WO2012105291A1 - 受信装置、受信方法、通信システムおよび通信方法 - Google Patents

受信装置、受信方法、通信システムおよび通信方法 Download PDF

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WO2012105291A1
WO2012105291A1 PCT/JP2012/050548 JP2012050548W WO2012105291A1 WO 2012105291 A1 WO2012105291 A1 WO 2012105291A1 JP 2012050548 W JP2012050548 W JP 2012050548W WO 2012105291 A1 WO2012105291 A1 WO 2012105291A1
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channel impulse
impulse response
unit
path
estimation
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加藤　勝也
貴司 吉本
良太 山田
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Sharp Corp
Original Assignee
Sharp Corp
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device, a receiving method, a communication system, and a communication method.
  • propagation path estimation is performed by the receiving device in order to grasp the wireless propagation status. Since the receiving apparatus performs demodulation / decoding using the propagation path estimation result, the transmission characteristics are greatly degraded when the propagation path estimation accuracy is lowered. In order to perform highly accurate propagation path estimation, it is necessary to know the statistical properties of the propagation path.
  • the statistical properties of the propagation path include the power of the path constituting the propagation path and the delay time with the path received in advance.
  • FIG. 1 is an example of a channel impulse response that is a propagation path in the time domain, and arrows numbered 100-1 to 100-8 represent paths. Note that 100-4 and 100-5 mean delay times in which there is no substantial path, but here it is assumed that there is also a path with zero power at such a position.
  • Non-Patent Document 1 describes a method for estimating all paths from a preceding path to a path with a delay time determined as propagation path estimation in scattered pilot OFDM. Taking FIG. 1 as an example, for example, paths 100-1 to 100-8 are estimated.
  • the propagation path estimation value includes noise and interference correspondingly, and the estimation accuracy decreases.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus capable of highly accurate propagation path estimation.
  • the receiving apparatus of the present invention includes a propagation path estimation unit that performs propagation path estimation, wherein the propagation path estimation unit calculates a temporary channel impulse response estimation value, and the temporary channel impulse response estimation value.
  • a path extraction unit that extracts a path used for calculating a channel impulse response estimation value, and a channel impulse response estimation unit that calculates a channel impulse response estimation value using the path extracted by the path extraction unit;
  • a frequency response estimator for performing time-frequency conversion on the channel impulse response estimated value and converting it to a frequency response estimated value.
  • the path extraction unit may extract a predetermined number of paths in descending order of power of the temporary channel impulse response estimation value.
  • the propagation path estimation unit may further include a selection unit that selects the best one from two or more channel impulse estimation values.
  • the propagation path estimation unit may include a plurality of the path extraction unit and the channel impulse response estimation unit.
  • the propagation path estimation unit may sequentially repeat the calculation of the channel impulse response estimation value.
  • the path extraction unit may sequentially calculate the channel impulse response estimated value while reducing the number of extracted paths.
  • the path extraction unit may sequentially calculate the channel impulse response estimation value while increasing the number of extraction paths.
  • the propagation path estimation unit may end the estimation process when the channel impulse response estimation value is calculated a predetermined number of times.
  • the selection unit may select the best estimated value using a Bayes information criterion.
  • the accuracy of propagation path estimation can be greatly improved.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a transmission device according to a first embodiment of the present invention. It is a figure which shows the example to which the mapping part a104 maps a pilot symbol and a modulation signal. It is a schematic block diagram which shows the structure of the receiver b1 which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a schematic block diagram which shows the structure of the propagation path estimation part b106. It is the schematic which shows an example of the received signal which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a figure which shows an example of a delay profile.
  • FIG. 2 is a schematic block diagram of the transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the transmission device is a transmission device a1.
  • a transmission device a1 is also called a pilot generation unit a101, a coding unit a102, a modulation unit a103, a mapping unit a104, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit (inverse fast Fourier transform) unit (frequency time conversion unit). ) A105, a GI (Guard Interval) insertion unit a106, a transmission unit a107, and a transmission antenna a108, and transmits an OFDM signal.
  • Pilot generating section a101 generates a pilot symbol in which the receiving apparatus stores in advance the amplitude value of the waveform (or signal sequence thereof) and outputs the pilot symbol to mapping section a104.
  • the receiving device is referred to as a receiving device b1.
  • the receiving apparatus b1 performs propagation path estimation using the pilot symbol as a reference signal.
  • the encoding unit a102 encodes and encodes information bits to be transmitted to the receiving apparatus b1 using an error correction code such as a convolutional code, a turbo code, and an LDPC (Low Density Parity Check) code. Generate bits.
  • the encoding unit a102 outputs the generated encoded bits to the modulating unit a103.
  • the modulation unit a103 modulates the coded bits input from the coding unit a102 using a modulation method such as PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and converts the modulation symbol. Generate. Modulation section a103 outputs the generated modulation symbol to mapping section a104.
  • a modulation method such as PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation
  • the mapping unit a104 maps the pilot symbol input from the pilot generation unit a101 and the modulation symbol input from the modulation unit a103 to a resource (time-frequency band) based on predetermined mapping information.
  • a domain signal is generated, and the generated frequency domain signal is output to IFFT section a105.
  • a resource is a unit in which a modulation symbol is arranged, which is composed of one subcarrier and one FFT section described later in a frame transmitted by the transmission apparatus a1.
  • the mapping information is determined by the transmission device a1, and is notified in advance from the transmission device a1 to the reception device b1.
  • FIG. 3 is an example in which the mapping unit a104 maps pilot symbols and modulated signals.
  • a scattered pilot which is a discrete pilot arrangement, will be described as an example.
  • the present invention is not limited to this and can be applied to other arrangements such as a preamble.
  • the IFFT unit a105 performs frequency-time conversion on the frequency domain signal input from the mapping unit a104 to generate a time domain signal.
  • a time interval of a unit for performing IFFT is referred to as an FFT interval.
  • the IFFT unit a105 outputs the generated time domain signal to the GI insertion unit a106.
  • the GI insertion unit a106 adds a GI for each signal in the FFT section to the time domain signal input from the IFFT unit a105.
  • GI is a known signal using a cyclic prefix (Cyclic Prefix: CP), which is a part of the rear of the signal in the FFT section, zero padding in which the zero section continues, Golay code, or the like.
  • CP Cyclic Prefix
  • the GI insertion unit a106 adds such a signal to the front of the signal in the FFT interval.
  • the FFT interval and the GI time interval (referred to as GI interval) added to the signal in the time interval by the GI insertion unit a106 are collectively referred to as an OFDM symbol interval.
  • a signal in the OFDM symbol section is called an OFDM symbol.
  • the GI insertion unit a106 outputs the signal with the GI added to the transmission unit a107.
  • the GI may be inserted behind the FFT interval.
  • a part of the replica in front of the FFT interval is added behind the signal in the FFT interval.
  • the periodicity may be maintained in the OFDM symbol period, and is not limited to the above.
  • the transmission unit a107 performs digital / analog conversion on the signal input from the GI insertion unit a106, and shapes the converted analog signal.
  • the transmission unit a107 upconverts the waveform-shaped signal from the baseband to the radio frequency band, and transmits the signal from the transmission antenna a108 to the reception device b1.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device b1 according to this embodiment.
  • a receiving device b1 includes a receiving antenna b101, a receiving unit b102, a GI removing unit b103, an FFT unit (also referred to as a time frequency converting unit) b104, a demapping unit b105, and a propagation path estimating unit b106.
  • the reception unit b102 receives the transmission signal transmitted by the transmission device a1 via the reception antenna b101.
  • the receiving unit b102 performs frequency conversion and analog / digital conversion on the received signal.
  • the GI removal unit b103 removes the GI from the reception signal input from the reception unit b102 and outputs the GI to the FFT unit b104.
  • the FFT unit b104 performs time frequency conversion on the time domain signal input from the GI removal unit b103, and outputs the converted frequency domain signal to the demapping unit b105.
  • the demapping unit b105 performs demapping based on the mapping information notified in advance from the transmission device a1, and outputs the received signal of the subcarrier to which the separated pilot symbol is transmitted to the propagation path estimation unit b106. Also, the received signal of the subcarrier transmitted with data is output to demodulation section b107.
  • FIG. 5 is a schematic block diagram showing the configuration of the propagation path estimation unit b106.
  • a propagation path estimation unit b106 includes a temporary channel impulse response estimation unit b106-1, a path extraction unit 106-3, a channel impulse response estimation unit b106-4, a frequency response estimation unit b1-6-5, It is comprised including.
  • Temporary channel impulse response estimation unit b106-1 estimates a frequency response based on the received signal input from demapping unit b105 and a pilot symbol stored in advance, and performs IFFT on the frequency response to estimate the temporary channel impulse response estimation value. Is calculated and output to the path extraction unit b106-3.
  • Path extraction unit b106-3 among the tentative channel impulse response estimation value output from the temporary channel impulse response estimation unit B106-1, N to S path extraction in descending order of power. As a result, the path not selected is set to 0. The result is output to channel impulse response estimation section b106-4.
  • the channel impulse response estimation unit b106-4 estimates the channel impulse response using the path extraction information output from the path extraction unit b106-3 and the temporary channel impulse response estimation value. This operation will be described in detail later.
  • the channel impulse response estimation value is output to the frequency response estimation unit b106-5.
  • the frequency response estimation unit b106-5 performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimation value output from the channel impulse response estimation unit b106-4, and outputs the result to the demodulation unit b107.
  • the propagation path estimation unit b106 uses a pilot symbol stored in advance, and measures noise power in a subcarrier (referred to as pilot subcarrier) in which the pilot symbol is arranged. A specific calculation method will be described later together with the operation principle.
  • the demodulation unit b107 calculates filter coefficients such as ZF (Zero Forcing) standard and MMSE (Minimum Mean Square Error) standard using the frequency response and noise power input from the propagation path estimation unit b106.
  • the demodulator b107 compensates for signal amplitude and phase fluctuations (referred to as propagation path compensation) using the calculated filter coefficients.
  • the demodulator b107 outputs a bit log likelihood ratio (LLR) as a result of the demodulation process to the decoder b108.
  • LLR bit log likelihood ratio
  • the decoding unit b108 for example, performs maximum likelihood decoding (MLD; Maximum Likelihood Decoding), maximum a posteriori probability (MAP), log-MAP, Max- Decoding processing is performed using log-MAP, SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm), or the like.
  • MLD Maximum Likelihood Decoding
  • MAP maximum a posteriori probability
  • log-MAP maximum a posteriori probability
  • Max- Decoding processing is performed using log-MAP, SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm), or the like.
  • FIG. 6 is a schematic diagram illustrating an example of a received signal according to the present embodiment.
  • the maximum delay does not exceed the GI length and there is no interference due to the previous OFDM symbol.
  • the horizontal axis is a time axis, which is a discrete time divided by a predetermined time width.
  • a hatched area with diagonal lines rising diagonally to the right indicates GI.
  • a hatched area with diagonal lines on the upper left represents received signals of the preceding and succeeding OFDM symbols.
  • N is the number of points in the FFT (Fast Fourier Transform) section (also the number of points in the IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) section), and N g is the number of GI points.
  • the number of points is the number of discrete times.
  • the reception signal r i, k of the i-th symbol at the k-th discrete time received by the reception unit b102 is expressed by the following equations (1) and (2).
  • D is the maximum delay time
  • h i d is the complex amplitude in the path of the channel number d of the i-th symbol (referred to as the d-th path)
  • s i, k are the time domain of the i-th symbol k-th discrete time. This is a transmission signal
  • z i, k is noise in the time domain of the i-th symbol.
  • N is the number of points in the FFT interval
  • S i, n is the modulation signal of the i-th symbol of the n-th subcarrier
  • N g is the number of points in the GI interval (see FIG. 6)
  • j is an imaginary unit.
  • a signal R i, n after time-frequency conversion is performed on the received signal r i, k in the FFT section by the FFT unit b104 is expressed by the following equation (3).
  • Z i, n is noise in the n-th subcarrier.
  • H i, n is the frequency response of the i-th symbol and the n-th subcarrier, and is expressed by the following equation (4).
  • the demodulator b107 calculates the demodulated symbol S ′ i, n using the following equation (5).
  • Equation (5) ⁇ z 2 is the power of Z i, n and is expressed as in the following Equation (6).
  • E [X] represents an ensemble average of X. This power can be calculated as in the following equation (7), and the result is used to calculate the demodulated symbol S ′ i, n using equation (5).
  • Equation (7) is an estimated value of ⁇ z 2
  • P i is a set representing pilot subcarriers in the i-th symbol. Note that this is a calculation method using the fact that Equation (7) can be expressed by the following Equation (8) when it is assumed that a sufficient number of arithmetic averages are equal to the ensemble average.
  • This equation is for the case where the power of the pilot signal is normalized to 1 and the power average of the frequency response is normalized to 1. That is, this expression is a case where the following expression (9) is satisfied.
  • the pilot signal power is not 1, an adjustment factor for that amount may be introduced. Further, the normalization of the frequency response is caused by amplitude adjustment when analog-to-digital conversion is performed in the receiving unit b102.
  • the demodulator b107 calculates a bit log likelihood ratio from the demodulated symbol S ′ i, n in Expression (5).
  • An equivalent amplitude gain is used for this calculation process.
  • the bit log likelihood ratio ⁇ is expressed by the following equations (11) and (12) with respect to the equivalent amplitude gain ⁇ i, n of the n-th subcarrier expressed by the following equation (10). ).
  • the equations (11) and (12) are respectively expressed as the bit log likelihood ratios ⁇ (b i, n, 0 ) of the first bit b i, n, 0 and the second bit b i, n, 1 . 0 ), ⁇ (b i, n, 1 ).
  • Temporary channel impulse response estimation section b 106-1 first calculates an estimated value H ′ i, n of the frequency response based on equation (3). Specifically, it estimates like following Formula (13).
  • the signal S i, n of the nth subcarrier needs to be known, but a pilot symbol or the like may be used.
  • n 1 , n 2 ,..., n P pilot subcarriers, frequency response estimation vector
  • n 1 is the lowest subcarrier
  • n 2 is the next subcarrier
  • n 3 is the next subcarrier
  • NP is the number of pilot subcarriers
  • L is an assumed maximum delay time, which may be fixed when the receiving device b1 is developed, or variable at the design stage, and updated when updating the firmware, software, etc. of the receiving device b1. May be equal.
  • Each element of represents a correlation between paths.
  • This is a diagonal matrix of size L + 1 with the value of the average power of the path from 0 to L in the main diagonal element, and represents the delay profile.
  • FIG. 7 is an example of a delay profile, and there is no path at the positions of path numbers 3, 4, 8, and 9.
  • the temporary channel impulse response estimation unit b106-1 performs IFFT on Hi , P shown in Expression (14) as shown in the following Expression (19).
  • reference numerals 801 to 810 denote paths. Compared to FIG. 7, due to the influence of noise and interference, the number and arrangement of pilot signals, etc., it is observed that there are paths such as 804, 805, 809, and 810 even at positions where there are no paths in FIG. 7.
  • the path extractor B106-3 among these paths, N S path selecting a high power order.
  • the value of N S may be previously decided when designing the receiving apparatus b1, in the design phase leave the variable, the reception device b1 firmware, may be equal to update when updating software, etc. .
  • the frequency response estimation unit b106-5 performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimated value obtained by Expression (20), and converts it to a frequency response estimated value for demodulation.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to this embodiment. The operation shown in this figure is processing after the receiving unit b102 in FIG. 4 outputs the received signal to the GI removing unit b103.
  • Step S101 The GI removing unit b103 removes the GI from the received signal. Then, it progresses to step S102.
  • Step S102 The FFT unit b104 performs time-frequency conversion on the signal obtained in Step S101.
  • the demapping unit b105 separates data and pilot from the obtained frequency domain signal. After outputting the received signal of the pilot subcarrier to the propagation path estimation unit b106, the process proceeds to step S103.
  • Step S103 The temporary channel impulse response estimation unit b106-1 in the propagation path estimation unit b106 calculates a temporary channel impulse response estimation value using the received signal of the pilot subcarrier obtained in step S102. After the estimated value is output to the path extraction unit b106-3, the process proceeds to step S104.
  • Step S104 The path extraction unit b106-3 performs path extraction using the temporary channel impulse response estimation value obtained in step S103, and outputs the result to the channel impulse response estimation unit b106-4. Thereafter, the process proceeds to step S105.
  • Step S105 The channel impulse response estimation unit b106-4 calculates a channel impulse response estimation value using the path information obtained in step S104. Thereafter, the process proceeds to step S106.
  • Step S106 The frequency response estimation unit b106-5 performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimated value obtained in Step S105, and converts it to a frequency response estimated value. Thereafter, the process proceeds to step S107.
  • Step S107 The demodulation unit b107 performs a demodulation process using the frequency response estimation value obtained in Step S106. Thereafter, the process proceeds to step S108.
  • Step S108 The decoding unit b108 performs decoding using the demodulation result obtained in step S107. Thereafter, the receiving device b1 ends the operation.
  • the propagation path estimation unit b106 calculates the temporary channel impulse response estimated value by performing IFFT on the frequency response estimated value of the pilot subcarrier, extracts the path with the higher power, A channel impulse response estimation value is calculated using the path information. In this way, the degree of freedom can be used for noise / interference suppression as much as the estimation unnecessary path is not used, and the propagation path estimation accuracy can be improved.
  • the frequency response is estimated using a pilot symbol for each OFDM symbol has been described.
  • interpolation may be performed using a pilot symbol of a nearby OFDM symbol.
  • the pilot subcarrier is located at the lowest subcarrier, the second subcarrier, the second subcarrier,... Locations that are not subcarriers may also be estimated using pilot symbols of OFDM symbols having different times.
  • noise and interference can be reduced by using pilot symbols at different times. In this way, the propagation path estimation accuracy can be further improved. Specifically, when the propagation path fluctuation is not large, an arithmetic average may be performed, or a weighted average may be performed according to the propagation path fluctuation.
  • pilot symbols are used as reference signals used for frequency response estimation.
  • estimation may be performed using determined data. Specifically, this can be realized by feeding back the output of the demodulator b107 or the decoder b108 to the temporary channel impulse response estimator b106-1.
  • the communication system has been described for the case of performing multicarrier signal communication.
  • the present invention is not limited to this, and is also applicable to the case of performing single carrier signal communication using FFT. can do.
  • the calculated channel impulse response estimated value is converted into a frequency response estimated value to perform demodulation processing.
  • the time domain demodulation processing is performed using the channel impulse response estimated value. Also good. For example, when performing the above-described single carrier signal communication, time-domain demodulation can be performed.
  • the transmission device a1 transmits a multicarrier signal or the like that maps pilot symbols in the frequency domain, and the reception device b1 calculates a frequency response estimation value in the pilot subcarrier, and performs IFFT on it. Then, a temporary channel impulse response estimation value was calculated, a path with high power was extracted, and a channel impulse response estimation value was calculated using the path.
  • a method will be described in which the above-described channel impulse response estimation is attempted with a plurality of extraction paths and the optimum one is selected.
  • the transmission device a2 according to the second embodiment of the present invention is the same as the transmission device a1 according to the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • FIG. 10 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device b2 according to the second embodiment of the present invention.
  • the processing of the propagation path estimation unit b206 is different.
  • the functions of other components (receiving antenna b101, receiving unit b102, GI removing unit b103, FFT unit b104, demapping unit b105, demodulating unit b107, decoding unit b108) are the same as those in the first embodiment. .
  • a description of the same functions as those in the first embodiment is omitted.
  • FIG. 11 is a schematic block diagram showing the configuration of the propagation path estimation unit b206.
  • the propagation path estimation unit b206 includes a temporary channel impulse response estimation unit b106-1, path extraction units b206-3-1 to b206-3-M, and channel impulse response estimation units b206-4-1 to b206-4. -M, selection section b206-6, and frequency response estimation section b106-5.
  • the operations of the temporary channel impulse response estimation unit b106-1 and the frequency response estimation unit b106-5 are the same as those of the propagation path estimation unit b106 (FIG. 5) of the first embodiment. A description of the same functions as those in the first embodiment is omitted.
  • the propagation path estimation unit b206 estimates M channel impulse responses. Let N S (m) be the number of extraction paths when estimating the m-th channel impulse response. The estimated number M and the extracted path number N s (m) may be fixed at the stage of development of the receiving device b2, or may be made variable at the design stage, and updated when updating the firmware, software, etc. of the receiving device b2. You may do it.
  • the path extraction unit b206-3-M extracts N s (m) paths in descending order of power from the temporary channel impulse response estimation values output from the temporary channel impulse response estimation unit b106-1.
  • the processing flow of the temporary channel impulse response estimation unit b206-1-M to the channel impulse response estimation unit b206-4-M is the same as that of the temporary channel impulse response estimation unit b106-1 to channel impulse response estimation unit b106 in the first embodiment. -4 (FIG. 5). However, the number of extraction paths is N s (m).
  • the selection unit b206-6 compares the M channel impulse response estimation values estimated by the channel impulse response estimation units b206-4-1 to b206-4-M, selects the best one, and selects the best frequency response estimation unit b106. Output to -5. This process will be described later together with the operation principle.
  • the frequency response estimation unit b106-5 performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimation value output from the selection unit b206-6 to convert it into a frequency response estimation value for demodulation, and outputs it to the demodulation unit b107.
  • the channel impulse response estimation unit b206-4-M outputs the channel impulse response estimation value.
  • the first term is an evaluation value of the error between the temporary channel impulse response and the channel impulse response
  • the second term is a penalty for increasing the number of estimated paths.
  • the equation (21) is an example of an amount indicating an error evaluation value and a goodness due to a penalty, and other criteria such as an AIC including an error evaluation value and a penalty may be used.
  • the selection unit b206-6 selects the channel impulse response estimation value corresponding to m that maximizes f (m).
  • FIG. 12 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to this embodiment. The operation shown in this figure is processing after the reception unit b102 in FIG. 10 outputs the reception signal to the GI removal unit b103.
  • Step S201 The GI removing unit b103 removes the GI from the received signal. Thereafter, the process proceeds to step S202.
  • Step S202 The FFT unit b104 performs time-frequency conversion on the signal obtained in Step S201.
  • the demapping unit b105 separates data and pilot from the obtained frequency domain signal. After outputting the reception signal of the pilot subcarrier to the propagation path estimation unit b206, the process proceeds to step S203.
  • Step S203 The temporary channel impulse response estimation unit b106-1 in the propagation path estimation unit b206 calculates a temporary channel impulse response estimation value using the received signal of the pilot subcarrier obtained in step S202. After the estimated value is output to the path extraction units b206-3-1 to b206-3-M, the process proceeds to step S204.
  • Step S204 The path extraction unit b206-3-M performs path extraction using the temporary channel impulse response estimation value obtained in step S203, and outputs the result to the channel impulse response estimation unit b206-4-M. Thereafter, the process proceeds to step S205.
  • Step S205 The channel impulse response estimation unit b206-4-M calculates a channel impulse response estimated value using the path information obtained in step S204. Thereafter, the process proceeds to step S206.
  • Step S206 The selection unit b206-6 compares the M channel impulse response estimation values obtained in step S205, selects the best one, and outputs it to the frequency response estimation unit b106-5. Thereafter, the process proceeds to step S207.
  • Step S207 The frequency response estimation unit b106-5 performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimation value obtained in Step S206, and converts it to a frequency response estimation value. Thereafter, the process proceeds to step S208.
  • Step S208 The demodulation unit b107 performs demodulation processing using the frequency response estimation value obtained in Step S207. Thereafter, the process proceeds to step S209.
  • Step S209 The decoding unit b108 performs decoding using the demodulation result obtained in step S208. Thereafter, the receiving device b2 ends the operation.
  • the propagation path estimation unit b206 calculates the temporary channel impulse response estimated value by performing IFFT on the frequency response estimated value of the pilot subcarrier, extracts the path with the higher power, A channel impulse response estimation value is calculated using the path information.
  • channel impulse response estimation values obtained by using a plurality of extraction paths are compared, and the best one is selected. In this way, the degree of freedom can be used for noise / interference suppression as much as the estimation unnecessary path is not used, and the propagation path estimation accuracy can be improved.
  • the transmission device a1 transmits a multicarrier signal or the like that maps pilot symbols in the frequency domain, and the reception devices b1 and b2 calculate frequency response estimation values in pilot subcarriers. Then, IFFT is used to calculate a provisional channel impulse response estimated value, and a plurality of processes of extracting a path having a large power among them are performed, and the best one is selected, and the channel using the selected extraction path is selected. Impulse response was calculated. In this embodiment, first, all the paths from the preceding path to the assumed maximum delay time are estimated, and from there, the process of reducing the number of paths is performed. adopt.
  • the transmission apparatus according to the third embodiment of the present invention is the same as the transmission apparatus a1 according to the first embodiment, description thereof is omitted.
  • FIG. 13 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device b3 according to the third embodiment of the present invention.
  • the processing of the propagation path estimation unit b306 is different.
  • the functions of other components (receiving antenna b101, receiving unit b102, GI removing unit b103, FFT unit b104, demapping unit b105, demodulating unit b107, decoding unit b108) are the same as those in the first embodiment. .
  • a description of the same functions as those in the first embodiment is omitted.
  • FIG. 14 is a schematic block diagram showing the configuration of the propagation path estimation unit b306.
  • the operations of the path extracting unit b306-3 and the channel impulse response estimating unit b306-4 are as follows. Differently, a selection unit b306-6 is added.
  • the operations of the temporary channel impulse response estimation unit b106-1 and the frequency response estimation unit b106-5 are the same as those of the propagation path estimation unit b106 (FIG. 5) of the first embodiment. A description of the same functions as those in the first embodiment is omitted.
  • the propagation path estimation unit b306 repeats the operations of the path extraction unit b306-3, the channel impulse response estimation unit b306-4, and the selection unit b306-6 until the best result is obtained.
  • the path extraction unit b306-3 sets the number of first extracted paths from the preceding path to the assumed maximum delay time L. As in the first embodiment, this value may be fixed when the receiving device b3 is developed, or may be changed at the design stage, and updated when the firmware, software, etc. of the receiving device b3 are updated. May be. In iterative process, from the previous extraction path number, the number of reduced N i pass the extracted path number.
  • the channel impulse response estimation unit b306-4 calculates a channel impulse response estimation value based on the path position information output from the path extraction unit b306-3.
  • the selection unit b306-6 performs no operation at the first time, and issues a command to reduce the number of extracted paths to the path extraction unit. Further, the channel impulse response estimation value output from the channel impulse response estimation unit b306-4 is stored. In the iterative process, the channel impulse response estimation value output from the channel impulse response estimation unit b306-4 and the channel impulse response estimation value stored in the selection unit b306-6 are compared based on Expression (21). As a result, if the stored value is better, the estimation process ends here, and the stored channel impulse response estimated value is output to the frequency response estimating unit b106-5. If the stored value is worse, issue an instruction to reduce the number of extracted paths to the path extraction unit, store the channel impulse response estimation value that is the output of the channel impulse response estimation unit b306-4, and continue the iterative process To do.
  • channel impulse response estimation section b306-4 calculates a channel impulse response estimation value based on the path information. Estimate value for k-th trial
  • FIG. 15 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to this embodiment. The operation shown in this figure is a process after the reception unit b102 in FIG. 13 outputs the reception signal to the GI removal unit b103.
  • Step S301 The GI removing unit b103 removes the GI from the received signal. Thereafter, the process proceeds to step S302.
  • Step S302 The FFT unit b104 performs time-frequency conversion on the signal obtained in Step S301.
  • the demapping unit b105 separates data and pilot from the obtained frequency domain signal. After the reception signal of the pilot subcarrier is output to the propagation path estimation unit b106, the process proceeds to step S303.
  • Step S303 The temporary channel impulse response estimation unit b106-1 in the propagation path estimation unit b306 calculates a temporary channel impulse response estimation value using the received signal of the pilot subcarrier obtained in step S302. After the estimated value is output to the path extraction unit b306-3, the process proceeds to step S304.
  • Step S304 The path extraction unit b306-3 performs path extraction using the temporary channel impulse response estimation value obtained in step S303, and outputs the result to the channel impulse response estimation unit b306-4. Thereafter, the process proceeds to step S305.
  • Step S305 The channel impulse response estimation unit b306-4 calculates a channel impulse response estimation value using the path information obtained in step S304. Thereafter, the process proceeds to step S306.
  • Step S306 The selection unit b306-6 compares the channel impulse response estimation value obtained in step S305 with the channel impulse response estimation value stored in the selection unit b306-6. Thereafter, the process proceeds to step S307.
  • Step S307 As a result of Step S306, if the channel impulse response estimated value obtained in Step S305 is better than the channel impulse response estimated value stored in the selecting unit b306-6, the selecting unit b306-6 stores The channel impulse response estimated value being discarded is discarded, and the channel impulse response estimated value obtained in step S305 is stored. In addition, the number of extraction paths of the path extraction unit b306-3 is decreased. Thereafter, the process proceeds to step S305.
  • the channel impulse response estimation value stored in the selection unit b306-6 is output to the frequency response estimation unit b106-5, and the process proceeds to step S308.
  • Step S308 The frequency response estimation unit b106-5 performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimated value obtained in Step S307, and converts it to a frequency response estimated value. Thereafter, the process proceeds to step S309.
  • Step S309 The demodulation unit b107 performs demodulation processing using the channel impulse response estimated value obtained in Step S308. Thereafter, the process proceeds to step S310.
  • Step S310 The decoding unit b108 performs decoding using the demodulation result obtained in step S309. Thereafter, the receiving device b3 ends the operation.
  • the propagation path estimation unit b306 calculates the provisional channel impulse response estimated value by performing the IFFT on the frequency response estimated value of the pilot subcarrier, and from the preceding path to the assumed maximum delay first. Calculate the channel impulse response estimate using all the paths, then repeat the calculation of the channel impulse response estimate with the number of paths reduced, finish the process with the best number of paths, and obtain the best channel impulse response estimate. obtain. In this way, the degree of freedom can be used for noise / interference suppression as much as the estimation unnecessary path is not used, and the propagation path estimation accuracy can be improved. In the present embodiment, since the optimal number of paths can be determined adaptively to the environment, it is possible to cope with changes in the environment at a high level.
  • the method of sequentially repeating the calculation of the channel impulse response estimation value while reducing the number of extraction paths has been described.
  • the number may be increased from a small number.
  • the channel impulse response estimation value is calculated with a small number of extracted paths, and the number of extracted paths is increased in the process of being repeated thereafter.
  • the method for sequentially repeating the calculation of the channel impulse response estimation value while reducing the number of extraction paths has been described.
  • the method may be stopped halfway.
  • the maximum number of repetitions is determined in advance, and when that number is reached, the process proceeds to step S308 regardless of the result of step S307.
  • a part of the transmission device a1 and the reception devices b1 to b3, for example, the propagation path estimation unit b106 and the demodulation unit b107 in the above-described embodiment may be realized by a computer.
  • the program for realizing the control function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium may be read into the computer system and executed.
  • the “computer system” here is a computer system built in the transmission device a1 or the reception devices b1 to b3, and includes an OS and hardware such as peripheral devices.
  • the “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, and a CD-ROM, and a hard disk built in the computer system.
  • the “computer-readable recording medium” is a medium that dynamically holds a program for a short time, such as a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line,
  • a volatile memory inside a computer system that serves as a server or a client may be included that holds a program for a certain period of time.
  • the program may be a program for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system.
  • a part or all of the transmission device a1 and the reception devices b1 to b3 in the above-described embodiment may be realized as an integrated circuit such as an LSI (Large Scale Integration).
  • LSI Large Scale Integration
  • Each functional block of the transmission device a1 and the reception devices b1 to b3 may be individually made into a processor, or a part or all of them may be integrated into a processor.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. Further, in the case where an integrated circuit technology that replaces LSI appears due to progress in semiconductor technology, an integrated circuit based on the technology may be used.
  • a1 Transmitting device a101 Pilot generating unit a102 Encoding unit a103 Modulating unit a104 Mapping unit a105 IFFT unit a106 GI inserting unit a107 Transmitting / receiving unit a108 Transmitting antenna b1, b2, b3 Receiving device b101 Receiving antenna b102 Receiving unit b103 GI removing unit b104 FFT unit b105 Demapping unit b106, b206, b306 Propagation path estimation unit b107 Demodulation unit b108 Decoding unit b106-1 Temporary channel impulse response estimation unit b106-3, b206-3-1 to b206-3-M, b306-3 Path extraction unit b106 -4, b206-4-1 to b206-4-M, b306-4 Channel impulse response estimator b106-5 Frequency response estimator b206-6, b306-6 Selector All publications cited in this specification, Patents and patents issued As it is intended to incorporate herein by reference.

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Abstract

伝搬路推定を行う伝搬路推定部（ｂ１０６）を備え、前記伝搬路推定部は、仮チャネルインパルス応答推定値を算出する仮チャネルインパルス応答推定部（ｂ１０６－１）と、前記仮チャネルインパルス応答推定値を構成するパスのうち、チャネルインパルス応答推定値の算出に用いるパスを抽出するパス抽出部（ｂ１０６－３）と、前記パス抽出部が抽出したパスを用いて前記チャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定部（ｂ１０６－４）と前記チャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する周波数応答推定部（ｂ１０６－５）とを備える。これにより高精度な伝搬路推定が可能な受信装置を提供することができる。

Description

受信装置、受信方法、通信システムおよび通信方法
　本発明は、受信装置、受信方法、通信システムおよび通信方法に関する。
　無線通信の分野では、受信装置で無線伝搬状況を把握するために伝搬路推定を行っている。受信装置は伝搬路推定結果を用いて復調・復号を行うため、伝搬路推定精度が低下すると、伝送特性が大きく劣化する。高精度な伝搬路推定を行うためには、伝搬路の統計的性質を知っている必要がある。伝搬路の統計的性質には、伝搬路を構成するパスの電力や、先行して受信されるパスとの遅延時間といったものがある。図１は、時間領域の伝搬路であるチャネルインパルス応答の一例であり、１００－１～１００－８で番号付けされた矢印がパスを表す。なお、１００－４と１００－５は、実質パスの存在しない遅延時間を意味するが、ここではそのような位置も電力０のパスがあるものとする。
　非特許文献１には、スキャッタード・パイロットＯＦＤＭにおける伝搬路推定として、先行パスから決められた遅延時間のパスまでのパスをすべて推定する方法が記載されている。図１を例にすると、例えば、パス１００－１～１００－８までを推定する。
Ｓ．Ｓｕｙａｍａ、Ｍ．Ｉｔｏ、Ｋ．Ｆｕｋａｗａ、Ｈ．Ｓｕｚｕｋｉ、「Ａ　Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ　ＯＦＤＭ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ　Ｔｕｒｂｏ　ＩＣＩ　Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ　ｉｎ　Ｆａｓｔ　Ｆａｄｉｎｇ　Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」、ＩＥＩＣＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、Ｖｏｌ．Ｅ８８－Ｂ、Ｎｏ．１、２００５年１月
　しかしながら、非特許文献１の方法では、伝搬路推定に不要なパスも推定しているため、伝搬路推定値にはその分だけ雑音、干渉が含まれ、推定精度が低下する。本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、高精度な伝搬路推定が可能な受信装置を提供することにある。
　本発明の受信装置は、伝搬路推定を行う伝搬路推定部を備え、前記伝搬路推定部は、仮チャネルインパルス応答推定値を算出する仮チャネルインパルス応答推定部と、前記仮チャネルインパルス応答推定値を構成するパスのうち、チャネルインパルス応答推定値の算出に用いるパスを抽出するパス抽出部と、前記パス抽出部が抽出したパスを用いてチャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定部と、前記チャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する周波数応答推定部とを備えることを特徴とする。
　前記パス抽出部は、前記仮チャネルインパルス応答推定値の電力の大きい順に事前に定められた数のパスを抽出するようにしてもよい。
　前記伝搬路推定部は、２つ以上の前記チャネルインパルス推定値から最良のものを選択する選択部をさらに備えてもよい。
　前記伝搬路推定部は、前記パス抽出部と前記チャネルインパルス応答推定部とを複数備えてもよい。
　前記伝搬路推定部は、前記チャネルインパルス応答推定値の算出を逐次的に繰り返すようにしてもよい。
　前記パス抽出部は、抽出パス数を減らしながら逐次的に前記チャネルインパルス応答推定値を算出していくようにしてもよい。
　前記パス抽出部は、抽出パス数を増やしながら逐次的に前記チャネルインパルス応答推定値を算出していくようにしてもよい。
　前記伝搬路推定部は、事前に決められた回数の前記チャネルインパルス応答推定値の算出を行った場合、推定処理を終了するようにしてもよい。
　前記選択部は、ベイズ情報量基準を用いて最良の推定値を選択するようにしてもよい。
　本明細書は本願の優先権の基礎である日本国特許出願２０１１－０２１５２８号の明細書および／または図面に記載される内容を包含する。
　本発明によれば、伝搬路推定の精度を大きく向上することができる。
時間領域の伝搬路であるチャネルインパルス応答の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略ブロック図である。 マッピング部ａ１０４がパイロットシンボルと変調信号をマッピングする例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ１０６の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。 遅延プロファイルの一例を示す図である。 仮チャネルインパルス応答推定値を構成するパスを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ２０６の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ３０６の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。
（第１の実施形態）
　図２は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略ブロック図である。以下、本実施形態では、送信装置を送信装置ａ１とする。この図において、送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１と、符号部ａ１０２と、変調部ａ１０３と、マッピング部ａ１０４と、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部（周波数時間変換部とも呼ぶ）ａ１０５と、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）挿入部ａ１０６と、送信部ａ１０７と、送信アンテナａ１０８とを含んで構成され、ＯＦＤＭ信号を送信する。
　パイロット生成部ａ１０１は、受信装置がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロットシンボルを生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。なお、以下、本実施形態では、受信装置を受信装置ｂ１とする。受信装置ｂ１では、パイロットシンボルを参照信号として伝搬路推定を行う。
　符号部ａ１０２は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して、畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。
　変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：位相変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。
　マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロットシンボルと、変調部ａ１０３から入力された変調シンボルとを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソース（時間－周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。なお、リソースとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて1つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置ａ１が決定し、送信装置ａ１から受信装置ｂ１へ予め通知される。図３は、マッピング部ａ１０４がパイロットシンボルと変調信号をマッピングする例である。なお、本実施形態では離散的なパイロット配置であるスキャッタード・パイロットを例に説明するが、本発明はこれに限らず、プリアンブルなどその他の配置でも適用可能である。
　ＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数－時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。
　ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にＧＩを付加する。ここで、ＧＩとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであるサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）やゼロ区間が続くゼロパディング、Ｇｏｌａｙ符号等を用いた既知信号等であり、ＧＩ挿入部ａ１０６は、このような信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
　なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したＧＩの時間区間（ＧＩ区間という）とを併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＧＩを付加した信号を送信部ａ１０７に出力する。
　なお、ＧＩをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。例えば、サイクリックプレフィックスを用いる場合、ＦＦＴ区間の前方の一部の複製をＦＦＴ区間の信号の後方に付加する。また、サイクリックプレフィックスの場合は、ＯＦＤＭシンボル区間で周期性が保たれるようにすればよく、前記の限りではない。
　送信部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ１０７は、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１０８から受信装置ｂ１へ送信する。
　図４は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ１は、受信アンテナｂ１０１と、受信部ｂ１０２と、ＧＩ除去部ｂ１０３と、ＦＦＴ部（時間周波数変換部とも呼ぶ）ｂ１０４と、デマッピング部ｂ１０５と、伝搬路推定部ｂ１０６と、復調部ｂ１０７と、復号部ｂ１０８とを含んで構成される。
　受信部ｂ１０２は、送信装置ａ１が送信した送信信号を、受信アンテナｂ１０１を介して受信する。受信部ｂ１０２は、受信した信号に対して、周波数変換およびアナログ・デジタル変換を行う。
　ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号からＧＩを除去し、ＦＦＴ部ｂ１０４へ出力する。
　ＦＦＴ部ｂ１０４は、ＧＩ除去部ｂ１０３から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号をデマッピング部ｂ１０５へ出力する。
　デマッピング部ｂ１０５は、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、分離されたパイロットシンボルが送信されたサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６に出力する。また、データ送信されたサブキャリアの受信信号を復調部ｂ１０７に出力する。
　図５は、伝搬路推定部ｂ１０６の構成を示す概略ブロック図である。この図において、伝搬路推定部ｂ１０６は、仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１と、パス抽出部１０６－３と、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４と、周波数応答推定部ｂ１－６－５とを含んで構成される。
　仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１は、デマッピング部ｂ１０５から入力された受信信号と、予め記憶するパイロットシンボルとに基づいて周波数応答を推定し、それにＩＦＦＴを施すことで仮チャネルインパルス応答推定値を算出し、パス抽出部ｂ１０６－３に出力する。
　パス抽出部ｂ１０６－３は、仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１から出力された仮チャネルインパルス応答推定値のうち、電力の高い順にＮＳパス抽出する。この結果、選ばれなかったパスは０にする。結果をチャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４に出力する。
　チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４は、パス抽出部ｂ１０６－３から出力されたパス抽出情報と仮チャネルインパルス応答推定値とを用いてチャネルインパルス応答を推定する。この動作は詳しく後述する。チャネルインパルス応答推定値を周波数応答推定部ｂ１０６－５に出力する。
　周波数応答推定部ｂ１０６－５は、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４から出力されたチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、復調部ｂ１０７に出力する。
　また、伝搬路推定部ｂ１０６は、予め記憶するパイロットシンボルを用い、パイロットシンボルが配置されるサブキャリア（パイロットサブキャリアという）において、雑音電力を測定する。具体的な算出方法は、動作原理と合わせて後述する。
　復調部ｂ１０７は、伝搬路推定部ｂ１０６から入力された周波数応答および雑音電力を用いて、ＺＦ（Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）基準等のフィルタ係数を算出する。復調部ｂ１０７は、算出したフィルタ係数を用いて、信号の振幅と位相の変動の補償（伝搬路補償という）を行う。
　復調部ｂ１０７は、復調処理の結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ；Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を復号部ｂ１０８に出力する。
　復号部ｂ１０８は、復調部ｂ１０７から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法（ＭＬＤ；Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）、最大事後確率（ＭＡＰ；Ｍａｘｉｍｕｍ　Ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ　Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）、ｌｏｇ－ＭＡＰ、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ　Ｏｕｔｐｕｔ　Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）等を用いて復号処理を行う。
　図６は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図において、最大遅延はＧＩ長を超えず、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉は無い。
　この図において、横軸は時間軸であり、予め定めた時間幅で区切られた離散時刻である。この図において、右斜め上がりの斜線でハッチングした領域はＧＩを示す。また、左斜め上の斜線でハッチングした領域は前後のＯＦＤＭシンボルの受信信号を表す。
　また、ＮはＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；フーリエ変換）区間のポイント数（ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；逆フーリエ変換）区間のポイント数でもある）、ＮｇはＧＩのポイント数である。ここで、ポイント数とは離散時刻の数である。
＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ１の動作原理について、図４を参照しながら説明する。
　受信部ｂ１０２が受信した第ｋ離散時刻の第ｉシンボルの受信信号ｒｉ，ｋは、次式（１）、（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｄは最大遅延時間、ｈｉ，ｄは第ｉシンボルの伝搬路番号ｄのパス（第ｄパスという）における複素振幅、ｓｉ，ｋは第ｉシンボル第ｋ離散時刻の時間領域の送信信号であり、ｚｉ，ｋは第ｉシンボルの時間領域の雑音である。また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓｉ，ｎは第ｎサブキャリアの第ｉシンボルの変調信号、ＮｇはＧＩ区間のポイント数（図６参照）、ｊは虚数単位である。なお、ｄ＝０～Ｄの複素振幅をまとめて、チャネルインパルス応答という。
　ＦＦＴ区間の受信信号ｒｉ，ｋに対して、ＦＦＴ部ｂ１０４にて、時間周波数変換を行った後の信号Ｒｉ，ｎは、次式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、Ｚｉ，ｎは第ｎサブキャリアにおける雑音である。また、Ｈｉ，ｎは、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの周波数応答であり、次式（４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここでは、推定値が得られているものとして、受信装置ｂ１の残りの機能を説明する。復調部ｂ１０７は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、復調シンボルＳ’ｉ，ｎを次式（５）を用いて算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、Ｙ＊は、Ｙの複素共役であることを示す。また、式（５）において、σｚ ２はＺｉ，ｎの電力であり、次式（６）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、Ｅ［Ｘ］は、Ｘのアンサンブル平均を示す。なお、この電力は次式（７）のように計算することができ、その結果を式（５）を用いて復調シンボルＳ’ｉ，ｎを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、σｚ’２はσｚ ２の推定値であり、Ｐｉは第ｉシンボルにおいてパイロットサブキャリアを表す集合である。なお、これは十分な数の算術平均がアンサンブル平均に等しいと仮定した場合、式（７）が次式（８）のようにできることを利用した算出法である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　この式は、パイロット信号の電力が１に正規化され、周波数応答の電力平均が１に正規化される場合のものである。すなわち、この式は次式（９）が満たされる場合のものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　なお、パイロット信号の電力が１でない場合は、その分の調整係数を導入すればよい。また、周波数応答の正規化は、受信部ｂ１０２にてアナログ－デジタル変換されるときの振幅調整に起因する。
　復調部ｂ１０７は、式（５）の復調シンボルＳ’ｉ，ｎからビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（１０）で表される第ｎサブキャリアの等価振幅利得μｉ，ｎに対して、ビット対数尤度比λは、次式（１１）、（１２）で表される。ここで、式（１１）、（１２）は、それぞれ１ビット目のビットｂｉ，ｎ，０、２ビット目のビットｂｉ，ｎ，１のビット対数尤度比λ（ｂｉ，ｎ，０）、λ（ｂｉ，ｎ，１）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　次に伝搬路推定の動作を説明する。仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１は、まず、式（３）に基づいて周波数応答の推定値Ｈ’ｉ，ｎを算出する。具体的には、次式（１３）のように推定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　これを行うためには、第ｎサブキャリアの信号Ｓｉ，ｎが既知である必要があるが、パイロットシンボル等を用いればよい。
　ここで、周波数応答の推定値からチャネルインパルス応答を推定する方法について説明する。ｎ１、ｎ２、・・・、ｎＰをパイロットサブキャリアとして、周波数応答推定ベクトル
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
を次式（１４）のように定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ただし、太字はベクトル又は行列を表し、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
は
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
の転置を表す。なお、例えば図３における最初のＯＦＤＭシンボルを考えると、ｎ１は一番低いサブキャリア、ｎ２はそれより２つ先のサブキャリア、ｎ３はさらに２つ先のサブキャリア、・・・、ということになる。このとき、ＭＭＳＥによりチャネルインパルス応答推定ベクトル
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
は、次式（１５）、（１６）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ただし、ＮＰはパイロットサブキャリア数であり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
はサイズｘの単位行列である。また、Ｌは想定する最大遅延時間であり、受信装置ｂ１を開発した段階で固定してもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。なお、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
の各要素はパス間の相関を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
は次式（１８）のような仮定を置くことが多い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　これは、主対角要素に０～Ｌまでのパスの平均電力の値を持つサイズＬ＋１の対角行列であり、遅延プロファイルを表す。図７は、遅延プロファイルの一例であり、パス番号３、４、８、９の位置にはパスは存在しない。
　実際にはこのような
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
が未知であるので、別の方法で推定する。具体的に、仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１において、式（１４）で示すＨｉ，Ｐに対して次式（１９）のようにＩＦＦＴを行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
は仮チャネルインパルス応答推定値であり、図８のようになる。図８において、８０１～８１０はパスを表す。図７と比較すると、雑音および干渉の影響や、パイロット信号の数および配置等により、図７ではパスの無い位置においても８０４、８０５、８０９、８１０のようにパスがあるように観測される。パス抽出部ｂ１０６－３では、これらパスのうち、電力の高い順にＮＳパス選択する。ＮＳの値は、受信装置ｂ１を設計したときに決めておいてもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。
　次に、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４の動作を説明する。ここでは、図８において、ＮＳ＝７として説明する。選ばれるパスは８０１～８０３、８０５～８０８である。式（１５）により、チャネルインパルス応答の推定ベクトル
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
は次式（２０）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　ただし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
は式（１８）において、σ０ ２＝σ１ ２＝σ２ ２＝σ４ ２＝σ５ ２＝σ６ ２＝σ７ ２＝α、σ３ ２＝σ８ ２＝σ９ ２＝０とした行列である。なお、必ずしも式（２０）の通りに計算する必要はなく、逆行列の補助定理を用いて計算量を削減してもよい。
　次に周波数応答推定部ｂ１０６－５は、式（２０）で得られるチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、復調用の周波数応答推定値に変換する。
＜受信装置ｂ１の動作について＞
　図９は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図４の受信部ｂ１０２が受信信号をＧＩ除去部ｂ１０３に出力した後の処理である。
　（ステップＳ１０１）ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ１０２へ進む。
　（ステップＳ１０２）ＦＦＴ部ｂ１０４は、ステップＳ１０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０５は、得られた周波数領域の信号から、データとパイロットを分離する。パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６に出力した後、ステップＳ１０３へ進む。
　（ステップＳ１０３）伝搬路推定部ｂ１０６における仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１は、ステップＳ１０２で得られるパイロットサブキャリアの受信信号を用いて仮チャネルインパルス応答推定値を算出する。推定値をパス抽出部ｂ１０６－３に出力した後、ステップＳ１０４へ進む。
　（ステップＳ１０４）パス抽出部ｂ１０６－３は、ステップＳ１０３で得られた仮チャネルインパルス応答推定値を用いてパス抽出を行い、結果をチャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４に出力する。その後、ステップＳ１０５に進む。
　（ステップＳ１０５）チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４は、ステップＳ１０４で得られるパス情報を用いてチャネルインパルス応答推定値を算出する。その後、ステップＳ１０６へ進む。
　（ステップＳ１０６）周波数応答推定部ｂ１０６－５は、ステップＳ１０５で得られたチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する。その後、ステップＳ１０７に進む。
　（ステップＳ１０７）復調部ｂ１０７は、ステップＳ１０６で得られる周波数応答推定値を用い、復調処理を行う。その後、ステップＳ１０８へ進む。
　（ステップＳ１０８）復号部ｂ１０８は、ステップＳ１０７で得られる復調結果を用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ１は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ１０６は、パイロットサブキャリアの周波数応答推定値をＩＦＦＴして仮チャネルインパルス応答推定値を算出し、そのうち電力の高いパスを抽出し、そのパス情報を用いてチャネルインパルス応答推定値を算出する。このようにすると推定不要のパスを使わなかった分、自由度を雑音・干渉の抑圧に用いることができ、伝搬路推定精度を向上させることができる。
　なお、上記第１の実施形態において、ＯＦＤＭシンボル毎にパイロットシンボルを用いて周波数応答を推定する場合について説明したが、近傍のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて補間してもよい。例えば、図３の最初のＯＦＤＭシンボルにおいては、パイロットサブキャリアの位置は一番低いサブキャリア、２つ先のサブキャリア、さらに２つ先のサブキャリア、・・・、となっているが、パイロットサブキャリアでない場所についても時刻の異なるＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて推定してもよい。また、パイロットシンボルのあるサブキャリアに関しても、異なる時刻のパイロットシンボルを用いることで、雑音・干渉を低減することができる。このようにすることで、伝搬路推定精度をさらに改善できる。具体的には、伝搬路変動が大きくない場合には算術平均を行ってもよいし、伝搬路変動に合わせて重み付け平均を行ってもよい。
　なお、上記第１の実施形態において、周波数応答の推定に用いる参照信号として、パイロットシンボルを用いて行う場合について説明したが、判定したデータを用いて推定してもよい。具体的には、復調部ｂ１０７又は復号部ｂ１０８の出力を仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１にフィードバックすること等で実現できる。
　なお、上記第１の実施形態において、通信システムはマルチキャリア信号の通信を行う場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＦＴを用いてシングルキャリア信号の通信を行う場合にも、適用することができる。
　なお、上記第１の実施形態において、算出したチャネルインパルス応答推定値を周波数応答推定値に変換して復調処理を行っているが、チャネルインパルス応答推定値を用いて時間領域の復調処理を行ってもよい。例えば、上述のシングルキャリア信号の通信を行う場合、時間領域の復調を行うことができる。
（第２の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。前記第１の実施形態では、送信装置ａ１がパイロットシンボルを周波数領域にマッピングするマルチキャリア信号等を送信し、受信装置ｂ１が、パイロットサブキャリアにおいて周波数応答推定値を算出し、それをＩＦＦＴすることで仮チャネルインパルス応答推定値を算出し、そのうち電力の大きいパスを抽出し、そのパスを用いてチャネルインパルス応答推定値を算出した。本実施形態では、抽出パス数を複数で上記のチャネルインパルス応答推定を試行し、最適なものを選択する方法について説明する。
　本発明の第２の実施形態に係る送信装置ａ２は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１と同一であるため、説明を省略する。
　図１０は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ２（図１０）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１（図４）とを比較すると、伝搬路推定部ｂ２０６の処理が異なる。しかし、その他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、ＧＩ除去部ｂ１０３、ＦＦＴ部ｂ１０４、デマッピング部ｂ１０５、復調部ｂ１０７、復号部ｂ１０８）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
　図１１は、伝搬路推定部ｂ２０６の構成を示す概略ブロック図である。この図において、伝搬路推定部ｂ２０６は、仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１、パス抽出部ｂ２０６－３－１～ｂ２０６－３－Ｍ、チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６－４－１～ｂ２０６－４－Ｍ、選択部ｂ２０６－６、周波数応答推定部ｂ１０６－５から構成される。仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１と周波数応答推定部ｂ１０６－５の動作は、第１の実施形態の伝搬路推定部ｂ１０６（図５）と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
　伝搬路推定部ｂ２０６は、Ｍ通りのチャネルインパルス応答を推定する。ｍ番目のチャネルインパルス応答を推定する際の抽出パス数をＮＳ（ｍ）とする。推定数Ｍと抽出パス数Ｎｓ（ｍ）は受信装置ｂ２を開発した段階で固定にしてもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ２のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。
　パス抽出部ｂ２０６－３－Ｍは、仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１から出力される仮チャネルインパルス応答推定値のうち、電力の高い順にＮｓ（ｍ）パス抽出する。
　仮チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６－１－Ｍ～チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６－４－Ｍの処理の流れは、第１の実施形態における仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１～チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－４まで（図５）と同様である。ただし、抽出パス数はＮｓ（ｍ）である。
　選択部ｂ２０６－６は、チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６－４－１～ｂ２０６－４－Ｍで推定されたＭ個のチャネルインパルス応答推定値を比較し、最も良いものを選んで周波数応答推定部ｂ１０６－５に出力する。この処理は動作原理と併せて後述する。
　周波数応答推定部ｂ１０６－５は、選択部ｂ２０６－６から出力されるチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施して復調用の周波数応答推定値に変換し、復調部ｂ１０７に出力する。
＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ２の伝搬路推定部ｂ２０６の動作原理について、図１１を参照しながら説明する。
　チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６－４－Ｍが出力するチャネルインパルス応答推定値を
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
とする。選択部ｂ２０６－６は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
と仮チャネルインパルス応答推定ベクトル
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
と抽出パス数Ｎｓ（ｍ）を用いて最良の推定値を示すｍを選択する。ここでは、その比較にＢＩＣ（ベイズ情報量基準；Ｂａｙｅｓｉａｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）を用いる場合について説明する。
　ｍ番目の推定値に対するＢＩＣの値ｆ（ｍ）は次式（２１）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　第１項は、仮チャネルインパルス応答とチャネルインパルス応答との誤差の評価値であり、第２項は推定パス数が多くなることへのペナルティである。なお、式（２１）は誤差の評価値とペナルティによる良さを示す量の一例であり、誤差の評価値とペナルティからなるＡＩＣ等の他の基準を用いてもよい。
　選択部ｂ２０６－６は、ｆ（ｍ）を最大にするｍに対応するチャネルインパルス応答推定値
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
を周波数応答推定部ｂ１０６－５に出力する。
＜受信装置ｂ２の動作について＞
　図１２は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１０の受信部ｂ１０２が受信信号をＧＩ除去部ｂ１０３に出力した後の処理である。
　（ステップＳ２０１）ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ２０２へ進む。
　（ステップＳ２０２）ＦＦＴ部ｂ１０４は、ステップＳ２０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０５は、得られた周波数領域の信号から、データとパイロットを分離する。パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ２０６に出力した後、ステップＳ２０３へ進む。
　（ステップＳ２０３）伝搬路推定部ｂ２０６における仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１は、ステップＳ２０２で得られるパイロットサブキャリアの受信信号を用いて仮チャネルインパルス応答推定値を算出する。推定値をパス抽出部ｂ２０６－３－１～ｂ２０６－３－Ｍに出力した後、ステップＳ２０４へ進む。
　（ステップＳ２０４）パス抽出部ｂ２０６－３－Ｍは、ステップＳ２０３で得られる仮チャネルインパルス応答推定値を用いてパス抽出を行い、結果をチャネルインパルス応答推定部ｂ２０６－４－Ｍに出力する。その後、ステップＳ２０５に進む。
　（ステップＳ２０５）チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６－４－Ｍは、ステップＳ２０４で得られるパス情報を用いてチャネルインパルス応答推定値を算出する。その後、ステップＳ２０６に進む。
　（ステップＳ２０６）選択部ｂ２０６－６は、ステップＳ２０５で得られるＭ通りのチャネルインパルス応答推定値を比較し、最良のものを選択して周波数応答推定部ｂ１０６－５に出力する。その後、ステップＳ２０７に進む。
　（ステップＳ２０７）周波数応答推定部ｂ１０６－５は、ステップＳ２０６で得られるチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する。その後、ステップＳ２０８へ進む。
　（ステップＳ２０８）復調部ｂ１０７は、ステップＳ２０７で得られる周波数応答推定値を用い、復調処理を行う。その後、ステップＳ２０９へ進む。
　（ステップＳ２０９）復号部ｂ１０８は、ステップＳ２０８で得られる復調結果を用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ２は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ２０６は、パイロットサブキャリアの周波数応答推定値をＩＦＦＴして仮チャネルインパルス応答推定値を算出し、そのうち電力の高いパスを抽出し、そのパス情報を用いてチャネルインパルス応答推定値を算出する。また、複数の抽出パス数を用いて得られるチャネルインパルス応答推定値を比較し、最良のものを選択する。このようにすると推定不要のパスを使わなかった分、自由度を雑音・干渉の抑圧に用いることができ、伝搬路推定精度を向上させることができる。本実施形態においては、複数の抽出パス数で考慮するため、環境の変化にも対応できる。
　なお、上記の説明では、図１１のようにＭ種類のパス抽出処理を並列に動作させるものとして説明したが、直列にして順番に処理するようにしてもよい。
（第３の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。前記第２の実施形態の伝搬路推定部では、送信装置ａ１がパイロットシンボルを周波数領域にマッピングするマルチキャリア信号等を送信し、受信装置ｂ１およびｂ２が、パイロットサブキャリアにおいて周波数応答推定値を算出し、それをＩＦＦＴすることで仮チャネルインパルス応答推定値を算出し、そのうち電力の大きいパスを抽出するという処理を複数行い、その中で最良のものを選び、選ばれた抽出パスを用いてチャネルインパルス応答を算出した。本実施形態では、まず、先行パスから想定する最大遅延時間までのパスをすべて推定し、そこからパス数を減らす処理を行って、その方がよいという結果が出れば減らした方を抽出パスとして採用する。
　本発明の第３の実施形態に係る送信装置は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１と同一であるため、説明を省略する。
　図１３は、本発明の第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ３（図１３）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１（図４）とを比較すると、伝搬路推定部ｂ３０６の処理が異なる。しかし、その他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、ＧＩ除去部ｂ１０３、ＦＦＴ部ｂ１０４、デマッピング部ｂ１０５、復調部ｂ１０７、復号部ｂ１０８）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
　図１４は、伝搬路推定部ｂ３０６の構成を示す概略ブロック図である。受信装置ｂ３における伝搬路推定部ｂ３０６（図１４）と受信装置ｂ１における伝搬路推定部ｂ１０６（図５）とを比較すると、パス抽出部ｂ３０６－３とチャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４の動作が異なり、選択部ｂ３０６－６が追加されている。仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１と周波数応答推定部ｂ１０６－５の動作は、第１の実施形態の伝搬路推定部ｂ１０６（図５）と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
　伝搬路推定部ｂ３０６では、パス抽出部ｂ３０６－３、チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４、選択部ｂ３０６－６の動作を、最良の結果が得られるまで繰り返す。
　パス抽出部ｂ３０６－３は、初回の抽出パス数は、先行パスから想定する最大遅延時間Ｌまですべてとする。第１の実施形態と同様、この値は受信装置ｂ３を開発した段階で固定してもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ３のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。繰り返し処理では、前回の抽出パス数より、Ｎｉパス減らした数を抽出パス数とする。
　チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４は、パス抽出部ｂ３０６－３から出力されるパス位置の情報に基づいてチャネルインパルス応答推定値を算出する。
　選択部ｂ３０６－６は、初回は何も動作を行わず、パス抽出部に抽出パス数を減らす命令を出す。また、チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４から出力されるチャネルインパルス応答推定値を記憶する。繰り返し処理では、チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４から出力されるチャネルインパルス応答推定値と、選択部ｂ３０６－６が記憶しているチャネルインパルス応答推定値とを式（２１）に基づいて比較する。この結果、記憶している値の方が良かった場合、ここで推定処理を終了し、記憶しているチャネルインパルス応答推定値を周波数応答推定部ｂ１０６－５に出力する。記憶している値の方が悪かった場合、パス抽出部に抽出パス数を減らす命令を出し、チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４の出力であるチャネルインパルス応答推定値を記憶し、繰り返し処理を続行する。
＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ３の伝搬路推定部ｂ３０６の動作原理について、図１４を参照しながら説明する。また、仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１の出力である仮チャネルインパルス応答推定値
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
の例として図８を用いて説明する。
　パス抽出部ｂ３０６－３において、初回は先行パスから想定する最大遅延までのパスすべてを抽出するため、図８におけるパス８０１～８１０が抽出される。ｋ番目の試行で抽出したパスの番号を保存したベクトルを
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
とする。上記より、ｋ＝０が初回処理を表わすものとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
である。
　次に、チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４は、そのパス情報に基づいてチャネルインパルス応答推定値を算出する。ｋ番目の試行における推定値を
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
とする。
　選択部ｂ３０６－６は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
と
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
とを比較する。このときの比較基準は式（２１）を用いればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
の方が良かった場合、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
を周波数応答部ｂ１０６－５に出力して推定処理を終了する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
の方が良かった場合、選択部ｂ３０６－６で保存している
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
を破棄して
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
を保存する。次に、パス抽出部ｂ３０６－３に抽出パス数を減らす命令を出し、ｋ＋１番目の試行に移行する。
　パス抽出部ｂ３０６－３は、選択部ｂ３０６－６から抽出パス数を減らす命令を受けた場合、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
で表わされるパスのうち、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
の値が小さいパスを削除する。残ったパス位置を新たな抽出パス
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
とする。例えば、図８においてｋ＝１の試行を考える。この場合、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
は８０１～８１０までである。このうち、削除するパス数を２とすると、削除するパスは８０９と８１０になり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
となる。以後は、上記チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４からの動作を繰り返す。
＜受信装置ｂ３の動作について＞
　図１５は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１３の受信部ｂ１０２が受信信号をＧＩ除去部ｂ１０３に出力した後の処理である。
　（ステップＳ３０１）ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ３０２へ進む。
　（ステップＳ３０２）ＦＦＴ部ｂ１０４は、ステップＳ３０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０５は、得られた周波数領域の信号から、データとパイロットを分離する。パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６に出力した後、ステップＳ３０３へ進む。
　（ステップＳ３０３）伝搬路推定部ｂ３０６における仮チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６－１は、ステップＳ３０２で得られるパイロットサブキャリアの受信信号を用いて仮チャネルインパルス応答推定値を算出する。推定値をパス抽出部ｂ３０６－３に出力した後、ステップＳ３０４へ進む。
　（ステップＳ３０４）パス抽出部ｂ３０６－３は、ステップＳ３０３で得られる仮チャネルインパルス応答推定値を用いてパス抽出を行い、結果をチャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４に出力する。その後、ステップＳ３０５に進む。
　（ステップＳ３０５）チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６－４は、ステップＳ３０４で得られるパス情報を用いてチャネルインパルス応答推定値を算出する。その後、ステップＳ３０６に進む。
　（ステップＳ３０６）選択部ｂ３０６－６は、ステップＳ３０５で得られるチャネルインパルス応答推定値と、選択部ｂ３０６－６が保存しているチャネルインパルス応答推定値とを比較する。その後、ステップＳ３０７に進む。
　（ステップＳ３０７）ステップＳ３０６の結果、ステップＳ３０５で得られたチャネルインパルス応答推定値の方が、選択部ｂ３０６－６の保存するチャネルインパルス応答推定値よりも良かった場合、選択部ｂ３０６－６は保存しているチャネルインパルス応答推定値を破棄し、ステップＳ３０５で得られるチャネルインパルス応答推定値を保存する。また、パス抽出部ｂ３０６－３の抽出パス数を減少させる。その後、ステップＳ３０５に進む。
　条件を満たさない場合は、選択部ｂ３０６－６の保存するチャネルインパルス応答推定値を周波数応答推定部ｂ１０６－５に出力し、ステップＳ３０８に進む。
　（ステップＳ３０８）周波数応答推定部ｂ１０６－５は、ステップＳ３０７で得られるチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する。その後、ステップＳ３０９に進む。
　（ステップＳ３０９）復調部ｂ１０７は、ステップＳ３０８で得られるチャネルインパルス応答推定値を用いて復調処理を行う。その後、ステップＳ３１０へ進む。
　（ステップＳ３１０）復号部ｂ１０８は、ステップＳ３０９で得られる復調結果を用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ３は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ３０６は、パイロットサブキャリアの周波数応答推定値をＩＦＦＴして仮チャネルインパルス応答推定値を算出し、まず先行パスから想定する最大遅延までのパス全てを用いてチャネルインパルス応答推定値を算出し、そこからパス数を減らしてのチャネルインパルス応答推定値の算出を繰り返し、最も良いパス数で処理を終了し、最良のチャネルインパルス応答推定値を得る。このようにすると推定不要のパスを使わなかった分、自由度を雑音・干渉の抑圧に用いることができ、伝搬路推定精度を向上させることができる。本実施形態においては、環境に最適なパス数を適応的に決められるため、環境の変化に高度に対応できる。
　なお、上記第３の実施形態において、抽出パス数を減らしながらチャネルインパルス応答推定値の算出を逐次的に繰り返す方法について説明したが、少ない数から増やすようにしてもよい。例えば、初回の推定では少ない抽出パス数でチャネルインパルス応答推定値の算出を行い、その後繰り返す過程で抽出パス数を増加させていく。
　なお、上記第３の実施形態において、抽出パス数を減らしながらチャネルインパルス応答推定値の算出を逐次的に繰り返す方法について説明したが、途中で止めてもよい。例えば、事前に最大繰り返し回数を定めておき、その回数に達した場合は、ステップS３０７の結果によらず、ステップS３０８に進むようにする。
　なお、上述した実施形態における送信装置ａ１及び受信装置ｂ１～ｂ３の一部、例えば、伝搬路推定部ｂ１０６、復調部ｂ１０７をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。
　なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、送信装置ａ１又は受信装置ｂ１～ｂ３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。さらに、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよい。
　また、上述した実施形態における送信装置ａ１及び受信装置ｂ１～ｂ３の一部、または全部を、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）等の集積回路として実現してもよい。送信装置ａ１及び受信装置ｂ１～ｂ３の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現してもよい。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いてもよい。
　以上、図面を参照してこの発明の実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。
ａ１　送信装置
ａ１０１　パイロット生成部
ａ１０２　符号部
ａ１０３　変調部
ａ１０４　マッピング部
ａ１０５　ＩＦＦＴ部
ａ１０６　ＧＩ挿入部
ａ１０７　送受信部
ａ１０８　送信アンテナ
ｂ１、ｂ２、ｂ３　受信装置
ｂ１０１　受信アンテナ
ｂ１０２　受信部
ｂ１０３　ＧＩ除去部
ｂ１０４　ＦＦＴ部
ｂ１０５　デマッピング部
ｂ１０６、ｂ２０６、ｂ３０６　伝搬路推定部
ｂ１０７　復調部
ｂ１０８　復号部
ｂ１０６－１　仮チャネルインパルス応答推定部
ｂ１０６－３、ｂ２０６－３－１～ｂ２０６－３－Ｍ、ｂ３０６－３　パス抽出部
ｂ１０６－４、ｂ２０６－４－１～ｂ２０６－４－Ｍ、ｂ３０６－４　チャネルインパルス応答推定部
ｂ１０６－５　周波数応答推定部
ｂ２０６－６、ｂ３０６－６　選択部
　本明細書で引用した全ての刊行物、特許および特許出願をそのまま参考として本明細書にとり入れるものとする。

Claims (11)

  1. 　伝搬路推定を行う伝搬路推定部を備える受信装置であって、
    　前記伝搬路推定部は、
    　仮チャネルインパルス応答推定値を算出する仮チャネルインパルス応答推定部と、
    　前記仮チャネルインパルス応答推定値を構成するパスのうち、チャネルインパルス応答推定値の算出に用いるパスを抽出するパス抽出部と、
    　前記パス抽出部が抽出したパスを用いてチャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定部と、
    　前記チャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する周波数応答推定部とを備える
    ことを特徴とする受信装置。
  2. 　前記伝搬路推定部は、２つ以上の前記チャネルインパルス推定値から最良のものを選択する選択部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記伝搬路推定部は、前記パス抽出部と前記チャネルインパルス応答推定部とを複数備えることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
  4. 　前記伝搬路推定部は、前記チャネルインパルス応答推定値の算出を逐次的に繰り返すことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
  5. 　前記パス抽出部は、抽出パス数を減らしながら逐次的に前記チャネルインパルス応答推定値を算出していくことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
  6. 　前記パス抽出部は、抽出パス数を増やしながら逐次的に前記チャネルインパルス応答推定値を算出していくことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
  7. 　前記伝搬路推定部は、事前に決められた回数の前記チャネルインパルス応答推定値の算出を行った場合、推定処理を終了することを特徴とする請求項５または６に記載の受信装置。
  8. 　前記選択部は、ベイズ情報量基準を用いて最良の推定値を選択することを特徴とする請求項２から７のいずれか１項に記載の受信装置。
  9. 　前記パス抽出部は、前記仮チャネルインパルス応答推定値の電力の大きい順に事前に定められた数のパスを抽出することを特徴とする請求項１から８までのいずれか１項に記載の受信装置。
  10. 　伝搬路推定を行い、チャネルインパルス応答推定値を算出する伝搬路推定過程を含む受信方法であって、
    　前記伝搬路推定過程は、
    　仮チャネルインパルス応答推定値を算出する仮チャネルインパルス応答推定過程と、
    　前記仮チャネルインパルス応答推定値を構成するパスのうち、チャネルインパルス応答推定値の算出に用いるパスを抽出するパス抽出過程と、
    　前記パス抽出過程において抽出したパスを用いて前記チャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定過程と、
    　前記チャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する周波数応答推定過程と
    を含むことを特徴とする受信方法。
  11. 　請求項１０に記載の受信方法をコンピュータに実行させる受信プログラム。
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