WO2011004656A1 - アンテナ - Google Patents

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WO2011004656A1
WO2011004656A1 PCT/JP2010/059113 JP2010059113W WO2011004656A1 WO 2011004656 A1 WO2011004656 A1 WO 2011004656A1 JP 2010059113 W JP2010059113 W JP 2010059113W WO 2011004656 A1 WO2011004656 A1 WO 2011004656A1
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WO
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conductor
antenna
axis direction
linear
ground
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PCT/JP2010/059113
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English (en)
French (fr)
Inventor
加藤　登
佐々木　純
哲平 三浦
Original Assignee
株式会社村田製作所
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Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0421—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with a shorting wall or a shorting pin at one end of the element
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas

Definitions

  • the present invention relates to an antenna, and more particularly to an antenna used for radio communication of high-frequency signals in the UHF band and the SHF band.
  • FIG. 17 is a block diagram of a communication system 500 described in Patent Document 1.
  • FIG. 18 is a perspective view of the antennas 520 and 550 used in the communication system 500 of FIG.
  • FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of the antenna 520 of FIG.
  • the communication system 500 described in Patent Document 1 is a system capable of large-capacity transmission by transmitting a high-frequency signal by electric field coupling. Specifically, by applying a communication method using a high frequency and a wide band, such as UWB (Ultra Wide Band) communication, to the electric field coupling, the wireless communication is weak and large-capacity data communication is realized. As shown in FIG. 17, the communication system 500 includes an electronic device 501 on the transmission side and an electronic device 511 on the reception side.
  • UWB Ultra Wide Band
  • the electronic device 501 includes a transmission circuit unit 502, a resonance unit 504, and a transmission electrode 506.
  • the transmission circuit unit 502 is a circuit that generates a high-frequency signal such as a UWB signal.
  • the transmission electrode 506 radiates the high frequency signal generated by the transmission circuit unit 502 as a radio wave.
  • the resonance unit 504 is a circuit for taking impedance matching between the transmission circuit unit 502 and the transmission electrode 506.
  • the electronic device 511 includes a reception circuit unit 512, a resonance unit 514, and a reception electrode 516.
  • the receiving electrode 516 is electrically coupled to the transmitting electrode 506 and receives the radio wave radiated from the transmitting electrode 506.
  • the receiving circuit unit 512 demodulates and decodes the radio wave received by the receiving electrode 516.
  • the resonating unit 514 is a circuit for impedance matching between the receiving circuit unit 512 and the receiving electrode 516.
  • the transmitting electrode 506 constitutes a part of the antenna 520 as shown in FIG. In FIG. 17, the antenna 520 is not shown, and only the transmitting electrode 506 is shown. As shown in FIG. 18, the antenna 520 includes a transmitting electrode 506, a substrate 522, a ground electrode 524, a stub 526, a substrate 528, and via-hole conductors 530 and 532.
  • the substrate 522 is made of an insulating material.
  • the ground electrode 524 is provided on the entire back surface of the substrate 522 and is applied with a ground potential.
  • the stub 526 is a linear electrode provided on the surface of the substrate 522 and has a length substantially equal to a half wavelength ( ⁇ / 2) of a high-frequency signal transmitted and received in the communication system 500.
  • the substrate 528 is made of an insulating material and is provided on the surface of the substrate 522 so as to cover a part of the stub 526.
  • the transmission electrode 506 is a rectangular electrode provided on the surface of the substrate 528.
  • the via-hole conductor 530 connects the transmitting electrode 506 and the stub 526.
  • the via-hole conductor 532 connects the stub 526 and the ground electrode 524.
  • the via-hole conductor 530 is connected to the stub 526 at a position separated from the via-hole conductor 532 by a quarter wavelength ( ⁇ / 4) of the high-frequency signal transmitted and received in the communication system. Yes.
  • the receiving electrode 516 also constitutes a part of the antenna 550 as shown in FIG.
  • the antenna 550 includes a receiving electrode 516, a substrate 552, a ground electrode 554, a stub 556, a substrate 558, and via-hole conductors 560 and 562.
  • the configuration of the antenna 550 is the same as the configuration of the antenna 520, description thereof is omitted.
  • the antennas 520 and 550 having the above configuration are used in a state where the distance between the transmitting electrode 506 and the receiving electrode 516 is close to a predetermined distance (for example, about 3 cm). More specifically, when the distance between the transmitting electrode 506 and the receiving electrode 516 becomes a predetermined distance, a predetermined capacitance is generated between the transmitting electrode 506 and the receiving electrode 516, and the input of the antenna 520 is performed.
  • the impedance is designed to match (that is, impedance matching) with the output impedance (for example, 50 ⁇ ) of the transmission circuit unit 502.
  • the distance between the transmitting electrode 506 and the receiving electrode 516 reaches a predetermined distance
  • a predetermined capacitance is generated between the transmitting electrode 506 and the receiving electrode 516, and the output impedance on the antenna 550 side is generated.
  • the input impedance of the receiving circuit unit 512 that is, impedance matching.
  • the high frequency signal output from the transmission circuit unit 502 is input to the antenna 520 with low reflection.
  • the stub 526 has a length substantially equal to the half wavelength of the high-frequency signal, a standing wave is generated in the stub 526 as shown in FIG. Note that the same phenomenon occurs in the antenna 550 and the receiving circuit unit 512, but the description thereof is omitted.
  • the via-hole conductor 530 is connected to the stub 526 at a position away from the via-hole conductor 532 by a quarter wavelength ( ⁇ / 4) of the high-frequency signal as described above.
  • This position corresponds to the antinode of the standing wave as shown in FIG. That is, the via-hole conductor 530 is connected to the stub 526 at a position where the potential variation is the largest.
  • the fluctuation of the potential of the transmitting electrode 506 is maximized. Therefore, an electric field having a large amplitude is radiated from the transmitting electrode 506 as a radio wave.
  • the antenna 550 a high frequency signal flows in the opposite direction to the antenna 520.
  • the operation of the antenna 550 is basically the same as the operation of the antenna 520, and thus description thereof is omitted.
  • the transmission electrode 506 and the reception electrode 516 are electrically coupled, and the reception electrode 516 receives the fluctuation of the electric field radiated by the transmission electrode 506, thereby transmitting a high-frequency signal. Is called.
  • the communication system 500 described in Patent Document 1 has a problem that the degree of freedom in design is low. More specifically, as shown in FIG. 19, a standing wave is generated in the stub 526. This standing wave is generated when a high-frequency signal output from the transmission circuit unit 502 is input to the stub 526 and is repeatedly reflected at both ends of the stub 526.
  • the end of the input side of the stub 526 completely matches the node of the standing wave, the input impedance of the stub 526 becomes 0 ⁇ . Therefore, impedance matching between the connector 540 connected to the stub 526 and the stub 526 is lost. As a result, a high frequency signal cannot be input to the stub 526. Therefore, in the antenna 520, as shown in FIG. 19, the end portion on the input side of the stub 526 is slightly shifted from the node of the standing wave. Specifically, the connector 540 is connected to the stub 526 so that the input impedance of the stub 526 matches the output impedance of the connector 540.
  • the end of the stub 526 on the input side is provided at a position slightly shorter than the half wavelength of the high-frequency signal from the connection position between the stub 526 and the via-hole conductor 532 as shown in FIG.
  • the input impedance of the stub 526 matches the output impedance of the connector 540, and the high frequency signal is input from the connector 540 to the stub 526 with low reflection.
  • the input impedance of the stub 526 whose one end is terminated is low at both ends and is high at the center, like the standing wave. Further, the rate of change of the input impedance of the stub 526 whose one end is terminated is large at both ends and small at the center, as in the standing wave. Since the connector 540 is connected to the end portion of the stub 526, if the connection position of the connector 540 with respect to the stub 526 slightly deviates from the original position, the input impedance of the stub 526 greatly deviates from the output impedance of the connector 540.
  • the antenna 520 has a problem that the degree of freedom in design is low because the connector 540 needs to be accurately connected to the stub 526. Further, when the connector 540 is changed to an RF cable or the like, for example, when the characteristic impedance is changed from 50 ⁇ to 35 ⁇ , it is necessary to redesign the connection position of the connector 540 with respect to the antenna 520. In actual use, the characteristic impedance of the connector or cable differs depending on the manufactured product. Therefore, after designing the antenna 520 for a specific connector, it is very difficult to change to another connector or cable. The same problem occurs in the antenna 550.
  • an object of the present invention is to provide an antenna with a high degree of design freedom.
  • An antenna includes a ground conductor to which a ground potential is applied, a linear conductor through which a high-frequency signal is transmitted, an insulator layer that insulates between the ground conductor and the linear conductor, Connected between the linear conductor and the ground conductor, and between the point where the linear conductor is connected and the point where the ground conductor is connected, than the line width of the linear conductor A radiation conductor having a wide line width and radiating an electric field.
  • an antenna having a high degree of design freedom can be provided.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the antenna of FIG. 1. It is a perspective view of the antenna which concerns on a 1st modification. It is a perspective view of the antenna which concerns on a 2nd modification. It is a perspective view of the antenna which concerns on a 3rd modification.
  • FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the antenna of FIG. 6. It is a perspective view of the antenna which concerns on a 4th modification.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the antenna of FIG. 8. It is a perspective view of the antenna which concerns on a 5th modification. It is a perspective view of the antenna which concerns on 2nd Embodiment.
  • FIG. 14 is an exploded view of the antenna of FIG. 13. It is a perspective view of the antenna which concerns on a 1st modification. It is a perspective view of the antenna which concerns on a 2nd modification.
  • 1 is a block diagram of a communication system described in Patent Document 1.
  • FIG. FIG. 18 is a perspective view of an antenna used in the communication system of FIG. 17.
  • FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of the antenna of FIG. 18.
  • FIG. 1 is a perspective view of an antenna 10a according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an exploded view of the antenna 10a of FIG.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the antenna 10a of FIG. 1 and 2, the stacking direction of the insulator layers is defined as the z-axis direction.
  • directions along each side of the antenna 10a when viewed in plan from the z-axis direction are defined as an x-axis direction and a y-axis direction.
  • the x-axis direction, the y-axis direction, and the z-axis direction are orthogonal to each other.
  • the antenna 10a is used, for example, in the communication system 500 of FIG. 17, and specifically, is used in place of the resonance unit 504 and the transmission electrode 506, or the resonance unit 514 and the reception electrode 516. Below, the case where the antenna 10a is used as the resonance part 504 and the electrode 506 for transmission is demonstrated. As shown in FIG. 1, the antenna 10a includes a main body 12a, a radiation conductor 16, terminal conductors 18, 20, a connection conductor 22, a linear conductor 24, a ground conductor 26, and via-hole conductors b1 to b8.
  • the main body 12a is configured by laminating a plurality of insulator layers 14 (14a to 14c) in this order from the positive side in the z-axis direction.
  • the insulator layer 14 is made of a flexible material (for example, a thermoplastic resin such as a liquid crystal polymer) and has a rectangular shape.
  • a front surface the main surface on the positive direction side in the z-axis direction of the insulator layer 14
  • the main surface on the negative direction side in the z-axis direction of the insulator layer 14 is referred to as a back surface.
  • the terminal conductor 18 is provided in the vicinity of the side on the negative direction side in the x-axis direction on the surface of the insulator layer 14a, and has a square shape. Thereby, as shown in FIG. 1, the terminal conductor 18 is exposed on the main surface of the main body 12a on the positive direction side in the z-axis direction.
  • a high frequency signal (eg, 4.48 GHz) generated by the transmission circuit unit 502 of FIG. 17 is applied to the terminal conductor 18. That is, a signal terminal of a connector (not shown) connected to the antenna 10 a is connected to the terminal conductor 18.
  • the via-hole conductor b ⁇ b> 5 passes through the insulator layer 14 a in the z-axis direction and is connected to the terminal conductor 18.
  • the terminal conductor 20 is provided near the side on the negative direction side in the x-axis direction on the surface of the insulator layer 14a, and surrounds the terminal conductor 18 from three directions.
  • the terminal conductor 20 has a U-shape in which the positive direction side in the x-axis direction is open.
  • the terminal conductor 20 is exposed to the main surface of the main body 12a on the positive direction side in the z-axis direction.
  • a ground potential is applied to the terminal conductor 20. That is, the terminal conductor 20 is connected to a ground terminal of a connector (not shown) connected to the antenna 10a.
  • FIG. 1 the terminal conductor 20 is provided near the side on the negative direction side in the x-axis direction on the surface of the insulator layer 14a, and surrounds the terminal conductor 18 from three directions.
  • the terminal conductor 20 has a U-shape in which the positive direction side in the x-axis direction is open.
  • the terminal conductor 20 is exposed to the main surface of
  • the via-hole conductors b3 and b4 penetrate the insulator layer 14a in the z-axis direction and are connected to the terminal conductor 20. Note that the via-hole conductors b3 to b5 are aligned in a straight line in the y-axis direction when viewed from the positive side in the z-axis direction.
  • the radiation conductor 16 is provided on the surface of the insulator layer 14a on the positive side in the x-axis direction with respect to the terminal conductors 18 and 20, and has a rectangular shape. Further, as shown in FIG. 2A, the radiation conductor 16 has a line width W2 in the y-axis direction. As shown in FIG. 2A, the via-hole conductors b1 and b2 penetrate the insulator layer 14a in the z-axis direction and are connected to the radiation conductor 16. The via-hole conductor b1 is connected to the vicinity of the midpoint of the long side of the radiation conductor 16 on the positive direction side in the x-axis direction.
  • the via-hole conductor b2 is connected to the vicinity of the midpoint of the long side of the radiation conductor 16 on the negative direction side in the x-axis direction. Therefore, the via-hole conductors b1 and b2 are aligned in the x-axis direction.
  • the linear conductor 24 is provided on the surface of the insulator layer 14b.
  • the linear conductor 24 extends in the x-axis direction and has a line width W1 narrower than the line width W2.
  • the end of the linear conductor 24 on the negative direction side in the x-axis direction overlaps the terminal conductor 18 when viewed in plan from the z-axis direction.
  • the terminal conductor 18 is connected to the linear conductor 24 by the via-hole conductor b5.
  • the end of the linear conductor 24 on the positive side in the x-axis direction overlaps the radiation conductor 16 when viewed in plan from the z-axis direction, as shown in FIG.
  • the terminal conductor 20 is connected to the radiation conductor 16 by the via-hole conductor b2.
  • connection conductor 22 is a linear conductor that is provided on the surface of the insulator layer 14b and extends in the x-axis direction.
  • the end of the connecting conductor 22 on the negative side in the x-axis direction overlaps the radiation conductor 16 when viewed in plan from the z-axis direction.
  • the connection conductor 22 is connected to the radiation conductor 16 via the via-hole conductor b1.
  • the end on the positive direction side in the x-axis direction of the connection conductor 22 does not overlap the radiation conductor 16 when viewed in plan from the z-axis direction.
  • the via-hole conductor b6 passes through the insulator layer 14b in the z-axis direction, and is connected to the end of the connection conductor 22 on the positive direction side in the x-axis direction.
  • the via-hole conductors b7 and b8 respectively penetrate the insulator layer 14b in the z-axis direction and are connected to the via-hole conductors b3 and b4.
  • the ground conductor 26 is provided so as to cover substantially the entire surface of the insulator layer 14c. However, in order to prevent a short circuit, the ground conductor 26 is not in contact with each side of the insulator layer 14c so as not to be exposed from the side surface of the main body 12a.
  • the ground conductor 26 is connected to the connection conductor 22 by a via hole conductor b6.
  • the connection conductor 22 is connected between the ground conductor 26 and the radiation conductor 16.
  • the ground conductor 26 is connected to the terminal conductor 20 by via-hole conductors b3, b4, b7, and b8. Therefore, the ground potential is applied to the ground conductor 26.
  • the linear conductor 24 and the ground conductor 26 are insulated by the insulator layer 14b.
  • the linear conductor 24 faces the ground conductor 26 via the insulator layer 14b when viewed in plan from the z-axis direction.
  • the linear conductor 24 and the ground conductor 26 have a microstrip line structure.
  • the radiation conductor 16 and the ground conductor 26 are insulated so as not to be directly connected by the insulator layers 14a and 14b. However, the radiation conductor 16 faces the ground conductor 26 via the insulator layers 14a and 14b when viewed in plan from the z-axis direction.
  • the number of insulator layers 14 a and 14 b (two layers) provided between the radiation conductor 16 and the ground conductor 26 is the same as that of the insulator layers provided between the linear conductor 24 and the ground conductor 26. More than the number of 14b (one layer).
  • the distance d2 in the z-axis direction between the radiation conductor 16 and the ground conductor 26 is larger than the distance d1 in the z-axis direction between the linear conductor 24 and the ground conductor 26.
  • the radiation conductor 16 is connected between the linear conductor 24 and the ground conductor 26 as shown in FIG.
  • the radiation conductor 16 is between the point where the linear conductor 24 is connected (ie, the connection point of the via-hole conductor b2) and the point where the ground conductor 26 is connected (ie, the connection point of the via-hole conductor b1). 1 has a line width W2 wider than the line width W1 of the linear conductor 24.
  • the radiation conductor 16 has a larger area than the linear conductor 24, as shown in FIG.1 and FIG.2.
  • the antenna 10a has the equivalent circuit shown in FIG. Specifically, between the terminal conductor 18 and the terminal conductor 20, the linear conductor 24, the radiation conductor 16, and the ground conductor 26 are connected in series in this order. A capacitance C ⁇ b> 1 is generated between the linear conductor 24 and the ground conductor 26. In addition, a capacitance C ⁇ b> 2 is generated between the radiation conductor 16 and the ground conductor 26. Further, the linear conductor 24 generates an inductance L1. Further, the radiation conductor 16 generates an inductance L2. That is, in the antenna 10a, a resonance circuit including capacitors C1 and C2 and inductances L1 and L2 is configured.
  • the antenna 10a is designed so that the capacitors C1 and C2 and the inductances L1 and L2 meet the conditions described below. More specifically, the relationship of Expression (1) is established between the capacitors C1 and C2 and the inductances L1 and L2 and the center frequency f of the high-frequency signal transmitted from the antenna 10a.
  • the input impedance Z of the antenna 10a needs to match the output impedance (for example, 50 ⁇ ) of the transmission circuit unit 502 in FIG. Then, the relationship of Expression (2) is established between the capacitors C1 and C2, the inductances L1 and L2, and the input impedance Z.
  • the linear conductor 24 and the radiating conductor 16 may be designed so as to have capacitances C1 and C2 and inductances L1 and L2 that satisfy the above expressions (1) and (2).
  • the linear conductor 24 has a reactance X1 (
  • the radiation conductor 16 is preferably designed.
  • the antenna 10a configured as described above is used, for example, in the communication system 500 of FIG. 17, and specifically, instead of the resonance unit 504 and the transmission electrode 506, or the resonance unit 514 and the reception electrode 516. Used. In this case, the two antennas 10a are brought close to each other so that the distance between the two radiation conductors 16 is several cm.
  • a high frequency signal is applied to the terminal conductor 18 and a ground potential is applied to the terminal conductor 20.
  • the high-frequency signal is transmitted through the linear conductor 24 and input to the radiation conductor 16.
  • emission conductor 16 the electric field which fluctuates according to a high frequency signal is radiated
  • the radiation conductor 16 absorbs the radiated electric field. Thereafter, the high-frequency signal is transmitted through the linear conductor 24 and is output to the outside of the antenna 10 a through the terminal conductor 18.
  • antenna manufacturing method (Antenna manufacturing method) Below, the manufacturing method of the antenna 10a is demonstrated, referring FIG.
  • a case where one antenna 10a is manufactured will be described as an example, but actually, a plurality of antennas 10a are simultaneously manufactured by laminating and cutting large-sized insulator layers.
  • an insulator layer 14 made of a liquid crystal polymer having a copper foil formed on the entire surface is prepared.
  • the radiation conductor 16 and the terminal conductors 18 and 20 shown in FIG. 2A are formed on the surface of the insulator layer 14a by a photolithography process.
  • a resist having the same shape as that of the radiation conductor 16 and the terminal conductors 18 and 20 shown in FIG. 2A is printed on the copper foil of the insulator layer 14a.
  • the copper foil of the part which is not covered with the resist is removed by performing an etching process with respect to copper foil. Thereafter, the resist is removed. Thereby, the radiation conductor 16 and the terminal conductors 18 and 20 as shown in FIG. 2 are formed on the surface of the insulator layer 14a.
  • the connecting conductor 22 and the linear conductor 24 shown in FIG. 2B are formed on the surface of the insulator layer 14b by a photolithography process. Further, a ground conductor 26 shown in FIG. 2C is formed on the surface of the insulator layer 14c by a photolithography process. Note that these photolithography processes are the same as the photolithography processes when forming the radiation conductor 16 and the terminal conductors 18 and 20, and thus the description thereof is omitted.
  • a laser beam is irradiated from the back side to the positions where the via hole conductors b1 to b8 of the insulator layers 14a and 14b are formed, thereby forming via holes.
  • the via holes formed in the insulator layers 14a and 14b are filled with a conductive paste mainly composed of copper to form via hole conductors b1 to b8 shown in FIG.
  • the insulator layers 14a to 14c are stacked in this order. Then, the insulator layers 14a to 14c are pressure-bonded by applying force to the insulator layers 14a to 14c from the positive side and the negative side in the z-axis direction. Thereby, the antenna 10a shown in FIG. 1 is obtained.
  • the antenna 10a configured as described above has a high degree of design freedom. More specifically, in the antenna 520 of the communication system 500 of Patent Document 1, a standing wave is generated by the stub 526 and an electric field is radiated from the transmitting electrode 506 using the standing wave. In order to generate such a standing wave, the connector 540 needs to be accurately connected to the stub 526 so that the input impedance of the stub 526 matches the output impedance of the connector 540. Therefore, the antenna 520 has a problem that the degree of freedom in design is low.
  • the antenna 10a does not radiate an electric field using a standing wave, but constitutes an LC resonance circuit in the antenna 10a so that only a high-frequency signal having the center frequency f of the LC resonance circuit is linear.
  • the signal is transmitted through the conductor 24 and the radiation conductor 16.
  • the line width W2 of the radiation conductor 16 is made wider than the line width W1 of the line conductor 24, and the area of the radiation conductor 16 is made larger than the area of the line conductor 24.
  • the radiation conductor 16 radiates
  • the linear conductor 24, the radiation conductor 16, and the ground conductor 26 are connected in series, and an LC resonance circuit is configured between the terminal conductors 18 and 20. Therefore, the center frequency f of the high-frequency signal transmitted through the antenna 10a is determined by the capacitances C1 and C2 and the inductances L1 and L2 of the linear conductor 24 and the radiating conductor 16, as described above.
  • the capacitances C1 and C2 and the inductances L1 and L2 can be adjusted by adjusting the shapes (line width, length, etc.) of the linear conductor 24 and the radiation conductor 16. That is, in the antenna 10a, impedance matching can be obtained by adjusting any one of a plurality of design elements.
  • the connector 540 needs to be accurately connected to the stub 526 so that the length of the stub 526 becomes a desired length. That is, in the antenna 520, impedance matching must be performed only by the length of the stub 526. As described above, the antenna 10a has a higher degree of design freedom than the antenna 520. Further, by changing the line width and line length of the linear conductor 24 and the presence / absence of a slit portion in the length direction, the capacitance C1 and the inductance L1 are made into a multistage LC resonance circuit, and the radiation frequency is wide. An LC resonance circuit can also be configured.
  • the antenna 520 shown in FIG. 18 constitutes a short-end dipole antenna. That is, in the antenna 520, the via-hole conductor 530 extends from the stub 526 to the upper side, and the transmitting electrode 506 that extends in the horizontal direction at the tip of the via-hole conductor 530 is provided. Therefore, the height of the antenna 520 is increased by the amount of the via-hole conductor 530.
  • the antenna 10a an electric field is only radiated from the radiation conductor 16 provided in the LC resonance circuit. Therefore, unlike the antenna 520, the antenna 10a does not need to be configured as a short-circuited dipole antenna. As a result, the antenna 10a can be reduced in height.
  • the radiation conductor 16 can radiate a stronger electric field, as will be described below. More specifically, when the radiating conductor 16 is close to the ground conductor 26, most of the electric field radiated from the radiating conductor 16 radiates toward the ground conductor 26 (that is, the negative direction side in the z-axis direction). And consumed by the ground conductor 26. Therefore, a strong electric field is not easily radiated from the radiation conductor 16 to the positive direction side in the z-axis direction.
  • the distance d2 in the z-axis direction between the radiation conductor 16 and the ground conductor 26 is set larger than the distance d1 in the z-axis direction between the linear conductor 24 and the ground conductor 26.
  • the radiation conductor 16 is separated from the ground conductor 26.
  • most of the electric field radiated from the radiation conductor 16 is radiated to the positive direction side in the z-axis direction. That is, in the antenna 10a, the radiation conductor 16 can radiate a stronger electric field.
  • ground conductor 26 and the linear conductor 24 constitute a microstrip line, thereby matching the characteristic impedance (input impedance and output impedance) of the linear conductor 24 with the characteristic impedance of the radiating conductor 16 and other components. It becomes easy.
  • the transmission characteristics of high-frequency signals are unlikely to deteriorate.
  • the antennas 520 and 550 when the distance between the transmission electrode 506 and the reception electrode 516 reaches a predetermined distance (for example, 3 cm), the transmission electrode 506 and the reception electrode 516 are spaced apart from each other. A predetermined capacity is generated, and the input impedance of the antenna 520 is designed to match (that is, impedance matching) with the output impedance (for example, 50 ⁇ ) of the transmission circuit unit 502.
  • impedance matching with the transmission circuit unit 502 or the reception circuit unit 512 is performed by an LC resonance circuit including the linear conductor 24, the ground conductor 26, and the radiation conductor 16.
  • the impedance of the LC resonance circuit does not depend on the capacitance C2. That is, the impedance is substantially determined by the inductance L1 of the linear conductor 24, the inductance L2 of the radiation conductor 16, and the capacitance C2 between the linear conductor 24 and the ground conductor 26.
  • FIG. 4 is a perspective view of the antenna 10b according to the first modification.
  • the antenna 10b is different from the antenna 10a in that it has a meandering linear conductor 24 '. Since the other points of the antenna 10b are the same as the antenna 10a, description thereof is omitted.
  • the inductance L1 of the linear conductor 24' can be increased. That is, in the antenna 10b, the adjustment range of the inductance L1 can be increased. Thereby, adjustment of the resonance frequency of the antenna 10b, impedance matching with the transmission circuit unit 502 or the reception circuit unit 512, and the like can be easily performed.
  • FIG. 5 is a perspective view of an antenna 10c according to a second modification.
  • the antenna 10 c is different from the antenna 10 a in that it further includes a linear conductor 24 a in addition to the linear conductor 24. Since the other points of the antenna 10c are the same as the antenna 10a, description thereof is omitted.
  • the linear conductor 24 a is connected in parallel to the linear conductor 24.
  • a plurality of linear conductors 24 and 24a connected in parallel may be provided.
  • double resonance can be achieved, and for example, a wide band of 4.48 GHz ⁇ 200 MHz can be achieved.
  • the line widths of the linear conductors 24 and 24a may be the same or different.
  • FIG. 6 is a perspective view of an antenna 10d according to a third modification.
  • FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the antenna 10d of FIG.
  • the via-hole conductor b1 is provided at a position closer to the center of the radiation conductor 16 than the antenna 10a. Since the other points of the antenna 10d are the same as those of the antenna 10a, description thereof is omitted.
  • the radiation conductor 16 and the ground conductor 26 are connected to each other at a position closer to the center of the radiation conductor 16 by the via-hole conductor b1 than the antenna 10a. Therefore, the via-hole conductor b1 is provided at a position farther from the side on the positive direction side in the x-axis direction of the radiation conductor 16 in the antenna 10d than in the antenna 10a. As a result, as shown in FIG. 7, the distal end portion 60 is formed in the radiation conductor 16. As a result, the front end portion 60 of the radiation conductor 16 functions as an open stub, and the gain is improved.
  • FIG. 8 is a perspective view of an antenna 10e according to a fourth modification.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the antenna 10e of FIG.
  • the antenna 10e is different from the antenna 10a in that the connection conductor 22 'has a meander shape.
  • the antenna 10e is also different from the antenna 10a in that the end of the connecting conductor 22 ′ on the negative side in the x-axis direction and the ground conductor 26 are connected by a via-hole conductor b30. Since the other points of the antenna 10e are the same as those of the antenna 10a, description thereof is omitted.
  • connection conductor 22 ′ has a meander shape, and thus functions as an inductive line. Further, since the via-hole conductor b30 is provided, as shown in FIG. 9, the radiation conductor 16 and the ground conductor 26 are connected by a two-branched line. Thereby, the gain can be controlled.
  • the via hole conductor b30 may not be provided.
  • FIG. 10 is a perspective view of an antenna 10f according to a fifth modification.
  • the antenna 10f is different from the antenna 10a in that it includes a ground conductor 26 'provided with an opening O. Since the other points of the antenna 10f are the same as the antenna 10a, description thereof is omitted.
  • the ground conductor 26 ′ has an opening O in which no conductor is provided in a portion overlapping the radiation conductor 16 when viewed in plan from the z-axis direction. Thereby, the radiation conductor 16 does not overlap with the ground conductor 26 'when viewed in plan from the z-axis direction (the normal direction of the radiation conductor 16). Thereby, almost no electric field is consumed by the ground conductor 26 '. Therefore, in the antenna 10f, the radiation conductor 16 can radiate a stronger electric field than the antenna 10a.
  • the capacitance C2 generated between them is substantially zero. That is, the capacity of the antenna 10f is reduced. That is, when viewed from the input port, the input impedance of the antenna 10f looks substantially like an inductance, and when viewed from the antenna 10f, the output impedance of the input port looks like 50 ⁇ . By taking this part of impedance matching, the reflection characteristic of the input impedance is deepened, and the reflection characteristic is wideband. Therefore, if the capacity of the antenna 10f is reduced, it is possible to increase the bandwidth of the antenna 10f.
  • FIG. 11 is a perspective view of an antenna 10g according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is an exploded view of the antenna 10g of FIG. 11 and 12, the stacking direction of the insulator layers is defined as the z-axis direction.
  • directions along each side of the antenna 10g when viewed in plan from the z-axis direction are defined as an x-axis direction and a y-axis direction.
  • the x-axis direction, the y-axis direction, and the z-axis direction are orthogonal to each other.
  • the antenna 10g includes a main body 12g, a conductor 35, a ground conductor 38, terminal conductors 40 and 42, and via-hole conductors b11 to b15.
  • the main body 12g is configured by laminating a plurality of insulator layers 34 (34a, 34b) in this order from the positive direction side in the z-axis direction, as shown in FIG.
  • the insulator layer 34 is made of a flexible material (for example, a thermoplastic resin such as a liquid crystal polymer) and has a rectangular shape.
  • a front surface the main surface on the positive side in the z-axis direction of the insulator layer 34
  • the main surface on the negative direction side in the z-axis direction of the insulator layer 34 is referred to as a back surface.
  • the ground conductor 38 is provided on the surface of the insulator layer 34b as shown in FIG.
  • the ground conductor 38 is formed with openings O1 and O2 where no conductor is provided.
  • the terminal conductor 42 is provided in the vicinity of the negative side in the x-axis direction on the back surface of the insulator layer 34b, and has a square shape. Thereby, as shown in FIG. 11, the terminal conductor 42 is exposed on the main surface of the main body 12g on the negative direction side in the z-axis direction. Further, the terminal conductor 42 is provided so as to be accommodated in the opening O2 when viewed in plan from the z-axis direction. A high frequency signal generated by the transmission circuit unit 502 in FIG. 17 is applied to the terminal conductor 42.
  • the via-hole conductor b13 penetrates the insulator layer 34b in the z-axis direction in the opening O2 and is connected to the terminal conductor 42. Thereby, the via-hole conductor b13 is insulated from the ground conductor 38.
  • the terminal conductor 40 is provided in the vicinity of the side on the negative direction side in the x-axis direction on the back surface of the insulator layer 34b, and surrounds the terminal conductor 42 from three sides.
  • the terminal conductor 40 has a U-shape with an opening on the positive direction side in the x-axis direction.
  • the terminal conductor 40 is exposed on the main surface of the main body 12g on the negative direction side in the z-axis direction.
  • a ground potential is applied to the terminal conductor 40.
  • the via-hole conductors b14 and b15 penetrate the insulator layer 34b in the z-axis direction, and are connected to the terminal conductor 40 and the ground conductor 38. Note that the via-hole conductors b13 to b15 are aligned in the y-axis direction when viewed from the positive side in the z-axis direction.
  • the conductor 35 includes a radiation conductor 36a, a connection conductor 36b, and a linear conductor 36c.
  • the radiation conductor 36a is provided on the surface of the insulator layer 34a and has a rectangular shape.
  • the radiation conductor 36a is provided so as to be accommodated in the opening O1 when viewed in plan from the z-axis direction. That is, the radiation conductor 36a and the ground conductor 38 are not opposed to each other.
  • the radiation conductor 36a has a line width W2 in the y-axis direction.
  • connection conductor 36b is provided on the surface of the insulator layer 34a, and from the midpoint of the long side of the radiation conductor 36a on the positive direction side in the x-axis direction, the positive direction in the x-axis direction. It is a linear conductor extending toward the side.
  • the via-hole conductor b11 passes through the insulator layer 34a in the z-axis direction, and connects the connection conductor 36b and the ground conductor 38.
  • the linear conductor 36c is provided on the surface of the insulator layer 34a, and the negative conductor in the x-axis direction extends from the midpoint of the long side of the radiating conductor 36a on the negative direction side in the x-axis direction. It extends toward the direction side.
  • the linear conductor 36c has a line width W1 that is narrower than the line width W2.
  • the end of the linear conductor 36c on the negative side in the x-axis direction overlaps the terminal conductor 42 when viewed in plan from the z-axis direction, as shown in FIG.
  • the via-hole conductor b12 penetrates the insulator layer 34a in the z-axis direction, and is connected to the linear conductor 36c and the via-hole conductor b13. Thereby, the linear conductor 36c and the terminal conductor 42 are connected by the via-hole conductors b12 and b13.
  • the antenna 10g configured as described above can also exhibit the same effects as the antenna 10a.
  • the antenna 10g can achieve a low profile. More specifically, the radiation conductor 36a and the ground conductor 38 do not face each other. As a result, even if the distance between the radiation conductor 36 a and the ground conductor 38 in the z-axis direction is reduced, the electric field radiated by the radiation conductor 36 a is hardly consumed by the ground conductor 38. Therefore, in the antenna 10g, the insulator layer 34 provided between the radiation conductor 36a and the ground conductor 38 need only be one insulator layer 34a. As a result, the antenna 10g can be reduced in height.
  • FIG. 13 is a perspective view of an antenna 10h according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is an exploded view of the antenna 10h of FIG. 13 and 14, the stacking direction of the insulator layers is defined as the z-axis direction.
  • directions along each side of the antenna 10h when viewed in plan from the z-axis direction are defined as an x-axis direction and a y-axis direction.
  • the x-axis direction, the y-axis direction, and the z-axis direction are orthogonal to each other.
  • the antenna 10h includes a main body 12h, a radiation conductor 46, a ground conductor 48, a connection conductor 50, a linear conductor 52, terminal conductors 53 and 54, and via-hole conductors b21 to b23.
  • the main body 12h is configured by laminating a plurality of insulator layers 44 (44a, 44b) in this order from the positive direction side in the z-axis direction, as shown in FIG.
  • the insulator layer 44 is made of a flexible material (for example, a thermoplastic resin such as a liquid crystal polymer) and has a rectangular shape.
  • a front surface the main surface on the positive side in the z-axis direction of the insulator layer 44
  • the main surface on the negative direction side in the z-axis direction of the insulator layer 44 is referred to as a back surface.
  • the terminal conductor 53 is provided in the vicinity of the side on the negative direction side in the x-axis direction on the surface of the insulator layer 44a, and has a square shape. Thereby, as shown in FIG. 13, the terminal conductor 53 is exposed on the main surface on the positive side in the z-axis direction of the main body 12h. A high frequency signal generated by the transmission circuit unit 502 in FIG. 17 is applied to the terminal conductor 53.
  • the terminal conductor 54 is provided near the side on the negative side in the x-axis direction on the surface of the insulator layer 44a, and surrounds the terminal conductor 53 from three sides.
  • the terminal conductor 54 has a U-shape with an opening on the positive direction side in the x-axis direction.
  • the terminal conductor 54 is exposed on the main surface of the main body 12h on the positive direction side in the z-axis direction.
  • a ground potential is applied to the terminal conductor 54.
  • the via-hole conductors b22 and b23 penetrate the insulator layer 44a in the z-axis direction and are connected to the terminal conductor 54.
  • the ground conductor 48 is provided on the surface of the insulator layer 44b as shown in FIG.
  • the ground conductor 48 is provided with an opening O in which no conductor is provided.
  • the ground conductor 48 overlaps the terminal conductor 54 when viewed in plan from the z-axis direction. Thereby, the ground conductor 48 and the terminal conductor 54 are connected by the via-hole conductors b22 and b23.
  • the linear conductor 52 is provided on the surface of the insulator layer 44a, and extends from the terminal conductor 53 toward the positive side in the x-axis direction.
  • the end of the linear conductor 52 on the positive side in the x-axis direction is positioned in the opening O when viewed in plan from the z-axis direction, as shown in FIG.
  • connection conductor 50 is a linear conductor provided on the surface of the insulator layer 44a and extending in the x-axis direction. As shown in FIG. 13, the end of the connecting conductor 50 on the negative side in the x-axis direction overlaps the opening O when viewed in plan from the z-axis direction. On the other hand, the end of the connecting conductor 50 on the positive direction side in the x-axis direction overlaps the ground conductor 48 when viewed in plan from the z-axis direction.
  • the via-hole conductor b21 penetrates the insulator layer 44a in the z-axis direction, and connects the connection conductor 50 and the ground conductor 48.
  • the radiation conductor 46 is produced, for example, by bending a single metal plate.
  • the radiating conductor 46 includes a radiating portion 46a and leg portions 46b to 46g.
  • the radiation part 46a is a rectangular metal plate and radiates an electric field.
  • the leg portion 46b is formed by bending a projection protruding from the middle point of the long side of the radiating portion 46a on the negative side in the x-axis direction to the negative direction side in the x-axis direction to the negative direction side in the z-axis direction.
  • the leg portion 46c is formed by bending a protrusion protruding from the midpoint of the long side of the radiating portion 46a on the positive direction side in the x-axis direction to the positive direction side in the x-axis direction to the negative direction side in the z-axis direction. Yes.
  • the leg portion 46d has a protrusion projecting in the negative direction side in the x-axis direction from an angle on the negative direction side in the x-axis direction of the radiating portion 46a and in the positive direction side in the y-axis direction, on the negative direction side in the z-axis direction. It is formed by bending.
  • the leg portion 46e has a protrusion that protrudes toward the positive direction side in the x-axis direction from the positive side in the y-axis direction on the positive direction side in the x-axis direction of the radiating portion 46a on the negative direction side in the z-axis direction. It is formed by bending.
  • the leg portion 46f has a protrusion projecting in the negative direction side in the x-axis direction from the corner on the negative direction side in the x-axis direction of the radiating portion 46a and in the negative direction side in the y-axis direction. It is formed by bending.
  • the leg portion 46g has a protrusion protruding on the positive side in the x-axis direction from the angle on the positive side in the x-axis direction of the radiating portion 46a and on the negative side in the y-axis direction, on the negative direction side in the z-axis direction. It is formed by bending.
  • the radiation conductor 46 as described above has the leg portion 46 b connected to the end portion on the positive side of the linear conductor 52 in the x-axis direction, and the leg portion 46 c has the x of the connection conductor 50. It is attached to the main body 12h so as to be connected to the end portion on the negative side in the axial direction. At this time, the radiating portion 46a is accommodated in the opening O when viewed in plan from the z-axis direction. That is, the radiating portion 46 a does not face the ground conductor 48.
  • the antenna 10h configured as described above can also exhibit the same effects as the antenna 10a.
  • the radiation conductor 46 is constituted by a metal plate instead of a copper foil.
  • the capacitance C2 and the inductance L2 of the radiation conductor 46 can be adjusted by adjusting the lengths of the leg portions 46b to 46g.
  • FIG. 15 is a perspective view of an antenna 10 i according to a first modification.
  • the antenna 10i is different from the antenna 10h in that it further includes a leg 46h, a connection conductor 56, and a via-hole conductor b24. Since the other points of the antenna 10h are the same as the antenna 10a, description thereof is omitted.
  • connection conductor 56 is a linear conductor provided on the surface of the insulator layer 44a and extending in the y-axis direction. As shown in FIG. 15, the end of the connecting conductor 56 on the negative side in the y-axis direction overlaps the opening O when viewed in plan from the z-axis direction. On the other hand, the end of the connecting conductor 56 on the positive direction side in the y-axis direction overlaps the ground conductor 48 when viewed in plan from the z-axis direction.
  • the via-hole conductor b24 penetrates the insulator layer 44a in the z-axis direction, and connects the connection conductor 56 and the ground conductor 48.
  • the radiation conductor 46 further has a leg 46h.
  • the leg portion 46h is formed by bending a protrusion protruding from the midpoint of the short side of the radiating portion 46a on the positive side in the y-axis direction toward the positive direction side in the y-axis direction toward the negative direction side in the z-axis direction. .
  • the leg portion 46 h is connected to the connection conductor 56.
  • the ground conductor 48 and the radiation conductor 46 are connected at two locations. Thereby, the capacitance C2 and the inductance L2 of the radiation conductor 46 can be adjusted.
  • FIG. 16 is a perspective view of an antenna 10j according to a second modification.
  • the antenna 10j is different from the antenna 10i in that the opening O is not provided in the ground conductor 48 ′. Since the other points of the antenna 10j are the same as the antenna 10i, description thereof is omitted.
  • the present invention is useful for an antenna, and is particularly excellent in that the degree of freedom in design is high.
  • C1, C2 Capacitance L1, L2 Inductance b1 to b8, b11 to b15, b21 to b24, b30 Via hole conductor 10a to 10j
  • Antenna 12a to 12j Main body 14a to 14c, 34a, 34b, 44a, 44b Insulator layers 16, 36a, 46 Radiation conductor 18, 20, 40, 42, 53, 54 Terminal conductor 22, 22 ', 36b, 50, 56 Connection conductor 24, 24', 24a, 36c, 52 Linear conductor 26, 26 ', 38, 48, 48 'Ground conductor 35

Landscapes

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Abstract

　設計の自由度の高いアンテナを提供する。　本体（１２ａ）は、絶縁体層が積層されて構成されている。グランド導体（２６）は、接地電位が印加される。線状導体（２４）は、高周波信号が伝送され、グランド導体（２６）と共にマイクロストリップラインを構成している。放射導体（１６）は、線状導体（２４）とグランド導体（２６）との間に接続され、かつ、線状導体（２４）が接続されている点とグランド導体（２６）が接続されている点との間において線状導体（２４）の線幅よりも広い線幅を有しており、電界を放射する。

Description

アンテナ
　本発明は、アンテナ、より特定的には、ＵＨＦ帯やＳＨＦ帯の高周波信号の無線通信に用いられるアンテナに関する。
　従来のアンテナとしては、例えば、特許文献１に記載の通信システムに用いられているアンテナが知られている。以下に、図面を参照しながら、特許文献１に記載のアンテナについて説明する。図１７は、特許文献１に記載の通信システム５００のブロック図である。図１８は、図１７の通信システム５００に用いられているアンテナ５２０，５５０の透視図である。図１９は、図１８のアンテナ５２０の等価回路図である。
　特許文献１に記載の通信システム５００は、高周波信号を電界結合により伝送することによって、大容量伝送が可能なシステムである。具体的には、ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ　Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ）通信のように高周波、広帯域を使用する通信方式を電界結合に適用することで、微弱無線であると共に、大容量データ通信を実現している。該通信システム５００は、図１７に示すように、送信側の電子機器５０１及び受信側の電子機器５１１により構成されている。
　電子機器５０１は、送信回路部５０２、共振部５０４及び発信用電極５０６を備えている。送信回路部５０２は、ＵＷＢ信号などの高周波信号を生成する回路である。発信用電極５０６は、送信回路部５０２が生成した高周波信号を電波として放射する。共振部５０４は、送信回路部５０２と発信用電極５０６との間のインピーダンスマッチングをとるための回路である。
　一方、電子機器５１１は、受信回路部５１２、共振部５１４及び受信用電極５１６を備えている。受信用電極５１６は、発信用電極５０６と電界結合しており、発信用電極５０６が放射した電波を受信する。受信回路部５１２は、受信用電極５１６が受信した電波を復調及び復号処理する。共振部５１４は、受信回路部５１２と受信用電極５１６とのインピーダンスマッチングをとるための回路である。
　ここで、上記発信用電極５０６についてより詳細に説明する。発信用電極５０６は、図１８に示すように、アンテナ５２０の一部を構成している。なお、図１７では、アンテナ５２０は示されておらず、発信用電極５０６のみが示されている。アンテナ５２０は、図１８に示すように、発信用電極５０６、基板５２２、グランド電極５２４、スタブ５２６、基板５２８及びビアホール導体５３０，５３２を備えている。
　基板５２２は、絶縁材料により構成されている。グランド電極５２４は、基板５２２の裏面全面に設けられており、接地電位が印加される。スタブ５２６は、基板５２２の表面上に設けられている線状電極であり、通信システム５００にて送受信される高周波信号の半波長（λ／２）に略等しい長さを有している。基板５２８は、絶縁材料により構成され、基板５２２の表面上であって、スタブ５２６の一部を覆い隠すように設けられている。発信用電極５０６は、基板５２８の表面に設けられている矩形状の電極である。ビアホール導体５３０は、発信用電極５０６とスタブ５２６とを接続している。ビアホール導体５３２は、スタブ５２６とグランド電極５２４とを接続している。ここで、ビアホール導体５３０は、図１９に示すように、ビアホール導体５３２から通信システムにて送受信される高周波信号の４分の１波長（λ／４）だけ離れた位置においてスタブ５２６に接続されている。
　一方、受信用電極５１６も、発信用電極５０６と同様に、図１８に示すようなアンテナ５５０の一部を構成している。アンテナ５５０は、図１８に示すように、受信用電極５１６、基板５５２、グランド電極５５４、スタブ５５６、基板５５８及びビアホール導体５６０，５６２を備えている。ただし、アンテナ５５０の構成は、アンテナ５２０の構成と同じであるので、説明を省略する。
　以上のような構成を有するアンテナ５２０，５５０は、発信用電極５０６と受信用電極５１６との距離が所定距離（例えば、３ｃｍ程度）となるように接近させられた状態で用いられる。より詳細には、発信用電極５０６と受信用電極５１６との距離が所定距離となったときに、発信用電極５０６と受信用電極５１６との間に所定の容量が発生し、アンテナ５２０の入力インピーダンスが送信回路部５０２の出力インピーダンス（例えば、５０Ω）と一致する（すなわち、インピーダンスマッチングする）ように設計されている。同様に、発信用電極５０６と受信用電極５１６との距離が所定距離となったときに、発信用電極５０６と受信用電極５１６との間に所定の容量が発生し、アンテナ５５０側の出力インピーダンスが受信回路部５１２の入力インピーダンスと一致する（すなわち、インピーダンスマッチングする）ように設計されている。これにより、送信回路部５０２から出力される高周波信号が、低反射でアンテナ５２０へと入力するようになる。そして、スタブ５２６が高周波信号の半波長に略等しい長さを有しているので、図１９に示すように、スタブ５２６において定在波が発生する。なお、アンテナ５５０及び受信回路部５１２においても、同様の現象が発生しているが、説明を省略する。
　ここで、ビアホール導体５３０は、前記の通り、ビアホール導体５３２から高周波信号の４分の１波長（λ／４）だけ離れた位置においてスタブ５２６に接続されている。この位置は、図１９に示すように、定在波の腹に相当する。すなわち、ビアホール導体５３０は、電位の変動が最も大きい位置においてスタブ５２６に接続されている。その結果、発信用電極５０６の電位の変動は最大となる。よって、大きな振幅を有する電界が電波として発信用電極５０６から放射される。一方、アンテナ５５０では、アンテナ５２０と逆方向に高周波信号が流れる。ただし、アンテナ５５０の動作は、アンテナ５２０の動作と基本的に同じであるので、説明を省略する。以上のような通信システムでは、発信用電極５０６と受信用電極５１６とが電界結合し、発信用電極５０６が放射する電界の変動を受信用電極５１６が受信することにより、高周波信号の伝送が行われる。
　ところで、特許文献１に記載の通信システム５００は、設計の自由度が低いという問題を有している。より詳細には、図１９に示すように、スタブ５２６では、定在波が発生している。この定在波は、送信回路部５０２から出力されてくる高周波信号がスタブ５２６に入力し、更に、スタブ５２６の両端にて反射を繰り返すことにより発生する。
　しかしながら、スタブ５２６の入力側の端部と定在波の節とが完全に一致してしまうと、スタブ５２６の入力インピーダンスが０Ωとなる。そのため、スタブ５２６に接続されているコネクタ５４０とスタブ５２６との間のインピーダンスマッチングが崩れてしまう。その結果、高周波信号は、スタブ５２６に入力できない。そこで、アンテナ５２０では、図１９に示すように、スタブ５２６の入力側の端部は、定在波の節から僅かにずらされている。具体的には、スタブ５２６の入力インピーダンスがコネクタ５４０の出力インピーダンスと一致するように、コネクタ５４０がスタブ５２６に接続されている。すなわち、スタブ５２６の入力側の端部は、図１９に示すように、スタブ５２６とビアホール導体５３２との接続位置から高周波信号の半波長よりも僅かに短い位置に設けられている。これにより、スタブ５２６の入力インピーダンスとコネクタ５４０の出力インピーダンスとが一致し、高周波信号はコネクタ５４０からスタブ５２６へと低反射で入力するようになる。
　ただし、上記のような設計条件を満たそうとすると、精度よくコネクタ５４０をスタブ５２６に対して接続する必要がある。より詳細には、一端が終端されているスタブ５２６の入力インピーダンスは、定在波と同様に、両端で低く、中央で高くなっている。更に、一端が終端されているスタブ５２６の入力インピーダンスの変化率は、定在波と同様に、両端で大きく、中央で小さくなっている。コネクタ５４０はスタブ５２６の端部に接続されるので、コネクタ５４０のスタブ５２６に対する接続位置が本来の位置から僅かでもずれると、スタブ５２６の入力インピーダンスがコネクタ５４０の出力インピーダンスから大きくずれてしまう。その結果、高周波信号は、コネクタ５４０からスタブ５２６へと低反射で入力できなくなる。以上の理由により、アンテナ５２０は、コネクタ５４０をスタブ５２６に対して精度よく接続する必要があるため、設計の自由度が低いという問題を有している。またコネクタ５４０がＲＦケーブル等に変更となり、例えば特性インピーダンスが５０Ωから３５Ωに変化した場合は、アンテナ５２０に対するコネクタ５４０の接続位置の再設計が必要である。実使用においてコネクタやケーブルの特性インピーダンスは、製造品により異なるので、このアンテナ５２０を特定のコネクタに対して設計した後に、別のコネクタやケーブルへ変更することは非常に困難である。なお、アンテナ５５０においても同様の問題が発生する。
特開２００８－９９２３４号公報
　そこで、本発明の目的は、設計の自由度の高いアンテナを提供することである。
　本発明の一形態に係るアンテナは、接地電位が印加されるグランド導体と、高周波信号が伝送される線状導体と、前記グランド導体と前記線状導体との間を絶縁する絶縁体層と、前記線状導体と前記グランド導体との間に接続され、かつ、該線状導体が接続されている点と該グランド導体が接続されている点との間において該線状導体の線幅よりも広い線幅を有している放射導体であって、電界を放射する放射導体と、を備えていること、を特徴とする。
　本発明によれば、設計の自由度の高いアンテナを提供することができる。
第１の実施形態に係るアンテナの透視図である。 図１のアンテナの分解図である。 図１のアンテナの等価回路図である。 第１の変形例に係るアンテナの透視図である。 第２の変形例に係るアンテナの透視図である。 第３の変形例に係るアンテナの透視図である。 図６のアンテナの等価回路図である。 第４の変形例に係るアンテナの透視図である。 図８のアンテナの等価回路図である。 第５の変形例に係るアンテナの透視図である。 第２の実施形態に係るアンテナの透視図である。 図１１のアンテナの分解図である。 第３の実施形態に係るアンテナの透視図である。 図１３のアンテナの分解図である。 第１の変形例に係るアンテナの透視図である。 第２の変形例に係るアンテナの透視図である。 特許文献１に記載の通信システムのブロック図である。 図１７の通信システムに用いられているアンテナの透視図である。 図１８のアンテナの等価回路図である。
　以下に、本発明の実施形態に係るアンテナについて図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
（アンテナの構造）
　以下に、第１の実施形態に係るアンテナの構造について図面を参照しながら説明する。図１は、第１の実施形態に係るアンテナ１０ａの透視図である。図２は、図１のアンテナ１０ａの分解図である。図３は、図１のアンテナ１０ａの等価回路図である。図１及び図２において、絶縁体層の積層方向をｚ軸方向と定義する。また、ｚ軸方向から平面視したときのアンテナ１０ａの各辺に沿った方向をｘ軸方向及びｙ軸方向と定義する。ｘ軸方向、ｙ軸方向及びｚ軸方向は、互いに直交している。
　アンテナ１０ａは、例えば、図１７の通信システム５００に用いられ、具体的には、共振部５０４及び発信用電極５０６、又は、共振部５１４及び受信用電極５１６の代わりに用いられる。以下では、アンテナ１０ａが共振部５０４及び発信用電極５０６として用いられる場合について説明する。アンテナ１０ａは、図１に示すように、本体１２ａ、放射導体１６、端子導体１８，２０、接続導体２２、線状導体２４、グランド導体２６及びビアホール導体ｂ１～ｂ８を備えている。
　本体１２ａは、図２に示すように、複数の絶縁体層１４（１４ａ～１４ｃ）がｚ軸方向の正方向側からこの順に積層されることにより構成されている。絶縁体層１４は、可撓性材料（例えば、液晶ポリマー等の熱可塑性樹脂）からなり、長方形状をなしている。以下では、絶縁体層１４のｚ軸方向の正方向側の主面を表面と称し、絶縁体層１４のｚ軸方向の負方向側の主面を裏面と称す。
　端子導体１８は、図２（ａ）に示すように、絶縁体層１４ａの表面において、ｘ軸方向の負方向側の辺近傍に設けられており、正方形状をなしている。これにより、端子導体１８は、図１に示すように、本体１２ａのｚ軸方向の正方向側の主面に露出している。端子導体１８には、図１７の送信回路部５０２にて生成された高周波信号（例えば、４．４８ＧＨｚ）が印加される。すなわち、端子導体１８には、アンテナ１０ａに接続されるコネクタ（図示せず）の信号端子が接続される。ビアホール導体ｂ５は、図２（ａ）に示すように、絶縁体層１４ａをｚ軸方向に貫通しており、端子導体１８に接続されている。
　端子導体２０は、図２（ａ）に示すように、絶縁体層１４ａの表面において、ｘ軸方向の負方向側の辺近傍に設けられており、端子導体１８を三方から囲んでいる。具体的には、端子導体２０は、ｘ軸方向の正方向側が開口したコ字型をなしている。これにより、端子導体２０は、図１に示すように、本体１２ａのｚ軸方向の正方向側の主面に露出している。端子導体２０には、接地電位が印加される。すなわち、端子導体２０には、アンテナ１０ａに接続されるコネクタ（図示せず）のグランド端子が接続される。ビアホール導体ｂ３，ｂ４は、図２（ａ）に示すように、絶縁体層１４ａをｚ軸方向に貫通しており、端子導体２０に接続されている。なお、ビアホール導体ｂ３～ｂ５は、ｚ軸方向の正方向側から平面視したときに、ｙ軸方向に一直線に並んでいる。
　放射導体１６は、図２（ａ）に示すように、絶縁体層１４ａの表面において、端子導体１８，２０よりもｘ軸方向の正方向側に設けられており、長方形状をなしている。また、放射導体１６は、図２（ａ）に示すように、ｙ軸方向に線幅Ｗ２を有している。ビアホール導体ｂ１，ｂ２は、図２（ａ）に示すように、絶縁体層１４ａをｚ軸方向に貫通しており、放射導体１６に接続されている。ビアホール導体ｂ１は、放射導体１６のｘ軸方向の正方向側の長辺の中点近傍に接続されている。また、ビアホール導体ｂ２は、放射導体１６のｘ軸方向の負方向側の長辺の中点近傍に接続されている。よって、ビアホール導体ｂ１，ｂ２は、ｘ軸方向に一直線に並んでいる。
　線状導体２４は、図２（ｂ）に示すように、絶縁体層１４ｂの表面に設けられている。線状導体２４は、ｘ軸方向に延在し、線幅Ｗ２よりも狭い線幅Ｗ１を有している。線状導体２４のｘ軸方向の負方向側の端部は、図１に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、端子導体１８に重なっている。これにより、端子導体１８は、ビアホール導体ｂ５により、線状導体２４に接続されている。一方、線状導体２４のｘ軸方向の正方向側の端部は、図１に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、放射導体１６に重なっている。これにより、端子導体２０は、ビアホール導体ｂ２により、放射導体１６に接続されている。
　接続導体２２は、図２（ｂ）に示すように、絶縁体層１４ｂの表面に設けられており、ｘ軸方向に延在する線状導体である。接続導体２２のｘ軸方向の負方向側の端部は、図１に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、放射導体１６に重なっている。これにより、接続導体２２は、ビアホール導体ｂ１を介して、放射導体１６に接続されている。一方、接続導体２２のｘ軸方向の正方向側の端部は、ｚ軸方向から平面視したときに、放射導体１６と重なっていない。
　ビアホール導体ｂ６は、絶縁体層１４ｂをｚ軸方向に貫通しており、接続導体２２のｘ軸方向の正方向側の端部に接続されている。ビアホール導体ｂ７，ｂ８はそれぞれ、絶縁体層１４ｂをｚ軸方向に貫通しており、ビアホール導体ｂ３，ｂ４に接続されている。
　グランド導体２６は、図２（ｃ）に示すように、絶縁体層１４ｃの表面の略全面を覆うように設けられている。ただし、短絡を防止するために、グランド導体２６は、本体１２ａの側面から露出しないように、絶縁体層１４ｃの各辺には接していない。また、グランド導体２６は、ビアホール導体ｂ６により、接続導体２２に接続されている。これにより、接続導体２２は、グランド導体２６と放射導体１６との間に接続されている。更に、グランド導体２６は、ビアホール導体ｂ３，ｂ４，ｂ７，ｂ８により、端子導体２０に接続されている。よって、グランド導体２６には、接地電位が印加される。
　以上のように構成された絶縁体層１４ａ～１４ｃが積層されると、線状導体２４とグランド導体２６とが絶縁体層１４ｂにより絶縁されている。ただし、線状導体２４は、ｚ軸方向から平面視したときに、絶縁体層１４ｂを介して、グランド導体２６と対向している。これにより、線状導体２４とグランド導体２６とはマイクロストリップライン構造をなしている。
　更に、放射導体１６とグランド導体２６とは、絶縁体層１４ａ，１４ｂにより直接に接続されないように絶縁されている。ただし、放射導体１６は、ｚ軸方向から平面視したときに、絶縁体層１４ａ，１４ｂを介して、グランド導体２６と対向している。
　また、放射導体１６とグランド導体２６との間に設けられている絶縁体層１４ａ，１４ｂの数（２層）は、線状導体２４とグランド導体２６との間に設けられている絶縁体層１４ｂの数（１層）よりも多い。これにより、放射導体１６とグランド導体２６との間のｚ軸方向の距離ｄ２は、線状導体２４とグランド導体２６との間のｚ軸方向の距離ｄ１よりも大きくなっている。
　また、放射導体１６は、絶縁体層１４ａ～１４ｃが積層されると、図１に示すように、線状導体２４とグランド導体２６との間に接続されるようになる。そして、放射導体１６は、線状導体２４が接続されている点（すなわち、ビアホール導体ｂ２の接続点）とグランド導体２６が接続されている点（すなわち、ビアホール導体ｂ１の接続点）との間において、線状導体２４の線幅Ｗ１よりも広い線幅Ｗ２を有している。また、放射導体１６は、図１及び図２に示すように、線状導体２４よりも広い面積を有している。
　以上のような構成によれば、アンテナ１０ａは、図３に示す等価回路を有するようになる。具体的には、端子導体１８と端子導体２０との間に、線状導体２４、放射導体１６及びグランド導体２６がこの順に直列に接続されている。そして、線状導体２４とグランド導体２６との間において、容量Ｃ１が発生している。また、放射導体１６とグランド導体２６との間において、容量Ｃ２が発生している。更に、線状導体２４は、インダクタンスＬ１を発生している。また、放射導体１６は、インダクタンスＬ２を発生している。すなわち、アンテナ１０ａでは、容量Ｃ１，Ｃ２及びインダクタンスＬ１，Ｌ２からなる共振回路が構成されている。
　ここで、容量Ｃ１，Ｃ２及びインダクタンスＬ１，Ｌ２が、以下に説明する条件に適合するように、アンテナ１０ａは設計される。より詳細には、容量Ｃ１，Ｃ２及びインダクタンスＬ１，Ｌ２と、アンテナ１０ａにおいて送信される高周波信号の中心周波数ｆとの間には、式（１）の関係が成立する。
　ｆ＝２π／√｛（Ｌ１＋Ｌ２）×（Ｃ１＋Ｃ２）｝・・・（１）
（ただし、Ｃ２は、略０である。）
　また、アンテナ１０ａの入力インピーダンスＺは、図１７の送信回路部５０２の出力インピーダンス（例えば、５０Ω）と一致している必要がある。そして、容量Ｃ１，Ｃ２及びインダクタンスＬ１，Ｌ２と、入力インピーダンスＺとの間には、式（２）の関係が成立する。
　Ｚ＝√｛（Ｌ１＋Ｌ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）｝・・・（２）
（ただし、Ｃ２は、略０である。）
　アンテナ１０ａでは、以上の式（１）及び式（２）を満足するような容量Ｃ１，Ｃ２及びインダクタンスＬ１，Ｌ２を有するように、線状導体２４及び放射導体１６を設計すればよい。ただし、放射導体１６が有しているリアクタンスＸ１（｜Ｌ２／Ｃ２｜）が、線状導体２４が有しているリアクタンスＸ２（｜Ｌ１／Ｃ１｜）よりも大きくなるように、線状導体２４及び放射導体１６は、設計されることが望ましい。
　以上のように構成されたアンテナ１０ａは、例えば、図１７の通信システム５００に用いられ、具体的には、共振部５０４及び発信用電極５０６、又は、共振部５１４及び受信用電極５１６の代わりに用いられる。この場合、２つのアンテナ１０ａ同士は、２つの放射導体１６同士の距離が数ｃｍとなるように近接させられる。そして、共振部５０４及び発信用電極５０６の代わりに用いられるアンテナ１０ａでは、端子導体１８に高周波信号が印加され、端子導体２０に接地電位が印加される。これにより、高周波信号は、線状導体２４を伝送され、放射導体１６に入力するようになる。そして、放射導体１６からは、高周波信号に従って変動する電界がｚ軸方向の正方向側へと放射される。
　一方、共振部５１４及び受信用電極５１６として用いられるアンテナ１０ａでは、放射導体１６が、放射された電界を吸収する。この後、高周波信号は、線状導体２４を伝送され、端子導体１８を介して、アンテナ１０ａ外へと出力する。
（アンテナの製造方法）
　以下に、アンテナ１０ａの製造方法について図２を参照しながら説明する。以下では、一つのアンテナ１０ａが作製される場合を例にとって説明するが、実際には、大判の絶縁体層が積層及びカットされることにより、同時に複数のアンテナ１０ａが作製される。
　まず、表面の全面に銅箔が形成された液晶ポリマーからなる絶縁体層１４を準備する。次に、フォトリソグラフィ工程により、図２（ａ）に示す放射導体１６及び端子導体１８，２０を絶縁体層１４ａの表面に形成する。具体的には、絶縁体層１４ａの銅箔上に、図２（ａ）に示す放射導体１６及び端子導体１８，２０と同じ形状のレジストを印刷する。そして、銅箔に対してエッチング処理を施すことにより、レジストにより覆われていない部分の銅箔を除去する。その後、レジストを除去する。これにより、図２に示すような、放射導体１６及び端子導体１８，２０が絶縁体層１４ａの表面に形成される。
　次に、フォトリソグラフィ工程により、図２（ｂ）に示す接続導体２２及び線状導体２４を絶縁体層１４ｂの表面に形成する。また、フォトリソグラフィ工程により、図２（ｃ）に示すグランド導体２６を絶縁体層１４ｃの表面に形成する。なお、これらのフォトリソグラフィ工程は、放射導体１６及び端子導体１８，２０を形成する際のフォトリソグラフィ工程と同様であるので、説明を省略する。
　次に、絶縁体層１４ａ，１４ｂのビアホール導体ｂ１～ｂ８が形成される位置に対して、裏面側からレーザービームを照射して、ビアホールを形成する。その後、絶縁体層１４ａ，１４ｂに形成したビアホールに対して、銅を主成分とする導電性ペーストを充填し、図２に示すビアホール導体ｂ１～ｂ８を形成する。
　次に、絶縁体層１４ａ～１４ｃをこの順に積み重ねる。そして、絶縁体層１４ａ～１４ｃに対してｚ軸方向の正方向側及び負方向側から力を加えることにより、絶縁体層１４ａ～１４ｃを圧着する。これにより、図１に示すアンテナ１０ａが得られる。
（効果）
　以上のように構成されたアンテナ１０ａでは、以下に説明するように、設計の自由度が高い。より詳細には、特許文献１の通信システム５００のアンテナ５２０では、スタブ５２６にて定在波を発生させ、該定在波を用いて発信用電極５０６から電界を放射させている。このような定在波を発生させるためには、スタブ５２６の入力インピーダンスとコネクタ５４０の出力インピーダンスとが整合するように、コネクタ５４０をスタブ５２６に対して精度よく接続する必要がある。そのため、アンテナ５２０は、設計の自由度が低いという問題を有している。
　一方、アンテナ１０ａは、定在波を利用して電界を放射しているのではなく、アンテナ１０ａ中にＬＣ共振回路を構成して、ＬＣ共振回路の中心周波数ｆを有する高周波信号のみを線状導体２４中及び放射導体１６中を伝送している。そして、放射導体１６の線幅Ｗ２を線状導体２４の線幅Ｗ１よりも広くして、放射導体１６の面積を線状導体２４の面積よりも大きくしている。これにより、放射導体１６は、高周波信号に従って変動する電界を放射するようになる。すなわち、アンテナ５２０，５５０と同様に、２つのアンテナ１０ａ間において近距離無線通信を行うことができる。
　ここで、アンテナ１０ａでは、線状導体２４と放射導体１６とグランド導体２６とを直列に接続し、端子導体１８，２０間で、ＬＣ共振回路を構成している。よって、アンテナ１０ａ内を伝送される高周波信号の中心周波数ｆは、前記の通り、線状導体２４及び放射導体１６の容量Ｃ１，Ｃ２及びインダクタンスＬ１，Ｌ２により定まる。容量Ｃ１，Ｃ２及びインダクタンスＬ１，Ｌ２の調整は、線状導体２４及び放射導体１６の形状（線幅や長さ等）を調整することにより行うことができる。すなわち、アンテナ１０ａでは、複数の設計要素の中から任意のものを調整することにより、インピーダンスマッチングを取ることができる。一方、アンテナ５２０では、スタブ５２６の長さが所望の長さとなるように、コネクタ５４０をスタブ５２６に精度よく接続する必要がある。すなわち、アンテナ５２０では、スタブ５２６の長さのみによりインピーダンスマッチングを取らなくてはならない。以上より、アンテナ１０ａは、アンテナ５２０に比べて、高い設計の自由度を有している。また、線状導体２４の線幅や線長の変更や長さ方向に対するスリット部の有無などを変更することで、容量Ｃ１及びインダクタンスＬ１を複数段のＬＣ共振回路にして、放射周波数が広帯域なＬＣ共振回路を構成することもできる。
　また、アンテナ１０ａでは、ｚ軸方向の高さを低減できる（以下、低背化と称す）。より詳細には、図１８に示すアンテナ５２０では、両端ショート型のダイポールアンテナを構成している。すなわち、アンテナ５２０では、ビアホール導体５３０をスタブ５２６から上側へと延在させると共に、ビアホール導体５３０の先端にて水平方向に広がる発信用電極５０６を設けている。そのため、ビアホール導体５３０の分だけ、アンテナ５２０の高さが高くなってしまう。
　一方、アンテナ１０ａでは、ＬＣ共振回路に設けられている放射導体１６から電界が放射されているに過ぎない。よって、アンテナ１０ａは、アンテナ５２０のように両端ショート型のダイポールアンテナの構成をとる必要がない。その結果、アンテナ１０ａの低背化が図られる。
　また、アンテナ１０ａでは、以下に説明するように、放射導体１６がより強い電界を放射できる。より詳細には、放射導体１６がグランド導体２６と近接していると、放射導体１６から放射される電界は、その大半がグランド導体２６側（すなわち、ｚ軸方向の負方向側）へと放射され、グランド導体２６にて消費されてしまう。そのため、強い電界が、放射導体１６からｚ軸方向の正方向側に放射されにくい。
　そこで、アンテナ１０ａでは、放射導体１６とグランド導体２６との間のｚ軸方向の距離ｄ２を、線状導体２４とグランド導体２６との間のｚ軸方向の距離ｄ１よりも大きくしている。これにより、放射導体１６は、グランド導体２６から引き離されるようになる。その結果、放射導体１６から放射される電界の大半は、ｚ軸方向の正方向側に放射されるようになる。すなわち、アンテナ１０ａでは、放射導体１６がより強い電界を放射できる。
　また、グランド導体２６と線状導体２４とがマイクロストリップラインを構成することにより、線状導体２４の特性インピーダンス（入力インピーダンス及び出力インピーダンス）を、放射導体１６やその他の構成の特性インピーダンスと整合させやすくなる。
　また、アンテナ１０ａでは、２つの放射導体１６間の距離が変動しても、高周波信号の伝送特性が悪化しにくい。より詳細には、アンテナ５２０，５５０では、発信用電極５０６と受信用電極５１６との距離が所定距離（例えば、３ｃｍ）となったときに、発信用電極５０６と受信用電極５１６との間に所定の容量が発生し、アンテナ５２０の入力インピーダンスが送信回路部５０２の出力インピーダンス（例えば、５０Ω）と一致する（すなわち、インピーダンスマッチングする）ように設計されている。同様に、発信用電極５０６と受信用電極５１６との距離が所定距離となったときに、発信用電極５０６と受信用電極５１６との間に所定の容量が発生し、アンテナ５５０側の出力インピーダンスが受信回路部５１２の入力インピーダンスと一致する（すなわち、インピーダンスマッチングする）ように設計されている。そのため、発信用電極５０６と受信用電極５１６との距離が所定距離から少しでもずれてしまうと、インピーダンスマッチングが崩れてしまう。その結果、アンテナ５２０，５５０では、高周波信号の伝送を行うことができなくなってしまう。
　一方、アンテナ１０ａでは、線状導体２４、グランド導体２６及び放射導体１６からなるＬＣ共振回路により、送信回路部５０２又は受信回路部５１２とのインピーダンスマッチングがとられている。そして、前記の通り、グランド導体２６と放射導体１６との間の容量Ｃ２は、略０であるために、ＬＣ共振回路のインピーダンスは、容量Ｃ２には依存しない。つまり、インピーダンスは、線状導体２４のインダクタンスＬ１、放射導体１６のインダクタンスＬ２、及び、線状導体２４とグランド導体２６との間の容量Ｃ２により実質的に定まる。よって、放射導体１６間の距離が変動しても、アンテナ１０ａと送信回路部５０２又は受信回路部５１２との間のインピーダンスマッチングが崩れることはない。よって、アンテナ１０ａでは、放射導体１６間の距離が変動しても、高周波信号の伝送特性が悪化しにくい。
（変形例）
　以下に、アンテナ１０ａの変形例に係るアンテナについて図面を参照しながら説明する。図４は、第１の変形例に係るアンテナ１０ｂの透視図である。アンテナ１０ｂは、蛇行した線状導体２４'を有している点において、アンテナ１０ａと相違している。アンテナ１０ｂのそれ以外の点は、アンテナ１０ａと同じであるので説明を省略する。
　線状導体２４'が蛇行することにより、線状導体２４'のインダクタンスＬ１を大きくすることができる。すなわち、アンテナ１０ｂでは、インダクタンスＬ１の調整幅を大きくすることができる。これにより、アンテナ１０ｂの共振周波数の調整や、送信回路部５０２又は受信回路部５１２とのインピーダンスマッチング等を容易に行うことが可能となる。
　図５は、第２の変形例に係るアンテナ１０ｃの透視図である。アンテナ１０ｃは、線状導体２４に加えて線状導体２４ａを更に備えている点において、アンテナ１０ａと相違している。アンテナ１０ｃのそれ以外の点は、アンテナ１０ａと同じであるので説明を省略する。
　線状導体２４ａは、線状導体２４に対して並列に接続されている。このように、アンテナ１０ｃにおいて、並列接続された複数本の線状導体２４，２４ａが設けられていてもよい。これにより、複共振化でき、例えば、４．４８ＧＨｚ±２００MHｚに広帯域化できる。なお、線状導体２４，２４ａの線幅は、同じであってもよいし、異なっていてもよい。また、線状導体２４，２４ａのいずれか一方の先端を開放することによって、オープンスタブ型としてもよい。
　図６は、第３の変形例に係るアンテナ１０ｄの透視図である。図７は、図６のアンテナ１０ｄの等価回路図である。アンテナ１０ｄでは、アンテナ１０ａよりも、ビアホール導体ｂ１が放射導体１６の中心に近い位置に設けられている。アンテナ１０ｄのそれ以外の点は、アンテナ１０ａと同じであるので説明を省略する。
　アンテナ１０ｄでは、アンテナ１０ａよりも，放射導体１６とグランド導体２６とがビアホール導体ｂ１により放射導体１６の中心に近い位置において接続されている。よって、ビアホール導体ｂ１は、アンテナ１０ａよりもアンテナ１０ｄにおいて、放射導体１６のｘ軸方向の正方向側の辺から離れた位置に設けられている。これにより、図７に示すように、放射導体１６には先端部６０が形成される。その結果、放射導体１６の先端部６０がオープンスタブとして機能するようになり、利得が向上する。
　図８は、第４の変形例に係るアンテナ１０ｅの透視図である。図９は、図８のアンテナ１０ｅの等価回路図である。アンテナ１０ｅは、接続導体２２'がミアンダ状をなしている点において、アンテナ１０ａと相違している。また、アンテナ１０ｅは、接続導体２２'のｘ軸方向の負方向側の端部とグランド導体２６とがビアホール導体ｂ３０により接続されている点においても、アンテナ１０ａと相違している。アンテナ１０ｅのそれ以外の点は、アンテナ１０ａと同じであるので説明を省略する。
　アンテナ１０ｅでは、接続導体２２'は、ミアンダ状をなしているので、誘導性線路として機能する。また、ビアホール導体ｂ３０が設けられているので、図９に示すように、放射導体１６とグランド導体２６とは、２つに枝分かれした線路により接続されるようになる。これにより、利得を制御できるようになる。なお、ビアホール導体ｂ３０は設けられていなくてもよい。
　図１０は、第５の変形例に係るアンテナ１０ｆの透視図である。アンテナ１０ｆは、開口Ｏが設けられたグランド導体２６'を有している点において、アンテナ１０ａと相違している。アンテナ１０ｆのそれ以外の点は、アンテナ１０ａと同じであるので説明を省略する。
　グランド導体２６'は、ｚ軸方向から平面視したときに、放射導体１６と重なる部分において、導体が設けられていない開口Ｏを有している。これにより、放射導体１６は、ｚ軸方向（放射導体１６の法線方向）から平面視したときに、グランド導体２６'と重ならなくなる。これにより、グランド導体２６'にて消費される電界が殆どなくなる。よって、アンテナ１０ｆでは、アンテナ１０ａに比べて、放射導体１６がより強い電界を放射できる。
　また、アンテナ１０ｆでは、放射導体１６とグランド導体２６'とは対向していないので、これらの間に発生している容量Ｃ２は、略０である。すなわち、アンテナ１０ｆにおける容量が低減される。つまり、入力ポートから見てアンテナ１０ｆの入力インピーダンスは、実質的にインダクタンスに見え、アンテナ１０ｆから見て入力ポートの出力インピーダンスは、５０Ωに見える。この部分のインピーダンス整合をとることにより、入力インピーダンスの反射特性が深くなり、広帯域な反射特性となる。よって、アンテナ１０ｆにおける容量が小さくなれば、アンテナ１０ｆの広帯域化を図ることができる。
（第２の実施形態）
　以下に、第２の実施形態に係るアンテナの構造について図面を参照しながら説明する。図１１は、第２の実施形態に係るアンテナ１０ｇの透視図である。図１２は、図１１のアンテナ１０ｇの分解図である。図１１及び図１２において、絶縁体層の積層方向をｚ軸方向と定義する。また、ｚ軸方向から平面視したときのアンテナ１０ｇの各辺に沿った方向をｘ軸方向及びｙ軸方向と定義する。ｘ軸方向、ｙ軸方向及びｚ軸方向は、互いに直交している。
　アンテナ１０ｇは、図１１に示すように、本体１２ｇ、導体３５、グランド導体３８、端子導体４０，４２及びビアホール導体ｂ１１～ｂ１５を備えている。
　本体１２ｇは、図１２に示すように、複数の絶縁体層３４（３４ａ，３４ｂ）がｚ軸方向の正方向側からこの順に積層されることにより構成されている。絶縁体層３４は、可撓性材料（例えば、液晶ポリマー等の熱可塑性樹脂）からなり、長方形状をなしている。以下では、絶縁体層３４のｚ軸方向の正方向側の主面を表面と称し、絶縁体層３４のｚ軸方向の負方向側の主面を裏面と称す。
　グランド導体３８は、図１２（ｂ）に示すように、絶縁体層３４ｂの表面に設けられている。グランド導体３８には、導体が設けられていない開口Ｏ１，Ｏ２が形成されている。
　端子導体４２は、図１２（ｂ）に示すように、絶縁体層３４ｂの裏面において、ｘ軸方向の負方向側の辺近傍に設けられており、正方形状をなしている。これにより、端子導体４２は、図１１に示すように、本体１２ｇのｚ軸方向の負方向側の主面に露出している。また、端子導体４２は、ｚ軸方向から平面視したときに、開口Ｏ２内に収まるように設けられている。端子導体４２には、図１７の送信回路部５０２にて生成された高周波信号が印加される。
　ビアホール導体ｂ１３は、図１２（ｂ）に示すように、開口Ｏ２内において絶縁体層３４ｂをｚ軸方向に貫通しており、端子導体４２に接続されている。これにより、ビアホール導体ｂ１３は、グランド導体３８と絶縁されている。
　端子導体４０は、図１２（ｂ）に示すように、絶縁体層３４ｂの裏面において、ｘ軸方向の負方向側の辺近傍に設けられており、端子導体４２を三方から囲んでいる。具体的には、端子導体４０は、ｘ軸方向の正方向側が開口したコ字型をなしている。これにより、端子導体４０は、図１１に示すように、本体１２ｇのｚ軸方向の負方向側の主面に露出している。端子導体４０には、接地電位が印加される。ビアホール導体ｂ１４，ｂ１５は、図１２（ｂ）に示すように、絶縁体層３４ｂをｚ軸方向に貫通しており、端子導体４０及びグランド導体３８に接続されている。なお、ビアホール導体ｂ１３～ｂ１５は、ｚ軸方向の正方向側から平面視したときに、ｙ軸方向に一直線に並んでいる。
　導体３５は、放射導体３６ａ、接続導体３６ｂ及び線状導体３６ｃを含んでいる。放射導体３６ａは、図１２（ａ）に示すように、絶縁体層３４ａの表面に設けられ、長方形状をなしている。放射導体３６ａは、図１１に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、開口Ｏ１内に収まるように設けられている。すなわち、放射導体３６ａとグランド導体３８とは対向していない。また、放射導体３６ａは、図１２（ａ）に示すように、ｙ軸方向に線幅Ｗ２を有している。
　接続導体３６ｂは、図１２（ａ）に示すように、絶縁体層３４ａの表面に設けられ、放射導体３６ａのｘ軸方向の正方向側の長辺の中点から、ｘ軸方向の正方向側に向かって延在している線状導体である。ビアホール導体ｂ１１は、絶縁体層３４ａをｚ軸方向に貫通しており、接続導体３６ｂとグランド導体３８とを接続している。
　線状導体３６ｃは、図１２（ａ）に示すように、絶縁体層３４ａの表面に設けられ、放射導体３６ａのｘ軸方向の負方向側の長辺の中点から、ｘ軸方向の負方向側に向かって延在している。線状導体３６ｃは、線幅Ｗ２よりも狭い線幅Ｗ１を有している。線状導体３６ｃのｘ軸方向の負方向側の端部は、図１１に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、端子導体４２に重なっている。ビアホール導体ｂ１２は、絶縁体層３４ａをｚ軸方向に貫通しており、線状導体３６ｃ及びビアホール導体ｂ１３に接続されている。これにより、線状導体３６ｃと端子導体４２とは、ビアホール導体ｂ１２，ｂ１３により接続されている。
　以上のように構成されたアンテナ１０ｇも、アンテナ１０ａと同じ作用効果を奏することができる。
　更に、アンテナ１０ｇでは、低背化を図ることができる。より詳細には、放射導体３６ａとグランド導体３８とが対向していない。これにより、放射導体３６ａとグランド導体３８とのｚ軸方向の距離が小さくなっても、放射導体３６ａが放射した電界は、グランド導体３８にて殆ど消費されない。よって、アンテナ１０ｇでは、放射導体３６ａとグランド導体３８との間に設けられる絶縁体層３４は、１層分の絶縁体層３４ａのみで済む。その結果、アンテナ１０ｇの低背化が図られる。
（第３の実施形態）
　以下に、第３の実施形態に係るアンテナの構造について図面を参照しながら説明する。図１３は、第３の実施形態に係るアンテナ１０ｈの透視図である。図１４は、図１３のアンテナ１０ｈの分解図である。図１３及び図１４において、絶縁体層の積層方向をｚ軸方向と定義する。また、ｚ軸方向から平面視したときのアンテナ１０ｈの各辺に沿った方向をｘ軸方向及びｙ軸方向と定義する。ｘ軸方向、ｙ軸方向及びｚ軸方向は、互いに直交している。
　アンテナ１０ｈは、図１３に示すように、本体１２ｈ、放射導体４６、グランド導体４８、接続導体５０、線状導体５２、端子導体５３，５４及びビアホール導体ｂ２１～ｂ２３を備えている。
　本体１２ｈは、図１４に示すように、複数の絶縁体層４４（４４ａ，４４ｂ）がｚ軸方向の正方向側からこの順に積層されることにより構成されている。絶縁体層４４は、可撓性材料（例えば、液晶ポリマー等の熱可塑性樹脂）からなり、長方形状をなしている。以下では、絶縁体層４４のｚ軸方向の正方向側の主面を表面と称し、絶縁体層４４のｚ軸方向の負方向側の主面を裏面と称す。
　端子導体５３は、図１４（ａ）に示すように、絶縁体層４４ａの表面において、ｘ軸方向の負方向側の辺近傍に設けられており、正方形状をなしている。これにより、端子導体５３は、図１３に示すように、本体１２ｈのｚ軸方向の正方向側の主面に露出している。端子導体５３には、図１７の送信回路部５０２にて生成された高周波信号が印加される。
　端子導体５４は、図１４（ａ）に示すように、絶縁体層４４ａの表面において、ｘ軸方向の負方向側の辺近傍に設けられており、端子導体５３を三方から囲んでいる。具体的には、端子導体５４は、ｘ軸方向の正方向側が開口したコ字型をなしている。これにより、端子導体５４は、図１３に示すように、本体１２ｈのｚ軸方向の正方向側の主面に露出している。端子導体５４には、接地電位が印加される。ビアホール導体ｂ２２，ｂ２３は、図１４（ａ）に示すように、絶縁体層４４ａをｚ軸方向に貫通しており、端子導体５４に接続されている。
　グランド導体４８は、図１４（ｂ）に示すように、絶縁体層４４ｂの表面に設けられている。グランド導体４８には、導体が設けられていない開口Ｏが設けられている。グランド導体４８は、ｚ軸方向から平面視したときに、端子導体５４と重なっている。これにより、グランド導体４８と端子導体５４とは、ビアホール導体ｂ２２，ｂ２３により接続されている。
　線状導体５２は、図１４（ａ）に示すように、絶縁体層４４ａの表面に設けられており、端子導体５３からｘ軸方向の正方向側に向かってに延在している。線状導体５２のｘ軸方向の正方向側の端部は、図１３に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、開口Ｏ内に位置している。
　接続導体５０は、図１４（ａ）に示すように、絶縁体層４４ａの表面に設けられており、ｘ軸方向に延在する線状導体である。接続導体５０のｘ軸方向の負方向側の端部は、図１３に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、開口Ｏに重なっている。一方、接続導体５０のｘ軸方向の正方向側の端部は、ｚ軸方向から平面視したときに、グランド導体４８と重なっている。ビアホール導体ｂ２１は、絶縁体層４４ａをｚ軸方向に貫通しており、接続導体５０とグランド導体４８とを接続している。
　放射導体４６は、図１３に示すように、例えば、１枚の金属板が折り曲げられることにより作製されている。具体的には、放射導体４６は、放射部４６ａ及び脚部４６ｂ～４６ｇにより構成されている。放射部４６ａは、長方形状の金属板であり、電界を放射する。
　脚部４６ｂは、放射部４６ａにおけるｘ軸方向の負方向側の長辺の中点からｘ軸方向の負方向側に突出する突起を、ｚ軸方向の負方向側に折り曲げられて形成されている。脚部４６ｃは、放射部４６ａにおけるｘ軸方向の正方向側の長辺の中点からｘ軸方向の正方向側に突出する突起を、ｚ軸方向の負方向側に折り曲げられて形成されている。脚部４６ｄは、放射部４６ａのｘ軸方向の負方向側であってｙ軸方向の正方向側の角からｘ軸方向の負方向側に突出する突起を、ｚ軸方向の負方向側に折り曲げられて形成されている。脚部４６ｅは、放射部４６ａのｘ軸方向の正方向側であってｙ軸方向の正方向側の角からｘ軸方向の正方向側に突出する突起を、ｚ軸方向の負方向側に折り曲げられて形成されている。脚部４６ｆは、放射部４６ａのｘ軸方向の負方向側であってｙ軸方向の負方向側の角からｘ軸方向の負方向側に突出する突起を、ｚ軸方向の負方向側に折り曲げられて形成されている。脚部４６ｇは、放射部４６ａのｘ軸方向の正方向側であってｙ軸方向の負方向側の角からｘ軸方向の正方向側に突出する突起を、ｚ軸方向の負方向側に折り曲げられて形成されている。
　以上のような放射導体４６は、図１３に示すように、脚部４６ｂが線状導体５２のｘ軸方向の正方向側の端部に接続され、かつ、脚部４６ｃが接続導体５０のｘ軸方向の負方向側の端部に接続されるように、本体１２ｈに取り付けられる。このとき、放射部４６ａは、ｚ軸方向から平面視したときに、開口Ｏ内に収まっている。すなわち、放射部４６ａは、グランド導体４８と対向していない。
　以上のように構成されたアンテナ１０ｈも、アンテナ１０ａと同じ作用効果を奏することができる。
　また、アンテナ１０ｈでは、放射導体４６は、銅箔ではなく金属板により構成されている。これにより、アンテナ１０ｈでは、脚部４６ｂ～４６ｇの長さを調整することにより、放射導体４６の容量Ｃ２及びインダクタンスＬ２を調整することができる。
（変形例）
　以下に、アンテナ１０ｈの変形例に係るアンテナについて図面を参照しながら説明する。図１５は、第１の変形例に係るアンテナ１０ｉの透視図である。アンテナ１０ｉは、脚部４６ｈ、接続導体５６及びビアホール導体ｂ２４を更に備えている点において、アンテナ１０ｈと相違している。アンテナ１０ｈのそれ以外の点は、アンテナ１０ａと同じであるので説明を省略する。
　接続導体５６は、絶縁体層４４ａの表面に設けられており、ｙ軸方向に延在する線状導体である。接続導体５６のｙ軸方向の負方向側の端部は、図１５に示すように、ｚ軸方向から平面視したときに、開口Ｏに重なっている。一方、接続導体５６のｙ軸方向の正方向側の端部は、ｚ軸方向から平面視したときに、グランド導体４８と重なっている。ビアホール導体ｂ２４は、絶縁体層４４ａをｚ軸方向に貫通しており、接続導体５６とグランド導体４８とを接続している。
　放射導体４６は、脚部４６ｈを更に有している。脚部４６ｈは、放射部４６ａのｙ軸方向の正方向側の短辺の中点からｙ軸方向の正方向側に突出する突起を、ｚ軸方向の負方向側に折り曲げて形成されている。そして、脚部４６ｈは、接続導体５６に対して接続されている。
　以上のように、アンテナ１０ｉでは、グランド導体４８と放射導体４６とは、２箇所において接続されている。これにより、放射導体４６の容量Ｃ２及びインダクタンスＬ２を調整することができる。
　図１６は、第２の変形例に係るアンテナ１０ｊの透視図である。アンテナ１０ｊは、グランド導体４８'に開口Ｏが設けられていない点において、アンテナ１０ｉと相違している。アンテナ１０ｊのそれ以外の点は、アンテナ１０ｉと同じであるので説明を省略する。
　本発明は、アンテナに有用であり、特に、設計の自由度が高い点において優れている。
　Ｃ１，Ｃ２　容量
　Ｌ１，Ｌ２　インダクタンス
　ｂ１～ｂ８，ｂ１１～ｂ１５，ｂ２１～ｂ２４，ｂ３０　ビアホール導体
　１０ａ～１０ｊ　アンテナ
　１２ａ～１２ｊ　本体
　１４ａ～１４ｃ，３４ａ，３４ｂ，４４ａ，４４ｂ　絶縁体層
　１６，３６ａ，４６　放射導体
　１８，２０，４０，４２，５３，５４　端子導体
　２２，２２'，３６ｂ，５０，５６　接続導体
　２４，２４'，２４ａ，３６ｃ，５２　線状導体
　２６，２６'，３８，４８，４８' グランド導体
　３５　導体
　４６ａ　放射部
　４６ｂ～４６ｈ　脚部

Claims (9)

  1. 　接地電位が印加されるグランド導体と、
    　高周波信号が伝送される線状導体と、
    　前記グランド導体と前記線状導体との間を絶縁する絶縁体層と、
    　前記線状導体と前記グランド導体との間に接続され、かつ、該線状導体が接続されている点と該グランド導体が接続されている点との間において該線状導体の線幅よりも広い線幅を有している放射導体であって、電界を放射する放射導体と、
    　を備えていること、
    　を特徴とするアンテナ。
  2. 　前記線状導体及び前記放射導体は、前記絶縁体層を介して前記グランド導体に対向しており、
    　前記放射導体と前記グランド導体との間の距離は、前記線状導体と該グランド導体との間の距離よりも大きいこと、
    　を特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  3. 　前記グランド導体と前記放射導体との間に設けられている前記絶縁体層の数は、前記グランド導体と前記線状導体との間に設けられている前記絶縁体層の数よりも多いこと、
    　を特徴とする請求項２に記載のアンテナ。
  4. 　前記グランド導体は、前記放射導体の法線方向から平面視したときに、該放射導体と重なる部分には設けられていないこと、
    　を特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  5. 　前記放射導体が有しているリアクタンスは、前記線状導体が有しているリアクタンスよりも大きいこと、
    　を特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のアンテナ。
  6. 　前記線状導体に接続されている第１の端子と、
    　前記グランド導体に接続されている第２の端子と、
    　を更に備えていること、
    　を特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のアンテナ。
  7. 　前記グランド導体と前記線状導体とは、マイクロストリップライン構造をなしていること、
    　を特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のアンテナ。
  8. 　前記放射導体は、前記線状導体よりも広い面積を有していること、
    　を特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のアンテナ。
  9. 　前記線状導体は、複数本で並列に接続されていること、
    　を特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれかに記載のアンテナ。
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