WO2012066880A1 - 送信装置、通信システム、通信方法、プロセッサ - Google Patents
送信装置、通信システム、通信方法、プロセッサ Download PDFInfo
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Abstract
複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を送信する送信装置であって、受信装置の伝搬路行列を準直交化した等価伝搬路行列に対応するプレコーディングフィルタを算出するフィルタ算出部と、算出されたプレコーディングフィルタに基づいて、受信装置宛の信号を多重した信号を算出するプレコーディング部と、多重した信号を送信する送信部と、を有する。これにより、MU-MIMO LPでは、全てのMUIを、MU-MIMO THPでは一部のMUIを線形フィルタで除去する際の、基地局装置の送信電力が増加を抑制する。
Description
本発明は、移動通信技術に関する。
<MU-MIMO LP>
近年、下りリンクの周波数利用効率改善のため、基地局装置(Base Station:BS)の複数のアンテナを用いて、複数の異なる端末装置(Mobile Station:MS)にデータ信号を同一周波数・同一時刻で送信するMulti-User Multi Input Multi Output(MU-MIMO)の研究が行われている。その中でもMU-MIMO Linear Precoding(LP)は、複数の端末装置宛の信号に対して線形フィルタを乗算することで端末装置間のユーザ間干渉 (Multi User Interference: MUI)を除去する技術である(下記非特許文献1参照)。
近年、下りリンクの周波数利用効率改善のため、基地局装置(Base Station:BS)の複数のアンテナを用いて、複数の異なる端末装置(Mobile Station:MS)にデータ信号を同一周波数・同一時刻で送信するMulti-User Multi Input Multi Output(MU-MIMO)の研究が行われている。その中でもMU-MIMO Linear Precoding(LP)は、複数の端末装置宛の信号に対して線形フィルタを乗算することで端末装置間のユーザ間干渉 (Multi User Interference: MUI)を除去する技術である(下記非特許文献1参照)。
<THP>
一方、送信装置が、受信装置の受ける干渉をあらかじめ除去したうえで、信号を送信する技術の一つとして、Tomlinson Harashima Precoding(THP)が注目されている。THPは、送受信両装置がModulo(モジュロ、剰余)演算を行うことで、良好な伝送特性を維持しつつ、送信電力を抑圧できるという特徴を持つ(下記非特許文献2参照)。
一方、送信装置が、受信装置の受ける干渉をあらかじめ除去したうえで、信号を送信する技術の一つとして、Tomlinson Harashima Precoding(THP)が注目されている。THPは、送受信両装置がModulo(モジュロ、剰余)演算を行うことで、良好な伝送特性を維持しつつ、送信電力を抑圧できるという特徴を持つ(下記非特許文献2参照)。
<MU-MIMO THP>
THPは、ダウンリンク(Downlink:DL)のMU-MIMOに応用されており、DL MU-MIMO THPと呼ばれている。DL MU-MIMO THPは、基地局装置が、同一時刻・同一周波数で複数の端末装置に信号を送信するときに発生するMUIを、THPを用いて電力効率良く除去し、複数の端末装置に対して信号を送信する技術である(下記非特許文献2参照)。
THPは、ダウンリンク(Downlink:DL)のMU-MIMOに応用されており、DL MU-MIMO THPと呼ばれている。DL MU-MIMO THPは、基地局装置が、同一時刻・同一周波数で複数の端末装置に信号を送信するときに発生するMUIを、THPを用いて電力効率良く除去し、複数の端末装置に対して信号を送信する技術である(下記非特許文献2参照)。
<Lattice Reduction Aided THP>
また、DL MU-MIMO THPの中で、MU-MIMO Lattice Redcution Aided THP(LRATHP)という技術がある(下記非特許文献3参照)。LRATHPは、THPに加え、格子基底縮小(Lattice Reduction:LR)という処理を行うことで、電力効率を高めた技術である。LRATHPでは、LLL-algorithmというアルゴリズムを用いてLRを行っている(下記非特許文献3及び4参照)。LLL-algorithmは、ある収束条件を満たすまで、演算を繰り返すという収束アルゴリズムであるため、処理時間が不確定である。LRATHPに、LLL-algorithmを組み込んだとき、伝搬路状態によっては、処理遅延時間が非常に長くなってしまう。そのため、実際にLLL-algorithmを組み込んだ通信システムを設計するときには、最も処理遅延時間が長くなる最悪値を考慮しなければならいという問題がある(下記非特許文献4参照)。
また、DL MU-MIMO THPの中で、MU-MIMO Lattice Redcution Aided THP(LRATHP)という技術がある(下記非特許文献3参照)。LRATHPは、THPに加え、格子基底縮小(Lattice Reduction:LR)という処理を行うことで、電力効率を高めた技術である。LRATHPでは、LLL-algorithmというアルゴリズムを用いてLRを行っている(下記非特許文献3及び4参照)。LLL-algorithmは、ある収束条件を満たすまで、演算を繰り返すという収束アルゴリズムであるため、処理時間が不確定である。LRATHPに、LLL-algorithmを組み込んだとき、伝搬路状態によっては、処理遅延時間が非常に長くなってしまう。そのため、実際にLLL-algorithmを組み込んだ通信システムを設計するときには、最も処理遅延時間が長くなる最悪値を考慮しなければならいという問題がある(下記非特許文献4参照)。
<LP・THPの実用性>
一方、先に述べたMU-MIMO LPとMU-MIMO THPは、どちらもあらかじめ決められた一定量の処理により終了する決定論的アルゴリズムであるため、MU-MIMO LRA-THPと比較して設計が容易であり、実用性が高い。実際に、MU-MIMO LPはLong Term Evolution(LTE)等で仕様化されている(下記非特許文献1参照)。このように、収束アルゴリズムではなく、決定論的アルゴリズムによる処理を行うことは、実用性を高めるという利点がある。
一方、先に述べたMU-MIMO LPとMU-MIMO THPは、どちらもあらかじめ決められた一定量の処理により終了する決定論的アルゴリズムであるため、MU-MIMO LRA-THPと比較して設計が容易であり、実用性が高い。実際に、MU-MIMO LPはLong Term Evolution(LTE)等で仕様化されている(下記非特許文献1参照)。このように、収束アルゴリズムではなく、決定論的アルゴリズムによる処理を行うことは、実用性を高めるという利点がある。
<LP・THPの問題点>
しかし、MU-MIMO LPは、一般に非ユニタリ行列の線形フィルタでMUIを抑圧する必要があり、電力効率が低下するという問題がある。MU-MIMO THPも、一部のMUIを除去するために線形フィルタを乗算する必要があり、やはり、電力効率が低下するという問題がある。
しかし、MU-MIMO LPは、一般に非ユニタリ行列の線形フィルタでMUIを抑圧する必要があり、電力効率が低下するという問題がある。MU-MIMO THPも、一部のMUIを除去するために線形フィルタを乗算する必要があり、やはり、電力効率が低下するという問題がある。
<SQRD>
SU(Single-User)-MIMOなどで用いられる行列分解アルゴリズムの一つに、ソート付きQR分解(Sorted QR decomposition:SQRD)というアルゴリズムがある(下記非特許文献5参照)。通常のQR分解は、行列Xをユニタリ行列Qと上三角行列Rの積に分解する。すなわち
X=Q×R (0-1)
と表すことができる。一方、ソート付きQR分解は、
X×Π=Q×R (0-2)
と表すことができる。ここで、Πは置換行列である。このソート付きQR分解は、行列Xの列を適切に入れ替えることによって(つまり、置換行列Πを適切に選択することによって)、Rの対角成分を、2乗ノルムが左上から順に概ね小さくなるように並べるQR分解を行うアルゴリズムである。ここで2乗ノルムとは、スカラーにおいては、絶対値の2乗、ベクトルにおいては、各成分の絶対値の2乗の和を表す。またソート付きQR分解など、行列を三角行列と他の行列の積に分解する処理を三角化という。
SU(Single-User)-MIMOなどで用いられる行列分解アルゴリズムの一つに、ソート付きQR分解(Sorted QR decomposition:SQRD)というアルゴリズムがある(下記非特許文献5参照)。通常のQR分解は、行列Xをユニタリ行列Qと上三角行列Rの積に分解する。すなわち
X=Q×R (0-1)
と表すことができる。一方、ソート付きQR分解は、
X×Π=Q×R (0-2)
と表すことができる。ここで、Πは置換行列である。このソート付きQR分解は、行列Xの列を適切に入れ替えることによって(つまり、置換行列Πを適切に選択することによって)、Rの対角成分を、2乗ノルムが左上から順に概ね小さくなるように並べるQR分解を行うアルゴリズムである。ここで2乗ノルムとは、スカラーにおいては、絶対値の2乗、ベクトルにおいては、各成分の絶対値の2乗の和を表す。またソート付きQR分解など、行列を三角行列と他の行列の積に分解する処理を三角化という。
3GPP, TS 36.211, v8.9.0,"Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA);Physical Channels and Modulation,"March 2009.
中野他,"送信方法を適応的に制御するダウンリンクMU-MIMO THPに関する提案,"信学技報,vol.109,no.440,RCS2009-293,pp.203-208,March 2010.
F.Liu他,"Low complexity lattice reduction aided MMSE precoding design for MIMO systems,"Proceedings of ICC 2007,pp.2598-2603,June 2007.
A.K.Lenstra他"Factoring Polynomials with Rational Coefficients,"Math.Ann.vol.261,pp.515-534,1982.
D.Wubben他,"Efficient Algorithm for Detecting Layered Space-Time Codes,"IEEE Electronics Letters,vol.37,no.22,pp.1348-1350,Oct.2001.
MU-MIMO LPでは、全てのMUIを、MU-MIMO THPでは一部のMUIを線形フィルタで除去する必要があるため、基地局装置の送信電力が増加してしまうという問題があった。
本発明は、予め決められた一定量の演算量(つまり決定論的アルゴリズム)で、MU-MIMO LP・MU-MIMO THPよりも良好な特性を実現できるMU-MIMO方式を提案することを目的とする。
本発明は、複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を送信する送信装置であって、前記受信装置の伝搬路行列を準直交化して等価伝搬路行列を生成し、前記等価伝搬路行列に対応するプレコーディングフィルタを算出するフィルタ算出部と、算出された前記プレコーディングフィルタに基づいて、前記受信装置宛の信号を多重した信号を算出するプレコーディング部と、前記多重した信号を送信する送信部と、を有することを特徴とする送信装置である。
本明細書は本願の優先権の基礎である日本国特許出願2010-258024号の明細書および/または図面に記載される内容を包含する。
本発明によれば、MU-MIMO LPやMU-MIMO THPと同様、予め決められた演算量の処理により、MU-MIMO LPやMU-MIMO THPよりも良好な伝送特性を実現することができる。
<第1の実施形態>
本発明の第1実施形態は、伝搬路に対して予め決められた演算量の処理の「一括基底準直交化」を施すことにより、直交性が高くMU-MIMO LP方式で各端末装置の信号を分離しやすい等価的伝搬路を生成し、この等価伝搬路に対してMU-MIMO LP方式を適用することでの伝送特性を向上することを可能にする。
本発明の第1実施形態は、伝搬路に対して予め決められた演算量の処理の「一括基底準直交化」を施すことにより、直交性が高くMU-MIMO LP方式で各端末装置の信号を分離しやすい等価的伝搬路を生成し、この等価伝搬路に対してMU-MIMO LP方式を適用することでの伝送特性を向上することを可能にする。
ここで、行列の「準直交化」とは、当該行列のある列の整数倍を他の列に加算することで、これら2つの列のなす角を90度に近付ける処理を、任意の列の組み合わせにおいて1回以上行うことをいう。
また、行列の「一括基底準直交化」とは、当該行列の全ての列を一括して並び替えた後、並び替え後の行列のある列の整数倍を当該列よりも右側にある列に加算することで、これら2つの列のなす角を90度に近付ける処理を、任意の列の組み合わせにおいて1回以上行うことをいう。
(本実施形態の構成)
図1は、本実施形態における基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。
図1は、本実施形態における基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。
符号部1-1~nは、各端末装置宛の情報ビットを誤り訂正符号化し、各端末装置宛の符号化ビットを変調部3-1~nに入力する。変調部3-1~nは、入力された各端末装置宛の符号化ビットを変調し、各端末装置宛のデータ信号(変調信号)を生成する。各端末装置宛のデータ信号を生成した変調部3-1~nは、固有信号構成部5にデータ信号を入力する。またDRS生成部7は、各端末装置宛の固有参照信号(Dedicated Reference Signals:DRS)を生成して、固有信号構成部5にDRSを入力する。固有信号構成部5は、変調信号とDRSを用いて、各端末装置宛の固有信号を構成する。
受信部11-1~nは、アンテナ(1~n)を介して、各端末装置から送信される伝搬路状態情報を含む信号を受信し、伝搬路状態情報を含む信号をダウンコンバージョンしてベースバンドデジタル信号を生成後、ガードインターバル(Guard Interval:GI)除去部15-1~nに、当該ベースバンドデジタル信号を入力する。GI除去部15-1~nは、ベースバンドデジタル信号からGIを除去し、FFT部17-1~nに入力する。FFT部17-1~nはGIが除去されたベースバンドデジタル信号に対してFFTを行い、周波数領域の信号を算出した後、当該周波数領域の信号を伝搬路状態情報取得部21に入力する。伝搬路状態情報取得部21は当該ベースバンドデジタル信号から伝搬路状態情報を取得し、フィルタ算出部23に入力する。ここで、本実施形態では、伝搬路状態情報が示す伝搬路を行列で表したものを伝搬路行列と呼びHcで表す。また、Hcを実数で表現したH(HcからHへの変換方法は後述する。)やHを転置したHTは、明細書中の数式を記述するため便宜的に異なる記号を用いているが、実質的にHcと同じ行列であり、全てを総称して伝搬路行列と呼ぶ。
フィルタ算出部23は、伝搬路行列を準直交化して等価伝搬路行列を生成し、生成した等価伝搬路行列に対応するプレコーディングフィルタとユニモジュラ行列及び置換行列を算出し、プレコーディング部25に入力する(ただし、以降の実施形態や変形例において、等価伝搬路行列の逆行列や転置行列のみを算出し、実際の等価伝搬路行列を算出せずにプレコーディングフィルタを算出する場合がある。しかし、これは演算量削減の観点から敢えて等価伝搬路行列を算出しないだけであり、実質的には等価伝搬路行列を生成し、その等価伝搬路に対応するプレコーディングフィルタを算出することと等価である。)。プレコーディング部25は、各端末装置宛の固有信号を用いてプレコーディングを行い、各アンテナから送信する信号を生成し、フレーム構成部27に入力する。フィルタ算出部23及びプレコーディング部25の詳細な動作は後述する。
CRS生成部31は、各アンテナに対応する共通参照信号(Common Reference Signals:CRS)を生成して、フレーム構成部27に入力する。フレーム構成部27は、(i)プレコーディング部25から入力された各アンテナから送信する信号、若しくは(ii)各アンテナに対応するCRS、又は(iii)その両方を用いて、各アンテナで送信するフレームを生成し、各アンテナに対応するIFFT部33-1~nに入力する。IFFT部33-1~nは、入力されたフレームに対して、IFFTを行い、ベースバンドデジタル信号を生成して、GI挿入部35-1~nにベースバンドデジタル信号を入力する。GI挿入部35-1~nは、ベースバンドデジタル信号に対し、GIを付加し、GIが付加された信号を送信部37-1~nに入力する。送信部37-1~nは、入力された信号に対してデジタル/アナログ変換を行い、アップコンバージョンし、搬送波周波数の信号を生成して、アンテナを介して端末装置に当該搬送波周波数の信号を送信する。
図2は、本実施形態における固有信号の構成の一例を示す図である。固有信号は、端末装置の数だけ(n個とする。)存在し、それぞれが、各端末装置に固有のDRSとデータ信号で構成されている。図2においては、同一周波数で送信する固有信号を、時間をそろえて図示している。基地局装置は、各端末装置宛のDRS(DRS-MS1, DRS-MS2,...,DRS-MSn)を、お互いに異なる時間に送信し、DRSとデータ信号を同時に送信しない。また、基地局装置は、全端末装置宛のデータ信号を全て同時に送信する。図2では、全端末装置宛のDRSを送信した後にデータ信号を送信しているが、データ信号を送る時刻とDRSを送信する時刻は、入れ替えても良いし、信号(図2で「データ信号」「DRS-MS1」など長方形で示した各部分。)毎に交互に配置しても良いし、どのような順番でもよい。
図3は、本実施形態におけるフレームの構成の一例を示す図である。フレームは、基地局装置のアンテナ数n(=端末装置の数)個存在し、それぞれが、各アンテナで送信するフレームである。図3では、図2と同様に同一周波数で送信するフレームを、時間をそろえて図示している。各端末装置宛のCRS(CRS-Tx1,CRS-Tx2,...,CRS-Txn)は、お互いに異なる時間に送信し、CRSと固有信号を同時に送信しない。また、固有信号は、全て同時に送信する。また、図3の中の固有信号は、図2で端末装置毎に示した固有信号に対してプレコーディングを施した信号である。図3では、アンテナに対応するCRSを送信した後に固有信号を送信しているが、固有信号を送る時刻とCRSを送信する時刻は、入れ替えても良いし、信号毎に交互にしても良いし、どのような順番でもよい。また、CRSだけ又は固有信号だけから構成されるフレームも存在してもよい。
図4は、本実施形態におけるフィルタ算出部23の一構成例を示す図である。伝搬路状態情報Hcは、n×n行列となり、第(i,j)成分はi番目の端末装置と基地局装置のj番目のアンテナとの伝搬路の複素利得を示す。またHcを実数行列として表したのが、Hであり、
H=[Re(Hc)-Im(Hc);Im(Hc) Re(Hc)] (1-1)
を満たす。なお、式(1-1)の右辺は、第1行から第n行が[Re(Hc)-Im(Hc)]と表され、第n+1行から第2n行が[Im(Hc)Re(Hc)]と表される2n行2n列の実数行列である。ここで、Re(α)を行列αの各要素の実部を取り出す関数とし、Im(α)を行列αの各要素の虚部を取り出す関数とする。またフィルタ算出部23内の三角化部241、直交化整数算出部243、ユニモジュラ行列算出部245を併せて一括基底準直交化部246と呼ぶ。
H=[Re(Hc)-Im(Hc);Im(Hc) Re(Hc)] (1-1)
を満たす。なお、式(1-1)の右辺は、第1行から第n行が[Re(Hc)-Im(Hc)]と表され、第n+1行から第2n行が[Im(Hc)Re(Hc)]と表される2n行2n列の実数行列である。ここで、Re(α)を行列αの各要素の実部を取り出す関数とし、Im(α)を行列αの各要素の虚部を取り出す関数とする。またフィルタ算出部23内の三角化部241、直交化整数算出部243、ユニモジュラ行列算出部245を併せて一括基底準直交化部246と呼ぶ。
まず、フィルタ算出部23内の三角化部241が、HTに対してソート付きQR分解を行う(Tは行列の転置を示す。以降、-1は行列の逆行列、Hは行列のエルミート共役、-Hは行列のエルミート共役の逆行列、-Tは転置行列の逆行列を示す。)。ソート付きQR分解によって、
HT×Π_I=Q_I×R_I (1-2)
を満たす直交行列Q_I、上三角行列R_I、及び置換行列Π_Iを算出する。ここで、Q_Iは直交行列であるが、直交行列は全要素が実数で構成されるユニタリ行列である。また、ソート付きQR分解とは、R_Iの対角成分の2乗ノルムが左上ほど小さくなる傾向をもって並ぶようにQR分解する方法である。図6はソート付きQR分解の手順を示す図である。
HT×Π_I=Q_I×R_I (1-2)
を満たす直交行列Q_I、上三角行列R_I、及び置換行列Π_Iを算出する。ここで、Q_Iは直交行列であるが、直交行列は全要素が実数で構成されるユニタリ行列である。また、ソート付きQR分解とは、R_Iの対角成分の2乗ノルムが左上ほど小さくなる傾向をもって並ぶようにQR分解する方法である。図6はソート付きQR分解の手順を示す図である。
以下、図6の手順について順に説明する(行列Xの(i,k)成分をX(i,k)と表し、行列Xの(i,k),(i+1,k),...,(m,k)成分を取り出したベクトルをX(i:m,k)と表している。また、X(i:m,k:h)はi行目からm行目かつk列目からh列目を行列Xから取り出した(m-i+1)行(h-k+1)列の行列とする。以下、同様の方法を用いて行列の各成分等を表す。)。
(0行目)三角化部241にHTが入力される。
(1行目)R_Iを2n行2n列のゼロ行列とし、Q_IをHTと等しい行列とし、Π_Iを2n行2n列の単位行列とする。
(2行目)以下の(3行目)~(11行目)の処理を整数iに対して1,2,3,4,…,2nの値をそれぞれ代入して繰り返す。
(3行目)3行目の処理「argmin_(m=i,…,2n)||Q_I(:,m)||2」はQ_Iのi~2n列の中で2乗ノルム(各成分の2乗の和)が最も小さい列の番号をkiに代入する処理を示す(X(:,m)は行列Xの第m列目を示す。)。
(4行目)Q_Iのki列目とi列目を入れ替える。
(5行目)R_Iのki列目とi列目を入れ替える。
(6行目)Π_Iのki列目とi列目を入れ替える。
(7行目)R_Iのi行i列成分であるR_I(i,i)にQ_Iのi列の2乗ノルムである||Q_I(:,i)||2を代入する。
(8行目)以下の(9行目)と(10行目)の処理を整数mに対してi+1,2,3,4,…,2nの値をそれぞれ代入して繰り返す。
(9行目)R_Iのi行m列成分であるR_I(i,m)にQ_Iのi列目の転置とQ_Iのm列目を乗算した値を代入する。
(10行目)Q_Iのm列目から、R_I(i,m)倍したQ_Iのi列目を、減算する。
(11行目)8行目に述べたように(9行目)~(10行目)の操作をm=i+1から順に2nになるまで、2n-i回繰り返す。
(12行目)2行目に述べたように(3行目)~(11行目)の操作をi=1から順に2nになるまで、2n回繰り返す。
(13行目)Q_IとR_IとΠ_Iを出力する。
図4のように、HTにソート付きQR分解を施す方式をZF(Zero Forcing)方式と呼ぶ。また、Minimum Mean Squared Error(MMSE)規範に基づくMMSE方式を用いてもよい。以下、ZF方式を用いる場合について説明するが、ZF方式に限られるわけではなく、MMSE方式でもよいし、他の方式を用いてもよい。
また、三角化部241は、ソート結果を示す置換行列Π_Iをユニモジュラ行列演算部245に入力し、上三角行列R_Iを直交化整数算出部243に入力する。
直交化整数算出部243は、上三角行列R_Iを用いて直交化整数行列Mを算出する。直交化整数行列Mは、図7に示す手順で算出する。
以下、図7に示す手順を順に説明する。
(0行目)直交化整数算出部243に上三角行列R_I(第1の上三角行列)が入力される。
(1行目)行列Mの初期値として2n×2nの単位行列I_2nを代入し、行列R_Lの初期値としてR_Iを代入する。
(2行目)以下の(3行目)~(7行目)の処理を整数kに対して2,3,4,…,2nの値をそれぞれ代入して繰り返す。
(3行目)以下の(4行目)~(6行目)の処理を整数iに対してk-1,k-2,…1の値をそれぞれ代入して繰り返す。
(4行目)整数μに「R_L(i,k)/R_L(i,i)」を代入する(また「α」はαに最も近い整数を求める関数とする。)。
(5行目)4行目で算出した整数μを用いて、
R_L(1:i,k)=R_L(1:i,k)-μR_L(1:i,i) (1-3)
を計算する。ここでR_Lの第1~i-1列のi行目~2n行目は全て0である。これはR_Iが上三角行列であり、R_Lは直交化整数算出部43における処理においても常に上三角行列であるからである。そのため式(1-3)は、R_Lのj列目をR_L_jと書くとすると下記の式と等価になる。
R_L(1:i,k)=R_L(1:i,k)-μR_L(1:i,i) (1-3)
を計算する。ここでR_Lの第1~i-1列のi行目~2n行目は全て0である。これはR_Iが上三角行列であり、R_Lは直交化整数算出部43における処理においても常に上三角行列であるからである。そのため式(1-3)は、R_Lのj列目をR_L_jと書くとすると下記の式と等価になる。
R_L_k=R_L_k-μR_L_i (1-4)
すなわち、式(1-3)及び式(1-4)は、上三角行列R_Lのi行目の整数(-μ)倍を、上三角行列R_Lのk行目に加算している。つまり、iは1~k-1間の整数であるため、式(1-4)では、上三角行列R_Lにおいて、k列目より左側にあるi列の(-μ)倍を、i列の右側にあるk列目に加算していると言える。
すなわち、式(1-3)及び式(1-4)は、上三角行列R_Lのi行目の整数(-μ)倍を、上三角行列R_Lのk行目に加算している。つまり、iは1~k-1間の整数であるため、式(1-4)では、上三角行列R_Lにおいて、k列目より左側にあるi列の(-μ)倍を、i列の右側にあるk列目に加算していると言える。
(6行目)行列Mにおいて、k行目に整数(-μ)倍したi行目を加算する。
(7行目)3行目に述べたように(4行目)~(6行目)の操作をi=k-1から順に1になるまで、k-1回繰り返す。
(8行目)2行目に述べたように(3行目)~(7行目)の操作をk=2から順に2nになるまで、2n-1回繰り返す。
(9行目)最終的に上三角行列R_L(第2の上三角行列)と整数行列M(直交化整数行列)を出力する。
また、入力R_Iと出力R_LとMは、R_I×M=R_Lという関係を持つ。
ユニモジュラ行列算出部245が、上三角行列Mと置換行列Π_Iを乗算し、ユニモジュラ行列D(D=Π_I×M)を生成して、等価伝搬路算出部247にDを入力する。またDTをプレコーディング部25に入力する。
等価伝搬路算出部247は、等価伝搬路の転置行列GT(=HT×D)を算出してプレコーディングフィルタ算出部251に入力する。プレコーディングフィルタ算出部251は、GTを転置して等価伝搬路Gを得た後、Gの逆行列G-1を演算し、G-1をプレコーディング部25に入力する。ここで、上述のように三角化部241、直交化整数算出部243、及びユニモジュラ行列算出部245をまとめて、一括基底準直交化部246と呼ぶ。一括基底準直交化部246では、前述した各構成部分の処理を見ればわかるように、予め決められた一定量の演算量で処理が収束する決定論的アルゴリズムである。収束アルゴリズムであるLLL-Algorithmは、「処理遅延時間を予め推定することが困難で最悪値を考慮した設計をする必要がある」といった問題があるが、本アルゴリズムにはそのような問題は存在しない。
ここで、実際の伝搬路Hと等価伝搬路Gの直交性について説明する。「直交性」とは伝搬路HやGを構成する各行ベクトル同士がなす角が90度に近いことを言う(行ベクトルは各端末装置の持つ伝搬路状態を表す。)。まずHTとGTを各々下式に書きかえる。
HT=Q_I×R_I×Π_I-1 (1-5)
GT=HT×D=Q_I×R_I×Π_I-1×D=Q_I×R_L×M-1×Π_I-1×D=Q_I×R_L (1-6)
(ここで、D=Π_I×Mであることを用いた。)
直交行列Q_Iや置換行列Π_Iは直交性に影響を及ぼさないため、HとGの「直交性」はそれぞれ上三角行列R_IとR_Lの各列の「直交性」に置き換えられる(各行ではなく各列となっているのは、HTやGTなど転置した式にしていることを考慮に入れたためである。)。
GT=HT×D=Q_I×R_I×Π_I-1×D=Q_I×R_L×M-1×Π_I-1×D=Q_I×R_L (1-6)
(ここで、D=Π_I×Mであることを用いた。)
直交行列Q_Iや置換行列Π_Iは直交性に影響を及ぼさないため、HとGの「直交性」はそれぞれ上三角行列R_IとR_Lの各列の「直交性」に置き換えられる(各行ではなく各列となっているのは、HTやGTなど転置した式にしていることを考慮に入れたためである。)。
いま、R_IからR_Lを算出する過程で用いる式(1-3)を見てみると、R_Iの上三角成分を0に近づけるためグラムシュミットの直交化に似た処理を行っている。グラムシュミットの直交化は、式(1-3)のμをR_L(i,k)/R_L(i,i)に置き換えたものである。もしグラムシュミットの直交化をR_Iの全列に対して行えば完全にR_Iを直交行列に変換することができる。μはR_L(i,k)/R_L(i,i)に最も近い整数に近似した数であることから、式(1-3)は、R_Iを「近似的に直交化」している、又は「準直交化」していると言える。この準直交化された状態を直交性が高い状態という。R_Lの高い直交性により、等価伝搬路Gも実際の伝搬路Hより直交性が高くなる。
図5は、本実施形態におけるプレコーディング部25の一構成例を示す機能ブロック図である。
MU-MIMOにより空間多重する全端末装置の固有信号を表すベクトルをscとおく。scは複素数を各成分に持つn次元ベクトルである。またsは、scを2n次元の実数ベクトルに変換したベクトルであり、
s=[Re(sc)T Im(sc)T]T (1-7)
と表すことができる。ユニモジュラ行列乗算部261が、フィルタ算出部から入力されたユニモジュラ行列DTをsに対して乗算し、その積(=DTs)の各成分をそれぞれModulo演算部263-1~263-2nに入力する。
s=[Re(sc)T Im(sc)T]T (1-7)
と表すことができる。ユニモジュラ行列乗算部261が、フィルタ算出部から入力されたユニモジュラ行列DTをsに対して乗算し、その積(=DTs)の各成分をそれぞれModulo演算部263-1~263-2nに入力する。
Modulo演算部263-1~263-2nは、それぞれ入力された信号に対して下式(1-8)で示されるModulo演算を施してプレコーディングフィルタ乗算部273に入力する。
mod(α)=α-floor((α+τ/2)/τ)τ (1-8)
ここで、floor(β)は、βを超えない最大の整数を表す関数である。また、τは、変調信号の平均電力を1に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)ではτ=2√2であり、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)ではτ=8/√10であり、64QAMではτ=16/√42とすることが望ましいが、これらの値と異なる値を用いても良い。
ここで、floor(β)は、βを超えない最大の整数を表す関数である。また、τは、変調信号の平均電力を1に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)ではτ=2√2であり、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)ではτ=8/√10であり、64QAMではτ=16/√42とすることが望ましいが、これらの値と異なる値を用いても良い。
プレコーディングフィルタ乗算部273は、Modulo演算部263-1~263-2nから入力された信号に、フィルタ算出部23から入力されたプレコーディングフィルタG-1を乗算して各アンテナで送信する信号を生成し、フレーム構成部27に入力する。基地局装置は、その後、上述した図1の構成に関する説明に沿って送信処理を行う。
図8は、本実施形態における端末装置の一構成例を示す機能ブロック図である。本実施形態では、n個の端末装置を多重するが、当該n個の端末装置は全て図8の構成を持つ。
端末装置の受信部101は、基地局装置が送信した信号を、アンテナATを介して受信し、ダウンコンバージョンして、ベースバンドデジタル信号を生成後、GI除去部103に、当該ベースバンドデジタル信号を入力する。GI除去部103は、受信部101に入力されたベースバンドデジタル信号からGIを除去し、FFT部105に入力する。FFT部105は、GIが除去されたベースバンドデジタル信号に対してFFTを行い、周波数領域の信号を算出した後、当該周波数領域の信号を信号分離部107に入力する。
信号分離部107は、ベースバンドデジタル信号から、基地局装置の各アンテナに対応するCRSを分離してCRS用伝搬路推定部113に入力する。また、信号分離部107は、DRSを分離してDRS用伝搬路推定部111に入力し、データ信号を分離して伝搬路補償部109に入力する。
CRS用伝搬路推定部113は、受信したCRSに基づいて、基地局装置から当該端末装置への伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報を伝搬路状態情報生成部115に入力する。伝搬路状態情報生成部115は、伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を含む信号を生成し、IFFT部117に入力する。
IFFT部117は、伝搬路状態情報生成部115から入力された信号に対してIFFTを行い、ベースバンドデジタル信号を作成して、GI挿入部121にベースバンドデジタル信号を入力する。GI挿入部121は、ベースバンドデジタル信号に対してGIを付加し、GIが付加された信号を送信部123に入力する。送信部123は、入力された伝搬路状態信号に対してデジタル/アナログ変換を行った後、アップコンバージョンして搬送波周波数の無線信号を生成して、アンテナATを介してBSに伝搬路状態情報を送信する。
DRS用伝搬路推定部111は、入力されたDRSに基づいて伝搬路を推定して、伝搬路状態を示す情報を伝搬路補償部109に入力する。また、DRS用伝搬路補償部109は、伝搬路状態を示す情報を用いて、データ信号を伝搬路補償して、Modulo演算部131に入力する。Modulo演算部131は、データ信号に対してModulo演算を施し、Modulo演算を施されたデータ信号を復調部133に入力する。復調部133は、Modulo演算を施されたデータ信号を復調して、復調結果を復号部135に入力する。復号部135は入力された復調結果を用いて復号を行って情報ビットを出力する。
(効果)
本実施形態は、図4に示したフィルタ算出部23内の一括基底準直交化部246が伝搬路Hよりも直交性が高い等価的な伝搬路Gを生成することが特徴である。
本実施形態は、図4に示したフィルタ算出部23内の一括基底準直交化部246が伝搬路Hよりも直交性が高い等価的な伝搬路Gを生成することが特徴である。
MU-MIMO LPは、伝搬路の直交性が高いほど、ZF規範のプレコーディングフィルタ適用時の電力損失を少なくできる。本実施形態では、一括基底準直交化部246が伝搬路Hよりも直交性が高い等価的な伝搬路Gを生成して電力損失を抑圧する。
伝搬路Hと等価伝搬路Gは
H=D-T×G (1-9)
という関係を持つ。MU-MIMO LPの場合、ZF規範のプレコーディングフィルタはH-1(=G-1×DT)となる。本実施形態では、ユニモジュラ行列乗算部261でDTを、プレコーディングフィルタ乗算部273でG-1を乗算する。すなわち、二つの処理を合わせれば送信信号に対してH-1を乗算している。しかし、その2つの処理の間に、Modulo演算部263-1~263-2nを導入することで送信信号電力を低減している。Modulo演算部263-1~2nは、ユニモジュラ行列を乗算された信号に対して、Modulo幅の整数倍の信号を加算することで、送信信号の振幅をModulo幅τの半分以下に抑える処理であり、Modulo演算後の信号は、変調信号とほぼ同等の電力となる。このModulo演算後の信号に対して、準直交化された等価伝搬路Gに対応するプレコーディングフィルタを適用するため、通常の準直交化前の伝搬路Hに各プレコーディングフィルタよりも電力効率が高くなる。言い換えれば、H-1を乗算する処理を、あえて2つのG-1とDTの乗算という処理に分離し、その間にModulo演算部263-1~2nを入れることで電力損失を低減している。
H=D-T×G (1-9)
という関係を持つ。MU-MIMO LPの場合、ZF規範のプレコーディングフィルタはH-1(=G-1×DT)となる。本実施形態では、ユニモジュラ行列乗算部261でDTを、プレコーディングフィルタ乗算部273でG-1を乗算する。すなわち、二つの処理を合わせれば送信信号に対してH-1を乗算している。しかし、その2つの処理の間に、Modulo演算部263-1~263-2nを導入することで送信信号電力を低減している。Modulo演算部263-1~2nは、ユニモジュラ行列を乗算された信号に対して、Modulo幅の整数倍の信号を加算することで、送信信号の振幅をModulo幅τの半分以下に抑える処理であり、Modulo演算後の信号は、変調信号とほぼ同等の電力となる。このModulo演算後の信号に対して、準直交化された等価伝搬路Gに対応するプレコーディングフィルタを適用するため、通常の準直交化前の伝搬路Hに各プレコーディングフィルタよりも電力効率が高くなる。言い換えれば、H-1を乗算する処理を、あえて2つのG-1とDTの乗算という処理に分離し、その間にModulo演算部263-1~2nを入れることで電力損失を低減している。
一方で、伝搬路の準直交化に用いるアルゴリズムは、決定論的アルゴリズムである。また、図4の説明に示したアルゴリズム(図6・図7)は、浮動小数点数の乗算回数を用いて演算量を評価しても、一般的な逆行列演算などと同じnの3乗のオーダの演算量に収まっている。そのため、本実施形態は、予め決められた実用的な演算量の送信処理により、MU-MIMO LPよりも電力損失を抑えることで、良好な伝送特性を実現することができる。つまり、本実施形態に係る通信システムは、実用性と良好な伝送特性を両方兼ね備えている。
<変形例1>
前述の第1の実施形態と異なる手順でフィルタを算出する方法について説明する。本変形例1は、フィルタ算出部23の構成のみが異なり、他の基地局装置の構成や端末装置の構成は、前述の第1の実施形態と同じである。
前述の第1の実施形態と異なる手順でフィルタを算出する方法について説明する。本変形例1は、フィルタ算出部23の構成のみが異なり、他の基地局装置の構成や端末装置の構成は、前述の第1の実施形態と同じである。
図9は、本変形例に係る基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図9に示す基地局装置は、フィルタ算出部323以外は、図1と同じ構成を持ち、同じ動作をするため、図1と同じ番号で示している。また本変形例に係る端末装置は、前述の実施形態に係る端末装置(図8)と同じ構成を持ち、同じ動作をする。そのため、フィルタ算出部322以外の基地局装置及び端末装置の各部分の説明は省略する。
図10は、本変形例1に係るフィルタ算出部323の一構成例を示す機能ブロック図である。図4と異なり、プレコーディングフィルタ算出部340を、一括基底準直交化部346より前段に配置する。以下順に各構成部分の動作を説明する。
プレコーディングフィルタ算出部340は、MU-MIMO LPにおいて線形フィルタを算出する部分と全く同じ動作を行う。すなわち伝搬路Hcに基づいてZF規範のフィルタを算出する処理を行う。プレコーディングフィルタ算出部340は、一括基底準直交化部346と等価フィルタ算出部347に当該フィルタ(Hc-1)を入力する。
このように、本変形例1は、プレコーディングフィルタ演算部340に相当する処理がMU-MIMO LPに存在するため、図4と比較して、従来技術からの構成の変更を少なくすることができるという利点を持つ。
次に、一括基底準直交化部346は、入力されたフィルタを、式(1-1)に従って、実数成分の行列に分離した後、一括基底準直交化部を行う。ここで、一括基底準直交化部246は、HTに対して準直交化を施したのに対して、本変形例1では、フィルタHc-1を実数行列に変換したH-1(Hc-1の実部と虚部を式(1-1)と同様に分離した行列)に対して準直交化処理を施す。
以下、一括基底準直交化部346の動作について説明する。まず三角化部341が、Hc-1の実部と虚部を式(1-1)と同様に分離した行列H-1に対してソート付きQR分解を施し、直交行列Q_I,上三角行列R_I,置換行列Π_Iを算出する。ここで各行列はH-1×Π_I=Q_I×R_Iと言う関係を持つ。三角化部341は、直交化整数算出部343にR_Iを、ユニモジュラ行列算出部345に置換行列Π_Iを入力する。直交化整数算出部343は、図6に示した手順と同じ手順でR_Iを準直交化し、新たな上三角行列R_Lと整数行列Mを算出する。ここで入力R_Iと出力R_LはR_I×M=R_Lを満たす。直交化整数算出部343は、ユニモジュラ行列算出部345に整数行列Mを入力する。次にユニモジュラ行列算出部345は、ユニモジュラ行列E(=Π_K×M)を算出して、Eの逆行列E-1をプレコーディングフィルタ演算部251に入力する(第1の実施形態では、プレコーディング部25内のユニモジュラ行列乗算部261でDTをsに対して乗算していたが、第1の実施形態の変形例1では、E-1をsに対して乗算する。)。また、ユニモジュラ行列算出部345は、Eを等価フィルタ算出部347に入力する。等価フィルタ算出部347はプレコーディングフィルタH-1に対して、ユニモジュラ行列Eを左から乗算して、等価フィルタG-1(=H-1×E)を算出し、プレコーディングフィルタ算出部273に入力する(ここで、Gは準直交化された等価伝搬路を示すが、本変形例においては、その逆行列G-1を算出すればよい。)。
なお、上述のように、第1の実施形態の変形例1では、実数表現の伝搬路行列Hの転置行列HTではなく、実数表現の伝搬路行列Hから逆行列演算を行うことによって生成したH-1に対して準直交化を行う(以下各実施形態の変形例1では同様に実数表現の伝搬路行列Hから逆行列演算を行うことによって生成したH-1に対して準直交化を行う。)。
以上が本変形例1に係るフィルタ算出部23の動作である。尚、他の構成部分の動作は、前述の第1の実施形態と同様であるため省略する。
(効果)
本変形例1に係る基地局装置は、前述の第1の実施形態と同様にMU-MIMO LPよりも電力損失を抑えることで、良好な特性を実現できる。さらに、プレコーディングフィルタ演算部340に相当する処理がMU-MIMO LPに存在するため、図4と比較して、従来技術からの構成の変更を少なく抑えることが出来るという利点を持つ。
本変形例1に係る基地局装置は、前述の第1の実施形態と同様にMU-MIMO LPよりも電力損失を抑えることで、良好な特性を実現できる。さらに、プレコーディングフィルタ演算部340に相当する処理がMU-MIMO LPに存在するため、図4と比較して、従来技術からの構成の変更を少なく抑えることが出来るという利点を持つ。
<第2の実施形態>
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。本実施形態に係る通信システムは、第1の実施形態に係る通信システムに比べて、さらに高い直交性を持つ等価伝搬路を生成することで、より電力損失を抑えた伝送を行う。
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。本実施形態に係る通信システムは、第1の実施形態に係る通信システムに比べて、さらに高い直交性を持つ等価伝搬路を生成することで、より電力損失を抑えた伝送を行う。
図11は、本実施形態に係る基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図11において、フィルタ算出部423以外は、図1と同じ構成を持ち、同じ動作をするため、図1と同じ番号で示している。また、本実施の形態に係る端末装置は、前述の第1の実施形態に係る端末装置(図8)と同じ構成を持ち、同じ動作をする。そのため、フィルタ算出部423以外の説明は省略する。
本実施形態に係るフィルタ算出部423は、第1の実施形態において行った一括基底準直交化処理を複数回行うことで、第1の実施形態よりも高い直交性を持つ等価伝搬路を生成する。しかし、一括基底準直交化処理を単に複数回適用するだけでは、プレコーディング部25に入力すべきユニモジュラ行列を算出することができない。そのため、本実施形態においては、ユニモジュラ行列合成部444を新たに導入することで、プレコーディング部25に入力すべきユニモジュラ行列を算出することを可能にする。
図12は、本実施形態に係るフィルタ算出部423の一構成例を示す機能ブロック図である。フィルタ算出部423は、一括基底準直交化部446-1~446-P、ユニモジュラ行列合成部444、等価伝搬路算出部447、プレコーディングフィルタ算出部451を有する。図13に示す一括基底準直交化部446-1~446-Pの任意の一つを一括基底準直交化部446-pと表す。一括基底準直交化部446-pは、それぞれ三角化部441、直交化整数算出部443、ユニモジュラ行列算出部445、多段準直交化用行列算出部449を有する。また、一括基底準直交化部446-1~446-Pとユニモジュラ行列合成部444をまとめて、多段一括基底準直交化部448と呼ぶ。以下、フィルタ算出部423の各部分の動作を詳細に説明する。
まず、一括底準直交化部446-1が、伝搬路状態取得部21から入力された伝搬路状態情報Hに対して、一括基底準直交化処理を行う。一括基底準直交化部446-1は、第1の実施形態における一括基底準直交化部246と同じ三角化部441、直交化整数算出部443、ユニモジュラ行列算出部445に加えて多段準直交化用行列算出部449を有する。
三角化部441は、第1の実施形態の三角化部241と同様に、HTに対してソート付きQR分解を行い、直交行列Q_I、上三角行列R_I、及び置換行列Π_Iを算出し、上三角行列R_Iを直交化整数算出部443に入力し、置換行列Π_Iをユニモジュラ行列算出部445に入力する。
直交化整数算出部443は、第1の実施形態の直交化整数算出部243と同様に、整数行列Mを算出する(第1の実施形態と同様にR_I×M=R_Lという関係を持つ。)。また、直交化整数算出部443は、整数行列Mをユニモジュラ行列算出部445に入力する。
ユニモジュラ行列算出部445は、上三角行列Mと置換行列Π_Iを乗算してユニモジュラ行列D1(D1=Π_I×M)を生成し、ユニモジュラ行列合成部444と多段準直交化用行列算出部449に入力する。多段準直交化用行列算出部449はHとユニモジュラ行列D1を用いて多段準直交化用行列G1T(=HT×D1)を算出する。
次に、一括基底準直交化部446-2は、多段準直交化用行列G1Tに対して一括基底準直交化処理を行う。すなわち、一括基底準直交化部446-1は、一括基底準直交化処理をHに対して行ったが、一括基底準直交化部446-2では、HTの代わりに一括基底準直交化部446-1から入力された多段準直交化用行列G1Tに対して同様の処理を行う。一括基底準直交化部446-2は、G1Tに対して一括基底準直交化部446-1と同じ処理を行い、再度直交化した多段準直交化用行列G2Tを次の一括基底準直交化部446-3に入力し、ユニモジュラ行列D2をユニモジュラ行列合成部444に入力する。一括基底準直交化部446-p(p=2~P)は一括基底準直交化部446-2と同様に、一つ前の一括基底準直交化部446-(p-1)から入力された多段準直交化用行列G(p-1)Tに対して一括基底準直交化処理を行い、再度直交化した多段準直交化用行列GpTを次の一括基底準直交化部446-(p+1)に入力し、ユニモジュラ行列Dpをユニモジュラ行列合成部444に入力する。ただし、最後の一括基底準直交化部446-Pは、多段準直交化用行列GPTを出力せず、ユニモジュラ行列DPだけをユニモジュラ行列合成部444に入力する。なお、一括基底準直交化部446-1は、上述の446-pにおいてp=1とおき、HをG0とおいた場合に相当する。
このように、本実施形態に係る多段一括基底準直交化部448では、一度準直交化を行った多段準直交化用行列GpTに対して再度一括基底準直交化処理を行う。直交化整数算出部443は、三角化部441でソートした後の基底(上三角行列R_Iの各列ベクトル)のうち、より左にある列の整数倍を右にある列に加算することで、左の列から見て右の列ができるだけ直交するように右の列を変換するという処理をしている。すなわち「左の列が右の列を準直交化している」と言える。しかし、より直交性を向上するためには、全基底が他の全ての基底に対して準直交化を行う必要がある。そこで、一度、準直交化した行列R_Lに対してもう一度の基底をソートし直すことで、ソート前に左側に無かった列を左側に、右側に無かった列を右側に持ってくる。その上で、再度順次左の列が右の列を準直交化する処理を行うことで、一回目の一括基底準直交化処理では行われなかった基底の組み合わせで準直交化を行うことができる。すなわち、三角化部441によるソートと直交化整数算出部443による準直交化とを繰り返すことで、より多くの基底の組み合わせにおいて準直交化することができ、pの値が上がるごとに、より直交性の高い多段準直交化用行列GpTを得ることができる。
ユニモジュラ行列合成部444は、下式にしたがって全ユニモジュラ行列D1~DPを合成したユニモジュラ行列Dを算出する。
D=D1×D2×D3×…×DP (2-1)
ユニモジュラ行列合成部444は、生成したユニモジュラ行列Dを等価伝搬路算出部447に入力するとともに、Dの転置行列DTをプレコーディング部25に入力する。
ユニモジュラ行列合成部444は、生成したユニモジュラ行列Dを等価伝搬路算出部447に入力するとともに、Dの転置行列DTをプレコーディング部25に入力する。
等価伝搬路算出部447は、ユニモジュラ行列Dと伝搬路状態情報Hを用いて、等価伝搬路の転置行列GT(=HT×D)を算出してプレコーディングフィルタ演算部451に入力する。プレコーディングフィルタ演算部451は、GTを転置して等価伝搬路Gを得た後、Gの逆行列G-1を演算し、G-1をプレコーディング部25に入力する。
以上が、フィルタ算出部423の構成及び動作の説明である。他の基地局装置及び端末装置の構成及び動作は第1の実施形態と同様であるので説明を省略する。
(効果)
本実施形態に係る基地局装置は、多段一括基底準直交化部448において、基底のソート(三角化部441)と基底の準直交化(直交化整数算出部443)を複数回行うことが可能である。一括準直交化を繰り返すほど等価伝搬路Gの直交性が向上するので、最終的な電力損失を低減することができて、ひいては伝送特性の向上に寄与する。また、この一括基底準直交化の処理回数は予め一定回数Pに決めることができ、伝搬路状態Hなどによって変わることがない決定論的アルゴリズムである。すなわち、本実施形態は、予め決められた演算量と伝送特性のトレードオフで自由に一括基底準直交化の処理回数を決めることを可能にする。
本実施形態に係る基地局装置は、多段一括基底準直交化部448において、基底のソート(三角化部441)と基底の準直交化(直交化整数算出部443)を複数回行うことが可能である。一括準直交化を繰り返すほど等価伝搬路Gの直交性が向上するので、最終的な電力損失を低減することができて、ひいては伝送特性の向上に寄与する。また、この一括基底準直交化の処理回数は予め一定回数Pに決めることができ、伝搬路状態Hなどによって変わることがない決定論的アルゴリズムである。すなわち、本実施形態は、予め決められた演算量と伝送特性のトレードオフで自由に一括基底準直交化の処理回数を決めることを可能にする。
<変形例1>
第2の実施形態の変形例1では、第1の実施形態の変形例1と同様の変更を、前述の第2の実施形態に加える方法について説明する。
第2の実施形態の変形例1では、第1の実施形態の変形例1と同様の変更を、前述の第2の実施形態に加える方法について説明する。
図14は、本変形例1に係る基地局装置の一構成例を示す図である。フィルタ算出部523以外は、図1と同じ構成を持ち、同じ動作をするため、図1と同じ番号で示している。また本変形例1に係る端末装置は前述の実施形態に係る端末装置(図8)と同じ構成を持ち、同じ動作をする。そのため、フィルタ算出部523以外の説明は省略する。
図15は、本変形例1に係るフィルタ算出部523の一構成例を示す図である。図12と異なり、プレコーディングフィルタ算出部540を、多段一括基底準直交化部548より前段に配置する。以下順に各構成部分の動作を説明する。
プレコーディングフィルタ算出部540は、MU-MIMO LPにおいて線形フィルタを算出する部分と全く同じ動作を行う。すなわち伝搬路Hcに基づいてZF規範のフィルタを算出する処理を行う。プレコーディングフィルタ算出部540は、多段一括基底準直交化部548と等価フィルタ算出部547に当該フィルタを入力する。
次に、多段一括基底準直交化部548は、式(1-1)に従って、フィルタを実数成分の行列に分離した後、前述の多段一括基底準直交化部448と同様の処理を行う。多段一括基底準直交化部448は、HTに対して準直交化を施したのに対して、本変形例1では、伝搬路行列Hから逆行列演算を行うことによって生成したH-1に対して準直交化処理を施す。多段一括基底準直交化部548は、多段一括基底準直交化部448と同じ構成を有するので、詳細な説明は省略する。また、多段一括基底準直交化部548は、ユニモジュラ行列Eを等価フィルタ算出部547に入力し、E-1をプレコーディング部25に入力する(第2の実施形態では、プレコーディング部25内のユニモジュラ行列乗算部261でDTをsに対して乗算していたが、第2の実施形態の変形例1では、E-1をsに対して乗算する。)。等価フィルタ算出部547はプレコーディングフィルタH-1に対して、ユニモジュラ行列Eの逆行列E-1を乗算して、等価フィルタG-1(=H-1×E)を算出し、プレコーディングフィルタ算出部540に入力する(ここで、Gは準直交化された等価伝搬路を示すが、本変形例においては、その逆行列G-1を算出すればよい。)。
以上が、本変形例に係るフィルタ算出部523の動作である。なお、他の構成部分の動作は、前述の第2の実施形態と同様であるため省略する。
(効果)
本変形例1に係る基地局装置は、前述の第1の実施形態と同様にMU-MIMO LPよりも電力損失を抑えることで、良好な特性を実現できる。さらに、プレコーディングフィルタ演算部340に相当する処理がMU-MIMO LPに存在するため、図12と比較して、従来技術からの構成の変更を少なく抑えることが出来るという利点を持つ。
本変形例1に係る基地局装置は、前述の第1の実施形態と同様にMU-MIMO LPよりも電力損失を抑えることで、良好な特性を実現できる。さらに、プレコーディングフィルタ演算部340に相当する処理がMU-MIMO LPに存在するため、図12と比較して、従来技術からの構成の変更を少なく抑えることが出来るという利点を持つ。
<第3の実施形態>
上記の第1及び第2の実施形態では、直交性の高い等価伝搬路Gに対してMU-MIMO LPに基づくプレコーディングを施していたが、本発明の第3の実施形態では、等価伝搬路Gに対してMU-MIMO THPに基づくプレコーディングを施すことにより、さらに伝送特性を改善することを可能にする。
上記の第1及び第2の実施形態では、直交性の高い等価伝搬路Gに対してMU-MIMO LPに基づくプレコーディングを施していたが、本発明の第3の実施形態では、等価伝搬路Gに対してMU-MIMO THPに基づくプレコーディングを施すことにより、さらに伝送特性を改善することを可能にする。
図16は、本実施形態に係る基地局装置の一構成例を示す図である。フィルタ算出部623とプレコーディング部625以外は、図1と同じ構成を持ち、同じ動作をするため、図1と同じ番号で示している。また、本実施形態に係る端末装置は、前述の実施形態に係る端末装置(図8)と同じ構成を持ち、同じ動作をする。そのため、フィルタ算出部623とプレコーディング部625以外の説明は省略する。
図17に示すように、本実施形態に係るフィルタ算出部623は、プレコーディングフィルタ算出部651を除いて第1の実施形態に係るフィルタ算出部23(図4)と同じ構成を有する。第1の実施形態では、等価伝搬路Gの逆行列を計算したが、本実施形態に係るプレコーディングフィルタ算出部651は、等価伝搬路Gに対してMU-MIMO THPを施すため、まずGTをソート付きQR分解し、下式の関係を持つ直交行列Q、上三角行列R、置換行列Πを算出する。
GT×Π=Q×R (3-1)
次に、プレコーディングフィルタ算出部651は、Rと同じ対角成分を持つ対角行列Aを用いて線形フィルタP(P=Q×A-1)、干渉係数F(F=RT×A-1-I)、を算出し、Pをプレコーディング部625に入力する。また、プレコーディングフィルタ算出部651は、行列Aを用いて、干渉係数F(F=RT×A-1-I)を算出し、PとFをプレコーディング部625に入力する。また、プレコーディングフィルタ算出部651は、置換行列の転置ΠTもプレコーディング部625に入力する。
次に、プレコーディングフィルタ算出部651は、Rと同じ対角成分を持つ対角行列Aを用いて線形フィルタP(P=Q×A-1)、干渉係数F(F=RT×A-1-I)、を算出し、Pをプレコーディング部625に入力する。また、プレコーディングフィルタ算出部651は、行列Aを用いて、干渉係数F(F=RT×A-1-I)を算出し、PとFをプレコーディング部625に入力する。また、プレコーディングフィルタ算出部651は、置換行列の転置ΠTもプレコーディング部625に入力する。
本実施形態に係るプレコーディング部625は、第1の実施形態に係るプレコーディング部25と異なり、図18に示した構成を持つ。また、図19は、プレコーディング部625の動作の流れを示すフローチャート図である。
伝搬路状態情報が示す伝搬路を行列Hcとおく。固有信号をscとおく。scは複素数を各成分に持つn次元ベクトルである。またsは、scを2n次元の実数ベクトルに変換したベクトルであり、
s=[Re(sc)T Im(sc)T]T (3-2)
と表すことができる。
s=[Re(sc)T Im(sc)T]T (3-2)
と表すことができる。
(ステップS101) ユニモジュラ行列乗算部61が、sに対してユニモジュラ行列DTを乗算して得たベクトル(=DT×s)をオーダリング部62に入力する。
(ステップS102) オーダリング部62が、入力されたベクトルDTsに対して置換行列ΠTを乗算する。乗算して得たベクトルをu(u=ΠT×DT×s)とおく。uは、sと同様2n次元実数ベクトルである。uの第k成分をu_kとおく。
尚、置換行列を乗算することは、ベクトルDTsの各次元を入れかえることと等価である。そのため、置換行列を乗算せずとも、置換行列が示す入れ替え順を検出し、その順番に従ってDTsの各次元を入れ替えてもよい。また、本実施形態および以降の実施形態や変形例では、置換行列を用いてオーダリング順を通知しているが、置換行列以外の入れ替え順を示す方法を用いて、オーダリング部62に入れ替え順を通知してもよい。
u_1をModulo演算部63-1に入力し、残りのu_2~u_2nをそれぞれ対応する干渉減算部71-2~干渉減算部71-2nに入力する。
(ステップS103) Modulo演算部63-1は入力された信号u_1に対して、式(1-8)で示されるModulo演算を施してv_1(=mod(u_1))を算出し、v_1を干渉算出部65と線形フィルタ乗算部73に入力する。
(ステップS104-2) 干渉算出部65は、v_1と干渉係数Fの2行目の第1成分F(2,1)を用いて、干渉成分f_2を下式(3-3)で算出し、干渉減算部71-kに入力する。
f_2=F(2,1)v_1 (3-3)
(ステップS105-2) 干渉減算部71-2は、u_2から干渉成分f_2を減算したu_2-f_2をModulo演算部63-2に入力する。
(ステップS105-2) 干渉減算部71-2は、u_2から干渉成分f_2を減算したu_2-f_2をModulo演算部63-2に入力する。
(ステップS106-2) Modulo演算部63-2は入力された信号u_2-f_2に対して式(1-8)で示されるModulo演算を施し、v_2を算出し、v_2を干渉算出部65と線形フィルタ乗算部73に入力する。
以降、ステップS104-2~ステップS106-2を、v_2nを算出するまで繰り返す。ここでは、一般化して、v_k(k=1,...k-1)を算出する場合について説明する。
(ステップS104-k) 干渉算出部65は、v_1~v_(k-1)と、干渉係数Fのk行目の第1~(k-1)成分F(k,1:k-1)とを用いて、干渉成分f_kを下式(3-4)で算出する。
f_k=F(k,1:k-1)×(v_1, v_2, ..., v_(k-1) )T (3-4)
(ステップS105-k) 干渉減算部71-kは、u_kから干渉成分f_kを減算したu_k-f_kをModulo演算部63-kに入力する。
(ステップS105-k) 干渉減算部71-kは、u_kから干渉成分f_kを減算したu_k-f_kをModulo演算部63-kに入力する。
(ステップS106-k) Modulo演算部63-kは、入力された信号u_k-f_kに対して式(1-8)で示されるModulo演算を施し、v_kを算出し、v_kを干渉算出部65と線形フィルタ乗算部73に入力する。ここでk=2nのときは、v_2nを干渉算出部65には入力せずに線形フィルタ乗算部73にのみ入力する。
(ステップS107) 線形フィルタ乗算部73は、Modulo演算部63-1~63-2nから入力されたv(=(v_1,v_2,...,v_2n)T)に対して線形フィルタPを乗算して得た信号xを、複素数で表される信号xcに変換し、xcをフレーム構成部27に入力する。ここで信号xは2n次元の実数ベクトルで表される。また、xcは、k番目の成分xc_kがアンテナkで送信する信号を表す。xc_kの実部(In-phase channel:I-ch)にx_kを代入し、xc_kの虚部(Qudrature channel:Q-ch)にx_(k+n)を代入する。
以上が、本実施形態に係るプレコーディング部625の構成と動作の説明である。本実施形態に係る基地局装置の他の部分の構成と動作は、第1の実施形態(図1)と同じであるので、説明を省略する。また、本実施形態に係る端末装置の構成及び動作も第1実施形態の構成及び動作(図8)と同じであるので、説明を省略する。
(効果)
本実施形態に係る基地局装置は、第1の実施形態と比較して、等価伝搬路Gに対してさらにMU-MIMO THPを施す。MU-MIMO THPは、MU-MIMO LPよりも電力損失を抑えた通信を可能にする技術であり、直交性が向上した等価伝搬路Gに対してさらに電力損失を抑えたプレコーディング方式を用いることができる。そのため、第1の実施形態よりもさらに高い伝送特性を実現できる。
本実施形態に係る基地局装置は、第1の実施形態と比較して、等価伝搬路Gに対してさらにMU-MIMO THPを施す。MU-MIMO THPは、MU-MIMO LPよりも電力損失を抑えた通信を可能にする技術であり、直交性が向上した等価伝搬路Gに対してさらに電力損失を抑えたプレコーディング方式を用いることができる。そのため、第1の実施形態よりもさらに高い伝送特性を実現できる。
<変形例1>
本発明の第3の実施の形態の変形例1では、MU-MIMO LP方式を用いる第1の実施形態の変形例1に対して、代わりにMU-MIMO THP方式を導入する。本変形例1に係る基地局装置は、図20に示すように、原則的に第1の実施形態と同じ構成を持つが、フィルタ算出部723と、プレコーディング部625の動作が異なる。また本変形例に係るプレコーディング部625は、前述の第3の実施形態のプレコーディング部625(図18)と全く同じ動作をする(そのため、第3の実施形態(図18)と同じ番号を用いて表している。)。よって、本変形例1では、フィルタ算出部723の動作のみを説明し、他の基地局装置の構成及び動作の説明は省略する。
本発明の第3の実施の形態の変形例1では、MU-MIMO LP方式を用いる第1の実施形態の変形例1に対して、代わりにMU-MIMO THP方式を導入する。本変形例1に係る基地局装置は、図20に示すように、原則的に第1の実施形態と同じ構成を持つが、フィルタ算出部723と、プレコーディング部625の動作が異なる。また本変形例に係るプレコーディング部625は、前述の第3の実施形態のプレコーディング部625(図18)と全く同じ動作をする(そのため、第3の実施形態(図18)と同じ番号を用いて表している。)。よって、本変形例1では、フィルタ算出部723の動作のみを説明し、他の基地局装置の構成及び動作の説明は省略する。
図21は、フィルタ算出部723の内部の構成例を示す図である。図21に示すように、等価フィルタ算出部747以外は、図10の対応する部分と同じ構成を有するので、図10と同じ番号を用いて示している。このように、等価フィルタ算出部747は、プレコーディングフィルタH-1に対して、ユニモジュラ行列Eの逆行列E-1を乗算して、等価フィルタG-1を算出し、さらにG-1の逆行列Gを算出する(また、当然、プレコーディングフィルタH-1ではなくもとの伝搬路状態情報Hに対してユニモジュラ行列Eを乗算してGを算出しても良い。)。
次に、等価伝搬路Gに対してMU-MIMO THPを施すため、まずGの転置行列GTをソート付きQR分解し、式(3-1)と同じ関係を有する直交行列Q、上三角行列R、置換行列Πを算出する。次に、等価フィルタ演算部747は、Rと同じ対角成分を持つ対角行列Aを用いて線形フィルタP(P=Q×A-1)、干渉係数F(F=RT×A-1-I)、を算出し、Pをプレコーディング部625に入力する。プレコーディング部625では、前述の第3の実施形態と同じ構成を持ち、同じ動作を行うので説明を省略する。本実施形態に係る端末装置の構成及び動作も第1実施形態の構成及び動作(図9)と同じであるので、説明を省略する。
(効果)
本実施形態に係る基地局装置は、第1の実施形態の変形例1と比較して、等価伝搬路Gに対してさらにMU-MIMO THPを施す。MU-MIMO THPは、MU-MIMO LPよりも電力損失を抑えた通信を可能にする技術であり、直交性が向上した等価伝搬路Gに対してさらに電力損失を抑えたプレコーディング方式を用いることができる。そのため、第1の実施形態の変形例よりも高い伝送特性を実現できる。
本実施形態に係る基地局装置は、第1の実施形態の変形例1と比較して、等価伝搬路Gに対してさらにMU-MIMO THPを施す。MU-MIMO THPは、MU-MIMO LPよりも電力損失を抑えた通信を可能にする技術であり、直交性が向上した等価伝搬路Gに対してさらに電力損失を抑えたプレコーディング方式を用いることができる。そのため、第1の実施形態の変形例よりも高い伝送特性を実現できる。
<第4の実施形態>
第4の実施形態では、第3の実施形態で導入した等価伝搬路GにMU-MIMO THP方式を適用する方法に対して、さらに第2の実施形態で導入した多段一括基底準直交化を導入する。多段一括基底準直交化とMU-MIMO THP方式を両方導入することで、第1~第3の実施形態よりも良好な特性を有する伝送方式を実現する。
第4の実施形態では、第3の実施形態で導入した等価伝搬路GにMU-MIMO THP方式を適用する方法に対して、さらに第2の実施形態で導入した多段一括基底準直交化を導入する。多段一括基底準直交化とMU-MIMO THP方式を両方導入することで、第1~第3の実施形態よりも良好な特性を有する伝送方式を実現する。
図22は、本実施形態に係る基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。本実施形態に係る基地局装置は、フィルタ算出部823とプレコーディング部625を除いて第2の実施形態と同じ構成を持つ。また、プレコーディング部625は、第3の実施形態で説明したプレコーディング部625と同じ構成を持ち、同じ動作をする。また、図23に示すフィルタ算出部823は、実施形態2に係るフィルタ算出部423と同じ、多段一括基底準直交化部448と、等価伝搬路算出部447を持ち、実施形態3と同じプレコーディングフィルタ算出部651を持つ(図22と図23では、同じ構成部分は対応する第1~第3の実施形態おいて用いた番号を用いて示している。)。
また本実施形態に係る端末装置は、第1~第2の実施形態と同じ構成を持つ。
(効果)
以上の構成により、本実施形態では、第1~第3の実施形態よりも良好な特性を有する伝送方式を実現できる。
以上の構成により、本実施形態では、第1~第3の実施形態よりも良好な特性を有する伝送方式を実現できる。
<変形例1>
本変形例1では、第3の実施形態の変形例1で導入した等価伝搬路GにMU-MIMO THP方式を適用する方法に対して、さらに第2の実施形態の変形例1で導入した多段一括基底準直交化を導入する。この多段一括基底準直交化とMU-MIMO THP方式を両方導入することで、第1~第3の実施形態の変形例1よりも良好な特性を有する伝送方式を実現する。
本変形例1では、第3の実施形態の変形例1で導入した等価伝搬路GにMU-MIMO THP方式を適用する方法に対して、さらに第2の実施形態の変形例1で導入した多段一括基底準直交化を導入する。この多段一括基底準直交化とMU-MIMO THP方式を両方導入することで、第1~第3の実施形態の変形例1よりも良好な特性を有する伝送方式を実現する。
図24は、本変形例1による基地局装置の一構成例を示す図である。図25は、フィルタ算出部923の一構成例を示す図である。図24、図25に示すように、本実施形態に係る基地局装置は、フィルタ算出部923とプレコーディング部625を除いて第2の実施形態の変形例1と同じ構成を持つ。また、プレコーディング部625は、第3の実施形態で説明したプレコーディング部625と同じ構成を持ち、同じ動作をする。またフィルタ算出部923は、実施形態2の変形例1に係るフィルタ算出部523と同じ、プレコーディングフィルタ算出部540と多段一括基底準直交化部548を持ち、実施形態3の変形例1と同じ等価フィルタ算出部747を持つ(図24と図25では、同じ構成部分は対応する第1~第3の実施形態において用いた番号を用いて示している。)。
また本実施形態に係る端末装置は、第1~第2の実施形態と同じ構成を持つ。
(効果)
以上の構成により、第1~第3の実施形態の変形例1よりも良好な特性を有する伝送方式を実現できる。
以上の構成により、第1~第3の実施形態の変形例1よりも良好な特性を有する伝送方式を実現できる。
<第5の実施形態>
第1の実施形態から第4の実施形態では、ZF規範のフィルタを用いていたが、本実施形態では、MMSE規範に基づく方式について説明する。本実施形態では、第3の実施形態の変形例1及びと第4の実施形態の変形例1を前提として、両変形例からの変更点を説明する。
第1の実施形態から第4の実施形態では、ZF規範のフィルタを用いていたが、本実施形態では、MMSE規範に基づく方式について説明する。本実施形態では、第3の実施形態の変形例1及びと第4の実施形態の変形例1を前提として、両変形例からの変更点を説明する。
まず、第3の実施形態の変形例1からの変更点を説明する。第3の実施形態の変形例1におけるフィルタ算出部723の、プレコーディングフィルタ算出部340と等価フィルタ算出部747の動作のみが、本実施形態と異なる。図26に示すように、本実施形態に係るプレコーディングフィルタ算出部を「プレコーディングフィルタ算出部1040」とし、等価フィルタ算出部を「等価フィルタ算出部1047」と呼ぶ。
プレコーディングフィルタ算出部1040では、伝搬路状態情報Hcを用いて、下記手順で準直交化を行う行列Lを算出する。
まず、下記行列Cを算出する。
C=Hc×HcH+ξ×I (5-1)
その後、行列Cの逆行列C-1を算出し、C-1をコレスキー分解する。ξは、n個のMSの雑音分散の和をBSの1サブキャリア1OFDMシンボルに割り当てられた送信電力で除算した値である。行列C-1とコレスキー分解後の行列Lcは
LcH×Lc=C (5-2)
という関係を持ち、Lcは上三角行列である。行列Lを式(1-1)と同様に実数で表した行列をLとおく。本実施形態では行列Lに対して準直交化を行うため、プレコーディングフィルタ算出部1040が一括基底準直交化部746と等価フィルタ算出部1047に行列Lを入力する。またプレコーディングフィルタ算出部1040は、行列HTLTを等価フィルタ算出部1047に入力する。
その後、行列Cの逆行列C-1を算出し、C-1をコレスキー分解する。ξは、n個のMSの雑音分散の和をBSの1サブキャリア1OFDMシンボルに割り当てられた送信電力で除算した値である。行列C-1とコレスキー分解後の行列Lcは
LcH×Lc=C (5-2)
という関係を持ち、Lcは上三角行列である。行列Lを式(1-1)と同様に実数で表した行列をLとおく。本実施形態では行列Lに対して準直交化を行うため、プレコーディングフィルタ算出部1040が一括基底準直交化部746と等価フィルタ算出部1047に行列Lを入力する。またプレコーディングフィルタ算出部1040は、行列HTLTを等価フィルタ算出部1047に入力する。
一括基底準直交化部746内の三角化部341、直交化整数算出部343、及びユニモジュラ行列算出部345は、第3の実施形態の変形例1と同じ動作をする。つまり、三角化部341は置換行列Π_Iをユニモジュラ行列算出部345に入力し、直交化整数算出部343は、直交化整数行列Mをユニモジュラ行列算出部345に入力する。
ユニモジュラ行列算出部345は、ユニモジュラ行列E(=Π_I×M)を算出し、さらにEの逆行列E-1を算出する。またユニモジュラ行列算出部345は、逆行列E-1をプレコーディング部625に入力し、行列Eを等価フィルタ算出部1047に入力する。
等価フィルタ算出部1047は、ユニモジュラ行列Eを行列Lに右から乗算して得た行列の逆行列をJとおく。ここでは、Jを等価伝搬路行列として扱う。等価フィルタ算出部1045は、JTに対してMU-MIMO THPを施すため、まずJTをソート付きQR分解し、下式の関係を持つ直交行列Q、上三角行列R、置換行列Πを算出する。
JT×Π=Q×R (5-3)
次に、等価フィルタ算出部1045は、Rと同じ対角成分を持つ対角行列Aを用いて線形フィルタP(P=HT×LT×Q×A-1)、干渉係数F(F=RT×A-1-I)、を算出する。また等価フィルタ算出部1047は、PとFをプレコーディング部25に入力する。また、等価フィルタ算出部1047は、置換行列の転置ΠTもプレコーディング部625に入力する。
次に、等価フィルタ算出部1045は、Rと同じ対角成分を持つ対角行列Aを用いて線形フィルタP(P=HT×LT×Q×A-1)、干渉係数F(F=RT×A-1-I)、を算出する。また等価フィルタ算出部1047は、PとFをプレコーディング部25に入力する。また、等価フィルタ算出部1047は、置換行列の転置ΠTもプレコーディング部625に入力する。
以上が、第3の実施形態の変形例1をMMSE規範に変更したものである。
また、第4の実施形態の変形例1のように一括基底準直交化部746を多段一括基底準直交化部548に変更してもよい。
(効果)
MMSE規範を用いることで、各端末装置に対するMUIを完全には除去しないかわりに、MUI抑圧に伴う電力損失を抑え、各端末装置のSignal to Noise and Interference Ratio(SINR)を最大化することができる。ひいては、各端末装置の伝送特性を改善できる。
MMSE規範を用いることで、各端末装置に対するMUIを完全には除去しないかわりに、MUI抑圧に伴う電力損失を抑え、各端末装置のSignal to Noise and Interference Ratio(SINR)を最大化することができる。ひいては、各端末装置の伝送特性を改善できる。
<全実施形態共通事項>
上記実施形態は、第1から第4の実施形態ではZF規範で説明し、第5の実施形態で、MMSE規範の一例を説明した。しかし、下記の第5の実施形態と異なるMMSE規範を用いたフィルタを用いても良い。MMSE規範を用いる場合、Hcの代わりに、(HcHcH+ξ×I)Hc-H(={HcH(HcHcH+ξ×I)-1}-1)を用いる。また、n×2n行列[Hc η×I]を用いても良い。この第5の実施形態の他にこの2つの方式もMMSE方式と呼ぶ。またηは受信SNRの平方根の逆数である。
上記実施形態は、第1から第4の実施形態ではZF規範で説明し、第5の実施形態で、MMSE規範の一例を説明した。しかし、下記の第5の実施形態と異なるMMSE規範を用いたフィルタを用いても良い。MMSE規範を用いる場合、Hcの代わりに、(HcHcH+ξ×I)Hc-H(={HcH(HcHcH+ξ×I)-1}-1)を用いる。また、n×2n行列[Hc η×I]を用いても良い。この第5の実施形態の他にこの2つの方式もMMSE方式と呼ぶ。またηは受信SNRの平方根の逆数である。
また、上記実施形態は、各フィルタ算出部内にModulo演算部63-1~63-nやModulo演算部263-1~263-nを用いていたが、必ずしもModulo演算を行う必要はない。Modulo演算は、式(1-8)の”-floor((α+τ/2)/τ)τ”のように、基地局装置と端末装置で共有するModulo幅τの整数倍の信号を加算している。この信号を摂動ベクトル信号と呼ぶ。端末装置では、Modulo演算を行うことでこの摂動べクトル信号を除去することが出来る。Modulo演算の目的は、送信電力を抑圧することであるので、Modulo演算部を全て摂動ベクトル加算部に代えて、当該摂動ベクトル加算部において適切に選択した摂動ベクトル信号を入力信号に加算することで、送信電力を低減しても良い。
なお、上記実施形態では、一例として、送信データストリーム数及び受信データストリーム数と基地局装置及び端末装置の物理的なアンテナ数が一致する場合について記載しているが、必ずしも一致する必要はない。送信データストリーム数よりも基地局装置のアンテナや端末装置のアンテナが多くても本発明は実施可能である。各送信信号又は受信信号に対して別途、フィルタを乗算することにより、送信データストリーム数及び受信データストリーム数が、仮想的にアンテナ数と一致するものとして扱うことができるからである。
本発明に関わる端末装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、CPU等を制御するプログラム(コンピュータを機能させるプログラム)である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にRAMに蓄積され、その後、各種ROMやHDDに格納され、必要に応じてCPUによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体(例えば、ROM、不揮発性メモリカード等)、光記録媒体(例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等)、磁気記録媒体(例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等)等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と協働して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における端末装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるLSIとして実現してもよい。端末装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はLSIに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりLSIに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
本発明は、通信装置に利用可能である。
1…符号部、3…変調部、5…固有信号構成部、7…DRS生成部、11…受信部、15…GI除去部、17…FFT部、21…伝搬路状態情報取得部、23…フィルタ算出部、25…プレコーディング部、27…フレーム構成部、31…CRS生成部、33…IFFT部、35…GI挿入部、37…送信部、61…ユニモジュラ行列乗算部、62…オーダリング部、63…Modulo演算部、65…干渉算出部、73…線形フィルタ乗算部、101…受信部、103…GI除去部、105…FFT部、107…信号分離部、109…伝搬路補償部、111…DRS用伝搬路推定部、113…CRS用伝搬路推定部、115…伝搬路状態情報生成部、131…Modulo演算部、133…復調部、135…復号部、241…三角化部、243…直交化整数算出部、245…ユニモジュラ行列算出部、247…等価伝搬路算出部、251…プレコーディングフィルタ算出部、261…ユニモジュラ行列乗算部、263…Modulo演算部、273…プレコーディングフィルタ乗算部、340…プレコーディングフィルタ算出部、343…直交化整数算出部、345…ユニモジュラ行列算出部、346…一括基底準直交化部、347…等価フィルタ算出部、444…ユニモジュラ行列合成部、446…一括基底準直交化部、448…多段一括基底準直交化部、447…等価伝搬路算出部、451…プレコーディングフィルタ算出部。
本明細書で引用した全ての刊行物、特許および特許出願をそのまま参考として本明細書にとり入れるものとする。
Claims (23)
- 複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を送信する送信装置であって、
前記受信装置の伝搬路行列を準直交化して等価伝搬路行列を生成し、前記等価伝搬路行列に対応するプレコーディングフィルタを算出するフィルタ算出部と、
算出された前記プレコーディングフィルタに基づいて、前記受信装置宛の信号を多重した信号を算出するプレコーディング部と、
前記多重した信号を送信する送信部と、
を有することを特徴とする送信装置。 - 前記フィルタ算出部は、
前記伝搬路行列を準直交化する準直交化部を1つ以上有し、
前記準直交化部の少なくとも1つは、
前記伝搬路行列の列、又は前記伝搬路行列から生成した行列の列、を並び替えた行列を生成する三角化部と、
前記並び替え後の行列のある列の整数倍を、他の列に加算する直交化整数算出部と、
を有することを特徴とする請求項1に記載の送信装置。 - 前記三角化部は、
前記伝搬路行列の列、又は前記伝搬路行列から生成した行列の列、を並び替えた行列を上三角行列と他の行列との積に分解する
ことを特徴とする請求項2に記載の送信装置。 - 前記直交化整数算出部は、
前記上三角行列のある列の整数倍を、前記列より右の列に加算することを特徴とする請求項3に記載の送信装置。 - 前記直交化整数算出部は、さらに
前記整数に基づいて直交化整数行列を算出すること
を特徴とする請求項2から4までのいずれか1項に記載の送信装置。 - 前記三角化部は、さらに
前記伝搬路行列の列、又は前記伝搬路行列から生成した行列の列の並び替えを示す置換行列を算出することを特徴とする請求項2から5までのいずれか1項に記載の送信装置。 - 前記準直交化部は、さらに
前記整数に基づいて直交化整数行列を算出し、
前記三角化部は、さらに、
前記伝搬路行列の列、又は前記伝搬路行列から生成した行列の列の並び替えを示す置換行列を算出し、
前記直交化整数行列と前記置換行列に基づいてユニモジュラ行列を算出するユニモジュラ行列算出部と、
を有することを特徴とする請求項2から4までのいずれか1項に記載の送信装置。 - 前記準直交化部のうち少なくとも一部は、前記直交化後の上三角行列を算出することを特徴とする請求項2から7までのいずれか1項に記載の送信装置。
- 前記準直交化部の一部は、
前記等価伝搬路行列に対してさらに準直交化を施す準直交化部
を有することを特徴とする請求項2から7までのいずれか1項に記載の送信装置。 - 前記準直交化部の一部は、
前記準直交化後の上三角行列に対して準直交化を施すことを特徴とする請求項8に記載の送信装置。 - 前記フィルタ算出部は、
前記各準直交化部が算出した前記ユニモジュラ行列同士を乗算して新たなユニモジュラ行列を算出する請求項7に記載の送信装置。 - 前記フィルタ算出部は、
前記受信装置と前記送信装置間の複素利得を各成分に有する伝搬路行列に基づいて、算出したMU-MIMO LP用の線形フィルタを算出するプレコーディングフィルタ算出部
を有することを特徴とする請求項1から11までのいずれか1項に記載の送信装置。 - 前記フィルタ算出部は、
前記伝搬路行列から生成した行列と前記ユニモジュラ行列に基づいて等価フィルタを算出する等価フィルタ算出部
を有することを特徴とする請求項7又は11に記載の送信装置。 - 前記プレコーディング部は、前記ユニモジュラ行列に基づく行列を各端末装置宛の固有信号に対して乗算して等価伝搬路用信号を生成するユニモジュラ行列乗算部
を有することを特徴とする請求項7又は11に記載の送信装置。 - 前記プレコーディング部は、前記等価伝搬路用信号に対して、Modulo演算を施すModulo演算部を有することを特徴とする請求項14に記載の送信装置。
- 前記プレコーディング部は、前記等価伝搬路用信号に対して、予め前記送信装置と前記受信装置で共有する所定の信号の整数倍の摂動ベクトル信号を加算する摂動ベクトル加算部
を有することを特徴とする請求項14に記載の送信装置。 - 前記プレコーディング部は、前記等価伝搬路行列に基づいて、
前記受信装置間の干渉の一部を除去する線形フィルタ及び、
前記受信装置間の干渉のうち前記線形フィルタで除去しない干渉を除去する干渉係数
を算出するプレコーディングフィルタ算出部を有すること
を特徴とする請求項1から13までのいずれか1項に記載の送信装置。 - 前記プレコーディング部は、
前記干渉係数に基づいて前記受信装置宛の信号から前記受信装置間の干渉の少なくとも一部を減算して干渉減算後信号を算出する干渉減算部を有すること
を特徴とする請求項17に記載の送信装置。 - 前記プレコーディング部は、
前記干渉減算後信号に対して予め前記送信装置と前記受信装置で共有する所定の信号の整数倍の摂動ベクトル信号を加算する摂動ベクトル加算部
を有することを特徴とする請求項18に記載の送信装置。 - 前記プレコーディング部は、
前記干渉減算後信号に対してModulo演算を施すModulo演算部
を有することを特徴とする請求項19に記載の送信装置。 - 複数の受信装置と前記複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を送信する送信装置とからなる通信システムであって、
前記送信装置は、
前記受信装置の伝搬路行列を準直交化した等価伝搬路行列に対応するプレコーディングフィルタを算出するフィルタ算出部と、
算出された前記プレコーディングフィルタに基づいて、前記受信装置宛の信号を多重した信号を算出するプレコーディング部と、
前記多重した信号を送信する送信部と、
を有することを特徴とする通信システム。 - 複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を送信する送信装置における通信方法であって、
前記受信装置の伝搬路行列を準直交化した等価伝搬路行列に対応するプレコーディングフィルタを算出するステップと、
算出された前記プレコーディングフィルタに基づいて、前記受信装置宛の信号を多重した信号を算出するステップと、
前記多重した信号を送信するステップと、
を有することを特徴とする通信方法。 - 複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を送信する送信装置におけるプロセッサであって、
前記受信装置の伝搬路行列を準直交化した等価伝搬路行列に対応するプレコーディングフィルタを算出するフィルタ算出部と、
算出された前記プレコーディングフィルタに基づいて、前記受信装置宛の信号を多重した信号を算出するプレコーディング部と、
前記多重した信号を送信する送信部と、
を有することを特徴とするプロセッサ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010258024A JP5676221B2 (ja) | 2010-11-18 | 2010-11-18 | 送信装置、通信システム、通信方法、プロセッサ |
JP2010-258024 | 2010-11-18 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2012066880A1 true WO2012066880A1 (ja) | 2012-05-24 |
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---|---|---|---|
PCT/JP2011/073557 WO2012066880A1 (ja) | 2010-11-18 | 2011-10-13 | 送信装置、通信システム、通信方法、プロセッサ |
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WO (1) | WO2012066880A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2016148262A1 (ja) * | 2015-03-17 | 2016-09-22 | 日本電気株式会社 | 通信装置、方法及びシステムと端末とプログラム |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006098379A1 (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチユーザ・プレコーディングに基づく適応変調方法 |
-
2010
- 2010-11-18 JP JP2010258024A patent/JP5676221B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2011
- 2011-10-13 WO PCT/JP2011/073557 patent/WO2012066880A1/ja active Application Filing
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2006098379A1 (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチユーザ・プレコーディングに基づく適応変調方法 |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
HIROSHI NAKANO ET AL.: "Joint Quasi- orthogonalization for Nonlinear Precoding MU- MIMO", IEICE TECHNICAL REPORT, vol. 110, no. 340, 9 December 2010 (2010-12-09), pages 145 - 150 * |
HIROSHI NAKANO ET AL.: "Low Complexity Lattice Reduction Aided Tomlinson Harashima Precoding for Downlink MU-MIMO", PROCEEDINGS OF THE SOCIETY CONFERENCE OF IEICE, 2010 NEN_TSUSHIN, 31 August 2010 (2010-08-31), pages 369 * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2016148262A1 (ja) * | 2015-03-17 | 2016-09-22 | 日本電気株式会社 | 通信装置、方法及びシステムと端末とプログラム |
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