WO2012053223A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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WO2012053223A1
WO2012053223A1 PCT/JP2011/005910 JP2011005910W WO2012053223A1 WO 2012053223 A1 WO2012053223 A1 WO 2012053223A1 JP 2011005910 W JP2011005910 W JP 2011005910W WO 2012053223 A1 WO2012053223 A1 WO 2012053223A1
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parasitic
antenna
antenna device
parasitic elements
parasitic element
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PCT/JP2011/005910
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Inventor
大野　健
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/28—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of two or more substantially straight conductive elements
    • H01Q19/30—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of two or more substantially straight conductive elements the primary active element being centre-fed and substantially straight, e.g. Yagi antenna
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
    • H01Q9/285—Planar dipole

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device including a dipole antenna and a wireless communication device including the antenna device.
  • Patent Document 1 describes an antenna device that broadens a horizontally polarized antenna using a dipole antenna element.
  • the antenna device described in Patent Document 1 is characterized in that a pair of linear parasitic elements are provided in the same plane as the elements of the dipole antenna in the vicinity of both ends of the elements of the printed dipole antenna.
  • Patent Document 2 describes a bidirectional antenna having a printed Yagi antenna and having bidirectionality in the endfire direction.
  • two Yagi antennas are provided on a single printed circuit board so as to have directivity in both directions, and the excitation elements constituting each printed Yagi antenna are in opposite phases to each other. It is characterized by supplying power.
  • JP 2001-284946 A Japanese Patent Laid-Open No. 7-245525.
  • the printed Yagi antenna is an endfire antenna device that can be easily manufactured using a dielectric substrate, and is known to have a relatively high gain.
  • a general printed circuit board such as a glass epoxy board is used as a dielectric substrate of a printed Yagi antenna used in a high frequency band such as a millimeter wave band or a microwave band
  • a high gain is caused by a loss in the dielectric substrate.
  • characteristics could not be obtained.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and provide an antenna device that is smaller and has higher gain characteristics as compared with the prior art, and a wireless communication device including the antenna device.
  • An antenna device is A dielectric substrate having first and second surfaces; A ground conductor formed on the first surface; A strip conductor formed on the second surface so as to constitute a feed line facing the ground conductor; A first feeding element formed on the second surface and connected to the strip conductor; and a second feeding element formed on the first surface and connected to the ground conductor.
  • a dipole antenna having an electrical length substantially half of the wavelength of the high-frequency signal transmitted through the line;
  • An antenna device including a plurality of first parasitic element pairs each including first and second parasitic elements formed on the second surface, The first and second parasitic elements of each first parasitic element pair have a strip shape, are parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna, and are straight lines positioned in the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna On top of each other, formed to have a gap between each other and to be electromagnetically coupled to each other, The dipole antenna and each of the first parasitic element pairs are arranged at a predetermined interval so as to face each other and to be electromagnetically coupled.
  • a plurality of third parasitic elements formed in the gaps so as to be electromagnetically coupled to the first parasitic element and electromagnetically coupled to the second parasitic element are provided. It is further provided with a feature.
  • the dipole antenna is A fourth parasitic element formed on the first surface so as to face the first feeding element; A fifth parasitic element formed on the second surface so as to face the second feeding element,
  • the antenna device is A plurality of sixth parasitic elements formed on the first surface so as to face the first parasitic elements; A plurality of seventh parasitic elements formed on the first surface so as to face the second parasitic elements; And a plurality of eighth parasitic elements formed on the first surface so as to face each of the third parasitic elements.
  • the dipole antenna is A third parasitic element formed on the first surface so as to face the first feeding element; A fourth parasitic element formed on the second surface so as to face the second feeding element, and
  • the antenna device is A plurality of fifth parasitic elements formed on the first surface so as to face each of the first parasitic elements; And a plurality of sixth parasitic elements formed on the first surface so as to face each of the second parasitic elements.
  • the electrical length of the first feeding element and the electrical length of the second feeding element are set to be different from each other.
  • the electrical length of the first feeding element and the electrical length of the second feeding element are set to be substantially equal to each other.
  • the antenna device further includes at least one second parasitic element pair including two parasitic elements that are formed on the first or second surface and operate as a reflector.
  • the two parasitic elements have a strip shape, are parallel to the longitudinal direction, and are opposed to the dipole antenna and electromagnetically coupled on a straight line located on the opposite side of the radiation direction with respect to the dipole antenna. It was formed as follows.
  • the feed line is an unbalanced line.
  • the electrical length of each first parasitic element and the electrical length of each second parasitic element are set to substantially 1 ⁇ 4 of the wavelength. It is characterized by that.
  • the interval is set to an interval substantially equal to or less than 1/8 of the wavelength.
  • a wireless communication device includes the antenna device.
  • the antenna device and the wireless communication device include a plurality of first parasitic element pairs each including a first parasitic element and a second parasitic element formed on the second surface of the dielectric substrate.
  • the first and second parasitic elements of each first parasitic element pair have a strip shape, and are parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna and on a straight line positioned in the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna
  • the dipole antenna and each first parasitic element pair are arranged at predetermined intervals so as to be opposed to each other and to be electromagnetically coupled to each other, and to be electromagnetically coupled to each other. Therefore, it is possible to provide an antenna device and a wireless communication device that are smaller than those of the prior art and have high gain characteristics.
  • FIG. 1 is a front view of an antenna device 100 according to a first embodiment of the present invention. It is a reverse view of the antenna apparatus 100 of FIG. It is a graph which shows the radiation pattern in xz plane of the antenna apparatus 100 of FIG. It is a graph which shows the radiation pattern in xy plane of the antenna apparatus 100 of FIG. 2 is a graph showing a relationship between an interval L2 between dielectric element pairs 6 of the antenna device 100 of FIG. 1 and a peak gain. It is a surface view of 100 A of antenna apparatuses which concern on the 2nd Embodiment of this invention. It is a reverse view of the antenna device 100A of FIG. It is a surface view of the antenna apparatus 100B which concerns on the 3rd Embodiment of this invention.
  • FIG. 18 is a rear view of the antenna device 300 of FIG. 17. It is a graph which shows the radiation pattern in xz plane of the antenna apparatus 300 of FIG. It is a graph which shows the radiation pattern in xy plane of the antenna apparatus 300 of FIG.
  • FIG. 1 is a front view of the antenna device 100 according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a rear view of the antenna device 100 of FIG.
  • the antenna device 100 according to the present embodiment is an endfire antenna device for a wireless communication device that performs wireless communication in a high frequency band such as a microwave band or a millimeter wave band.
  • the antenna device 100 includes six parasitic element pairs each including a dielectric substrate 1, strip conductors 2, 30, and 31, feeder elements 4a and 4b, and parasitic elements 5a and 5b. 6.
  • an xyz coordinate system is defined as shown in FIG.
  • the antenna device 100 includes: (A) a dielectric substrate 1 having a first surface that is a back surface and a second surface that is a front surface; (B) a ground conductor 3 formed on the first surface; (C) a strip conductor 2 formed on the second surface so as to constitute the feeder line 20 so as to face the ground conductor 3; (D) a feed element 4a formed on the second surface and connected to the strip conductor 2; and a feed element 4b formed on the first surface and connected to the ground conductor 3; A dipole antenna 4 having an electrical length L1 substantially half the wavelength ⁇ of the high-frequency signal transmitted through (E) A plurality of parasitic element pairs 6 each including the parasitic elements 5a and 5b formed on the second surface.
  • the parasitic elements 5 a and 5 b of each parasitic element pair 6 have a strip shape, are parallel to the longitudinal direction (y-axis direction) of the dipole antenna 4, and are the dipole antenna 4.
  • the dipole antenna 4 and the parasitic element pair 6 closest to the dipole antenna 4 are opposed to each other on the straight line located in the radiation direction of the radio wave from the antenna. However, they are arranged at a predetermined interval L5 so as to be electromagnetically coupled, and are arranged at a predetermined interval L2 so as to be opposed to each other and electromagnetically coupled to the parasitic element pairs 6.
  • a dielectric substrate 1 is, for example, a glass epoxy substrate.
  • the strip conductors 2, 30, the feed element 4 a, and the feed element pair 6 are formed on the surface of the dielectric substrate 1, and the ground conductor 3, the strip conductor 31, and the feed element 4 b are the dielectric substrate. 1 is formed on the back surface.
  • the ground conductor 3 is formed at the left end of the dielectric substrate 1 of FIG.
  • the strip conductor 2 is formed so as to face the ground conductor 3 and extend from the left end portion of the dielectric substrate 1 in the positive direction of the x axis.
  • the strip conductor 30 has an electrical length L6, has one end and the other end connected to the right end of the strip conductor 2 of FIG. 1, and is formed to extend in the x-axis direction.
  • the feed element 4a has a strip shape extending in the y-axis direction, and has one end connected to the other end of the strip conductor 30 and the other end being an open end.
  • the strip conductor 31 has one end connected to the ground conductor 3 and the other end connected to one end of the feed element 4b, and is formed to face the strip conductor 30.
  • the power feeding element 4b has a strip shape extending in the y-axis direction, and has one end connected to the other end of the strip conductor 31 and the other end being an open end.
  • the ground conductor 3 and the strip conductor 2 that sandwich the dielectric substrate 1 constitute a microstrip line and are used as the feed line 20.
  • the feed elements 4a and 4b operate as a half-wavelength printed dipole antenna 4 (hereinafter referred to as a dipole antenna 4) having an electrical length L1 from the open end of the feed element 4a to the open end of the feed element 4b.
  • the parasitic elements 5a and 5b each have a strip shape having an electrical length L4, and are straight lines parallel to the y-axis (that is, the longitudinal direction of the dipole antenna 4).
  • a gap 5c having a predetermined interval L3 is formed thereon.
  • the six parasitic element pairs 6 face each other at a predetermined interval L2 in the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4 (which is the positive direction of the x axis, hereinafter also referred to as the endfire direction). To be formed.
  • the interval between the parasitic element pair 6 closest to the dipole antenna 4 and the dipole antenna 4 is set to the interval L5.
  • the electrical length L1 of the dipole antenna 4 is set to be substantially equal to 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ of the high-frequency signal fed to the feed line 20.
  • the electrical lengths of the power feeding elements 4a and 4b are set to be substantially equal to each other.
  • the interval L2 is set such that adjacent parasitic element pairs 6 are electromagnetically coupled to each other.
  • the interval L3 is set to ⁇ / 25, for example, so that the parasitic elements 5a and 5b are electromagnetically coupled to each other in each parasitic element pair 6.
  • the electrical length L4 is set to an electrical length substantially equal to ⁇ / 4.
  • interval L5 is set so that the parasitic element pair 6 closest to the dipole antenna 4 and the dipole antenna 4 are electromagnetically coupled to each other, and is preferably set to a value equal to the interval L2.
  • the electrical length L6 is set to be equal to the interval L2, for example.
  • a high frequency signal from a high frequency circuit that outputs a high frequency signal having a frequency component of a high frequency band such as a microwave band or a millimeter wave band is a strip that sandwiches the feeder line 20 and the dielectric substrate 1.
  • the signal is transmitted through the transmission line made up of the conductors 30 and 31, is fed to the dipole antenna 4, and is radiated from the dipole antenna 4.
  • a strong coupling electric field electromagnetically coupled is generated in the gap 5c between the parasitic elements 5a and 5b.
  • the parasitic elements 5a and 5b resonate.
  • the radio wave radiated from the dipole antenna 4 is guided along the surface of the dielectric substrate 1 along the gap 5c of each parasitic element pair 6 and radiated in the endfire direction.
  • the phases of the radio waves are aligned and an equiphase surface is generated.
  • the parasitic elements 5a and 5b operate as a director.
  • FIG. 17 is a front view of the antenna device 300 according to the comparative example
  • FIG. 18 is a rear view of the antenna device 300 of FIG.
  • the antenna device 300 according to the comparative example is a printed Yagi antenna.
  • the antenna device 300 includes a dielectric substrate 1, strip conductors 2, 30 and 31, feed elements 4 a and 4 b, and five parasitic elements 190.
  • the strip conductors 2, 30 and 31 and the feed elements 4a and 4b are the strip conductors 2, 30 and 31 and the feed element 4a of the antenna device 100 according to the first embodiment.
  • the dielectric substrate 1 is formed.
  • each parasitic element 190 has a strip shape with an electrical length L90 extending in the y-axis direction, and is formed to have a predetermined interval L91 in the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4. Is done.
  • the electrical length L90 of each parasitic element 190 is substantially set to ⁇ / 2
  • the interval L91 is substantially set to ⁇ / 4.
  • a high frequency signal from a high frequency circuit that outputs a high frequency signal having a frequency component of a high frequency band such as a microwave band or a millimeter wave band is similar to the antenna device 100 according to the first embodiment.
  • the dipole antenna 4 is fed and radiated.
  • the radio wave radiated from the dipole antenna 4 is guided by the parasitic element 190 that operates as a director, and is radiated from the right end portion of the dielectric substrate 1 in FIG. 17 in the endfire direction.
  • 3 and 4 are graphs showing radiation patterns in the xz plane and the xy plane, respectively, of the antenna device 100 of FIG.
  • FIGS. 19 and 20 are graphs showing radiation patterns on the xz plane and the xy plane of the antenna device 300 of FIG. 17, respectively.
  • 3, 4, 19, and 20 a glass epoxy substrate is used as the dielectric substrate 1, and the frequency of the high-frequency signal fed to the dipole antenna 4 is set to 60 GHz.
  • the interval L2 between the parasitic element pairs 6 is set to ⁇ / 8
  • the interval L3 is set to ⁇ / 25
  • the interval L5 and the electrical length L6 are set to be equal to the interval L3. did.
  • a main beam is formed in the endfire direction in the antenna device 300 according to the comparative example.
  • the theoretical peak gain is expected to be 9.1 dBi, but the actual peak gain is reduced to 7.6 dBi, and high gain characteristics are not obtained. This is considered to be due to the fact that the high frequency band such as the millimeter wave band or the microwave band is greatly affected by the dielectric loss due to the dielectric substrate 1 as compared with the lower frequency band. Conventionally, it has been necessary to increase the antenna size in order to overcome such a gain reduction.
  • the antenna device 100 according to the present embodiment as shown in FIGS. 3 and 4, a radiation pattern having substantially the same shape as that of the antenna device 300 according to the comparative example is obtained, and the peak gain is up to 8.3 dBi. It became bigger.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the distance L2 between the dielectric element pairs 6 of the antenna device 100 of FIG. 1 and the peak gain.
  • the peak gain increases as the interval L2 decreases.
  • the peak gain is improved even if the distance L2 is smaller than the distance L91 ( ⁇ / 4) between the parasitic elements 109 in the antenna device 300 according to the comparative example. Therefore, the interval L2 is preferably set to a value smaller than ⁇ / 8. More preferably, the distance L2 is set to a minimum value (for example, 100 ⁇ m) that can be realized by the manufacturing process of the antenna device 100. In this case, the widths of the parasitic elements 5a and 5b are set to a value substantially equal to the distance L2.
  • each parasitic element pair 6 a strong coupling electric field electromagnetically coupled is generated in the gap 5c between the parasitic elements 5a and 5b. For this reason, the radio wave radiated from the dipole antenna 4 is guided along the surface of the dielectric substrate 1 along the gap 5c of each parasitic element pair 6 and radiated in the endfire direction.
  • the distance L2 as small as possible as described above, the parasitic element pairs 6 are strongly electromagnetically coupled via the free space on the surface of the dielectric substrate 1, and the electric power in the dielectric substrate 1 is reduced. Since the density of the force lines can be reduced, the influence of the dielectric loss due to the dielectric substrate 1 can be reduced. For this reason, a high gain characteristic can be obtained as compared with the antenna device 300 according to the comparative example.
  • the interval L3 by changing the interval L3, it is possible to change only the beam width in the horizontal plane (xy plane) without changing the beam width in the vertical plane (xz plane). Specifically, as the interval L3 is set larger, the width of the horizontal equiphase surface generated at the end portion in the endfire direction of the dielectric substrate 1 is increased, so that the antenna size in the horizontal direction is increased. For this reason, the width of the horizontal beam is reduced and the gain is increased. That is, according to the present embodiment, unlike a general Yagi antenna in which the interval L91 of the parasitic elements 190 is set to ⁇ / 4, the beam width in the horizontal plane is changed in the vertical plane by changing the interval L3. Can be changed independently of the beam width. Moreover, according to this embodiment, since all the parasitic element pairs 6 have the same shape, the interval L3 can be designed relatively easily.
  • the number of parasitic element pairs 6 is six, but the present invention is not limited to this, and by changing the number of parasitic element pairs 6, the number of parasitic element pairs 6 can be increased within the vertical plane (xz plane). And the beam width in the horizontal plane can be changed. Generally, in the endfire antenna device, the beam width in the vertical plane can be narrowed as the antenna size in the waveguide direction increases. In the case of this embodiment, when the number of parasitic element pairs 6 is increased, the antenna size in the waveguide direction is increased, and the beam width in the vertical plane can be reduced.
  • the antenna device 100 As described above, according to the antenna device 100 according to the present embodiment, a high gain characteristic can be obtained as compared with the conventional technique. Further, by setting the interval L2 to be smaller than ⁇ / 8, for example, it is possible to realize a small antenna device 100 as compared with the prior art. Further, since an equiphase surface is generated at the end of the dielectric substrate 1, the beam width in the vertical plane and the beam width in the horizontal plane can be made narrower than those in the prior art.
  • the antenna device 100 by increasing the gap L3 of the gap 5c between the parasitic elements 5a and 5b, the beam width in the horizontal plane is reduced, and the antenna gain is increased. It can be improved. However, if the interval L3 is set to be larger than a predetermined value, the degree of electromagnetic coupling between the parasitic elements 5a and 5b decreases, and the antenna gain decreases.
  • a parasitic element 7 is further provided in each gap 5c in order to suppress such a decrease in antenna gain.
  • FIG. 6 is a front view of the antenna device 100A according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a rear view of the antenna device 100A of FIG. 6 and 7,
  • the antenna device 100A includes nine parasitic element pairs 6 instead of the six parasitic element pairs 6 as compared with the antenna device 100 according to the first embodiment. It further has six parasitic elements 7 provided in the gap 5c of the parasitic element pair 6. In the present embodiment, only differences from the first embodiment will be described.
  • each parasitic element pair 6 includes parasitic elements 5a and 5b.
  • the parasitic elements 5a and 5b each have a strip shape having an electrical length L4, and are formed to have a gap 5c with a predetermined interval L9 on a straight line parallel to the y-axis. Is done.
  • each parasitic element 7 has a strip shape that has an electrical length L7 and extends in the y-axis direction, and is formed in each gap 5c.
  • the interval between one end of the parasitic element 7 and the parasitic element 5a and the interval between the other end of the parasitic element 7 and the parasitic element 5b are set to an interval L8.
  • the electrical length L4 is set to an electrical length substantially equal to ⁇ / 4.
  • the electrical length L7 is set to, for example, 1/3 or less of the electrical length L4 in order to prevent the parasitic element 7 from resonating with the parasitic elements 5a and 5b.
  • the interval L8 is set so that the parasitic element 7 and the parasitic element 5a are electromagnetically coupled, and the parasitic element 7 and the parasitic element 5b are electromagnetically coupled.
  • the parasitic element 7 and the parasitic element 5a are electromagnetically coupled, and the parasitic element 7 and the parasitic element 5b are electromagnetically coupled. Accordingly, even if the gap L9 of the gap 5c is larger than the gap necessary for directly electromagnetically coupling the parasitic element 5a and the parasitic element 5b, the parasitic elements 5a and 5b are connected to the parasitic element. 7 can be coupled electromagnetically. Therefore, compared with the antenna device 100 according to the first embodiment, the horizontal antenna size can be increased. For this reason, compared to the first embodiment, the width of the horizontal beam is reduced, and the gain can be increased.
  • FIG. 8 is a front view of the antenna device 100B according to the third embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a rear view of the antenna device 100B of FIG.
  • the antenna device 100B according to this embodiment includes a dipole antenna 4A instead of the dipole antenna 4 as compared with the antenna device 100A according to the second embodiment, and includes 12 parasitic element pairs 6A and 12 A parasitic element 10 is further provided.
  • the present embodiment only differences from the second embodiment will be described.
  • the dipole antenna 4A includes feed elements 4a and 4b and parasitic elements 4c and 4d.
  • the parasitic element 4c is formed on the surface of the dielectric substrate 1 so as to face the feeding element 4b and to have a predetermined interval between the feeding element 4a.
  • the parasitic element 4d is formed on the back surface of the dielectric substrate 1 so as to face the feeding element 4a and to have a predetermined interval between the feeding element 4b. Therefore, since the parasitic element 4c is electromagnetically coupled to the feeder element 4b and the parasitic element 4d is electromagnetically coupled to the feeder element 4a, the dipole antenna 4A is compared with the dipole antenna 4 according to each of the embodiments described above. Thus, radio waves can be radiated efficiently.
  • each parasitic element pair 6 ⁇ / b> A includes parasitic elements 9 a and 9 b formed on the back surface of the dielectric substrate 1.
  • Each parasitic element 9a is formed to face each parasitic element 5a
  • each parasitic element 9b is formed to face each parasitic element 5b.
  • each parasitic element 10 is formed on the back surface of the dielectric substrate 1 so as to face each parasitic element 7. Accordingly, in each parasitic element pair 6A, the parasitic elements 9a and 10 are electromagnetically coupled to each other, and the parasitic elements 9b and 10 are electromagnetically coupled to each other. Furthermore, the dipole antenna 4A and the parasitic element pair 6A face each other and are electromagnetically coupled.
  • the radiation efficiency and the aperture efficiency are increased as compared with the above-described embodiments. be able to.
  • FIG. 10 is a front view of an antenna device 100C according to the fourth embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a rear view of the antenna device 100C of FIG.
  • the antenna device 100C according to the present embodiment includes a power feeding element 4e instead of the power feeding element 4b, as compared with the antenna device 100A according to the second embodiment (see FIGS. 6 and 7). It is said.
  • the electrical lengths of the feeding elements 4a and 4b are set to be equal to each other.
  • the electrical length of the feeding element 4e is set to a value shorter than the electrical length of the feeding element 4b.
  • the feed elements 4a and 4e operate as a dipole antenna 4B having an electrical length L1 from the open end of the feed element 4a to the open end of the feed element 4e.
  • the feed line 20 is an unbalanced transmission line
  • the current that flows in the feed element 4 a and the feed element 4 b flow.
  • the current may become unbalanced and the beam in the horizontal plane may not face the endfire direction.
  • the antenna devices 100, 100A, and 100B according to each of the above-described embodiments have a smaller beam width compared to the related art, it is convenient for the user if the direction of the beam does not face the front of the antenna devices 100, 100A, and 100B. Will get worse.
  • the electrical length of the feed element 4e is set to be shorter than the electrical length of the feed element 4a, it is possible to adjust the current imbalance and to direct the beam toward the endfire direction. it can. Further, since the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4B is directed to the endfire direction, the waveguide efficiency in the parasitic element pair 6 is improved as compared with the above-described embodiments.
  • the present invention is not limited to this, and the power feeding element 4a is directed so that the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4B is directed to the endfire direction. And the electrical length of the feed element 4e may be set to be different from each other.
  • a dipole antenna 4B may be provided instead of the dipole antenna 4.
  • a power feeding element 4e is formed on the back surface of the dielectric substrate 1 instead of the power feeding element 4b, and is opposed to the power feeding element 4e and has a predetermined interval between the power feeding element 4a.
  • the formed parasitic element may be further formed on the surface of the dielectric substrate 1.
  • FIG. 12 is a front view of an antenna device 100D according to the fifth embodiment of the present invention
  • FIG. 13 is a rear view of the antenna device 100D of FIG.
  • the antenna device 100D according to this embodiment includes a parasitic element pair 11 including parasitic elements 11a and 11b, as compared to the antenna device 100B according to the third embodiment (see FIGS. 8 and 9).
  • a parasitic element pair 12 including parasitic elements 12a and 12b is further provided. In the present embodiment, only differences from the third embodiment will be described.
  • the parasitic elements 11a and 11b have a strip shape, are parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna 4A, and are positioned on the side opposite to the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4A with respect to the dipole antenna 4A.
  • the dipole antenna 4A On the straight line, the dipole antenna 4A is formed so as to face and electromagnetically couple, and operates as a reflector.
  • the parasitic elements 12a and 12b have a strip shape, are parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna 4A, and are on a straight line located on the opposite side to the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4A with respect to the dipole antenna 4A. It is formed so as to oppose and electromagnetically couple to the dipole antenna 4A, and operates as a reflector.
  • the parasitic element 11a is formed on the surface of the dielectric substrate 1 and in the region between the feeder element 4a and the ground conductor 3 so as to extend in the y-axis direction.
  • the parasitic element 11b is formed on the surface of the dielectric substrate 1 and in a region between the parasitic element 4c and the ground conductor 3 so as to extend in the y-axis direction.
  • the parasitic elements 12a and 12b are formed on the back surface of the dielectric substrate 1 so as to face the parasitic elements 11a and 11b, respectively.
  • the electrical lengths of the parasitic elements 11a, 11b, 12a, and 12b are set to substantially the same value as the electrical length L4 of the parasitic elements 5a and 5b.
  • the parasitic element pair 11 is provided so as to face the parasitic element pair 6.
  • the parasitic element 11a is electromagnetically coupled to the feeder element 4a
  • the parasitic element 11b is electromagnetically coupled to the parasitic element 4c
  • the parasitic element 12a is electromagnetically coupled to the parasitic element 4d
  • the parasitic element 12b is electromagnetically coupled to the feeder element 4b.
  • the parasitic element pairs 11 and 12 that operate as reflectors are provided at positions opposite to the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4A with respect to the dipole antenna 4A.
  • the radio wave radiated from the dipole antenna 4 can be efficiently directed toward the endfire, and the FB (Front-to-Back) ratio can be improved.
  • the effect of the parasitic elements 11a, 11b, 12a, and 12b increases as the antenna size in the horizontal direction of the antenna device 100D increases.
  • the antenna device 100D includes the two parasitic element pairs 11 and 12, but the present invention is not limited thereto, and may include only one of the parasitic element pairs 11 and 12. Further, the electrical lengths of the feed elements 4a and 4b may be set to be different from each other so that the main beam of the dipole antenna 4A is directed in the endfire direction.
  • At least one of the parasitic element pairs 11 and 12 may be provided in the antenna devices 100, 100A, 100B, and 100C.
  • FIG. 14 is a front view of an antenna device 100E according to the sixth embodiment of the present invention
  • FIG. 15 is a rear view of the antenna device 100E of FIG.
  • the antenna device 100E according to this embodiment includes a dipole antenna 4A instead of the dipole antenna 4 as compared with the antenna device 100 according to the first embodiment, and a parasitic element pair is provided on the back surface of the dielectric substrate 1. 6 is provided with a parasitic element pair 6A facing each other.
  • the dipole antenna 4A is configured similarly to the dipole antenna 4A (see FIGS. 8 and 9) of the antenna device 100B according to the third embodiment.
  • Each parasitic element 9a is formed to face each parasitic element 5a, and each parasitic element 9b is formed to face each parasitic element 5b. Further, each parasitic element 10 is formed on the back surface of the dielectric substrate 1 so as to face each parasitic element 7. Accordingly, in each parasitic element pair 6A, the parasitic elements 9a and 9b are electromagnetically coupled to each other. Furthermore, the dipole antenna 4A and the parasitic element pair 6A face each other and are electromagnetically coupled.
  • the radiation efficiency and the aperture efficiency can be increased as compared with the first embodiment.
  • the antenna device 100E may include the dipole antenna 4 or 4B instead of the dipole antenna 4A. Further, a dipole antenna 4B may be provided instead of the dipole antenna 4A, and a parasitic element facing the parasitic elements 4a and 4e may be further provided.
  • FIG. 16 is a front view of a wireless communication apparatus 200 according to the seventh embodiment of the present invention.
  • a wireless communication device 200 is a wireless communication device such as a wireless module substrate, and includes an antenna device 100C according to the fourth embodiment, an upper layer circuit 501, a baseband circuit 502, and a high frequency circuit 503. It is configured with.
  • the upper layer circuit 501, the baseband circuit 502, and the high frequency circuit 503 are on the surface of the dielectric substrate 1 on which the strip conductor 2 is formed, and are dipoles with respect to the dipole antenna 4B. It is provided at a position opposite to the radiation direction of the radio wave from the antenna 4B.
  • an upper layer circuit 501 is a circuit in a layer higher than a physical layer such as a MAC (Media Access Control) layer and an application layer, and includes, for example, a communication circuit and a host processing circuit.
  • the upper layer circuit 501 outputs a predetermined data signal to the baseband circuit 502, and performs predetermined signal processing on the baseband signal from the baseband circuit 502 to convert it into a data signal.
  • the baseband circuit 502 performs waveform shaping processing on the data signal from the upper layer circuit 501, modulates a predetermined carrier wave signal according to the processed data signal, converts the signal into a high frequency signal, and converts the signal to the high frequency circuit 503. Output. Further, the baseband circuit 502 demodulates the high frequency signal from the high frequency circuit 503 into a baseband signal and outputs the demodulated signal to the upper layer circuit 501.
  • the high frequency circuit 503 performs power amplification processing and waveform shaping processing in the radio frequency band on the high frequency signal from the baseband circuit 502, and outputs the result to the dipole antenna 4 ⁇ / b> B via the feed line 2. Further, the high frequency circuit 503 performs predetermined processing such as frequency conversion on the high frequency signal wirelessly received by the dipole antenna 4B, and then outputs the high frequency signal to the baseband circuit 502.
  • the high-frequency circuit 503 and the antenna device 100C are connected via a high-frequency transmission route. Further, an impedance matching circuit is provided between the high frequency circuit 503 and the antenna device 100C as necessary.
  • the wireless communication device 200 configured as described above wirelessly transmits and receives high-frequency signals using the antenna device 100C, so that a wireless communication device that is smaller and has a higher gain than the prior art can be realized.
  • the wireless communication apparatus 200 includes the antenna apparatus 100C
  • the present invention is not limited to this, and may include the antenna apparatuses 100, 100A, 100B, 100D, or 100E.
  • the microstrip line is used as the feed line 20 for transmitting a high-frequency signal.
  • the present invention is not limited to this, and an unbalanced transmission line such as a coplanar line or a balanced transmission line is used. What is necessary is just to use as the feed line 20.
  • a plurality of first elements each including the first and second parasitic elements formed on the second surface of the dielectric substrate.
  • a parasitic element pair is provided, and the first and second parasitic elements of each first parasitic element pair have a strip shape, are parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna, and the radiation direction of radio waves from the dipole antenna Are formed so as to have a gap between each other and to be electromagnetically coupled to each other, and so that the dipole antenna and each first parasitic element pair face each other and are electromagnetically coupled to each other. Therefore, it is possible to provide an antenna device and a wireless communication device that are smaller than those of the prior art and have high gain characteristics.

Landscapes

  • Aerials With Secondary Devices (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

　各無給電素子ペア（６）の無給電素子（５ａ，５ｂ）はストリップ形状を有し、プリントダイポールアンテナ（４）の長手方向に平行でありかつプリントダイポールアンテナ（４）からの電波の放射方向に位置する直線上に、所定の間隔（Ｌ１）のギャップ（５ｃ）を有するように形成される。無給電素子ペア（６）とダイポールアンテナ（４）とは、所定の間隔（Ｌ２）で、互いに対向しかつ互いに電磁的に結合するように配置される。

Description

アンテナ装置
　本発明は、ダイポールアンテナを備えたアンテナ装置及び当該アンテナ装置を備えた無線通信装置に関する。
　従来、基本的なプリントダイポールアンテナ又は、プリントダイポールアンテナを備えたプリント八木アンテナを用いた種々のアンテナ装置が提案されている（例えば、特許文献１～５参照。）。例えば、特許文献１には、ダイポールアンテナの素子を用いた水平偏波用アンテナを広帯域化するアンテナ装置が記載されている。特許文献１記載のアンテナ装置では、プリントダイポールアンテナの素子の両側の端部の近傍に、線状の１対の無給電素子をダイポールアンテナの素子と同じ平面状に設けたことを特徴としている。また、特許文献２には、プリント八木アンテナを備え、エンドファイア方向に双方向性を有する双指向性アンテナが記載されている。特許文献２記載のアンテナでは、１枚のプリント基板上に、アンテナ全体で双方向に指向性を有するように２つの八木アンテナを設け、各プリント八木アンテナを構成する励振素子に相互に逆相で給電することを特徴としている。
特開２００１－２８４９４６号公報。 特開平７－２４５５２５号公報。 米国特許出願公開第２００９／０２０７０８８号明細書。 米国特許出願公開第２００９／００４６０１９号明細書。 米国特許出願公開第２００９／０１９５４６０号明細書。
　プリント八木アンテナは、誘電体基板を用いて容易に製造できるエンドファイアアンテナ装置であり、比較的高い利得を有することが知られている。しかしながら、ミリ波帯又はマイクロ波帯などの高い周波数帯で用いるプリント八木アンテナの誘電体基板として、ガラスエポキシ基板のような一般的なプリント基板を用いると、誘電体基板内での損失により高利得特性を得ることができないという課題があった。また、利得の低下を抑制するためにはアンテナサイズを大きくする必要があり、アンテナ装置を小型化できないという課題があった。
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して小型でありかつ高利得特性を有するアンテナ装置及び当該アンテナ装置を備えた無線通信装置を提供することにある。
　第１の発明に係るアンテナ装置は、
　第１及び第２の面を有する誘電体基板と、
　上記第１の面に形成された接地導体と、
　上記第２の面に、上記接地導体に対向して給電線路を構成するように形成されたストリップ導体と、
　上記第２の面に形成されかつ上記ストリップ導体に接続された第１の給電素子と、上記第１の面に形成されかつ上記接地導体に接続された第２の給電素子とを備え、上記給電線路を介して伝送される高周波信号の波長の実質的に１／２の電気長を有するダイポールアンテナと、
　上記第２の面に形成された第１及び第２の無給電素子をそれぞれ備えた複数の第１の無給電素子ペアとを備えたアンテナ装置であって、
　上記各第１の無給電素子ペアの第１及び第２の無給電素子はストリップ形状を有し、上記ダイポールアンテナの長手方向に平行でありかつ上記ダイポールアンテナからの電波の放射方向に位置する直線上に、互いにギャップを有しかつ互いに電磁的に結合するように形成され、
　上記ダイポールアンテナと上記各第１の無給電素子ペアとが互いに対向しかつ電磁的に結合するように、所定の間隔で配置されたことを特徴とする。
　上記アンテナ装置において、上記第１の無給電素子に電磁的に結合しかつ上記第２の無給電素子と電磁的に結合するように上記各ギャップに形成された複数の第３の無給電素子をさらに備えたことを特徴とする。
　また、上記アンテナ装置において、
　上記ダイポールアンテナは、
　上記第１の給電素子に対向するように上記第１の面に形成された第４の無給電素子と、
　上記第２の給電素子に対向するように上記第２の面に形成された第５の無給電素子とをさらに備え、
　上記アンテナ装置は、
　上記各第１の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第６の無給電素子と、
　上記各第２の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第７の無給電素子と、
　上記各第３の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第８の無給電素子とをさらに備えたことを特徴とする。
　さらに、上記アンテナ装置において、
　上記ダイポールアンテナは、
　上記第１の給電素子に対向するように上記第１の面に形成された第３の無給電素子と、
　上記第２の給電素子に対向するように上記第２の面に形成された第４の無給電素子とをさらに備え、
　上記アンテナ装置は、
　上記各第１の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第５の無給電素子と、
　上記各第２の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第６の無給電素子とをさらに備えたことを特徴とする。
　またさらに、上記アンテナ装置において、
　上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、互いに異なるように設定されたことを特徴とする。
　また、上記アンテナ装置において、上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、実質的に互いに等しいように設定されたことを特徴とする。
　さらに、上記アンテナ装置において、上記第１又は第２の面に形成され反射器として動作する２つの無給電素子を備えた少なくとも１組の第２の無給電素子ペアをさらに備え、
　上記２つの無給電素子はストリップ形状を有し、上記長手方向に平行でありかつ上記ダイポールアンテナに関して上記放射方向と反対側に位置する直線上に、上記ダイポールアンテナに対向しかつ電磁的に結合するように形成されたことを特徴とする。
　またさらに、上記アンテナ装置において、上記給電線路は不平衡線路であることを特徴とする。
　また、上記アンテナ装置において、上記各第１の無給電素子の電気長と、上記各第２の無給電素子の電気長とは、上記波長の実質的に１／４の電気長に設定されたことを特徴とする。
　さらに、上記アンテナ装置において、上記間隔は、上記波長の実質的に１／８以下の間隔に設定されたことを特徴とする。
　第２の発明に係る無線通信装置は、上記アンテナ装置を備えたことを特徴とする。
　本発明に係るアンテナ装置及び無線通信装置によれば、誘電体基板の第２の面に形成された第１及び第２の無給電素子をそれぞれ備えた複数の第１の無給電素子ペアを備え、各第１の無給電素子ペアの第１及び第２の無給電素子はストリップ形状を有し、ダイポールアンテナの長手方向に平行でありかつダイポールアンテナからの電波の放射方向に位置する直線上に、互いにギャップを有しかつ互いに電磁的に結合するように形成され、ダイポールアンテナと各第１の無給電素子ペアとが互いに対向しかつ電磁的に結合するように、所定の間隔で配置されたので、従来技術に比較して小型でありかつ高利得特性を有するアンテナ装置及び無線通信装置を提供できる。
本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置１００の表面図である。 図１のアンテナ装置１００の裏面図である。 図１のアンテナ装置１００のｘｚ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００のｘｙ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００の誘電体素子ペア６間の間隔Ｌ２とピーク利得との関係を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置１００Ａの表面図である。 図６のアンテナ装置１００Ａの裏面図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂの表面図である。 図８のアンテナ装置１００Ｂの裏面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃの表面図である。 図１０のアンテナ装置１００Ｃの裏面図である。 本発明の第５の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｄの表面図である。 図１０のアンテナ装置１００Ｄの裏面図である。 本発明の第６の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｅの表面図である。 図１４のアンテナ装置１００Ｅの裏面図である。 本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置２００の表面図である。 比較例に係るアンテナ装置３００の表面図である。 図１７のアンテナ装置３００の裏面図である。 図１７のアンテナ装置３００のｘｚ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１７のアンテナ装置３００のｘｙ平面における放射パターンを示すグラフである。
　以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。
第１の実施形態．
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置１００の表面図であり、図２は、図１のアンテナ装置１００の裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００は、マイクロ波帯又はミリ波帯などの高周波帯で無線通信を行う無線通信装置のためのエンドファイアアンテナ装置である。
　図１及び図２において、アンテナ装置１００は、誘電体基板１と、ストリップ導体２，３０及び３１と、給電素子４ａ及び４ｂと、無給電素子５ａ及び５ｂをそれぞれ含む６組の無給電素子ペア６とを備えて構成される。なお、本実施形態及び以下の各実施形態において、図１に示すようにｘｙｚ座標系を定義する。
　詳細後述するように、本実施形態に係るアンテナ装置１００は、
（ａ）裏面である第１の面と、表面である第２の面とを有する誘電体基板１と、
（ｂ）第１の面に形成された接地導体３と、
（ｃ）第２の面に、接地導体３に対向して給電線路２０を構成するように形成されたストリップ導体２と、
（ｄ）第２の面に形成されかつストリップ導体２に接続された給電素子４ａと、第１の面に形成されかつ接地導体３に接続された給電素子４ｂとを備え、給電線路２０を介して伝送される高周波信号の波長λの実質的に１／２の電気長Ｌ１を有するダイポールアンテナ４と、
（ｅ）第２の面に形成された無給電素子５ａ，５ｂをそれぞれ備えた複数の無給電素子ペア６とを備えて構成される。
　ここで、アンテナ装置１００は、各無給電素子ペア６の無給電素子５ａ，５ｂはストリップ形状を有し、ダイポールアンテナ４の長手方向（ｙ軸方向である。）に平行でありかつダイポールアンテナ４からの電波の放射方向に位置する直線上に、互いにギャップ５ｃを有しかつ互いに電磁的に結合するように形成され、ダイポールアンテナ４とダイポールアンテナ４に最も近い無給電素子ペア６とが互いに対向しかつ電磁的に結合するように所定の間隔Ｌ５で配置され、各無給電素子ペア６とが互いに対向しかつ電磁的に結合するように所定の間隔Ｌ２で配置されたことを特徴としている。
　図１において、誘電体基板１は、例えばガラスエポキシ基板である。また、ストリップ導体２，３０と、給電素子４ａと、給電素子ペア６とは、誘電体基板１の表面上に形成され、接地導体３と、ストリップ導体３１と、給電素子４ｂとは誘電体基板１の裏面上に形成される。さらに、接地導体３は、図１の誘電体基板１の左端部に形成される。ストリップ導体２は、接地導体３に対向しかつ誘電体基板１の左端部からｘ軸の正の方向に延在するように形成される。また、ストリップ導体３０は、電気長Ｌ６を有し、図１のストリップ導体２の右端部に接続された一端と他端とを有し、ｘ軸方向に延在するように形成される。さらに、給電素子４ａはｙ軸方向に延在するストリップ形状を有し、ストリップ導体３０の他端に接続された一端と、開放端である他端とを有する。
　図２において、ストリップ導体３１は、接地導体３に接続された一端と、給電素子４ｂの一端に接続された他端とを有し、ストリップ導体３０に対向するように形成される。また、給電素子４ｂは、ｙ軸方向に延在するストリップ形状を有し、ストリップ導体３１の他端に接続された一端と、開放端である他端とを有する。
　ここで、図１及び図２において、誘電体基板１を挟設する接地導体３とストリップ導体２とはマイクロストリップ線路を構成し、給電線路２０として用いられる。また、給電素子４ａと４ｂとは、給電素子４ａの開放端から給電素子４ｂの開放端までの電気長Ｌ１を有する半波長プリントダイポールアンテナ４（以下、ダイポールアンテナ４という。）として動作する。
　図１の各無給電素子ペア６において、無給電素子５ａ及び５ｂはそれぞれ、電気長Ｌ４を有するストリップ形状を有し、ｙ軸（すなわち、ダイポールアンテナ４の長手方向である。）に平行な直線上に、所定の間隔Ｌ３のギャップ５ｃを有するように形成される。さらに、６組の無給電素子ペア６は、ダイポールアンテナ４からの電波の放射方向（ｘ軸の正の方向である。以下、エンドファイア方向ともいう。）に、所定の間隔Ｌ２で、互いに対向するように形成される。また、ダイポールアンテナ４に最も近い無給電素子ペア６と、ダイポールアンテナ４との間の間隔は間隔Ｌ５に設定される。
　ここで、ダイポールアンテナ４の電気長Ｌ１は、給電線路２０に給電される高周波信号の波長λの１／２に実質的に等しいように設定される。また、給電素子４ａ及び４ｂの各電気長は実質的に互いに等しいように設定される。さらに、間隔Ｌ２は、隣接する無給電素子ペア６が互いに電磁的に結合するように設定される。またさらに、間隔Ｌ３は、各無給電素子ペア６において無給電素子５ａと５ｂとが互いに電磁的に結合するように、例えばλ／２５に設定される。また、電気長Ｌ４は、実質的にλ／４に等しい電気長に設定される。さらに、間隔Ｌ５は、ダイポールアンテナ４に最も近い無給電素子ペア６とダイポールアンテナ４とが互いに電磁的に結合するように設定され、好ましくは、間隔Ｌ２と等しい値に設定される。電気長Ｌ６は、例えば、間隔Ｌ２に等しいように設定される。
　図１及び図２において、マイクロ波帯又はミリ波帯などの高周波帯の周波数成分を有する高周波信号を出力する高周波回路からの高周波信号は、給電線路２０と、誘電体基板１を挟設するストリップ導体３０及び３１からなる伝送線路とを介して伝送され、ダイポールアンテナ４に給電され、ダイポールアンテナ４から放射される。一方、各無給電素子ペア６において、無給電素子５ａと５ｂとの間のギャップ５ｃに、電磁的に結合された強い結合電界が生じる。そして、無給電素子５ａと５ｂとは共振する。このため、ダイポールアンテナ４から放射された電波は、各無給電素子ペア６のギャップ５ｃに沿って誘電体基板１の表面を導波され、エンドファイア方向に放射される。このとき、誘電体基板１のエンドファイア方向の端部（図１の誘電体基板１の右端部である。）において、電波の位相が揃って等位相面が生じる。以上説明したように、無給電素子５ａと５ｂとは、導波器として動作する。
　次に、図１のアンテナ装置１００と、比較例に係るアンテナ装置３００とに対して３次元電磁界解析を行った結果を示す。
　図１７は、比較例に係るアンテナ装置３００の表面図であり、図１８は、図１７のアンテナ装置３００の裏面図である。比較例に係るアンテナ装置３００はプリント八木アンテナである。図１７及び図１８において、アンテナ装置３００は、誘電体基板１と、ストリップ導体２，３０及び３１と、給電素子４ａ及び４ｂと、５個の無給電素子１９０とを備えて構成される。ここで、図１７及び図１８において、ストリップ導体２，３０及び３１と、給電素子４ａ及び４ｂとは、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００のストリップ導体２，３０及び３１と、給電素子４ａ及び４ｂと同様に誘電体基板１に形成される。
　また、図１７において、各無給電素子１９０は、ｙ軸方向に延在した電気長Ｌ９０のストリップ形状を有し、ダイポールアンテナ４からの電波の放射方向に、所定の間隔Ｌ９１を有するように形成される。ここで、各無給電素子１９０の電気長Ｌ９０は実質的にλ／２に設定され、間隔Ｌ９１は実質的にλ／４に設定される。
　図１７及び図１８において、マイクロ波帯又はミリ波帯などの高周波帯の周波数成分を有する高周波信号を出力する高周波回路からの高周波信号は、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００と同様に、ダイポールアンテナ４に給電されて放射される。そして、ダイポールアンテナ４から放射された電波は、導波器として動作する無給電素子１９０によって導波されて、図１７の誘電体基板１の右端部からエンドファイア方向に放射される。
　図３及び図４は、それぞれ図１のアンテナ装置１００のｘｚ平面及びｘｙ平面における放射パターンを示すグラフである。また、図１９及び図２０は、それぞれ図１７のアンテナ装置３００のｘｚ平面及びｘｙ平面における放射パターンを示すグラフである。図３、図４、図１９及び図２０において、誘電体基板１としてガラスエポキシ基板を用い、ダイポールアンテナ４に給電される高周波信号の周波数を６０ＧＨｚに設定した。また、図３及び図４において、無給電素子ペア６間の間隔Ｌ２をλ／８に設定し、間隔Ｌ３をλ／２５に設定し、間隔Ｌ５及び電気長Ｌ６を間隔Ｌ３と等しい値に設定した。
　図１９及び図２０に示すように、比較例に係るアンテナ装置３００においてエンドファイア方向にメインビームが形成されている。しかしながら、アンテナ装置３００では理論上のピーク利得は９．１ｄＢｉであることが期待されるが、実際のピーク利得は７．６ｄＢｉまで低下しており、高利得特性が得られていない。これは、ミリ波帯又はマイクロ波帯などの高周波帯では、より低い周波数帯に比較して、誘電体基板１による誘電体損の影響を大きく受けることに起因すると考えられる。また、従来は、このような利得低下を克服するためはアンテナサイズを大きくする必要があった。一方、本実施形態に係るアンテナ装置１００の場合、図３及び図４に示すように、比較例に係るアンテナ装置３００とほぼ同様の形状の放射パターンが得られ、かつピーク利得は８．３ｄＢｉまで大きくなった。
　図５は、図１のアンテナ装置１００の誘電体素子ペア６間の間隔Ｌ２とピーク利得との関係を示すグラフである。図５に示すように、間隔Ｌ２が小さいほど、ピーク利得は大きくなる。特に、間隔Ｌ２が、比較例に係るアンテナ装置３００における無給電素子１０９間の間隔Ｌ９１（λ／４）より小さくても、ピーク利得は向上している。従って、間隔Ｌ２は、好ましくはλ／８より小さい値に設定される。さらに好ましくは、間隔Ｌ２は、アンテナ装置１００の製造プロセスにより実現し得る最小の値（例えば、１００μｍである。）に設定される。この場合、無給電素子５ａ及び５ｂの幅は間隔Ｌ２と実質的に等しい値に設定される。
　本実施形態によれば、上述したように、各無給電素子ペア６において、無給電素子５ａと５ｂとの間のギャップ５ｃに、電磁的に結合された強い結合電界が生じる。このため、ダイポールアンテナ４から放射された電波は、各無給電素子ペア６のギャップ５ｃに沿って誘電体基板１の表面を導波され、エンドファイア方向に放射される。特に、上述したように間隔Ｌ２をできるだけ小さく設定することにより、無給電素子ペア６どうしが誘電体基板１の表面上の自由空間を介して強く電磁的に結合し、誘電体基板１内の電気力線の密度を低下させることができるので、誘電体基板１による誘電体損の影響を小さくできる。このため、比較例に係るアンテナ装置３００に比較して高利得特性を得ることができる。
　また、本実施形態によれば、間隔Ｌ３を変化させることにより、垂直面（ｘｚ平面）内のビーム幅を変化させることなく、水平面（ｘｙ平面）内のビーム幅のみを変化させることができる。具体的には、間隔Ｌ３を大きく設定するほど、誘電体基板１のエンドファイア方向の端部に生じる水平面の等位相面の幅が広がるので、水平方向のアンテナサイズが大きくなる。このため、水平ビームの幅は小さくなり、利得は大きくなる。すなわち、本実施形態によれば、無給電素子１９０の間隔Ｌ９１がλ／４に設定される一般的な八木アンテナとは異なり、間隔Ｌ３を変化させることにより、水平面内のビーム幅を垂直面内のビーム幅と独立に変化させることができる。また、本実施形態によれば、全ての無給電素子ペア６が同一の形状を有するので、間隔Ｌ３を比較的容易に設計できる。
　さらに、本実施形態において、無給電素子ペア６の数は６個であったが、本発明はこれに限られず、無給電素子ペア６の数を変化させることにより、垂直面（ｘｚ平面）内のビーム幅及び水平面内のビーム幅を変化させることができる。一般に、エンドファイアアンテナ装置では導波方向のアンテナサイズが大きくなるほど垂直面のビーム幅を狭くできる。本実施形態の場合、無給電素子ペア６の数を増加させると、導波方向のアンテナサイズが大きくなり、垂直面のビーム幅を狭くできる。
　以上説明したように、本実施形態に係るアンテナ装置１００によれば、従来技術に比較して高利得特性を得ることができる。また、間隔Ｌ２を例えばλ／８より小さく設定することにより、従来技術に比較して小型のアンテナ装置１００を実現できる。さらに、誘電体基板１の端部で等位相面が生じるので、垂直面内のビーム幅及び水平面内のビーム幅を従来技術に比較して狭くできる。
第２の実施形態．
　上述したように、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００によれば、無給電素子５ａ，５ｂ間のギャップ５ｃの間隔Ｌ３を広くすることにより、水平面内のビーム幅を小さくしてアンテナ利得を向上できる。しかしながら、間隔Ｌ３を所定の値よりも大きく設定すると、無給電素子５ａと５ｂとの間の電磁的結合の度合いが低下してしまい、アンテナ利得が低下する。本実施形態では、このようなアンテナ利得の低下を抑制するために、各ギャップ５ｃに無給電素子７をさらに設ける。
　図６は、本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置１００Ａの表面図であり、図７は、図６のアンテナ装置１００Ａの裏面図である。図６及び図７において、アンテナ装置１００Ａは、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００に比較して、６組の無給電素子ペア６に代えて９組の無給電素子ペア６を備え、各無給電素子ペア６のギャップ５ｃに設けられた６個の無給電素子７をさらに備えたことを特徴としている。本実施形態において、第１の実施形態との相違点のみを説明する。
　図６において、各無給電素子ペア６は、無給電素子５ａ及び５ｂを備えて構成される。また、各無給電素子ペア６において、無給電素子５ａ及び５ｂはそれぞれ、電気長Ｌ４を有するストリップ形状を有し、ｙ軸に平行な直線上に所定の間隔Ｌ９のギャップ５ｃを有するように形成される。さらに、各無給電素子７は、電気長Ｌ７を有しかつｙ軸方向に延在するストリップ形状を有し、各ギャップ５ｃに形成される。ここで、無給電素子７の一端と無給電素子５ａとの間の間隔及び無給電素子７の他端と無給電素子５ｂとの間の間隔はそれぞれ間隔Ｌ８に設定される。
　なお、図６において、電気長Ｌ４は、実質的にλ／４に等しい電気長に設定される。また、電気長Ｌ７は、無給電素子７が無給電素子５ａ及び５ｂと共振することを防止するために、例えば、電気長Ｌ４の１／３以下に設定される。さらに、間隔Ｌ８は、無給電素子７と無給電素子５ａとが電磁的に結合し、かつ無給電素子７と無給電素子５ｂとが電磁的に結合するように設定される。
　本実施形態によれば、無給電素子７と無給電素子５ａとが電磁的に結合し、無給電素子７と無給電素子５ｂとが電磁的に結合する。従って、ギャップ５ｃの間隔Ｌ９が、無給電素子５ａと無給電素子５ｂとを直接的に電磁的に結合させるために必要な間隔よりも広くても、無給電素子５ａと５ｂとを無給電素子７を介して電磁的に結合させることができる。従って、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００に比較して、水平方向のアンテナサイズを広くできる。このため、第１の実施形態に比較して、水平ビームの幅は小さくなり、利得を大きくできる。
第３の実施形態．
　図８は、本発明の第３の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂの表面図であり、図９は、図８のアンテナ装置１００Ｂの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂは、第２の実施形態に係るアンテナ装置１００Ａに比較して、ダイポールアンテナ４に代えてダイポールアンテナ４Ａを備え、１２組の無給電素子ペア６Ａと、１２個の無給電素子１０とをさらに備えたことを特徴としている。本実施形態において、第２の実施形態との相違点のみを説明する。
　図８及び図９において、ダイポールアンテナ４Ａは、給電素子４ａ及び４ｂと、無給電素子４ｃ及び４ｄとを備えて構成される。ここで、無給電素子４ｃは、誘電体基板１の表面に、給電素子４ｂに対向しかつ給電素子４ａとの間に所定の間隔を有するように形成される。また、無給電素子４ｄは、誘電体基板１の裏面に、給電素子４ａと対向しかつ給電素子４ｂとの間に所定の間隔を有するように形成される。従って、無給電素子４ｃが給電素子４ｂと電磁的に結合し、無給電素子４ｄが給電素子４ａと電磁的に結合するので、ダイポールアンテナ４Ａは、上述した各実施形態に係るダイポールアンテナ４に比較して、効率よく電波を放射できる。
　また、図８及び図９において、各無給電素子ペア６Ａは、誘電体基板１の裏面に形成された無給電素子９ａ及び９ｂを備えて構成される。また、各無給電素子９ａは各無給電素子５ａに対向するように形成され、各無給電素子９ｂは各無給電素子５ｂに対向するように形成される。さらに、各無給電素子１０は、誘電体基板１の裏面に、各無給電素子７と対向するように形成される。従って、各無給電素子ペア６Ａにおいて、無給電素子９ａと１０とは互いに電磁的に結合し、無給電素子９ｂと１０とは互いに電磁的に結合する。さらに、ダイポールアンテナ４Ａと、無給電素子ペア６Ａとは互いに対向しかつ電磁的に結合する。
　本実施形態によれば、無給電素子４ｃ，４ｄと、無給電素子ペア６Ａと、無給電素子１０とをさらに備えたので、上述した各実施形態に比較して、放射効率及び開口効率を上げることができる。
第４の実施形態．
　図１０は、本発明の第４の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃの表面図であり、図１１は、図１０のアンテナ装置１００Ｃの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃは、第２の実施形態に係るアンテナ装置１００Ａ（図６及び図７参照。）に比較して、給電素子４ｂに代えて、給電素子４ｅを備えたことを特徴としている。本実施形態において、第２の実施形態との相違点のみを説明する。上述した各実施形態において、給電素子４ａ及び４ｂの各電気長は互いに等しい値に設定されたが、本実施形態において、給電素子４ｅの電気長は給電素子４ｂの電気長より短い値に設定される。また、給電素子４ａと４ｅとは、給電素子４ａの開放端から給電素子４ｅの開放端までの電気長Ｌ１を有するダイポールアンテナ４Ｂとして動作する。
　本実施形態及び上述した各実施形態において、給電線路２０は不平衡伝送線路であるため、給電線路２０に平衡型のダイポールアンテナ４を接続すると、給電素子４ａに流れる電流と、給電素子４ｂに流れる電流がアンバランスになり、水平面内のビームがエンドファイア方向を向かないことがある。上述した各実施形態に係るアンテナ装置１００，１００Ａ，１００Ｂは、従来技術に比較して小さいビーム幅を有するため、ビームの向きがアンテナ装置１００，１００Ａ，１００Ｂの正面を向かないと、ユーザにとって使い勝手が悪くなってしまう。
　本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃでは、給電素子４ｅの電気長を給電素子４ａの電気長より短く設定することで、上述した電流のアンバランスを調整してビームをエンドファイア方向に向かせることができる。また、ダイポールアンテナ４Ｂからの電波の放射方向をエンドファイア方向に向けるので、上述した各実施形態に比較して、無給電素子ペア６での導波効率が向上する。
　なお、給電素子４ｅの電気長を給電素子４ａの電気長より短く設定したが、本発明はこれに限られず、ダイポールアンテナ４Ｂからの電波の放射方向をエンドファイア方向に向けるように、給電素子４ａの電気長と給電素子４ｅの電気長とを互いに異なるように設定すればよい。
　また、第１の実施形態において、ダイポールアンテナ４に代えてダイポールアンテナ４Ｂを設けてもよい。さらに、第３の実施形態において、給電素子４ｂに代えて給電素子４ｅを誘電体基板１の裏面に形成し、給電素子４ｅに対向しかつ給電素子４ａとの間に所定の間隔を有するように形成される無給電素子を誘電体基板１の表面にさらに形成してもよい。
第５の実施形態．
　図１２は、本発明の第５の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｄの表面図であり、図１３は、図１０のアンテナ装置１００Ｄの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｄは、第３の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂ（図８及び図９参照。）に比較して、無給電素子１１ａ，１１ｂを備えた無給電素子ペア１１と、無給電素子１２ａ，１２ｂを備えた無給電素子ペア１２とをさらに備えて構成される。本実施形態において、第３の実施形態との相違点のみを説明する。
　図１２及び図１３において、無給電素子１１ａ及び１１ｂは、ストリップ形状を有し、ダイポールアンテナ４Ａの長手方向に平行でありかつダイポールアンテナ４Ａに関してダイポールアンテナ４Ａからの電波の放射方向と反対側に位置する直線上に、ダイポールアンテナ４Ａに対向しかつ電磁的に結合するように形成され、反射器として動作する。また、無給電素子１２ａ及び１２ｂは、ストリップ形状を有し、ダイポールアンテナ４Ａの長手方向に平行でありかつダイポールアンテナ４Ａに関してダイポールアンテナ４Ａからの電波の放射方向と反対側に位置する直線上に、ダイポールアンテナ４Ａに対向しかつ電磁的に結合するように形成され、反射器として動作する。
　また、図１２において、無給電素子１１ａは、誘電体基板１の表面であって給電素子４ａと接地導体３との間の領域に、ｙ軸方向に延在するように形成される。また、無給電素子１１ｂは、誘電体基板１の表面であって無給電素子４ｃと接地導体３との間の領域に、ｙ軸方向に延在するように形成される。さらに、無給電素子１２ａ及び１２ｂは、誘電体基板１の裏面に、無給電素子１１ａ及び１１ｂとそれぞれ対向するように形成される。なお、無給電素子１１ａ，１１ｂ，１２ａ及び１２ｂの各電気長は、無給電素子５ａ及び５ｂの電気長Ｌ４と実質的に同一の値に設定される。好ましくは、無給電素子ペア１１は、無給電素子ペア６と対向するように設けられる。これにより、無給電素子１１ａは給電素子４ａと電磁的に結合し、無給電素子１１ｂは無給電素子４ｃと電磁的に結合し、無給電素子１２ａは無給電素子４ｄと電磁的に結合し、無給電素子１２ｂは給電素子４ｂと電磁的に結合する。
　本実施形態によれば、ダイポールアンテナ４Ａに関してダイポールアンテナ４Ａからの電波の放射方向と反対側の位置に、反射器として動作する無給電素子ペア１１及び１２を設けたので、第３の実施形態に比較して、ダイポールアンテナ４から放射される電波を効率よくエンドファイア方向に向けることができ、ＦＢ（Front to Back）比を向上できる。特に、アンテナ装置１００Ｄの水平方向のアンテナサイズが大きいほど、無給電素子１１ａ，１１ｂ，１２ａ及び１２ｂの効果は大きくなる。
　なお、アンテナ装置１００Ｄは２つの無給電素子ペア１１及び１２を備えたが、本発明はこれに限られず、無給電素子ペア１１及び１２のうちの一方のみを備えてもよい。また、給電素子４ａ及び４ｂの各電気長を、ダイポールアンテナ４Ａのメインビームをエンドファイア方向に向けるように互いに異なるように設定してもよい。
　また、無給電素子ペア１１及び１２のうちの少なくとも一方を、アンテナ装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃに設けてもよい。
第６の実施形態．
　図１４は、本発明の第６の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｅの表面図であり、図１５は、図１４のアンテナ装置１００Ｅの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｅは、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００に比較して、ダイポールアンテナ４に代えてダイポールアンテナ４Ａを備え、誘電体基板１の裏面上に、無給電素子ペア６にそれぞれ対向する無給電素子ペア６Ａを備えたことを特徴としている。ここで、本実施形態において、ダイポールアンテナ４Ａは、第３の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂのダイポールアンテナ４Ａ（図８及び図９参照。）と同様に構成される。また、また、各無給電素子９ａは各無給電素子５ａに対向するように形成され、各無給電素子９ｂは各無給電素子５ｂに対向するように形成される。さらに、各無給電素子１０は、誘電体基板１の裏面に、各無給電素子７と対向するように形成される。従って、各無給電素子ペア６Ａにおいて、無給電素子９ａと９ｂは互いに電磁的に結合する。さらに、ダイポールアンテナ４Ａと、無給電素子ペア６Ａとは互いに対向しかつ電磁的に結合する。
　本実施形態によれば、無給電素子４ｃ，４ｄと、無給電素子ペア６Ａとをさらに備えたので、第１の実施形態に比較して、放射効率及び開口効率を上げることができる。
　なお、本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｅに、第５の実施形態に係る無給電素子ペア１１及び１２のうちの少なくとも一方を設けてもよい。また、アンテナ装置１００Ｅにおいて、ダイポールアンテナ４Ａに代えてダイポールアンテナ４又は４Ｂを備えてもよい。さらに、ダイポールアンテナ４Ａに代えてダイポールアンテナ４Ｂを備え、無給電素子４ａ，４ｅにそれぞれ対向する無給電素子をさらに備えてもよい。
第７の実施形態．
　図１６は、本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置２００の表面図である。図１６において、無線通信装置２００は、無線モジュール基板などの無線通信装置であって、第４の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃと、上位層回路５０１と、ベースバンド回路５０２と、高周波回路５０３とを備えて構成される。ここで、無線通信装置２００は、上位層回路５０１と、ベースバンド回路５０２と、高周波回路５０３とは、ストリップ導体２が形成された誘電体基板１の表面上であって、ダイポールアンテナ４Ｂに関してダイポールアンテナ４Ｂからの電波の放射方向と反対側の位置に設けられる。
　図１６において、上位層回路５０１は、ＭＡＣ（Media Access Control）層及びアプリケーション層などの物理層より上位の層の回路であって、例えば通信回路及びホスト処理回路を含む。上位層回路５０１は、所定のデータ信号をベースバンド回路５０２に出力する一方、ベースバンド回路５０２からのベースバンド信号に対して所定の信号処理を行ってデータ信号に変換する。また、ベースバンド回路５０２は、上位層回路５０１からのデータ信号に対して波形成形処理を行った後に、所定の搬送波信号を処理後のデータ信号に従って変調して高周波信号に変換し高周波回路５０３に出力する。さらに、ベースバンド回路５０２は、高周波回路５０３からの高周波信号をベースバンド信号に復調して上位層回路５０１に出力する。
　また、図１６において、高周波回路５０３は、ベースバンド回路５０２からの高周波信号に対して無線周波数帯での電力増幅処理及び波形整形処理を行い、給電線路２を介してダイポールアンテナ４Ｂに出力する。さらに、高周波回路５０３は、ダイポールアンテナ４Ｂにより無線受信された高周波信号に対して周波数変換などの所定の処理を行った後にベースバンド回路５０２に出力する。
　なお、高周波回路５０３とアンテナ装置１００Ｃとは、高周波伝送世路を介して接続される。また、必要に応じて、高周波回路５０３とアンテナ装置１００Ｃとの間にインピーダンス整合回路を設ける。以上説明したように構成された無線通信装置２００は、アンテナ装置１００Ｃを用いて高周波信号を無線送受信するので、従来技術に比較して小型かつ高利得の無線通信装置を実現できる。
　なお、本実施形態に係る無線通信装置２００はアンテナ装置１００Ｃを備えたが、本発明はこれに限られず、アンテナ装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｄ又は１００Ｅを備えてもよい。
　また、上述した各実施形態において、マイクロストリップ線路を、高周波信号を伝送するための給電線路２０として用いたが、本発明はこれに限られず、コプレーナ線路などの不平衡伝送線路又は平衡伝送線路を給電線路２０として用いればよい。
　以上、本発明に係るアンテナ装置及び無線通信装置に係る実施形態について詳細に説明したが、本発明は上記各実施形態に限定はされず、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、各種の改良および変更を行ってもよい。
　以上説明したように、本発明に係るアンテナ装置及び無線通信装置によれば、誘電体基板の第２の面に形成された第１及び第２の無給電素子をそれぞれ備えた複数の第１の無給電素子ペアを備え、各第１の無給電素子ペアの第１及び第２の無給電素子はストリップ形状を有し、ダイポールアンテナの長手方向に平行でありかつダイポールアンテナからの電波の放射方向に位置する直線上に、互いにギャップを有しかつ互いに電磁的に結合するように形成され、ダイポールアンテナと各第１の無給電素子ペアとが互いに対向しかつ電磁的に結合するように、所定の間隔で配置されたので、従来技術に比較して小型でありかつ高利得特性を有するアンテナ装置及び無線通信装置を提供できる。
１…誘電体基板、
２，３０，３１…ストリップ導体、
３…接地導体、
４，４Ａ，４Ｂ…ダイポールアンテナ、
４ａ，４ｂ，４ｅ…給電素子、
４ｃ，４ｄ，５ａ，５ｂ，７，９ａ，９ｂ，１０，１１ａ，１１ｂ，１２ａ，１２ｂ…無給電素子、
６，６Ａ，１１，１２…無給電素子ペア、
２０…給電線路、
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ…アンテナ装置、
２００…無線通信装置。

Claims (11)

  1. 　第１及び第２の面を有する誘電体基板と、
    　上記第１の面に形成された接地導体と、
    　上記第２の面に、上記接地導体に対向して給電線路を構成するように形成されたストリップ導体と、
    　上記第２の面に形成されかつ上記ストリップ導体に接続された第１の給電素子と、上記第１の面に形成されかつ上記接地導体に接続された第２の給電素子とを備え、上記給電線路を介して伝送される高周波信号の波長の実質的に１／２の電気長を有するダイポールアンテナと、
    　上記第２の面に形成された第１及び第２の無給電素子をそれぞれ備えた複数の第１の無給電素子ペアとを備えたアンテナ装置であって、
    　上記各第１の無給電素子ペアの第１及び第２の無給電素子はストリップ形状を有し、上記ダイポールアンテナの長手方向に平行でありかつ上記ダイポールアンテナからの電波の放射方向に位置する直線上に、互いにギャップを有しかつ互いに電磁的に結合するように形成され、
    　上記ダイポールアンテナと上記各第１の無給電素子ペアとが互いに対向しかつ電磁的に結合するように、所定の間隔で配置されたことを特徴とするアンテナ装置。
  2. 　上記第１の無給電素子に電磁的に結合しかつ上記第２の無給電素子と電磁的に結合するように上記各ギャップに形成された複数の第３の無給電素子をさらに備えたことを特徴とする請求項１のアンテナ装置。
  3. 　上記ダイポールアンテナは、
    　上記第１の給電素子に対向するように上記第１の面に形成された第４の無給電素子と、
    　上記第２の給電素子に対向するように上記第２の面に形成された第５の無給電素子とをさらに備え、
    　上記アンテナ装置は、
    　上記各第１の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第６の無給電素子と、
    　上記各第２の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第７の無給電素子と、
    　上記各第３の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第８の無給電素子とをさらに備えたことを特徴とする請求項２記載のアンテナ装置。
  4. 　上記ダイポールアンテナは、
    　上記第１の給電素子に対向するように上記第１の面に形成された第３の無給電素子と、
    　上記第２の給電素子に対向するように上記第２の面に形成された第４の無給電素子とをさらに備え、
    　上記アンテナ装置は、
    　上記各第１の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第５の無給電素子と、
    　上記各第２の無給電素子に対向するように上記第１の面に形成された複数の第６の無給電素子とをさらに備えたことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  5. 　上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、互いに異なるように設定されたことを特徴とする請求項１から４のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  6. 　上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、実質的に互いに等しいように設定されたことを特徴とする請求項１から４のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  7. 　上記第１又は第２の面に形成され反射器として動作する２つの無給電素子を備えた少なくとも１組の第２の無給電素子ペアをさらに備え、
    　上記２つの無給電素子はストリップ形状を有し、上記長手方向に平行でありかつ上記ダイポールアンテナに関して上記放射方向と反対側に位置する直線上に、上記ダイポールアンテナに対向しかつ電磁的に結合するように形成されたことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  8. 　上記給電線路は不平衡線路であることを特徴とする請求項１から７のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  9. 　上記各第１の無給電素子の電気長と、上記各第２の無給電素子の電気長とは、上記波長の実質的に１／４の電気長に設定されたことを特徴とする請求項１から８のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  10. 　上記間隔は、上記波長の実質的に１／８以下の間隔に設定されたことを特徴とする請求項１から９のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  11. 　請求項１から１０のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置を備えたことを特徴とする無線通信装置。
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