WO2011087106A1 - 電力逆変換装置、誘導加熱装置、モータ制御装置、及び、電力逆変換方法 - Google Patents

電力逆変換装置、誘導加熱装置、モータ制御装置、及び、電力逆変換方法 Download PDF

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WO2011087106A1
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忠幸 北原
志郎 福田
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株式会社MERSTech
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Definitions

  • the present invention relates to a power reverse conversion device, an induction heating device, a motor control device, and a power reverse conversion method.
  • control for performing soft switching is passive control for monitoring voltage or current. Become. For this reason, it is difficult to realize variable frequency and high efficiency at all operating points simultaneously with the realization of soft switching.
  • the power reverse conversion circuit disclosed in this document uses a magnetic energy regenerative switch (full bridge type MERS) composed of a capacitor and four reverse conducting semiconductor switches, from a direct current power source to an alternating current of a desired frequency. To the load.
  • This power reverse conversion circuit is generated in the capacitor by switching on and off the four reverse conducting semiconductor switches of the full bridge type MERS to cause the full bridge type MERS capacitor and the inductor of the inductive load to resonate in series.
  • This circuit supplies an alternating current to an inductive load by voltage.
  • This power reverse conversion circuit can perform soft switching of four reverse conducting semiconductor switches without precise control, and can adjust the frequency of an alternating current supplied to a load.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a power reverse conversion device, an induction heating device, a motor control device, and a power reverse conversion method using a magnetic energy regenerative switch capable of adjusting supply power.
  • the purpose is to do.
  • a power inverter provides: A DC reactor connected in series with a DC voltage source; First and second AC terminals; first and second DC terminals; first to fourth diodes; first to fourth self-extinguishing elements; and the first and second AC terminals.
  • a capacitor connected between terminals or between the first and second DC terminals, wherein the first AC terminal has an anode of the first diode and a cathode of the second diode, The first DC terminal has a cathode of the first diode and the cathode of the third diode, and the second DC terminal has an anode of the second diode and an anode of the fourth diode.
  • the second AC terminal is connected to the anode of the third diode and the fourth cathode, the first diode is connected to the first self-extinguishing element, and the second diode is connected to the second diode.
  • the second self-extinguishing element includes the third self-extinguishing element;
  • the third self-extinguishing element is connected to an anode, and the fourth self-extinguishing element is connected in parallel to the fourth diode, and the first DC terminal, the second DC terminal,
  • a magnetic energy regenerative switch in which a series circuit of the DC voltage source and the DC reactor is connected between and an inductive load is connected between the first AC terminal and the second AC terminal;
  • the predetermined frequency is a frequency equal to or lower than a resonance frequency determined by an inductance of the inductive load and a capacity of the capacitor.
  • control circuit turns on and off the plurality of self-extinguishing elements at a frequency equal to a resonance frequency determined by the inductance of the inductive load and the capacitance of the capacitor.
  • control circuit may set the duty ratio of the one pair to 0.5 and the duty ratio of the other pair to be variable at 0.5 or less.
  • the control circuit may further have a function of adjusting the frequency of the output signal.
  • the control means controls a signal output to the first to fourth self-extinguishing elements for each of the magnetic energy regeneration switches.
  • the self-extinguishing element is a reverse conducting semiconductor switch
  • the diode is a parasitic diode of the reverse conducting semiconductor switch.
  • an induction heating apparatus includes: The power reverse conversion device is provided.
  • a motor control device includes: The power reverse conversion device is provided.
  • a power reverse conversion method includes: First and second AC terminals; first and second DC terminals; first to fourth diodes; first to fourth self-extinguishing elements; and the first and second AC terminals.
  • the first DC terminal has a cathode of the first diode and the cathode of the third diode
  • the second DC terminal has an anode of the second diode and an anode of the fourth diode.
  • the second AC terminal is connected to the anode of the third diode and the fourth cathode, the first diode is connected to the first self-extinguishing element, and the second diode is connected to the second diode.
  • the second self-extinguishing element includes the third self-extinguishing element;
  • the third self-extinguishing element is connected to an anode, and the fourth self-extinguishing element is connected in parallel to the fourth diode, and the first DC terminal, the second DC terminal,
  • a magnetic energy regenerative switch in which a series circuit of a DC voltage source and a DC reactor is connected between and an inductive load is connected between the first AC terminal and the second AC terminal.
  • a signal for switching on / off of each of the self-extinguishing elements constituting the magnetic energy regenerative switch is output at a predetermined frequency, and the pair of the first and third self-extinguishing elements; 2 and the fourth self-extinguishing element pair, an on / off duty ratio of a signal output to one pair, and an on / off duty ratio of a signal output to the other pair,
  • the difference is adjustable, It is characterized by that.
  • the power can be adjusted.
  • FIG. 1 It is a circuit diagram which shows the structure of the power reverse conversion apparatus concerning one Embodiment of this invention.
  • or (d) is a figure which shows the example of the gate signal of the power reverse conversion apparatus shown in FIG. It is a figure for demonstrating operation
  • the power reverse conversion device converts power supplied from one DC power source into AC power, can be supplied in parallel to a plurality of loads, and individually supplies power to the plurality of loads. Can be controlled.
  • Circuit 10i The DC power source 2 includes an AC power source 11, a full-wave rectifier circuit 12, and a smoothing capacitor CC.
  • Drive circuit 10i includes a direct current reactor Ldci, a magnetic energy regeneration switch Bi, and a control circuit 13i.
  • the magnetic energy regeneration switch Bi includes four reverse conducting semiconductor switches SWUi, SWXi, SWVi, SWYi, and a capacitor CMi.
  • the reverse conduction type semiconductor switches SWUi, SWXi, SWVi, and SWYi of the magnetic energy regenerative switch Bi are respectively a diode unit DUi, DXi, DVi, DYi and a switch unit connected in parallel to the diode units DUi, DXi, DVi, DYi.
  • the switch units SUi, SXi, SVi, and SYi include gates GUi, GXi, GVi, and GYi, respectively.
  • the AC terminal AC1i has an anode of the diode unit DUi and a cathode of the diode unit DXi
  • the DC terminal DCPi has a cathode of the diode unit DUi, a cathode of the diode unit DYi, and a positive electrode of the capacitor CMi
  • the direct current terminal DCNi is connected to the anode of the diode portion DXi, the anode of the diode portion DYi, and the negative electrode of the capacitor CMi
  • the alternating current terminal AC2i is connected to the anode of the diode portion DVi and the cathode of the diode portion DYi.
  • a series circuit of a DC power supply 2 and a DC reactor Ldci is connected between the DC terminal DCPi and the DC terminal DCNi
  • a load LDi is connected between the AC terminal AC1i and the AC terminal AC2i.
  • the output of the AC power supply 11 is input to the full-wave rectifier circuit 12.
  • One end of the current smoothing DC reactor Ldci for the load LDi is commonly connected to the positive output terminal of the full-wave rectifier circuit 12 and the connection node of the smoothing capacitor CC.
  • the AC power supply 11 outputs an AC voltage having a predetermined voltage at a predetermined frequency.
  • the full-wave rectifier circuit 12 is composed of, for example, a diode bridge circuit and the like, and full-wave rectifies the output voltage of the AC power supply 11 to output a pulsating DC pulsating voltage.
  • the smoothing capacitor CC smoothes the pulsating voltage output from the full-wave rectifier circuit 12 and functions as a DC voltage source.
  • the capacitance of the smoothing capacitor CC is preferably larger than the total sum of the capacitors CMi.
  • the load LDi is composed of an inductive load such as an induction heating coil or a motor.
  • the load LDi is represented by a series circuit of an inductor Li and a resistor Ri. Note that the inductance and resistance of the load LDi may be different from each other.
  • On / off of the reverse conduction type reverse conduction type semiconductor switches SWUi, SWXi, SWVi, and SWYi of the magnetic energy regenerative switch Bi is switched by switching on / off of the switch units SUi, SXi, SVi, and SYi.
  • the switch units SUi, SXi, SVi, and SYi are turned on when an on signal is input to the gates GUi, GXi, GVi, and GYi, and are turned off when an off signal is input.
  • both ends of the diode units DUi, DXi, DVi, DYi are short-circuited, and the reverse conducting semiconductor switches SWUi, SWXi, SWVi, SWYi are turned on.
  • the switch units SUi, SXi, SVi, SYi are turned off, the diode units DUi, DXi, DVi, DYi function as diodes, and the reverse conducting semiconductor switches SWUi, SWXi, SWVi, SWYi are turned off.
  • the reverse conducting semiconductor switches SWUi, SWXi, SWVi, and SWYi are, for example, N-channel silicon MOSFETs (MOSFETs: Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors).
  • the control circuit 13i includes four gates GUi, GXi, GVi, and GYi of the four switch units SUi, SXi, SVi, and SYi that constitute the magnetic energy regenerative switch Bi, and gate signals SGUi illustrated in FIGS. SGXi, SGVi, SGYi are supplied.
  • the gate signal is composed of a high level signal and a low level signal. The high level functions as an on signal and the low level functions as an off signal.
  • the gate signals SGUi and SGVi are, for example, signals having a preset frequency f and a duty ratio of 0.5 (180 ° on). , The signals are almost in phase with each other. However, the other of the gate signals SGUi or SGVi does not change from the low level to the high level during a predetermined period ⁇ T that starts when one of the gate signals SGUi or SGVi changes from the high level to the low level. This is to prevent the situation where the reverse conducting semiconductor switches SWUi and SWVi are simultaneously turned on and both ends of the load LDi are short-circuited.
  • the gate signal SGYi is a signal synchronized with the same frequency as the gate signal SGUi
  • the gate signal SGXi is a signal synchronized with the same frequency as the gate signal SGVi.
  • the duty ratio of the gate signal SGYi and the duty ratio of SGXi are 0.5 or less, and are variable in accordance with the adjustment of the knob 13ai of the control circuit 13i. That is, the control circuit 13i can adjust the duty ratio.
  • the frequency f of the gate signals SGUi, SGVi, SGXi, SGYi is set to a frequency equal to or lower than the resonance frequency fr.
  • the capacitance of the capacitor CMi is adjusted so that the resonance period of the capacitor CMi and the inductor Li of the load LDi is 95% of the period of the gate signal.
  • each drive circuit 10i The operation of each drive circuit 10i is common.
  • the DC reactor Ldci of each drive circuit 10i stably supplies power (current) output from the DC power supply 2 into the drive circuit 10i.
  • the control circuit 13i supplies the gate signals SGUi, SGVi, SGXi, SGYi to the switch units SUi, SVi, SXi, SYi.
  • the gate signals SGUi, SGVi, SGXi, SGYi have the same frequency
  • SGUi and SGVi have a duty ratio of approximately 0.5
  • SGXi and SGYi are 0.5 or less adjusted by the knob 13ai.
  • the duty ratio is
  • the initial state is the state at time T10 when the gate signals SGVi and SGXi are off signals, the gate signals SGUi and SGYi are on signals, and the current flows through the path of FIG.
  • the AC power supply 11 and the full-wave rectifier circuit 12 are not shown in FIGS. 3A to 3F.
  • the control circuit 13i switches the gate signals SGVi and SGXi from the off signal to the on signal, and switches the gate signals SGUi and SGYi from the on signal to the off signal.
  • the reverse conducting semiconductor switches SWVi and SWXi are switched on, and the reverse conducting semiconductor switches SWUi and SWYi are switched off.
  • the current flows from the load LDi through the AC terminal AC2i, through the ON reverse conducting semiconductor switch SWVi, through the DC terminal DCPi, and flows into the positive electrode of the capacitor CMi.
  • the current flowing from the negative electrode of the capacitor CMi passes through the DC terminal DCNi, passes through the AC terminal AC1i through the ON reverse conducting semiconductor switch SWXi, and flows through the load LDi.
  • the capacitor CMi starts discharging at time T12 when the charging of the capacitor CMi ends, and current starts to flow as shown in FIG. 3B.
  • the current flows from the load LDi through the AC terminal AC1i, through the ON reverse conducting semiconductor switch SWXi, through the DC terminal DCNi, and flows into the negative electrode of the capacitor CMi.
  • the current flowing from the positive electrode of the capacitor CMi passes through the DC terminal DCPi, passes through the AC terminal AC2i via the ON reverse conducting semiconductor switch SWVi, and flows through the load LDi.
  • the control circuit 13i switches the gate signals SGUi and SGYi from the off signal to the on signal and switches the gate signals SGVi and SGXi from the on signal to the off signal at a preset frequency f.
  • the reverse conducting semiconductor switches SWUi and SWYi are turned on, and the reverse conducting semiconductor switches SWVi and SWXi are turned off.
  • the current flows from the load LDi through the AC terminal AC1i, through the ON reverse conducting semiconductor switch SWUi, through the DC terminal DCPi, and flows into the positive electrode of the capacitor CMi.
  • the current flowing from the negative electrode of the capacitor CMi passes through the DC terminal DCNi, passes through the AC terminal AC2i via the ON reverse conducting semiconductor switch SWYi, and flows through the load LDi.
  • the control circuit 13i switches the gate signals SGXi and SGVi to the on signal again and switches the gate signals SGUi and SGYi to the off signal at the preset frequency f.
  • FIG. 4 shows the relationship between the current ILDi and voltage VLDi of the load LDi and the voltage Vcm of the capacitor CMi in accordance with switching of the on signal / off signal of the gate signals SGVi, SGXi, SGUi, and SGYi.
  • T17 corresponds to the above-described T10 to T17. It can be seen that the capacitor voltage Vcm is repeatedly charged and discharged in response to switching of the gate signals SGUi, SGVi, SGXi, SGYi, the capacitor voltage Vcm is applied to the load LDi as the load voltage VLDi, and an alternating current flows to the load LDi.
  • the reverse conduction type semiconductor switch can be switched on and off at the timing when the voltage applied to the load LDi and each reverse conduction type semiconductor switch is almost zero, so-called soft switching is possible.
  • the control circuit 13i switches the gate signals SGVi and SGXi from the off signal to the on signal and the gate signal SGUi from the on signal to the off signal, and the gate signal SGYi holds the off signal.
  • the reverse conducting semiconductor switches SWVi and SWXi are turned on, the reverse conducting semiconductor switch SWUi is turned off, and the reverse conducting semiconductor switch SWYi remains off.
  • the current flows from the load LDi through the AC terminal AC2i, through the ON reverse conducting semiconductor switch SWVi, through the DC terminal DCPi, and flows into the positive electrode of the capacitor CMi.
  • the current flowing from the negative electrode of the capacitor CMi passes through the DC terminal DCNi, passes through the AC terminal AC1i through the ON reverse conducting semiconductor switch SWXi, and flows through the load LDi.
  • the control circuit 13i switches the gate signal SGXi to the off signal, the gate signal SGVi remains on, and the gate signals SGUi and SGYi remain off.
  • the reverse conducting semiconductor switches SWVi, SWUi, and SWYi are kept on / off, and the reverse conducting semiconductor switch SWXi is turned off.
  • the current flows through the AC terminal AC1i, passes through the AC terminal AC2i through the OFF reverse conducting semiconductor switch SWUi and the ON reverse conducting semiconductor switch SWVi, and flows to the load LDi.
  • the voltage of the capacitor CMi hardly fluctuates.
  • the control circuit 13i switches the gate signals SGUi and SGYi from the off signal to the on signal and the gate signal SGVi from the on signal to the off signal at a preset frequency f, and the gate signal SGXi is the off signal. Leave.
  • the reverse conducting semiconductor switches SWUi and SWYi are turned on, the reverse conducting semiconductor switch SWVi is turned off, and the reverse conducting semiconductor switch SWXi is kept off.
  • the current flows from the load LDi through the AC terminal AC1i, through the ON reverse conducting semiconductor switch SWUi, through the DC terminal DCPi, and flows into the positive electrode of the capacitor CMi.
  • the current flowing from the negative electrode of the capacitor CMi passes through the DC terminal DCNi, passes through the AC terminal AC1i via the ON reverse conducting semiconductor switch SWYi, and flows through the load LDi.
  • the control circuit 13i switches the gate signal SGYi to the off signal according to the set duty ratio, the gate signal SGUi remains on, and the gate signals SGVi and SGXi remain off.
  • the reverse conducting semiconductor switches SWUi, SWVi, and SWXi are kept on / off, and the reverse conducting semiconductor switch SWYi is switched off.
  • the current flows through the AC terminal AC2i, and flows through the AC terminal AC1i to the load LDi through the OFF reverse conducting semiconductor switch SWVi and the ON reverse conducting semiconductor switch SWUi.
  • the voltage of the capacitor CMi hardly fluctuates.
  • the control circuit 13i switches the gate signals SGXi and SGVi to the on signal and the gate signal SGUi to the off signal again at the preset frequency f.
  • the gate signal SGYi is held as an off signal.
  • FIG. 5 shows the relationship between the current ILDi / voltage VLDi of the load LDi and the voltage Vcm of the capacitor CMi as the gate signals SGVi, SGUi, SGXi, SGYi are switched.
  • T27 corresponds to the above-described T20 to T27.
  • the capacitor voltage Vcm is applied to the load LDi in the forward direction, applied in the reverse direction, or not applied, and the AC is switched accordingly. It can be seen that current flows through the load LDi. In this case, although not so-called soft switching, the applied voltage applied to the reverse conducting semiconductor switches SWUi, SWVi, SWXi, SWYi is small, and no large loss occurs.
  • FIG. 6A and 6B show the case where the duty ratio of the gate signals SGUi, SGVi, SGXi, and SGYi is 0.5 as shown in FIG. 6D, and FIG. 6C.
  • the relationship between the voltage applied to the load LDi and the current flowing through the load LDi when the duty ratio of the gate signals SGUi and SGVi is 0.5 and the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi is 0.4. It is shown.
  • the solid lines are for the case where the duty ratio is all 0.5, and the broken lines are for the duty ratio of the gate signals SGUi and SGVi to 0.5, and SGXi and SGYi. This is for a duty ratio of 0.4.
  • the current flowing through the load LDi decreases as the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi is decreased from 0.5. For this reason, the power supplied to the load LDi also decreases. That is, the power supplied to the load LDi can be adjusted by operating the knob 13ai to adjust the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi within a range of 0.5 or less.
  • each drive circuit 10i can be driven independently of each other. It is possible to individually adjust the power supplied to each load LDi.
  • the power inverse conversion device 1 of the present embodiment it is possible to individually supply power to a plurality of loads LDi from one current source by controlling the duty ratio of each gate signal. it can. Further, the power supplied to the load LDi can be individually controlled by controlling the duty ratio of the gate signal.
  • a current (power) measuring device 21i for measuring the load current ILDi is attached, and the measured value is fed back to the control circuit 13i, so that the control circuit 13i obtains a predetermined current value (power value).
  • the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi may be controlled.
  • one DC power supply 22 may be used instead of the AC power supply 11, the full-wave rectifier circuit 12, and the smoothing capacitor CC.
  • the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi supplied to the reverse conducting semiconductor switches SWXi and SWYi among the reverse conducting semiconductor switches constituting the magnetic energy regenerative switch Bi is controlled.
  • 13i fixes the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi supplied to the reverse conducting semiconductor switches SWXi and SWYi to 0.5, and sets the duty ratio of the gate signals SGUi and SGVi supplied to the reverse conducting semiconductor switches SWUi and SWVi to You may control.
  • the control circuit 13i may control both the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi and the duty ratio of the gate signals SGUi and SGVi. That is, the control circuit 13i only needs to be able to adjust the difference between the two duty ratios. However, it is desirable that the control circuit 13i controls the gate signal of the switch section on the low voltage side, that is, the duty ratio of the gate signals SGXi and SGYi.
  • a non-polar capacitor CPi is connected between the AC terminals AC1i and AC2i instead of the capacitor CMi disposed between the DC terminals DCP and DCN of the magnetic energy regenerative switch Bi. May be. There is no need to change the gate signal.
  • the inductor Li and the capacitor CPi are supplied by the power supplied from the DC power supply 2 through the AC terminal AC1i or AC2i in accordance with the on / off switching of the reverse conduction semiconductor switches SWUi, SWVi, SWXi, SWYi of the magnetic energy regenerative switch Bi. Repeats resonance. In this case, since the resonance in the flow path described with reference to FIGS.
  • a vibration suppression circuit 20 that attenuates parasitic vibrations as shown in FIG. 10 may be arranged.
  • Each reverse conducting semiconductor switch is not limited to a combination of a switch part and a diode part.
  • the circuit configuration and the like can be changed as appropriate. It is not necessary to provide all of the configurations described in the embodiment, and a combination of some configurations may be used as long as the intended purpose can be achieved.
  • the resonance frequency fr is smaller than the frequency f of the gate signal
  • the resonance frequency fr and the frequency f of the gate signal may be equal or larger.
  • the frequency f may be adjusted.
  • the resonance frequency fr and the frequency f of the gate signal are preferably not more than twice.
  • it is preferable that the resonance frequency fr and the frequency f of the gate signal are substantially equal.
  • the type and combination of the loads LDi are arbitrary as long as they are inductive loads.
  • the present invention can be used in a motor control device that controls a plurality of motors having different outputs.
  • the power supplied by controlling the duty ratio of the gate signal input to the reverse conduction type semiconductor switch of the magnetic energy regenerative switch connected to the motor to be used is brought close to the rating, and supplied from the magnetic energy regenerative switch to the unused motor. Reduce the power consumed.
  • the burden on the motor when the stopped motor is restarted is reduced, and the driving becomes smooth.
  • it is also effective to use the present invention by connecting between one power source and a plurality of induction heating devices.
  • desired power can be supplied to each induction heating device at a desired frequency. Thereby, the heating part of the heating object of the induction heating apparatus and the intensity of heating can be controlled.
  • the power inverter 1 when individually controlling the amount of power flowing through a plurality of loads, all the systems (circuit configuration including a full bridge type MERS) from the DC power supply to the load are required. For example, there are cases where a plurality of load coils for induction heating are connected to the same adjacent line, and it is desired to control the respective coil currents separately. Furthermore, in the prior art, a DC power source is also required for each load, the configuration is large, and economical efficiency is poor. As is apparent from the above description, the power inverter 1 according to the present embodiment includes a plurality of drive circuits 10i connected in parallel to the common DC power sources 2 and 22 and a plurality of drive circuits 10i.
  • each control circuit 13i can change the duty ratio as described above, the power supplied to each load LDi can be adjusted. And the power reverse conversion apparatus 1 which concerns on this embodiment is also economical.
  • the power inverse conversion device 1 according to the present embodiment can reduce the circuit scale.

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Abstract

　電力逆変換装置（１）は、直流電源（２）に、並列に接続された複数の駆動回路（１０ｉ）から構成される。各駆動回路（１０ｉ）は、直流電源（２）に直列に接続された直流リアクトル（Ｌｄｃｉ）と、直流入力端に直流電源（２）と直流リアクトル（Ｌｄｃｉ）との直列回路とコンデンサ（ＣＭｉ）とを接続され、交流出力端に負荷（ＬＤｉ）が接続された、複数の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷＵｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉ、ＳＷＸｉ）を備えた磁気エネルギー回生スイッチ（Ｂｉ）と、制御回路（１３ｉ）とを備える。制御回路（１３ｉ）は、逆導通型半導体スイッチ（ＳＷＵｉ、ＳＷＶｉ）をデューティ比０．５でオン・オフし、逆導通型半導体スイッチ（ＳＷＹｉ、ＳＷＸｉ）のデューティ比を０．５以下で調整する。

Description

電力逆変換装置、誘導加熱装置、モータ制御装置、及び、電力逆変換方法
　本発明は、電力逆変換装置、誘導加熱装置、モータ制御装置、及び、電力逆変換方法に関する。
　誘導性負荷に、交流電流を供給する電源装置は多数発明され、利用されている。特に、大電力・高周波応用に関しては、スイッチング損失が無視できないため、前記の電源装置では、ソフトスイッチングを行うようにスイッチング制御されることが求められてきた。
　しかし、ソフトスイッチングを実現するためには、スイッチング素子に掛かる電圧（又は電流）が０の時にスイッチングする必要があるため、ソフトスイッチングを行うための制御は、電圧または電流を監視する受動的な制御になってしまう。そのため、ソフトスイッチングの実現と同時に、可変周波数を実現したり、すべての動作ポイントにおいて高効率を実現したりするのは難しい。
　このような問題を解決するための技術が特許文献１に開示されている。この文献に開示された電力逆変換回路は、コンデンサと４つの逆導通型半導体スイッチとから構成される磁気エネルギー回生スイッチ（フルブリッジ型ＭＥＲＳ）を用いて、直流電源から、所望の周波数の交流電流を負荷に供給する。この電力逆変換回路は、フルブリッジ型ＭＥＲＳの４つの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えることにより、フルブリッジ型ＭＥＲＳのコンデンサと誘導性負荷のインダクタとを直列共振させ、コンデンサに発生した電圧により誘導性負荷に交流電流を供給する回路である。
　この電力逆変換回路は、精密な制御なしに４つの逆導通型半導体スイッチをソフトスイッチング可能で、かつ、負荷に供給する交流電流の周波数を調整することが可能である。
特開２００８－９２７４５号公報
　しかしながら、この特許文献に開示された電力逆変換回路は、負荷に供給する電力の量を調整することができない。
　この発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、供給電力を調整可能な、磁気エネルギー回生スイッチを使用した電力逆変換装置、誘導加熱装置、モータ制御装置、及び、電力逆変換方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力逆変換装置は、
　直流電圧源に直列に接続される直流リアクトルと、
　第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に前記直流電圧源と前記直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
　前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力する制御回路と、
　を備え、
　前記制御回路は、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、の差を調整可能である、
　ことを特徴とする。
　例えば、前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である。
　例えば、前記制御回路は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数と等しい周波数で前記複数の自己消弧型素子をオン・オフする。
　例えば、前記制御回路は、前記一方のペアのデューティ比を０．５とし、他方のペアのデューティ比を０．５以下で可変とする。
　また、前記制御回路は、出力する信号の周波数を調整する機能をさらに備えてもよい。
　例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは複数あり、複数の前記磁気エネルギー回生スイッチはそれぞれ異なる誘導性負荷に接続され、
　前記制御手段は、各前記磁気エネルギー回生スイッチ毎に、前記第１乃至第４の自己消弧型素子に出力する信号を制御する。
　例えば、前記自己消弧型素子は逆導通型半導体スイッチであって、前記ダイオードは、前記逆導通型半導体スイッチの寄生ダイオードである。
　また、上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る誘導加熱装置は、
　前記の電力逆変換装置を備える。
　また、上記目的を達成するため、本発明の第３の観点に係るモータ制御装置は、
　前記の電力逆変換装置を備える。
　また、上記目的を達成するため、本発明の第４の観点に係る電力逆変換方法は、
　第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
　前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力し、かつ、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、の差を調整可能である、
　ことを特徴とする。
　上記構成によれば、電力を調整することができる。
この発明の一実施形態にかかる電力逆変換装置の構成を示す回路図である。 （ａ）乃至（ｄ）は図１に示す電力逆変換装置のゲート信号の例を示す図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示す電力逆変換装置のゲート信号と電流・電圧との関係例を示す図である。 図１に示す電力逆変換装置のゲート信号と電流・電圧との関係例を示す図である。 （ａ）乃至（ｄ）は、図１に示す電力逆変換装置のゲート信号のデューティ比を変化させた場合の電流・電圧の変化を示す図である。 図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。 図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。 図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。 図１に示す電力逆変換装置の変形例を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態に係る電力逆変換装置を、図面を参照しつつ説明する。
　本実施形態に係る電力逆変換装置は、１つの直流電源から供給される電力を、交流電力に変換して、複数の負荷に並列に供給可能で、かつ、複数の負荷への供給電力を個別に制御可能なものである。
　以下、並列に配置されたｎ個（ｎは２以上の自然数）の負荷に交流電力を供給する例を説明する。
　図１に示すように、本実施の形態に係る電力逆変換装置１は、全負荷に共通に配置されたと直流電源２と、第ｉ（ｉ＝１～ｎ）の負荷ＬＤｉに配置された駆動回路１０ｉとを含む。
　直流電源２は、交流電源１１と全波整流回路１２と平滑コンデンサＣＣとを含む。
　駆動回路１０ｉは、直流リアクトルＬｄｃｉと、磁気エネルギー回生スイッチＢｉと、制御回路１３ｉとを含む。
　磁気エネルギー回生スイッチＢｉは４つの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉと、コンデンサＣＭｉと、を含む。
　磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉは、それぞれ、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉと、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉに並列に接続されたスイッチ部ＳＵｉ，ＳＸｉ，ＳＶｉ，ＳＹｉと、を含む。スイッチ部ＳＵｉ，ＳＸｉ，ＳＶｉ，ＳＹｉは、それぞれ、ゲートＧＵｉ，ＧＸｉ，ＧＶｉ，ＧＹｉを備える。
　磁気エネルギー回生スイッチＢｉの、交流端子ＡＣ１ｉにはダイオード部ＤＵｉのアノードとダイオード部ＤＸｉのカソードとが、直流端子ＤＣＰｉにはダイオード部ＤＵｉのカソードとダイオード部ＤＹｉのカソードとコンデンサＣＭｉの正極とが、直流端子ＤＣＮｉにはダイオード部ＤＸｉのアノードとダイオード部ＤＹｉのアノードとコンデンサＣＭｉの負極とが、交流端子ＡＣ２ｉにはダイオード部ＤＶｉのアノードとダイオード部ＤＹｉのカソードとが接続されている。
　また、直流端子ＤＣＰｉと直流端子ＤＣＮｉの間には直流電源２と直流リアクトルＬｄｃｉの直列回路が接続され、交流端子ＡＣ１ｉと交流端子ＡＣ２ｉの間には、負荷ＬＤｉが接続されている。
　交流電源１１の出力は、全波整流回路１２に入力されている。
　負荷ＬＤｉ用の、電流平滑用の直流リアクトルＬｄｃｉは、その一端が全波整流回路１２の正の出力端と平滑コンデンサＣＣの接続ノードに共通に接続されている。
　交流電源１１は、所定周波数で所定電圧の交流電圧を出力する。
　全波整流回路１２は、例えば、ダイオードブリッジ回路等から構成され、交流電源１１の出力電圧を全波整流して脈流の直流脈流電圧を出力する。
　平滑コンデンサＣＣは、全波整流回路１２の出力する脈流電圧を平滑化し、直流電圧源として機能する。平滑コンデンサＣＣの容量は、コンデンサＣＭｉの総和よりも大きいことが望ましい。
　負荷ＬＤｉは、例えば、誘導加熱コイル、モータ等の誘導性負荷から構成される。負荷ＬＤｉは、インダクタＬｉと抵抗Ｒｉの直列回路で表される。
　なお、負荷ＬＤｉのインダクタンスや抵抗は互いに異なっても良い。
　磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉのオン・オフは、スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉのオン・オフが切り替わることによって、切り替わる。
　スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉは、ゲートＧＵｉ、ＧＸｉ、ＧＶｉ、ＧＹｉにオン信号が入力されるとオンになり、オフ信号が入力されるとオフになる。
　スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉがオンになると、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉの両端が短絡され、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉがオンになる。スイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉがオフになると、ダイオード部ＤＵｉ，ＤＸｉ，ＤＶｉ，ＤＹｉがダイオードとして機能し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＹｉはオフになる。
　逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＹｉは、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
　制御回路１３ｉは、磁気エネルギー回生スイッチＢｉを構成する４つのスイッチ部ＳＵｉ、ＳＸｉ、ＳＶｉ、ＳＹｉのゲートＧＵｉ，ＧＸｉ，ＧＶｉ，ＧＹｉに、図２（ａ）～（ｄ）に示すゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＹｉを供給する。ゲート信号はそれぞれハイレベルとローレベルの信号から構成され、ハイレベルはオン信号、ローレベルはオフ信号として機能する。
　図２（ａ），（ｂ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉとは、例えば、予め設定された周波数ｆを有し、そのデューティ比が０．５（１８０°オン）の信号であり、互いにほぼ逆相の信号である。ただし、ゲート信号ＳＧＵｉ又はＳＧＶｉの一方がハイレベルからローレベルに変化したときから始まる所定期間ΔＴの間は、ゲート信号ＳＧＵｉ又はＳＧＶｉの他方はローレベルからハイレベルに変化しない。逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉとが同時にオンし、負荷ＬＤｉの両端が短絡する事態を防止するためである。
　図２（ａ）乃至図２（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＹｉは、ゲート信号ＳＧＵｉと同一周波数で同期した信号で、ゲート信号ＳＧＸｉは、ゲート信号ＳＧＶｉと同一周波数で同期した信号である。ただし、ゲート信号ＳＧＹｉのデューティ比とＳＧＸｉのデューティ比とは、０．５以下であり、制御回路１３ｉのつまみ１３ａｉの調整に伴って可変である。つまり、制御回路１３ｉは、デューティ比を調整可能である。
　コンデンサＣＭｉの容量Ｃと、負荷ＬＤｉのインダクタＬｉのインダクタンスＬとの共振周波数ｆｒは、ｆｒ＝１／［２π√（Ｃ・Ｌ）］である。ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉの周波数ｆは、この共振周波数ｆｒ以下の周波数に設定される。また、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉがオン・オフするタイミングで、負荷電流ＩＬＤｉが最大値となるように、コンデンサＣＭｉの容量が調整されることが望ましい。
　なお、本実施例では、コンデンサＣＭｉと負荷ＬＤｉのインダクタＬｉの共振の周期がゲート信号の周期の９５％になるように、コンデンサＣＭｉの容量は調整されている。
　次に、上記構成の電力逆変換装置１の動作を説明する。
　各駆動回路１０ｉの動作は共通である。
　各駆動回路１０ｉの直流リアクトルＬｄｃｉは、直流電源２から出力された電力（電流）を安定的に駆動回路１０ｉ内に供給する。
　制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉを、スイッチ部ＳＵｉ、ＳＶｉ、ＳＸｉ、ＳＹｉに供給する。前述のように、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉは同一の周波数を有し、ＳＧＵｉとＳＧＶｉとはデューティ比がほぼ０．５で、ＳＧＸｉとＳＧＹｉはつまみ１３ａｉによって調整された０．５以下のデューティ比を有する。
　制御回路１３ｉにおいて、ゲート信号ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比が例えば０．５の場合、負荷ＬＤｉを流れる電流は、図３Ａ乃至図３Ｆの矢印に示すように流れる。
　以下、初期状態が、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉはオフ信号で、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉはオン信号で、電流が後述する図３Ｆの経路で流れている時刻Ｔ１０の状態である、として説明する。
　なお、理解を容易にするために、図３Ａ乃至図３Ｆにおいて、交流電源１１と全波整流回路１２は表記していない。
（時刻Ｔ１１－Ｔ１２）
　時刻Ｔ１１になると、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号からオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオン信号からオフ信号に切り替える。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオフに切り替わる。
　電流は、図３Ａに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ１２－Ｔ１３）
　インダクタＬｉとの共振によって、コンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ１２においてコンデンサＣＭｉは放電を始め、電流は図３Ｂに示すように流れ始める。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ１３－Ｔ１４）
　コンデンサＣＭｉの両端電圧が略０になる時刻Ｔ１３において、電流は図３Ｃに示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通るルートと、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通るルートと、の２つのルートで負荷ＬＤｉに流れる。
（時刻Ｔ１４－Ｔ１５）
　時刻Ｔ１４になると、制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号からオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉをオン信号からオフ信号に切り替える。
　逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオフに切り替わる。
　電流は、図３Ｄに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ１５－Ｔ１６）
　インダクタＬｉとの共振によってコンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ１５において、コンデンサＣＭｉは放電をし始める。電流は図３Ｅに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ１６－Ｔ１７）
　コンデンサＣＭｉの両端電圧が略０になる時刻Ｔ１６において、電流は図３Ｆに示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通るルートと、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通るルートと、の２つのルートで負荷ＬＤｉに流れる。
　時刻Ｔ１７において制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、再びゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＶｉをオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号に切り替える。
　上述の動作を繰り返すことにより、図４に示すような交流電流が負荷ＬＤｉに流れる。図４は、ゲート信号ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＵｉ，ＳＧＹｉのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う負荷ＬＤｉの電流ＩＬＤｉ，電圧ＶＬＤｉと、コンデンサＣＭｉの電圧Ｖｃｍの関係を示すもので、図中のＴ１０乃至Ｔ１７は上述のＴ１０乃至Ｔ１７に対応する。
　ゲート信号ＳＧＵｉ，ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉの切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが充放電を繰り返し、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷電圧ＶＬＤｉとして負荷ＬＤｉに印加され、交流電流が負荷ＬＤｉに流れることがわかる。しかも、負荷ＬＤｉ、各逆導通型半導体スイッチにかかる電圧がほぼ０のタイミングで逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えられるので、いわゆるソフトスイッチングが可能となる。
　制御回路１３ｉの出力するゲート信号ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比が、例えば０．４の時、電流は、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｄ，図３Ｅ，図３Ｇ，図３Ｈに示すように流れる。　以下、初期状態はゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＹｉとＳＧＸｉはオフ信号で、ゲート信号ＳＧＵｉはオン信号で、電流が後述する図３Ｈの経路で流れている時刻Ｔ２０の状態である、として説明する。
（時刻Ｔ２１－Ｔ２２）
　時刻Ｔ２１になると、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号からオン信号に、ゲート信号ＳＧＵｉをオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＹｉはオフ信号を保持する。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＸｉはオンに、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉはオフのまま変化しない。
　電流は、図３Ａに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ２２－Ｔ２３）
　インダクタＬｉとの共振によってコンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ２２において、コンデンサＣＭｉは放電を始め、電流は図３Ｂに示すように流れ始める。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ２３－Ｔ２４）
　時刻Ｔ２３になると、設定されたデューティ比によって、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＸｉをオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＶｉはオン信号のままに、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉとをオフ信号のままにする。逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとＳＷＵｉとＳＷＹｉとはオン・オフを保持し、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉがオフに切り替わる。電流は図３Ｇに示すように、交流端子ＡＣ１ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとを介して交流端子ＡＣ２ｉを通り、負荷ＬＤｉに流れる。コンデンサＣＭｉの電圧はほとんど変動しない。
（時刻Ｔ２４－Ｔ２５）
　時刻Ｔ２４になると、予め設定された周波数ｆにより、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉをオフ信号からオン信号に、ゲート信号ＳＧＶｉをオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＸｉはオフ信号のままにする。
　逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＹｉはオンに、逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉはオフを保持する。
　電流は、図３Ｄに示すように、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ１ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して直流端子ＤＣＰｉを通り、コンデンサＣＭｉの正極に流入する。コンデンサＣＭｉの負極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ２５－Ｔ２６）
　インダクタＬｉとの共振によって、コンデンサＣＭｉの充電が終わる時刻Ｔ２５において、コンデンサＣＭｉは放電をし始め、電流は図３Ｅに示すよう流れる。電流は、負荷ＬＤｉから交流端子ＡＣ２ｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉを介して直流端子ＤＣＮｉを通り、コンデンサＣＭｉの負極に流入する。
　コンデンサＣＭｉの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰｉを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り、負荷ＬＤｉを流れる。
（時刻Ｔ２６－Ｔ２７）
　時刻Ｔ２６になると、制御回路１３ｉは、設定されたデューティ比によって、ゲート信号ＳＧＹｉをオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＵｉはオン信号のまま、ゲート信号ＳＧＶｉとＳＧＸｉとをオフ信号のままにする。逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉとＳＷＸｉとはオン・オフを保持し、逆導通型半導体スイッチＳＷＹｉがオフに切り替わる。
　電流は図３Ｈに示すように、交流端子ＡＣ２ｉを通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＶｉとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとを介して交流端子ＡＣ１ｉを通り負荷ＬＤｉに流れる。コンデンサＣＭｉの電圧はほとんど変動しない。
　時刻Ｔ２７において制御回路１３ｉは、予め設定された周波数ｆにより、再び、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＶｉとをオン信号に、ゲート信号ＳＧＵｉをオフ信号に切り替える。ゲート信号ＳＧＹｉはオフ信号を保持される。
　上述の動作を繰り返すことによって、図５に示すような交流電流が負荷ＬＤｉに流れる。図５は、ゲート信号ＳＧＶｉ，ＳＧＵｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う負荷ＬＤｉの電流ＩＬＤｉ・電圧ＶＬＤｉと、コンデンサＣＭｉの電圧Ｖｃｍの関係を示すもので、図中のＴ２０乃至Ｔ２７は上述のＴ２０乃至Ｔ２７に対応する。
　上述したように、ゲート信号ＳＧＵｉ，ＳＧＶｉ，ＳＧＸｉ，ＳＧＹｉの切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷ＬＤｉに順方向で印加される・逆方向で印加される・印加されない状態が切り替わり、それに伴い交流電流が負荷ＬＤｉに流れることがわかる。
　この場合、いわゆるソフトスイッチングではなくなるが、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＹｉにかかる印加電圧は小さく、大きな損失は発生しない。
　ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比が０．５の場合と０．４の場合の負荷ＬＤｉの電流・電圧を比べると、図６（ａ）～（ｄ）のようになる。
　図６（ａ），図６（ｂ）は、ゲート信号ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉのデューティ比を図６（ｄ）に示すように０．５とした場合と、図６（ｃ）に示すようにゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を０．５でゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．４とした場合との、負荷ＬＤｉに印加される電圧と負荷ＬＤｉに流れる電流との関係を示したものである。
　ここで、図６（ａ）と（ｂ）において、実線は、デューティ比が全て０．５とした場合のもの、破線は、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を０．５、ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．４とした場合のものである。
　図６（ａ）に示す実線の負荷電圧ＶＬＤｉ１と破線の負荷電圧ＶＬＤｉ２の対比から、負荷電圧がデューティ比により抑制されているのが確認できる。同様に、図６（ａ）に示す実線の負荷電流ＩＬＤｉ１と破線の負荷電流ＩＬＤｉ２とから、負荷電圧の抑制に伴って負荷電流も少なくなっていることが確認される。また、図６（ａ）と（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５とすると、負荷電圧がほぼ０でスイッチングされており、ソフトスイッチングが実現されている。一方、図６（ａ）と（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＵｉよりもＳＧＹｉを先にオフ信号にすると、ソフトスイッチングという特性は、失われるが、比較的低い電圧でスイッチングすることができている。
　このように、負荷ＬＤｉに流れる電流は、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５から減少させるにつれて減少する。このため、負荷ＬＤｉに供給される電力も、減少する。即ち、負荷ＬＤｉに供給する電力を、つまみ１３ａｉを操作して、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５以下の範囲で調整することで調整することができる。
　また、平滑コンデンサＣＣの容量が各コンデンサＣＭｉの容量に比較して大きいため、各駆動回路１０ｉには、安定的に電力が供給され、各駆動回路１０ｉを互いに独立して駆動することができ、各負荷ＬＤｉに供給する電力を個別に調整することが可能となる。
　以上説明したように、本実施の形態の電力逆変換装置１によれば、ゲート信号のデューティ比をそれぞれ制御することで、１つの電流源から複数の負荷ＬＤｉに個別に電力を供給することができる。また、ゲート信号のデューティ比の制御により、負荷ＬＤｉに供給する電力を個別に制御することが可能となる。
　なお、図７に示すように、負荷電流ＩＬＤｉを測定する電流（電力）測定装置２１ｉを取り付け、測定値を制御回路１３ｉにフィードバックし、制御回路１３ｉが所定の電流値（電力値）が得られるように、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御するようにしてもよい。
　また、図８に示すように、交流電源１１と全波整流回路１２と平滑コンデンサＣＣに代えて、１つの直流電源２２を使用してもよい。
　また、上記実施の形態では、磁気エネルギー回生スイッチＢｉを構成する逆導通型半導体スイッチのうち、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとＳＷＹｉに供給するゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御したが、制御回路１３ｉは、逆導通型半導体スイッチＳＷＸｉとＳＷＹｉに供給するゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を０．５に固定し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉとＳＷＶｉに供給するゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比を制御してもよい。また、制御回路１３ｉは、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比と、ゲート信号ＳＧＵｉとＳＧＶｉのデューティ比と、の両者を制御としてもよい。つまり、制御回路１３ｉは、二つのデューティ比の差を調整可能であればよい。ただし、制御回路１３ｉは、電圧の低い側のスイッチ部のゲート信号、即ち、ゲート信号ＳＧＸｉとＳＧＹｉのデューティ比を制御する方が望ましい。
　また、図９に示すように、駆動回路１０ｉにおいて、磁気エネルギー回生スイッチＢｉの直流端子ＤＣＰ－ＤＣＮ間に配置されたコンデンサＣＭｉの代わりに、交流端子ＡＣ１ｉ－ＡＣ２ｉ間に無極性のコンデンサＣＰｉを接続してもよい。ゲート信号等に変更は必要ない。
　磁気エネルギー回生スイッチＢｉの逆導通型半導体スイッチＳＷＵｉ，ＳＷＶｉ，ＳＷＸｉ，ＳＷＹｉのオン・オフの切り替わりに伴い、直流電源２から交流端子ＡＣ１ｉあるいはＡＣ２ｉを介して供給される電力によって、インダクタＬｉとコンデンサＣＰｉは共振を繰り返す。
　この場合、図３Ａ，Ｂ，Ｄ，Ｅで説明した流路での共振が、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を介さずに繰り返されるため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に電流負担が減少する。そのため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の寿命が延びる。
　もちろんコンデンサＣＰｉとコンデンサＣＭｉとの両方を備えることも可能である。この場合のインダクタＬｉとコンデンサとの共振周波数は、コンデンサＣＭｉとコンデンサＣＰｉとの合成容量とインダクタＬｉのインダクタンスによって定まる。
　さらに、例えば図１０に示すような、寄生振動を減衰させる振動抑制回路２０を配置してもよい。
　また、各逆導通型半導体スイッチは、スイッチ部とダイオード部の組み合わせに限定されない。その他、回路構成等は適宜変更可能である。
　実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
　また上記実施例では、共振周波数ｆｒがゲート信号の周波数ｆより小さい場合を例に説明したが、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが等しくてもよいし、大きくてもよい。もちろん、周波数ｆを調整してもよい。ただし、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆの２倍以下であることがこのましい。特に、共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが略等しいことが好ましい。
　共振周波数ｆｒとゲート信号の周波数ｆとが等しい場合、図３Ｃ及び図３Ｆに示した経路で流れる電流がなく、効率よくコンデンサＣＭｉと負荷ＬＤｉのインダクタＬｉを効率よく共振させることができる。
　なお負荷ＬＤｉの種類は、誘導性負荷であればその種類や組み合わせは任意である。
　例えば、本発明は出力の違う複数のモータを制御するモータ制御装置に用いることができる。
　この場合、使用したいモータに接続された磁気エネルギー回生スイッチの逆導通型半導体スイッチに入力するゲート信号のデューティ比を制御して供給する電力を定格に近づけ、磁気エネルギー回生スイッチから使用しないモータに供給される電力を少なくする。ただし、使用しないモータを完全に停止させることなく低速で運転すると、停止状態のモータを再始動させる際のモータへの負担が少なくなり、駆動がスムーズになる。
　また、本発明は１つの電源と複数の誘導加熱装置との間に接続して用いることも効果的である。
　この場合、本発明によって、それぞれの誘導加熱装置に所望の周波数で所望の電力を供給することができる。これにより、誘導加熱装置の加熱対象の加熱部分や加熱の強さを制御することができる。
　従来は、複数の負荷に流れる電力の量を個別に制御する場合に、直流電源から負荷までのすべてのシステム（フルブリッジ型ＭＥＲＳを含む回路構成）が負荷と同数必要になっていた。例えば、近接する同一のラインに複数の誘導加熱用の負荷コイルが接続されており、それぞれのコイル電流を別々に制御したい場合がある。さらに従来技術では、直流電源も負荷毎に必要であり、構成が大きくなり、経済性に乏しかった。本実施形態に係る電力逆変換装置１は、上記での説明からあきらかなように、共通の直流電源２，２２に対して並列に接続された複数の駆動回路１０ｉによって、１つの電源から複数の負荷に並列に電力を供給可能で、かつ、各制御回路１３ｉが上記のようにデューティ比を変更可能であるので、各負荷ＬＤｉへの供給電力を調整可能である。そして、本実施形態に係る電力逆変換装置１は、経済性も良い。本実施形態に係る電力逆変換装置１は、回路規模も小さく出来る。
　なお、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施形態は、本発明を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。
　本出願は、２０１０年１月１５日に出願された日本国特許出願特願２０１０－００７５０８号に基づく。本明細書中に、それらの明細書、特許請求の範囲、図面全体を参照として取り込むものとする。
１　電力逆変換装置
２，２２　直流電源
１０ｉ　駆動回路
１１　交流電源
１２　全波整流回路
１３ｉ　制御回路
１３ａｉ　つまみ
２０ｉ　振動抑制回路
２１ｉ　電流計又は電力計
Ｂｉ　磁気エネルギー回生スイッチ
Ｌｄｃｉ（ｉ＝１～ｎ）　直流リアクトル
ＬＤｉ　負荷
Ｌｉ　インダクタ
Ｒｉ　抵抗
ＣＣ　平滑コンデンサ
ＣＭｉ、ＣＰｉ　コンデンサ
ＳＷＵｉ、ＳＷＶｉ、ＳＷＸｉ、ＳＷＹｉ　逆導通型半導体スイッチ
ＳＵｉ、ＳＶｉ、ＳＸｉ、ＳＹｉ　スイッチ部
ＤＵｉ、ＤＶｉ、ＤＸｉ、ＤＹｉ　ダイオード部
ＧＵｉ、ＧＶｉ、ＧＸｉ、ＧＹｉ　ゲート
ＤＣＰｉ、ＤＣＮｉ　直流端子
ＡＣ１ｉ、ＡＣ２ｉ　交流端子
ＳＧＵｉ、ＳＧＶｉ、ＳＧＸｉ、ＳＧＹｉ　ゲート信号

Claims (10)

  1. 　直流電圧源に直列に接続される直流リアクトルと、
    　第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に前記直流電圧源と前記直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
    　前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力する制御回路と、
    　を備え、
    　前記制御回路は、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、の差を調整可能である、
    　ことを特徴とする電力逆変換装置。
  2. 　前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  3. 　前記制御回路は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数と等しい周波数で前記複数の自己消弧型素子をオン・オフする、
    　ことを特徴とする請求項２に記載の電力逆変換装置。
  4. 　前記制御回路は、前記一方のペアのデューティ比を０．５とし、他方のペアのデューティ比を０．５以下で可変とする、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  5. 　前記制御回路は、出力する信号の周波数を調整する機能をさらに備える、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  6. 　前記磁気エネルギー回生スイッチは複数あり、複数の前記磁気エネルギー回生スイッチはそれぞれ異なる誘導性負荷に接続され、
    　前記制御手段は、各前記磁気エネルギー回生スイッチ毎に、前記第１乃至第４の自己消弧型素子に出力する信号を制御する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  7. 　前記自己消弧型素子は逆導通型半導体スイッチであって、前記ダイオードは、前記逆導通型半導体スイッチの寄生ダイオードである、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
  8. 　請求項１に記載の電力逆変換装置を用いた誘導加熱装置。
  9. 　請求項１に記載の電力逆変換装置を用いたモータ制御装置。
  10. 　第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の交流端子の間または前記第１と第２の直流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続されており、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間に直流電圧源と直流リアクトルとの直列回路が接続され、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に誘導性負荷が接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
    　前記磁気エネルギー回生スイッチを構成する各前記自己消弧型素子のオン・オフを切り替える信号を所定の周波数で出力し、かつ、前記第１と第３の自己消弧型素子のペアと、前記第２と第４の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、他方のペアに出力する信号のオン・オフのデューティ比と、の差を調整可能である、
    　ことを特徴とする電力逆変換方法。
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