WO2010082346A1 - 方向性結合器とこれを有する無線通信機 - Google Patents

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coupling
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impedance
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一幸 戸谷
仁士 平田
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住友電気工業株式会社
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    • H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
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    • H01P5/184—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers the guides being strip lines or microstrips
    • H01P5/185—Edge coupled lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits

Definitions

  • the present invention relates to a directional coupler that is indispensable for wireless communication technology that performs transmission power control, and a wireless communication device in which this directional coupler is incorporated.
  • a directional coupler (coupler) is provided in a high-power amplifier of a transmission system in a wireless communication device that performs transmission power control, in order to monitor the output power.
  • the output of this transmission-side amplifier is connected to a transmission / reception antenna, but the reflected power of the antenna varies depending on wild birds and natural obstacles.
  • the wraparound of radio wave energy from adjacent antennas such as array antennas and MIMO (Multiple Input Multiple Output) antennas cannot be ignored.
  • the output power monitor requires a directional coupler having high isolation characteristics.
  • wideband characteristics are an indispensable condition for wireless communication devices compatible with recent high-speed communication.
  • Coaxial coupler circuits and stripline circuits are generally used as directional couplers for obtaining such high isolation characteristics.
  • FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a conventional directional coupler 1 configured by strip lines, where (a) is a plan view of the coupler 1 and (b) is a sectional view taken along line BB.
  • the strip line 50 is a cross section in which a linear conductor foil 53 is formed inside a plate-like dielectric substrate 51 in which conductor foils 52, 52 are formed on both front and back surfaces. It refers to a transmission line having a structure, and corresponds to a shape in which both sides of an outer conductor of a coaxial cable are cut open to form two conductor foils, and the inner conductor is extended in a foil shape.
  • the directional coupler 1 includes a main line 2 and a sub line 3 made of the above-described linear conductor foil 53 arranged with a space therebetween.
  • the main line 2 has an input port P1 to which an amplifier output is input and an output port P2 connected to the antenna side.
  • the sub line 3 has a coupling port P4 and an isolation port P4, and an output for monitoring is taken out from the coupling port P4.
  • the coupling length of the sub-line 3 with respect to the main line 2 is normally set to ⁇ / 4, where ⁇ is the wavelength of the amplifier output signal.
  • the TEM mode Transverse mode in which the traveling direction component of the electric and magnetic fields is zero. In the TEM mode, signals of all frequencies from DC to high frequency can be propagated.
  • the TEM mode has an advantage that there is no frequency dispersion, and thus no signal waveform distortion occurs.
  • the stripline can transmit signals in the TEM mode, the directional coupler 1 having a wide band and high isolation characteristics can be configured. Since it is necessary to form the patterns of the conductor foils 52 and 53, the manufacturing process becomes complicated.
  • a microstrip line corresponding to a structure in which the strip line is halved (a plate-shaped dielectric substrate having a conductive foil formed on the back surface) A structure in which a linear conductor foil is formed on the surface is frequently used.
  • the conductor formed on the dielectric substrate is in contact with air having different dielectric constants, the conductor is in contact with two types of media, and a complete TEM mode is not established. .
  • a transmission mode slightly deviating from the TEM mode is called a quasi-TEM mode.
  • a higher-order mode exists in addition to a mode corresponding to the TEM.
  • a capacitance element is connected between the coupling port of the sub line and the ground, and an inductance element is connected between the terminal side of the sub line and the ground.
  • resistance elements are connected in series and the values of these elements are set in order to improve the isolation characteristics within the used frequency band
  • the present invention can be miniaturized with a simple circuit configuration, and has a wide band and high isolation characteristics, and a directional coupler composed of a microstrip line and a radio equipped with the same.
  • the present invention is a directional coupler composed of a microstrip line, including a main line having an input port and an output port, and a sub line having a coupling port and an isolation port, Is composed of a high-impedance line narrower than the main line, and the high-impedance line has a first coupled line and a second coupled line both extending parallel to the main line, The distance between the first coupled line and the main line is smaller than the distance between the second coupled line and the main line.
  • the high-impedance line constituting the sub-line has the first coupling line and the second coupling line, so that the electric field coupling to the main line is dominant by the closer first coupling line.
  • the portion and forming the portion in which the magnetic coupling to the main line is dominant by the distant second coupling line it is possible to balance the induction of the magnetic field current and the electric field current generated in the sub line. Accordingly, even in the case of the microstrip line in the quasi-TEM mode, a directional coupler having a wide band and high isolation characteristics can be configured as in the case of the TEM mode.
  • the high-impedance line constituting the sub-line has an intermediate orthogonal line that extends in a direction orthogonal to the main line and connects the ends of the first and second coupled lines to each other. It is preferable.
  • the coupling length of the sub-line to the main line (the length in the main line direction) ) Can be made compact, and the directional coupler can be miniaturized.
  • the high-impedance line constituting the sub-line includes an impedance adjustment unit having a length larger than a distance between the second coupling line and the main line, and an end of the impedance adjustment unit. It is preferable that the isolation port is provided. In this case, since the impedance of the sub-line can be adjusted by adjusting the length of the impedance adjusting unit, it is possible to absorb impedance mismatch due to variations in the width dimension of the high-impedance line.
  • the directional coupler of the present invention can be suitably used for a wireless communication device having a transmission system that performs transmission power control.
  • the directional coupler of the present invention for monitoring the transmission output of the high-power amplifier constituting the transmission system is mounted on the transmission / reception system.
  • (A) is a top view which shows schematic structure of the directional coupler of this invention
  • (b) is the sectional view on the AA line.
  • It is a top view which shows schematic structure of the conventional directional coupler, (b) is the BB sectional drawing.
  • FIG. 1 is a schematic view of a directional coupler 1 according to one embodiment of the present invention, where (a) is a plan view of the coupler 1 and (b) is a cross-sectional view taken along line AA.
  • the directional coupler 1 of the present embodiment is composed of a distributed constant circuit composed of microstrip lines 20 on which a high-power amplifier 33 of a wireless communication device 30 described later is mounted.
  • the microstrip line 20 is formed by forming a linear conductor foil 22 on the surface of a plate-like dielectric substrate 21 having a conductor foil 23 formed on the back surface.
  • the conductor foil 23 is grounded.
  • the directional coupler 1 of the present embodiment includes a main line 2 having an input port P1 and an output port P2, a sub line having a coupling port P3 and an isolation port P4. 3 is provided.
  • Each of the main line 2 and the sub line 3 is made of the strip-shaped conductor foil 22 formed to have a predetermined width, but the sub line 3 is constituted by a high impedance line 4 narrower than the main line 2.
  • the line width w2 of the high impedance line 4 is set to a very small dimension compared to the line width w1 of the main line 2, and is, for example, about 25% of the line width w1 of the main line 2. Is set.
  • the high-impedance line 4 constituting the sub-line 3 includes a first coupling line 5A, 5B extending in parallel at a position closer to the main line 2 and a second coupling extending in parallel at a position farther from the main line 2.
  • Line 6 That is, the first coupled lines 5A, 5B and the second coupled line 6 all extend parallel to the main line 2, and the distance between the first coupled lines 5A, 5B and the main line 2 is the second coupled line 6. And smaller than the distance between the main lines 2.
  • the first coupling lines 5A and 5B closer to the main line 2 are arranged in a pair on the left and right sides, shorter than the second coupling line 6, and farther from the main line 2.
  • the two coupled lines 6 are disposed between the pair of left and right second coupled lines 5A and 5B.
  • the high impedance line 4 has intermediate orthogonal lines 7A and 7B that extend in a direction orthogonal to the main line 2 and connect the ends of the first coupled lines 5A and 5B and the second coupled line 6 to each other. Yes. Further, the high impedance line 4 has an end orthogonal line 8 extending in a direction orthogonal to the main line 2 from the left end of the first coupling line 5A on the left side, and the coupling is formed at the end of the orthogonal line 8. Port P3 is connected.
  • the high impedance line 4 constituting the sub line 3 extends from the right end portion of the first coupling line 5B on the right side in a direction orthogonal to the main line 2, and from the distance between the second coupling line 6 and the main line 2.
  • the impedance adjusting unit 9 having a large length is provided.
  • the isolation port P4 is connected to the end of the impedance adjusting unit 9, and the resistor 10 is connected between the isolation port P4 and the ground.
  • the high impedance line 4 constituting the sub line 3 is, in order from the coupling port P3 side toward the isolation port P4, the end orthogonal line 8 and the first coupled line 5A.
  • the coupling length L of the high-impedance line 4 that is the subline 3 to the main line 2 is ⁇ as the wavelength of the amplifier output signal. It is set to be ⁇ / 8 or less.
  • the high-impedance line 4 constituting the sub-line 3 includes the first coupling lines 5A and 5B closer to the main line 2 and the second coupling farther from the main line 2. Since the first coupling lines 5A and 5B closer to each other form a portion where electric field coupling to the main line 2 is dominant, the farther second coupling line 6 forms a magnetic field against the main line 2 A portion where the coupling is dominant can be formed, whereby the induction of the magnetic field current and the electric field current generated in the sub-line 3 can be balanced.
  • the directional coupler 1 is composed of the microstrip line 20 in the quasi-TEM mode, the directional coupler 1 having a wide band and high isolation characteristics is formed as in the TEM mode. be able to. Since the first coupling lines 5A and 5B and the second coupling line 6 balance the electromagnetic field generated in the sub-line 3 to improve the isolation characteristics, the above-described prior art (Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-194870). There is no need to provide a capacitance element or an inductance element as in the case of (Gazette), and there is an advantage that an increase in size of the directional coupler 1 can be prevented.
  • the high impedance line 3 constituting the sub line 2 extends in a direction orthogonal to the main line 2 and is connected to the first coupling lines 5A and 5B and the second coupling. Since the intermediate orthogonal lines 7A and 7B connecting the ends of the line 6 to each other are provided, the coupling length L of the sub-line 3 can be made compact, and the directional coupler 1 can be miniaturized.
  • the impedance adjusting unit 9 having a length larger than the distance between the second coupled line 6 and the main line 2 is provided, and an end of the adjusting unit 9 is provided. Since the isolation port P4 is provided, the impedance of the sub line 3 can be adjusted by adjusting the length of the impedance adjusting unit 9, and the impedance mismatch due to the variation in the width dimension of the high impedance line 4 can be absorbed. Can do.
  • the embodiment disclosed this time is an exemplification of the present invention and is not restrictive.
  • the scope of the present invention is shown not by the above-described embodiment but by the scope of claims for patent, and includes all modifications within the scope and meaning equivalent to the scope of claims for patent.
  • the first coupling lines 5A and 5B are two and the second coupling line 6 is one.
  • these may be arranged alternately, and the combination of the number of arrangements is as follows. It can be set arbitrarily.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of the wireless communication device 30 using the directional coupler 1.
  • the wireless communication device 30 of the present embodiment can be used for, for example, a WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) base station device or mobile terminal device, and includes an up-converter 31, an attenuator 32, and a high-power amplifier 33.
  • the transmission system 36 including the directional coupler 1, the detector 34, and the control unit 35 of the present embodiment, the low noise amplifier 37, the directional coupler 38, the attenuator 39, the down converter 40, the detector 41, and the control unit 42.
  • a receiving system 43 including
  • a transmission / reception antenna 45 is connected to the transmission system 36 and the reception system 43 via a hybrid circuit 44. Therefore, the transmission signal is frequency-converted by the up-converter 31, and then the transmission level is adjusted by the attenuator 32, then amplified by the high-power amplifier 33, and transmitted to the outside through the hybrid circuit 44 from the transmission / reception antenna 45.
  • the reception signal received by the transmission / reception antenna 45 is input to the reception system 43 via the hybrid circuit 44.
  • the received signal is amplified by the low noise amplifier 37, the reception level is adjusted by the attenuator 39, and the frequency is converted by the down converter 40.
  • the detection signal detected by the detector 34 via the directional coupler 1 of this embodiment is input to the control unit 35 on the transmission side.
  • the control unit 35 adjusts the level of the attenuator 32 and controls the amplification factor of the high-power amplifier 33 based on the input detection signal.
  • the detection signal detected by the detector 41 via the directional coupler 38 in the reception system 43 of the wireless communication device 30 is input to the control unit 42 on the reception side.
  • the control unit 42 performs level adjustment for the attenuator 39 based on the input detection signal.
  • FIG. 3 is a plan view showing a specific mounting example of the directional coupler 1 of the present embodiment.
  • the dimensions of the main line 2 and the sub line 3 are set as follows.
  • Substrate conditions Plate thickness: 0.8mm Dielectric constant: 3.5
  • FIG. 4 is a graph showing the level characteristics of the directional coupler 1 according to the mounting example shown in FIG.
  • a coupling characteristic and an isolation characteristic of about 20 dB are very high.
  • a high level difference is observed.
  • the directional coupler 1 of the present invention a wide directional characteristic and a high directional characteristic of 20 dB or more can be obtained.
  • FIG. 5 is a plan view of a directional coupler 1 according to a modification of the present invention. As shown in FIG. 5, the directional coupler 1 according to this modification is characterized in that a canceling capacitor 11 for canceling the parasitic inductor component is connected to the impedance adjusting unit 9 of the sub line 3.
  • a canceling capacitor 11 for canceling the parasitic inductor component is connected to the impedance adjusting unit 9 of the sub line 3.
  • the impedance of the sub line 3 can be adjusted by finely adjusting the position of the resistor 10 connected to the impedance adjusting unit 9.
  • a redundant line 9A may be required between the connection point of the resistor 10 and the isolation port P4. This redundant line 9A acts as a parasitic inductor, and the isolation characteristics. May deteriorate.
  • the capacitor 11 for canceling the parasitic inductor component generated by the redundant line 9A is additionally connected to the impedance adjusting unit 9, thereby solving the above-described problem associated with the redundant line 9A.
  • the canceling capacitor 11 a capacitor having a capacitance in the range of 0.5 pF to 0.75 pF, for example, can be used. In this case, the main characteristics of the directional coupler 1 are hardly affected. .
  • FIG. 6 is a plan view of a directional coupler 1 according to another modification of the present invention.
  • the characteristic of the directional coupler 1 according to this modification is that the first coupler circuit 13 is connected to the main line 2 in addition to the first coupler circuit 13 for coupling the forward signal.
  • the derivative substrate 21 with the second coupler circuit 14 inverted so as to have a point-symmetrical positional relationship, the directional coupler 1 capable of monitoring VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) It is in the point.
  • VSWR Voltage Standing Wave Ratio
  • the first coupler circuit 13 couples a forward signal (antenna input) flowing through the main line 2.
  • the second coupler circuit 14 has the same structure as that of the first coupler circuit 13 except that the second coupler circuit 14 is inverted in a point-symmetric manner. Therefore, the signal is opposite to the forward signal flowing in the main line 2. (Reflected power) is coupled. Therefore, the VSWR value can be calculated using the power obtained from the coupling port of the first coupler circuit 13 and the reflected power obtained from the coupling port of the second coupler circuit 14.
  • the coupler circuits 13 and 14 having high isolation characteristics are arranged on the same derivative substrate 21, it is small and inexpensive and has a large dynamic range.
  • a VSWR monitor can be configured.
  • the VSWR (voltage standing wave ratio) is the degree to which a part of the signal is reflected on the circuit when a high-frequency signal passes through the electrical equipment, and the VSWR value is “1”.
  • the time is an ideal state with no reflection at all, the larger the reflection, the larger the numerical value, indicating that the signal loss and the like are large. Therefore, in the case of communication equipment that handles high-frequency signals, the VSWR value is required to be as low as possible.
  • a VSWR value of about 1.5 or less (reflected power of 4% or less) is one standard. .
  • the present invention is used in a radio communication technology for controlling the output of a high-power amplifier for transmission and communicating with a stable transmission power, and is suitable for monitoring the output power of the high-power amplifier.
  • a directional coupler is provided.

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Abstract

　本発明は、入力ポートＰ１と出力ポートＰ２とを有する主線路２と、カップリングポートＰ３とアイソレーションポートＰ４とを有する副線路３とを含む、マイクロストリップライン２０で構成された方向性結合器１に関する。副線路３は、主線路２よりも細幅の高インピーダンス線路４からなり、この高インピーダンス線路４は、主線路２に対していずれも平行に延びる１結合線路５Ａ，５Ｂと第２結合線路６とを有しており、その第１結合線路５Ａ，５Ｂと主線路２間の距離が第２結合線路６と主線路２間の距離よりも小さくなっている。

Description

方向性結合器とこれを有する無線通信機
　本発明は、送信電力制御を行う無線通信技術に不可欠である方向性結合器と、この方向性結合器が組み込まれた無線通信機に関するものである。
　例えば、送信電力制御を行う無線通信機における送信系の高出力増幅器には、その出力電力のモニタリングのために、方向性結合器（カプラ）が設けられている。この送信側増幅器の出力は送受信アンテナに接続されるが、アンテナの反射電力は野鳥や自然障害物によって変動する。
　また、最近では、アレーアンテナやＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）アンテナ等の隣接アンテナからの電波エネルギーの回り込みも無視できない。
　そこで、上記のようなアンテナからの反射電力の影響を軽減するため、出力電力モニタには高いアイソレーション特性を有する方向性結合器が必要となる。また、昨今の高速通信化に対応した無線通信機では、広帯域特性が必須条件となっている。
　かかる高いアイソレーション特性を得るための方向性結合器としては、同軸カプラ回路やストリップライン回路が一般的に用いられる。
　図７は、ストリップラインで構成された従来の方向性結合器１の概略構成図であり、（ａ）はその結合器１の平面図、（ｂ）はＢ－Ｂ線断面図である。
　ここで、ストリップライン５０とは、図７（ｂ）に示すように、表裏両面に導体箔５２，５２を形成した板状の誘電体基板５１の内部に線状の導体箔５３を形成した断面構造を有する伝送路のことをいい、同軸ケーブルの外部導体の両側面を切り開いて２枚の導体箔とし、内部導体を箔状に引き延ばした形状に相当する。
　図７（ａ）に示すように、この方向性結合器１は、互いに間隔を有して配置された上記線状の導体箔５３よりなる主線路２と副線路３とを含んでいる。
　主線路２は、増幅器出力が入力される入力ポートＰ１と、アンテナ側に接続される出力ポートＰ２とを有する。また、副線路３は、カップリングポートＰ４とアイソレーションポートＰ４とを有し、このうち、カップリングポートＰ４からモニタリング用の出力が取り出される。
　なお、ストリップラインよりなる方向性結合器１では、通常、増幅器出力信号の波長をλとすると、主線路２に対する副線路３の結合長さはλ／４に設定される。
　図７に示すストリップラインよりなる方向性結合器１では、電界及び磁界の進行方向成分がゼロであるＴＥＭモード（Transverse
Electromagnetic mode）で信号を伝搬することができ、このＴＥＭモードでは、ＤＣから高周波までのすべての周波数の信号を伝搬することができる。
　またＴＥＭモードでは、周波数分散が存在しないことから、信号の波形歪みを生じないという利点を持っている。
　このように、ストリップラインはＴＥＭモードでの信号伝送が可能であるから、広帯域でかつ高いアイソレーション特性を有する方向性結合器１を構成できるが、その反面、表面、裏面及び内部の三層に導体箔５２，５３のパターンを形成する必要があるので、製造工程が複雑になる。
　このため、一般には、方向性結合器１を高周波回路内に実装する場合にも、ストリップラインを半分にした構造に相当するマイクロストリップライン（裏面に導体箔を形成した板状の誘電体基板の表面に線状の導体箔を形成した構造）が多用される。
　ところが、マイクロストリップラインは、誘電体基板の上に形成される導体が誘電率の異なる空気に接しているため、導体が２種類の媒質に接していることになり、完全なＴＥＭモードは成立しない。
　このようにＴＥＭモードからやや外れた伝送モードは準ＴＥＭモードと呼ばれるが、かかる準ＴＥＭモードでは、ＴＥＭに対応するモードの他に高次のモードが存在するので、マイクロストリップラインの場合には、広帯域でかつ高いアイソレーション特性を有する方向性結合器を実現するのが難しいという問題がある。
　そこで、この問題を解決する先行技術として、マイクロストリップラインよりなる方向性結合器において、副線路のカップリングポートとグランド間にキャパシタンス素子を接続し、副線路の終端側とグランド間にインダクタンス素子と抵抗素子を直列接続し、使用周波数帯域内でのアイソレーション特性を改善するためにそれらの素子の値を設定するようにしたものが知られている（特開２００７－１９４８７０号公報）。
　しかしながら、この先行技術では、副線路の各ポートに素子を接続する回路構成であるから、方向性結合器が大型化する欠点があるとともに、これらの素子の特性値にはバラツキがあるため、適切なアイソレーション特性を得るのが困難であるという問題がある。
　本発明は、このような実情に鑑み、簡単な回路構成で小型化が可能であり、しかも、広帯域でかつ高いアイソレーション特性を有する、マイクロストリップラインよりなる方向性結合器とこれを搭載した無線通信機を提供することを目的とする。
　本発明は、入力ポートと出力ポートとを有する主線路と、カップリングポートとアイソレーションポートとを有する副線路とを含む、マイクロストリップラインで構成された方向性結合器であって、前記副線路は、前記主線路よりも細幅の高インピーダンス線路からなり、前記高インピーダンス線路は、前記主線路に対していずれも平行に延びる第１結合線路と第２結合線路とを有しており、前記第１結合線路と前記主線路間の距離が前記第２結合線路と前記主線路間の距離よりも小さいことを特徴とする。
　本発明によれば、副線路を構成する高インピーダンス線路が上記第１結合線路と第２結合線路とを有しているので、近い方の第１結合線路によって主線路に対する電界結合が支配的な部分を構成し、遠い方の第２結合線路によって主線路に対する磁界結合が支配的な部分を構成することにより、副線路に発生する磁界電流と電界電流の誘起をバランスさせることができる。
　従って、準ＴＥＭモードであるマイクロストリップラインの場合でも、ＴＥＭモードの場合と同様に、広帯域でかつ高いアイソレーション特性を有する方向性結合器を構成することができる。
　本発明において、副線路を構成する前記高インピーダンス線路は、前記主線路に対して直交する方向に延びて前記第１結合線路と前記第２結合線路の端部同士を互いに繋ぐ中間直交線路を有することが好ましい。
　この場合、第１及び第２結合線路の端部同士が主線路に対して直交する方向に延びる中間直交線路で繋がっているので、主線路に対する副線路の結合長さ（主線路方向の長さ）をコンパクトにすることができ、方向性結合器を小型化することができる。
　また、本発明において、副線路を構成する前記高インピーダンス線路は、前記第２結合線路と前記主線路間の距離よりも大きい長さを有するインピーダンス調整部を備え、このインピーダンス調整部の端部に前記アイソレーションポートが設けられていることが好ましい。
　この場合、上記インピーダンス調整部の長さ調整によって副線路のインピーダンスを調整できるので、高インピーダンス線路の幅寸法等のバラツキに伴うインピーダンスの不整合を吸収することができる。
　本発明の方向性結合器は、送信電力制御を行う送信系を有する無線通信機に好適に使用することができる。この場合、前記送受信系に、当該送信系を構成する高出力増幅器の送信出力をモニタリングするための本発明の方向性結合器が搭載される。
（ａ）は本発明の方向性結合器の概略構成を示す平面図であり、（ｂ）はそのＡ－Ａ線断面図である。 本発明の方向性結合器を用いた無線通信機の機能ブロック図である。 本発明の方向性結合器の実装例を示す平面図である。 図３の方向性結合器のレベル特性を示すグラフである。 本発明の変形例に係る方向性結合器の平面図である。 本発明の他の変形例に係る方向性結合器の平面図である。 従来の方向性結合器の概略構成を示す平面図であり、（ｂ）はそのＢ－Ｂ線断面図である。
　以下、図面に基づいて、本発明の実施形態を説明する。
　〔方向性結合器〕
　図１は、本発明の一つの実施形態に係る方向性結合器１の概略図であり、（ａ）はその結合器１の平面図、（ｂ）はＡ－Ａ線断面図である。
　本実施形態の方向性結合器１は、後述する無線通信機３０の高出力増幅器３３が実装される、マイクロストリップライン２０よりなる分布定数回路で構成されている。
　図１（ｂ）に示すように、マイクロストリップライン２０は、裏面に導体箔２３が形成された板状の誘電体基板２１の表面に線状の導体箔２２を形成したものであり、裏面側の導体箔２３はグランドになっている。
　図１（ａ）に示すように、本実施形態の方向性結合器１は、入力ポートＰ１と出力ポートＰ２とを有する主線路２と、カップリングポートＰ３とアイソレーションポートＰ４とを有する副線路３とを備えている。
　主線路２及び副線路３は、いずれも所定幅に形成された帯状の前記導体箔２２よりなるが、副線路３は主線路２よりも細幅の高インピーダンス線路４により構成されている。
　この高インピーダンス線路４の線路幅ｗ２は、主線路２の線路幅ｗ１に比べて実質的に非常に小さい寸法に設定されており、例えば、主線路２の線路幅ｗ１に対して２５％程度に設定される。
　副線路３を構成する高インピーダンス線路４は、主線路２に対してより近い位置で平行に延びる第１結合線路５Ａ，５Ｂと、主線路２に対してより遠い位置で平行に延びる第２結合線路６とを有している。すなわち、第１結合線路５Ａ，５Ｂと第２結合線路６はいずれも主線路２に対して平行に延びており、第１結合線路５Ａ，５Ｂと主線路２間の距離が第２結合線路６と主線路２間の距離よりも小さくなっている。
　本実施形態の方向性結合器１では、主線路２から近い方の第１結合線路５Ａ，５Ｂは、左右一対配置されていて第２結合線路６よりも短く、主線路２から遠い方の第２結合線路６は、左右一対の第２結合線路５Ａ，５Ｂの間に配置されている。
　また、高インピーダンス線路４は、主線路２に対して直交する方向に延び、第１結合線路５Ａ，５Ｂと第２結合線路６の端部同士を互いに繋ぐ中間直交線路７Ａ，７Ｂを有している。
　更に、高インピーダンス線路４は、左側の第１結合線路５Ａの左端部から主線路２に対して直交する方向に延びる端部直交線路８を有し、この直交線路８の端部に前記カップリングポートＰ３が接続されている。
　また、副線路３を構成する高インピーダンス線路４は、右側の第１結合線路５Ｂの右端部から主線路２に対して直交する方向に延び、第２結合線路６と主線路２間の距離よりも大きい長さを有するインピーダンス調整部９を備えている。このインピーダンス調整部９端部に前記アイソレーションポートＰ４が接続されていて、このアイソレーションポートＰ４とグランドとの間に抵抗器１０が接続されている。
　以上から明らかな通り、本実施形態では、副線路３を構成する高インピーダンス線路４は、カップリングポートＰ３側からアイソレーションポートＰ４に向かって、順に、端部直交線路８、第１結合線路５Ａ、中間直交線路７Ａ、第２結合線路６、中間直交線路７Ｂ、第１結合線路５Ｂ及びインピーダンス調整部９を有している。
　なお、副線路３である高インピーダンス線路４の主線路２に対する結合長さＬ（第１結合線路５Ａ，５Ｂと第２結合線路６の総延長）は、増幅器出力信号の波長をλとすると、λ／８以下になるように設定されている。
　上記構成に係る方向性結合器１によれば、副線路３を構成する高インピーダンス線路４が、主線路２から近い方の第１結合線路５Ａ，５Ｂと主線路２から遠い方の第２結合線路６とを有しているので、近い方の第１結合線路５Ａ，５Ｂによって主線路２に対する電界結合が支配的な部分を構成し、遠い方の第２結合線路６によって主線路２に対する磁界結合が支配的な部分を構成することができ、これにより、副線路３に発生する磁界電流と電界電流の誘起をバランスさせることができる。
　従って、準ＴＥＭモードであるマイクロストリップライン２０よりなる方向性結合器１であるにも拘わらず、ＴＥＭモードの場合と同様に、広帯域でかつ高いアイソレーション特性を有する方向性結合器１を構成することができる。
　また、第１結合線路５Ａ，５Ｂと第２結合線路６とで副線路３に生じる電磁界のバランスを取ってアイソレーション特性を改善するようにしたので、前記した先行技術（特開２００７－１９４８７０号公報）のように、キャパシタンス素子やインダクタンス素子を設ける必要がなく、方向性結合器１の大型化を防止できるという利点もある。
　更に、本実施形態の方向性結合器１によれば、副線路２を構成する高インピーダンス線路３が、主線路２に対して直交する方向に延びて第１結合線路５Ａ，５Ｂと第２結合線路６の端部同士を互いに繋ぐ中間直交線路７Ａ，７Ｂを有するので、副線路３の結合長さＬをコンパクトにすることができ、方向性結合器１を小型化することができる
　また、本実施形態の方向性結合器１によれば、第２結合線路６と主線路２間の距離よりも大きい長さを有するインピーダンス調整部９が設けられ、この調整部９の端部にアイソレーションポートＰ４が設けられているので、当該インピーダンス調整部９の長さ調整によって副線路３のインピーダンスを調整でき、高インピーダンス線路４の幅寸法等のバラツキに伴うインピーダンスの不整合を吸収することができる。
　なお、今回開示した実施形態は本発明の例示であって制限的なものではない。本発明の範囲は、上記実施形態ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲とその構成と均等な意味及び範囲内での全ての変更が含まれる。
　例えば、上記実施形態では、第１結合線路５Ａ，５Ｂが２つで第２結合線路６が１つになっているが、これらは交互に配置されておればよく、それらの配置数の組み合わせは任意に設定することができる。
　〔無線通信機〕
　図２は、上記方向性結合器１を用いた無線通信機３０の機能ブロック図である。
　図２において、本実施形態の無線通信機３０は、例えばＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）の基地局装置や移動端末装置に使用可能なものであり、アップコンバータ３１、アッテネータ３２、高出力増幅器３３、本実施形態の方向性結合器１、検波器３４、制御部３５を含む送信系３６と、低雑音増幅器３７、方向性結合器３８、アッテネータ３９、ダウンコンバータ４０、検波器４１、制御部４２を含む受信系４３とから構成されている。
　上記送信系３６及び受信系４３には、ハイブリット回路４４を介して送受信アンテナ４５が接続されている。従って、送信信号は、アップコンバータ３１で周波数変換され、その後、アッテネータ３２で送信レベルが調整されてから高出力増幅器３３で増幅され、ハイブリッド回路４４を通じて送受信アンテナ４５から外部に送信される。
　一方、送受信アンテナ４５で受信された受信信号は、ハイブリッド回路４４を介して受信系４３に入力される。この受信信号は、低雑音増幅器３７で増幅されたあと、アッテネータ３９で受信レベルが調整されてから、ダウンコンバータ４０で周波数変換される。
　この無線通信機３０の送信系３６において、本実施形態の方向性結合器１を介して検波器３４によって検出された検波信号は、送信側の制御部３５に入力される。この制御部３５は、入力された検波信号に基づいて、アッテネータ３２に対するレベル調整と高出力増幅器３３に対する増幅率の制御を行う。
　また、無線通信機３０の受信系４３において、方向性結合器３８を介して検波器４１によって検出された検波信号は、受信側の制御部４２に入力される。この制御部４２は、入力された検波信号に基づいて、アッテネータ３９に対するレベル調整を行う。
　〔方向性結合器の実装例〕
　図３は、本実施形態の方向性結合器１の具体的な実装例を示す平面図である。
　この実装例の方向性結合器１では、主線路２及び副線路３等の各寸法は次の通り設定されている。
　（１）基板条件
　　板厚　　：０．８ｍｍ
　　比誘電率：３．５
　（２）主線路
　　主線路幅　：１．６ｍｍ
　（３）副線路
　　副線路幅　：０．４ｍｍ
　　第１結合線路の長さ　：１．６ｍｍ
　　第２結合線路の長さ　：５．４ｍｍ
　　インピーダンス調整部の長さ　：１２．０ｍｍ
　図４は、図３に示す実装例に係る方向性結合器１のレベル特性を示すグラフである。
　この図４に示すように、本実装例に係る方向性結合器１によれば、所望の広い周波数帯域（２０４０～２２４０ＭＨｚ）において、カップリング特性とアイソレーション特性との間に約２０ｄＢという非常に高いレベル差が認められる。
　このように、本発明の方向性結合器１によれば、広帯域特性でかつ２０ｄＢ以上の高い方向性特性が得られる。
　〔変形例〕
　図５は、本発明の変形例に係る方向性結合器１の平面図である。
　図５に示すように、この変形例に係る方向性結合器１の特徴は、副線路３のインピーダンス調整部９に、寄生インダクタ成分をキャンセルするためのキャンセル用コンデンサ１１を接続した点にある。以下、この特徴点について説明する。
　すなわち、この変形例に係る方向性結合器１においても、インピーダンス調整部９に接続する抵抗１０の位置を微調整することで、副線路３のインピーダンスを調整することができる。
　しかし、この場合、インピーダンス調整部９において、抵抗１０の接続点からアイソレーションポートＰ４までの間に冗長ライン９Ａが必要となる場合があり、この冗長ライン９Ａが寄生インダクタとして作用し、アイソレーション特性を劣化させることがある。
　そこで、この変形例では、冗長ライン９Ａによって生じる寄生インダクタ成分をキャンセルするためのコンデンサ１１をインピーダンス調整部９に追加的に接続することにより、冗長ライン９Ａに伴う上記の問題を解決するようにした。
　なお、上記キャンセル用コンデンサ１１としては、静電容量が例えば０．５ｐＦ～０．７５ｐＦの範囲のものを使用することができ、この場合、方向性結合器１の主特性には殆ど影響がない。
　〔他の変形例〕
　図６は、本発明の他の変形例に係る方向性結合器１の平面図である。
　図６に示すように、この変形例に係る方向性結合器１の特徴は、順方向信号をカップリングする第１カプラ回路１３に加えて、この第１カプラ回路１３を主線路２に対して点対称の位置関係となるように反転させた第２カプラ回路１４を誘導体基板２１に設けることにより、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）についてもモニタリング可能な方向性結合器１とした点にある。以下、この特徴点について説明する。
　図６に示す変形例において、第１カプラ回路１３は、主線路２に流れる順方向信号（アンテナ入力）をカップリングする。これに対して、第２カプラ回路１４は、点対称で反転していること以外は第１カプラ回路１３と同じ構造になっているので、主線路２に流れる順方向信号とは逆向きの信号（反射電力）をカップリングする。
　従って、第１カプラ回路１３のカップリングポートから得られる電力と、第２カプラ回路１４のカップリングポートから得られる反射電力とを用いて、ＶＳＷＲ値を算出することができる。
　この変形例に係る方向性結合器１によれば、高いアイソレーション特性を持つカプラ回路１３，１４を同じ誘導体基板２１上に配置しているので、小型かつ安価であり、しかも大きなダイナミックレンジを有するＶＳＷＲモニタを構成することができる。
　なお、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）とは、電気機器内を高周波信号が通過するときに、信号の一部が回路上で反射されてしまう度合いのことをいい、ＶＳＷＲ値が「１」の時は全く反射のない理想的な状態であるが、反射が大きいほど数値が大きくなり、信号ロスなどが大きいことを示している。
　従って、高周波信号を扱う通信機器の場合、ＶＳＷＲ値ができるだけ低いことが要求されるが、アンテナ等ではＶＳＷＲ値が１．５以下（反射電力が４％以下)程度が一つの目安になっている。
産業上の利用分野
　本発明は、送信用の高出力増幅器の出力を制御し、安定した送信出力で通信するための無線通信技術に利用されるものであり、その高出力増幅器の出力電力をモニタリングするのに適した方向性結合器を提供する。

Claims (4)

  1. 　入力ポートと出力ポートとを有する主線路と、カップリングポートとアイソレーションポートとを有する副線路とを含む、マイクロストリップラインで構成された方向性結合器であって、
    　前記副線路は、前記主線路よりも細幅の高インピーダンス線路からなり、
    　前記高インピーダンス線路は、前記主線路に対していずれも平行に延びる第１結合線路と第２結合線路とを有しており、前記第１結合線路と前記主線路間の距離が前記第２結合線路と前記主線路間の距離よりも小さいことを特徴とする方向性結合器。
  2. 　前記高インピーダンス線路は、前記主線路に対して直交する方向に延びて前記第１結合線路と前記第２結合線路の端部同士を互いに繋ぐ中間直交線路を有する請求項１に記載の方向性結合器。
  3. 　前記高インピーダンス線路は、前記第２結合線路と前記主線路間の距離よりも大きい長さを有するインピーダンス調整部を備え、このインピーダンス調整部の端部に前記アイソレーションポートが設けられている請求項１又は２に記載の方向性結合器。
  4. 　送信電力制御を行う送信系を有する無線通信機であって、
    　前記送信系が、当該送信系を構成する高出力増幅器の送信出力をモニタリングするための請求項１～３のいずれかに記載の方向性結合器を備えていることを特徴とする無線通信機。
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