WO2014112442A1

WO2014112442A1 - 中継装置、中継衛星および衛星通信システム

Info

Publication number: WO2014112442A1
Application number: PCT/JP2014/050359
Authority: WO
Inventors: 藤村　明憲; 佐々木　剛
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2013-01-15
Filing date: 2014-01-10
Publication date: 2014-07-24
Also published as: CA2898183C; WO2014112040A1; US20150295636A1; EP2947788A4; EP2947788B1; US9473236B2; EP2947788A1; CA2898183A1

Abstract

　受信ポート１５－１～１５－Ｎごとの受信処理部で処理が可能な帯域幅よりも広帯域の広帯域受信信号を２つ以上の受信処理部に出力する受信アナログスイッチマトリックス２２と、受信処理部により分波された分波信号を送信処理部へ出力する接続部３１と、同一の受信信号に対応する分波信号が入力された１つ以上の送信処理部によって送信処理が施された信号を同一の送信アンテナに出力する送信アナログスイッチマトリックスと、周波数の異なる２つ以上のローカル信号を生成して受信処理部へ供給するローカル生成部２５と、ローカル信号間の位相差を算出し、受信処理部へ入力するローカル位相差算出部４１と、位相差に基づいて位相補正を行う受信位相補正部２９－１～２９－Ｎ、を備え、受信処理部は、広帯域受信信号に対してローカル信号に基づいて入力信号の一部の帯域を抽出した分割信号に対して受信処理を行う。

Description

中継装置、中継衛星および衛星通信システム

　本発明は、中継装置、中継衛星および衛星通信システムに関する。

　複数のビームから複数のビームにデータを中継するデジタルチャネライザ搭載の中継衛星では、ＡＤ（Analog　to　Digital）変換器（Ａ／Ｄ），ＤＡ（Digital　to　Analog）変換器（Ｄ／Ａ），デジタル信号処理部の各サンプリング速度を上げることで、各ビームからの広帯域な信号のデータ中継が可能である。このような、デジタルチャネライザ搭載の中継衛星に関する技術が、下記特許文献１において開示されている。

特表２００６－５１６８６７号公報

　しかしながら、上記従来の技術によれば、広帯域信号を処理する場合には、例えば１．４Ｇｓｐｓの高速サンプリングが必要である。このため、Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａのサンプリング速度や、分波部、合波部およびスイッチ部で構成されるデジタル信号処理部の処理速度の高速化に伴い、衛星の消費電力が増大する、という問題があった。

　また、耐放射線に優れた宇宙用デバイスは、一般に地上で使われている民生用デバイスと比較してサンプリング速度、処理速度が低いため、中継衛星の更なる広帯域化を実現することは、宇宙用デバイスの性能限界上、困難であるという問題があった。

　更に、上記従来の技術によれば、一式の処理部（Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、デジタル分波器／合波器）で１つの広帯域信号を処理する。このため、仮に一式の処理部のうちＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、デジタル分波器／合波器のいずれか１つでも故障する、または予期せぬ干渉波入力等により入力信号が飽和すると、通信が不能となる、という問題があった。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、デバイスの性能に制約がある場合でも広帯域な信号を中継することが可能で、かつ故障や干渉による通信品質の劣化を低減することができる中継装置、中継衛星および衛星通信システムを得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数の受信処理部と、複数の送信処理部と、前記受信処理部で処理された信号を、前記送信処理部へ出力する接続部と、周波数の異なる２つ以上のローカル信号を生成し、前記ローカル信号をそれぞれ前記受信処理部へ供給するローカル生成部と、前記ローカル信号間の位相差を算出し、前記受信処理部へ前記位相差を入力するローカル位相算出部と、を備え、前記受信処理部は前記位相差に基づいて位相補正を行う受信側位相補正部、を備え、前記送信処理部は、前記接続部からの信号を送信処理し、前記受信処理部は、処理可能な帯域幅よりも広帯域な広帯域受信信号が入力された場合、受信信号を１つ以上の前記受信処理部で処理することを特徴とする。

　本発明にかかる中継衛星、中継装置および衛星通信システムは、デバイスの性能に制約がある場合でも広帯域な信号を中継することが可能で、かつ故障や干渉による通信品質の劣化を低減することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１の中継衛星の構成例を示す図である。図２は、図１に示した中継衛星における受信部の構成例を示す図である。図３は、図１に示した中継衛星における送信部の構成例を示す図である。図４は、ローカル生成部の構成例を示す図である。図５は、ローカル位相差算出部の構成例を示す図である。図６は、実施の形態１の中継衛星による信号中継動作の概要を示す図である。図７は、実施の形態１の中継衛星による信号中継動作手順の一例を示す図である。図８は、分波部が処理する信号のスペクトラムの関係の一例を示す図である。図９は、受信ポートで受信する信号の一例を示す図である。図１０は、信号中継動作（送信側）の一例を示す図である。図１１は、中継衛星から受信局へ送信する広帯域信号の一例を示す図である。図１２は、ローカル生成部の別の構成例を示す図である。図１３は、受信側の周波数変換処理の流れを示す図である。図１４は、リミタ通過後の信号の位相変化例の一例を示す図である。図１５は、送信側の周波数変換の流れの一例を示す図である。図１６は、実施の形態２のローカル位相差算出部の構成例を示す図である。図１７は、実施の形態３のローカル位相差算出部の構成例を示す図である。図１８は、実施の形態３におけるサンプリング処理例を示す図である。図１９は、実施の形態４の中継衛星の構成例を示す図である。図２０は、実施の形態４の中継衛星の構成例を示す図である。図２１は、複素無変調信号波形の一例を示す図である。図２２は、受信側補正用の複素無変調信号に対する処理の流れを示す図である。図２３は、実施の形態４の受信側位相時間差検出部の構成例を示す図である。図２４は、実施の形態４における各無変調信号の波形例を示す図である。図２５は、実施の形態４における送信側補正用ＣＷ信号に対する処理の流れを示す図である。図２６は、実施の形態４の送信側位相時間差検出部の構成例を示す図である。図２７は、ビームエリアを近づけた場合の同一周波数干渉の様子を示す図である。図２８は、実施の形態５の受信ＤＢＦ処理の一例を示す図である。図２９は、受信ＤＢＦ機能および送信ＤＢＦ機能を有する中継装置の構成例を示す図である。図３０は、送信ＤＢＦ処理例と効果を示す図である。図３１は、実施の形態６の中継装置の構成例を示す図である。

　以下に、本発明にかかる中継装置、中継衛星および衛星通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる中継衛星の実施の形態１の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の中継衛星２００は、受信アンテナ２１－１～２１－Ｎ（Ｎは２以上の整数）、受信部２０１、接続部３１、送信部２０２および送信アンテナ４０－１～４０－Ｎを備える。図１では、中継衛星の全体構成のうち、中継衛星に搭載される中継装置の構成を示している。また、本実施の形態では、受信アンテナの数と送信アンテナの数を同じとしているが、受信アンテナの数と送信アンテナの数は異なっていてもよい。

　本実施の形態の中継衛星は、受信アンテナ２１－１～２１－Ｎで受信した信号に対して、後述する信号処理を実施し、送信アンテナ４０－１～４０－Ｎから送信することにより信号を中継する。

　本実施の形態では、広帯域信号を、低いサンプリング速度、処理速度のデバイスを用いて中継することが可能な中継衛星および衛星通信システムについて説明する。

　図２は、図１に示した中継衛星２００における受信部の構成例を示す図である。説明の都合上、図２では、接続部３１と、中継対象とする信号の送信元装置である送信局１０１，１０３，１０４，１０５と、中継衛星にコマンド信号を送信する地上局である制御局１１０と、についても記載している。受信アンテナ２１－１～２１－Ｎは、各受信ビームのビームエリアからの信号を受信する。図２では、広帯域ビームエリア１００と、狭帯域ビームエリア１０２の２つのビームエリアが存在する例を示している。広帯域ビームエリア１００には、広帯域信号を送信する送信局１０１が存在し、狭帯域ビームエリア１０２には、狭帯域信号を送信する送信局１０３，１０４，１０５が存在する。なお、本実施の形態では、広帯域信号とは、後述するようにＡＤ変換器、分波部、合波部およびＤＡ変換器で処理可能な帯域幅を超える帯域幅を有する信号を示す。

　図２に示したように、中継衛星２００の受信部２０１は、アップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０と、受信アナログスイッチマトリックス（第１のスイッチ部）２２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３－１～２３－Ｎと、ミキサ２４－１～２４－Ｎと、ローカル生成部２５と、原振２６と、バンドパスフィルタ２７－１～２７－Ｎと、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）２８－１～２８－Ｎと、受信位相補正部（ＲＰＣ）２９－１～２９－Ｎと、分波部３０－１～３０－Ｎと、接続部（デジタルスイッチマトリックス）３１と、を備える。

　また、アップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０は、入力側のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２－１～１２－Ｎと、ミキサ１３－１～１３－Ｎと、ローカル発振器１１と、出力側のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１４－１～１４－Ｎと、を備える。

　図３は、図１に示した中継衛星における送信部の構成例を示す図である。説明の都合上、図３では、ビームエリア４００，４０２と、中継対象とする信号の受信装置である受信局４０１，４０３、についても記載している。図３では、ビームエリア４００に受信局４０１が存在し、ビームエリア４０２に受信局４０３が存在する例を示している。

　図３に示したように、中継衛星２００の送信部２０２は、合波部３２－１～３２－Ｎと、送信位相補正部３３－１～３３－Ｎと、ＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）３４－１～３４－Ｎと、ローパスフィルタ３５－１～３５－Ｎと、ミキサ３６－１～３６－Ｎと、送信アナログスイッチマトリックス（第２のスイッチ部）３７と、バンドパスフィルタ３８－１～３８－Ｎと、を備える。

　なお、図２、３では、中継衛星が、２つのビームエリア（広帯域ビームエリア１００，狭帯域ビームエリア１０２）内の各送信局から送信された４つの上り信号を２つのビームエリア（ビームエリア４００，４０２）に中継する例を示しているが、ビーム数および中継する上り信号の数は、図２、３の例に限定されない。

　接続部３１は、例えばデジタルスイッチマトリックスであり、各分波部３０－１～３０－Ｎから出力された信号を入力とし、入力された各信号を後段の合波部３２－１～３２－Ｎへ振り分ける。

　図４は、本実施の形態の中継衛星２００の受信部２０１が備えるローカル生成部２５の構成例を示す図である。図４に示したように、本実施の形態のローカル生成部２５は、周波数シンセサイザ５０１，５０２を備える。

　図５は、ローカル位相差算出部４１の構成例を示す図である。図５に示したように、本実施の形態のローカル位相差算出部４１は、ミキサ５０７と、バンドパスフィルタ５０８と、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）５０９と、直交検波部５１０と、（デジタル）ローカル生成部５１１と、（デジタル）ローパスフィルタ５１２と、リミタ５１３と、セレクタ５１４，５１５，５１６と、クロック生成器５１７とを備える。

　次に、本実施の形態の中継衛星による信号中継処理について具体的に説明する。図６は、本実施の形態の中継衛星による信号中継動作の概要を示す図である。

　本実施の形態では、中継衛星２００が、送信局１０１，１０３，１０４，１０５からそれぞれ受信した信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを、それぞれ以下に示す中継先へ図６に示す周波数配置にて同時中継する場合について説明を行う。
＜１＞広帯域ビームエリア１００内の送信局１０１からの広帯域信号である信号Ａを、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信する。
＜２＞狭帯域ビームエリア１０２内の送信局１０３からの狭帯域信号である信号Ｂを、ビームエリア４０２内の受信局４０３へ送信する。
＜３＞狭帯域ビームエリア１０２内の送信局１０４からの狭帯域信号である信号Ｃを、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信する。
＜４＞狭帯域ビームエリア１０２内の送信局１０５からの狭帯域信号である信号Ｄを、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信する。

　図６に示すとおり、信号Ｂ，Ｃ，Ｄのアップリンク周波数は、信号Ａの左半分と同じ周波数である。

　ここで、中継衛星２００内の一式のＡＤ変換器、分波部、合波部およびＤＡ変換器で処理可能な信号帯域幅の上限を１とする。これに対して、図６に示すように、信号Ａの帯域幅は１．５、信号Ｂ，Ｃ，Ｄの各帯域幅は０．２５である場合を想定すると、信号Ａの帯域幅は１より大きいため、従来技術では、信号Ａをデジタル分波、合波、スイッチングすることができない。これに対して、本実施の形態では、詳細については後述するが、このような帯域幅は１より大きい広帯域信号も含めて、通信の品質劣化を防止しつつ各信号（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を中継することができる。

　以降、図２、図７を用いて中継衛星２００の受信処理を説明する。図７は、本実施の形態の中継衛星による信号中継動作手順の一例を示す図である。なお以降、文中で表記する具体的な周波数帯域幅の数値は、一式のＡＤ変換器、分波部、合波部およびＤＡ変換器で処理可能な信号帯域幅の上限を１として正規化した値とする。

　広帯域信号である信号Ａは、図２に示すように、受信アンテナ２１－１で受信され、アップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０の入力バンドパスフィルタ１２－１に入力される。

　また狭帯域信号である信号Ｂ，Ｃ，Ｄは、受信アンテナ２１－２で受信され、アップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０の入力バンドパスフィルタ１２－２に入力される。

　一般に、衛星通信システムでは、上りの無線周波数と下りの無線周波数が異なるが、アップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０は、上りの無線周波数から下りの無線周波数への周波数変換を実施する。

　具体的には、アップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０では、はじめに、入力バンドパスフィルタ１２－１が信号Ａを、その信号帯域が欠けることなくかつ隣接する他通信システムの信号を除去するよう信号を抽出する。

　次に、上り信号の無線周波数をｆｒ、下り信号の無線周波数をｆｔとすると、ミキサ１３－１が、入力バンドパスフィルタ１２－１を通過した信号Ａに、ローカル発振器１１から出力される周波数（ｆｒ－ｆｔ）を有するローカル信号を乗算する。バンドパスフィルタ１４－１は、ミキサ１３－１での乗算により生成される２つの周波数成分ｆｔ，２ｆｒ－ｆｔのうち、不要波２ｆｒ－ｆｔの成分を除去する。以上の一連の処理により、広帯域信号Ａの無線周波数が上り周波数から下り周波数に変換される。

　同様にアップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０では、狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝の周波数を、入力バンドパスフィルタ１２－２、ミキサ１３－２および出力バンドパスフィルタ１４－２により、上り信号の無線周波数ｆｒから下り信号の無線周波数ｆｔに変換する。

　次に、信号Ａと信号Ｂ，Ｃ，Ｄは受信アナログスイッチマトリックス２２に入力される。受信アナログスイッチマトリックス２２は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって制御される。コマンド信号は、別回線で、制御局１１０から中継衛星２００に送信される。

　受信アナログスイッチマトリックス２２は、制御局１１０からのコマンド信号に従い、バンドパスフィルタ１４－１からの信号Ａを、受信ポート１５－１（ＢＰＦ２３－１）と、受信ポート１５－２（ＢＰＦ２３－２）とに同時に入力する。

　受信ポート１５－１に入力される信号Ａは、ＢＰＦ２３－１、ミキサ２４－１およびＢＰＦ２７－１を通過することにより、無線周波数帯から中間周波数帯、またはベースバンド帯に周波数変換される。この際、ＢＰＦ２３－１、ＢＰＦ２７－１におけるアナログフィルタ（通過帯域幅１．０）により、信号Ａは、図７（ａ）に示すように、中心周波数から高い方の帯域半分近くが削られ、帯域幅は１．５から０．７５＋αまで削減される。ミキサ２４－１には、別途ローカル生成部２５からのローカル信号ＬＯ₁（周波数：ｆ₁）が供給される。

　同様に、受信ポート１５－２に入力される信号Ａは、後段のＢＰＦ２３－２、ミキサ２４－２およびＢＰＦ２７－２を通過することにより、無線周波数帯から中間周波数帯、またはベースバンド帯に周波数変換される。ローカル生成部２５からミキサ２４－２には、ローカル信号ＬＯ₂（周波数：ｆ₂）が供給される。この際、ＢＰＦ２７－２におけるアナログフィルタ（通過帯域幅１．０）により、信号Ａは、図７（ｄ）に示すように、中心周波数から低い方の帯域半分近くが削られ、帯域幅は１．５から０．７５＋αまで削減される。

　なお、受信ポート１５－１に入力される無線周波数を中間周波数ではなく、ベースバンド周波数に変換する場合は、上記アナログのＢＰＦ２７－１～２７－ＮはＩ，Ｑの２系統のアナログのローパスフィルタに変更される。

　以上のアナログフィルタ処理により、後段のＡＤ変換器２８－１，２８－２にそれぞれ入力される信号帯域幅は１以下（＝０．７５＋α）となるので、デジタルデバイス（ＡＤ変換器，ＤＡ変換器，デジタル回路）の処理速度の上限以下での動作が実現できる。なお、ここでは、信号Ａを帯域幅の半分ずつ処理する場合の例としたが、半分でなくてもよい。後段のＡＤ変換器２８－１，２８－２に入力される信号帯域幅が１以下（処理速度の上限以下）であれば、どのような比（例えば、０．９＋α：０．６＋α）でも構わない。また、ここでは、信号Ａを２つの受信ポートに出力したが、信号帯域幅は２以上の場合等には、３つ以上の受信ポートに出力するようにしてもよい。

　また、ミキサ２４－１に入力されるローカル信号ＬＯ₁（周波数ｆ₁）と、ミキサ２４－２に入力されるローカル信号ＬＯ₂（周波数ｆ₂）の周波数間隔（ｆ₁－ｆ₂）は１とする。即ち、ローカル信号ＬＯ₁，ＬＯ₂の周波数間隔を、一式のＡＤ変換器、分波部、合波部およびＤＡ変換器で処理可能な信号帯域幅の上限値１と同じ値とすることで、中継衛星２００は、図２に示す受信ポート１５－１，１５－２の両方に受信信号を入力することで、最大帯域幅２の広帯域信号の中継処理を実現することができる。

　最大帯域幅２の広帯域信号の中継処理を実現する場合、ローカル生成部２５は２種類のローカル信号（ｆ₁，ｆ₂）のいずれかを各ミキサ２４－１～２４－Ｎに供給する機能を備える。同様に最大帯域幅３の広帯域信号の中継処理を実現する場合、ローカル生成部２５は周波数間隔が１である３種類のローカル信号（ｆ₁，ｆ₂，ｆ₃）のいずれかを、各ミキサ２４－１～２４－Ｎに供給する機能を備える。ここでローカル生成部２５から生成される各ローカル信号は、原振２６を基準に生成されるため、各ローカル信号の周波数関係は安定しており、周波数偏移は生じない。

　このように、本実施の形態では、受信ポート１５－ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）にそれぞれ接続する受信処理部（ＢＰＦ２３－ｉ、ミキサ２４－ｉ、ＢＰＦ２７－ｉ、ＡＤ変換器２８－ｉ、分波部３０－ｉ）を備え、また、送信ポート３９－ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）にそれぞれ接続する送信処理部（合波部３２－ｉ、ＤＡ変換器３４－ｉ、ＬＰＦ３５－ｉ、ミキサ３６－ｉ、ＢＰＦ３８－ｉ）を備える。そして、同一の受信信号を複数の受信処理部に入力し、同一受信信号が入力された受信処理部は、入力された受信信号をそれぞれ異なる帯域で抽出することにより、帯域の異なる分割信号を生成し、分割信号に対して、ＡＤ変換および分波処理を実施する。デジタルスイッチマトリックス３１は、分波信号をスイッチングして送信処理部へ入力する。送信アナログスイッチマトリックス３７は、同一の受信信号に対応する分波信号が入力された２つ以上の送信処理部から出力される信号が同一の送信ビームを構成する送信アンテナ４０－１～４０－Ｎに入力するようにしている。このため、最大帯域幅が１を超える広帯域信号の中継処理を実現することができる。

　また図２では割愛しているが、本中継衛星のデジタル部（デジタル信号処理を行う各構成要素）に入力する各クロックも、原振２６から生成される。したがって、例えばローカル周波数間隔（ローカル生成部２５が生成する複数のローカル信号の周波数の差）周波数をｆ_c＝ｆ₁－ｆ₂とすると、ローカル周波数間隔ｆ_cとデジタル内部で生成するｆ_cは周波数同期する。なお、ローカル生成部２５の構成等については後述する。

　ＡＤ変換器２８－１に入力される信号が中間周波数（ＩＦ）信号の場合、ＡＤ変換器２８－１はＩＦ信号をサンプリングする。ＡＤ変換器２８－１に入力される信号がベースバンド信号の場合、ＡＤ変換器２８－１は同相（Ｉ），直交（Ｑ）の２式でベースバンド信号をサンプリングする。

　次に、ＡＤ変換器２８－１でサンプリングされた図７（ａ）の信号は、受信位相補正部（ＲＰＣ）２９－１で位相補正される。位相補正に関する補正信号は、後述するローカル位相差算出部４１から入力される。位相補正の内容に関しても後述する。

　受信位相補正部２９－１は、入力される信号が中間周波数（ＩＦ）信号の場合、ＲＰＣ２９－１はデジタル直交検波により、中間周波数をベースバンド周波数に変換しながら、位相補正を行う。本変換処理に関しては式を用いて後述する。

　図７（ａ）に示したＢＰＦ２７－１の出力信号は、ＡＤ変換器２８－１でサンプリングされ、受信位相補正部２９－１により位相補正が与えられた後、帯域外の信号も含め、分波部３０－１で４つの信号に分解される。

　なお、本実施の形態においては、説明の都合上、分波の数を４つとしているが、分波の数はこれに限らず、２以上の整数であれば、どのような値でも構わない。

　分波部３０－１で使用される４つのフィルタのそれぞれの特性を図７（ｂ）の点線で示す。分波部３０－１の４つのフィルタによるフィルタリングにより、分波部３０－１は、図７（ａ）の帯域幅０．７５＋αの信号中、αを削除し、図７（ｂ）に示す帯域幅０．７５の信号（Ｘ）を、図７（ｃ）に示すように３つの帯域幅０．２５の信号（１），（２），（３）に分解する。なお、分波部３０－１は、図７（ｃ）に示すように、帯域外の信号も含めて分波する。

　同様に、ＡＤ変換器２８－２でサンプリングされた図７（ｄ）の信号（帯域幅０．７５＋α）は、受信位相補正部２９－２で位相補正が与えられる。その後、図７（ｄ）の信号は、分波部３０－２にて、図７（ｅ）の点線で示す４つのフィルタ特性により、帯域外の信号も含め、図７（ｆ）に示すように４つの信号に分解される。すなわち、分波部３０－２は、図７（ｄ）の帯域幅０．７５＋αの信号中、αを削除し、図７（ｅ）に示す帯域幅０．７５分の信号（Ｙ）を、図７（ｆ）に示すように、３つの帯域幅０．２５の信号（４），（５），（６）に分解する。

　図８は、分波部が処理する信号のスペクトラムの関係の一例を示す図である。図８を用いて、異なる受信ポートに対応する分波部の各周波数対振幅特性の関係を示す。図８は、１つの信号（図６の例では信号Ａ）が出力される２つの受信ポートを受信ポート１５－ｉ，１５－（ｉ＋１）としている。図８（ａ）において、実線で示した４つの周波数対振幅特性は、受信ポート１５－ｉに対応する分波部３０－ｉが備えている４つのフィルタの特性を示し、点線で示した４つの周波数対振幅特性は、受信ポート１５－（ｉ＋１）に対応する分波部３０－（ｉ＋１）が備えている４つのフィルタの特性である。

　図８（ａ）で示すように、各分波部で使用されるフィルタの特性は、受信ポート１５－ｉと受信ポート１５－（ｉ＋１）の間も含めて、隣接するフィルタ間で特性がオーバーラップする設計とし、かつ各フィルタの特性が交差する振幅は０．５、また各フィルタの周波数対振幅特性の総和が１となるものとする。

　更に、図８（ａ）記載の各フィルタの周波数対位相特性も不連続なく、直線となる設計とすれば、例えば信号Ａが一旦、信号（１），（２），（３），（４），（５），（６）の６つに分解されても（図７（ｃ），（ｆ）参照）、後段の合波部３２－１～３２－Ｎによる合波処理により、信号（Ｘ），信号（Ｙ）が復元され（図８（ｂ））、更に送信アナログスイッチマトリックス３７における信号合成処理により、元の信号Ａが復元される（図８（ｃ））。

　ここで、図８（ａ）記載の各フィルタの周波数対位相特性を、受信ポート内（受信ポート１５－ｉ，受信ポート１５－（ｉ＋１））で直線とすることは、分波部３０－１～３０－Ｎがデジタル回路で構成されるため可能である。一方、各フィルタの周波数対位相特性を、受信ポート１５－ｉと受信ポート１５－（ｉ＋１）の間も含めて直線とすることは、一般には、各受信ローカル信号が位相まで同期しておらず、位相雑音等の影響を受けて、ローカル信号の位相が動的に変動するため難しい。本実施の形態では、このローカル位相変動を中継衛星内のデジタル処理で抑制する。ローカル位相変動の抑制の詳細は後述する。

　次に、狭帯域ビームエリア１０２からの上り信号である狭帯域信号（信号Ｂ，Ｃ，Ｄ）に関する中継衛星２００の処理について説明する。アップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０は、受信アンテナ２１－２から入力される信号Ｂ，Ｃ，Ｄの周波数をダウンリンク周波数に変換する。

　続いて、受信アナログスイッチマトリックス２２は、制御局１１０からのコマンド信号に従い、受信ポート１５－３に対応するＢＰＦ２３－３に、周波数変換後の信号Ｂ，Ｃ，Ｄを入力する。図９は、受信ポート１５－３で受信する信号の一例を示す図である。

　ＢＰＦ２３－３に入力された信号Ｂ，Ｃ，Ｄは、ミキサ２４－３、ＢＰＦ２７－３を経由して、無線周波数帯から中間周波数帯、またはベースバンド帯に周波数変換される。この際、ＢＰＦ２３－３、２７－３におけるアナログフィルタは、信号Ｂ，Ｃ，Ｄを抽出し、隣接周波数帯に不要波が存在する場合は、不要波を除去する（図９（ａ），図９（ｂ）参照）。ミキサ２４－３には、別途ローカル生成部２５からのローカル信号ＬＯ₃（周波数：ｆ₁）が供給される。

　ＡＤ変換器２８－３でサンプリングされた図９（ｂ）の信号Ｂ，Ｃ，Ｄは、他の受信ポートとの間でこれらの信号成分の一部を共有しておらず、独立している。このため、受信位相補正部２９－３で位相補正は与える必要がなく、そのまま分波部３０－３は、図９（ｃ）の点線で示す４つのフィルタ特性により、帯域外の信号も含め、図９（ｄ）に示すように４つの信号に分解する。このようにして分波部３０－３は、図９（ｃ）に示す信号Ｂ，Ｃ，Ｄを３つ信号Ｂ，Ｃ，Ｄに分解（分波）する。

　次に図３および図１０を用いて、中継衛星２００が信号を送信する際の動作例について説明する。図１０は、信号中継動作（送信側）の一例を示す図である。

　デジタルスイッチマトリックス３１は、前段の各分波部から出力された信号を入力とし、入力された各信号を後段の合波部３２－１～３２－Ｎへ振り分ける。本実施の形態では、分波部３０－１から出力された信号（１），（２），（３）、分波部３０－２から出力された信号（４），（５），（６）、分波部３０－３から出力された信号Ｂ，Ｃ，Ｄを入力とし、図１０（ａ）に示すスイッチ処理を行う。

　図１０に図示した例では、具体的には、信号（１）は端子＃１－１、すなわち送信ポート３９－１に対応する第１～第ｍ（ｍは１以上の整数）のｍ個の端子のうちの第１端子に出力される。信号（２）は端子＃１－２（送信ポート３９－１に対応する第２端子）に、信号（３）は端子＃１－３（送信ポート３９－１に対応する第３端子）に、信号（４）は端子＃１－４（送信ポート３９－１に対応する第４端子）に、それぞれ出力される。信号（５）は端子＃２－１（送信ポート３９－２に対応する第１端子）に、信号（６）は端子＃２－２（送信ポート３９－２に対応する第２端子）に、信号Ｂは端子＃３－１（送信ポート３９－３に対応する第１端子）に、信号Ｃは端子＃２－３（送信ポート３９－２に対応する第３端子）に、信号Ｄは端子＃２－４（送信ポート３９－２に対応する第４端子）に、それぞれ出力される。これらのスイッチ接続は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって制御される。なお、図１０の例では、上記のｍが４の場合、すなわち、１つの送信ポートに４つの端子（第１端子～第４端子）が対応付けられているものとしているが、ｍは４でなくてもよい。

　各合波部（合波部３２－１～３２－Ｎ）は、それぞれ４つの入力信号を、０．２５の周波数間隔に並べて合成する。また各合波部は、合波後の信号の周波数対位相特性が、分波部３０－１～３０－Ｎと同様、直線となる回路設計とする。

　図１０に図示した例では、合波部３２－１は、デジタルスイッチマトリックス３１から入力された信号（１），（２），（３），（４）を合波して、図１０（ｂ）に示す信号（Ｚ）を生成する。合波部３２－２は、信号（５），（６），Ｃ，Ｄを合波して、図１０（ｃ）に示す周波数配置の信号（Ｖ），Ｃ，Ｄを生成する。合波部３２－３は、信号Ｂと空きチャネル３つ分を合波する処理により、図１０（ｄ）に示す周波数配置の信号Ｂを生成する。

　次に合波後の信号（Ｚ）は、送信位相補正部（ＴＰＣ）３３－１、ＤＡ変換器３４－１、ＬＰＦ３５－１、ミキサ３６－１、ＢＰＦ３８－１により、無線周波数帯に変換される。同様に、合波後の信号（Ｖ），Ｃ，Ｄは、送信位相補正部３３－２、ＤＡ変換器３４－２、ＬＰＦ３５－２、ミキサ３６－２およびＢＰＦ３８－２により、無線周波数帯に変換される。合波後の信号Ｂは、送信位相補正部３３－３、ＤＡ変換器３４－３、ＬＰＦ３５－３、ミキサ３６－３およびＢＰＦ３８－３により、無線周波数帯に変換される。

　なお、本実施の形態では説明の都合上、合波の数が４つの場合の例について示しているが、合波の数はこれに限らず、２以上の整数であれば、どのような値でも構わない。

　また、各ＤＡ変換器３４－１～３４－Ｎの出力は中間周波数帯、またはベースバンド帯のいずれかの信号であればよい。ベースバンド帯とした場合、各ＤＡ変換器３４－１～３４－Ｎ、各ＬＰＦ３５－１～３５－Ｎは（Ｉ，Ｑ）の２組で構成される。

　ここで、送信位相補正部３３－１に入力される補正信号は、前述した受信位相補正部２９－１に入力される補正信号と同じであり、後述するローカル位相差算出部４１から入力される。

　同様に、送信位相補正部３３－２に入力される補正信号は、前述した受信位相補正部２９－２に入力される補正信号と同じ、送信位相補正部３３－Ｎに入力される補正信号は、前記した受信位相補正部２９－Ｎに入力される補正信号と同じであり、いずれも後述するローカル位相差算出部４１から入力される。なお各補正信号は複素数であり、各送信位相補正部は本補正信号を複素共役として扱う。詳細は式を用いて後述する。

　ここで各送信信号の無線周波数帯への変換は、ローカル生成部２５が生成する各送信ローカル信号を、各ミキサ３６－１～３６－Ｎに供給することで実現される。

　本実施の形態では、ミキサ３６－１には、受信側のミキサ２４－１と同じローカル信号ＬＯ₁（周波数ｆ₁）が、ミキサ３６－２には、受信側のミキサ２４－２と同じローカル信号ＬＯ₂（周波数ｆ₂）が、ミキサ３６－３には、受信側のミキサ２４－３と同じローカル信号ＬＯ₃（周波数ｆ₁）が供給される。

＜ローカル共通化の効果＞
　このように、予め上りの無線周波数ｆｒを下りの無線周波数ｆｔに変換後、無線周波数ｆｔから中間周波数ｆ_IF（またはベースバンド周波数）に変換するためのローカル信号と、中間周波数ｆ_IF（またはベースバンド周波数）から無線周波数ｆｔに変換するためのローカル信号を共通化する（同じものとする）ことで、１つのローカル生成部２５、ローカル位相差算出部４１で、受信側のポート間位相同期だけでなく、送信側のポート間位相同期も実現することが出来る。

　もちろん構造上の問題等でローカルを共通化できない場合は、回路規模は若干増えるが、受信側に用いるローカル生成部２５、ローカル位相差算出部４１と、送信側に用いるローカル生成部２５、ローカル位相差算出部４１を個別に設ける構成とすることで、同様の効果が得られる。

　なお本実施の形態では、上りの無線周波数ｆｒを下りの無線周波数ｆｔに変換するアップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０を、受信アンテナ２１－１～２１－Ｎと、受信アナログスイッチマトリックス２２の間に位置させたが、必ずしもこの位置である必要はなく、送信部、すなわち図３の送信アナログスイッチマトリックス３７と、送信アンテナ４０－１～４０－Ｎの間に移動させてもよい。この場合、上りの無線周波数ｆｒから中間周波数ｆ_IF（またはベースバンド周波数）に変換するためのローカル信号と、中間周波数ｆ_IF（またはベースバンド周波数）から無線周波数ｆｒに変換するためのローカル信号を共通化して一連の処理を行った後、上りの無線周波数ｆｒが下りの無線周波数ｆｔに変換されることとなる。

　一般に、送信信号はアンプなどを介して大電力となるため、その成分が受信側に回り込み、受信信号に干渉を与えるケースがあるが、このようにアップリンク／ダウンリンク周波数変換部１０を、図３の送信アナログスイッチマトリックス３７と、送信アンテナ４０－１～４０－Ｎの間に移動させることで、受信側に回り込む大電力信号の周波数ｆｔと、受信アナログスイッチマトリックス２２に入力される周波数（＝ｆｒ）をずらすことができるため、回り込みによる干渉の影響を抑えることが出来る。

　送信アナログスイッチマトリックス３７は、地上の制御局１１０からのコマンド信号によって接続を制御される。図１０に示す例では、送信ポート３９－１（ＢＰＦ３８－１）からの信号（Ｚ）と、送信ポート３９－２（ＢＰＦ３８－２）からの信号（Ｖ），Ｃ，Ｄを、同時にアンテナ４０－１に出力する。アンテナ４０－１から出力される信号スペクトラムは、図１０（ｅ）に示すように信号（Ｚ）と信号（Ｖ）が一部オーバーラップする形となる。ここで、各送信ローカル信号の周波数間隔が１であることと、図７に示す各分波フィルタの特性とにより、信号（Ｚ）と信号（Ｖ）を合わせた合成信号Ａ’は、図１０（ｇ）に示すように、元の送信局１０１からの信号Ａと同様の信号スペクトラム形状となって、ビームエリア４００内の受信局４０１へ送信される。

　また、送信アナログスイッチマトリックス３７は、送信ポート３９－３（ＢＰＦ３８－３）から出力される無線周波数帯に変換された信号Ｂ（図１０（ｆ））を、送信アンテナ４０－２に出力し、信号Ｂをビームエリア４０２内の受信局４０３に送信する。

　地上の受信局４０１は信号Ａ’，Ｃ，Ｄを受信後、それぞれを復調する。また、地上の受信局４０３は信号Ｂを受信後、復調する。

　なお、受信局４０１は、総帯域幅２の信号Ａ’，Ｃ，Ｄで構成される広帯域信号を受信することになるが、一般に、地上で使用される民生品のデジタルデバイスの動作速度は、宇宙用デジタルデバイスの動作速度より数倍高いため、受信局４０１はデジタルデバイスの性能上限の問題はなく、信号Ａ’，Ｃ，Ｄを復調することができる。

＜アナログスイッチマトリックスの効果＞
　本実施の形態では、１を超える広い帯域幅が必要なビームエリアは、アップリンクはビームエリア１００、ダウンリンクはビームエリア４００として説明したが、例えば、アップリンクで１を超える広い帯域幅が必要なビームエリアが、ビームエリア１００から、ビームエリア１０２に変化した場合でも、本発明の中継衛星では、受信アナログスイッチマトリックスの接続を変更するだけで、容易に対応できる。即ち、ＢＰＦ１４－１の出力を受信ポート１５－１のみ接続し、ＢＰＦ１４－２の出力を受信ポート１５－２と受信ポート１５－３の両方に接続する制御により、帯域幅１以内のビームエリア１００からの各信号と、帯域幅１を超えるビームエリア１０２からの各信号を処理することができる。

　また、同様にダウンリンクで１を超える広い帯域幅が必要なビームエリアが、ビームエリア４００から、ビームエリア４０２に変化した場合は、送信アナログスイッチマトリックスの接続を変更するだけで、容易に対応できる。即ち、ＢＰＦ３８－１（送信ポート３９－１）の出力を送信アンテナ４０－１のみ接続し、ＢＰＦ３８－２（送信ポート３９－２）の出力と、ＢＰＦ３８－３（送信ポート３９－３）の出力の両方を送信アンテナ４０－２に接続する制御により、帯域幅１以内でビームエリア４００への各信号送信と、帯域幅１を超えてビームエリア４０２への各信号送信を実現することができる。

　このような構成とすることで、例えば、各ビームエリア全てに対して広帯域な信号中継サービスが必要ではないが、トラフィック変動によって、広帯域な信号中継サービスが必要となるビームエリアが時刻で変化する場合、回路規模を低減できる効果が得られる。例えば、２つのビームエリアのいずれかで広帯域信号中継が発生し得る場合、アナログスイッチマトリックスを用いない構成では、各ビームで広帯域信号中継発生に備えて１ビームエリアで最大２ポートを準備するため、計４ポート必要となる。一方、アナログスイッチマトリックスを用いる構成では、本実施の形態に記載の通りポート♯１が２つのビームで兼用して使われるため、３ポートで実現できる。なお、どのビームでも常時２ポートを用いて広帯域な信号中継サービスを実現する場合は、このような送信アナログスイッチマトリックスや受信アナログスイッチマトリックスを用いる構成は不要であり、各ビームあたり２ポートを固定的に割り当てた構成にすれば良い。

　以降、本実施の形態の特長であるローカル位相差算出部４１と、受信位相補正部（ＲＰＣ）２９－１～２９－Ｎ、送信位相補正部３３－１～３３－Ｎの動作を説明する。

　はじめに、上記受信位相補正部２９－１～２９－Ｎ、送信位相補正部３３－１～３３－Ｎで補正を行わない場合の問題点について述べる。図１１は、中継衛星から受信局へ送信する広帯域信号の一例を示す図である。受信位相補正部２９－１～２９－Ｎ、送信位相補正部３３－１～３３－Ｎで補正を行わない場合、送信アンテナ４０－１から出力される合成信号Ａ’の周波数対位相特性は、図１１に示す下向き矢印２箇所｛（Ｒ），（Ｔ）｝において不連続が発生する。図１１に示す下向き矢印（Ｒ）は、受信ポート１５－ｉ、ポート１５－（ｉ＋１）（図１０の例では受信ポート１５－１と受信ポート１５－２）間で生じる不連続位置を示す。図１１に示す下向き矢印（Ｔ）は、同様に送信側ポート１５－ｉ、ポート１５－（ｉ＋１）（図１０の例では送信ポート３９－１と送信ポート３９－２）間で生じる不連続位置を示している。

　このように、合成信号Ａ’の帯域内で位相不連続が発生する場合でも、本実施の形態では、ローカル位相差算出部４１と、受信位相補正部２９－１～２９－Ｎ、送信位相補正部３３－１～３３－Ｎによる制御により、通信品質の劣化無く、元の信号Ａを受信する場合と同等な受信感度特性を実現する。

　図１１に示す位相不連続は、主に異なるローカル信号（周波数ｆ₁，ｆ₂）で周波数をダウンコンバート、またはアップコンバートすることで発生するローカル位相差によって発生する。そこで、本実施の形態では、位相不連続の支配要因である、時々刻々と変化するローカル位相差を検出し、デジタル処理で補正することで、各ポート間のローカル位相差をデジタル処理によってキャンセルし、全て１つのローカル信号に同期させる。

　はじめに、ローカル生成部２５において、原振２６から出力される原振信号を元に、周波数シンセサイザ５０１は、周波数ｆ₁のローカル信号Ｌｆ１を生成する。同様に、周波数シンセサイザ５０２は、周波数ｆ₂のローカル信号Ｌｆ２を生成する。両者の周波数差（ｆ₂－ｆ₁）は前述したとおり“１”である。

　ローカル信号Ｌｆ１は、ＬＯ₁と称して受信側のミキサ２４－１と送信側のミキサ３６－１に供給される。またローカル信号Ｌｆ１は、ＬＯ₃と称して受信側のミキサ２４－３と送信側のミキサ３６－３に供給される。即ち、ＬＯ₁とＬＯ₃は、周波数ｆ１のローカル信号Ｌｆ１と同じである。ローカル信号Ｌｆ２は、ＬＯ₂と称して受信側のミキサ２４－２と送信側のミキサ３６－２に供給される。

　同様に、ローカル生成部２５は、受信側のミキサ２４－Ｎと送信側のミキサ３６－Ｎにローカル信号Ｌｆ１、またはローカル信号Ｌｆ２のいずれかを供給する。

　即ちローカル生成部２５は、受信ポート１５－Ｎと送信ポート３９－Ｎが、高い方の周波数帯を扱う場合は、周波数ｆ２のローカル信号Ｌｆ２を、低い方の周波数帯を扱う場合は、周波数ｆ₁のローカル信号Ｌｆ１を、受信側のミキサ２４－Ｎと送信側のミキサ３６－Ｎに供給する。

　なお図４は各ポートで扱う周波数を固定とする場合の接続を示しているが、固定ではなく任意な周波数を出力する構成にしても良い。例えば、図４においてＬＯ₁，ＬＯ₂，ＬＯ₃，…のそれぞれについて、セレクタを追加で設けて、セレクタが周波数シンセサイザ５０１の出力（Ｌｆ１）、または周波数シンセサイザ５０２の出力（Ｌｆ２）のいずれかを選択できる構成とすることで、ポートごとに周波数ｆ₁、または周波数ｆ₂のいずれかを選択することができる。この周波数ｆ₁，ｆ₂を切り替える指令信号は、別回線で制御局１１０から中継衛星２００に送信されるコマンド信号によって行われる。

　また周波数シンセサイザの性質を利用して、ローカル生成部２５を図１２に示す構成としても良い。図１２は、ローカル生成部２５の別の構成例を示す図である。図１２に示す構成例では、ローカル生成部２５は、周波数シンセサイザ５０４－１，５０４－２，…，５０４－Ｎと、セレクタ５０５，５０６とを備える。各周波数シンセサイザ５０４－１，５０４－２，…，５０４－Ｎは、複数のローカル周波数のうち１つを選択し出力することが可能である。本実施の形態では、各周波数シンセサイザ５０４－１，５０４－２，…，５０４－Ｎは周波数ｆ₁，ｆ₂のいずれかのローカル信号が選択可能である。したがって、この構成でもＬＯ₁，ＬＯ₂，ＬＯ₃，…は、それぞれ周波数ｆ₁，ｆ₂のいずれかを選択可能である。セレクタ５０５、５０６はＬＯ₁，ＬＯ₂，ＬＯ₃，…の周波数が異なる場合、それぞれ異なる周波数のローカル信号を選択し、出力する。例えば、セレクタ５０５は周波数ｆ₁のローカル信号を、セレクタ５０６は周波数ｆ₂のローカル信号を選択して、それぞれＬｆ１、Ｌｆ２として出力する。この周波数ｆ₁，ｆ₂を切り替える指令信号やセレクタを制御する信号は、別回線で制御局１１０から中継衛星２００に送信されるコマンド信号によって行われる。

　このように、ＬＯ₁，ＬＯ₂，ＬＯ₃，…として任意のローカル周波数を選んで出力するようにすることで、本中継衛星の各ポートは任意の周波数帯の信号を処理することができる。このため、地上の各ビームエリアのトラフィック変化に伴う、利用周波数帯域の変動等に柔軟に対応することができる。

　ローカル位相差算出部４１は、ローカル生成部２５からのローカル信号Ｌｆ１とローカル信号Ｌｆ２を入力とし、ローカル信号Ｌｆ１でローカル信号Ｌｆ２の位相を検波することで、両者の位相差信号Δθ₂₁を抽出し、抽出した位相差信号を基に、各受信信号を補正、各送信信号を逆補正する。以降、式を用いて処理内容を説明する。なお、式を展開していく過程において、三角関数の加法定理、和積公式、積和公式などを用いている。

［受信側の処理］
　図１３は、受信側の周波数変換処理の流れを示す図である。ローカル信号Ｌｆ１を以下の式（１）に示し、ローカル信号Ｌｆ２を以下の式（２）で示す。ここでθ（ｔ）はローカル信号Ｌｆ１を基準とした場合のローカル信号Ｌｆ２で観測される、位相雑音等に起因する位相変動成分とする。
　Ｌｆ１＝cos（２πｆ₁ｔ）　　　　　　　　　　　　　…（１）
　Ｌｆ２＝cos（２πｆ₂ｔ＋θ（ｔ））　　　　　　　　…（２）

　はじめに、ローカル位相差算出部４１で抽出する動的な位相差信号Δθ₂₁を抽出するまでの処理過程を式で示す。ミキサ５０７は、ローカル信号Ｌｆ１とローカル信号Ｌｆ２を乗算し、以下の式（３）に示す乗算結果Ｍ₂₁を得る。以下の式（３）で示されるようにｆ₁＋ｆ₂の周波数成分と、ｆ₁－ｆ₂の周波数成分が生じる。

　Ｍ₂₁＝cos（２πｆ₁ｔ）＊cos（２πｆ₂ｔ＋θ（ｔ））
　　＝（１／２）｛cos［２π（ｆ₁＋ｆ₂）t＋
　　　＋cos［２π（ｆ₁－ｆ₂）t－θ（ｔ）］｝　　　　　…（３）

　ＢＰＦ５０８は、ミキサ５０７の出力からｆ₁－ｆ₂の周波数成分を抽出する。ＢＰＦ５０８による抽出結果をＢ₂₁として以下の式（４）に示す。上記式（３）の前半の項（ｆ₁＋ｆ₂の周波数成分）をＢＰＦ５０８で除去した結果が式（４）である。式（４）では、ｆ_C＝ｆ₂－ｆ₁とし、ｆ₂－ｆ₁をｆ_Cに変換して示している。
　Ｂ₂₁＝（１／２）｛cos［２π（ｆ₁－ｆ₂）ｔ－θ（ｔ）］｝
　　　＝（１／２）｛cos［２π（－ｆ_C）ｔ－θ（ｔ）］｝
　　　＝（１／２）｛cos［２πｆ_Cｔ＋θ（ｔ）］｝　　　　…（４）

　次にデジタルローカル生成部５１１で生成される直交検波用複素ローカル信号Ｃを以下の式（５）に示す。ここでθ_Cは、上記ＢＰＦ５０８で抽出した周波数成分ｆ_Cを基準とした固定的な位相差であり、ローカル信号Ｃの動作開始タイミングに応じて決定される。なおデジタル部に与えているクロックは、原振２６から生成されているため、複素ローカル信号Ｃで生成される周波数ｆ_Cと式（４）の周波数ｆ_Cは周波数同期している。
　　Ｃ＝exp［－ｊ（２πｆ_Cｔ＋θ_C）］　　　　　　　　…（５）

　直交検波部５１０は、ＢＰＦ５０８の出力Ｂ₂₁と直交検波用複素ローカル信号Ｃとを乗算する。ここで、cosα＊exp［－ｊ（β）］は以下の式（６）のように展開できる。
　cosα＊exp［－ｊ（β）］＝cosα＊（cosβ－ｊsinβ）
　＝cosα＊cosβ－ｊcosαsinβ
　＝（１／２）｛cos（α+β）＋cos（α－β）｝
　　　　　　　－ｊ(（１／２）｛sin（α＋β）＋sin（－α＋β）｝)
　＝（１／２）｛cos（α+β）＋cos（α－β）｝
　　　　　　　－ｊ(（１／２）｛sin（α＋β）－sin（α－β）｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（６）

　ここでα＋βの高域周波数成分Ｈ_ｆは、
　　Ｈ_ｆ＝（１／２）｛cos（α＋β）｝－ｊ(（１／２）｛sin（α＋β）｝)
　　　＝（１／２）exp［－ｊ（α＋β）］　　　　　　…（７）
　α－βの低域周波数成分Ｌ_ｆは、
　　Ｌ_ｆ＝（１／２）｛cos（α－β）｝｝－ｊ(（１／２）｛－sin（α－β）｝)
　　　＝（１／２）exp［ｊ（α－β）］　　　　　　…（８）

　上記式（８）を用いると、直交検波部５１０の出力（Ｄ₂₁＝Ｂ₂₁＊ｃ）を、ＬＰＦ５１２で抽出した成分Ｆ₂₁は式（９）で示される。
　　Ｆ₂₁＝（１／４）｛exp［ｊ(２πｆ_Cｔ＋θ（ｔ）－（２πｆ_Cｔ＋θ_C）)］｝
　　　＝（１／４）｛exp［ｊ（２πｆ_Cｔ＋θ（ｔ）－２πｆ_Cｔ－θ_C）］｝
　　　＝（１／４）｛exp［ｊ（θ（ｔ）－θ_C）］｝　　　　　…（９）

　最後にリミタ５１３通過後の位相差信号Δθ₂₁は、以下の式（１０）で示す通り、振幅が一定化される。図１４は、上記リミタ５１３通過後の信号の位相変化例の一例を示す図である。
　　Δθ₂₁＝exp［ｊ（θ（ｔ）－θ_C）］　　　　　　　…（１０）

　次に、受信信号を式で示していく。ＢＰＦ１４－１通過後の受信信号は図１３で示すように、２つのポート間の境界周波数ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_Cに配置した無変調キャリア（ＣＷ）とする。このＣＷ信号は、各ポートでベースバンド帯にダウンコンバートした際に、両者の周波数関係が＋０．５ｆ_C，－０．５ｆ_Cであり、かつ初期位相が揃っている必要がある。仮に初期位相が揃っていないと、再度アップコンバートして、両者の信号を合成して送信する際に、エネルギー損失が生じて劣化してしまう。初期位相が揃っていれば、再度アップコンバート時に両信号の位相が揃うので、両信号の合成時に元信号をエネルギー損失なく送信することができる。

　ここで、上記受信信号Ｒを式（１１）に示す。但しθ_rは、ローカル信号Ｌｆ１（＝cos（２πｆ₁ｔ））を基準とした場合の位相オフセット値である。
　　Ｒ＝cos（２π（ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）　　　　　　…（１１）

　はじめに、受信ポート１５－１の処理を示す。受信ポート１５－１において式（１１）で示す受信信号Ｒは、ミキサ２４－１でローカル信号Ｌｆ１（＝cos（２πｆ₁ｔ））と乗算される。乗算後の信号をＭ_n1として、以下の式（１２）に示す。
　Ｍ_n1＝cos（２π（ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）＊cos２π（ｆ₁ｔ）
　　＝（１／２）｛cos（２π（ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）
　　　　　　　　＋cos（２π（ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）｝　　…（１２）

　ＢＰＦ２７－１は、上記式（１２）に示したＭ_n1の高調波成分を除去する。したがって、ＢＰＦ２７－１通過後の信号Ｂ_n1は式（１３）で示される。また、ＢＰＦ２７－１から出力される信号のスペクトラムを図１３（ｂ）に示す。
　Ｂ_n1＝（１／２）｛cos（２π（ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）｝　…（１３）

　ＢＰＦ２７－１から出力される信号は、Ａ／Ｄ変換器２８－１によりサンプリングされて、受信位相補正部２９－１に入力される。受信位相補正部２９－１は、内部ローカル信号exp［－ｊ（２πｆ_IFｔ）］を用いて、入力信号を中間周波数ｆ_IFからベースバンドに変換する。

　はじめに受信位相補正部２９－１は、入力される信号Ｂ_n1を、受信位相補正部２９－１内部でデジタル的に生成した中間周波数成分ｆ_IF（＝exp［－ｊ（２πｆ_IFｔ）］）との乗算により、ベースバンド周波数に変換する。この変換は、乗算した信号成分の低域周波数を抽出する前記式（８）に則り行われる。即ち、ベースバンド周波数に変換された後の信号ＱＬ_n1は次式（１４）で表現される。
　ＱＬ_n1＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ
　　　　　　　　　　　　　　　　　＋θ_r－（２πｆ_IFｔ））］｝
　　　＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）］｝…（１４）

　なお、本実施の形態では、ローカル信号Ｌｆ１を基準とし、Ｌｆ１に各ポートの信号をデジタル補正により同期させるが、信号ＱＬ_n1はローカル信号Ｌｆ１によって中間周波数の信号からベースバンド信号に変換された信号であるため、受信位相補正部２９－１は位相補正を与える必要が無い。したがって、受信位相補正部２９－１には、初期位相値Ｌ_n1＝exp［ｊ（０）］が与えられ、受信位相補正部２９－１では位相補正は行われない。即ち位相補正後の信号Ｓ_n1は、上記式（１４）と同様である（Ｓ_n1＝ＱＬ_n1）。受信位相補正部２９－１から出力される信号のスペクトラムを図１３（ｄ）に示す。

　次に、受信ポート１５－２の処理を示す。受信ポート１５－２に入力された式（１１）で示す受信信号Ｒは、ミキサ２４－２でローカル信号Ｌｆ２（＝cos（２πｆ₂ｔ＋θ(ｔ)））と乗算される。乗算後の信号をＭ_n2として、式（１５）に示す。なお、ｆ₂＝ｆ₁＋ｆ_Cの関係を用いて式の変形を行っている。
　Ｍ_n2＝cos（２π（ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）
　　　　　　　　　　　　　　　　＊cos２π（２πｆ₂ｔ＋θ（ｔ）)
　　　＝（１／２）｛cos（２π（ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r
　　　　　　　　　　　　　　　　　　＋２π（ｆ₁＋ｆ_C）ｔ＋θ（ｔ））
　　　　　＋cos（２π（ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r
　　　　　　　　　　　　　　　　　　－２π（ｆ₁＋ｆ_C）ｔ－θ（ｔ））｝
　　　＝（１／２）｛cos（２π（２ｆ₁＋ｆ_IF＋１．５ｆ_C）ｔ＋θ_r＋θ（ｔ））
　　　　　＋cos（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r－θ（ｔ））｝…（１５）

　ＢＰＦ２７－２は、上記式（１５）で示される信号Ｍ_n2の高調波成分を除去する。したがって、ＢＰＦ２７－２通過後の信号Ｂ_n2は以下の式（１６）で示される。また、ＢＰＦ２７－２から出力される信号のスペクトラムを図１３（ｃ）に示す。
　　Ｂ_n2＝（１／２）｛cos（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r－θ（ｔ））｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１６）

　次に、ローカル位相差算出部４１は、受信ポート１５－２用に上記式（１０）で求めたベースバンド位相差信号Δθ₂₁を、受信位相補正部２９－２に与える。受信位相補正部２９－２は、内部ローカル信号exp［－ｊ（２πｆ_IFｔ）］を用いて入力信号を中間周波数ｆ_IFからベースバンドに変換するが、この際に受信ポート１５－１との位相差を補正する。

　はじめに、受信位相補正部２９－２は、受信位相補正部２９－１と同様に入力される信号Ｂ_n2を、受信位相補正部２９－２内部でデジタル的に生成した中間周波数成分ｆ_IF（＝exp［－ｊ（２πｆ_IFｔ）］）と乗算することによって、ベースバンド周波数に変換する。ベースバンド周波数に変換された後の信号ＱＬ_n2は次式（１７）表現される。なお、この中間周波数成分ｆ_IFは、前述した受信ポート１５－１に入力された信号に関する処理で用いた中間周波数成分ｆ_IFと同一のものを使っても良い。
　ＱＬ_n2＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ
　　　　　　　　　　　　　　　＋θ_r－θ（ｔ）－（２πｆ_IFｔ））］｝
　　　＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r－θ（ｔ））］｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１７）

　受信位相補正部２９－２は、中間周波数の信号からベースバンド信号に変換された信号ＱＬ_n2に対してベースバンド位相差信号Δθ₂₁を乗算し、位相補正を行う。位相補正後の信号をＳ_n2として以下の式（１８）に示す。
　Ｓ_n2＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r－θ（ｔ））］｝
　　　　　　　　　　　　　　＊exp［ｊ（θ（ｔ）－θ_C）］
　　　＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r－θ_C）］｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１８）

　上記式（１８）で示されるように、動的な位相変動成分であるθ（ｔ）が打ち消され、受信信号Ｒは、受信ポート１５－２において、位相オフセットθ_r－θ_Cを残しながら、負の周波数成分－０．５ｆ_Cに変換される。受信位相補正部２９－２から出力される信号のスペクトラムを図１３（ｅ）に示す。

　上記式（１４）に示されるように、受信信号Ｒは、受信ポート１５－１において、位相オフセットθ_rを残しながら、正の周波数成分＋０．５ｆ_Cに変換される。したがって、図１３（ｄ），（ｅ）に示すように、受信ポート１５－１の位相補正後の信号と受信ポート１５－２の位相補正後の信号の両者の周波数関係は、＋０．５ｆ_C，－０．５ｆ_Cとなる。一方、初期位相に関しては、式（１４）ではθ_r、式（１８）ではθ_r－θ_Cであり、受信ポート１５－１の位相補正後の信号と受信ポート１５－２の位相補正後の信号との間には－θ_Cのずれが残っている。

　－θ_Cのずれは残るが、以上示した一連の処理によって、動的な位相変動成分であるθ（ｔ）は打ち消される。なお、両者の間に－θ_Cの位相ずれが残ると、再度、送信過程で両者の周波数を次式（１９）で示すようにアップコンバートして合成する際に、位相ずれ（－θ_C）に伴い振幅低下を招く。このため、－θ_Cは別途補正することが望ましい。固定値である－θ_Cの補正方法は、どのような方法を用いてもよい。また、例えば、実施の形態４で後述する方法等により自動的に－θ_Cを打ち消すようにしてもよい。

　ＱＬ_n1＊exp［ｊ（２πｆ₁ｔ）］＋Ｓ_n2＊exp［ｊ（２π（ｆ₁＋ｆ_C）ｔ）］
　＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）］｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＊exp［ｊ（２πｆ₁ｔ）］
　　＋（１／４）｛exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r－θ_C）］｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＊exp［ｊ（２π（ｆ₁＋ｆ_C）ｔ）］
　＝（１／４）｛exp［ｊ（２π（ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）］｝
　　＋（１／４）｛exp［ｊ（２π（ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r－θ_C）］｝
　＝（１／２）＊cos（－θ_C／２）＊exp［ｊ（２π（ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r）］
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１９）

［送信側の処理］
　次に送信側の処理を式で表現する。送信側では、受信側と逆の処理が行われる。式（２０）に送信ポート３９－１に対応する合波部３２－１から出力される送信信号を示し、式（２１）に送信ポート３９－２に対応する合波部３２－２から出力される送信信号を示す。
　Ｓ'_n1＝｛exp［ｊ（２π（＋０．５ｆ_C）ｔ）］｝　　　　　　…（２０）
　Ｓ'_n2＝｛exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ）］｝　　　　　　…（２１）

　図１５は、送信側の周波数変換の流れの一例を示す図である。式（２０）に示したＳ'_n1のスペクトラムを図で表現すると、図１５（ｆ）となり、式（２１）に示したＳ'_n2のスペクトラムを図で表現すると、図１５（ｇ）となる。

　Ｓ'_n1とＳ'_n2は、両者の周波数関係が＋０．５ｆ_C，－０．５ｆ_Cで、かつ初期位相が揃っている。このため、各送信ポートでローカル位相差変動が無い理想的な無線周波数への周波数変換が行われ、送信アナログスイッチマトリックス３７で合成される場合は、図１３（ａ）に示す中心周波数ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_Cに振幅１の無変調波が出力されることになる。ところが実際は、送信ポート間でローカル位相差変動が生じるため、以下に示す処理を施さない限り、合成後の送信信号の位相や振幅は変動してしまう。

　はじめに、送信位相補正部３３－１は、内部ローカル信号exp［－ｊ（２πｆ_IFｔ＋θ_U）］を用いて、入力信号Ｓ'_n1をベースバンドから中間周波数ｆ_IFに変換する。ここでθ_Uは初期位相オフセットである。送信位相補正部３３－１は、ローカル信号Ｌｆ１を用いる系であるため、位相補正は与える必要はなく、この場合exp［ｊ（０）］を与える。

　送信位相補正部３３－１により、中間周波数ｆ_IFに変換された入力信号Ｕ₁は以下の式（２２）で示される。なおRe［ｘ］は、複素数ｘの実数部を示す。このＵ₁のスペクトラムを図１５（ｈ）に示す。
　Ｕ₁＝Re［Ｓ'_n1＊exp［ｊ（０）］＊exp［ｊ（２πｆ_IFｔ＋θ_U）］］
　　＝Re［exp［ｊ（２π（＋０．５ｆ_C）ｔ）］
　　　　　　　　＊exp［ｊ（０）］＊exp［ｊ（２πｆ_IFｔ＋θ_U）］］
　　＝Re［exp［ｊ（２π（ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_U）］］
　　＝cos（２π（ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_U）　　　　　　　　　…（２２）

　同様に、送信位相補正部３３－２は、同じ内部ローカル信号exp［－ｊ（２πｆ_IFｔ＋θ_U）］を用いて、入力信号Ｓ'_n2をベースバンドから中間周波数ｆ_IFに変換する。この際に、送信位相補正部３３－２は、上記式（１０）で得られた値Δθ₂₁（＝exp［ｊ（θ（ｔ）－θ_C）］）を用いて入力信号Ｓ'_n2に対して逆補正値（＝exp［ｊ（－θ（ｔ）＋θ_C）］）を与えることで逆補正を行う。この逆補正は、単に補正値の複素共役を次式（２３）に示すように入力信号Ｓ'_n2に乗算することで実現される。中間周波数ｆ_IFに変換された入力信号であるＵ₂は以下の式（２３）で示される。この時のＵ₂のスペクトラムを図１５（ｉ）に示す。
　Ｕ₂＝Re［Ｓ'_n2＊exp［ｊ（（－θ（ｔ）＋θ_C））］
　　　　　　　　　　　　　＊exp［ｊ（２πｆ_IFｔ＋θ_U）］］
　　＝Re［exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ）］
　　　　　　　　＊exp　exp［ｊ（（－θ（ｔ）＋θ_C））］
　　　　　　　　＊exp［ｊ（２πｆ_IFｔ＋θ_U）］］
　　＝Re［exp［ｊ（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ－θ（ｔ）＋θ_C＋θ_U）］］
　　＝cos（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ－θ（ｔ）＋θ_C＋θ_U）　…（２３）

　次に、中間周波数ｆ_IFに変換された信号Ｕ₁はミキサ３６－１で、式（１）で示されるローカル信号cos（２πｆ₁ｔ）と乗算される。乗算後の信号をＷ₁として以下の式（２４）に示す。
　Ｗ₁＝cos（２π（ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_U）＊cos（２πｆ₁ｔ）
　　＝（１／２）｛cos（２π（ｆ₁＋ｆ_IF＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_U）
　　　　　　＋cos（２π（ｆ_IF－ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_U）｝　…（２４）

　式（２４）に示すように、Ｗ₁として２つの周波数成分が生成される。ＢＰＦ３８－１はこの内高域成分のみ通過させる。したがって、ＢＰＦ３８－１通過後の信号成分Ｙ₁は、次式（２５）で示される。
　Ｙ₁＝（１／２）｛cos（２π（ｆ_IF－ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_U）｝…（２５）

　同様に、中間周波数ｆ_IFに変換された信号Ｕ₂はミキサ３６－２で、式（２）で示されるローカル信号cos（２πｆ₂ｔ＋θ（ｔ））と乗算される。乗算後の信号をＷ₂として式（２６）に示す。Ｗ₂として２つの周波数成分が生成される。
　Ｗ₂＝cos（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ－θ（ｔ）＋θ_C＋θ_U）
　　　　　　　　　　　　　　　　　＊cos（２πｆ₂ｔ＋θ（ｔ））
　　＝（１／２）｛cos（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ－θ（ｔ）＋θ_C＋θ_U
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＋２πｆ₂ｔ＋θ（ｔ））
　　　＋cos（２π（２π（ｆ_IF－０．５ｆ_C）ｔ－θ（ｔ）＋θ_C＋θ_U
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　－２πｆ₂ｔ－θ（ｔ））｝
　　＝（１／２）｛cos（２π（ｆ_IF＋ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_C＋θ_U）
　　　＋cos（２π（ｆ_IF－ｆ₁－１．５ｆ_C）ｔ＋θ_C＋θ_U－２θ（ｔ））｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（２６）

　式（２６）により、Ｗ₂の高周波成分では、位相変動信号θ（ｔ）が打ち消されることが明らかである。ＢＰＦ３８－２は、Ｗ₂のうち高周波成分のみ通過させる。したがって、ＢＰＦ３８－２通過後の信号成分Ｙ₂は、次式（２７）で示される。
　Ｙ₂＝（１／２）｛cos（２π（ｆ_IF＋ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_C＋θ_U）｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（２７）

　式（２５）で表されるＹ₁と式（２７）で表されるＹ₂とを比較すると、＋θ_Cの固定的なずれのみが残留し、動的な位相変動成分θ（ｔ）は残らないことが判る。したがって、このθ_Cを別途補正して両信号の位相を揃えれば、これらを送信アナログスイッチマトリックス３７で加算した後の信号Ｔは次式（２８）で示す通り、振幅が２倍となる。また、信号Ｔは式（１１）に示される受信信号Ｒに対して単に位相がθ_Uオフセットした関係となる。この時の信号Ｔのスペクトラムを図１５（ｉ）に示す。
　Ｔ＝cos(２π（ｆ_IF＋ｆ₁＋０．５ｆ_C）ｔ＋θ_r＋θ_U)　　　　　…（２８）

　なお、このθ_Cに関しては例えば後述する実施の形態４の方法を用いて自動的に打ち消してしまっても良い。

　また、図５に示すバンドパスフィルタ５０８は、ローパスフィルタに変更しても同様にｆ₂＋ｆ₁の周波数成分を除去できるため、バンドパスフィルタ５０８をローパスフィルタに変更しても良い。

　以上のように、本実施の形態では、２つのポートの境界に無変調波を入力した場合に、図１３に示すように受信側の処理で２つに分波後、図１５に示す送信側の流れにより再び１つに合波する過程を一例で示した。この過程において、ポート間の位相変動であるローカル位相変動θ（ｔ）が生じても、受信側は受信位相補正部２９－１～２９－Ｎによりθ（ｔ）を打ち消し、送信側はミキサ３６－１～３６－Ｎでθ（ｔ）を打ち消す。これにより、中継衛星から出力される無変調波は２つのポートの境界の周波数であっても振幅低下が発生することなく、復元される。なお、説明の簡素化のため、無変調波の中継例を示したが、同様の補正処理で変調波も同様に復元できる。

　実際には、デジタル処理で実現するため、ＡＤ変換器５０９は、バンドパスフィルタ５０８の出力信号（周波数：Δｆ＝ｆ₂－ｆ₁）を例えば４Δｆのサンプリング速度で、アナログデジタル変換する。ＡＤ変換器５０９と、以降の直交検波部５１０、ＬＰＦ５１２、リミタ５１３を駆動するクロックは、クロック生成器５１７から供給されるが、このクロックはクロック生成部５１７内で、原振２６からの原振信号を元に生成される。

　また実際の回路構成では、式（１０）で求まるベースバンド位相差信号Δθ₂₁は、図５に示すセレクタ５１４、５１５、５１６に入力される。各セレクタは、外部からの選択信号（Ｓ₁，Ｓ₂，…Ｓ_N）によって、ベースバンド位相差信号Δθ₂₁、または固定位相値Δθ₁₁＝exp［ｊ（０）］のいずれかを選択して出力する。

　本実施の形態では、セレクタ５１６の出力は、受信位相補正部２９－１と送信位相補正部３３－１に接続される。同様に、セレクタ５１５の出力は受信位相補正部２９－２と送信位相補正部３３－２に接続される。同様に、Ｎ番目のセレクタ５１４の出力は、受信位相補正部２９－Ｎと送信位相補正部３３－Ｎに接続される。

　各セレクタは、接続先の受信位相補正部、送信位相補正部のポートが、ローカル信号Ｌｆ１が供給されるポートであれば、固定位相値Δθ₁₁＝exp［ｊ（０）］を選択する。一方、接続先の受信位相補正部、送信位相補正部のポートが、ローカル信号Ｌｆ２が供給されるポートであれば、各セレクタはベースバンド位相差信号Δθ₂₁を選択する。

　なお、本実施の形態において、３番目のポート（受信ポート１５－３、送信ポート３９－３）は、受信側も送信側も帯域幅１以内の信号を中継するため、他のポートとのローカル位相同期は不要であり、３番目のポートの受信位相補正部２９－３と送信位相補正部３３－３に動的な制御を与える必要は無い。このようにあるポートが帯域幅１以内を処理する場合、上記セレクタは、該当ポートの受信位相補正部、送信位相補正部に固定位相値Δθ₁₁＝exp［ｊ（０）］を与える。

　一方、前述の通り、アップリンクで１を超える広い帯域幅が必要なビームエリアが、ビームエリア１００から、ビームエリア１０２に変化した場合、受信側は受信ポート１５－１と受信ポート１５－２の組合せから、受信ポート１５－２と受信ポート１５－３の組合せに切り替えて広帯域信号を中継することになる。この場合、周波数ｆ₂のローカル信号が供給されるポートの受信位相補正部にベースバンド位相差信号Δθ₂₁を与え、それ以外は固定位相値Δθ₁₁＝exp［ｊ（０）］を与える。

　また、同様にダウンリンクで１を超える広い帯域幅が必要なビームエリアが、ビームエリア４００からビームエリア４０２に変化した場合も、送信側は送信ポート３９－１と送信ポート３９－２の組合せから、送信ポート３９－２と送信ポート３９－３の組合せに切り替えて広帯域信号を中継することになる。この場合も、周波数ｆ₂のローカル信号が供給されるポートの送信位相補正部にベースバンド位相差信号Δθ₂₁を与え、それ以外は固定位相値Δθ₁₁＝exp［ｊ（０）］を与える。

　なお、ローカル信号Ｌｆ１のみ位相雑音の少ない信号とすれば、ローカル信号Ｌｆ２の位相雑音特性が悪くても、上述のデジタル補正によりローカル信号Ｌｆ１に位相同期するため、ローカル信号Ｌｆ２で中継される信号も、ローカル信号Ｌｆ１並の低位相雑音特性を実現できる。すなわち、ローカル信号Ｌｆ１以外のローカル信号Ｌｆ２，Ｌｆ３，…，ＬｆＮを周波数安定度が悪いものを用いても、安定度の良いローカル信号Ｌｆ１並みの低位相雑音特性を実現できる。このため、ローカル信号Ｌｆ２，Ｌｆ３，…，ＬｆＮに用いる周波数シンセサイザのコストを下げることができる。この場合、中継装置のデジタル部に供給するクロックは、ローカル信号Ｌｆ１が用いる原振、あるいはローカル信号Ｌｆ１そのものから生成する構成とする。

　更には、ローカル信号Ｌｆ２，Ｌｆ３，…，ＬｆＮに用いる周波数シンセサイザが用いる原振は、ローカル信号Ｌｆ１の原振と共通化されていなくてもよい。この場合、各ローカル信号の原振が非共通化されるため、各ローカル信号の周波数間隔がｆ_Cとならず周波数オフセットΔｆが加わることになるが、周波数オフセット量がそれ程大きくなければ、この場合も安定度の良いローカル信号Ｌｆ１に各ポートの信号を同期させることができる。この場合は、原振を非共通化できるため、中継装置構成が簡単になり、更にローカル信号Ｌｆ２，Ｌｆ３，…，ＬｆＮに用いる周波数シンセサイザのコストを下げることができる。なお、この場合も、本実施の形態の中継装置のデジタル部に供給するクロックは、ローカル信号Ｌｆ１が用いる原振、またはローカル信号Ｌｆ１そのものから生成する構成とする。

　また、本実施の形態では、１番目のポート（受信ポート１５－１，送信ポート３９－１）と３番目のポート（受信ポート１５－３，送信ポート３９－３）が低域側（ｆ₁）を処理し、１番目のポート（受信ポート１５－２，送信ポート３９－２）が高域側（ｆ₂）を処理する系として説明したが、ポートごとに低域側（ｆ₁）、または高域側（ｆ₂）のいずれかを選択可能なように設計しても良い。

　これを実現するためには、ローカル生成部２５から各ミキサ２４－１～２４－Ｎ，３６－１～３６－Ｎに供給するローカル周波数を、ｆ₁またはｆ₂を選択可能な構成とすればよい。このような回路変更を行えば、各ポートを低域側（ｆ₁）、高域側（ｆ₂）のいずれかに自由に割り当てられるため、トラフィック変動へ柔軟性が更に高まり、更に回路リソースを減らすことが可能となる。

　なお、本実施の形態では、２つのポートの合成を例に説明したが、合成するポートは２つ以上であれば幾つでも良い。この場合、各ローカル信号は、ｆ₁とｆ₂だけでなく、合成可能な最大数ｍまでの周波数ｆ₁，ｆ₂，…，ｆ_mが選択可能な構成とすれば良い。

　以上のように、本実施の形態では、広帯域信号を２つ以上のポートで帯域を分割して処理する場合に、ローカル位相差算出部４１がポート間の位相差を求め、この位相差に基づいてポート間の位相差を補正するようにした。このため、デバイスの性能に制約がある場合でも広帯域な信号を中継することが可能で、かつ故障や干渉による通信品質の劣化を低減することができる。

　なお、本実施の形態では、図１に示すように、受信部２０１→接続部３１→送信部２０２の流れに基づく信号中継について説明したが、必ずしも中継器に特化したものである必要はなく、例えば受信部２０１→接続部３１→合波部３２の流れで止め、合波した信号を本装置内で復調・復号しても良い。この場合、合波部３２のみ処理速度を２倍に上げる設計とする必要があるが、Ａ／Ｄ等の宇宙用デバイスのサンプリング速度上限を超えた広帯域信号の復調・復号を実現する受信機を得ることができる。

　同様に、受信部２０１を除き、本装置内で得られた観測データ等を符号化・変調後、分波部３０→接続部３１→送信部２０２と流しても良い。この場合、分波部３０のみ処理速度を２倍に上げる設計とする必要があるが、Ｄ／Ａ等の宇宙用デバイスのサンプリング速度上限を超えた広帯域信号の符号化・変調を実現する変調機を得ることができる。

実施の形態２．
　図１６は、本発明にかかる実施の形態２のローカル位相差算出部４１ａの構成例を示す図である。本実施の形態の中継衛星の構成は、実施の形態１のローカル位相差算出部４１をローカル位相差算出部４１ａに替える以外は、実施の形態１の中継衛星と同様である。以下、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。

　本実施の形態のローカル位相差算出部４１ａは、ミキサ（乗算器）５０７，５３０，５３６と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０８，５３１，５３７と、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）５０９，５３２，５３８と、直交検波部５１０，５３３，５３９と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１２，５３４，５４０と、リミタ５１３，５３５，５４１と、加算器５４２，５４３とを備える。

　実施の形態１では、２つのポートを用いて最大帯域幅２の広帯域信号中継を実現する例を示したが、同様にＫ（Ｋは３以上Ｎ以下の整数）個のポートを用いて最大Ｋの帯域幅の広帯域信号を中継することもできる。

　この場合、ローカル生成部２５は、周波数間隔をｆ_Cとする周波数ｆ₁，ｆ₂，…，ｆ_Kに対応するローカル信号Ｌｆ１，Ｌｆ２，…，Ｌｆｋを生成し、各ポートに対応するＢＰＦ２３－１～２３－Ｎ、ＢＰＦ３８－１～３８－Ｎは、周波数ｆ₁，ｆ₂,…，ｆ_Kに対応した周波数特性で設計すれば良い。例えば、Ｋ＝４とし、１～４番目のポートを用いて最大４の帯域幅を実現する場合、ＢＰＦ２３－１～２３－４は、それぞれ周波数ｆ₁，ｆ₂,…，ｆ_Kのいずれかに対応した異なる帯域を抽出する。

　実施の形態では、上述のようにローカル生成部２５は、ローカル信号Ｌｆ１，Ｌｆ２，…，Ｌｆｋを生成する。ローカル位相差算出部４１ａは、Ｌｆ１，Ｌｆ２，…，Ｌｆｋに基づいて、各ローカル信号間の位相差信号Δθ_i・i-1（ｉ＝１，２，…，ｋ）を、実施の形態１と同様に抽出する。

　以降、一例としてＮ＝Ｋ＝４の場合を例に説明する。図１６の構成例もＫ＝４の例を示している。この場合、本実施の形態のローカル位相差算出部４１ａは、ｆ₁，ｆ₂，ｆ₃，ｆ₄にそれぞれ対応する４つのローカル信号間の位相差信号を抽出する。ここでローカル信号Ｌｆ１を用いて直接Ｌｆ３を位相検波すると、ｆ₃－ｆ₁＝２ｆ_Cの周波数が発生するため、ＡＤ変換の所要サンプリングクロック速度が実施の形態１の２倍に増加する。同様に、ローカル信号Ｌｆ１を用いて直接Ｌｆ４を位相検波すると、ｆ₄－ｆ₁＝３ｆ_Cの周波数が発生するため、ＡＤ変換の所要サンプリングクロック速度が実施の形態１の３倍に増加する。このようなＡＤサンプルクロック周波数の増加を防ぐため、本実施の形態のローカル位相差算出部４１ａは、次式（３０）～（３２）で記載される、隣り合う周波数のローカル信号の位相差を検出する。
　　Δθ₂₁＝exp［ｊ（θ₂₁（ｔ））］　　　　　　…（３０）
　　Δθ₃₂＝exp［ｊ（θ₃₂（ｔ））］　　　　　　…（３１）
　　Δθ₄₃＝exp［ｊ（θ₄₃（ｔ））］　　　　　　…（３２）

　式（３０）は式（１０）と同様であるが、他の位相差信号と区別できるよう表現を変更している。式（３１）はＬｆ２でＬｆ３を位相検波した場合の位相差信号、式（３２）はＬｆ３でＬｆ４を位相検波した場合の位相差信号であり、いずれもＬｆ１でＬｆ２を位相検波した場合の位相差信号の抽出処理と同じ過程で得られる。ｆ₄－ｆ₃＝ｆ_C、ｆ₃－ｆ₂＝ｆ_Cであるため、いずれの場合も、ＡＤ変換の所要サンプリングクロック速度は実施の形態１と変わらない。

　本実施の形態におけるローカル生成部２５は、上記式（３０）～（３２）に示した各位相差信号を抽出後、以下の加算処理を行う。式（３３）はローカル信号Ｌｆ１でＬｆ３を位相検波した場合の位相差信号と同等、式（３４）はローカル信号Ｌｆ１でＬｆ４を位相検波した場合の位相差信号と同等となる。
　　Δθ₃₁＝Δθ₂₁＋Δθ₃₂
　　　　＝exp［ｊ（θ₃₂（ｔ）＋θ₂₁（ｔ））］　　　　　　…（３３）
　　Δθ₄₁＝Δθ₂₁＋Δθ₃₂＋Δθ₄₃
　　　　＝exp［ｊ（θ₃₂（ｔ）＋θ₂₁（ｔ）＋θ₄₃（ｔ））］　…（３４）

　図１６の構成例では、位相差信号Δθ₂₁は、実施の形態１と同様の処理によってリミタ５１３から抽出される。同様に、位相差信号Δθ₃₂は、ミキサ５３０、ＢＰＦ５３１、ＡＤ変換器５３２、直交検波部５３３、ローパスフィルタ５３４、リミタ５３５により抽出され、位相差信号Δθ₄₃は、ミキサ５３６、ＢＰＦ５３７、ＡＤ変換器５３８、直交検波部５３９、ローパスフィルタ５４０、リミタ５４１により抽出される。

　加算器５４２は、リミタ５１３出力とリミタ５３５出力を加算し、式（３３）で示す位相差信号Δθ₃₁を生成する。更に加算器５４３は、リミタ５４１出力と加算器５４２出力を加算し、式（３４）で示す位相差信号Δθ₄₁を生成する。

　本実施の形態のローカル位相差算出部４１ａは、式（３４）で得られた位相差信号Δθ₄₁を、ローカル信号Ｌｆ４を用いてダウンコンバート／アップコンバートを実施するポートの受信位相補正部／送信位相補正部に供給する。ローカル信号Ｌｆ４が入力される受信位相補正部／送信位相補正部は、入力されたローカル信号Ｌｆ４に基づいて位相補正／逆補正を行う。

　同様に本実施の形態のローカル位相差算出部４１ａは、式（３３）で得られた位相差信号Δθ₃₁を、ローカル信号Ｌｆ３を用いてダウンコンバート／アップコンバートを実施するポートの受信位相補正部／送信位相補正部に供給する。ローカル信号Ｌｆ３が入力される受信位相補正部／送信位相補正部は、入力されたローカル信号Ｌｆ３に基づいて位相補正／逆補正を行う。

　同様に本実施の形態のローカル位相差算出部４１ａは、式（３０）で得られた位相差信号Δθ₂₁を、ローカル信号Ｌｆ２を用いてダウンコンバート／アップコンバートを実施するポートの受信位相補正部／送信位相補正部に供給する。ローカル信号Ｌｆ２が入力される受信位相補正部／送信位相補正部は、入力されたローカル信号Ｌｆ２に基づいて位相補正／逆補正を行う。

　各位相差信号を用いた位相補正／逆補正の方法は、実施の形態１と同様である。以上示した各処理により、各ポートはローカル信号Ｌｆ１に全て位相を同期することができる。なお本実施の形態では、Ｋ＝４の場合を例に説明したが、Ｋは２以上であれば幾つでもよく、Ｋ＝４以外の場合も同様にしてＫ－１個の位相差信号Δθ₂₁～Δθ_K・K-1を生成し、対応する受信位相補正部／送信位相補正部に供給すればよい。

　以上のように、本実施の形態では、３つ以上のポートで広帯域信号を、帯域を分割して処理する。このため、実施の形態１よりさらに広帯域の信号を通信性能の劣化無く中継することができる。

実施の形態３．
　図１７は、本発明にかかる実施の形態３のローカル位相差算出部４１ｂの構成例を示す図である。本実施の形態の中継衛星の構成は、実施の形態１のローカル位相差算出部４１をローカル位相差算出部４１ｂに替える以外は、実施の形態１の中継衛星と同様である。以下、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。

　実施の形態２のローカル位相差算出部４１ａでは、３式のミキサ、バンドパスフィルタ、ＡＤ変換器が必要となり、アナログ回路規模がＫの増加に伴い増える。このため、本実施の形態では、Ｌｆ１以外の各ローカル信号を加算した信号を、まとめてＬｆ１で検波する構成に変更し、これらミキサ、バンドパスフィルタ、ＡＤ変換器を減らしている。

　図１７に示すように、本実施の形態のローカル位相差算出部４１ｂは、ミキサ５０７と、ＢＰＦ５０８と、ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）５０９と、加算器５４４，５４５と、直交検波部５４６，５４７，５４８と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５４９，５５０，５５１と、リミタ５５２，５５３，５５４と、を備える。

　本実施の形態のローカル位相差算出部４１ｂは、はじめに加算器５４４、５４５によりローカル信号Ｌｆ２と、ローカル信号Ｌｆ３と、ローカル信号Ｌｆ４とを加算する。この加算結果は、ミキサ５０７に入力される。ミキサ５０７は、入力された加算結果とローカル信号Ｌｆ１とを乗算する。ＢＰＦ５０８は、乗算した信号の高域周波数成分を除去して低域周波数成分を抽出する。なおＢＰＦ５０８はローパスフィルタでも良い。本処理は、３つのローカル信号を加算した信号に含まれる周波数成分ｆ₂，ｆ₃，ｆ₄を、ｆ₁分ＤＣ（Direct　Current）側に周波数シフトしたことになる。

　図１８は、本実施の形態におけるサンプリング処理例を示す図である。図１８（ａ）は、ＢＰＦ５０８通過後の信号スペクトラムの一例を示している。図１８（ａ）に示す通り、Ｌｆ２の周波数はｆ_C、Ｌｆ３の周波数は２ｆ_C、Ｌｆ４の周波数は３ｆ_Cに変換され、ＢＰＦ５０８通過後の信号の片側帯域幅が３ｆ_Cとなる。ＡＤ変換器５０９は、図１８（ａ）の信号を片側帯域３ｆ_Cの２倍以上のサンプリング速度でサンプリングする。図１８（ｂ）は、サンプリング速度７ｆ_Cでサンプリングした場合のスペクトラムの一例を示す。点線の各矢印は、各信号の折り返し成分である。

　直交検波部５４６は、中心周波数ｆ_CのＬｆ２に、内部で生成した複素ローカル信号exp［－ｊ（２πｆ_Cｔ）］を乗算し、低域周波数成分を抽出することで、中心周波数ｆ_CのＬｆ２をベースバンド周波数の信号に変換する。

　同様に、直交検波部５４７は、中心周波数２ｆ_CのＬｆ３に、内部で生成した複素ローカル信号exp［－ｊ（２π２ｆ_Cｔ）］を乗算し、低域周波数成分を抽出することで、中心周波数２ｆ_CのＬｆ３をベースバンド周波数の信号に変換する。

　また同様に、直交検波部５４８は、中心周波数３ｆ_CのＬｆ４に、内部で生成した複素ローカル信号exp［－ｊ（２π３ｆ_Cｔ）］を乗算し、低域周波数成分を抽出することで、中心周波数３ｆ_CのＬｆ４をベースバンド周波数の信号に変換する。

　ローカル信号Ｌｆ１でベースバンドに変換された各ローカル信号は、リミタ５５２，５５３，５５４で定振幅化された後、位相差信号Δθ₂₁，Δθ₃₁，Δθ₄₁として出力される。以上述べた以外の本実施の形態の動作は実施の形態２と同様である。

　このように、本実施の形態のローカル位相差算出部４１ｂは、ＡＤ変換器のサンプリング速度は実施の形態１より高くする必要があるが、ミキサ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、ＡＤ変換器を１つで構成できるため、アナログ回路規模を低減することができる。なお、アンダーサンプリングにも対応可能なＡＤ変換器を用いれば、ＡＤ変換器のサンプリング速度を７ｆ_Cから、図１８（ｃ）に示すように３．５ｆ_Cまで下げることも可能である。図１８（ｃ）に示すように、点線の各矢印で示される各信号の折り返し成分が、主信号成分Ｌｆ２、Ｌｆ３、Ｌｆ４と重ならないような周波数でアンダーサンプリングすれば良い。

実施の形態４．
　図１９，２０は、本発明にかかる中継衛星の実施の形態４の構成例を示す図である。図１９では、受信側の補正に関連する部分を抜き出して示している。図２０では、送信側の補正に関連する部分を抜き出して示している。本実施の形態の中継衛星は、遅延器６０－１，６０－２，６５－１，６５－２、受信側位相時間差検出部（受信側位相差検出部）６１、無変調信号生成部（ＣＷ生成部）６２－１，６２－２、加算器６３（送信アナログスイッチマトリックス３７内）、送信側位相時間差検出部（送信側位相差検出部）６４を追加している。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。

　実施の形態１～実施の形態３では、位相雑音等に動的なキャリア位相変動θ（ｔ）を補償する構成について説明した。本実施の形態では、位相雑音等に動的なキャリア位相変動だけでなく、実施の形態１で示した位相オフセットθ_Cや、各ポート間の経路長差、遅延特性等によって生じる固定的な時間差まで自動的に補正する。

　この固定的な時間差は、もちろん手動で補正してもよいが、補正に時間がかかること、一旦補正後も経年変化や温度変動により時間、月、年の単位で緩やかに位相・時間ずれが再度生じる場合（半固定である場合）も考えられる。そこで本実施の形態では、実施の形態１で示した動的な位相変動成分θ（ｔ）を補正後、この位相・時間ずれを自動補正する。

　またこの自動補正では、中継装置内部で補正用の無変調（ＣＷ）波を生成して用いるため、この自動補正は、該当のポートへの中継信号入出力を停止し、スタンバイ状態にした上で実施する。一般に中継衛星は実際の運用に必要なポート数だけを確保することはなく、故障に備えて予備のポートも複数備えている。したがって、各ポートを順次スタンバイ状態にして補正する際は、以下の手順で実施することで、本補正によって一旦信号中継が中断されてしまう事態を回避する。

　（１）後述する本実施の形態の補正処理によって既に補正済みの予備系のポートを立ち上げ、受信アナログスイッチマトリックス２２のスイッチ制御により、予備系のポートにも補正対象のポートと同じ中継信号を入力する。送信アナログスイッチマトリックス３７は、補正対象のポートの信号と予備系のポートの信号とを合成してアンテナに出力する接続とする。ただし、デジタル部の内のどこか（例えば送信位相補正部３３－１～３３－Ｎ）で予備系のデータの出力を停止することで、２つの信号が合成されないように制御する。

　（２）予備系のポートと補正対象のポートの両方に同じ信号が流れ始めたら、デジタル部の内のどこか（例えば送信位相補正部３３－１～３３－Ｎ）で、所定のタイミングで予備系のポートのデータを出力するようにし、補正対象のポートのデータの出力を停止する。このデジタル的な切り替えにより、信号断線が発生することなく、信号が補正対象のポートから、予備系のポートに移って中継される。

　（３）その後、受信アナログスイッチマトリックス２２は、予備系のポートだけを選択し、補正対象のポートには信号を入力しない接続に切り替える。同様に、送信アナログスイッチマトリックス３７は、予備系のポートのみ選択する接続に切り替える。

　（４）信号が入力されなくなった補正対象のポートに対して、実施の形態１で示した動的な位相変動θ（ｔ）の補正を実施する。

　（５）後述する方法で、補正対象のポートの位相ずれや時間ずれの自動補正を受信側と送信側それぞれで実施する。

　（６）上記の自動補正後、受信アナログスイッチマトリックス２２のスイッチ制御により、予備系のポートだけでなく、補正対象のポートにも同じ中継信号を流す。送信アナログスイッチマトリックス３７は、補正対象のポートの信号と予備系のポートの信号とを合成してアンテナに出力する接続とするが、デジタル部の内のどこか（例えば送信位相補正部３３－１～３３－Ｎ）で補正済みポートのデータの出力を停止することで、２つの信号が合成されないように制御する。

　（７）補正対象のポートと予備系のポートの両方に同じ信号が流れ始めたら、デジタル内部(例えば送信位相補正部３３－１～３３－Ｎ)で、あるタイミングで補正済みポートのデータを出力し、予備系のポートのデータを停止する。このデジタル的な切り替えにより、信号断線が発生することなく、信号が予備系のポートから、補正済みのポートに移って中継される。

　（８）前述の（７）の後、受信アナログスイッチマトリックス２２は、補正済みのポートだけを選択し、予備系のポートには信号を入力しない接続に切り替える。同様に、送信アナログスイッチマトリックス３７は、補正済みのポートのみ選択する接続に切り替える。

　上記手順に則って各ポート間の位相・時間差を順次自動補正していくことで、中継する信号が途切れることを回避することができる。また上記の例では、一旦補正対象のポートから予備系ポートに中継信号を移し、補正後戻す場合の手順としたが、予備系ポートは既に信号が中継されていないため、予備系ポートの補正は上記の手順とは関係なく、いつでも実施できる。

　なお、運用システム側で、中継する信号を別の周波数帯に割り当てる、または停止させ、補正対象のポートが扱う信号帯域に信号を無くしてから、予備系のポートに切り替え、再度信号を中継させていく方法もある。この場合、中継する信号を一旦止めるため運用制約は生じるが、中継器の切り替え手順は簡単化できる。更に主系のポートが故障し、常に予備系のポートも動作させる必要が生じた場合も、一旦中継する信号を止めて本自動補正を行う。

　以降、本実施の形態の自動補正の詳細について説明する。

　ポート間の位相差・時間差は以下の２箇所で発生する。
（Ｐ１）受信アナログスイッチマトリックス２２入力端からＡＤ変換器２８－１～２８－Ｎまでの区間
（Ｐ２）ＤＡ変換器３４－１～３４－Ｎから送信アナログスイッチマトリックス３７出力端までの区間

　例えば図２、図３に示した受信ポート１５－１，１５－２（または送信ポート３９－１，３９－２）の間で、以下の（Ａ），（Ｂ）に示すように、位相差θ_C，時間遅延差Δτ₂₁，Δτ₄₃が生じるが、この位相差、時間遅延差が大きい場合、信号の位相差として、両者の信号合成時にＳ／Ｎ（Signal　to　Noise　ratio）の低下を引き起こす。

　（Ａ）動的な位相変動θ（ｔ）を補正した後の、受信側の分波部３０－１、３０－２の間で発生する位相ずれ（－θ_C）、及び受信アナログスイッチマトリックス２２入力端（＝ＢＰＦ１４－１）からＡＤ変換器２８－１の伝播時間τ₁と、受信アナログスイッチマトリックス２２入力端（＝ＢＰＦ１４－１）からＡＤ変換器２８－２までの伝播時間τ₂との差である時間遅延差Δτ₂₁（＝τ₁－τ₂）。

　（Ｂ）動的な位相変動θ（ｔ）を補正した後の、送信側のＢＰＦ３８－１、３８－２の間で発生する位相ずれ（＋θ_C）、及びＤＡ変換器３４－１から送信アナログスイッチマトリックス３７出力端（＝送信アンテナ４０－１入力端）までの伝播時間τ₃と、ＤＡ変換器３４－２から送信アナログスイッチマトリックス３７出力端（＝送信アンテナ４０－１入力端）までの伝播時間τ₄との差である時間遅延差Δτ₄₃（＝τ₃－τ₄）。

　以降、１番目のポートと２番目のポートの間の補正を例に、はじめに上記（Ａ）の補正方法について説明後、上記（Ｂ）の補正方法について説明する。

［受信ポート間の時間遅延差補正（上記（Ａ）の補正方法）］
　上述した（１）～（３）の手順で、受信ポート１５－１，１５－２をスタンバイ状態に切り替えた後、無変調信号生成部６２－２は、－０．５ｆ_Cの複素無変調信号exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ）］を生成する。この－０．５ｆ_Cの複素無変調信号は、後述する時間差を検出するため、周期的に信号出力を停止させるバースト的な信号とする。

　図２１は、この複素無変調信号波形の一例を示す図である。実線が実数成分（コサイン成分）、点線が虚数成分（サイン成分）である。図２１に示すように、信号停止、信号発生時に、ある程度緩やかに信号振幅の立上げ／立ち下げを行うことで、信号の高調波発生を抑制しても良い。複素無変調信号波形は、図２１の例に限定されない。図２２は、受信側補正用の複素無変調信号に対する処理の流れを示す図である。

　無変調信号生成部６２－２により生成された複素無変調信号は、ミキサ３６－２においてローカル信号Ｌｆ２を用いてアップコンバートされ、加算器６３の出力端で、図２２（ａ）に示すスペクトラムのように、中心周波数ｆ₂－０．５ｆ_C（＝ｆ₁＋０．５ｆ_C）に周波数変換される。

　この送信アナログスイッチマトリックス３７の内部の加算器６３から出力される信号は、受信アナログスイッチマトリックス２２の入力端（＝ＢＰＦ１４－１出力端）に入力される。

　受信アナログスイッチマトリックス２２の入力端（＝ＢＰＦ１４－１出力端）に入力された中心周波数ｆ₂－０．５ｆ_Cの無変調信号は、受信アナログスイッチマトリックス２２内で２分岐され、一方はＢＰＦ２３－１→ミキサ２４－１→ＢＰＦ２７－１→ＡＤ変換器２８－１のパスを通過する。この時のＡＤ変換器２８－１の入力点での信号スペクトラムを図２２（ｂ）に示す。もう一方は、ＢＰＦ２３－２→ミキサ２４－２→ＢＰＦ２７－２→ＡＤ変換器２８－２のパスを通過する。この時のＡＤ入力点での信号スペクトラムを図２２（ｃ）に示す。

　上記の２つパスを経由した２つの無変調信号は、それぞれ受信位相補正部２９－１，２９－２で位相変動補正が行われた後、受信側位相時間差検出部６１に入力される。受信側位相時間差検出部６１は、２つの無変調信号の位相差θ_Cと、受信ポート１５－１と受信ポート１５－２間の時間差Δτ₂₁（＝τ₁－τ₂）を求める。

　遅延器６０－１，６０－２は、受信側位相時間差検出部６１で得られた時間差Δτ₂₁情報を基に各ポートの時間差を打ち消す信号の時間遅延調整を行う。受信側位相時間差検出部６１で得られた位相差θ_Cは、受信位相補正部２９－１，２９－２にこれを打ち消す補正値として与えられる。なお、時間遅延処理は、デジタル信号処理で行うことができるため、容易でかつ正確に実現することができる。時間遅延の補正は、例えばサンプリングしたデータをＭ倍に補間する補間フィルタや、更に補間したデータを、もとのサンプリング速度で間引く多相フィルタなどのディジタルフィルタで実現することができる。

　図２３は、本実施の形態の受信側位相時間差検出部６１の構成例を示す図である。図２３に示すように、受信側位相時間差検出部６１は、複素乗算部６０１、ローパスフィルタ６０２、極座標変換部（Ｉ，Ｑ→位相θ）６０３、電力変換部６０４、立ち上り差検出部６０５を備える。

　ここで受信位相補正部２９－１（受信ポート１５－１）から受信側位相時間差検出部６１に入力される複素無変調信号をＣＷ（＋０．５ｆ_C）とし、ＲＰＣ２９－２（受信ポート１５－２）から受信側位相時間差検出部６１に入力される複素無変調信号をＣＷ（－０．５ｆ_C）とする。

　ポート間で位相差が無い場合、ＣＷ（＋０．５ｆ_C）の位相θ₁（ｔ）と、ＣＷ（－０．５ｆ_C）の位相θ₂（ｔ）との関係はθ₁（ｔ）＝－θ₂（ｔ）となる。この場合、両者を複素乗算部６０１で乗算し、ローパスフィルタ６０２で平均化した後の信号ベクトル角は０（ゼロ）を示す。

　一方、ポート間で位相差が発生し、ＣＷ（＋０．５ｆ_C）の位相θ₁と、ＣＷ（－０．５ｆ_C）の位相θ₂との関係が、図２４に示すようにθ₁（ｔ）＝－θ₂（ｔ）＋Δθ’₂₁となる場合、受信側位相時間差検出部６１で得られる信号のベクトル角はΔθ’₂₁を示す。図２４は、本実施の形態における各無変調信号の波形例を示す図である。実施の形態１で示した受信側の位相オフセットθ_Cは、このΔθ’₂₁に相当する。

　このように受信側位相時間差検出部６１は、ローパスフィルタ６０２で平均化した後の信号ベクトル角Δθ’₂₁を求め、受信位相補正部２９－１に出力する。なお各無変調信号はバースト的に到来するため、各無変調信号の振幅が十分大きい時間で上記演算を行い、信号が存在しない時間では誤差が生じるため上記演算は行わない制御としても良い。

　また受信側位相時間差検出部６１は、各複素無変調信号ＣＷ（＋０．５ｆ_C）とＣＷ（－０．５ｆ_C）がバースト的に到来するため、これらの電力を求め、各電力データがあるしきい値を越える時刻（ｔ₁，ｔ₂）を、立ち上りエッジ時間として求めることで、両者の時間差情報Δτ₂₁（＝ｔ₂－ｔ₁）を検出する。

　なお立ち上りエッジの検出において、クロックのサンプリング周期で得られる電力データを、例えばクロック速度の数十倍にデジタル補間してサンプリング速度を上げた上で、電力データのエッジ検出を行うことで、エッジ検出時刻の精度を上げてもよい。

　このように本実施の形態の中継装置では、実施の形態１～３で述べたローカル位相変動の補償を行い、かつ受信側の２つのポートを同時に通過する境界の周波数位置に、共通の無変調波を入力し、デジタル部で受信側のポート間における位相差と時間遅延差を検出・補正する構成としている。このため、アナログ素子の追加を最低限に抑えながら、デジタル処理による正確できめ細かい位相・時間分解能で、受信側のポート間における時間遅延差の自動補正を実現することができる。

　また上記の例では、遅延器６０－１，６０－２入力前の信号を受信側位相時間差検出部６１に接続してΔτ₂₁を求める構成としたが、遅延器６０－１，６０－２出力の信号を受信側位相時間差検出部６１に接続し、受信側位相時間差検出部６１が検出した時間差を、フィードバック（ループ）制御によって徐々に補正しても良い。この場合も、最終的にはΔτ₂₁を打ち消す時間補正が実現される。

［送信ポート間の時間遅延差補正（上記（Ｂ）の補正方法）］
　図２５は、本実施の形態における送信側補正用ＣＷ信号に対する処理の流れを示す図である。上記（１）～（３）の手順で、送信ポート３９－１と送信ポート３９－２をスタンバイ状態に切り替えた後、無変調信号生成部６２－１は、＋０．５ｆ_Cの複素無変調信号exp［ｊ（２π（＋０．５ｆ_C）ｔ）］を生成する。図２５（ａ）は、この複素無変調信号のスペクトラムを示している。この際、もう一方の無変調信号生成部６２－２からは信号を出力しない。

　この＋０．５ｆ_Cの複素無変調信号も、後述する時間差を検出するため、周期的に信号出力を停止させるバースト的な信号とする。この複素無変調信号は、ミキサ３６－１においてローカル信号Ｌｆ１を用いてアップコンバートされて加算器６３に入力される。加算器６３の出力端におけるアップコンバート後の複素無変調信号のスペクトラムを図２５（ｃ）に示す。図２５（ｃ）に示すように、この複素無変調信号は中心周波数ｆ₁＋０．５ｆ_C（＝ｆ₂－０．５ｆ_C）に周波数変換される。

　本実施の形態における中継装置では、送信側の補正の際、この送信アナログスイッチマトリックス３７の内部の加算器６３から出力される信号を、受信アナログスイッチマトリックス２２の入力端（ＢＰＦ１４－１出力端）に入力する。

　受信アナログスイッチマトリックス２２の入力端（ＢＰＦ１４－１出力端）に入力された中心周波数ｆ₁＋０．５ｆ_Cの無変調信号は、受信アナログスイッチマトリックス２２によってＢＰＦ２３－１に接続される。したがって、本無変調信号は、ＢＰＦ２３－１→ミキサ２４－１→ＢＰＦ２７－１→ＡＤ変換器２８－１のパスを通過し、受信位相補正部２９－１に入力される。ＡＤ変換器２８－１への入力前の信号スペクトラムを図２５（ｄ）に示す。図２５（ｄ）に示す通り、この信号は中心周波数＋０．５ｆ_Cの信号となる。更に本無変調信号は、受信位相補正部２９－１で位相変動補正が行われた後、送信側時間差検出部６４に入力される。送信側時間差検出部６４は、入力された信号を、送信側時間差検出部６４内で生成した周波数－０．５ｆ_Cの複素無変調信号（自走複素無変調信号）exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ）］と複素乗算する。

　図２６は、本実施の形態の送信側位相時間差検出部６４の構成例を示す図である。本実施の形態の送信側位相時間差検出部６４は、複素乗算部６１１、ローパスフィルタ６１２、極座標変換部（Ｉ，Ｑ→位相θ）６１３、電力変換部６１４、立ち上り差検出部６１５、自走複素無変調信号生成部６１６を備える。

　複素乗算部６１１は、受信位相補正部２９－１から入力される信号と自走複素無変調信号生成部６１６により生成された自走複素無変調信号とを乗算する。ローパスフィルタ６１２は、複素乗算部６１１による乗算後の信号を平均化する。この平均化された信号のベクトル角は、自走複素無変調信号の位相と、送信ポート３９－１→受信ポート１５－１を経て送信側位相時間差検出部６４に入力される無変調信号位相との差に相当する。送信側位相時間差検出部６４は、極座標変換部６１３がこのベクトル角を求め位相差情報Δθ₁として保持する。なお各複素無変調信号はバースト的に到来するため、各複素無変調信号の振幅が十分大きい時間で上記演算を行い、信号が存在しない時間では誤差が生じるため上記演算は行わない制御としても良い。

　また、送信側位相時間差検出部６４では、電力変換部６１４は、複素乗算部６１１の出力信号を電力変換し、立ち上り差検出部６１５は電力データがあるしきい値を越える時刻を立ち上りエッジ時刻ｔ₁として記録する。この時、立ち上り差検出部６１５は、無変調信号生成部６２－１から複素無変調信号を受信開始した時刻ｔ₀も記録し、各時刻の差（ｔ₁－ｔ₀）を求めて、その結果をΔτ₁として記録する。

　次に、無変調信号生成部６２－１は複素無変調信号の送信を停止し、もう一方の無変調信号生成部６２－２が、－０．５ｆ_Cの複素無変調信号exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ）］を生成する。図２５（ｂ）にこの信号のスペクトラムを示す。この複素無変調信号は、ミキサ３６－２によりローカル信号ＬＦ２を用いてアップコンバートされ、加算器６３の出力端で、図２５（ｃ）に示すように、中心周波数ｆ₂－０．５ｆ_Cに周波数変換される。

　送信アナログスイッチマトリックス３７の内部の加算器６３から出力される信号は、受信アナログスイッチマトリックス２２の入力端（＝ＢＰＦ１４－１の出力端）に入力される。

　本実施の形態の中継装置は、送信側の補正の際、受信アナログスイッチマトリックス２２の入力端（＝ＢＰＦ１４－１の出力端）に入力された中心周波数ｆ₂－０．５ｆ_C（＝ｆ₁＋０．５ｆ_C）の無変調信号を、受信アナログスイッチマトリックス２２によってＢＰＦ２３－１に接続する。したがって、この無変調信号も、ＢＰＦ２３－１→ミキサ２４－１→ＢＰＦ２７－１→ＡＤ変換器２８－１のパスを通過し、ＲＰＣ２９－１に入力される。ＡＤ変換器２８－１への入力前の信号スペクトラムは図２５（ｄ）に示す通り、中心周波数＋０．５ｆ_Cとなる。また、この無変調信号は、ＲＰＣ２９－１で位相変動補正が行われた後、送信側位相時間差検出部６４に入力される。送信側位相時間差検出部６４は、入力された信号を、内部で発生した周波数－０．５ｆ_Cの複素無変調信号（自走複素無変調信号）exp［ｊ（２π（－０．５ｆ_C）ｔ）］と複素乗算する。この乗算結果をローパスフィルタ６１２で平均化して得られた信号のベクトル角は、自走複素無変調信号の位相と、送信ポート３９－２→受信ポート１５－１を経て送信側位相時間差検出部６４に入力される無変調信号位相との差に相当する。送信側位相時間差検出部６４は、この位相差情報をΔθ₂として保持する。なお各複素無変調信号はバースト的に到来するため、各複素無変調信号の振幅が十分大きい時間で上記演算を行い、信号が存在しない時間では誤差が生じるため上記演算は行わない制御としても良い。

　また、送信側位相時間差検出部６４では、電力変換部６１４は、複素乗算部６１１の出力信号を電力変換し、立ち上り差検出部６１５は電力データがあるしきい値を越える時刻を立ち上りエッジ時刻ｔ₃として記録する。この時、立ち上り差検出部６１５は、無変調信号生成部６２－２から複素無変調信号を受信開始した時刻ｔ₂も記録し、各時刻の差（ｔ₃－ｔ₂）を求めて、その結果をΔτ₂として記録する。

　以上のようにして送信ポート３９－１→受信ポート１５－１を経て得られたΔθ₁と、送信ポート３９－２→受信ポート１５－１を経て得られたΔθ₂との差から、送信ポート３９－１と送信ポート３９－２の間の位相差を得ることが出来る。即ち、送信側位相時間差検出部６４はΔθ₂とΔθ₁を減算した結果を位相差情報Δθ₂₁として得ることができる。

　実施の形態１で示した送信側の位相オフセットθ_Cは、このΔθ₂₁に相当する。送信側位相時間差検出部６４は、この位相差情報Δθ₂₁を打ち消す値を送信位相補正部３３－２に与える。

　また送信側位相時間差検出部６４は、送信側のポート３９－１とポート３９－２間の時間差Δτ₂₁（＝Δτ₂－Δτ₁）を求める。遅延器６５－１，６５－２は、送信側位相時間差検出部６４で得られた時間差情報Δτ₂₁を基に各ポートの時間差を打ち消す信号の時間遅延調整を行う。時間遅延は、デジタル信号処理で行うことが出来るため、容易でかつ正確に実現することができる。なお、遅延器６５－１，６５－２は、前述した遅延器６０－１，６０－２と同様、補間フィルタや多相フィルタで構成される。

　このように本実施の形態の中継装置では、実施の形態１～３で前述したローカル位相変動の補償を行い、かつ送信側の２つのポートのいずれも通過可能な、境界に位置する周波数に、無変調波を交互に入力し、デジタル部で送信側のポート間における位相差と時間遅延差を検出・補正する構成とした。このため、アナログ素子の追加を最低限に抑えながら、デジタル処理による正確できめ細かい時間分解能で、送信側のポート間における時間遅延差の自動補正を実現することができる。

　なお、位相オフセットθ_Cは、受信側と送信側で符号は異なるが（－θ_C，＋θ_C）、その絶対値は同じであるため、受信側位相時間差検出部６１、または送信側位相時間差検出部６４のいずれかでこの位相オフセットを求め、符号だけ反転させながら送信側と受信側で共有して用いても良い。この場合、位相オフセットを求める回路規模を削減することができる。

　また、無変調信号生成部６２－１と無変調信号生成部６２－２とは同時に信号を生成することはないため、無変調信号生成部を１つにまとめてもよい。この場合、無変調信号生成部は、送信ポート３９－１に複素無変調信号を流す際は、周波数を＋０．５ｆ_C、送信ポート３９－２に複素無変調信号を流す際は、周波数を－０．５ｆ_Cに切り替えられる機能に拡張すれば良い。なお、複素無変調信号の直交成分の符号を反転するだけで、周波数は正から負に反転するため、本機能の拡張は容易である。

　なお本例では受信側の時間差補正も、送信側の時間差補正も、１番目のポートと２番目のポートの間の時間遅延差を補正する場合について説明したが、同様に２番目のポート（受信ポート１５－２，送信ポート３９－２）と３番目のポート（受信ポート１５－３，送信ポート３９－３）、３番目のポートと４番目のポート等、各ポート間の時間遅延差を補正することができる。この場合、遅延器はポート毎に必要となるが、無変調信号生成部６２－１，６２－２や受信側位相時間差検出部６１は共用して使用することができる。

　また各時間差情報Δτ₂₁，Δτ₃₂，Δτ₄₃，…を基に、あるポート（例えば受信ポート１５－１）を基準にした各ポートとの時間差を求めることもできるため、全てのポートの時間差をゼロに制御することも出来る。

　なお、実施の形態では、デジタル部で受信側、あるいは送信側のポート間における位相差と時間遅延差を検出・補正する例を説明したが、必ずしも位相差と時間遅延差の両方を検出・補正する必要はなく、時間遅延差が十分小さい場合は、位相の補正だけで良い。この場合、時間遅延差を求める回路と各遅延器が削減できるため、回路規模を更に減らすことができる。

　また実施の形態１～実施の形態４では、中継衛星への適用例で説明したが、本実施の形態の中継装置は、地上の無線中継機、あるいは無線基地局、無線端末にも同様に適用することで、無線機の広帯域化を実現することができる。

実施の形態５．
　次に、実施の形態５の中継装置について説明する。以上の実施の形態では、接続部３１がデジタルスイッチマトリックスであるとして説明したが、接続部３１の前後に受信デジタルビームフォーミング（ＤＢＦ：Digital　Beam　Forming）機能と送信ＤＢＦ機能を有する構成としても良い。本構成とすることで、広帯域な信号を中継する効果に加え、各ビームエリアを近づけても同一周波数の信号が干渉しない、高いアンテナ指向性も実現することができる。

　図２７は、実施の形態２で示した２つのビームエリア１００，１０２（広帯域ビームエリア１００、狭帯域ビームエリア１０２）を近づけた場合の同一周波数干渉の様子を示す図である。図２７中、（ａ）で示すビームエリア１００からの広帯域信号Ａと、（ｂ）で示すビームエリア１０２からの狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝とは同一周波数帯を使用している。よって、ビームエリア１００とビームエリア１０２の距離を近づけると、中継衛星２００のアンテナ２１－１では、図２７中の（ｃ）に示すように、広帯域信号Ａだけでなく、ビームエリア１０２からの狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝も小さなレベルで受信される。

　図２７中の（ｃ）に示す信号７０２，７０３，７０４は、アンテナ２１－１においてそれぞれ小さなレベルで受信されるビームエリア１０２からの狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝の成分であり、広帯域信号Ａに対して干渉成分となり、通信品質の劣化をもたらす。

　同様に、ビームエリア１００とビームエリア１０２の距離を近づけると、中継衛星２００のアンテナ２１－２には、図２７中の（ｄ）に示すように、ビームエリア１０２からの狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝だけでなく、ビームエリア１００からの広帯域信号Ａも小さなレベルで受信される。

　図２７中の（ｄ）に示す信号７０１は、アンテナ２１－２において小さなレベルで受信されるビームエリア１００からの広帯域信号Ａの成分であり、狭帯域信号｛Ｂ，Ｃ，Ｄ｝に対して干渉成分となり通信品質の劣化をもたらす。

　上記の課題は、前述した受信ＤＢＦ機能を備えることにより解決される。受信ＤＢＦ機能による受信ＤＢＦ処理は、分波部３０－１～３０－Ｎで分解された各信号に対して行われる。図２８は、本実施の形態の受信ＤＢＦ処理の一例を示す図である。

　図２８中、入力信号（１）'（＝図２８中の信号７１０）は、分波部３０－１から受信ＤＢＦ機能に入力される信号であり、実施の形態１の図７で示した信号（１）（＝広帯域信号Ａの一部）に小さなレベルの信号Ｂ（信号７０２）が加わった信号である。

　また、入力信号Ｂ'（＝図２８中の信号７１１）は分波部３０－３から受信ＤＢＦ機能に入力される信号であり、狭帯域信号Ｂに小さなレベルの信号（１）（＝広帯域信号Ａの一部）（信号７０１ａ）が加わった信号である。

　ここで受信ＤＢＦ機能に入力されるビーム番号をｋ(∈｛０，１，２，…，Ｋ－１｝)、各分波部で分波された各サブチャネル信号の番号をｊ(∈｛０，１，２，…，Ｊ－１｝)、出力先のビーム番号をｉ(∈｛０，１，２，…，Ｉ－１｝)とし、ベースバンド入力信号をＤ_(j,k)、受信複素ＤＢＦ係数をｒ_(i,j,k)とすると、受信ＤＢＦ処理後のベースバンド信号Ｒ_(i,j)は以下の式（３５）で示される。

　図２８の例では、ビームエリア１００からのサブチャネル番号ｊ＝１に相当する信号（１）’と、ビームエリア１０２からのサブチャネル番号ｊ＝１に相当する信号Ｂ’との受信ＤＢＦ処理（２入力、２出力）を示している。

　ビームエリア１００の番号をｋ＝０、ビームエリア１０２の番号をｋ＝１とすると、受信ＤＢＦ処理後の信号は、以下の式（３６）、（３７）で示される。

　　Ｒ_(0,1)＝Ｄ_(1,0)×ｒ_(0,1,0)＋Ｄ_(1,1)×ｒ_(0,1,1)　…（３６）

　　Ｒ_(1,1)＝Ｄ_(1,0)×ｒ_(1,1,0)＋Ｄ_(1,1)×ｒ_(1,1,1)　…（３７）

　ここでＤ_(1,0)が信号（１）’に相当し、Ｄ_(1,1)が信号Ｂ’に相当し、Ｒ_(0,1)が図２８の７０５ａに示されるＤＢＦ処理後の信号（１）に相当し、Ｒ_(1,1)が図２８の１０３ａに示されるＤＢＦ処理後の信号Ｂに相当する。

　図２８の例を用いて本実施の形態の受信ＤＢＦ処理の動作原理を説明する。図２８では、信号（１）’に混在する信号Ｂの小さな成分である信号７０２を、信号Ｂ’に含まれる信号Ｂを用いて打ち消す例を示している。具体的には、信号（１）’、信号Ｂ’に、それぞれ受信ＤＢＦ係数を複素乗算器７２０、７２２により乗算し、乗算後の信号を加算器７２４によりベクトル合成する。これによって、図２８の信号７０５ａに示すように、信号Ｂの小さな成分である信号７０２が信号（１）’から除去される。なお、この干渉除去の過程において、７０５ａの信号（１）が信号７１０に含まれる信号７０５と同振幅、同位相となるように、受信ＤＢＦ係数が設定される。

　同様に、図２８では、信号Ｂ’に混在する信号（１）の小さな成分である信号７０１ａを、信号（１）’に含まれる信号（１）を用いて打ち消す例を示している。具体的には、信号（１）’、信号Ｂ’に、それぞれ受信ＤＢＦ係数を複素乗算器７２１、７２３により乗算した上で、加算器７２５によりベクトル合成する。これによって、図２８の信号１０３ａに示すように、信号（１）の小さな成分である信号７０１ａが信号Ｂから除去される。なお、なお、この干渉除去の過程において、信号１０３ａの信号Ｂが信号７１１に含まれる信号１０３と同振幅、同位相となるように、受信ＤＢＦ係数が設定される。

　これら受信ＤＢＦ係数ｒ_(i,j,k)は、各地上局の位置や、中継衛星の位置を把握している地上の制御局１１０によって計算されて、別回線で中継衛星２００に与えられるシステムとしても良い。その際、制御局１１０は、ＤＢＦ処理前の入力データを部分的に別回線で中継衛星２００から収集し、受信ＤＢＦの係数算出に役立てても良い。

　あるいは、受信ＤＢＦの係数算出を、制御局１１０ではなく中継衛星２００が自ら実施してもよい。この場合、中継衛星２００の演算量は増加するが、地上の制御局１１０で制御される場合と比較して、リアルタイム（迅速）な干渉除去を実現することができる。

　図２９は、受信ＤＢＦ機能および送信ＤＢＦ機能を有する中継装置の構成例を示す図である。図２９では、４ビーム入力、４ビーム出力時の例を示し、受信ＤＢＦ機能、接続部３１、送信ＤＢＦ機能以外の図示は省略している。受信ＤＢＦ機能、接続部３１、送信ＤＢＦ機能以外の構成は実施の形態１と同様である。

　受信ＤＢＦ部８０１は、前記の式（３５）の処理を行う。なお図２９では、接続する信号線の数を減らすため、０番からＪ－１番までの分波後のサブチャネルデータを時分割多重している。これにより、各入力信号Ｄ_(j,k)の数は、ビーム毎に１本の構成となる。同様に出力信号Ｒ_(j,k)の数も、ビーム毎に１本の構成となる。なお、分波後のサブチャネルデータを時分割多重しなくてもよいし、また、時分割多重する場合にも時分割多重の際に多重するサブチャネルの組は図２９の例に限定されない。

　各受信ＤＢＦ用係数乗算部８０２，８０３，８０４，８０５は、ビーム信号Ｄ_(j,k)に対して入力ビーム番号ｋ∈｛０，１，２，３｝単位で、受信ＤＢＦ係数ｒ_(i,j,k)を複素乗算する。また各受信ＤＢＦ用加算部８０６，８０７，８０８，８０９は、出力ビーム番号ｉ∈｛０，１，２，３｝単位で、受信ＤＢＦ係数が乗算された各サブチャネル信号を全てベクトル加算する。

　この一連の受信ＤＢＦ処理によって、干渉成分が除去された各ビームのサブチャネル信号は、実施の形態１と同じ動作を行う接続部３１によって、送信側の合波部に振分けられる。

　送信側も受信側と同様に、送信ＤＢＦ処理によって下りのビームエリア（例えばビームエリア４００、４０２）を近づける際に生じる、地上受信局における同一周波数干渉を緩和することができる。即ち、送信ＤＢＦ処理では、隣接ビームからの同一周波数干渉信号を打ち消すように、予め中継衛星側で、主信号に隣接ビームからの信号を混ぜて送信する。

　図３０は、送信ＤＢＦ処理例と効果を示す図である。図３０（ａ）に示すように、送信ＤＢＦ部８１１は、図３の送信アンテナ４０－１の送信スペクトラムに対して、信号Ｂを用いた干渉除去用の信号９０１を、信号Ａのスペクトラムの周波数干渉部分に加える。なお広帯域信号Ａの干渉除去を行う場合は、更に、信号Ｂを打ち消した後の広帯域信号Ａの周波数対振幅特性や周波数対位相特性が崩れないように計算された受信ＤＢＦ係数が設定される。

　また送信ＤＢＦ部８１１は、図３０（ｂ）に示すように、図３の送信アンテナ４０－２の送信スペクトラムに対して、信号Ａの部分帯域を用いた干渉除去用の信号９０２を、信号Ｂのスペクトラムに加える。

　これにより、図３０（ｃ）に示すように、受信局４０１ではアンテナ４０－２からの信号Ｂがアンテナ４０－１からの信号９０１によって打ち消され、ほぼ元の信号と変わらない広帯域信号Ａを受信することができる。同様に、図３０（ｄ）に示すように、受信局４０３ではアンテナ４０－１からの信号Ａがアンテナ４０－２からの信号９０２によって打ち消され、ほぼ元の信号と変わらない狭帯域信号Ｂを受信することができる。

　ここで送信ＤＢＦ部８１１に入力されるビーム番号をｋ(∈｛０，１，２，…，Ｋ－１｝)、各サブチャネル信号の番号をｊ(∈｛０，１，２，…，Ｊ－１｝)、出力先のビーム番号をｉ(∈｛０，１，２，…，Ｉ－１｝)とし、ベースバンド入力信号をＭ_(j,k)、受信複素ＤＢＦ係数をｗ_(i,j,k)とすると、送信ＤＢＦ処理後のベースバンド信号Ｔ_(i,j)は次の式（３８）で示される。

　図２９に、４入力４出力における送信ＤＢＦ部８１１の構成例についても示している。送信ＤＢＦ部８１１は、前記の式（３８）の処理を行う。なお接続する信号線の数を減らすため、０番からＪ－１番までのサブチャネルデータを時分割多重して、前段の接続部３１から各データを入力している。これにより、各入力信号（ベースバンド入力信号）Ｍ_(j,k)の数は、ビームごとに１本の構成となる。同様に出力信号Ｔ_(j,k)の数も、ビームごとに１本の構成となる。

　各送信ＤＢＦ用係数乗算部８１２，８１３，８１４，８１５は、入力信号Ｍ_(j,k)に対して入力ビーム番号ｋ∈｛０，１，２，３｝単位で、送信ＤＢＦ係数ｗ_(i,j,k)を複素乗算する。また各送信ＤＢＦ用加算部８１６，８１７，８１８，８１９は、出力ビーム番号ｉ∈｛０，１，２，３｝単位で、送信ＤＢＦ係数が乗算された各サブチャネル信号を全てベクトル加算する。

　これら送信ＤＢＦの係数ｗ_(i,j,k)は、受信ＤＢＦの係数ｒ_(i,j,k)と同様、各地上局の位置や、中継衛星の位置を把握している地上の制御局１１０によって計算されて、別回線で中継衛星２００に与えられるシステムとしても良い。または、各地上局で送信ＤＢＦの係数ｗ_(i,j,k)を計算して、計算結果を別回線で、中継衛星２００に与えられるシステムとしても良い。

　なお、以上の例では、受信ＤＢＦと送信ＤＢＦの両方を行う例を示したが、いずれか一方のみを行うようにしてもよい。また、本実施の形態では、隣接する１つのビームエリアからの干渉成分を除去する例を説明したが、同様に２つ以上のビームエリアからの干渉成分を除去するようにしてもよい。

　以上のように、本実施の形態では、受信ＤＢＦ処理、送信ＤＢＦ処理により、近接するビームエリアからの干渉を除去するようにした。このため広帯域な信号を中継する効果に加え、各ビームエリアを近づけても同一周波数の信号が干渉しない、高いアンテナ指向性も実現することができる。これにより、同一周波数の繰返し利用率が向上し、広帯域な信号を中継する効果と合わさって、衛星システムの更なる大容量化を実現することができる。

　なお、本実施の形態では中継衛星への適用例で説明したが、本実施の形態の中継装置は、地上の指向性アンテナを複数有する無線中継機、または無線基地局、無線端末にも同様に適用することで、無線機の広帯域化とともに高いアンテナ指向性を実現することができる。

実施の形態６．
　次に、実施の形態６の中継装置について説明する。実施の形態４では、位相オフセットθ_Cや、各ポート間の経路長差、遅延特性等によって生じる固定的な時間差を補正するために、一旦該当のポートへの中継信号入出力を停止し、スタンバイ状態にした上で実施する例を示した。

　本実施の形態では、受信側のポート間調整に限定されるが、スタンバイ状態とせずに、中継信号を入出力したまま、ＣＷを用いて位相オフセットθ_Cや、固定的な時間差を補正する。これにより、スタンバイ状態に切り替える手間が省けるため、システム運営が容易となる。

　なお、本実施の形態は、受信側のポート間調整の際に有効であるため、例えば、中継衛星上で広帯域信号を復調する場合や、地上局で広帯域信号を復調する場合に適用することができる。

　図３１は、本実施の形態の中継装置の構成例を示す図である。本実施の形態の中継装置の基本的な構成は、図１９と同様であり、図１９の構成例に対して、ＣＷレプリカ生成部７１とＣＷ除去部７０－１，７０－２を追加する。なお、図３１では、追加する部分にかかる構成要素を示しており、これら以外の構成要素は図示を省略している。

　無変調信号生成部６２－２は実施の形態４と同様に、無変調信号を生成する。受信ポート１５－１，１５－２をスタンバイ状態に切り替えずに中継信号が入出力する状態のままとする。無変調信号生成部６２－２により生成された無変調信号は、３６－２によりアップコンバートされ、加算器６３を経由して受信ポート１５－１，１５－２へ入力される。受信側位相時間差検出部６１は、実施の形態４と同様に、２つの受信ポートに入力される無変調信号（ＣＷ波）の位相差や時間差を検出する。具体的には、受信ポート１５－１に入力されＲＰＣ２９－１から受信側位相時間差検出部６１に入力される無変調信号を第１の無変調信号とし、受信ポート１５－２に入力されＲＰＣ２９－２から受信側位相時間差検出部６１に入力される第２の無変調信号とすると、受信側位相時間差検出部６１は、第１の無変調信号と第２の無変調信号に基づいて、受信ポート１５－１，１５－２間の位相差（θ_C）、時間差を検出する。さらに、受信側位相時間差検出部６１は、検出した時間差に基づいて遅延補正値Δτ₂₁を算出する。なお、実際には、受信側位相時間差検出部６１に入力される各信号に受信信号も含まれているが、実施の形態４と同様に、第１の無変調信号と第２の無変調信号の成分の特性（立ち上がり等）を用いて位相差や時間差を検出する。また各検出過程で２つのＣＷの電力（電力情報）も検出する。ＣＷレプリカ生成部（レプリカ生成部）７１は、受信側位相時間差検出部６１で検出した位相差、電力情報および遅延補正値Δτ₂₁に基づいて、受信信号に混在するＣＷ波と位相が１８０度異なり、かつ等電力のＣＷレプリカを生成する。

　生成された各ＣＷレプリカは、ＣＷ除去部（無変調信号除去部）７０－１，７０－２に入力され、遅延器６０－１，６０－２から出力されるＣＷ波が混在した受信ベースバンド信号とベクトル加算される。この際に、ＣＷレプリカ生成部７１は、信号に混在する補正用ＣＷと、ＣＷレプリカのタイミングが揃うように、遅延補正値Δτ₂₁を用いて、遅延器で遅延補正された時間だけ、各ＣＷレプリカのタイミング調整も行う。

　なお、ここでは、入力される信号が２分岐される受信ポート１５－１，１５－２間の位相差等を求める例を説明したが、入力される信号が分岐されない受信ポート間の位相差等を求める場合には、実施の形態４の送信側と同様に２つの無変調信号生成部６２－１，６２－２を用いることができる。

　この一連の処理によって、補正用のＣＷ波は、ＣＷレプリカによって打ち消され、本来の信号中継に必要な受信信号だけが分波部に入力される。したがって、中継信号を入出力したまま、ＣＷを用いて位相差（位相オフセットθ_C）や、固定的な時間差を補正することができる。

　なお、受信側位相時間差検出部６１は、本来の中継信号が混在した状態で、各ＣＷを検出する必要があるため、中継信号が干渉成分として、検出誤差の増加を招く可能性がある。したがって、誤差の増加が懸念される場合は、ＣＷ成分だけを抽出する狭帯域ディジタルフィルタを前段に設けて、中継信号成分を除去してから、実施の形態４で示した時間差、位相差を求める信号処理を実施してもよい。

　以上のように、本発明にかかる中継装置、中継衛星および衛星通信システムは、広帯域信号を中継する中継システムに有用であり、特に、衛星中継システムに適している。

　１０　アップリンク／ダウンリンク周波数変換部、２１－１～２１－Ｎ　受信アンテナ、２２　受信アナログスイッチマトリックス、１２－１～１２－Ｎ，１４－１～１４－Ｎ，２３－１～２３－Ｎ，２７－１～２７－Ｎ，３８－１～３８－Ｎ，５０８，５３１，５３７　バンドパスフィルタ、１３－１～１３－Ｎ，３６－１～３６－Ｎ，５０７，５３０，５３６　ミキサ、２５　ローカル生成部、２６　原振、２８－１～２８－Ｎ，５０９，５３２，５３８　ＡＤ変換器、２９－１～２９－Ｎ　受信位相補正部、３０－１～３０－Ｎ　分波部、３１　接続部、３２－１～３２－Ｎ　合波部、３３－１～３３－Ｎ　送信位相補正部、３４－１～３４－Ｎ　ＤＡ変換器、３５－１～３５－Ｎ，５１２，５３４，５４０，５４９，５５０，５５１，６０２，６１２　ローパスフィルタ、３７　送信アナログスイッチマトリックス、４０－１～４０－Ｎ　送信アンテナ、４１，４１ａ，４１ｂ　ローカル位相差算出部、６０－１，６０－２，６５－１，６５－２　遅延器、６１　受信側位相時間差検出部、６２－１，６２－２　無変調信号生成部（ＣＷ生成部）、６３，５４２，５４３，５４４，５４５　加算器、６４　送信側位相時間差検出部、１００　広帯域ビームエリア、１０２　狭帯域ビームエリア、１０１，１０３，１０４，１０５　送信局、１１０　制御局、２００　中継衛星、２０１　受信部、２０２　送信部、４００，４０２　ビームエリア、４０１，４０３　受信局、５１０，５３３，５３９，５４６，５４７，５４８　直交検波部、５１１　ローカル生成部、５１３，５３５，５４１，５５２，５５３，５５４　リミタ、５１４，５１５，５１６，５０５，５０６　セレクタ、５１７　クロック生成器、５０４－１～５０４－Ｎ　周波数シンセサイザ、６０１，６１１　複素乗算部、６０３，６１３　極座標変換部、６０４，６１４　電力変換部、６０５，６１５　立ち上り差検出部、６１６　自走複素無変調信号生成部、７２０～７２３　複素乗算器、７２４，７２５　加算器、８０２～８０５　受信ＤＢＦ用加算部、８０６～８０９　受信ＤＢＦ用加算部、８１１　送信ＤＢＦ部、８１２～８１５　送信ＤＢＦ用係数乗算部、８１６～８１９　送信ＤＢＦ用加算部。

Claims

　複数の受信処理部と、
　複数の送信処理部と、
　前記受信処理部で処理された信号を、前記送信処理部へ出力する接続部と、
　周波数の異なる２つ以上のローカル信号を生成し、前記ローカル信号をそれぞれ前記受信処理部へ供給するローカル生成部と、
　前記ローカル信号間の位相差を算出し、前記受信処理部へ前記位相差を入力するローカル位相算出部と、
　を備え、
　前記受信処理部は前記位相差に基づいて位相補正を行う受信側位相補正部、を備え、
　前記送信処理部は、前記接続部からの信号を送信処理し、
　前記受信処理部は、処理可能な帯域幅よりも広帯域な広帯域受信信号が入力された場合、受信信号を１つ以上の前記受信処理部で処理することを特徴とする中継装置。
　複数の受信アンテナと、
　複数の送信アンテナと、
　前記受信アンテナで受信した受信信号を１つ以上の前記受信処理部に出力し、前記広帯域受信信号が入力された場合、当該広帯域受信信号を２つ以上の受信処理部に出力する第１のスイッチ部と、
　同一の受信信号に対応する前記分波信号が入力された１つ以上の前記送信処理部によって送信処理が施された信号を同一の前記送信アンテナに出力する第２のスイッチ部と、
　を備え、
　前記接続部は、前記受信処理部により分波された分波信号を前記送信処理部へ出力し、
　前記受信処理部は、前記広帯域受信信号が入力された場合、前記ローカル信号に基づいて入力信号の一部の帯域を抽出し、抽出した分割信号に対して前記受信処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の中継装置。
　無変調信号を生成する無変調信号生成部と、
　前記無変調信号が入力された２つの前記受信処理部を通過した信号に基づいて前記受信処理部間の準固定的な位相差を求める受信側位相差検出部と、
　を備え、
　前記受信側位相補正部は、前記受信側位相時間差検出部により算出された前記位相差に基づいて位相補正を実施することを特徴とする請求項１または２に記載の中継装置。
　前記受信側位相時間差検出部は、さらに、前記無変調信号が入力された２つの前記受信処理部を通過した信号に基づいて前記受信処理部間の時間差を求め、
　前記受信処理部は、前記時間差に基づいて時間遅延を補正することを特徴とする請求項３に記載の中継装置。
　前記送信処理部は、前記位相差に基づいて位相補正を行う送信側位相補正部、を備え、
　前記送信処理部は、前記広帯域受信信号が分波された分波信号が入力された場合、前記送信処理後の入力信号を前記ローカル信号に基づいて周波数変換することを特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載の中継装置。
　複数の受信処理部と、
　複数の送信処理部と、
　前記受信処理部で処理された信号を、前記送信処理部へ出力する接続部と、
　周波数の異なる２つ以上のローカル信号を生成し、前記ローカル信号をそれぞれ前記受信処理部へ供給するローカル生成部と、
　前記ローカル信号間の位相差を算出し、前記送信処理部へ前記位相差を入力するローカル位相算出部と、
　を備え、
　前記送信処理部は、前記位相差に基づいて位相補正を行う送信側位相補正部、を備え、
　前記送信処理部は、処理可能な帯域幅よりも広帯域な信号送信が求められた場合、送信信号を１つ以上の前記送信処理部で処理後、前記ローカル信号に基づいて周波数変換する送信することを特徴とする中継装置。
　複数の受信アンテナと、
　複数の送信アンテナと、
　前記受信アンテナで受信した受信信号を１つ以上の前記受信処理部に出力し、前記受信処理部で処理が可能な帯域幅よりも広帯域の広帯域受信信号が入力された場合、当該広帯域受信信号を２つ以上の受信処理部に出力する第１のスイッチ部と、
　同一の受信信号に対応する前記分波信号が入力された１つ以上の前記送信処理部によって送信処理が施された信号を同一の前記送信アンテナに出力する第２のスイッチ部と、
　を備え、
　前記接続部は、前記受信処理部により分波された分波信号を前記送信処理部へ出力することを特徴とする請求項６に記載の中継装置。
　第１の無変調信号を生成する第１の無変調信号生成部と、
　第２の無変調信号を生成する第２の無変調信号生成部と、
　前記第１の無変調信号が入力された前記送信処理部を通過した信号と前記第２の無変調信号が入力された前記送信処理部を通過した信号とが加算された信号が前記受信処理部を通過した信号に基づいて前記送信処理部間の準固定的な位相差を求める送信位相差検出部と、
　を備え、
　前記送信側位相補正部は、前記送信側位相時間差検出部により算出された前記位相差に基づいて位相補正を実施することを特徴とする請求項５、６または７に記載の中継装置。
　前記送信側位相時間差検出部は、さらに、前記第１の無変調信号が入力された前記送信処理部を通過した信号と前記第２の無変調信号が入力された前記送信処理部を通過した信号とが加算された信号が前記受信処理部を通過した信号に基づいて前記送信処理部間の時間差を求め、
　前記送信処理部は、前記時間差に基づいて時間遅延を補正することを特徴とする請求項８に記載の中継装置。
　前記受信アンテナは、ビームフォーミングにより受信ビームを形成し、
　前記受信アンテナは、ビームフォーミングにより送信ビームを形成し、
　前記受信信号を、同一の受信ビームにより受信した受信信号とし、
　前記第２のスイッチ部は、同一の受信信号に対応する前記分波信号が入力された１つ以上の前記送信処理部によって送信処理が施された信号を同一の送信ビームを形成する前記送信アンテナに出力することを特徴とする請求項１から９のいずれか１つに記載の中継装置。
　前記ローカル位相算出部は、周波数の異なる３つ以上の前記ローカル信号を生成し、
　前記ローカル位相算出部は、
　周波数の隣接する前記ローカル信号間の位相差を隣接位相差として求め、周波数の隣接しない前記ローカル信号間の位相差を前記隣接位相差を加算することにより算出することを特徴とする請求項１から１０のいずれか１つに記載の中継装置。
　前記ローカル位相算出部は、周波数の異なる２つ以上の前記ローカル信号のうちの１つの基準ローカル信号とし、
　前記基準ローカル信号以外の前記ローカル信号を加算する加算器と、
　前記加算器による加算結果と前記基準ローカル信号とを乗算する乗算器と、
　前記乗算器による乗算結果から前記基準ローカル信号以外の前記ローカル信号に対応する帯域の信号をそれぞれ抽出する直交検波部と、
　を備えることを特徴とする請求項１１に記載の中継装置。
　複数の前記受信処理部から出力される信号にそれぞれ係数を乗算し、係数乗算後の信号のうちの２つ以上を加算する受信デジタルビームフォーミング部、
　をさらに備え、
　前記中継部は、前記受信デジタルビームフォーミング部による処理後の信号を前記送信処理部へ出力し、
　前記係数は、主信号を受信したビームエリア以外のビームエリアからの信号を打ち消すように設定されることを特徴とする請求項１から１２のいずれか１つに記載の中継装置。
　複数の前記送信処理部へ出力する信号にそれぞれ係数を乗算し、係数乗算後の信号のうちの２つ以上を加算する送信デジタルビームフォーミング部、
　をさらに備え、
　前記中継部は、入力された信号を、前記送信デジタルビームフォーミング部を介して前記送信処理部へ出力し、
　前記係数は、主信号に対応するビーム以外のビームの送信信号が受信局において打ち消されるように設定されることを特徴とする請求項１から１３のいずれか１つに記載の中継装置。
　無変調信号を生成する無変調信号生成部と、
　前記受信処理部の１つである第１の受信処理部を通過した前記無変調信号である第１の無変調信号と、前記受信処理部の１つである第２の受信処理部を通過した前記無変調信号である第２の無変調信号とに基づいて、前記第１の無変調信号および前記第２の無変調信号の電力と、前記第１の受信処理部と前記第２の受信処理部との間の位相差および時間差とを求める受信側位相差検出部と、
　前記位相差、前記電力および前記時間差に基づいて、前記第１の無変調信号と電力が等しく位相が１８０度異なる第１のレプリカ信号と、前記第２の無変調信号と電力が等しく位相が１８０度異なる第２のレプリカ信号とを生成するレプリカ生成部と、
　前記第１の受信処理部に入力された受信信号と前記第１のレプリカ信号とに基づいて該受信信号から前記第１の無変調信号を除去する第１の無変調信号除去部と、
　前記第２の受信処理部に入力された受信信号と前記第２のレプリカ信号とに基づいて該受信信号から前記第２の無変調信号を除去する第２の無変調信号除去部と、
　を備え、
　前記受信側位相補正部は、前記受信側位相時間差検出部により算出された前記位相差に基づいて位相補正を実施することを特徴とする請求項１または２に記載の中継装置。
　請求項１から１５のいずれか１つに記載の中継装置を備えることを特徴とする中継衛星。
　請求項１６に記載の中継衛星と、
　前記中継衛星で中継された信号を受信する受信局と、
　を備えることを特徴とする衛星通信システム。