WO2011004870A1 - 電力制御装置および電力制御装置における電力算出方法 - Google Patents

電力制御装置および電力制御装置における電力算出方法 Download PDF

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山口　崇
裕吾 只野
徹 掛林
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株式会社明電舎
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    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Definitions

  • the present invention relates to a method for calculating input / output power at the time of driving and regeneration in a powertronics product in general having a chopper circuit and performing motor control, for example.
  • Non-Patent Document 1 and Patent Documents 1 and 2 have been proposed as devices that use a chopper circuit to supply DC power to a load and regenerate the load power to the DC power. ing.
  • FIG. 3 shows an example of a conventional motor driving device including a DC power source, a chopper circuit, and an inverter.
  • 10 is a battery
  • C1 is a capacitor connected in parallel to the battery 10.
  • Reference numeral 11 denotes a switching element connected in parallel to the battery 10 via the reactor L1
  • 12 denotes a switching element connected in series to the switching element 11.
  • a free-wheeling diode 13 is connected in reverse parallel to the switching element 11, and a free-wheeling diode 14 is connected in reverse parallel to the switching element 12.
  • a capacitor C2 is connected in parallel to the series body of the switching elements 11 and 12.
  • a series body in which the switching element 15 and the switching element 16 are connected in series is connected in parallel to the capacitor C2.
  • a freewheeling diode 17 is connected in reverse parallel to the switching element 15, and a freewheeling diode 18 is connected in reverse parallel to the switching element 16.
  • One end of the reactor L2 is connected to the common connection point of the switching elements 15 and 16, and an inverter 19 having a three-phase bridge configuration is connected between the other end of the reactor L2 and the negative electrode end of the battery 10.
  • the three-phase output is supplied to the PM motor 20.
  • the common connection point of the inverter 19 and the reactor L2 is connected to the point P which is the common connection point of the switching element 12 and the capacitor C2 via the anode and cathode of the diode D1.
  • the inverter 19 is a 120-degree current-type current source inverter, and includes a switching element connected in a three-phase bridge and a free-wheeling diode connected in reverse parallel thereto.
  • the reactor L1, the switching element 11, the diode 14, and the capacitor C2 constitute a first boost chopper circuit. Then, the switching element 11 is turned on / off so that the voltage Vdc of the capacitor C2 becomes constant, but loss can be reduced by making the target value of voltage control (AVR) of the capacitor C2 variable.
  • AVR voltage control
  • the switching element 15 is turned on to pass a current through the reactor L2, and energy is stored in the reactor L2. In this case, driving is not possible unless the voltage Vdc on the capacitor C2 side is higher than the voltage on the reactor L2 side.
  • a constant current is supplied to the reactor L2 via any two switching elements in which the switching element 16 and the inverter 19 are conducted by the energy stored in the reactor L2. Flowing.
  • This current is detected by a current detector (not shown), or the rotational speed of the PM motor 20 is detected or the rotational speed is estimated from a waveform based on the gate signal, and the switching element 15 is set so that this current or rotational speed becomes a target value.
  • 16 are turned on / off, and current control (ACR) or speed control (ASR) is performed. Further, the on / off control of the switching elements 15 and 16 enables the motor 20 to rotate at a voltage lower than the battery voltage.
  • the PM motor 20 generates an induced voltage proportional to the rotational speed.
  • the inverter 19 when the motor induced voltage becomes higher than the voltage on the reactor L2 side, the current flows to the reactor L2 side through any of the free-wheeling diodes (not shown).
  • the switching element 16 When the switching element 16 is turned on, a current flows through the reactor L2, and energy is stored in the reactor L2.
  • the switching element 16 when the switching element 16 is turned off, the current flows first through the diode 17 by the energy of the reactor L2, and then the switching element 15 is turned on after the dead time has elapsed, By flowing a current, the capacitor C2 is charged and boosted.
  • the capacitor C2 can be charged even if the induced voltage of the PM motor 20 is low. Accordingly, the switching elements 15 and 16, the reactor L2, and the capacitor C2 constitute a second boost chopper circuit. In the second step-up chopper unit, current control (ACR), speed control (ASR) of the PM motor 20 or power control (APR) is performed so that the power is constant. At this time, the regenerative power from the second boost chopper circuit regenerates power to the battery 10 by the amount that the voltage of the capacitor C2 has increased.
  • ACR current control
  • ASR speed control
  • APR power control
  • the switching element 12 When power is regenerated to the battery 10, the switching element 12 is turned on to pass a current through the reactor L 1, the energy is stored in the reactor L 1, and the switching element 12 is turned off. Current flows through reactor L1.
  • the voltage Vdc and current Idc are already known because the voltage control of the voltage Vdc at the point P and the current control of the current Idc flowing through the reactor L2 are performed as described above.
  • the present invention solves the above problems, and an object of the present invention is to provide a power control apparatus and a power control apparatus capable of obtaining input / output power without using a current detector of an input unit and a voltage detector of an output unit It is in providing the electric power calculation method in.
  • the present invention uses the known Vdc, Idc, d 1 , d 2 and DT to determine the power W as follows.
  • the current detector that detects the current flowing through the DC power source (the part where the voltage Vdc is generated) and the voltage detection that detects the voltage generated at the other end of the reactor (the voltage at the part where the current Idc is generated).
  • the power value can be calculated without installing a device.
  • the power value can be obtained without installing a current detector for detecting the current flowing through the DC power supply and a voltage detector for detecting the voltage generated at the other end of the reactor. Can be calculated. (2) Further, by using the calculated power value, powering / regenerative power control can be accurately performed without providing the current detector and voltage detector.
  • FIG. 10 is a main circuit diagram showing Examples 7 to 9 of the present invention.
  • the circuit diagram which shows an example of the motor drive device to which this invention is applied.
  • FIG. 1 shows the configuration of a power control apparatus to which the present invention is applied. 1 is a circuit on the battery 10 side from the point P where the voltage Vdc in FIG. 3 occurs (battery 10, capacitors C1, C2, reactor L1, switching element) 11 and 12 and freewheeling diodes 13 and 14).
  • the DC power source 1 is not limited to the circuit shown in FIG. 3, and may be a DC power source such as a thyristor rectifier bridge circuit or a battery having a voltage value of Vdc.
  • FIG. 2 is a chopper circuit including the switching elements 15 and 16, the freewheeling diodes 17 and 18 and the reactor L2 in FIG. 3, for example.
  • a switching duty d 1 of the switching duty d 2 of the second switching element of 0 ⁇ d 2 ⁇ 1 becomes satisfies the chopper circuit 2 (switching element 16 in FIG. 3), the 0 ⁇ DT ⁇ 1 following condition
  • a control unit having a function of calculating the formula (1) to the formula (4) to obtain the power W based on the dead time DT between the first and second switching elements to be satisfied.
  • control unit 3 calculates the internal loss by the chopper circuit 2 and calculates the formula (5) from the power ratio n of the input and output of the chopper circuit based on the internal loss and the power W, and considers the equipment efficiency.
  • a function for obtaining the power W ′ is provided.
  • control unit 3 has a function of controlling the chopper circuit 2 to supply the DC power of the DC power supply 1 to the DC load 4 and performing a control to regenerate the DC power of the DC load 4 to the DC power supply 1.
  • the DC load 4 includes, for example, an inverter 19 in FIG. 3 that converts DC power into AC, and a PM motor 20 connected to the AC side of the inverter 19.
  • the means are not shown in FIG.
  • the switching elements 16 and 12 that are on / off controlled during the regenerative operation are unnecessary, they may be replaced by only the diodes 18 and 14, respectively.
  • the value of the current flowing through the point P (part where the voltage Vdc is generated) in FIG. 3 is d 1 ⁇ Idc, and the control unit 3 in FIG. 1 calculates the power value W by calculating the following equation (1).
  • the second embodiment is applied when only the regeneration of the electric power of the PM motor 20 is performed in the circuit of FIG. 3 and the switching duty d 2 of the switching element 16 is known.
  • the switching elements 15 and 11 that are on / off controlled during the driving operation are unnecessary, they may be replaced by only the diodes 17 and 13, respectively.
  • a regenerative current flows through the switching element 15 or the diode 17 when the switching element 16 is turned off at the point P (the site where the voltage Vdc is generated), and the current value is the off time of the switching element 16. This is the product of (1-d 2 ) and Idc.
  • control unit 3 in FIG. 1 calculates the power value W by calculating the following equation (2).
  • the third embodiment is applied when the PM motor 20 is driven in the circuit of FIG. 3 and the switching duty d 2 of the switching element 16 is known.
  • the fourth embodiment is applied when the power of the PM motor 20 is regenerated in the circuit of FIG. 3 and the switching duty d 1 of the switching element 15 is known.
  • a regenerative current flows through the switching element 15 that is turned on when the switching element 16 is turned off at the point P.
  • the off time of the switching element 16 depends on the switching duty d 1 of the switching element 15 and the dead time. It is represented by the sum of DT (d 1 + DT). Therefore, the value of the regenerative current flowing at the point P is the product of (d 1 + DT), which is the off time of the switching element 16, and Idc.
  • control unit 3 in FIG. 1 calculates the power value W by calculating the following equation (4).
  • Embodiment 5 performs regenerative drive and power of the PM motor 20 in the circuit of FIG. 3, and those switching duty d 2 of the switching duty d 1 and the switching element 16 of the switching element 15 is applied in the case of known It is.
  • the power required in the first to fifth embodiments is the power value at point P in FIG. 3 (the part where the voltage Vdc is generated)
  • the power value of the input / output section of the chopper circuit in an actual device deviates from the internal loss. Arise. Therefore, this internal loss is calculated, and if the ratio of the input / output unit power to the point P in FIG. 3 is known as n, the following equation (5) is calculated for the power W obtained in the first to fifth embodiments.
  • an accurate power W ′ of the input / output unit is obtained.
  • the switching elements 15 and 16 of FIG. 3 that have been subjected to current control (ACR) in advance are shown in FIG. 2 based on the power value W (W ′) calculated in the first to sixth embodiments.
  • Power control (APR) with a control loop is performed. Thereby, power running / regenerative power control can be performed without adding a current / voltage detection device.
  • FIG. 2 quotes the main part of FIG. 3, and the same parts as those in FIG.
  • reference numeral 30 denotes a power control unit that performs power control (APR) based on the power command value W cmd and the power value W (W ′) calculated in the first to sixth embodiments.
  • APR power control
  • Reference numeral 40 denotes a current control unit that performs current control (ACR) based on the current command value Idc cmd and the current detection value Idc.
  • the dead time DT in equation (3) is ignored.
  • the dead time although error in the control occurs, to correct the W'cmd as in Equation (7) below the power command value W cmd.
  • the dead time is corrected and the output power control can be performed with high accuracy.
  • the dead time DT in equation (4) is ignored.
  • the dead time although error in the control occurs, to correct the W'cmd as in Equation (9) below the power command value W cmd.
  • the dead time is corrected and the output power control can be performed with high accuracy.

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Abstract

【課題】入力部の電流検出器、出力部の電圧検出器を用いることなく入／出力電力値を求めることができる電力制御装置における電力算出方法を提供する。 【解決手段】バッテリ１０と、バッテリ電圧を昇圧した電圧Ｖｄｃが充電されるコンデンサＣ２に直列接続され、チョッパ制御がなされるスイッチング素子１５、１６と、該スイッチング素子１５、１６の共通接続点に一端が接続されたリアクトルＬ２と、リアクトルＬ２の他端と前記バッテリ１０の負極端間に接続されたＰＭモータ２０駆動用のインバータ１９とを有したモータ駆動装置において、コンデンサＣ２の正側のＰ点電圧Ｖｄｃと、リアクトルＬ２に流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記スイッチング素子１５のスイッチングデューティーｄ1とに基づいて、Ｖｄｃ・ｄ1・Ｉｄｃを演算して電力Ｗを求める。

Description

電力制御装置および電力制御装置における電力算出方法
　本発明は、チョッパ回路を有し、例えばモータ制御を行うパワトロニクス製品一般において、駆動時および回生時における入／出力電力の演算手法に関する。
　従来、チョッパ回路を用いて、直流電源の電力を負荷に供給し、負荷の電力を直流電源へ回生する装置として、例えば非特許文献１、特許文献１、２に記載のモータ駆動装置が提案されている。
「ターボチャージャ用２２００００ｒ／ｍｉｎ－２ｋＷ　ＰＭモータ駆動システム」、電気学会論文誌Ｄ　Ｖｏｌ．１２５（２００５）、Ｎｏ．９、ｐｐ．８５４－８６１
特許第３２７８１８８号公報 特開２００８－２９５２８０号公報　　　　　　　　　　　　　図３は直流電源、チョッパ回路およびインバータを備えた従来のモータ駆動装置の一例を示している。
　図３において、１０はバッテリであり、Ｃ１はバッテリ１０に並列接続されたコンデンサである。１１はバッテリ１０に対してリアクトルＬ１を介して並列に接続されたスイッチング素子、１２はスイッチング素子１１に直列に接続されたスイッチング素子である。
　スイッチング素子１１には還流ダイオード１３が逆並列接続され、スイッチング素子１２には還流ダイオード１４が逆並列接続されている。スイッチング素子１１，１２の直列体にはコンデンサＣ２が並列に接続されている。コンデンサＣ２には、スイッチング素子１５およびスイッチング素子１６を直列接続した直列体が並列に接続されている。スイッチング素子１５には還流ダイオード１７が逆並列接続され、スイッチング素子１６には還流ダイオード１８が逆並列接続されている。
　スイッチング素子１５、１６の共通接続点にはリアクトルＬ２の一端が接続され、リアクトルＬ２の他端とバッテリ１０の負極端との間には三相ブリッジ構成のインバータ１９が接続され、該インバータ１９の三相出力はＰＭモータ２０に供給される。
　インバータ１９およびリアクトルＬ２の共通接続点はダイオードＤ１のアノード、カソードを介して、前記スイッチング素子１２およびコンデンサＣ２の共通接続点であるＰ点に接続されている。
　インバータ１９は１２０度通流形の電流形インバータであり、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子とそれらに各々逆並列接続された還流用のダイオードとで構成されている。
　尚、インバータ１９のゲートドライブ回路や、前記Ｐ点の電圧Ｖｄｃ、リアクトルＬ２に流れる電流Ｉｄｃを各々検出する検出器は図示省略している。
　上記のように構成された装置の動作を説明する。まず、駆動時においては、スイッチング素子１１をオンすることにより、コンデンサＣ１により平滑化されたバッテリ１０からの直流電圧によってリアクトルＬ１に電流を流し、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄える。その後にスイッチング素子１１をオフすると、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーが、環流ダイオード１４を介してコンデンサＣ２に充電され、昇圧される。
　これによってコンデンサＣ２側の電圧が高くても充電は可能である。従って、リアクトルＬ１、スイッチング素子１１、ダイオード１４及びコンデンサＣ２により第１の昇圧チョッパ回路を構成している。そして、コンデンサＣ２の電圧Ｖｄｃが一定になるようにスイッチング素子１１をオンオフするが、このコンデンサＣ２の電圧制御（ＡＶＲ）の目標値を可変とすることにより損失低減が可能となる。
　又、スイッチング素子１５をオンしてリアクトルＬ２に電流を流し、リアクトルＬ２にエネルギーを蓄える。この場合は、コンデンサＣ２側の電圧ＶｄｃがリアクトルＬ２側の電圧よりも高くないと駆動できない。次に、スイッチング素子１５をオフ、スイッチング素子１６をオンすると、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーによりスイッチング素子１６及びインバータ１９の導通している何れか二つのスイッチング素子を介してリアクトルＬ２に一定電流が流れる。この電流を図示省略の電流検出器により検出し、あるいはＰＭモータ２０の回転速度を検出または回転速度をゲート信号に基づく波形から推定し、この電流又は回転速度が目標値になるようにスイッチング素子１５，１６をオンオフ制御し、電流制御（ＡＣＲ）又は速度制御（ＡＳＲ）する。又、スイッチング素子１５，１６のオンオフ制御により、バッテリ電圧より低い電圧でのモータ２０の回転が可能となる。
　次に、回生時の動作について説明する。回生時においては、ＰＭモータ２０は回転数に比例した誘起電圧を発生する。インバータ１９においては、モータ誘起電圧がリアクトルＬ２側の電圧より高くなったとき、図示省略の環流ダイオードの何れかを通ってリアクトルＬ２側へ電流が流れる。スイッチング素子１６をオンすると、リアクトルＬ２に電流が流れ、リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられる。次に、スイッチング素子１６をオフすると、リアクトルＬ２のエネルギーによって、まず最初にダイオード１７を介して電流が流れ、次にデッドタイム時間の経過後にスイッチング素子１５をオンし、該スイッチング素子１５を介して電流を流すことによりコンデンサＣ２に充電され、昇圧される。
　ＰＭモータ２０の誘起電圧が低くてもコンデンサＣ２への充電は可能である。従って、スイッチング素子１５，１６、リアクトルＬ２及びコンデンサＣ２により第２の昇圧チョッパ回路が構成される。この第２の昇圧チョッパ部においては、電流が一定となるように電流制御（ＡＣＲ）、ＰＭモータ２０の速度制御（ＡＳＲ）、又は電力が一定となるように電力制御（ＡＰＲ）が行われる。この時、第２の昇圧チョッパ回路からの回生電力により、コンデンサＣ２の電圧が上昇した分だけバッテリ１０へ電力が回生される。
　そしてこのバッテリ１０へ電力が回生される時は、スイッチング素子１２をオンしてリアクトルＬ１に電流を流し、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄え、スイッチング素子１２をオフすると、リアクトルＬ１のエネルギーにより環流ダイオード１３を介してリアクトルＬ１に電流が流れる。
　尚、インバータ１９のゲート遮断時に、インバータ１９の正側電圧はダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２の図示Ｐ点にバイパスされるため、インバータ１９の電圧上昇を抑制することができ、インバータ１９を構成する各スイッチング素子の損傷を防止することができる。
　図３の装置において、前述したようにＰ点の電圧Ｖｄｃの電圧制御およびリアクトルＬ２に流れる電流Ｉｄｃの電流制御を行っているので、該電圧Ｖｄｃおよび電流Ｉｄｃは既知である。
　しかし、直流電力の入力部のＰ点（電圧Ｖｄｃが生じる部位）に流れる電流値は不明であり、直流電力の出力部の、リアクトルＬ２（Ｉｄｃ部）およびインバータ１９の共通接続点とバッテリ１０の負極端との間の電圧値は不明であるため、入／出力電力値を求めることはできない。
　このため、出力電力制御または回生電力制御を行う場合、精度の良い制御を行うためには前記Ｖｄｃ部に電流検出装置、もしくは前記Ｉｄｃ部に電圧検出装置を設置し電力値を測定する必要があった。
　本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、入力部の電流検出器、出力部の電圧検出器を用いることなく入／出力電力ちを求めることができる電力制御装置および電力制御装置における電力算出方法を提供することにある。
　直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、前記チョッパ回路を制御して、直流電源の直流電力を負荷に供給し、負荷の直流電力を直流電源へ回生する電力制御装置において、前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第１のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ1と、０≦ｄ2≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第２のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ2と、０≦ＤＴ≦１なる条件を満たす前記第１および第２のスイッチング素子間のデッドタイムＤＴは、通常の電圧制御、電流制御を行う上では既知である。この時、１＝ｄ1＋ｄ2＋ＤＴである。
　そこで本発明は、これら既知のＶｄｃ、Ｉｄｃ、ｄ1、ｄ2およびＤＴを利用して次のようにして電力Ｗを求める。
　すなわち、
（１）負荷の駆動のみを行い、且つ前記ｄ1が既知の場合、
　Ｗ＝Ｖｄｃ・ｄ1・Ｉｄｃ…（１）
　を演算して電力Ｗを求める。
（２）負荷からの電力回生のみを行い、且つ前記ｄ2が既知の場合、
　Ｗ＝Ｖｄｃ・（１－ｄ2）・Ｉｄｃ…（２）
　を演算して電力Ｗを求める。
（３）負荷の駆動を行い、且つ前記ｄ2が既知の場合、
　Ｗ＝Ｖｄｃ・（１－ｄ2－ＤＴ）・Ｉｄｃ…（３）
　を演算して電力Ｗを求める。
（４）負荷からの電力を回生し、且つ前記ｄ1が既知の場合、
　Ｗ＝Ｖｄｃ・（ｄ1＋ＤＴ）・Ｉｄｃ…（４）
　を演算して電力Ｗを求める。
（５）負荷の駆動と回生を行い、且つ前記ｄ1，ｄ2が既知の場合、
　前記式（１）～式（４）のいずれかを演算して電力Ｗを求める。
（６）さらに、前記チョッパ回路による内部損失を算出し、該内部損失に基づくチョッパ回路の入力と出力の電力比率ｎと、前記式（１）～式（４）のいずれかにより求めた電力Ｗから、
　Ｗ´＝ｎ・Ｗ…（５）
　を演算して、機器効率を考慮した電力Ｗ´を求める。
　上記構成によれば、前記直流電源（前記電圧Ｖｄｃが生じる部位）に流れる電流を検出する電流検出器、およびリアクトルの他端に生じる電圧（前記電流Ｉｄｃが生じる部位の電圧）を検出する電圧検出器を設置せずに電力値を算出することができる。
（１）請求項１～８に記載の発明によれば、直流電源に流れる電流を検出する電流検出器、およびリアクトルの他端に生じる電圧を検出する電圧検出器を設置せずに電力値を算出することができる。
（２）また、前記算出した電力値を用いることによって、前記電流検出器、電圧検出器を設けることなく力行／回生電力制御を精度良く行うことができる。
本発明が適用される電力制御装置の構成図。 本発明の実施例７～９を示す要部回路図。 本発明が適用されるモータ駆動装置の一例を示す回路図。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図１は本発明が適用される電力制御装置の構成を示し、１は、例えば図３における電圧Ｖｄｃが生じるＰ点からバッテリ１０側の回路（バッテリ１０、コンデンサＣ１，Ｃ２、リアクトルＬ１、スイッチング素子１１、１２および還流ダイオード１３、１４）で構成される直流電源である。
　この直流電源１は、前記図３の回路に限定されず、サイリスタ整流ブリッジ回路やＶｄｃの電圧値を持つバッテリなどの直流電源であれば良い。
　２は、例えば図３における、スイッチング素子１５、１６、還流ダイオード１７、１８およびリアクトルＬ２を備えたチョッパ回路である。
　３は、例えば図３のＰ点電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルＬ２に流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路２の第１のスイッチング素子（図３のスイッチング素子１５）のスイッチングデューティーｄ1と、０≦ｄ2≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路２の第２のスイッチング素子（図３のスイッチング素子１６）のスイッチングデューティーｄ2と、０≦ＤＴ≦１なる条件を満たす前記第１および第２のスイッチング素子間のデッドタイムＤＴとに基づいて、前記式（１）～式（４）を演算して電力Ｗを求める機能を備えた制御部である。
　また制御部３は、チョッパ回路２による内部損失を算出し、該内部損失に基づくチョッパ回路の入力と出力の電力比率ｎと前記電力Ｗから、前記式（５）を演算して機器効率を考慮した電力Ｗ´を求める機能を備えている。
　さらに制御部３は、チョッパ回路２を制御して直流電源１の直流電力を直流負荷４に供給し、直流負荷４の直流電力を直流電源１へ回生する制御を行う機能を備えている。
　直流負荷４は、直流電力を交流に変換する例えば図３のインバータ１９および該インバータ１９の交流側に接続されたＰＭモータ２０とを備えて構成されている。
　尚、前記電圧Ｖｄｃ、電流Ｉｄｃ、スイッチングデューティーｄ1，ｄ2およびデッドタイムＤＴは、通常の電圧制御、電流制御を行う上では既知（１＝ｄ1＋ｄ2＋ＤＴ）であり、これらを検出する手段は図１においては図示省略している。
　次に、本発明を図３のモータ駆動装置に適用した具体的な実施例を説明する。尚、以下の実施例において、ＰＭモータ２０の駆動時およびＰＭモータ２０の電力を回生する時のスイッチング素子１１，１２，１５，１６の動作は、基本的には前述したとおりである。
　本実施例１は、図３の回路においてＰＭモータ２０の駆動のみを行い、且つスイッチング素子１５のスイッチングデューティーｄ1（スイッチング素子のオン時をＡ、オンオフの１周期をＢとするとｄｕｔｙ＝Ａ／Ｂで表される）が既知である場合に適用したものである。
　このとき、回生動作時にオン、オフ制御していたスイッチング素子１６、１２は不要であるので、これらを前記ダイオード１８、１４のみに各々置き換えてもよい。
　図３のＰ点（電圧Ｖｄｃが生じる部位）に流れる電流値はｄ1・Ｉｄｃであり、図１の制御部３は、電力値Ｗを以下の式（１）を演算して求める。
　Ｗ＝Ｖｄｃ・ｄ1・Ｉｄｃ…（１）
　本実施例２は、図３の回路においてＰＭモータ２０の電力の回生のみを行い、且つスイッチング素子１６のスイッチングデューティーｄ2が既知である場合に適用したものである。
　このとき、駆動動作時にオン、オフ制御していたスイッチング素子１５、１１は不要であるので、これらを前記ダイオード１７、１３のみに各々置き換えてもよい。
　電力回生時、Ｐ点（電圧Ｖｄｃが生じる部位）には、スイッチング素子１６のオフ時にスイッチング素子１５又はダイオード１７を介して回生電流が流れるので、その電流値は、スイッチング素子１６のオフ時間である（１－ｄ2）とＩｄｃの積となる。
　したがって図１の制御部３は、電力値Ｗを以下の式（２）を演算して求める。
　Ｗ＝Ｖｄｃ・（１－ｄ2）・Ｉｄｃ…（２）
　本実施例３は、図３の回路においてＰＭモータ２０の駆動を行い、且つスイッチング素子１６のスイッチングデューティーｄ2が既知である場合に適用したものである。
　駆動時はスイッチング素子１５のオン時にＰ点から電流が流れるが、このスイッチング素子１５のオン時間は、スイッチング素子１６のオフ時間（１－ｄ2）とデッドタイムＤＴから（１－ｄ2－ＤＴ）で表される。このため前記Ｐ点に流れる電流値は（１－ｄ2－ＤＴ）・Ｉｄｃとなる。したがって図１の制御部３は、電力値Ｗを以下の式（３）を演算して求める。
　Ｗ＝Ｖｄｃ・（１－ｄ2－ＤＴ）・Ｉｄｃ…（３）
　本実施例４は、図３の回路においてＰＭモータ２０の電力の回生を行い、且つスイッチング素子１５のスイッチングデューティーｄ1が既知である場合に適用したものである。
　電力回生時、Ｐ点には、スイッチング素子１６のオフ時にオンされるスイッチング素子１５を介して回生電流が流れるが、そのスイッチング素子１６のオフ時間は、スイッチング素子１５のスイッチングデューティーｄ1とデッドタイムＤＴの和（ｄ1＋ＤＴ）で表される。このため前記Ｐ点に流れる回生電流値は、スイッチング素子１６のオフ時間である（ｄ1＋ＤＴ）とＩｄｃの積となる。
　したがって図１の制御部３は、電力値Ｗを以下の式（４）を演算して求める。
　Ｗ＝Ｖｄｃ・（ｄ1＋ＤＴ）・Ｉｄｃ…（４）
　本実施例５は、図３の回路においてＰＭモータ２０の駆動および電力の回生を行い、且つスイッチング素子１５のスイッチングデューティーｄ1およびスイッチング素子１６のスイッチングデューティーｄ2が既知である場合に適用したものである。
　図１の制御部３は、電力値Ｗを前記実施例１～４の式（１）～式（４）のいずれかを演算して求める。
　前記実施例１～５で求められる電力は図３のＰ点（電圧Ｖｄｃが生じる部位）の電力値であるため、実際の機器においてチョッパ回路の入出力部の電力値とは内部損失からずれが生じる。そこでこの内部損失を算出し、図３のＰ点に対する入出力部電力の比率がｎとして既知でるとすると、実施例１～５で求められる電力Ｗに対し、以下の式（５）を演算することで正確な入出力部の電力Ｗ´が求められる。
　Ｗ´＝ｎ・Ｗ…（５）
　尚この比率ｎとしては、機器の効率ηを用いることができる。
　本実施例７では、あらかじめ電流制御（ＡＣＲ）を行っている前記図３のスイッチング素子１５，１６に、実施例１～６で算出した電力値Ｗ（Ｗ´）をもとに図２に示す制御ループをもつ電力制御（ＡＰＲ）を行う。これにより、電流／電圧検出機器を増設することなく力行／回生電力制御を行うことができる。
　図２は図３の要部を引用しており、図３と同一部分は同一符号をもって示している。図２において、３０は、電力指令値Ｗcmdと前記実施例１～６で算出した電力値Ｗ（Ｗ´）とに基づいて電力制御（ＡＰＲ）を行う電力制御部である。
　４０は、電流指令値Ｉｄｃcmdと電流検出値Ｉｄｃとに基づいて電流制御（ＡＣＲ）を行う電流制御部である。
　実施例７において、実施例３と同様の状況（図３において駆動を行い、且つスイッチング素子１６のスイッチングデューティーｄ2のみが既知である）の場合、制御対象の電力値Ｗを、
　Ｗ＝Ｖｄｃ・（１－ｄ2）・Ｉｄｃ…（６）
　とし、式（３）のデッドタイムＤＴを無視する。このときデッドタイム分、制御に誤差が生じるが、電力指令値Ｗcmdを以下の式（７）のようにＷ´cmdに補正する。これによりデッドタイム分の補正がかかり精度良く出力電力制御を行うことができる。
　Ｗ´cmd＝Ｗcmd＋ＤＴ・Ｖｄｃ・Ｉｄｃ…（７）
　実施例７において、実施例４と同様の状況（図３において回生を行い、且つスイッチング素子１５のスイッチングデューティーｄ1のみが既知である）の場合、制御対象の電力値Ｗを、
　Ｗ＝Ｖｄｃ・ｄ1・Ｉｄｃ…（８）
　とし、式（４）のデッドタイムＤＴを無視する。このときデッドタイム分、制御に誤差が生じるが、電力指令値Ｗcmdを以下の式（９）のようにＷ´cmdに補正する。これによりデッドタイム分の補正がかかり精度良く出力電力制御を行うことができる。
　Ｗ´cmd＝Ｗcmd－ＤＴ・Ｖｄｃ・Ｉｄｃ…（９）
　１…直流電源
　２…チョッパ回路
　３…制御部
　４…直流負荷
　１０…バッテリ
　１１，１２，１５，１６…スイッチング素子
　１３，１４，１７，１８…還流ダイオード
　１９…インバータ
　２０…ＰＭモータ
　３０…電流制御部
　４０…電力制御部
　Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ
　Ｌ１，Ｌ２…リアクトル
　Ｄ１…ダイオード

Claims (8)

  1. 直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、
    　前記チョッパ回路を制御して、直流電源の直流電力を負荷に供給する電力制御装置において、
    　前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第１のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ1とを検出する手段と、
    　前記検出されたＶｄｃ、Ｉｄｃおよびｄ1から、Ｖｄｃ・ｄ1・Ｉｄｃを演算して電力Ｗを求める制御手段と、を備えたことを特徴とする電力制御装置。
  2. 直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、
    　前記チョッパ回路を制御して、直流電源の直流電力を負荷に供給する電力制御装置において、
    　前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第１のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ1とを検出する手段を備え、
    　制御手段が、前記検出されたＶｄｃ、Ｉｄｃおよびｄ1から、Ｖｄｃ・ｄ1・Ｉｄｃを演算して電力Ｗを求めることを特徴とする電力制御装置における電力算出方法。
  3. 直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、
    　前記チョッパ回路を制御して、負荷の直流電力を直流電源へ回生する電力制御装置において、
    　前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ2≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第２のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ2とを検出する手段を備え、
    　制御手段が、前記検出されたＶｄｃ、Ｉｄｃおよびｄ2から、Ｖｄｃ・（１－ｄ2）・Ｉｄｃを演算して電力Ｗを求めることを特徴とする電力制御装置における電力算出方法。
  4. 直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、
    　前記チョッパ回路を制御して、直流電源の直流電力を負荷に供給する電力制御装置において、
    　前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ2≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第２のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ2と、０≦ＤＴ≦１なる条件を満たす前記第１および第２のスイッチング素子間のデッドタイムＤＴを検出する手段を備え、
    　制御手段が、前記検出されたＶｄｃ、Ｉｄｃ、ｄ2およびＤＴから、Ｖｄｃ・（１－ｄ2－ＤＴ）・Ｉｄｃを演算して電力Ｗを求めることを特徴とする電力制御装置における電力算出方法。
  5. 直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、
    　前記チョッパ回路を制御して、負荷の直流電力を直流電源へ回生する電力制御装置において、
    　前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第１のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ1と、０≦ＤＴ≦１なる条件を満たす前記第１および第２のスイッチング素子間のデッドタイムＤＴを検出する手段と、
    　前記検出されたＶｄｃ、Ｉｄｃ、ｄ1およびＤＴから、Ｖｄｃ・（ｄ1＋ＤＴ）・Ｉｄｃを演算して電力Ｗを求める制御手段と、を備えたことを特徴とする電力制御装置。
  6. 直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、
    　前記チョッパ回路を制御して、負荷の直流電力を直流電源へ回生する電力制御装置において、
    　前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第１のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ1と、０≦ＤＴ≦１なる条件を満たす前記第１および第２のスイッチング素子間のデッドタイムＤＴを検出する手段を備え、
    　制御手段が、前記検出されたＶｄｃ、Ｉｄｃ、ｄ1およびＤＴから、Ｖｄｃ・（ｄ1＋ＤＴ）・Ｉｄｃを演算して電力Ｗを求めることを特徴とする電力制御装置における電力算出方法。
  7. 直流電源と、前記直流電源の正負極端間に直列に接続され、前記直流電源の正極端側に一端が接続された第１のスイッチング素子および負極端側に他端が接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端との間に位置する共通接続点に一端が接続されたリアクトルとを有したチョッパ回路と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端の間に接続された負荷とを有し、
    　前記チョッパ回路を制御して、直流電源の直流電力を負荷に供給し、負荷の直流電力を直流電源へ回生する電力制御装置において、
    　前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃと、前記リアクトルに流れる電流Ｉｄｃと、０≦ｄ1≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第１のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ1と、０≦ｄ2≦１なる条件を満たす前記チョッパ回路の第２のスイッチング素子のスイッチングデューティーｄ2と、０≦ＤＴ≦１なる条件を満たす前記第１および第２のスイッチング素子間のデッドタイムＤＴとを検出する手段を備え、
    　制御手段が、前記検出されたＶｄｃ、Ｉｄｃ、ｄ1、ｄ2およびＤＴから、Ｖｄｃ・ｄ1・Ｉｄｃ又はＶｄｃ・（１－ｄ2）・Ｉｄｃ又はＶｄｃ・（１－ｄ2－ＤＴ）・Ｉｄｃ又はＶｄｃ・（ｄ1＋ＤＴ）・Ｉｄｃのいずれかを演算して電力Ｗを求めることを特徴とする電力制御装置における電力算出方法。
  8. 前記制御手段は、前記チョッパ回路による内部損失を算出し、該内部損失に基づくチョッパ回路の入力と出力の電力比率ｎと前記電力Ｗから、ｎ・Ｗを演算して機器効率を考慮した電力Ｗ´を求めることを特徴とする請求項２又は３又は４又は６又は７に記載の電力制御装置における電力算出方法。
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