WO2011027423A1 - 周波数変換装置 - Google Patents

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WO2011027423A1
WO2011027423A1 PCT/JP2009/065304 JP2009065304W WO2011027423A1 WO 2011027423 A1 WO2011027423 A1 WO 2011027423A1 JP 2009065304 W JP2009065304 W JP 2009065304W WO 2011027423 A1 WO2011027423 A1 WO 2011027423A1
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frequency conversion
magnetic field
frequency
conversion element
current
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PCT/JP2009/065304
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Inventor
大樹 前原
Original Assignee
キヤノンアネルバ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B15/00—Generation of oscillations using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, or using superconductivity effects
    • H03B15/006—Generation of oscillations using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, or using superconductivity effects using spin transfer effects or giant magnetoresistance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N50/00—Galvanomagnetic devices
    • H10N50/10—Magnetoresistive devices

Definitions

  • the present invention relates to a frequency conversion device for performing frequency conversion used in a wireless communication device or the like.
  • frequency conversion elements use nonlinear elements such as semiconductor diodes and FETs.
  • the purpose of frequency conversion is to input a signal having a certain frequency to the frequency conversion element and to output a signal having a frequency component different from the input signal.
  • a current is applied to the non-linear resistance r (i) is considered.
  • the signal input to the nonlinear element is the sum of two different frequency signals ⁇ 1 and ⁇ 2 .
  • Input current is Then, the voltage generated at both ends of the nonlinear resistance element is Thus, the sum ( ⁇ 1 + ⁇ 2 ) and difference ( ⁇ 1 ⁇ 2 ) of the frequencies of the input signals can be extracted.
  • the sum of frequencies is called an up-converter, and the frequency difference is called a down-converter.
  • frequency conversion Creating a signal having a frequency different from the input signal is called frequency conversion.
  • a frequency conversion for extracting a frequency that is twice or an integer multiple of a certain frequency signal input as shown in the formula (I) is called frequency multiplication, but the frequency conversion of the present invention is Including frequency multiplication.
  • ⁇ ⁇ Frequency conversion is a very important technology.
  • a frequency conversion element is used for frequency mixing in a transmitter and a receiver.
  • the generation of millimeter-wave and quasi-millimeter-wave signals is performed by a combination of a microwave oscillator and a frequency multiplier because there is no handy oscillator that can directly generate signals in these frequency bands. .
  • the nonlinear elements used for frequency conversion mainly use nonlinearities exhibited by semiconductor elements such as diodes and FETs.
  • a Schottky diode is often used for a frequency conversion element used in a microwave integrated circuit (MIC) formed by mounting individual elements on a dielectric substrate.
  • a frequency conversion element for the purpose of frequency multiplication is often used as a non-linear capacitance element (varactor) by applying a reverse bias to a diode.
  • MMICs Monolithic microwave integrated circuits
  • active elements passive elements, passive active elements, and the like are manufactured on the same substrate in a batch and integrated manner using a semiconductor process.
  • FETs are often used as active elements such as amplifiers and oscillators, so it is difficult to incorporate a diode designed specifically for frequency conversion into the MMIC because of restrictions on the consistency of the manufacturing process. Therefore, in the case of frequency conversion in the MMIC, the nonlinearity of the FET itself is often used.
  • a frequency conversion element is incorporated in an MMIC, the circuit area is limited from the viewpoint of integration. Therefore, a frequency conversion element having a small scale is preferred.
  • MMICs can be broadly divided into those composed of Si-based devices and those composed of compound semiconductor devices. Both Si-based devices and compound semiconductor devices have advantages and disadvantages, but it is difficult to mount them on the same substrate in monolithic microwave integrated circuit MMIC. This often requires epitaxial growth during the film forming process of each device.
  • Si-based MMICs a silicon substrate is used, and for compound semiconductors, a substrate such as GaAs is used. The affinity between the Si-based device and the compound semiconductor device manufacturing process is very poor.
  • a frequency conversion element using a semiconductor generally has no frequency selectivity in the frequency conversion element itself. Therefore, if it is desired to perform frequency conversion only for a specific frequency, it is necessary to provide a filter or the like. In a frequency conversion element using a semiconductor, the frequency conversion itself cannot have a switching function.
  • giant magnetoresistive elements and tunneling magnetoresistive elements (TMR) that exhibit a magnetoresistive effect are being applied as sensors and memory elements.
  • This utilizes the fact that the resistance value of the magnetoresistive element changes depending on the relative angle of the magnetic moment of the magnetization free layer and the magnetization fixed layer in the magnetoresistive element. That is, the giant magnetoresistive element and the tunnel magnetoresistive element have the feature that a change in external magnetic field can be detected as a change in resistance value (sensor effect), and the magnetic hysteresis becomes a resistance value hysteresis (memory effect). It is used. More recently, device applications utilizing spin injection torque in addition to the magnetoresistive effect have been promoted.
  • the spin injection torque causes the exchange of angular momentum between conduction electrons and localized electrons by passing a spin-polarized current in the ferromagnetic material, and the localized magnetic moment It is the generated magnetic torque.
  • This makes it possible to switch the magnetization without using an external magnetic field, such as spin-injection magnetization reversal and the nonlinear effect caused by the precession of magnetization induced by spin-injection torque.
  • Applications such as wave amplifiers have been promoted (see Patent Document 1).
  • Non-Patent Document 3 The operating principle of the microwave detector shown in Non-Patent Document 3 is a homodyne detection method, and a DC voltage can be detected for one input AC signal. This utilizes a non-linear effect in which the magnetic moment causes precession due to the spin torque induced by the alternating current signal applied to the magnetoresistive element, and the resistance value periodically changes. The frequency of the change in resistance value is equal to the frequency of the input AC signal, and the effect shown by the formula (I) appears.
  • homodyne detection is performed using this, but another important technique is used. It uses the spin injection FMR effect. In the minute AC signal, since the current value is very small, the precession of the induced magnetization is very small, and the output DC voltage is very small.
  • the frequency of the input AC signal is near the ferromagnetic resonance frequency
  • the precession of magnetization is amplified by the resonance effect. This makes it possible to detect a larger DC voltage.
  • the detection function using this magnetoresistive element is called a spin torque diode effect.
  • the ferromagnetic resonance is also caused by the spin injection torque, and further, the nonlinear effect of the magnetoresistive element is sufficiently exhibited by using the ferromagnetic resonance, so that application in the microwave band is expected.
  • frequency conversion elements using semiconductors such as semiconductor diodes and FETs have a wide frequency band, frequency conversion cannot be performed selectively.
  • the frequency conversion function itself cannot have a switching function.
  • a first aspect of the present invention is a frequency conversion device for applying a magnetic field to a frequency conversion element including a magnetoresistive element including a magnetization free layer, an intermediate layer, and a magnetization fixed layer, and the frequency conversion element
  • a magnetic field application mechanism a local oscillator for applying a local oscillation signal to the frequency conversion element, and an input terminal electrically connected to the frequency conversion element and for inputting an external input signal
  • the local oscillator includes a magnetoresistive element capable of oscillating the local oscillation signal by outputting an alternating voltage according to a change in resistance of the local oscillator.
  • the magnetization precession is amplified by the spin injection torque, and the resulting element Frequency conversion of the input signal is performed by the non-linearity of the resistance. Since the frequency band of the magnetic resonance frequency is narrow, frequency conversion is performed only when at least one of the input signals input to the magnetoresistive element has a frequency near the magnetic resonance, and the frequency of the input signal Is not out of the ferromagnetic resonance frequency band, the frequency conversion is not performed. By using such an effect, it is possible to perform frequency conversion in a frequency selective manner. Further, by changing the magnitude of the magnetic field applied to the frequency conversion element, the frequency conversion effect can have a switching function.
  • the frequency conversion element since the frequency conversion element uses the magnetic resonance frequency excited by the spin injection torque, it is possible to perform frequency conversion by selecting a specific frequency.
  • FIG. It is a figure which shows the result of the frequency conversion using the frequency converter shown in FIG. It is a schematic block diagram of the frequency converter provided with the frequency conversion element which concerns on one Embodiment of this invention. It is a figure explaining the method to give a switching function to the frequency converter based on one Embodiment of this invention. It is a schematic block diagram of the frequency converter provided with the frequency conversion element which concerns on one Embodiment of this invention. It is a schematic block diagram of the frequency converter provided with the frequency conversion element which concerns on one Embodiment of this invention.
  • FIG. 1 shows an example of the frequency conversion device of the present invention.
  • the frequency conversion device 100 includes a frequency conversion element 10 composed of a magnetoresistive element, a magnetic field application mechanism 15 that applies a magnetic field to the frequency conversion element 10, a local oscillator 102 having a magnetoresistive element, an input terminal 104, an input terminal 104, and And a wiring 103 for electrically connecting the local oscillator 102 to the frequency conversion element 10.
  • the frequency conversion device 100 is a device that performs frequency conversion by outputting a difference signal between the high-frequency signal f 1 input from the input signal source 101 by the frequency conversion element 10 and the high-frequency signal f 2 applied from the local oscillator 102. .
  • the frequency conversion device 100 includes the magnetic field application mechanism 15 for controlling the function of the frequency conversion element.
  • the magnetic field application mechanism can be configured by a permanent magnet, a coil, or the like.
  • the magnetic field application mechanism is not limited to the mechanism as long as it can apply a magnetic field to the frequency conversion element 10.
  • the frequency conversion element 10 includes a magnetoresistive element based on a three-layer structure of a magnetization free layer (ferromagnetic layer), an intermediate layer, and a magnetization fixed layer (ferromagnetic layer).
  • the intermediate layer include alumina, magnesium oxide, and copper. Since the non-linearity for obtaining the frequency conversion effect is derived from the element resistance change due to the magnetoresistance effect, it is preferable to use a magnetoresistive element having a large magnetoresistance ratio (MR ratio of 100% or more). Therefore, with reference to FIG. 2, the structure of a frequency conversion element using a tunnel magnetoresistive element having an MgO barrier layer as an intermediate layer will be described. However, in practicing the present invention, the magnetoresistive element used is not limited to the above-described magnetoresistive element.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view of the frequency conversion element according to the present embodiment. A specific configuration of each layer will be described with reference to FIG.
  • An antiferromagnetic layer 3 is formed on the lower electrode layer 2, and a magnetization fixed layer 4 is formed on the antiferromagnetic layer 3.
  • reference numeral 4 b corresponds to the magnetization fixed layer.
  • a tunnel barrier layer (intermediate layer) 5 is formed on the magnetization fixed layer 4
  • a magnetization free layer 6 is formed on the tunnel barrier layer 5
  • a protective layer 7 is formed on the magnetization free layer 6. ing.
  • the antiferromagnetic layer 3 is PtMn (15 nm).
  • the magnetization fixed layer 4 is a laminated ferrimagnetic fixed layer made of CoFe (2.5 nm) / Ru (0.85 nm) / CoFeB (3 nm), and CoFeB, which is an upper layer of the laminated ferrimagnetic fixed layer, is formed in the magnetization fixed layer 4b.
  • the tunnel barrier layer (intermediate layer) 5 is MgO (1.0 nm).
  • the magnetization free layer 6 is CoFeB (2 nm).
  • the film thickness of the magnetization fixed layer and the magnetization free layer is 3 nm and 2 nm, respectively, but is not limited thereto.
  • the film thickness is an example, and the present invention is not limited to this.
  • the magnetic moment of the magnetization fixed layer needs to be larger than that of the magnetization free layer. This is because when the magnetization fixed layer has a smaller magnetic moment, the magnetization fixed layer causes precession due to the spin injection torque.
  • the frequency conversion element is formed by processing the magnetoresistive thin film into a columnar shape having a junction area of 1 ⁇ m 2 or less. In order to exert an effective spin injection torque, it is better to reduce the junction area of the element, and it is preferable to make the size 0.04 ⁇ m 2 or less.
  • the signal input to the frequency conversion element 10 is a high-frequency signal, it is preferable to use a slot line, a microstrip line, a coplanar waveguide, or the like that takes impedance matching into consideration. It is also preferable to consider impedance matching for the wiring 103 from the input signal source 101 to the frequency conversion device 100.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship between the film thickness of the intermediate layer of the frequency conversion element 10 and the junction resistance.
  • the impedance of the frequency conversion element 10 can be controlled by changing the size of the element and the thickness of the intermediate layer 5 in FIG.
  • the normalized resistance value of the element standardized with an area of 1 ⁇ m ⁇ 1 ⁇ m
  • a desired resistance value can be obtained with a desired junction area by appropriately selecting the thickness of the magnesium oxide.
  • FIGS. 4A and 4B transmission characteristic evaluation by impedance matching of the frequency conversion element according to the present embodiment will be described.
  • a sample with an element resistance of 40 ⁇ by changing the film thickness of MgO as the intermediate layer and the element size, and a sample with 300 ⁇ , and measured S11 (reflectance) for each, and transmission characteristics was evaluated.
  • the results are shown in FIGS. 4A and 4B.
  • the transmission characteristic is clearly better when the impedance matching is better (FIG. 4A).
  • the transmission efficiency is 0.8 or more in the entire frequency range from 0 to 20 GHz, whereas in the sample with an element resistance of 300 ⁇ , the transmission efficiency is less than 0.4.
  • the local oscillator 102 includes a magnetoresistive element 30, a DC application terminal 32 for connecting a DC voltage source or a DC current source to the magnetoresistive element 30, and a high frequency output terminal for outputting a high frequency generated by the magnetoresistive element 30. 33 and a bias T31 for separating direct current and alternating current components.
  • FIG. 5B An example of the magnetoresistive element 30 included in the local oscillator 102 is shown in FIG. 5B.
  • the magnetization fixed layer 52 is formed on the lower electrode 51
  • the intermediate layer 53 is formed on the magnetization fixed layer 52
  • the magnetization free layer 54 is formed on the intermediate layer 53
  • the magnetization free layer 54 is formed.
  • An upper electrode 56 is formed on the top.
  • a DC power source is disposed in the magnetoresistive element 30 shown in FIG. 5B. That is, the lower electrode 51 is grounded, and the upper electrode 55 is electrically connected to the DC application terminal 32 via the bias T31.
  • the magnetic moment of the magnetization free layer 54 of the magnetoresistive element 30 receives a spin torque and causes precession.
  • the precession of the magnetic moment is periodic, and its period becomes the ferromagnetic resonance frequency. With the periodic movement of the magnetization free layer 54, the resistance value of the element also changes periodically (because the resistance value of the element is determined by the relative angle between the magnetization free layer 54 and the magnetization fixed layer 52).
  • the magnetoresistive element 30 When the resistance value changes periodically with a constant voltage or current applied, the current or voltage output from the magnetoresistive element 30 changes periodically. Since the resistance value and the current value or the resistance value and the voltage value periodically change in the vicinity of the ferromagnetic resonance frequency, the magnetoresistive element 30 outputs high frequency power.
  • the bias T31 is provided to separate direct current and alternating current. Accordingly, the direct current input from the direct current application terminal 32 is applied only to the magnetoresistive element 30, and the high frequency generated in the magnetoresistive element 30 is output only from the high frequency output terminal 33.
  • a predetermined DC voltage DC current
  • the input DC voltage is input to the upper electrode 55 of the magnetoresistive element 30 through the bias T31.
  • the magnetic moment of the magnetization free layer 54 receives a spin torque, and a periodic precession of the magnetic moment is generated.
  • the resistance value of the resistance element 30 also changes periodically. In this case, the magnetoresistive element 30 outputs a high-frequency signal f 2 with respect to bias T31 by periodic changes of the resistance value.
  • the bias T 31 When the high frequency signal f 2 is input from the magnetoresistive element 30, the bias T 31 outputs the high frequency signal f 2 to the high frequency output terminal 33, and the high frequency output terminal 33 transmits the high frequency signal f 2 via the wiring 103. To the frequency conversion element 10.
  • a constant voltage source is connected to the DC application terminal 32 of FIG. 5A, a voltage of 0.6 V is applied to the magnetoresistive element 30, a spectrum analyzer is connected to the high frequency output terminal 33, and the magnetic The power spectrum of the high frequency power generated from the resistance element 30 was measured. The result is shown in FIG.
  • the bandwidth of the power spectrum of the magnetoresistive element 30 is about 350 MHz. Therefore, in order to apply a narrower bandwidth spectrum to the frequency conversion element 10, it is preferable to provide a band pass filter 40 between the bias T31 and the high frequency output terminal 33 as shown in FIG.
  • the magnetoresistive element 30 is used as an element for oscillating the local oscillation signal of the local oscillator 102, the entire frequency converter can be reduced in size.
  • the structure of the magnetoresistive element 30 is not limited to the structure shown in FIG. 5B.
  • the resistance of the magnetoresistive element is changed (by an external factor such as current or magnetic field), and the magnetoresistive element is changed to an AC voltage in accordance with the resistance change. It is essential to output (high frequency power). Therefore, in the present invention, any structure of the magnetoresistive element may be used as long as it can output an alternating voltage according to its own resistance change.
  • the frequency conversion element can be produced on any substrate, which is a major feature of the frequency conversion element using the magnetoresistive element in one embodiment of the present invention, without being limited to the substrate material. .
  • the normalized resistance value and magnetoresistance ratio of the frequency conversion element 10 manufactured on the silicon substrate and the frequency conversion element manufactured on the GaAs substrate were compared.
  • the results are shown in Table 1. Even if the normalized resistance value and the magnetoresistance ratio of the frequency conversion element manufactured on the silicon substrate and the frequency conversion element manufactured on the GaAs substrate are compared, the same characteristics can be obtained.
  • a frequency conversion element is fabricated on a silicon substrate with thermally oxidized silicon, an AlTiC substrate (ceramic), an MgO substrate, a glass substrate, a sapphire substrate, and a silicon substrate with silicon nitride, and the normalized resistance value and magnetoresistance ratio A comparison was made.
  • the standardized resistance values are all around 3 ⁇ , and the variation is within 1 ⁇ .
  • the magnetoresistance ratio was over 100% for all frequency conversion elements. From this, it can be seen that when the frequency conversion element according to the present invention is used, unlike the conventional semiconductor frequency conversion device, the substrate material is not restricted.
  • the frequency of any one of a plurality of signals input to the frequency conversion element 10 is included in the ferromagnetic resonance frequency band of the magnetization free layer 6 in the frequency conversion element 10, magnetization is caused by spin injection torque. The precession of the input signal is amplified, and the frequency conversion of the input signal is performed by the non-linearity of the element resistance caused thereby. Since the frequency band of the ferromagnetic resonance frequency is narrow, only when at least one of the input signals input to the magnetoresistive element included in the frequency conversion element 10 is in the frequency band near the ferromagnetic resonance frequency. When frequency conversion is performed and the frequencies of all input signals deviate from the ferromagnetic resonance frequency band, the frequency conversion is not performed. Therefore, in order to realize frequency conversion using the frequency conversion element 10 using a magnetoresistive element, it is necessary that at least one of the input signals has a frequency included in the ferromagnetic resonance frequency band.
  • the ferromagnetic resonance frequency band of the magnetization free layer 6 is a parameter depending on the material, but can be changed by applying an external magnetic field to the magnetization free layer 6 in FIG.
  • FIG. 8 shows the external magnetic field dependence of the ferromagnetic resonance frequency of the frequency conversion element 10 manufactured this time.
  • the spin torque diode effect was used to measure the ferromagnetic resonance frequency.
  • the ferromagnetic resonance frequency can be changed from about 2 GHz to about 9 GHz by applying an external magnetic field. This result is an example, and a larger resonance frequency can be obtained by applying a larger magnetic field.
  • FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a second frequency conversion device including a frequency conversion element.
  • the permanent magnet 151 is disposed at a distance where an appropriate external magnetic field is applied to the frequency conversion element 10, and the position of the permanent magnet 151 is set so that the ferromagnetic resonance frequency is 4.72 GHz.
  • the application direction of the external magnetic field is a direction in which the magnetizations of the magnetization fixed layer 4 and the magnetization free layer 6 prefer to be parallel, and is inclined by 30 ° from the easy axis direction of the magnetization fixed layer 4.
  • the external magnetic field is applied at an angle of 30 °, but may be any angle other than 0 ° or 180 °.
  • a magnetic field having a ferromagnetic resonance frequency of 4.72 GHz is applied to the frequency conversion element 10 from the permanent magnet 151. Therefore, a difference signal between 3 GHz (high frequency signal f 1 ) and 4.72 GHz (high frequency signal f 2 ) is output from the frequency conversion element 10.
  • a spectrum analyzer 20 is connected to the output side of the frequency converter 100.
  • FIG. 10 shows an output signal observed by the spectrum analyzer 20. It can be seen that frequency conversion is realized by observing a 1.72 GHz signal corresponding to the difference signal between the input signal of 3 GHz (high frequency signal f 1 ) and the local oscillation signal of 4.72 GHz (high frequency signal f 2 ).
  • FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a third frequency conversion device including a frequency conversion element.
  • the magnetic field application mechanism 15 is the permanent magnet 151.
  • a coil 21 may be arranged to apply a current-induced magnetic field to the frequency conversion element 10.
  • the magnitude of the magnetic field can be controlled not only by the arrangement position of the coil 21 but also by the magnitude of the current applied to the coil 21 and the number of turns of the coil 21. Therefore, it is preferable to provide a control power source (control unit) 25 for controlling the current flowing through the coil 21.
  • the coil 21 is used.
  • the current-induced magnetic field can be realized by a method other than the coil by using a simple electric wiring.
  • the coil is disposed only on one side of the frequency conversion element 10, but it may be disposed on both sides.
  • the magnitude of the induced magnetic field is changed by changing the magnitude of the current applied to the coil 21. Can do. By utilizing this, the ferromagnetic resonance frequency of the frequency conversion element 10 can be changed.
  • the difference signal frequency also disappears when the direction in which the magnetic field is applied is antiparallel to the easy axis direction of the magnetization fixed layer (pinned layer) 4 (the angle is 180 °).
  • the frequency conversion effect can be turned off by setting the direction of applied magnetization to 0 ° or 180 ° with respect to the easy axis of the magnetization free layer 6.
  • the frequency converter of the present invention controls the presence or absence of frequency conversion by controlling the external magnetic field applied to the frequency conversion element 10 by moving the permanent magnet 151 that applies the external magnetic field to the frequency conversion element 10.
  • a switching function for switching can be provided.
  • switching on a state in which an appropriate external magnetic field is always applied to the frequency conversion element 10 to obtain a frequency conversion effect
  • a frequency conversion effect cannot be obtained by changing the external magnetic field (switching off).
  • switching off a method of shifting the frequency of the frequency-converted signal from a desired frequency band by shifting the ferromagnetic resonance frequency band. This method is defined as normally on because the frequency conversion function is operating in the normal state.
  • FIG. 13 is a schematic configuration diagram of a fourth frequency conversion device including a frequency conversion element.
  • a mechanism for applying two magnetic fields around the frequency converter 10 as shown in FIG.
  • a magnetic field is applied to the frequency conversion element 10 by a coil 21 serving as an electromagnet in the vicinity of the frequency conversion element 10 and a permanent magnet 151.
  • At least one of the two magnetic field application mechanisms needs to be a controllable magnetic field such as a current-induced magnetic field like the coil 21. is there.
  • the frequency of the frequency conversion is made variable by changing the ferromagnetic resonance frequency of the frequency conversion element 10
  • a current using a coil or the like is used to generate a magnetic field necessary to realize normally-on.
  • An induced magnetic field is required.
  • Another method of switching is a method in which the switching is turned off during normal operation and the switching is turned on only when the frequency conversion function is required. Since this method is switched off during normal operation, it is defined as normally off.
  • FIG. I An embodiment is shown in which a coil 15 is arranged in the frequency conversion element 10 and a switching operation is performed for the frequency conversion effect.
  • the current value applied to the coil 21 for generating the current-induced magnetic field is set so that the ferromagnetic resonance frequency of the frequency conversion element 10 is 4.72 GHz.
  • the arrangement of the coil 21 is such that the magnetization free layer 6 prefers to be parallel and is inclined by 30 ° from the easy axis of the magnetization fixed layer 4.
  • FIG. 14 is a schematic configuration diagram of a fifth frequency conversion device including a frequency conversion element.
  • a coil 21 and a control power source (control unit) 25 that can control a current applied to the coil 21 are arranged in the vicinity of the frequency conversion element 10. Further, a feedback circuit 35 that is electrically connected to the output side of the frequency conversion element 10 and electrically connected to the coil control power supply 25 is provided.
  • a local oscillation signal having a ferromagnetic resonance frequency to be set in the frequency conversion element 10 is input from the local oscillator 102, and a high frequency signal is input from the external signal source 101.
  • the ferromagnetic resonance frequency is set to 4 GHz
  • the external input signal is set to 3.8 GHz.
  • a signal of 0.2 GHz should be output from the frequency conversion element 10.
  • This output signal is detected by the feedback circuit 35.
  • the feedback circuit 35 controls the magnitude of the current-induced magnetic field generated by the coil 21 by applying feedback to the control power source (control unit) 25 so that a desired output is obtained. It can be set to be obtained.
  • the frequency conversion element can be provided with a conversion frequency adjustment function.
  • the adjustment process described above is performed once again with the frequency of the external input signal set to a value other than 3.8 GHz. For example to set the external input signal f 1 to 3.4GHz. If the ferromagnetic resonance frequency is set to 4 GHz in the adjustment process described above, a signal of 0.6 GHz is output from the frequency conversion element 10. However, when the ferromagnetic resonance frequency set in the adjustment process is 3.6 GHz, a signal of 0.2 GHz is output. In that case, the adjustment process must be repeated once more. Therefore, the memory device is preferably mounted on the feedback circuit 35 or the coil control power supply 25.
  • the local oscillator outputs the signal of the ferromagnetic resonance frequency
  • the output signal of the external signal source may be the ferromagnetic resonance frequency

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Abstract

本発明は、磁気抵抗素子を用いることでＳｉ系ＭＭＩＣにもＧａＡｓ系ＭＭＩＣにも対応可能な周波数変換素子を備えた周波数変換装置を提供する。本発明の一実施形態に係る周波数変換装置は、磁化自由層、中間層、および磁化固定層を備えた磁気抵抗素子を含む周波数変換素子と、該周波数変換素子に磁場を印加するための磁場印加機構と、上記周波数変換素子に局部発振信号を印加するための局部発振器と、上記周波数変換素子と電気的に接続され、かつ外部入力信号を入力するための入力端子とを備えている。また、上記局部発振器は、自身の抵抗変化に応じて交流電圧を出力することにより上記局部発振信号を発振可能な磁気抵抗素子を含む。

Description

周波数変換装置
　本発明は、無線通信装置などで用いられる周波数変換を行うための周波数変換装置に関する。
　従来の周波数変換素子には半導体ダイオードやFETなどの非線形素子が用いられている。周波数変換の目的は、ある周波数を持った信号を周波数変換素子に入力し、入力信号とは異なる周波数成分を持った信号を出力することにある。　
　非線形素子により周波数変換が行なわれる最も簡単な例として、非線形抵抗r(i)に電流を印加した場合を考える。非線形抵抗の電流-電圧特性が、動作点(i0,v0)のまわりでx = i - i0についてテイラー展開ができ
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 とあらわすことができる。
　このような非線形抵抗素子に周波数ωの正弦波であらわされる電流
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 を流したとき、素子の両端に発生する電圧は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 となり、出力波形がゆがむことによって入力電流に比例するωの成分に加えて2ω、3ωなどの高調波成分を取り出すことができる。
　次に、非線形素子に入力される信号が異なる二つの周波数信号ω1およびω2の和である場合を考える。入力電流が
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 とすると、非線形抵抗素子の両端に発生する電圧は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 となり、入力信号の周波数の和（ω1+ω2）と差（ω1-ω2）を取り出すことができる。特に、周波数の和をアップコンバータ、周波数の差をダウンコンバータと呼ぶ。
　このように、入力信号と異なる周波数を持った信号を作り出すことを周波数変換という。式（Ｉ）のように、ある周波数信号の入力に対してその周波数の2倍、もしくは整数倍の周波数を取り出す周波数変換は、特に周波数逓倍（ていばい）と呼ばれるが、本発明の周波数変換は周波数逓倍を含むものとする。
　周波数変換は非常に重要な技術である。例えば無線通信分野では送信機や受信機における周波数混合には、周波数変換素子が用いられる。さらに、ミリ波や準ミリ波信号の生成には、これらの周波数帯の信号を直接生成することができる手ごろな発振器がないために、マイクロ波発振器と周波数逓倍素子との組み合わせで行われている。
　一般に、周波数変換に用いられる非線形素子は、ダイオードやFETなど、半導体素子が示す非線形性を利用するのが主流である。誘電体基板上に個別素子を実装することによって形成されるマイクロ波集積回路（MIC）に用いられる周波数変換素子には、ショットキーダイオードが用いられることが多い。また、周波数逓倍を目的とした周波数変換素子にはダイオードに逆バイアスをかけて非線形容量素子（バラクタ）として利用することが多い。
　能動素子と受動素子、受動能動素子などを同一基板上に半導体プロセスを用いて一括的かつ一体的に作製して実現するモノリシックマイクロ波集積回路（MMIC）が知られている。このMMICでは増幅器や発振器などの能動素子にFETが多く用いられるため、製造プロセスの整合性の制約などから、周波数変換専用の設計を施したダイオードをMMIC中に組み込むのは難しい。そのため、MMIC中の周波数変換の場合にはFET自体の持つ非線形性を利用する事が多い。また、MMIC中に周波数変換素子を組み込む場合には、集積度の観点から回路面積に制約がある。そのため、周波数変換素子もスケールの小さなものが好まれる。
　MMICは、大きく分けてSi系デバイスで構成されたものと化合物半導体デバイスで構成されたものとに分けられる。Si系デバイス、化合物半導体デバイス共に長所と短所を持ち合わせるが、モノリシックマイクロ波集積回路MMICではこれらを同一基板上に混載させることは難しい。これは、各デバイスの成膜過程でエピタキシャル成長が必要になることが多く、Si系MMICではシリコン基板が、化合物半導体ではGaAsなどの基板が用いられる。Si系デバイスと化合物半導体デバイスの製造プロセスの親和性は非常に悪い。
　さらに、半導体を用いた周波数変換素子は、一般に周波数変換素子そのものに周波数選択性がない。そのため、ある特定の周波数に関してのみ周波数変換を行いたい場合には、フィルターなどを設ける必要がある。半導体を用いた周波数変換素子では、周波数変換そのものに、スイッチング機能を持たせる事ができない。
　一方、磁気抵抗効果を発現する巨大磁気抵抗素子（GMR）やトンネル磁気抵抗素子（TMR）は、センサーやメモリ素子としての応用が進められている。これは、磁気抵抗素子の抵抗値が、磁気抵抗素子中の磁化自由層と磁化固定層の磁気モーメントの相対角度によって変化することを利用している。すなわち、上記巨大磁気抵抗素子やトンネル磁気抵抗素子は、外部磁界の変化を抵抗値の変化として検知できる(センサー効果)という特徴や、磁気ヒステリシスが抵抗値のヒステリシス（メモリ効果）になるという特徴を利用したものである。さらに最近では、磁気抵抗効果に加えてスピン注入トルクを利用したデバイス応用が進められている。スピン注入トルクは非特許文献１に記載されているように、強磁性体中にスピン偏極電流を流すことにより、伝導電子と局在電子との角運動量の交換が起こり、局在磁気モーメントに生じる磁気トルクのことである。これによって、外部磁界を利用しないで磁化反転が可能になるスピン注入磁化反転や、スピン注入トルクによって誘起される磁化の歳差運動が引き起こす非線形効果を利用したマイクロ波発振器、マイクロ波検波素子、マイクロ波増幅器などの応用が進められている(特許文献１参照)。
　非特許文献３に示されたマイクロ波検波素子の動作原理はホモダイン検波方式であり、一つの入力交流信号に対して直流電圧を検出することができる。これは、磁気抵抗素子に印加された交流信号によって誘起されたスピントルクによって磁気モーメントが歳差運動を引き起こし、抵抗値が周期的に変化する非線形効果を利用したものである。抵抗値の変化の周波数は入力された交流信号の周波数に等しく、式（Ｉ）で示した効果が現れる。非特許文献３では、これを利用してホモダイン検波を行っているが、もうひとつ重要な技術を用いている。それは、スピン注入FMR効果を利用していることである。微小交流信号では、電流値が非常に小さいため、誘起される磁化の歳差運動も非常に小さく、出力直流電圧は非常に小さい。しかし、入力交流信号の周波数が強磁性共鳴周波数付近になると共鳴効果により磁化の歳差運動が増幅される。これによって、より大きな直流電圧を検波することが可能になる。この磁気抵抗素子を用いた検波機能をスピントルクダイオード効果という。このように、強磁性共鳴がスピン注入トルクによっても起こり、さらに強磁性共鳴を利用する事で磁気抵抗素子の非線形効果が十分に発揮されることからマイクロ波帯での応用が期待されている。
特開２００６－２９５９０８号公報
Slonczewski, J. C. Current-driven excitation of magnetic multilayers. J. Magn. Magn. Mater. 159, L1-L7 (1996). Tulapurkar, A. A. et al. Spin-torque diode effect in magnetic tunnel junctions. Nature 438, 339-342 (2005).
　半導体ダイオードやFETなどの半導体を用いた周波数変換素子では周波数帯域が広いため、周波数選択的に周波数変換を行うことができない。また、周波数変換機能そのものにスイッチング機能を持たせる事ができない。
　従来の半導体素子を用いた周波数変換素子は、Si系MMICとGaAs系MMICで、製造プロセスの観点から用いる事のできる材料やデバイスに制約があった。本発明では、周波数変換素子として磁気抵抗素子を用いる事でSi系MMICにもGaAs系MMICにも対応可能な周波数変換素子を提供することができる。
　本発明の第一の態様は、周波数変換装置であって、磁化自由層、中間層、および磁化固定層を備えた磁気抵抗素子を含む周波数変換素子と、前記周波数変換素子に磁場を印加するための磁場印加機構と、前記周波数変換素子に局部発振信号を印加するための局部発振器と、前記周波数変換素子と電気的に接続され、かつ外部入力信号を入力するための入力端子とを備え、前記局部発振器は、自身の抵抗変化に応じて交流電圧を出力することにより前記局部発振信号を発振可能な磁気抵抗素子を含むことを特徴とする。
　複数の入力信号のうち、どれか一つの信号周波数が、磁気抵抗素子中の磁化自由層の持つ磁気共鳴周波数付近にあるとき、スピン注入トルクによって磁化の歳差運動が増幅され、これによって生じる素子抵抗の非線形性によって入力信号の周波数変換が行なわれる。磁気共鳴周波数の周波数帯域は狭いので、磁気抵抗素子に入力された複数の入力信号のうち、少なくとも一つの入力信号が磁気共鳴付近の周波数である場合にのみ周波数変換が行われ、入力信号の周波数が強磁性共鳴周波数帯から外れると周波数変換は行われない。このような効果を利用することにより周波数選択的に周波数変換を行うことができる。また、周波数変換素子に印加する磁場の大きさを変更する事で、周波数変換効果にスイッチングの機能を持たせることができる。
　本発明によれば、スピン注入トルクによって励起される磁気共鳴周波数を利用した周波数変換素子であるため、特定の周波数を選択しての周波数変換が可能になる。
本発明の一実施形態に係る、周波数変換素子を備えた周波数変換装置の概略構成図である。 本発明の一実施形態に係る、周波数変換素子の断面模式図である。 本発明の一実施形態に係る周波数変換素子が有する中間層の膜厚と接合抵抗との関係を説明するための図である。 本発明の一実施形態に係る周波数変換素子のインピーダンス整合による伝送特性評価を説明する図である。 本発明の一実施形態に係る周波数変換素子のインピーダンス整合による伝送特性評価を説明する図である。 本発明の一実施形態に係る局部発振器の概略構成図である。 本発明の一実施形態に係る局部発振器が有する磁気抵抗素子の断面模式図である。 本発明の一実施形態に係る局部発振器が有する磁気抵抗素子から発生する高周波電力のパワースペクトルを示す図である。 本発明の一実施形態に係る局部発振器の概略構成図である。 本発明の一実施形態に係る、周波数変換素子の強磁性共鳴周波数の外部磁界依存性を説明する図である。 本発明の一実施形態に係る、周波数変換素子を備えた周波数変換装置の概略構成図である。 図９に示す周波数変換装置を用いた周波数変換の結果を示す図である。 本発明の一実施形態に係る周波数変換素子を備えた周波数変換装置の概略構成図である。 本発明の一実施形態に係る、周波数変換装置にスイッチング機能を持たせる方法を説明する図である。 本発明の一実施形態に係る周波数変換素子を備えた周波数変換装置の概略構成図である。 本発明の一実施形態に係る周波数変換素子を備えた周波数変換装置の概略構成図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、以下で説明する図面で、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
　図１に本発明の周波数変換装置の一例を示す。周波数変換装置１００は磁気抵抗素子からなる周波数変換素子１０と、周波数変換素子１０に磁場を印加する磁場印加機構１５と、磁気抵抗素子を有する局部発振器１０２と、入力端子１０４と、入力端子１０４および局部発振器１０２を周波数変換素子１０に電気的に接続する配線１０３とを備えていることを特徴とする。周波数変換装置１００は、周波数変換素子１０によって入力信号源１０１より入力された高周波信号f1と局部発振器１０２より印加された高周波信号f2との差信号を出力し、周波数変換を行う装置である。また、周波数変換装置１００は、周波数変換素子の機能を制御するための磁場印加機構１５を備えているが、本実施形態ではこの磁場印加機構は永久磁石やコイルなどで構成することができる。しかし、該磁場印加機構は、周波数変換素子１０に磁場の印加が可能な機構であればこれらに限定されるものではない。
　本発明実施形態の周波数変換素子１０は、磁化自由層（強磁性層）、中間層、及び磁化固定層（強磁性層）の三層構造を基本とする磁気抵抗素子を備えている。中間層としては、アルミナ、酸化マグネシウム、銅などが挙げられる。周波数変換効果を得るための非線形性は、磁気抵抗効果による素子抵抗変化に由来するため、大きな磁気抵抗比（ＭＲ比１００％以上）を有する磁気抵抗素子を用いることが好ましい。
　そこで、図２を参照して、中間層としてＭｇＯ障壁層を有するトンネル磁気抵抗素子を用いた、周波数変換素子の構造を説明する。ただし、本発明を実施するにあたり、用いる磁気抵抗素子は上述の磁気抵抗素子のみに限定されるものではない。
　図２は本実施形態に係る周波数変換素子の断面模式図である。
　図２を参照して各層の具体的構成を説明する。下部電極層２の上に反強磁性層３が形成され、該反強磁性層３上に磁化固定層４が形成されている。該磁化固定層４のうち、符号４ｂが磁化固定層に相当する。該磁化固定層４上にはトンネルバリア層（中間層）５が形成され、該トンネルバリア層５上には磁化自由層６が形成され、該磁化自由層６上には保護層７が形成されている。本実施形態では、反強磁性層３がＰｔＭｎ（１５ｎｍ）である。また、磁化固定層４がＣｏＦｅ（２．５ｎｍ）／Ｒｕ（０．８５ｎｍ）／ＣｏＦｅＢ（３ｎｍ）からなる積層フェリ固定層であり、該積層フェリ固定層の上層であるＣｏＦｅＢが磁化固定層４ｂに相当する。トンネルバリア層（中間層）５がＭｇＯ（１．０ｎｍ）である。磁化自由層６がＣｏＦｅＢ（２ｎｍ）である。保護層７としては、Ｔａ（５ｎｍ）／Ｒｕ（７ｎｍ）の積層構造を使用する。尚、（　）内は膜厚を示す。
　本実施形態では、磁化固定層と磁化自由層の膜厚はそれぞれ３nmと２nmとしたが、これに限られるものではない。同様に、上記膜厚は一例であり、これに限定されるものではない。ただし、磁化固定層の磁気モーメントが磁化自由層よりも大きい必要がある。これは、磁化固定層の方が磁気モーメントが小さい場合にはスピン注入トルクによって磁化固定層の方が歳差運動を起こしてしまうためである。
　周波数変換素子の形成は、磁気抵抗薄膜を接合面積が１μｍ２以下の柱状に加工することで行われる。有効的なスピン注入トルクを働かせるためには素子の接合面積を小さくするほうが良く、好ましくは０．０４μｍ２以下のサイズにするほうがよい。
　周波数変換素子１０に入力される信号は高周波信号であるために、配線１０３はインピーダンス整合をよく考慮したスロットラインやマイクロストリップライン、コープレナーウェーブガイドなどを用いる事が好ましい。また、入力信号源１０１から周波数変換装置１００への配線１０３についてもインピーダンス整合について考慮することが好ましい。
　周波数変換素子１０自身もインピーダンス整合をとることが好ましい。図３は、周波数変換素子１０が有する中間層の膜厚と接合抵抗との関係を説明するための図である。周波数変換素子１０のインピーダンスは、素子のサイズ、図２中の中間層５の厚さを変化させることで、コントロールが可能である。例えば中間層として酸化マグネシウム（ＭｇＯ）を用いた場合、素子の規格化抵抗値（１μｍ×１μｍ面積での規格化）は、酸化マグネシウム層の厚さを変化させることで、図３のようにコントロールすることが可能である。そこで、酸化マグネシウムの膜厚を適切に選ぶことで、所望の接合面積で所望の抵抗値を得ることができる。
　また、図３に示す中間層５の厚さを固定して素子の接合面積を変化させることで素子抵抗をコントロールし、インピーダンス整合をとることが可能である。
　図４Ａ、４Ｂを参照して、本実施形態に係る周波数変換素子のインピーダンス整合による伝送特性評価を説明する。　
　実際に、中間層としてのＭｇＯの膜厚と素子サイズとを変化させて素子抵抗を40Ωにした試料と、300Ωにした試料とを用意し、それぞれについてS11（反射率）測定を行い、伝送特性の評価を行った。結果を図４Ａ、４Ｂに示す。この結果が示すように、明らかにインピーダンス整合の良い方（図４Ａ）が、伝送特性が良い事が分かる。素子抵抗が40Ωの試料では０～２０GHｚまでの全周波数領域で伝送効率が０．８以上であるのに対して、素子抵抗が３００Ωの試料では伝送効率が０．４を下回ってしまう。
　次に図５Ａを用いて磁気抵抗素子を有する局部発振器１０２について説明する。局部発振器１０２は、磁気抵抗素子３０と、磁気抵抗素子３０に直流電圧源もしくは直流電流源を接続するための直流印加端子３２と、磁気抵抗素子３０で発生した高周波を出力するための高周波出力端子３３と、直流と交流成分を分離するためのバイアスT３１とを備えている。
　上記局部発振器１０２が有する磁気抵抗素子３０の一例を図５Ｂに示す。　
　図５Ｂにおいて、下部電極５１上に磁化固定層５２が形成され、該磁化固定層５２上に中間層５３が形成され、該中間層５３上に磁化自由層５４が形成され、該磁化自由層５４上に上部電極５６が形成されている。
　本実施形態では、図５Ｂに示す磁気抵抗素子３０に直流電源を配置する。すなわち、下部電極５１を接地し、上部電極５５を、バイアスＴ３１を介して直流印加端子３２に電気的に接続する。このような構成において、磁気抵抗素子３０に直流電圧もしくは直流電流を供給すると、磁気抵抗素子３０が有する磁化自由層５４の磁気モーメントがスピントルクを受けて歳差運動を起こす。この原理については、本願明細書の“背景技術”の欄にて説明した原理と同じである。磁気モーメントの歳差運動は周期的であり、その周期は強磁性共鳴周波数となる。磁化自由層５４の周期的な運動に伴って、素子の抵抗値も周期的に変化する（なぜなら素子の抵抗値は磁化自由層５４と磁化固定層５２の相対角で決定されるから）。
　一定の電圧もしくは電流を印加した状態で抵抗値が周期的に変化すると、磁気抵抗素子３０が出力する電流、もしくは電圧は周期的に変化する。抵抗値と電流値、もしくは抵抗値と電圧値が強磁性共鳴周波数付近で周期的に変化をするため、磁気抵抗素子３０は高周波電力を出力することになる。
　本発明では、磁気抵抗素子３０から発生するマイクロ波と磁気抵抗素子３０に入力する直流とを分離する必要がある。バイアスT３１は直流および交流の分離を行うために設けている。これによって、直流印加端子３２より入力された直流は磁気抵抗素子３０にのみ印加され、磁気抵抗素子３０にて発生した高周波は高周波出力端子３３からのみ出力される。
　すなわち、図５Ｂにおいては、局部発振器１０２にて局部発振信号である高周波信号ｆ２を発振する場合、直流印加端子３２に所定の直流電圧（直流電流）を入力する。該入力された直流電圧はバイアスＴ３１を介して磁気抵抗素子３０が有する上部電極５５に入力される。この上部電極５５への直流電圧の印加により、磁化自由層５４の磁気モーメントがスピントルクを受けて、該磁気モーメントの周期的な歳差運動が生じ、該周期的な歳差運動に伴って磁気抵抗素子３０の抵抗値も周期的に変化する。このとき、磁気抵抗素子３０は、上記抵抗値の周期的な変化により高周波信号ｆ２をバイアスＴ３１に対して出力する。バイアスＴ３１は、磁気抵抗素子３０から高周波信号ｆ２が入力されると、該高周波信号ｆ２を高周波出力端子３３へと出力し、該高周波出力端子３３は、高周波信号ｆ２を配線１０３を介して周波数変換素子１０へと出力する。
　本発明の一実施例として、図５Ａの直流印加端子３２に定電圧源を接続し、０．６Vの電圧を磁気抵抗素子３０に印加し、高周波出力端子３３にスペクトラムアナライザーを接続して、磁気抵抗素子３０より発生する高周波電力のパワースペクトルを測定した。その結果を図６に示す。
　図６の結果から分かるように、磁気抵抗素子３０のパワースペクトルのバンド幅は３５０MHz程度ある。そのため、より狭いバンド幅のスペクトルを周波数変換素子１０に印加するには、図７のように、バイアスＴ３１と高周波出力端子３３との間にバンドパスフィルター４０を設けるのが好ましい。
　このように、本実施形態では、局部発振器１０２の局部発振信号を発振するための素子として、磁気抵抗素子３０を用いているので、周波数変換装置全体の小型化を図ることができる。
　また、本発明では、磁気抵抗素子３０の構造は、図５Ｂに示す構造に限定されない。
　このように、本発明では、局部発振器が有する磁気抵抗素子において、（電流や磁場等の外部要因により）上記磁気抵抗素子の抵抗を変化させ、該抵抗変化に応じて上記磁気抵抗素子が交流電圧（高周波電力）を出力することを本質としている。よって、本発明では、自身の抵抗変化に応じて交流電圧を出力可能な磁気抵抗素子であれば、いずれの構造の磁気抵抗素子を用いても良い。
　次に、本発明の一実施形態における磁気抵抗素子による周波数変換素子の大きな特徴である、基板材料限定されず、いずれの基板上にも周波数変換素子を作製することが可能であることについて説明する。
　例として、シリコン基板上に作製した周波数変換素子１０と、ＧａＡｓ基板上に作製した周波数変換素子の規格化抵抗値と磁気抵抗比の比較を行った。表１中に結果を示す。シリコン基板上に作製した周波数変換素子と、ＧａＡｓ基板上に作製した周波数変換素子との規格化抵抗値と磁気抵抗比とを比べても遜色のない特性が得られている。また、同様に熱酸化シリコン付きシリコン基板、AlTiC基板(セラミック)、ＭｇＯ基板、ガラス基板、サファイヤ基板、及び窒化シリコン付きシリコン基板上に周波数変換素子を作製し、規格化抵抗値と磁気抵抗比との比較を行った。その結果、規格化抵抗値はすべて３Ω前後となり、ばらつきは１Ω以内に収まっている。磁気抵抗比はすべての周波数変換素子で100%以上であった。このことから、本発明に係る周波数変換素子を用いれば、従来の半導体の周波数変換装置と異なり、基板材料の制約を受けないことが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　周波数変換素子１０に入力される複数の信号のうち、どれか一つの信号の周波数が、周波数変換素子１０中の磁化自由層６の持つ強磁性共鳴周波数帯に含まれるとき、スピン注入トルクによって磁化の歳差運動が増幅され、これによって生じる素子抵抗の非線形性によって入力信号の周波数変換が行なわれる。強磁性共鳴周波数の周波数帯域は狭いので、周波数変換素子１０が備える磁気抵抗素子に入力された複数の入力信号のうち、少なくとも一つの入力信号が強磁性共鳴周波数付近の周波数帯である場合にのみ周波数変換が行われ、全ての入力信号の周波数が強磁性共鳴周波数帯から外れると周波数変換は行われない。そのため、磁気抵抗素子を用いた周波数変換素子１０を用いて周波数変換を実現するには、入力信号の少なくとも一つが強磁性共鳴周波数帯に含まれる周波数である必要がある。
　この磁化自由層６の強磁性共鳴周波数帯は材料に依存したパラメータであるが、図２中の磁化自由層６に外部磁界を印加することで変化させることができる。一例として、今回作製した周波数変換素子１０の強磁性共鳴周波数の外部磁界依存性を図８に示す。強磁性共鳴周波数の測定にはスピントルクダイオード効果を用いた。この結果が示すように、外部磁界を印加することで、強磁性共鳴周波数を2GHz～９GHz程度まで変化させることができる。本結果は一例であり、より大きな磁場を印加することで、さらに大きな共鳴周波数を得ることができる。
　図９は、周波数変換素子を備えた第２周波数変換装置の概略構成図である。図９に示すように、周波数変換素子１０に適当な外部磁界が印加される距離の場所に永久磁石１５１を配置し、強磁性共鳴周波数が４．７２ＧＨｚになるように永久磁石１５１の配置位置を設定する。ただし、外部磁界の印加方向は磁化固定層４と磁化自由層６の磁化が平行を好む向きで、かつ磁化固定層４の容易軸方向から３０°傾けた方向となっている。本実施形態では外部磁界の印加方向は角度を３０°としたが、０°もしくは１８０°以外であれば構わない。この理由は、印加磁界の方向が０°もしくは１８０°の方向であると、磁化固定層４の容易軸方向を回転軸にして磁化自由層６の磁化が歳差運動をすると、容易軸に対して回転対称の運動を行うため、磁化自由層６と磁化固定層４の磁気モーメントの相対角がほとんど変化せず、磁気抵抗素子の抵抗変化が起こらないためである。　
　なお、図９では周波数変換装置の片側に一つだけ永久磁石１５１を配置したが、永久磁石１５１を両側に配置しても構わない。
　周波数変換装置１００に入力信号源１０１より高周波信号f1＝３GHzを入力し、局部発振器１０２より高周波信号f2＝４．７２GHｚを周波数変換素子１０に入力する。図９に示すように、周波数変換素子１０には永久磁石１５１より強磁性共鳴周波数が４．７２GHｚになるような磁場が印加されている。そのため、３GHｚ（高周波信号ｆ１）と４．７２GHｚ（高周波信号ｆ２）の差信号が周波数変換素子１０より出力される。これを観測するために周波数変換装置１００の出力側には、スペクトラムアナライザー２０が接続されている。
　図１０はスペクトラムアナライザー２０によって観測した出力信号を示す。入力信号の３GHz（高周波信号ｆ１）と局部発振信号の４．７２GHｚ（高周波信号ｆ２）の差信号にあたる１．７２GHｚの信号が観測されたことにより周波数変換が実現していることがわかる。
　図１１は、周波数変換素子を備えた第３周波数変換装置の概略構成図である。図９に示した実施形態では磁場印加機構１５を永久磁石１５１としたが、図１１に示すように、コイル２１を配置して周波数変換素子１０に電流誘起磁場を印加しても構わない。その場合には、コイル２１の配置位置だけでなく、コイル２１に印加する電流の大きさ、コイル２１の巻き数によって磁場の大きさをコントロールすることができる。そのため、コイル２１に流れる電流をコントロールするための制御用電源（制御部）２５を設けるのが好ましい。また、本例はコイル２１としたが、電流誘起磁界は単純な電気配線を用いるなどの方法によりコイル以外でも実現できる。また図１１には周波数変換素子１０の片側にのみコイルを配置しているが、両側に配置しても構わない。
　さらに、図１１のように周波数変換素子に磁場を印加する手段としてコイル２１を用いる場合には、コイル２１に印加する電流の大きさを変化させることによって、誘起される磁場の大きさを変えることができる。これを利用して周波数変換素子１０の強磁性共鳴周波数を変化させることができる。
　次に、本発明に係る周波数変換装置にスイッチング機能を持たせる方法を説明する。３GHｚ（高周波信号ｆ１）と４．７２GHｚ（高周波信号ｆ２）の信号を周波数変換素子１０に入力したまま図９に示す永久磁石１５を動かして外部磁界の向きを磁化固定層（ピン層）４の容易軸方向に平行にする（角度を0°にする）。すると、差信号周波数である１．７２GHｚのスペクトルが観測できなくなり、周波数変換効果が得られない(図１２参照)。これは、前述したように、磁化の歳差運動の中心軸が、容易軸上にあるために抵抗変化が得られず、周波数変換効果が得られないためであると考えられる。　
　また、同じように磁場の印加方向を磁化固定層（ピン層）４の容易軸方向に対して反平行にする（角度を180°にする）場合にも差信号周波数は消滅する。このようにして、印加磁化の方向を磁化自由層６の容易軸に対して0°もしくは180°にすることで、周波数変換効果をオフにすることができる。このように本発明の周波数変換装置は、周波数変換素子１０に外部磁界を印加する永久磁石１５１を可動させることで周波数変換素子１０に印加される外部磁場をコントロールすることにより、周波数変換の有無を切り替えるスイッチング機能を持たせることができる。
　周波数変換機能のスイッチングを行う方法には以下の２つの方法がある。　
　ひとつは、常に周波数変換素子１０に適当な外部磁界が印加され周波数変換効果が得られる状態（スイッチングオン）から、この外部磁界を変化させることによって周波数変換効果を得られない状態（スイッチングオフ）、もしくは強磁性共鳴周波数帯をずらして、周波数変換された信号の周波数を所望の周波数帯からずらす方法がある。この方法は、通常状態で周波数変換機能が働いている状態なのでノーマリーオンと定義する。
　図１３は、周波数変換素子を備えた第４周波数変換装置の概略構成図である。ノーマリーオンの周波数変換装置を実現するために、図１３に示すように、周波数変換素子１０の周りに２つの磁場を印加する機構を配置することが好ましい。図１３に示す実施形態では、周波数変換素子１０の近傍に電磁石となるコイル２１と、永久磁石１５１とにより、周波数変換素子１０に対して磁界を印加する。
　特に、スイッチングオフの状態にするためには外部磁場を変化させる必要があるため、２つの磁場印加機構のうち少なくとも一つはコイル２１のような電流誘起磁界などのコントロール可能な磁場にする必要がある。
　ノーマリーオンを実現するために必要な磁場を作り出すのは、永久磁石１５１を用いることで消費電力を低減することができる。これは、コイルなどを用いて電流誘起磁界を作るには電力が必要であるが、永久磁石１５１の場合には周波数変換素子１０の傍に配置するだけでよいからである。
　一方で、周波数変換素子１０の強磁性共鳴周波数を変化させて、周波数変換の周波数を可変にする場合には、ノーマリーオンを実現するのに必要な磁場を作り出すにはコイルなどを用いた電流誘起磁界が必要である。
　また、ノーマリーオンを実現するために、コイルなどによる電流誘起磁界を用いる場合には、スイッチングオフ状態を実現するために２つの磁場印加機構を用いることなく実現する方法もある。磁化自由層６に一軸磁気異方性を持たせ、磁化固定層４の磁気異方性の方向が、容易軸方向と同じになるような周波数変換素子１０を用いることで実現できる。これは、スイッチングオン状態から、コイルなどに印加する電流を遮断すると、周波数変換素子１０に磁場が印加されなくなる。そのため、磁化自由層６中の磁気モーメントは容易軸方向に向き、磁化固定層４と平行もしくは反平行状態になるため、スイッチングオフ状態を実現することができる。
　スイッチングのもう一つの方法に、通常動作時にはスイッチングオフ状態で、周波数変換機能が必要な時にだけスイッチングオン状態にする方法がある。この方法は、通常動作時にスイッチングオフなので、ノーマリーオフと定義する。
　ノーマリーオフを実現するには、コイルなどによる電流誘起磁界を利用する必要がある。通常動作時には周波数変換素子１０に磁場を印加せず、スイッチオンにする場合にコイルなどに通電して周波数変換素子１０に外部磁界を印加する。これによって周波数変換効果が得られる状態になる。周波数変換の周波数を可変にしたい場合には、コイルなどによって発生する電流誘起磁場をコントロール可能にしておく必要がある。
　周波数変換素子１０にコイル１５を配置し、周波数変換効果にスイッチング動作させた実施例を示す。　
　周波数変換素子１０の強磁性共鳴周波数が４．７２GHｚになるように、電流誘起磁界を発生させるためのコイル２１に印加する電流値を設定する。コイル２１の配置は、磁化自由層６が平行を好む向きで、かつ磁化固定層４の容易軸から30°傾けた方向となっている。この状態の（ノーマリーオン）周波数変換素子１０に３GHｚ（高周波信号ｆ１）と４．７２GHｚ（高周波信号ｆ２）の信号を入力したところ、図１０と同様に１．７２GHｚの差信号周波数を観測することができた。
　この状態から、コイル制御用電源２５をオフにすることでコイル２１に印加する電流を遮断したところ、入力信号の差信号である１．７２GHzの信号が消失した。このように、コイル２１に印加される電流値をコントロールすることでノーマリーオンを実現できる。
　さらに、コイル２１に通電されていない状態（スイッチングオフ）から、コイル制御用電源２５をオンにしてコイル２１に通電をしたところ、差信号周波数である１．７２GHｚの信号が現れた。これはノーマリーオフの動作である。　
　このように、磁場印加機構を適当に選択することで、ノーマリーオンおよびノーマリーオフの両方に対応可能な周波数変換装置が実現することができる。
　図１４は、周波数変換素子を備えた第５周波数変換装置の概略構成図である。　
　図１４に示すように、周波数変換素子１０の近傍には、コイル２１と、コイル２１に印加する電流を制御することができる制御用電源（制御部）２５とが配置されている。また、周波数変換素子１０の出力側と電気的に接続され、かつコイル制御用電源２５と電気的に接続されたフィードバック回路３５が設けられている。
　周波数変換素子１０に設定したい強磁性共鳴周波数の局部発振信号を局部発振器１０２から入力し、外部信号源１０１より高周波信号を入力する。例えば強磁性共鳴周波数を４GHz、外部入力信号を３．８GHｚに設定する。すると、周波数変換素子１０で０．２GHｚの信号が出力されるはずである。この出力信号をフィードバック回路３５で検出する。差信号周波数が正しく出力されていない場合には、フィードバック回路３５は、制御用電源（制御部）２５にフィードバックをかけてコイル２１で発生させる電流誘起磁界の大きさをコントロールし、所望の出力が得られるように設定することができる。このように、フィードバック回路を用いれば周波数変換素子に変換周波数の調整機能をもたせることができる。
　ただし、３．８GHｚに対して０．２GHｚの差信号周波数を生成するのは４GHｚ以外にも３．６GHｚの信号がある。そのため、上述の調整プロセスを一度行っただけでは、設定した強磁性共鳴周波数が４GHｚなのか、３．６GHｚなのか区別することはできない。そこで、上述の調整プロセスを外部入力信号の周波数を３．８GHｚ以外に設定してもう一度行う。例えば外部入力信号ｆ１を３．４GHｚに設定する。仮に上述の調整プロセスで強磁性共鳴周波数が４GHｚに設定されていれば、周波数変換素子１０より０．６GHｚの信号が出力される。ところが、上述の調整プロセスで設定された強磁性共鳴周波数が３．６GHｚであった場合には０．２GHｚの信号が出力される。その場合には調整プロセスをもう一度繰り返す必要がある。そのため、好ましくはフィードバック回路３５もしくはコイル用制御電源２５にメモリ装置を搭載させるのがよい。
　本実施形態では、強磁性共鳴周波数の信号を出力するのは局部発振器としたが、外部信号源の出力信号を強磁性共鳴周波数としてもよい。

Claims (6)

  1. 　磁化自由層、中間層、および磁化固定層を備えた磁気抵抗素子を含む周波数変換素子と、
    　前記周波数変換素子に磁場を印加するための磁場印加機構と、
    　前記周波数変換素子に局部発振信号を印加するための局部発振器と、
    　前記周波数変換素子と電気的に接続され、かつ外部入力信号を入力するための入力端子とを備え、
    　前記局部発振器は、自身の抵抗変化に応じて交流電圧を出力することにより前記局部発振信号を発振可能な磁気抵抗素子を含むことを特徴とする周波数変換装置。
  2. 　前記磁場印加機構は永久磁石であり、
    　前記永久磁石による印加磁場の方向は、前記周波数変換素子の磁化固定層の容易軸方向に対して平行ではないことを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
  3. 　前記磁場印加機構は、
    　電流磁界を発生するための電流磁界印加機構と、
    　前記電流磁界印加機構に電流を印加する電源とを備え、
    　前記電流磁界による印加磁場の方向は、前記周波数変換素子の磁化固定層の容易軸方向に対して平行ではないことを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
  4. 　前記電流磁界印加機構に印加する電流を制御することによって前記周波数変換素子に印加される磁場を制御する制御部をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の周波数変換装置。
  5. 　前記周波数変換素子の出力を検出し、所望の強磁性共鳴周波数になるように前記制御部にフィードバックを施すフィードバック回路を備えた請求項４に記載の周波数変換装置。
  6. 　前記制御部は、前記電流磁界印加機構に印加する電流をオンオフすることによって、前記周波数変換素子に印加される磁場をオンオフするものであることを特徴とする請求項４に記載の周波数変換装置。
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