換される。同様に、合波後の信号｛（エ），Ｃ，Ｄ｝は、遅延回路３３－２、ＤＡ変換器３４－２、ＬＰＦ３５－２、ミキサ３６－２およびＢＰＦ３８－２を経由して、無線周波数帯に変換され、合波後の信号Ｂは、遅延回路３３－３、ＤＡ変換器３４－３、ＬＰＦ３５－３、ミキサ３６－３およびＢＰＦ３８－３を経由して、無線周波数帯に変換される。
　なお、本実施の形態では説明の都合上、合波の数が４つの場合の例について示しているが、合波の数はこれに限らず、２以上の整数であれば、どのような値でも構わない。また遅延回路３３－１，３３－２，３３－３，…，３３－Ｎの各遅延量τＴ０，τＴ１，τＴ２，…，τＴ（ｎ－１）は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって制御される。これらの各遅延量の設定に関しては、後述する。
　各送信信号の無線周波数帯への変換は、送信ローカル生成部３７が生成する各送信ローカル信号を、各ミキサ３６－１，３６－２，３６－３，…，３６－Ｎで乗算することで実現される。送信ローカル生成部３７で生成される各送信ローカル信号は、上述した受信ローカル生成部２５で生成される各受信ローカル信号と同様、原振２６を基準に生成される。そのため、各送信ローカル信号の周波数関係は安定しており、周波数偏移は生じない。また、これらの送信ローカル信号の周波数間隔も、受信ローカル信号の周波数間隔と同様に１とする。
　送信アナログスイッチマトリックス部３９は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって接続を制御される。図示した例では、送信ポート＃０（ＢＰＦ３８－１）からの信号（ウ）と、送信ポート＃１（ＢＰＦ３８－２）からの信号｛（エ），Ｃ，Ｄ｝を同時に、送信アンテナ４０－１に出力する。送信アンテナ４０－１から出力される信号スペクトラムは、図１０（ｅ）に示すように信号（ウ）と信号（エ）が一部オーバーラップする形となる。ここで、各送信ローカル信号の周波数間隔が１、また図７に示す各分波フィルタの特性により、信号（ウ）と信号（エ）を合わせた合成信号Ａ’は図１０（ｇ）に示すように、元の広帯域送信局１０１からの信号Ａと同様の信号スペクトラム形状となって、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信される。
　また、送信アナログスイッチマトリックス部３９は、送信ポート＃２（ＢＰＦ３８－３）から出力される無線周波数帯に変換された信号Ｂ（図１０（ｆ））を、送信アンテナ４０－２に出力し、信号Ｂをビームエリア４０２内の受信局４０３に送信する。
　地上の受信局４０１は信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝を受信後、それぞれを復調する。また、地上の受信局４０３は信号Ｂを受信後、復調する。
　なお、受信局４０１は、総帯域幅２の広帯域信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝を受信することになるが、一般に、地上で使用される民生品のデジタルデバイスの動作速度は、宇宙用デジタルデバイスの動作速度より数倍高いため、受信局４０１はデジタルデバイスの性能上限の問題はなく、信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝を復調することができる。
　ここで合成信号Ａ’の周波数対位相特性は、図１１に示す“↓”２箇所｛（Ｒ），（Ｔ）｝において不連続が発生する。図１１に示す“↓”（Ｒ）は、前記した通り、受信側のポート＃ｎ、ポート＃ｎ＋１（具体的には受信ポート＃０と受信ポート＃１）間で生じる不連続位置を、図１１に示す“↓”（Ｔ）は、同様に送信側のポート＃ｎ、ポート＃ｎ＋１（具体的には送信ポート＃０と送信ポート＃１）間で生じる不連続位置を示している。
　このように、合成信号Ａ’の帯域内で位相不連続が発生する場合でも、本実施の形態では、中継衛星２００における遅延回路２９－１～２９－Ｎ、３３－１～３３－Ｎの各遅延制御と、受信局４０１における相関処理により、通信品質の劣化無く、元の信号Ａを受信する場合と同等な受信感度特性を実現する。
　一例として、信号Ａがスペクトラム拡散信号である場合の受信局４０１の処理を、図４～図１４を用いて説明する。
　図４に示した構成の受信局４０１において、アンテナ５００は信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝を受信し、アンプ５０１は、信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝のレベルを増幅する。増幅された信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０２、ミキサ５０３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０５を経由して、無線周波数帯から中間周波数、あるいはベースバンドに変換された後、ＡＤ変換器５０６に入力される。民生品であるＡＤ変換器５０６は、総帯域幅２の信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝をサンプリングしてデジタル信号に変換し、民生品のデジタルデバイスで構成される分波部５０７は、ＡＤ変換器５０６から出力された総帯域幅２の信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝から信号Ａ’，Ｃ，Ｄの各信号を分波する。
　狭帯域信号用復調器５０８は、分波部５０７で分波された信号Ｃを、狭帯域信号用復調器５０９は、分波部５０７で分波された信号Ｄを復調する。信号Ｃ，Ｄは、上述の各信号処理過程から明らかなように、信号Ａ’のような信号帯域内の位相不連続は発生しないため、狭帯域信号用復調器５０８，５０９では、一般的な復調方法で、データ復調を実現する。
　一方、広帯域信号用復調器５１０は、中継衛星２００による遅延制御に合わせて、データ復調を相関処理に則った復調を行う。この遅延制御は、各ポート間で生じる位相不確定性の影響を軽減するためであり、各ポートのパス毎に時間遅延差を与えることで、各パスの逆拡散後の相互相関ベクトルが、受信時に打消し合って通信品質が劣化しないよう、時間方向に分離させるために行う。時間方向に分離した各相関ベクトルは、広帯域信号用復調器５１０でベクトル角を揃えて合成されるため、通信品質の劣化は生じない。以降、本復調処理の詳細を説明する。
　はじめに制御局１１０は、中継衛星２００における遅延回路２９－１，２９－２，３３－１，３３－２の各遅延量（τＲ０，τＲ１，τＴ０，τＴ１）を、例えば図１２に示す設定とする。制御局１１０は、中継衛星２００の全ての制御や、中継する各信号の種別、周波数配置等、本衛星システムを管理しているため、必要に応じて、中継衛星２００に対して設定した各遅延値や、信号Ａ’の位相不連続位置（Ｒ），（Ｔ）等、信号Ａ’を復調する際に役立つ情報を、受信局４０１にも通知する。
　図１２（ａ）は、中継衛星２００の受信側における信号Ａに対する遅延処理例を、図１２（ｂ）は、中継衛星２００の送信側における信号Ａに対する遅延処理例を示しており、それぞれ縦軸が信号Ａの周波数、横軸が時間を示している。また、図１２に示す通り、各遅延時間は、拡散コード長Ｌ[μ秒]に対して、小さな値で設定する。
　中継衛星２００の受信側では、各分波部によって分解された信号Ａ（＝｛（１），（２），（３），（４），（５），（６）｝）中、信号（１），（２），（３）は遅延回路２９－１で時間遅延τＲ０（本例では０[秒]）が与えられ、信号（４），（５），（６）は遅延回路２９－２で時間遅延τＲ１が与えられる（図１２（ａ））。
　更に、中継衛星２００の送信側において、信号（１），（２），（３），（４）は遅延回路３３－１で時間遅延τＴ０が与えられ、信号（５），（６）は遅延回路３３－２で時間遅延τＴ１が与えられる。このような遅延制御によって、中継衛星２００は、最終的に信号Ａに対して図１２（ｂ）に示す遅延を与える。
　上記遅延設定を実施後、受信局４０１の広帯域信号用復調器５１０は、相互相関部５１１で逆拡散処理を開始する。相互相関部５１１は、既知である逆拡散コードを用いて、信号Ａ’との相互相関を、拡散用チップレートの数倍以上のサンプリング周期で求める（スライディング相関を行う）。
　図１３（ａ），（ｂ）に相互相関特性の一例を示す。（ａ）は相互相関ベクトル特性を、（ｂ）は相互相関電力特性を示している。信号｛（１），（２），（３），（４），（５），（６）｝のいずれか１つを受信した場合の相互相関電力を１とした場合、図１３に示す通り、時間（τＲ０＋τＴ０）後に、信号｛（１），（２），（３）｝による相互相関ベクトル（電力量：３）、時間（τＲ０＋τＴ１）後に、信号（４）による相互相関ベクトル（電力量：１）、時間（τＲ１＋τＴ１）後に、信号｛（５），（６）｝による相互相関ベクトル（電力量：２）が得られる。
　ベクトル位相検出部５１２は、相互相関部５１１で得られた相互相関データ系列（図１３（ａ））から、図１３（ａ）に示す相互相関ベクトルの数、各ベクトルの到来時刻、及び各ベクトル位相角を検出し、合成部５１３に通知する。なお、ベクトル位相検出部５１２は、ベクトルの到来時刻やベクトル位相角検出の際に、制御局１１０から収集した各遅延量（τＲ０，τＲ１，τＴ０，τＴ１）や、信号Ａ’の位相不連続位置情報から、検出すべきベクトルの数（本例では３つ）、ベクトル長の比の期待値（本例では３：１：２）、各ベクトルの時間差（本例では、τＴ１－τＴ０，τＲ１－τＲ０＋τＴ１－τＴ０）の各情報を用いても良い。この場合、これらの情報を用いずに検出する場合と比較して、より正確なベクトルの数、ベクトルの到来時刻、及びベクトル位相角を検出することが出来る。
　合成部５１３は、ベクトル位相検出部５１２で検出したベクトルの数、ベクトルの到来時刻、及びベクトル位相角の各情報を用いて、相互相関部５１１から出力される相互相関データ系列の各相関ベクトルをベクトル合成して出力する。
　合成部５１３の動作例について、図５を用いて説明する。相互相関データ系列は、遅延器６００，６０１，加算器６２０に入力される。遅延器６００は、最初に到来した１番目のパスのベクトルを、３番目のパスの到来時刻に合わせる時間遅延制御を行う。具体的には、ベクトル位相検出部５１２が検出したベクトルの時間差情報をもとに、ベクトル位相検出部５１２が１番目のパスの遅延量（τＲ１－τＲ０＋τＴ１－τＴ０）を、遅延器６００に与える。同様に、遅延器６０１は、２番目のパスのベクトルを、３番目のパスの到来時刻に合わせる時間遅延制御を行う。具体的には、ベクトル位相検出部５１２が検出したベクトルの時間差情報をもとに、ベクトル位相検出部５１２が２番目のパスの遅延量（τＲ１－τＲ０）を、遅延器６０１に与える。
　このように３分岐した相互相関データ系列の各遅延制御処理により、図１３に示す３つの相関ベクトルの位置を、３番目のパスのベクトル位置に全て揃えることが出来る。但し、各相関ベクトル位相角は揃っていないため、更に以下の処理により、ベクトル位相角も揃える。
　移相器６１０は、最初に到来した１番目のパスのベクトル位相角を、３番目のパスのベクトル位相角に合わせる。具体的には、ベクトル位相検出部５１２が検出したベクトル位相角情報をもとに、ベクトル位相検出部５１２が１番目のパスの移相量を、移相器６１０に与える。同様に、移相器６１１は、２番目のパスのベクトル位相角を、３番目のパスのベクトル位相角に合わせる。具体的には、ベクトル位相検出部５１２が２番目のパスの移相量を、移相器６１１に与える。
　このようなベクトル移相制御を行うことで、３分岐した相互相関データ系列のベクトル位相角を、３番目のパスのベクトル位置に全て揃えることが出来る。
　加算器６２０は、上述の時間遅延制御と移相制御が施された３つの相互相関データ系列を加算し、ラッチ６３０は、ベクトル位相検出部５１２で検出したベクトルの到来時刻を元に、加算後の相互相関データ系列から、ベクトル合成後の相関ピーク値を抽出する。
　以上の処理により、合成部５１３から出力される合成後の信号ベクトルは、図１４に示すように揃うため、信号レベルの減少なく、電力量６の信号を得ることが出来る。
　後段の検波部５１４は、合成部５１３から拡散コード周期（Ｌ[μ秒]）で出力される上記合成後の信号ベクトルを入力として、同期検波、あるいは遅延検波を行い、データを復調する。
　以上のような中継衛星２００での遅延制御と、受信局４０１での各信号処理とにより、広帯域信号を中継衛星２００で中継する際に、周波数対位相特性に不連続が生じても、各パスの逆拡散後の相互相関ベクトルが、受信時に打消し合って通信品質が劣化しないよう、時間方向に分離させることが出来るため、相互相関ベクトル合成時において、良好な通信品質を実現できる。
　このように、本実施の形態において、中継衛星は、送信局からの信号を受信するための処理ブロック（図２に示した一式の｛ＢＰＦ，ミキサ，ＬＰＦ，Ａ／Ｄ，遅延回路，分波部｝である受信処理手段）と信号を受信局へ送信するための処理ブロック（図３に示した一式の｛合波部，遅延回路，Ｄ／Ａ，ＬＰＦ，ミキサ，ＢＰＦ｝である送信処理手段）をそれぞれ複数備え、自衛星を構成しているデバイスの性能限界を超えた広帯域信号が送信されてきた場合、Ｎ個（Ｎ≧２）の受信処理ブロックを使用し、Ｎ個の受信処理ブロックでは、それぞれ異なる周波数成分を対象として、入力された広帯域信号の受信処理を並列に行い、Ｎ個の受信処理ブロックを使用して受信した各信号を、複数の送信処理ブロックを使用して受信局へ送信することとした。このとき、各信号成分を受信局側で通信品質を劣化させることなく合成できるように、各処理ブロック（受信処理ブロック，送信処理ブロック）では、処理ブロックごとに異なる遅延量で遅延を与えることとした。これにより、図６に示したように、宇宙用デバイスの性能限界（帯域幅１）を超える広帯域信号を含めた信号を中継でき、柔軟な中継動作を実現できる。
　また、受信処理ブロックと送信処理ブロックの間で信号を中継するデジタルスイッチマトリックス部は、送信先（中継先）の受信局が同じ複数の信号（前段の各受信ブロックで分波された信号）を、その信号種別によらず（広帯域信号か非広帯域信号かによらず）、合計帯域が後段の各送信処理ブロックで処理可能な帯域以下に収まるように考慮して振り分けるので、効率的な帯域利用を実現できる。
　また、本実施の形態で示した構成により、仮に受信ポート＃０のパスか、受信ポート＃１のパスのいずれかが故障、あるいは予期せぬ干渉波入力等により、受信ポート＃０または受信ポート＃１の入力が飽和し、正常な受信信号処理が実現できない事態に陥っても、もう一方の正常なパスを用いて、通信が遮断されること無く、３ｄＢ程度の感度劣化で、広帯域信号を中継することが出来る。例えば、受信ポート＃１が故障した場合は、広帯域信号Ａの半分（信号（４），（５），（６））が失われるため、図１３の各相関ベクトル中、２番目の相関ベクトル（電力１）と３番目の相関ベクトル（電力２）が無くなる。しかしながら、受信ポート＃０を経由して得られる１番目の相関ベクトル（電力３）は受信できるため、受信特性としては３ｄＢ（半分）の劣化の範囲となり、例えば送信データレートを０．５倍に落とす適応変調制御により、通信を成立させることが可能である。
　一方、広帯域信号を一式の｛Ａ／Ｄ，Ｄ／Ａ，デジタル分波／合波｝で処理する従来技術では、各構成要素の一部が故障したら、通信不能に陥る。よって本実施の形態の構成（図２，図３参照）を採用することにより、広帯域信号を一式の｛Ａ／Ｄ，Ｄ／Ａ，デジタル分波／合波｝で処理する従来技術と比較して、故障や干渉に強い中継衛星、及び衛星通信システムを実現できる。
　なお、通信品質の劣化が生じる可能性はあるが、中継衛星２００や衛星通信システムの簡単化のため、上記中継衛星２００での遅延制御を実施しなくてもよい。即ち、中継衛星２００において、遅延回路２９－１～２９－Ｎ，３３－１～３３－Ｎが無い構成としても良い。この場合、中継衛星２００における各パスの遅延差が、１チップ未満となるため、各パスの相互相関ベクトル位相角が打消し合うことで、通信品質の劣化が生じうるが、上記中継衛星２００への遅延制御は不要となるため、中継衛星２００や衛星通信システムの構成を簡単化できる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、信号Ａがスペクトラム拡散信号である場合の信号処理例を示したが、信号Ａはスペクトラム拡散信号でなく、例えば、スペクトラム拡散を行わない広帯域ＰＳＫ変調信号としても良い。この場合、広帯域送信局１０１は、図１５に示すように、広帯域ＰＳＫ変調信号に伝送路等化用のプリアンブルを付加した形で送信する。中継衛星２００は実施の形態１と同様の処理で、本広帯域信号Ａを中継する。
　図１６は、実施の形態２における受信局４０１（広帯域ＰＳＫ用受信局）の構成例を示す図である。
　図１６において、受信局４０１は、アンテナ５００と、アンプ５０１と、バンドパスフィルタ５０２と、ミキサ５０３と、受信ローカル生成部５０４と、ローパスフィルタ５０５と、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）５０６と、分波部５０７と、広帯域信号用復調器５１０ａと、狭帯域信号用復調器５０８および５０９とを備える。また、広帯域信号用復調器５１０ａは、相互相関部５２１と、伝送路推定部５２２と、等化部５２３と、検波部５２４とを備える。すなわち、本実施の形態の受信局４０１は、実施の形態１で説明した受信局４０１（図４参照）の広帯域信号用復調器５１０を広帯域信号用復調器５１０ａに置き換えたものであり、これ以外の部分については同一である。よって、本実施の形態では、広帯域信号用復調器５１０ａの動作についてのみ説明する。
　広帯域信号用復調器５１０ａにおいて、相互相関部５２１は、広帯域ＰＳＫ変調信号に付加した同一のプリアンブル（図１５参照）を用いて、受信信号Ａと既知プリアンブルとの相互相関処理を行う。次に伝送路推定部５２２は、相互相関部５２１による相互相関処理で得られた相互相関データ系列のうち、受信信号Ａに含まれるプリアンブルと既知プリアンブルとの相互相関特性を相互相関電力検出によって抽出し、抽出した相互相関特性を伝送路推定値として保存する。
　等化部５２３は、上記伝送路推定値を用いて、受信信号Ａの等化処理を行う。例えば、伝送路推定値と受信信号Ａを時間領域から周波数領域に変換後、周波数領域に変換された受信信号Ａを、周波数領域に変換された伝送路推定値で除算することで、周波数領域での等化処理を行う。この等化処理により、信号Ａ帯域内における周波数対位相特性は、たとえば図１１に示した不連続が発生していたとしても、伝送路推定値も同様の不連続特性となるため、両者の除算処理により、位相の不連続を修正することができる。除算後のデータ系列は、等化部５２３内で、再び周波数領域から時間領域に変換後、検波部５２４に出力される。
　検波部５２４は、等化部５２３での等化処理により信号Ａ帯域内の位相不連続が解消されているため、一般的な復調処理で信号Ａ（広帯域ＰＳＫ変調信号）を復調すればよい。
　このように、中継衛星２００を備えた衛星通信システムでは、実施の形態１で説明したスペクトラム拡散信号だけでなく、スペクトラム拡散を行わない広帯域ＰＳＫ変調信号の中継も、良好な通信品質で実現することが出来る。
　なお、通信品質の劣化が生じる可能性はあるが、本実施の形態においても、中継衛星２００や衛星通信システムの簡単化のため、中継衛星２００での遅延制御を実施しなくてもよい。即ち、中継衛星２００において、遅延回路２９－１～２９－Ｎ，３３－１～３３－Ｎが無い構成としても良い。
実施の形態３．
　実施の形態１の中継衛星２００では、受信アナログスイッチマトリックス部２２が、各受信アンテナ２１－１～２１－Ｎからの信号を、各受信ポートに接続制御する例を示したが、以下の（１），（２）とすることで、受信アナログスイッチマトリックス部２２を無くした構成とし、中継衛星２００の構成を簡易化しても良い。
（１）各受信アンテナ２１－１～２１－Ｎの指向性を、制御局１１０からのコマンドによって可変とする。
（２）受信アンテナを、受信ポートと同じ数だけ確保し、各受信アンテナと各受信ポートを１対１で直結する。例えば、図２において、受信アンテナ２１－ｎと受信ポート＃ｎ－１（n=1,2,…,N）を直結する。
　この場合、中継衛星２００において、受信アンテナ２１－１だけでなく、受信アンテナ２１－２も広帯域ビームエリア１００に向ける制御とすることで、実施の形態１と同様に、広帯域信号Ａを受信ポート＃０と受信ポート＃１で処理することが出来る。狭帯域ビームエリア１０２には、受信アンテナ２１－３を向けることで、この受信アンテナ２１－３で受信した信号Ｂ，Ｃ，Ｄを、実施の形態１と同様に、受信ポート＃２で処理することが出来る。
　同様に、実施の形態１では、送信アナログスイッチマトリックス部３９が、各送信ポートからの信号を、送信アンテナ４０－１～４０－Ｎに接続制御する例を示したが、以下の（３），（４）とすることで、送信アナログスイッチマトリックス部３９を無くした構成とし、中継衛星２００の構成を簡易化しても良い。
（３）各送信アンテナ４０－１～４０－Ｎの指向性を、制御局１１０からのコマンドによって可変とする。
（４）送信アンテナを、送信ポートと同じ数だけ確保し、各送信アンテナと各送信ポートを１対１で直結する。例えば、図３において、送信アンテナ４０－ｎと送信ポート＃ｎ－１（n=1,2,…,N）を直結する。
　この場合、中継衛星２００において、送信アンテナ４０－１だけでなく、送信アンテナ４０－２もビームエリア４００に向ける制御とすることで、実施の形態１と同様に、送信ポート＃０（ＢＰＦ３８－１）と送信ポート＃１（ＢＰＦ３８－２）から出力される各信号、即ち広帯域信号｛Ａ’，Ｃ，Ｄ｝を地上の受信局４０１へ送信することが出来る。
　ビームエリア４０２には、送信アンテナ４１－３を向けることで、送信ポート＃２（ＢＰＦ３８－３）から出力される信号Ｂを、地上の受信局４０３に送信することが出来る。
実施の形態４．
　実施の形態１～３では、中継衛星２００で生じた位相不連続を、地上の受信局４０１で補償する構成としていたが、本実施の形態では、中継衛星２００自らが、受信側で生じた位相不連続をデジタル信号処理で補償する。詳細については後述するが、位相不連続を中継装置２００において補償する本実施の形態によれば、位相不連続点を図１１に示す２箇所（ＲとＴ）から１箇所（Ｔ）に減らすことができる。また、本実施の形態では、中継衛星の受信側で生じていた位相不連続が解消されるため、地上の受信局４０１の処理量の複雑さが軽減される効果や、アップリンクの周波数利用効率が向上し、既存の送受信局の収容性が高まる効果も得られる。以降、詳細について説明する。
　本実施の形態の中継衛星２００の送信側の構成は、実施の形態１の図３と同様である。一方、受信側の構成は、実施の形態１の図２の構成から遅延回路２９－１，２９－２，２９－３，…，２９－Ｎを除いた構成となる。すなわち、本実施の形態では図２において、ＡＤ変換器２８－１，２８－２，２８－３，…，２８－Ｎの各出力が、分波部３０－１，３０－２，３０－３，…，３０－Ｎに接続される構成となる。また、本実施の形態では、デジタルスイッチマトリックス部３１の内部で、実施の形態１では行わない新たな処理を実施する。本処理の詳細は後述する。
　一方、本実施の形態における地上の受信局４０１は、スペクトラム拡散信号を受信する場合、２番目のパスが無くなることから、図５に示す合成部において、遅延器６０１と移相器６１１が除かれた構成となる。これ以外、本実施の形態の受信局４０１と、実施の形態１、あるいは実施の形態２の受信局４０１で構成上の違いは無い。以降、本実施の形態の衛星通信システムの動作について説明する。なお、実施の形態１と同様に、広帯域送信局１０１からの信号と、狭帯域送信局１０３、１０４および１０５からの信号とを受信し、受信局４０１および４０３へ送信する場合の動作例を説明する。
　本実施の形態において、各送信局１０１，１０３，１０４，１０５の信号が中継衛星２００（受信側）の分波部３０－１，３０－２，３０－３，…，３０－Ｎによって分波されるまでの一連の処理は、遅延回路の削除に伴い各信号が遅延されなくなった点を除いて、実施の形態１と同様である。すなわち、受信ポート＃０から信号（１）,（２）,（３）が、受信ポート＃１から信号（４）,（５）,（６）が、受信ポート＃２から信号Ｂ，Ｃ，Ｄが、本実施の形態のデジタルスイッチマトリックス部３１に入力される。
　図１７に、本実施の形態のデジタルスイッチマトリックス部３１の構成例を示す。図１７に示したように、本実施の形態のデジタルスイッチマトリックス部３１は、位相補償部７００およびスイッチ部７０１を備える。位相補償部７００は、遅延調整部７０２および７０５と、周波数変換部７０３および７０６と、ローパスフィルタ７０４および７０７と、複素乗算器７０８と、リミタ７０９と、自己相関検出部７１０と、経路遅延差検出部７１１と、複素乗算器７１２、７１３、７１４および７１５とを備える。
　ここで、受信部（図２参照）において受信ポート＃０からの入力信号を取り扱う分波部３０－１から出力される信号（１）は、図１７記載の端子＃０1に入力される。同様に、分波部３０－１から出力される信号（２）は端子＃０2に、信号（３）は端子＃０3に入力される。
　また、受信ポート＃１からの入力信号を取り扱う分波部３０－２から出力される信号（４）は、図１７記載の端子＃１0に入力される。同様に、分波部３０－２から出力される信号（５）は端子＃１1に、信号（６）は端子＃１2に入力される。
　以降、本実施の形態のデジタルスイッチマトリックス部３１の動作について、図１７と図１８を用いて説明する。図１８は、本実施の形態のデジタルスイッチマトリックス部３１が備えている位相補償部７００の処理の一例を示す図である。
　位相補償部７００は、受信部の分波部３０－１から出力される信号｛（１），（２），（３）｝と、分波部３０－２から出力される信号｛（４），（５），（６）｝の間の位相不連続を補償する。スイッチ部７０１は、位相補償部７００で補償された信号｛（１），（２），（３）｝、｛（４），（５），（６）｝を入力とし、実施の形態１と同様、位相補償対象外の信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝と合わせて、図１０に示すスイッチ処理を行う。
　次に、位相補償部７００の動作について説明する。図１８に示す通り、広帯域信号Ａは、その半分が受信ポート＃０を、もう半分が受信ポート＃１を通過するが、一部のオーバーラップする信号成分のみ、両ポートを通過することに着目する。具体的には、図１８で示すオーバーラップ領域であり、この共通する信号成分は、図１８に示すように分波部３０－１から出力される信号（３）の一部（斜線部）と分波部３０－２から出力される信号（４）の一部（斜線部）に含まれる。
　この信号（３）の一部に含まれるオーバーラップ成分は、信号（３）が図１７に示す周波数変換部７０３でベースバンド（０Ｈｚ）に変換された後、ローパスフィルタ７０４により抽出される。同様に信号（４）の一部に含まれるオーバーラップ成分は、信号（４）が周波数変換部７０６でベースバンド（０Ｈｚ）に変換された後、ローパスフィルタ７０７により抽出される。なお、信号（３）と信号（４）は、前段の遅延調整部７０２，７０５で遅延調整された後に、周波数変換部７０３，７０６に入力されるが、遅延調整に関する動作説明は後述する。
　図１８においては、ローパスフィルタ７０４で抽出したオーバーラップ成分をＳ0、ローパスフィルタ７０７で抽出したオーバーラップ成分をＳ1で示している。
　信号成分｛Ｓ0，Ｓ1｝は、受信ポート＃０と受信ポート＃１の間で位相不連続や経路遅延差が無ければ、時間方向の各サンプル点における信号ベクトルが全て一致する、即ち｛Ｓ0，Ｓ1｝は同一波形となる。
　一方、位相不連続によりポート間の位相差Δθが発生すると、両信号のベクトル角がΔθずれることになる。図１９に、位相差Δθが発生した場合の信号成分｛Ｓ0，Ｓ1｝の包絡線，位相を示す。図１９は、異なる２つの受信ポート（受信ポート＃０，＃１）に入力された受信信号の同一成分（ローパスフィルタ７０４，７０７で抽出された各オーバーラップ成分）の関係の一例を示す図である。図１９において、Ａ0はオーバーラップ成分Ｓ0の包絡線信号、θ0はオーバーラップ成分Ｓ0の位相信号、Ａ1はオーバーラップ成分Ｓ1の包絡線信号、θ1はオーバーラップ成分Ｓ1の位相信号である。図１９に示す通り、位相差Δθが発生した場合、包絡線信号｛Ａ0，Ａ1｝は一致するが、位相信号｛θ0，θ1｝は、例えば図１９中の時刻ｔ１，ｔ２等、どの時刻においてもΔθずれた関係となる。
　また、受信ポート＃０と受信ポート＃１の間で温度変動や、経年変化等により、経路遅延差Δτが発生すると、信号｛Ｓ0，Ｓ1｝の両者の時間波形もΔτずれてしまう。図２０に、経路遅延差がΔτ発生した場合の信号｛Ｓ0，Ｓ1｝の包絡線信号｛Ａ0，Ａ1｝と位相信号｛θ0，θ1｝を示す。図２０に示す通り、経路遅延差Δτが発生した場合、包絡線信号Ａ1が包絡線信号Ａ0に対してΔτ遅れて入力される。
　経路遅延差Δτが発生すると、図２０から明らかなように、位相信号｛θ0，θ1｝の位相差は、一定とならず、変動が生じる。例えば図２０記載の時刻ｔ１，ｔ２等、位相差は時々刻々変化する。
　そこで、本実施の形態の衛星通信システムでは、上記性質を利用し、位相補償部７００において、受信ポート＃０に入力された信号と受信ポート＃１に入力された受信信号の間に存在する位相不連続および経路遅延差を補償する。以下、この補償動作を説明する。
　複素乗算器７０８は、信号Ｓ0と、信号Ｓ1の複素共役値を複素乗算する。ここで複素乗算器７０８から出力される複素乗算後の信号（図１８に示した相関値Ｃに相当）のベクトル角δは、位相信号｛θ0，θ1｝の位相差（δ＝θ0－θ1）となる。また、経路遅延差Δτ＝０の場合は、ベクトル角δは、受信ポート＃０と受信ポート＃１間の位相差Δθに相当する。
　自己相関検出部７１０は、複素乗算器７０８から出力される複素乗算後の信号を、ある期間、全てベクトル合成し、合成後のベクトル長を自己相関電力Ｐi（i=0,±1,±2,…）として出力する。
　次に、経路遅延差検出部７１１の動作について説明する。
　自己相関電力Ｐiは、経路遅延差Δτ＝０の場合に最大値を示す。一方、Δτ増加に伴い、位相信号｛θ0，θ1｝の位相差（＝ベクトル角δ）が一定とならず乱れていくため、自己相関電力Ｐは小さくなる。経路遅延差検出部７１１は、この性質を利用して、経路遅延差Δτを求める。
　経路遅延差検出部７１１は、はじめに、前段の遅延調整部７０２，７０５に対して、遅延量を調整する指示信号を出力することで、意図的に各経路間の遅延差を時間Ｔｃ単位で与え、これらの各遅延差を与えた場合の自己相関電力Ｐi（i=0,±1,±2,…）情報から、経路遅延差Δτを算出する。
　図２１に経路遅延差検出部７１１の動作例を示す。図２１に示す通り、実際の経路遅延差Δτに最も遅延差設定が近い“＋Ｔｃ”設定時に、最も自己相関電力が高くなる（図中のＰ+1）。また、自己相関電力が２番目に高くなる遅延差設定は“０”であり（図中のＰ0）、実際の経路遅延差Δτは、０と＋Ｔｃの間にピーク値として存在することが判る。
　経路遅延差検出部７１１は、この自己相関電力ピーク値の位置（＝Δτ）を、この自己相関電力Ｐi（i=0,±1,±2,…）系列を用いて求める。例えば、経路遅延差検出部７１１は、自己相関電力Ｐi（i=0,±1,±2,…）系列中の最大値と、その前後の計３つの自己相関電力を用いた２次曲線近似処理により、ピーク値の位置（＝Δτ）を求める。図２１の例では、経路遅延差検出部７１１はＰ0，Ｐ+1，Ｐ+2の３点を用いた２次曲線近似処理により、ピーク値の位置（＝Δτ）を求める。また経路遅延差検出部７１１は、Δτの算出精度を高めるために、自己相関電力Ｐi（i=0,±1,±2,…）を３点ではなく、５点、７点、…と用いる数を増やした上で、２次曲線近似等の補間処理により、ピーク値の位置（＝Δτ）を求めてもよい。
　経路遅延差検出部７１１は、ピーク値の位置（＝Δτ）を検出した後、経路遅延差Δτを０に補正する遅延調整信号τ1およびτ2を、前段の遅延調整部７０２，７０５に対して出力する。遅延調整部７０２，７０５は、例えばポリフェーズ（多相）フィルタで構成され、経路遅延差検出部７１１からの遅延調整信号｛τ1，τ2｝に基づいて、入力データに対するきめ細かいサンプリング位相調整を行う。具体的には、遅延調整部７０２は分波部３０－１からの各分波データに対して、共通の遅延τ1を与えてから出力する。同様に、遅延調整部７０５は分波部３０－２からの各分波データに対して、共通の遅延τ2を与えてから出力する。
　ピーク値の位置（＝Δτ）を検出する前の“検出モード”において、経路遅延差検出部７１１は、自己相関電力Ｐi（i=0,±1,±2,…）系列を得るために、経路の遅延差を｛…，－２Ｔｃ，－Ｔｃ，０，＋Ｔｃ，＋２Ｔｃ，…｝で与える。プラス方向の遅延差｛０，＋Ｔｃ，＋２Ｔｃ，…｝を与える場合、経路遅延差検出部７１１は遅延調整部７０５に対する遅延調整信号τ2を｛０｝固定としながら、遅延調整部７０２に対して、遅延調整信号τ1を｛０，Ｔｃ，２Ｔｃ，…｝で与えていく。同様に、マイナス方向の遅延差｛０，－Ｔｃ，－２Ｔｃ，…｝を与える場合、経路遅延差検出部７１１は遅延調整部７０２に対する遅延調整信号τ1を｛０｝固定としながら、遅延調整部７０５に対して、遅延調整信号τ2を｛０，Ｔｃ，２Ｔｃ,…｝で与えていく。
　次にピーク値の位置（＝Δτ）を検出した後の“補正モード”において、経路遅延差検出部７１１は、以下の制御を遅延調整部７０２，７０５に対して行う。
　Δτがプラスの場合、経路遅延差検出部７１１は、遅延調整部７０２に対する遅延調整信号τ1を｛０｝としながら、遅延調整部７０５に対して、遅延調整信号τ2を｛Δτ｝で与えることで、プラス方向の経路差を打ち消す。一方Δτがマイナスの場合、経路遅延差検出部７１１は、遅延調整部７０５に対する遅延調整信号τ2を｛０｝としながら、遅延調整部７０２に対して、遅延調整信号τ1を｛Δτ｝で与えることで、マイナス方向の経路差を打ち消す。このように、“検出モード”と“補正モード”の２段階の処理フローにより経路遅延差検出部７１１は、経路差を補正する。
　なお、上記のように２つのモードを切り替える運用を行う場合、“検出モード”で一旦、信号中継を停止する必要があるが、信号中継を停止させずに、時々刻々と経路遅延差を補正していく場合は、図２２に示す構成に変更することで実現できる。
　図２２に示したデジタルスイッチマトリックス部３１ａの位相補償部７００ａは、図１７に示した位相補償部７００に対し、経路差を検出するための専用の遅延調整部７１６，７１７を追加した構成となっている。遅延調整部７１６，７１７はΔτ検出用に用い、遅延調整部７０２，７０５は、各分波データの遅延調整用に用いる。
　位相補償部７００ａにおいて、遅延調整部７１６は、経路遅延差検出部７１１からの遅延調整信号τ’1に従い、端子＃０3から入力される信号（３）を遅延させる。同様に、遅延調整部７１７は、経路遅延差検出部７１１からの遅延調整信号τ’2に従い、端子＃１0から入力される信号（４）を遅延させる。
　経路遅延差検出部７１１は、経路の遅延差を｛…，－２Ｔｃ，－Ｔｃ，０，＋Ｔｃ，＋２Ｔｃ，…｝で与えるための制御を遅延調整部７１６，７１７に対して行い、図１７に示した位相補償部７００の経路遅延差検出部７１１と同様の方法によりピーク値の位置（＝Δτ）を算出する。位置の算出が終了すると、算出したピーク値の位置（＝Δτ）情報を基に、経路差を打ち消す遅延制御を、遅延調整部７０２，７０５に対して行う。
　経路遅延差検出部７１１は、以降も、定期的に遅延調整部７１６，７１７を制御してピーク値の位置（＝Δτ）を算出し、算出したΔτ情報を基に、経路差を打ち消す遅延制御を、遅延調整部７０２，７０５に対して繰り返し行う。これにより、温度変化、経年変化等によって生じるピーク値の位置（＝Δτ）変動に追従した動作を実現出来る。
　このように、遅延調整部７１６，７１７を追加し、ピーク値の位置（＝Δτ）を算出するための遅延調整機能と、経路差を打ち消すための遅延調整機能を分けたことで、信号中継を停止させずに、時々刻々と経路遅延差を補正していくことができる。
　なお、図２２の構成例では、遅延調整部７０２，７０５を位相補償部７００ａの内部に設けるようにしたが、各ポートの前段に移動しても良い。例えば、受信部（図２参照）内の分波部３０－１，３０－２の前段に移動しても良い。分波部３０－１，３０－２の前段で遅延調整を行う場合、ポート毎に分波前の１つの信号に対して遅延調整すれば良いため、分波後の各信号を遅延調整する場合と比較して、回路規模や演算量が小さくなる利点がある。この場合、位相補償部７００ａ部内の遅延調整部７１６，７１７を制御して得られるピーク値の位置（＝Δτ）は、初期制御時はΔτそのものが、２回目以降の制御では、Δτからの時間変動分αのみ観測されることになる。即ち、時間変動が無ければ、経路遅延差検出部７１１で得られる２回目以降のピーク値の位置（＝Δτ）は、常に０が得られることになる。一方、ピーク値の位置がΔτからΔτ＋αに変化した場合、初期制御時でΔτは打ち消されているため、その変化量αのみが、経路遅延差検出部７１１で検出されることになる。
　よって、遅延調整部７０２，７０５を前段に移動させた場合、経路遅延差検出部７１１は、初期制御値Δτと新たに検出した変動分αを基に、（Δτ＋α）を打ち消す制御を遅延調整部７０２，７０５に対して行う。
　以上、経路遅延差を補正する処理について示したが、経路遅延差がそれほど発生しない条件、経路遅延差が生じても、中継する信号の品質劣化に悪影響を与えない条件であれば、上記経路遅延差の補正は割愛してもよい。
　次に、位相補償処理について説明する。
　上述したとおり、複素乗算器７０８から出力される信号のベクトル角δは、前記位相信号｛θ0，θ1｝の位相差となり、経路遅延差Δτ＝０の場合は、受信ポート＃０と受信ポート＃１間の位相差Δθに相当する。よって、位相補償部７００は、経路遅延差を補正後、複素乗算器７０８の出力を用いて、このベクトル位相差を補償する。
　はじめに、リミタ７０９は、複素乗算器７０８から出力される信号ベクトルの長さを一定値に変換する。即ち、リミタ７０９は、複素乗算器７０８から入力される信号ベクトルを、単位円上に振幅制限することで、入力信号に含まれる振幅情報を除去し、位相情報のみ通過させる。
　次に複素乗算器７１２、７１３、７１４および７１５は、リミタ７０９から出力される複素信号の共役値と、分波部３０－１で分波され、遅延調整部７０２で遅延調整された各信号（経路遅延差が補正された後の各信号）を複素乗算する。本乗算処理によって、分波部３０－１で分波された信号｛（１）,（２）,（３）｝の各信号ベクトル位相は、－Δθ補正され、分波部３０－２で分波された信号｛（４）,（５）,（６）｝と、－Δθ補正された信号｛（１）,（２）,（３）｝の位相不連続が解消される。
　以降の中継衛星２００の処理は、実施の形態１と同様であり、信号｛Ａ，Ｃ，Ｄ｝を受信局４０１へ、信号Ｂを受信局４０３へ送信する。
　位相補償部７００における位相補償処理により、図１１で示した２箇所の位相不連続点（Ｒ），（Ｔ）の内、受信時に発生する（Ｒ）が無くなり、図２３に示すように、送信時の位相不連続点（Ｔ）の１箇所になる。
　また、本実施の形態では、中継衛星２００が備えている受信部の遅延回路２９－１，２９－２，２９－３，…，２９－Ｎが除かれているため、図２４に示すように、時間遅延差は、送信時に、送信ポート＃０から出力される信号（１）～（４）と、送信ポート＃１から出力される信号（５）～（６）の間に与えられる。よって、地上の受信局４０１は、図２５に示すように、２波の相関ベクトルを合成すれば良いため、実施の形態１のように３波を合成する場合と比較して、処理量を削減できる。
　なお、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、中継衛星２００内の一式の｛ＡＤ変換器、分波部、合波部、ＤＡ変換器｝で処理可能な信号帯域幅の上限を１とし、これに対して広帯域信号Ａの帯域幅を１．５として説明を行った。ここで、例えば広帯域信号Ａの帯域幅を１．０とし、この信号Ａが、図７に示す信号｛（１）,（２）,（３）,（４）｝に分波された場合、実施の形態１の中継衛星（図２参照）では、実施の形態１に記載のとおり、受信時に信号（３）と信号（４）の間で位相不連続が生じるが、本実施の形態の中継衛星２００では、位相補償部７００，７００ａが行う補償処理により位相不連続は発生しない。また、送信側（図３に示した送信部）でも信号（５）と（６）が合成されないため、位相不連続は生じない。よって、この場合、特別な信号処理を行わない既存の地上受信局でも、広帯域信号Ａを復調することができる。すなわち、送信側で生じる位相不連続点を回避するスイッチング制御を行えば、中継衛星２００の受信側、即ちアップリンクの各信号は、ポート＃０とポート＃１が処理する総帯域幅２．０のどこに配置しても良く、アップリンクの周波数利用効率が向上し、既存の送受信局の収容性が高まる効果も得られる。
　このように、本実施の形態では、中継衛星２００自らが、中継衛星の受信側で生じた位相不連続をデジタル信号処理で補償するので、地上の受信局４０１における処理の複雑さが軽減され、処理量を削減できる効果や、既存システムの収容性が高まる効果が得られる。なお、本実施の形態では、ポート＃０とポート＃１の間の位相補償について説明したが、ポート＃１とポート＃２、ポート＃２とポート＃３等、その他各ポート間の位相不連続も、同様に補償する。よって、位相補償部７００，７００ａは、ポート数がＮ個の場合、最大Ｎ－１個必要となるが、位相差や経路差を求める機能、即ち遅延調整部７０２，７０５（７１６，７１７）、周波数変換部７０３，７０６、ローパスフィルタ７０４，７０７、複素乗算器７０８、リミタ７０９、自己相関検出部７１０および経路遅延差検出部７１１は、位相差や経路差の時間変動が緩慢な場合、時分割利用することで、小型化を図っても良い。この場合、各ポート間の位相差や経路差を求める回路は、１つに共有化されるため、位相差や経路差を求めるための回路の規模は１／（Ｎ－１）倍に削減される。
実施の形態５．
　実施の形態５では、地上の受信局４０１の処理を変更することで、更に良好な復調性能を実現することを目的としている。
　実施の形態１における受信局４０１の合成部５１３（図４，図５参照）は、３分岐した相互相関データ系列の各遅延制御処理により、図１３に示す３つの相関ベクトルの位置を、３番目のパスのベクトル位置に全て揃える説明をしたが、正確には、各相関ベクトルは図２６に示すように、実線のピーク値を示す３つの信号ベクトルだけでなく、前後にも点線で示す複数の相関ベクトルが得られる。よって、合成部５１３は、各相関ベクトルのピーク値に相当する３点だけでなく、その前後の各相関ベクトルも合わせて合成すれば、更に良好な復調性能を実現することができる。
　図示は割愛するが、合成する総ベクトル数をＫとした場合、ベクトル位置検出部５１２は、Ｋ個の各ベクトルを検出し、合成部５１３は、Ｋ－１個の遅延器、Ｋ－１個の移相器と、遅延、移相後のＫ個の相互相関データをベクトル合成する加算器、ラッチで構成される。
実施の形態６．
　実施の形態６では、デジタルビームフォーミング（ＤＢＦ：Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｅａｍ　Ｆｏｒｍｉｎｇ）を組合せた場合の構成例について説明する。
　本実施の形態は、ＤＢＦによるデジタル信号処理でビームを形成する場合に、広帯域信号中継が、宇宙用デバイスの性能限界上、実現できない、という問題を解決するものである。
　図２７は、実施の形態６の中継衛星において受信側の処理を行う受信部の内部構成例を示す図である。実施の形態１で説明した受信部（図２参照）と同一の構成要素には同じ符号を付している。本実施の形態の受信部は、遅延回路２９と分波部３０の間に受信ＤＢＦ処理部８０－１，８０－２，…を追加した構成となっている。図２７では、ポート３の各構成要素を具体化したことにより符号を追加（バンドパスフィルタ２３－４、ミキサ２４－４、ローパスフィルタ２７－４、Ａ／Ｄ２８－４、遅延回路２９－４）している。
　図２８は、実施の形態６の中継衛星において送信側の処理を行う送信部の内部構成例を示す図である。実施の形態１で説明した送信部（図３参照）と同一の構成要素には同じ符号を付している。本実施の形態の送信部は、合波部３２と遅延回路３３の間に送信ＤＢＦ処理部９０－１，９０－２，…を追加した構成となっている。図２８では、ポート３の各構成要素を具体化したことにより符号を追加（遅延回路３３－４、Ｄ／Ａ３４－４、ローパスフィルタ３５－４、ミキサ３６－４、バンドパスフィルタ３８－４）している。
　次に、本実施の形態の中継衛星２００による受信動作について図２７を用いて説明する。中継衛星２００（受信側）は、受信アンテナ２１－１および２１－２を素子アンテナとして使用し、これら２つの素子アンテナで広帯域ビームエリア１００に向けたビームを形成することで、広帯域送信局１０１からの広帯域信号Ａを受信する。受信アナログスイッチマトリックス部２２は、受信アンテナ２１－１の信号をポート＃０とポート＃１に接続し、受信アンテナ２１－２の信号をポート＃２とポート＃３に接続する。
　ポート＃０から入力された信号に対して処理を行うバンドパスフィルタ２３－１、ミキサ２４－１、ローパスフィルタ２７－１、Ａ／Ｄ２８－１および遅延回路２９－１の動作は実施の形態１と同様である。すなわち、受信アンテナ２１－１で受信した広帯域信号Ａの低域側半分の信号を抽出する。
　ポート＃２から入力された信号に対して処理を行うバンドパスフィルタ２３－３、ミキサ２４－３、ローパスフィルタ２７－３、Ａ／Ｄ２８－３および遅延回路２９－３は、ポート＃０から入力された信号に対して行う処理と同様の処理を実行し、受信アンテナ２１－２で受信した広帯域信号Ａの低域側半分の信号を抽出する。遅延回路２９－３の遅延量は、遅延回路２９－１の遅延量と同じτＲ０に設定する。
　また、ポート＃１から入力された信号に対して処理を行うバンドパスフィルタ２３－２、ミキサ２４－２、ローパスフィルタ２７－２、Ａ／Ｄ２８－２および遅延回路２９－２は、上記のポート＃０から入力された信号に対して処理を行う各構成要素と同様の処理を行い、受信アンテナ２１－１で受信した広帯域信号Ａの高域側半分の信号を抽出する。
　同様に、ポート＃３から入力された信号に対して処理を行うバンドパスフィルタ２３－４、ミキサ２４－４、ローパスフィルタ２７－４、Ａ／Ｄ２８－４および遅延回路２９－４は、上記のポート＃２から入力された信号に対して処理を行う各構成要素と同様の処理を行い、受信アンテナ２１－２で受信した広帯域信号Ａの高域側半分の信号を抽出する。遅延回路２９－４の遅延量は、遅延回路２９－２の遅延量と同じτＲ１に設定する。
　受信ＤＢＦ処理部８０－１は、以下の処理［１］,［２］,［３］を実行し、広帯域信号Ａの低域側成分を生成する。
［１］遅延回路２９－１から入力される信号Ａの低域側成分に、受信アンテナ２１－１用のウエイト値Ｗ１を乗算する。
［２］遅延回路２９－３から入力される信号Ａの低域側成分に、受信アンテナ２１－２用のウエイト値Ｗ２を乗算する。
［３］処理［１］,［２］を実行して得られた各乗算結果を加算する。
　同様に、受信ＤＢＦ処理部８０－２は、以下の処理［４］,［５］,［６］を実施し、広帯域信号Ａの高域側成分を生成する。
［４］遅延回路２９－２から入力される信号Ａの高域側成分に、受信アンテナ２１－１用のウエイト値ＷＲ１を乗算する。
［５］遅延回路２９－４から入力される信号Ａの高域側成分に、受信アンテナ２１－２用のウエイト値ＷＲ２を乗算する。
［６］処理［４］,［５］を実行して得られた各乗算結果を加算する。
　以降の処理は実施の形態１と同様であり、分波部３０－１は広帯域信号Ａの低域側成分を分波し、分波部３０－２は広帯域信号Ａの高域側成分を分波する。
　次に、本実施の形態の中継衛星２００による送信動作について図２８を用いて説明する。中継衛星２００（送信側）は、送信アンテナ４０－１および４０－２を素子アンテナとして使用し、これら２つの素子アンテナでビームエリア４００に向けたビームを形成し、受信局４０１へ広帯域信号Ａを送信する。この場合、送信アナログスイッチマトリックス部３９は、Ｐｏｒｔ＃０とＰｏｒｔ＃１からの信号を送信アンテナ４０－１に接続、Ｐｏｒｔ＃２とＰｏｒｔ＃３からの信号を送信アンテナ４０－２に接続する。
　合波部３２－１および３２－２の処理は実施の形態１と同様である。すなわち、合波部３２－１は図１０に示す信号（１），（２），（３），（４）を合波し、図１０に示す信号（ウ）を出力する。また、合波部３２－２は図１０に示す信号（５），（６）を合波し、図１０に示す信号（エ）を出力する。
　送信ＤＢＦ処理部９０－１は、以下の処理［７］，［８］を実施し、２つの低域成分信号Ｓ１－１およびＳ１－２を生成する。
［７］合波部３２－１から入力される信号に、アンテナ素子４０－１用のウエイト値ＷＴ１を乗算し、低域成分信号Ｓ１－１として出力する。
［８］合波部３２－１から入力される信号に、アンテナ素子４０－２用のウエイト値ＷＴ２を乗算し、低域成分信号Ｓ１－２として出力する。
　同様に、送信ＤＢＦ処理部９０－２は、以下の処理［９］，［１０］を実施し、２つの高域成分信号Ｓ２－１およびＳ２－２を生成する。
［９］合波部３２－２から入力される信号に、アンテナ素子４０－１用のウエイト値ＷＴ１を乗算し、高域成分信号Ｓ２－１として出力する。
［１０］合波部３２－２から入力される信号に、アンテナ素子４０－２用のウエイト値ＷＴ２を乗算し、高域成分信号Ｓ２－２として出力する。
　送信ＤＢＦ処理部９０－１および９０－２の後段の各ブロックのうち、遅延回路３３－１、Ｄ／Ｃ３４－１、ローパスフィルタ３５－１、ミキサ３６－１およびバンドパスフィルタ３８－１は、送信ＤＢＦ処理部９０－１から出力される低域成分信号Ｓ１－１に対して実施の形態１と同様の処理を実行し、送信アンテナ４０－１から送信する信号の低域側の成分を生成する。
　また、遅延回路３３－２、Ｄ／Ｃ３４－２、ローパスフィルタ３５－２、ミキサ３６－２およびバンドパスフィルタ３８－２は、送信ＤＢＦ処理部９０－２から出力される高域成分信号Ｓ２－１に対して実施の形態１と同様の処理を実行し、送信アンテナ４０－１から送信する信号の高域側の成分を生成する。
　同様に、遅延回路３３－３、Ｄ／Ｃ３４－３、ローパスフィルタ３５－３、ミキサ３６－３およびバンドパスフィルタ３８－３は、送信ＤＢＦ処理部９０－１から出力される低域成分信号Ｓ１－２に対して実施の形態１と同様の処理を実行し、送信アンテナ４０－２から送信する信号の低域側の成分を生成する。
　また、遅延回路３３－４、Ｄ／Ｃ３４－４、ローパスフィルタ３５－４、ミキサ３６－４およびバンドパスフィルタ３８－４は、送信ＤＢＦ処理部９０－２から出力される高域成分信号Ｓ２－２に対して実施の形態１と同様の処理を実行し、送信アンテナ４０－２から送信する信号の高域側の成分を生成する。
　このような送信処理によって、本実施の形態の中継衛星２００は、ビームエリア４００へのビームを形成するとともに、実施の形態１と同様、遅延差が与えられた広帯域信号Ａ’を受信局４０１に送信する。
　受信局４０１は、実施の形態１と同様の処理を実行し、受信した広帯域信号Ａ’を復調する。
　このように、本実施の形態では、ＤＢＦで広帯域信号Ａを衛星中継する場合、広帯域信号の低域側を処理する複数ポートと、高域側を処理する複数ポートに分担して中継する構成としたので、ＤＢＦを適用する場合でも、サンプリング速度の低い宇宙用デバイスが適用できる。更に、ＤＢＦ特有の高速なビームパターン切り替えや、アンテナの高利得化を実現することもできる。
　なお、本実施の形態では、受信アンテナを２素子、送信アンテナを２素子とした構成例について説明したが、アンテナ素子数は３以上でもよい。この場合、受信アンテナ、あるいは送信アンテナの素子数をＮ個とした場合、中継衛星２００のポート数は２Ｎで構成されることになる。
　また、本実施の形態では、中継衛星２００で、受信ビームを１ビーム（広帯域ビームエリア１００）、送信ビームを１ビーム（ビームエリア４００）として説明したが、受信ビーム数や送信ビーム数は２以上でも良い。この場合、各受信ＤＢＦ処理部（受信ＤＢＦ処理部８０－１，８０－２）は、Ｎ個の入力素子データから、Ｍ個の受信ビーム信号を生成する。即ち、受信ＤＢＦ処理部８０－１および８０－２は、入力されるＮ個の素子データに、１ビームの形成に用いるＮ個のウエイト値を乗算後、全て加算した結果を該当ビームの受信信号として出力する処理を、Ｍビーム分同時に実行する。同様に、各送信ＤＢＦ処理部（送信ＤＢＦ処理部９０－１，９０－２）は、Ｍ個の送信ビーム信号から、Ｎ個の出力素子データを生成する。即ち、送信ＤＢＦ処理部９０－１および９０－２は、各送信ビーム信号をＮ個複製し、複製後の送信ビーム信号それぞれに対して、Ｎ個のウエイト値を乗算する処理を、Ｍビーム分同時に実行する。更に、送信ＤＢＦ処理部９０－１および９０－２は、同一送信アンテナ宛の信号を全て加算することで、Ｎ個の出力素子データを生成し、出力する。
　また、本実施の形態では、ＤＢＦ処理と｛分波処理，合波処理｝を合わせた場合の動作例としたが、ＤＢＦ処理だけを実施して信号を中継しても良い。この場合、衛星中継時に各信号の周波数再配置を行う機能は失われ、各ビーム間を衛星が接続するだけの動作となるが、分波部３０－１および３０－２、合波部３２－１および３２－２が不要となり、また、デジタルスイッチマトリックス部は単にビーム間を接続する簡単な構成となるため、小さい回路規模で実現できる。
　以上のように、本発明にかかる中継衛星は、衛星通信システムを構築する場合に有用であり、特に、衛星を構成しているデバイス（宇宙用デバイス）の性能限界を超えた広帯域信号についても中継することが可能な衛星通信システムの中継装置に適している。
　２１－１，２１－２，２１－Ｎ　受信アンテナ
　２２　受信アナログスイッチマトリックス部
　２３－１，２３－２，２３－３，２３－Ｎ　バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
　２４－１，２４－２，２４－３，２４－Ｎ　ミキサ
　２５　受信ローカル生成部
　２６　原振
　２７－１，２７－２，２７－３，２７－Ｎ　ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
　２８－１，２８－２，２８－３，２８－Ｎ　ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）
　２９－１，２９－２，２９－３，２９－Ｎ　遅延回路
　３０－１，３０－２，３０－３，３０－Ｎ　分波部
　３１，３１ａ　デジタルスイッチマトリックス部
　３２－１，３２－２，３２－３，３２－Ｎ　合波部
　３３－１，３３－２，３３－３，３３－Ｎ　遅延回路
　３４－１，３４－２，３４－３，３４－Ｎ　ＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）
　３５－１，３５－２，３５－３，３５－Ｎ　ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
　３６－１，３６－２，３６－３，３６－Ｎ　ミキサ
　３７　送信ローカル生成部
　３８－１，３８－２，３８－３，３８－Ｎ　バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
　３９　送信アナログスイッチマトリックス部
　４０－１，４０－２，４０－Ｎ　送信アンテナ
　８０－１，８０－２　受信ＤＢＦ処理部
　９０－１，９０－２　送信ＤＢＦ処理部
　１００　広帯域ビームエリア
　１０１　広帯域送信局
　１０２　狭帯域ビームエリア
　１０３，１０４，１０５　狭帯域送信局
　１１０　制御局
　２００　中継衛星
　４００，４０２　ビームエリア
　４０１，４０３　受信局
　５００　アンテナ
　５０１　アンプ
　５０２　バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
　５０３　ミキサ
　５０４　受信ローカル生成部
　５０５　ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
　５０６　ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）
　５０７　分波部
　５０８，５０９　狭帯域信号用復調器
　５１０，５１０ａ　広帯域信号用復調器
　５１１，５２１　相互相関部
　５１２　ベクトル位相検出部
　５１３　合成部
　５１４，５２４　検波部
　５２２　伝送路推定部
　５２３　等化部
　６００，６０１　遅延器
　６１０，６１１　移相器
　６２０　加算器
　７００，７００ａ　位相補償部
　７０１　スイッチ部
　７０２，７０５，７１６，７１７　遅延調整部
　７０３，７０６　周波数変換部
　７０４，７０７　ローパスフィルタ
　７０８，７１２，７１３，７１４，７１５　複素乗算器
　７０９　リミタ
　７１０　自己相関検出部
　７１１　経路遅延差検出部

Claims (16)

  1. 　複数の受信アンテナと、
    　複数の受信処理手段と、
    　複数の送信処理手段と、
    　複数の送信アンテナと、
    　前記複数の受信アンテナそれぞれで受信した信号を前記受信処理手段の１つまたは２つ以上に出力する第１のスイッチ手段と、
    　前記複数の受信処理手段それぞれが受信処理を行って得られたデジタル受信信号を前記送信処理手段の１つまたは２つ以上に出力する第２のスイッチ手段と、
    　前記複数の送信処理手段それぞれが送信処理を行って得られたアナログ信号を前記送信アンテナの１つに出力する第３のスイッチ手段と、
    　を備え、
    　前記第１のスイッチ手段は、前記受信処理手段で処理が可能な帯域よりも広帯域の受信信号が入力された場合、当該広帯域受信信号を複数の受信処理手段に出力し、
    　前記受信処理手段は、自身で処理可能な帯域よりも広帯域の信号が入力された場合、当該入力信号の一部の帯域を対象として受信処理を行うことを特徴とする中継衛星。
  2. 　前記複数の受信アンテナと前記複数の受信処理手段を１対１で接続し、
    　前記受信アンテナを指向性が調整可能なアンテナとするとともに、前記第１のスイッチ手段を省略した構成としたことを特徴とする請求項１に記載の中継衛星。
  3. 　同一の広帯域受信信号が入力された各受信処理手段は、それぞれ異なる帯域を対象として受信処理を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の中継衛星。
  4. 　同一の広帯域受信信号が入力された各受信処理手段におけるそれぞれの処理対象の信号の帯域を、各処理対象の信号を合成した場合に、当該広帯域受信信号と同一帯域となる帯域としたことを特徴とする請求項３に記載の中継衛星。
  5. 　前記受信処理手段は、
    　自身で処理可能な帯域よりも広帯域の受信信号が入力された場合に自身が処理すべき帯域を抽出するとともに中間周波数信号またはベースバンド信号に変換する処理対象信号抽出手段と、
    　前記処理対象信号抽出手段から出力された信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、
    　前記デジタル信号を複数の信号に分波する分波手段と、
    　を備え、
    　前記第２のスイッチ手段は、前記分波後の信号を、後段の各送信処理手段で処理可能な帯域に応じて分配することを特徴とする請求項１～４のいずれか一つに記載の中継衛星。
  6. 　前記第２のスイッチ手段は、分配した各信号の送信処理手段ごとの合計帯域が、対応する送信処理手段で処理可能な帯域以下となるように、前記分波後の信号を分配することを特徴とする請求項５に記載の中継衛星。
  7. 　前記受信処理手段は、
    　前記ＡＤ変換手段から出力されたデジタル信号に対して、他の受信処理手段とは異なる値の遅延を与える第１の遅延付加手段、
    　をさらに備え、
    　前記分波手段は、前記第１の遅延付加手段により遅延が付加された後の信号を分波し、
    　前記送信処理手段は、
    　前記第２のスイッチ手段から入力された各信号を合波する合波手段と、
    　前記合波後の信号に対して、他の送信処理手段とは異なる値の遅延を与える第２の遅延付加手段と、
    　前記第２の遅延付加手段から出力された信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換手段と、
    　前記ＤＡ変換手段から出力された信号を無線周波数帯信号に変換する変換手段と、
    　を備えることを特徴とする請求項５または６に記載の中継衛星。
  8. 　前記第２のスイッチ手段は、
    　同一成分が含まれているデジタル受信信号の間に存在する位相不連続および経路遅延差を補償する補償処理部と、
    　前記補償処理部で位相不連続および経路遅延差が補償された後のデジタル受信信号を前記送信処理手段の１つまたは２つ以上に出力するスイッチ部と、
    　を備えることを特徴とする請求項１～６のいずれか一つに記載の中継衛星。
  9. 　前記補償処理部は、
    　２つのデジタル受信信号の双方に含まれている同一成分の一方に対して他方の複素共役値を周波数領域で複素乗算して相関値を算出する素乗算器と、
    　前記相関値に基づいて、前記２つのデジタル受信信号の間に存在する経路遅延差を補償する遅延差補償手段と、
    　前記遅延差補償手段により経路遅延差が補償された後のデジタル受信信号の間に存在する位相不連続を補償する位相補償手段と、
    　を備えることを特徴とする請求項８に記載の中継衛星。
  10. 　ビームフォーミングにより複数の受信ビームを形成する複数の受信アンテナと、
    　複数の受信処理手段と、
    　複数の送信処理手段と、
    　ビームフォーミングにより複数の送信ビームを形成する複数の送信アンテナと、
    　前記複数の受信アンテナそれぞれで受信した信号を前記受信処理手段の１つまたは２つ以上に出力する第１のスイッチ手段と、
    　前記複数の受信処理手段それぞれが受信処理を行って得られた複数のデジタル受信信号のうち、同一成分のデジタル受信信号同士を合成する複数の受信信号合成手段と、
    　前記複数の受信信号合成手段と１対１で対応し、対応する受信信号合成手段から出力された信号を複数の信号に分波する複数の分波手段と、
    　前記分波手段で分波された後の各信号を前記送信アンテナの１つまたは２つ以上に割り当てる第２のスイッチ手段と、
    　前記第２のスイッチ手段により同一送信アンテナに割り当てられた各信号を合波する複数の合波手段と、
    　前記複数の合波手段から出力された各信号を前記複数の受信処理手段の中の２つ以上に分配する分配手段と、
    　前記複数の送信処理手段それぞれが送信処理を行って得られたアナログ信号のうち、同一成分に基づいて生成された各アナログ信号を、同一送信ビームを形成する異なる送信アンテナに出力する第３のスイッチ手段と、
    　を備え、
    　前記第１のスイッチ手段は、前記受信処理手段で処理が可能な帯域よりも広帯域の受信信号が入力された場合、当該広帯域受信信号を複数の受信処理手段に出力し、
    　前記受信処理手段は、自身で処理可能な帯域よりも広帯域の信号が入力された場合、当該入力信号の一部の帯域を対象として受信処理を行うことを特徴とする中継衛星。
  11. 　請求項１～１０のいずれか一つに記載の中継衛星と、
    　前記中継衛星で中継された信号を受信する受信局と、
    　を備えることを特徴とする衛星通信システム。
  12. 　請求項７に記載の中継衛星と、
    　前記中継衛星で中継された信号を受信する受信局と、
    　を備え、
    　前記中継衛星は、スペクトラム拡散信号を中継し、
    　前記受信局は、
    　前記中継衛星で中継された信号のうち、前記受信処理手段で処理が可能な帯域よりも広帯域の信号を復調するための構成として、
    　受信信号と既知の逆拡散コードの相互相関を求める相互相関算出手段と、
    　前記相互相関算出手段による処理で得られた相互相関データ系列に基づいて、当該系列に含まれている相互相関ベクトルの数、各相互相関ベクトルの到来時刻および各相互相関ベクトルの位相角を検出する検出手段と、
    　前記検出手段による検出結果に基づいて、前記複数の相互相関ベクトルを合成する合成手段と、
    　前記合成手段により合成された後の相互相関ベクトルに対して検波処理を行う検波手段と、
    　を備えることを特徴とする衛星通信システム。
  13. 　前記合成手段は、各相互相関ベクトルに対して、各相互相関ベクトルの到来時刻の差に応じた遅延を与えて前記中継衛星の受信処理手段および送信処理手段で個別に付加された遅延量の差をキャンセルするとともに、各相互相関ベクトルの位相角が揃うように調整し、当該調整後の各相互相関ベクトルを加算することを特徴とする請求項１２に記載の衛星通信システム。
  14. 　前記合成手段は、受信信号と逆拡散コードの相互相関値のピークを示す相互相関ベクトルおよびピーク前後の所定範囲に含まれる相互相関値を示す相互相関ベクトルを合成することを特徴とする請求項１２または１３に記載の衛星通信システム。
  15. 　各受信処理手段および各送信処理手段に対して、前記第１の遅延付加手段で与える遅延量および前記第２の遅延付加手段で与える遅延量を指示するとともに、当該指示内容、および当該指示内容に従って中継された信号において位相が不連続となる位置の情報を前記受信局に通知する制御局、
    　をさらに備え、
    　前記検出手段は、前記相互相関データ系列および前記制御局からの通知内容に基づいて、前記相互相関ベクトルの数、前記到来時刻および前記位相角を検出することを特徴とする請求項１２、１３または１４に記載の衛星通信システム。
  16. 　前記中継衛星は、スペクトラム拡散が実施されていない変調信号にプリアンブルが付加された信号を中継し、
    　前記受信局は、
    　前記中継衛星で中継された信号のうち、前記受信処理手段で処理が可能な帯域よりも広帯域の信号を復調するための構成として、
    　前記プリアンブルに基づいて伝送路推定を行う伝送路推定手段と、
    　前記伝送路推定結果に基づいて受信変調信号を等化する等化手段と、
    　前記等化後の信号に対して検波処理を行う検波手段と、
    　を備えることを特徴とする請求項１１に記載の衛星通信システム。
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