WO2010035658A1 - 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム - Google Patents

信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム Download PDF

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received signal
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signal processing
received
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PCT/JP2009/066068
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昭彦 杉山
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日本電気株式会社
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    • G10L21/0208—Noise filtering
    • G10L2021/02082—Noise filtering the noise being echo, reverberation of the speech

Definitions

  • the present invention relates to a signal processing method, a signal processing device, and a signal processing program.
  • Non-Patent Document 1 discloses a linear combination type signal processing apparatus that eliminates echoes generated by propagation of a received signal through a spatial acoustic path in a system having a plurality of received signals and a single or a plurality of transmitted signals.
  • FIG. 18 shows a block diagram of a linearly coupled multi-channel signal processing apparatus when the number of channels is 2, that is, for stereo signals.
  • the linear combination type has a problem of coefficient indefiniteness in which the coefficient of the adaptive filter converges to an indefinite value other than a value (correct solution) equal to the characteristic of the echo path. The converged filter coefficient value depends on the cross-correlation of the filter input signal.
  • a correct change in coefficient value due to a change in cross-correlation means that the echo cancellation capability is reduced even when there is no fluctuation in the echo path. Therefore, residual echo is perceived, and the call quality deteriorates.
  • Patent Document 2 discloses a method that can uniquely determine the coefficient.
  • the number of conditional expressions used for calculating the coefficient of the adaptive filter has increased due to the introduction of the delayed received signal, and there is no problem that the solution that is the coefficient of the adaptive filter becomes indefinite. . Therefore, the coefficients of the adaptive filter converge to an optimal value that is uniquely determined.
  • movement of a sound image may be perceived when switching between a received signal and a delayed received signal.
  • JP 04-284732 A Japanese Patent Laid-Open No. 11-004183 JP 2000-078061 A
  • Patent Document 3 and Non-Patent Document 3 have a slower convergence speed than a linearly coupled signal processing apparatus.
  • the convergence speed when the convergence speed is increased, the movement of the sound image localization may be perceived, and the subjective sound quality of the received signal is deteriorated. Therefore, the method disclosed in Patent Document 3 cannot simultaneously achieve a short convergence time and a high subjective sound quality.
  • the present invention is a signal processing program for causing a computer to execute reception processing for receiving a plurality of reception signals and echo reduction processing for reducing a plurality of echoes generated by the plurality of reception signals, Delay received signal generation processing for generating a delayed received signal by delaying at least one received signal of the plurality of received signals, and generating the pseudo echo by inputting the received signal and the delayed received signal to the adaptive filter And a pseudo echo subtracting process for subtracting the pseudo echo from each of the plurality of received signals, and the frequency of inputting the received signal and the delayed received signal to the adaptive filter
  • a signal processing program is characterized in that control is performed based on perceptual sensitivity to a change in localization of a received signal.
  • the signal processing method, the signal processing apparatus, and the signal processing program of the present invention generate a delayed received signal by delaying at least one received signal, and operate the adaptive filter using the received signal and the delayed received signal as inputs. . Since both the received signal and the delayed received signal are used, there is no problem that the number of conditional expressions for obtaining the adaptive filter coefficient increases and the solution becomes indefinite. Therefore, the coefficients of the adaptive filter converge to an optimal value that is uniquely determined.
  • the analysis circuit 350 receives the reception signal 1 and the reception signal 2 and calculates the perceptual sensitivity to the movement of the sound image localized by these reception signals.
  • the analysis circuit 350 generates a clock signal corresponding to the obtained perceptual sensitivity and supplies it to the filter 310.
  • the filter 310 determines the generation frequency of the delayed reception signal based on the supplied clock signal.
  • the perceptual sensitivity is high, the frequency of switching between the received signal and the delayed received signal is low, and when the perceptual sensitivity is low, the clock signal is generated so that the frequency of switching between the received signal and the delayed received signal is increased and supplied to the filter 310. .
  • the analysis circuit 350 does not perform the correlation calculation when the signal power or amplitude is extremely small. By excluding small signal samples that are susceptible to unwanted effects due to the added noise, the immunity to noise can be increased.
  • the signal supplied to the input terminal 3100 is transmitted to the delay element 3101 1 and the coefficient multiplier 3102 0 .
  • Coefficient multiplier 3102 0 multiplies the input received signal sample by coefficient value c 0 and transmits the product to adder 3103 1 .
  • the delay element 3101 1 delays the received signal sample by one sample and transmits it to the coefficient multiplier 3102 1 .
  • the coefficient multiplier 3102 1 multiplies the input received signal sample by the coefficient value c 1 and transmits the product to the adder 3103 1 .
  • the adder 3103 1 adds the outputs of the coefficient multiplier 3102 0 and the coefficient multiplier 3102 1 and outputs the sum to the output terminal 3104 as a delayed received signal.
  • a clock signal is supplied to the input terminal 3105 from the analysis circuit 350 of FIG. 1 and is transmitted to the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 , and 3102 2 .
  • the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 , and 3102 2 change the coefficient values based on the clock signal supplied from the input terminal 3105.
  • c 0 (k) is shown in FIG. i is an arbitrary natural number. Periodically take 1 and 0 every M (integer) samples. Further, as is clear from Equation 1 , c 1 (k) changes as shown in a diagram obtained by vertically inverting FIG. That is, c 0 (k) and c 1 (k) are exclusive, and any input of the adder 3103 is 0. Therefore, the output of the adder 3103 is equal to either the received signal or the delayed received signal, which is equivalent to switching the received signal or the delayed received signal every M samples.
  • the maximum value of c 0 (k) can be set to an arbitrary value, but at that time, the change in amplitude is compensated so that the same output as when the maximum value of c 0 (k) is 1 is obtained. Need to scale the output.
  • Coefficient multiplier 3102 1 multiplies the output of delay element 3101 1 by coefficient value c 1 and transmits the product to adder 3103 1 .
  • Adder 3103 1 adds the outputs of coefficient multiplier 3102 0 and coefficient multiplier 3102 1 , and transmits the sum to adder 3103 2 .
  • the delay element 3101 2 delays the output of the delay element 3101 1 by one sample and transmits it to the coefficient multiplier 3102 2 .
  • a clock signal is supplied to the input terminal 3105 from the analysis circuit 350 of FIG. 1 and is transmitted to the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 , and 3102 2 .
  • the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 , and 3102 2 change the coefficient values based on the clock signal supplied from the input terminal 3105.
  • FIG. 5 shows an example of the coefficients c 0 (k), c 1 (k), and c 2 (k) of the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 , and 3102 2 .
  • the coefficients c 0 (k), c 1 (k) and c 2 (k) take 1 exclusively, the received signals corresponding to the respective coefficient multipliers are output as delayed received signals as output terminals. Obtained in 3104.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a third configuration example of the filter 310. It is configured as an L-tap FIR filter having c 0 , c 1 ,..., C L ⁇ 1 as coefficients.
  • the reception signal 1 of FIG. 1 is supplied to the input terminal 3100 of FIG.
  • the signal obtained at the output terminal 3104 in FIG. 6 is a delayed received signal.
  • Coefficient multipliers 3102 L-1 multiplies the coefficient value c L-1 to the output of the delay element 3101 L-1, and transmits the product to the adder 3103 L-1.
  • Adder 3103 L-1 adds the outputs of adder 3103 L-2 and coefficient multiplier 3102 L-1 , and outputs the sum to output terminal 3104 as a delayed received signal.
  • a clock signal is supplied to the input terminal 3105 from the analysis circuit 350 in FIG. 1, and is transmitted to the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 ,..., 3102 L ⁇ 1 .
  • the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 ,..., 3102 L ⁇ 1 change the coefficient values based on the clock signal supplied from the input terminal 3105.
  • the coefficients c 0 (k), c 1 (k), ..., c L-1 (k) of the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 , ..., 3102 L-1 are connected to each tap of the filter 310 in parallel. I think that it is. That is, c 0 (k), c 1 (k),..., C L-1 (k) take a non-zero value exclusively, and when either is non-zero, the others are zero. As described with reference to FIGS. 3A and 5, c 0 (k), c 1 (k),..., C L ⁇ 1 (k) take non-zero exclusively, A received signal that has received a delay corresponding to the coefficient multiplier is obtained as a delayed received signal at the output terminal 3104.
  • the FIR filter is assumed as the configuration of the filter 310.
  • a combination of a variable delay circuit and a switch Other structures such as a variable delay circuit and a variable weighting mixing circuit may be used.
  • a plurality of variable delay circuits give different delays to the received signal to generate a plurality of delayed received signals, and these multiple delayed received signals and received signals are switched by a switch, or appropriately mixed by a variable weighting mixing circuit. By doing so, the same function as the time-varying coefficient FIR filter can be realized.
  • the frequency at which the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter is controlled based on the perceptual sensitivity with respect to the localization of the plurality of received signals. For this reason, the received signal and the delayed received signal can be input to the adaptive filter at a frequency that is not subjectively perceived in accordance with the state of the signal, and deterioration in subjective sound quality can be reduced.
  • FIG. 7 shows a second embodiment when the number of reception signals and transmission signals is two in the signal processing apparatus of the present invention.
  • the difference from the best embodiment described with reference to FIGS. 1 to 6 is that a delay processing circuit 301 is provided instead of the delay processing circuit 300.
  • this difference will be described in detail.
  • the delay processing circuit 301 delays the received signal 1 and the call 2 to generate delayed received signals.
  • the adaptive filters 121 and 123 and the digital-analog (DA) converter 18 and the adaptive filters 122 and 124 and the digital- Each signal is transmitted to an analog (DA) converter 19.
  • the delay processing circuit 301 includes filters 310 and 320 and an analysis circuit 351.
  • Filters 310 and 320 generate delayed received signals by delaying received signals 1 and 2, respectively.
  • the filters 310 and 320 may output the received signals 1 and 2 as they are without delaying.
  • the frequency with which the outputs of the filters 310 and 320 change between the delayed received signal and the received signal 1 or between the delayed received signal and the received signal 2 is controlled by a clock signal supplied from the analysis circuit 351. The higher the frequency, the faster the convergence of the adaptive filters 121 and 123 and the adaptive filters 122 and 124 to which the switching signal is supplied.
  • the analysis circuit 351 receives the reception signal 1 and the reception signal 2 and calculates the perceptual sensitivity to the movement of the sound image localized by these reception signals.
  • the analysis circuit 351 generates a clock signal corresponding to the obtained perceptual sensitivity and supplies it to the filters 310 and 320.
  • the filters 310 and 320 determine the generation frequency of the delayed reception signal based on the supplied clock signal.
  • the clock signals supplied to the filters 310 and 320 are out of phase with each other. This phase shift will be described later with reference to FIG.
  • the configuration of the filter 320 is exactly the same as the configuration of the filter 310 described with reference to FIGS.
  • other structures such as a combination of a variable delay circuit and a switch, a variable delay circuit and a variable weighting mixing circuit can be used as long as the received signal and the delayed received signal can be switched and output with time.
  • a plurality of variable delay circuits give different delays to the received signal to generate a plurality of delayed received signals, and these multiple delayed received signals and received signals are switched by a switch, or appropriately mixed by a variable weighting mixing circuit. By doing so, the same function as the time-varying coefficient FIR filter can be realized.
  • the maximum value of the relative delay of the output signal of the filter 310 with respect to the output signal of the filter 320 is equal to the maximum value of the relative delay of the output signal of the filter 320 with respect to the output signal of the filter 310, switching to the delayed reception signal is performed.
  • the left and right shift amounts of the sound image localization generated by the above are equal, and the sound image is perceived as changing symmetrically with time.
  • the relative delay of the output signal of the filter 310 with respect to the output signal of the filter 320 is 1
  • the relative delay of the output signal of the filter 320 with respect to the output signal of the filter 310 is 1.
  • Such a symmetrical change in the sound image localization is perceived as blurring of the sound image, so that the subjective sound quality is less deteriorated than the asymmetrical sound image movement to the left or right.
  • the convergence time can be changed.
  • the coefficients c 0 (k), c 1 (k), and c 2 (k) of the coefficient multipliers 3102 0 , 3102 1 , and 3102 2 are changed from non-zero to zero.
  • the change (or vice versa) can be set to be proportional to time, or can be set to be any smooth curve or straight line connecting non-zero and zero.
  • two or more received signals are delayed to generate a delayed received signal, and the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter.
  • the coefficients of the adaptive filter converge to an optimal value that is uniquely determined.
  • the frequency at which the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter is controlled based on the perceptual sensitivity with respect to the localization of the plurality of received signals. For this reason, the received signal and the delayed received signal can be input to the adaptive filter at a frequency that is not subjectively perceived in accordance with the state of the signal, and deterioration in subjective sound quality can be reduced.
  • the number of the conditional expressions is further increased, and the convergence time of the solution to the optimum value can be shortened.
  • the difference between the left and right channels in the maximum relative delay of the delayed signal of the channel reproduced by the left and right speakers farthest from the center with respect to the received signal takes into account the deviation of the sound image due to left and right asymmetry in the left and right speaker arrangements.
  • the amplitude correction circuit 400 corrects the amplitude of the delayed reception signal that is the output of the delay processing circuit 301 to generate an amplitude correction delayed reception signal, the adaptive filters 121 and 123, the digital-analog (DA) converter 18, and The data is transmitted to the adaptive filters 122 and 124 and the DA converter 19, respectively.
  • DA digital-analog
  • the amplitude correction of the delayed reception signal in the amplitude correction circuit 400 is performed when the output of the delay processing circuit 301 is equal to the delayed reception signal obtained by delaying the reception signal 1 or 2.
  • Amplitude correction corrects the relative relationship of the amplitude of signals between a plurality of channels, and cancels the displacement of the sound image localization that occurs when a delayed received signal is used instead of the received signal.
  • correction can be performed in all channels so that the total power of all channels is equal to that before correction. By keeping the total power of all channels constant, subjective discomfort can be eliminated when the correction is switched.
  • the amplitude correction circuit 400 includes amplitude processing circuits 410 and 420.
  • the amplitude processing circuit 410 corrects the amplitude of the delayed received signal generated by delaying the received signal 1 to generate an amplitude corrected delayed received signal.
  • the amplitude processing circuit 420 corrects the amplitude of the delayed received signal generated by delaying the received signal 2 to generate an amplitude corrected delayed received signal.
  • the amplitude processing circuits 410 and 420 can be configured exactly the same.
  • a clock signal is supplied from the analysis circuit 351 included in the delay processing circuit 301 to the amplitude processing circuits 410 and 420. These clock signals are used to apply amplitude correction in accordance with the generation timing of the delay signal in the delay processing circuit 301.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of the amplitude processing circuit 410.
  • a multiplier 4101 having g 0 as a coefficient is configured.
  • a delayed reception signal obtained by delaying the reception signal 1 is supplied to the input terminal 4100 in FIG.
  • the multiplier 4101 multiplies the signal supplied to the input terminal 4100 by g 0 and transmits it to the output terminal 4104.
  • the signal obtained at the output terminal 4104 in FIG. 11 is a signal obtained by multiplying the delayed reception signal supplied to the input terminal 4100 by g 0 .
  • the amplitude processing circuit 420 can be obtained by using g 1 instead of g 0 as the coefficient of the multiplier 4101 in FIG. 11, which is a block diagram showing a configuration example of the amplitude processing circuit 410.
  • g 0 and g 1 take values of 1 when the received signals 1 and 2 are supplied to the amplitude processing circuits 410 and 420, respectively, and take values other than 1 (g 0 bar and g 1 bar).
  • the g 0 bar and the g 1 bar are set to values that compensate for the displacement of the sound image localization due to the delayed received signal.
  • the total power of all channels can be set to be equal to that before correction. By keeping the total power of all channels constant, subjective discomfort can be eliminated when the correction is switched.
  • C is a positive constant. Therefore, before the amplitude correction, when the powers of the reception signal 1 and the reception signal 2 are P 1 bar [dB] and P 2 bar [dB], respectively, the power P of the reception signal 1 and the reception signal 2 after amplitude correction.
  • the received signal is processed by the delay processing circuit 301 to generate a delayed received signal, and the amplitude of the delayed received signal is corrected by the amplitude correcting circuit 400 to obtain the amplitude corrected delayed received signal.
  • the configuration for generating and supplying to the adaptive filters 121, 123, 122, 124 has been described.
  • the order of processing the received signals is changed, the amplitude of the received signals is corrected by the amplitude correction circuit 400 to generate an amplitude corrected received signal, and the amplitude corrected received signal is processed by the delay processing circuit 301 to receive the amplitude corrected delayed reception.
  • a configuration in which a signal is generated and supplied to the adaptive filters 121, 123, 122, and 124 is also possible. Since the configurations and operations of the delay processing circuit 301 and the amplitude correction circuit 400 at that time have already been described in detail, they are omitted here.
  • two or more received signals are delayed to generate a delayed received signal, and the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter.
  • the adaptive filter Since both the received signal and the delayed received signal are used, there is no problem that the number of conditional expressions for obtaining the adaptive filter coefficient increases and the solution becomes indefinite. Therefore, the coefficients of the adaptive filter converge to an optimal value that is uniquely determined.
  • the frequency at which the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter is controlled based on the perceptual sensitivity with respect to the localization of the plurality of received signals. For this reason, the received signal and the delayed received signal can be input to the adaptive filter at a frequency that is not subjectively perceived in accordance with the state of the signal, and deterioration in subjective sound quality can be reduced.
  • the number of the conditional expressions is further increased, and the convergence time of the solution to the optimum value can be shortened.
  • the difference between the left and right channels in the maximum relative delay of the delayed signal of the channel reproduced by the left and right speakers farthest from the center with respect to the received signal takes into account the deviation of the sound image due to left and right asymmetry in the left and right speaker arrangements.
  • the sound image movement caused by the introduction of the delayed received signal is canceled by the amplitude correction processing for the input signal, the sound quality deterioration of the received signal that is directly supplied to the speaker and received is reduced, and good sound quality can be maintained.
  • FIG. 12 shows a fourth embodiment in which the number of reception signals and transmission signals is two in the signal processing apparatus of the present invention.
  • the difference from the third embodiment described with reference to FIGS. 10 and 11 is that the output signal of the amplitude correction circuit 400 is processed by the nonlinear processing circuit 500 and then supplied to the adaptive filters 121, 123, 122, and 124. It is a point.
  • the non-linear processing circuit 500 performs non-linear processing on the amplitude-corrected delayed received signal that is the output of the amplitude correcting circuit 400 to generate a non-linear amplitude-corrected delayed received signal, the adaptive filters 121 and 123, and the digital-analog (DA) converter 18. , And the adaptive filters 122 and 124 and the DA converter 19, respectively.
  • the non-linear amplitude correction delay reception signal has a smaller cross-correlation between the plurality of channels than the amplitude correction delay reception signal. Therefore, the convergence of the adaptive filters 121, 123, 122, and 124 can be further accelerated.
  • the nonlinear processing circuit 500 includes nonlinear amplitude processing circuits 510 and 520.
  • the nonlinear amplitude processing circuit 510 generates a nonlinear amplitude-corrected delayed reception signal by nonlinearly processing the amplitude of the amplitude-corrected delayed reception signal obtained by delaying the reception signal 1 and correcting the amplitude.
  • the nonlinear amplitude processing circuit 520 generates a nonlinear amplitude-corrected delayed reception signal by nonlinearly processing the amplitude of the amplitude-corrected delayed reception signal obtained by delaying the reception signal 2 and correcting the amplitude.
  • the non-linear amplitude processing circuits 510 and 520 can have exactly the same configuration.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of the nonlinear amplitude processing circuit 510.
  • the nonlinear amplitude processing circuit 510 includes a coefficient multiplier 512, a polarity determination circuit 513, a multiplier 514, and an adder 515.
  • the input terminal 511 is supplied with an amplitude correction delayed reception signal that is an output of the amplitude correction circuit 400 of FIG.
  • the amplitude-corrected delayed reception signal is transmitted to the coefficient multiplier 512, the polarity determination circuit 513, and the adder 515.
  • the coefficient multiplier 512 multiplies the input signal by ⁇ and outputs it.
  • the polarity determination circuit 513 outputs 1 when the polarity of the signal supplied to the input is positive, and outputs 0 when it is negative.
  • the multiplier 514 is supplied with the outputs of the coefficient multiplier 512 and the polarity determination circuit 513, and transmits the product of both to the adder 515.
  • the other input terminal of the adder 515 is supplied with the amplitude correction delayed reception signal as it is. That is, the output of the adder 515 with respect to the signal sample x (k) at the input terminal 511 is (1 + ⁇ ) x (k) when the polarity of the input signal is positive, and x (k) when the polarity is negative.
  • This signal becomes an output signal of the nonlinear amplitude processing circuit 510. That is, nonlinear amplitude processing circuit 510 constitutes a half-wave rectifier circuit.
  • the nonlinear amplitude processing circuit 520 can have the same configuration as the nonlinear amplitude processing circuit 510.
  • the received signal is processed by the delay processing circuit 301 to generate a delayed received signal, and the amplitude of the delayed received signal is corrected by the amplitude correcting circuit 400 to obtain the amplitude corrected delayed received signal.
  • the configuration of generating and processing the amplitude-corrected delayed received signal by the nonlinear amplitude processing circuit 500 to generate the nonlinear amplitude-corrected delayed received signal and supplying it to the adaptive filters 121, 123, 122, and 124 has been described.
  • the received signal is processed in the order of amplitude correction, delay, nonlinear processing and the order of nonlinear processing, delay, amplitude correction after changing the order of processing the received signal, and then the adaptive filters 121, 123, 122, 124, It is also possible to use a configuration for supplying to the battery. Since the configurations and operations of the delay processing circuit 301, the amplitude correction circuit 400, and the nonlinear processing circuit 500 at that time have already been described in detail, they are omitted here.
  • two or more received signals are delayed to generate a delayed received signal, and the amplitude of the delayed received signal is corrected to correct the amplitude corrected delayed received signal.
  • the adaptive filter is operated with the received signal and the nonlinear amplitude-corrected delayed received signal as inputs. Since both the received signal and the non-linear amplitude-corrected delayed received signal are used, there is no problem that the number of conditional expressions for obtaining the adaptive filter coefficient increases and the solution becomes indefinite. Therefore, the coefficients of the adaptive filter converge to an optimal value that is uniquely determined.
  • the frequency at which the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter is controlled based on the perceptual sensitivity with respect to the localization of the plurality of received signals. For this reason, the received signal and the delayed received signal can be input to the adaptive filter at a frequency that is not subjectively perceived in accordance with the state of the signal, and deterioration in subjective sound quality can be reduced.
  • the number of the conditional expressions is further increased, and the convergence time of the solution to the optimum value can be shortened.
  • the difference between the left and right channels in the maximum relative delay of the delayed signal of the channel reproduced by the left and right speakers farthest from the center with respect to the received signal takes into account the deviation of the sound image due to left and right asymmetry in the left and right speaker arrangements.
  • the sound image movement caused by the introduction of the delayed received signal is canceled by the amplitude correction processing for the input signal, the sound quality deterioration of the received signal that is directly supplied to the speaker and received is reduced, and good sound quality can be maintained. . Furthermore, the convergence time can be further shortened by the synergistic effect of the nonlinear processing and the introduction of the delayed received signal.
  • FIG. 14 shows a fifth embodiment in which the number of received signals and transmitted signals is two in the signal processing apparatus of the present invention.
  • the difference from the fourth embodiment described with reference to FIGS. 12 and 13 is that the nonlinear processing circuit 500 is a nonlinear processing circuit 501.
  • the non-linear processing circuit 501 includes non-linear amplitude processing circuits 530 and 540.
  • the non-linear amplitude processing circuit 530 performs non-linear processing on the amplitude-corrected delayed received signal whose amplitude is corrected after delaying the received signal 1 using the amplitude-corrected delayed received signal whose amplitude is corrected after delaying the received signal 2.
  • the non-linear amplitude processing circuit 540 performs non-linear processing on the amplitude-corrected delayed received signal whose amplitude is corrected after delaying the received signal 2 by using the amplitude-corrected delayed received signal whose amplitude is corrected after delaying the received signal 1.
  • the non-linear amplitude processing circuits 530 and 540 can have exactly the same configuration.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration example of the nonlinear amplitude processing circuit 530.
  • the nonlinear amplitude processing circuit 530 includes a coefficient multiplier 512, a polarity determination circuit 513, a multiplier 514, and an adder 515.
  • the input terminal 531 is supplied with an amplitude-corrected delayed reception signal obtained by delaying the reception signal 1 from the output of the amplitude correction circuit 400 in FIG. 14 and correcting the amplitude.
  • the input terminal 537 is supplied with an amplitude-corrected delayed received signal obtained by delaying the received signal 2 from the output of the amplitude correcting circuit 400 in FIG. 14 and correcting the amplitude.
  • the amplitude-corrected delayed reception signal generated from the reception signal 1 is transmitted to the polarity determination circuit 513 and the adder 515.
  • the amplitude-corrected delayed reception signal generated from the reception signal 2 is transmitted to the coefficient multiplier 512.
  • the coefficient multiplier 512 multiplies the input signal by ⁇ and outputs it.
  • the polarity determination circuit 513 outputs 1 when the polarity of the signal supplied to the input is positive, and outputs 0 when it is negative.
  • the multiplier 514 is supplied with the outputs of the coefficient multiplier 512 and the polarity determination circuit 513, and transmits the product of both to the adder 515.
  • the non-linear amplitude processing circuit 530 has a configuration in which the input of the coefficient multiplier 512 in the non-linear amplitude processing circuit 510 is changed from an amplitude-corrected delayed received signal generated from the received signal 1 to an amplitude-corrected delayed received signal generated from the received signal 2. It has become.
  • the nonlinear amplitude processing circuit 540 can have the same configuration as the nonlinear amplitude processing circuit 530. In this configuration, since a signal generated from a received signal of another channel is used for nonlinear processing, the amount of change from the signal before nonlinear processing increases, and the effect of reducing the correlation between channels increases.
  • the received signal is processed by the delay processing circuit 301 to generate a delayed received signal, and the amplitude of the delayed received signal is corrected by the amplitude correcting circuit 400 to obtain the amplitude corrected delayed received signal.
  • the configuration of generating and processing the amplitude correction delayed reception signal by the nonlinear amplitude processing circuit 501 to generate the nonlinear amplitude correction delay reception signal and supplying it to the adaptive filters 121, 123, 122, and 124 has been described.
  • two or more received signals are delayed to generate a delayed received signal, the amplitude of the delayed received signal is corrected, and the amplitude corrected delayed received signal is corrected.
  • the frequency at which the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter is controlled based on the perceptual sensitivity with respect to the localization of the plurality of received signals. For this reason, the received signal and the delayed received signal can be input to the adaptive filter at a frequency that is not subjectively perceived in accordance with the state of the signal, and deterioration in subjective sound quality can be reduced.
  • the number of the conditional expressions is further increased, and the convergence time of the solution to the optimum value can be shortened.
  • the difference between the left and right channels in the maximum relative delay of the delayed signal of the channel reproduced by the left and right speakers farthest from the center with respect to the received signal takes into account the deviation of the sound image due to left and right asymmetry in the left and right speaker arrangements.
  • the convergence time can be further shortened by a synergistic effect of nonlinear processing using a plurality of channels of received signals and introduction of delayed received signals.
  • FIG. 16 shows a sixth embodiment in which the number of received signals and transmitted signals is two in the signal processing apparatus of the present invention.
  • the frequency analysis / synthesis circuit 600 is provided in front of the delay processing circuit 301, the DA converters 18 and 19, and This is that a frequency analysis / synthesis circuit 610 is provided after the AD converters 20 and 21. Therefore, the delay processing circuit 301, the adaptive filters 121, 122, 123, and 124, and the subtractors 129 and 130 all operate on the narrowband signal that has been band-divided.
  • the frequency analysis / synthesis circuit 600 divides the received signals 1 and 2 into bands and transmits them to the delay processing circuit 301.
  • the frequency analysis synthesis circuit 600 also band-synthesizes the outputs of the subtractors 129 and 130 to form full-band output signals 16 and 17.
  • the frequency analysis / synthesis circuit 610 performs band synthesis on the output of the delay processing circuit 301 and transmits it to the DA converters 18 and 19.
  • the frequency analysis / synthesis circuit 610 also band-divides the outputs of the AD converters 20 and 21 and transmits them to the subtracters 129 and 130.
  • the delay processing circuit 301 adds a delay to the band-divided signal and outputs it as a band-divided delayed reception signal.
  • an optimum delay can be given to each band-divided signal. Accordingly, the degree of freedom in selecting a relative delay as large as possible with the allowable amount of sound image movement described with reference to FIG. 1 increases, leading to improvement in subjective sound quality.
  • the frequency analysis function in the frequency analysis synthesis circuits 600 and 610 can be realized by applying frequency conversion to input signal samples divided into frames.
  • frequency conversion Fourier transform, cosine transform, KL (Kalunen label) transform, and the like are known.
  • Non-patent document 9 (1990, "Digital Coding of Waveforms", Prentice Hall (DIGITAL CODING OF OF WAVEFORMS, PRINCIPLES AND AND APPLICATIONS TO SPEECH AND VIDEO, PRENTICE-HALL, 1990.)). It is well known that other transformations such as Hadamard transformation, Haar transformation, and wavelet transformation can be used.
  • the frequency analysis function can also be realized by applying the above-described conversion to the result obtained by weighting the input signal samples of the frame with the window function W.
  • window functions such as Hamming, Hanning (Han), Kaiser, and Blackman are known. A more complicated window function can also be used.
  • Non-patent documents 10 and 11 disclose techniques related to these window functions. Furthermore, it is also widely practiced to overlap (overlap) a part of two or more consecutive frames. In this case, the above-described frequency conversion is used for the signal that is overlapped and windowed.
  • the technology related to blocking and conversion with overlap is disclosed in Non-Patent Document 10 (1975, “Digital Signal Processing”, Prentice Hall (DIGITAL SIGNAL PROCESSING, PRENTICE-HALL, 1975)). ing.
  • the frequency analysis function of the frequency analysis / synthesis circuits 600 and 610 may be configured by a band division filter bank.
  • the band division filter bank is composed of a plurality of band pass filters. Each frequency band of the band division filter bank may be equally spaced or unequal. By dividing the band at unequal intervals, the time resolution can be reduced by dividing the band into a narrow band in the low band and the time resolution can be increased by dividing the band into a wide band in the high band.
  • Typical examples of unequal interval division include octave division in which the band is successively halved toward the low band and critical band division corresponding to human auditory characteristics.
  • the frequency synthesis function of the frequency analysis / synthesis circuits 600 and 610 is composed of a frequency conversion that realizes the frequency analysis function of the frequency analysis / synthesis circuits 600 and 610 and an inverse conversion corresponding thereto.
  • the frequency analysis function of the frequency analysis synthesis circuits 600 and 610 includes weighting by the window function W, the frequency synthesized signal is multiplied by the window function W.
  • the frequency analysis function of the frequency analysis synthesis circuits 600 and 610 is configured by a band division filter bank
  • the frequency synthesis function of the frequency analysis synthesis circuits 600 and 610 is configured by a band synthesis filter bank.
  • a technique related to the band synthesis filter bank and its design method is disclosed in Non-Patent Document 11.
  • a frequency division analysis is performed on two or more received signals to generate a band division reception signal, and the band division reception signal is delayed to obtain a band division delay.
  • a reception signal is generated, and an adaptive filter is operated with the band division reception signal and the band division delay reception signal as inputs. Since both the band division reception signal and the band division delay reception signal are used, there is no problem that the number of conditional expressions for obtaining the adaptive filter coefficient increases and the solution becomes indefinite. Therefore, the coefficients of the adaptive filter converge to an optimal value that is uniquely determined.
  • the number of the conditional expressions is further increased, and the convergence time of the solution to the optimum value can be shortened.
  • the difference between the left and right channels in the maximum relative delay of the delayed signal of the channel reproduced by the left and right speakers farthest from the center with respect to the received signal takes into account the deviation of the sound image due to left and right asymmetry in the left and right speaker arrangements.
  • the present invention is not limited to a plurality of received signals and a single or a plurality of received signals. This is applicable to a general case where there are two or more transmission signals.
  • An example is an acoustic echo in which a received signal propagates through a spatial acoustic path from a speaker and eliminates an acoustic echo recorded by a microphone.
  • an echo other than an acoustic echo for example, an echo caused by a line crosstalk, etc. Applicable.
  • a cyclic adaptive filter may be used instead of the non-cyclic adaptive filter.
  • a subband adaptive filter or a transform domain adaptive filter may also be used.
  • the seventh embodiment of the present invention includes a computer 1000 that operates under program control.
  • the computer 1000 performs processing according to any of the above-described best embodiments and the second to sixth embodiments of the present invention on the received signals received from the input terminals 1 and 2, and outputs the output signals 16 and 17 operates based on a program for outputting a signal from which echoes are eliminated.
  • the first embodiment receives a plurality of received signals, and subtracts pseudo echoes generated by a plurality of adaptive filters that receive the plurality of received signals from a plurality of echoes generated by the plurality of received signals.
  • a signal processing method for reducing the plurality of echoes, wherein a delay reception signal is generated by delaying at least one reception signal among the plurality of reception signals, and the reception signal and the delay reception signal are obtained. Controlling the frequency of inputting the received signal and the delayed received signal to the adaptive filter based on perceptual sensitivity to a localization change of the plurality of received signals. This is a characteristic signal processing method.
  • the second embodiment is characterized in that, in the above-mentioned embodiment, at least one of the delayed reception signals is an amplitude-corrected delayed reception signal whose amplitude is corrected.
  • the fourth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the received signal is decomposed into a plurality of frequency components and delayed for each of the plurality of frequency components to generate a delayed received signal.
  • the fifth embodiment is characterized in that, in the above embodiment, the perceptual sensitivity to the localization change is obtained by the similarity of the received signals.
  • the sixth embodiment is characterized in that, in the above embodiment, the perceptual sensitivity to the change in localization is obtained by the power of the received signal.
  • the seventh embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the relative delay of the delayed received signal with respect to the received signal is generated so as to take a plurality of values that change with time.
  • the eighth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the relative delay is an integral multiple of a sampling period.
  • the ninth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the delayed reception signal is generated by processing the reception signal with a filter having a plurality of time-varying coefficients that alternately take zero and non-zero values.
  • the tenth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the plurality of time-varying coefficients take mutually exclusive zero values.
  • a plurality of reception signals are received, and a pseudo echo generated by a plurality of adaptive filters that receive the plurality of reception signals is subtracted from a plurality of echoes generated by the plurality of reception signals.
  • a signal processing device for reducing the plurality of echoes wherein a linear processing circuit that generates a delayed reception signal by delaying at least one reception signal among the plurality of reception signals, the reception signal, and the delay
  • An adaptive filter that receives a received signal and generates a pseudo echo, a plurality of subtractors that generate a signal with reduced echo by subtracting the pseudo echo from the mixed signal, and a change in localization of the plurality of received signals
  • An analysis circuit for obtaining a perceptual sensitivity to the adaptive filter, wherein the adaptive filter converts the received signal and the delayed received signal based on the perceptual sensitivity. It controls the frequency of the input is a signal processing device and controls the coefficients of the plurality of adaptive filters to minimize the output of said plurality of subtracters.
  • the thirteenth embodiment is characterized in that, in the above-mentioned embodiment, an amplitude correction circuit for generating an amplitude-corrected delayed reception signal by correcting the amplitude of at least one of the delayed reception signals is provided.
  • the fourteenth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, a non-linear processing circuit that generates a non-linear processing signal by performing non-linear processing on at least one of the signals input to the plurality of adaptive filters is provided.
  • a frequency analysis circuit that decomposes the received signal into a plurality of frequency components, and a linear processing circuit that generates a delayed received signal by delaying the plurality of frequency components. It is characterized by comprising.
  • the sixteenth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the analysis circuit obtains the perceptual sensitivity to the localization change by the similarity of the received signals.
  • the seventeenth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the analysis circuit obtains the perceptual sensitivity to the localization change by the power of the received signal.
  • the linear processing circuit performs processing such that a relative delay of the delayed received signal with respect to the received signal takes a plurality of values that change with time.
  • the nineteenth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the linear processing circuit performs processing such that the relative delay is an integral multiple of a sampling period.
  • the twentieth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the linear processing circuit includes a filter having a plurality of time-varying coefficients that alternately take zero and non-zero values.
  • the twenty-first embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the plurality of time-varying coefficients take mutually exclusive zero values.
  • the twenty-second embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the plurality of time-varying coefficients take non-zero values exclusively from each other.
  • a twenty-third embodiment is a signal processing program for causing a computer to execute reception processing for receiving a plurality of reception signals and echo reduction processing for reducing a plurality of echoes generated by the plurality of reception signals.
  • a delayed received signal generation process for generating a delayed received signal by delaying at least one received signal of the plurality of received signals; and the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter to generate a pseudo echo
  • a pseudo echo generation process to generate, and a pseudo echo subtraction process to subtract the pseudo echo from each of the plurality of received signals, and the frequency at which the received signal and the delayed received signal are input to the adaptive filter
  • It is a signal processing program characterized by controlling based on the perceptual sensitivity with respect to the change of the localization of the received signal.
  • the twenty-fourth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, at least one of the delayed reception signals is an amplitude-corrected delayed reception signal whose amplitude is corrected.
  • the twenty-fifth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, at least one of the signals inputted to the plurality of adaptive filters is a nonlinear processed signal.
  • the twenty-sixth embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the received signal is decomposed into a plurality of frequency components and delayed for each of the plurality of frequency components to generate a delayed received signal.
  • the twenty-ninth embodiment is characterized in that, in the above embodiment, the relative delay of the delayed received signal with respect to the received signal is generated so as to take a plurality of values that change with time.
  • the 30th embodiment is characterized in that, in the above embodiment, the relative delay is an integral multiple of a sampling period.
  • the thirty-first embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the delayed received signal is generated by processing the received signal with a filter having a plurality of time-varying coefficients that alternate between zero and non-zero values.
  • the thirty-second embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the plurality of time-varying coefficients take mutually exclusive zero values.
  • the thirty-third embodiment is characterized in that, in the above-described embodiment, the plurality of time-varying coefficients take non-zero values exclusively from each other.

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Abstract

本発明は、複数の受信信号を受信し、複数の受信信号により生成される複数のエコーから、複数の受信信号を入力とする複数の適応フィルタによって生成された擬似エコーを差し引くことによって、複数のエコーを低減する信号処理方法であって、複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、受信信号と遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力して擬似エコーを生成し、受信信号と遅延受信信号とを適応フィルタに入力する頻度を複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御することを特徴とする信号処理方法である。

Description

信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム
　本発明は、信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラムに関するものである。
　複数の受信信号と単数または複数の送信信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経路を伝搬することによって生じるエコーを消去する信号処理装置として、線形結合型が非特許文献１に開示されている。チャネル数が２である場合の、すなわちステレオ信号を対象とした、線形結合型多チャネル信号処理装置のブロック図を、図18に示す。特許文献１によれば、線形結合型には、適応フィルタの係数がエコー経路の特性と等しい値（正しい解）以外の不定値に収束する、係数不定性の問題がある。収束したフィルタ係数値は、フィルタ入力信号の相互相関に依存しており、遠端話者の移動などによって相互相関が変化すると、正しい係数値も変化する。相互相関の変化に起因する正しい係数値の変化は、エコー経路の変動がない場合でも、エコー消去能力が低下することを意味する。従って、残留エコーが知覚されることになり、通話品質が劣化する。
　この問題を解決するために、１つの受信信号を入力とし、混在信号と１対１に対応する適応フィルタで擬似エコー（エコーレプリカ）を生成することにより、１つの音源から複数の経路を伝搬して生じたエコーをチャネルあたり１つの適応フィルタで推定する信号処理方法が、特許文献１に開示されている。この信号処理方法では、一つのチャネルにおいて生じるエコーを一つの適応フィルタで消去するため、係数不定性の問題は存在しない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。しかしながら非特許文献２には、話者の声を収録するマイクロフォンの配置などの使用環境によって定められるパラメータがある範囲に収まらないときにエコー消去性能が劣化することが、評価結果として開示されている。従って、あらゆる環境で使用できることを前提とすれば、線形結合型の多チャネルエコーキャンセラを使用することが必要となる。
　この前提に基づき、線形結合型多チャネルエコーキャンセラの受信信号を遅延させて遅延信号を生成し、この遅延信号を受信信号と相互に連続して切替えて新たな受信信号とすることにより、適応フィルタの係数を一意に定めることができる方法が、特許文献２に開示されている。この信号処理方法では、適応フィルタの係数を算出するために用いる条件式の数が、遅延した受信信号の導入で増加しており、適応フィルタの係数である解が不定となるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。しかしながら、特許文献２で提案されている方法では、受信信号と遅延受信信号を切替える際に音像の移動が知覚されることがある。実際には移動していない音像が移動するので、不自然な音として知覚され、受信信号の主観的な音質が劣化する。これを解決するために、受信信号と遅延受信信号の切替えに際して、両チャネルの信号の振幅補正をする方法が、特許文献３に開示されている。
　一方、受信信号と遅延受信信号の切替えの代わりに、両チャネルの受信信号に非線形処理を適用することによって、適応フィルタの係数を一意に定めることができる方法が、非特許文献３に開示されている。しかし、特許文献２、特許文献３、及び非特許文献３において開示された３つの方法は、線形結合型多チャネルエコーキャンセラより収束が遅いことが、非特許文献４において明らかにされている。また、非特許文献３において開示された方法は、特許文献２に開示された方法及び特許文献３において開示された方法より、さらに収束が遅いことが、非特許文献４に示されている。
特開平04-284732号公報 特開平11-004183号公報 特開2000-078061号公報
電子情報通信学会技術研究報告Vol. 84、No. 330、 pp. 7-14、CS-84-178 アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ・インターナショナルカンファレンス・オン・アクーステイックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング（ＩＥＥＥ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ　ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第２巻、１９９４年、２４５～２４８ページ アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ・インターナショナルカンファレンス・オン・アクースティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング（ＩＥＥＥ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ　ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第１巻、１９９７年、３０３～３０６ページ アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ・インターナショナルカンファレンス・オン・アクースティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング（ＩＥＥＥ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ　ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第６巻、１９９８年、３６７７～３６８０ページ
　特許文献３及び非特許文献３で開示されている方法は、線形結合型の信号処理装置と比較して、収束速度が遅い。また、特許文献３で開示されている方法は、収束速度を早くすると音像定位の移動が知覚されることがあり、受信信号の主観音質が劣化する。従って、特許文献３に開示されている方法は、短い収束時間と高い主観音質とを同時に達成することができない。
　そこで、本発明は上記課題に鑑みて発明されたものであって、その目的は、適応フィルタの係数値がエコー経路のインパルス応答によって一意に定められる正しい値に収束し、受信信号の主観音質が高く、収束時間の短い（収束速度の速い）信号処理方法、信号処理装置、及び信号処理プログラムを提供することにある。
　本発明は、複数の受信信号を受信し、前記複数の受信信号により生成される複数のエコーから、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応フィルタによって生成された擬似エコーを差し引くことによって、前記複数のエコーを低減する信号処理方法であって、前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力して擬似エコーを生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御することを特徴とする信号処理方法である。
　また、本発明は、複数の受信信号を受信し、前記複数の受信信号により生成される複数のエコーから、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応フィルタによって生成された擬似エコーを差し引くことによって、前記複数のエコーを低減する信号処理装置であって、前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成する線形処理回路と、前記受信信号と前記遅延受信信号とを受けて擬似エコーを生成する適応フィルタと、前記擬似エコーを前記混在信号から差し引くことによってエコーが低減された信号を生成する複数の減算器と、前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度を求める分析回路と、を具備し、前記知覚感度に基づいて前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を制御し、前記複数の減算器の出力を最小とするように前記複数の適応フィルタの係数を制御することを特徴とする信号処理装置である。
　また、本発明は、コンピュータに、複数の受信信号を受信する受信する受信処理と、前記複数の受信信号により発生する複数のエコーを低減するエコー低減処理とを実行させる信号処理プログラムであって、前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成する遅延受信信号生成処理と、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力して擬似エコーを生成する擬似エコー生成処理と、前記複数の受信信号それぞれから前記擬似エコーを差し引く擬似エコー差引き処理と、を含み、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御することを特徴とする信号処理プログラムである。
　本発明の信号処理方法、信号処理装置、及び信号処理プログラムは、少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号を入力として、適応フィルタを動作させる。受信信号と遅延受信信号の双方を用いるために、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定になるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。
　また、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する。このため、信号の状態に合わせて、主観的に知覚されない頻度で前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力することができ、主観音質の劣化を少なくすることができる。
本発明の信号処理装置の最良の実施の形態を示すブロック図である。 フィルタ310の構成例を示すブロック図である。 フィルタ310における係数ｃ0(k)の変化例を示す図である。 フィルタ310及び320の第２の構成例を示すブロック図である。 フィルタ310における係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)の変化例を示す図である。 フィルタ310の第３の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。 フィルタ310及び320における係数ｃ0(k)の変化例を示す図である。 フィルタ320における係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)の変化例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態を示すブロック図である。 振幅処理回路410の構成例を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態を示すブロック図である。 非線形振幅処理回路510の構成例を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態を示すブロック図である。 線形振幅処理回路530の構成例を示すブロック図である。 本発明の第６の実施の形態を示すブロック図である。 本発明の第７の実施の形態を示すブロック図である。 線形結合型の信号処理装置を示すブロック図である。
　図１から図１８を用いて、本発明の実施の形態を詳細に説明する。説明にあたっては、第１及び第２の受信信号が存在する場合、すなわち、２チャネルの場合で、受信信号がスピーカから空間音響経路を伝搬して、マイクロフォンで収録されることによって生じる音響エコーを消去するための音響エコーキャンセラの例を用いる。
　図１に、本発明の信号処理装置において受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２である場合の最良の実施の形態を示す。非特許文献１に開示された線形結合型との違いは、適応フィルタ121及び123に供給される受信信号１が、遅延処理回路300によって処理されている点である。
　受信信号１及び２は、遅延処理回路300に供給される。遅延処理回路300は、受信信号１を遅延させて遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、及びディジタル―アナログ（ＤＡ）変換器18にそれぞれ伝達する。遅延処理回路300は、受信信号２を適応フィルタ122、124、及びディジタル―アナログ（ＤＡ）変換器19にそれぞれ伝達する。ＤＡ変換器18及び19は、ディジタル遅延受信信号又はディジタル受信信号をそれぞれアナログ遅延受信信号又はアナログ受信信号に変換して、スピーカ３又は４に伝達する。スピーカ３と４は、受けた遅延受信信号と受信信号を、空間に放射する。マイクロフォン９及び10は、話者11の音声、スピーカ３及び４から空間に放射された遅延受信信号の漏れ込み（エコー）を受けて、アナログ―ディジタル（ＡＤ）変換器20及び21に混在信号14及び15として伝達する。ＡＤ変換器20及び21は、混在信号14及び15をアナログ信号からディジタル信号に変換して、減算器129及び130に伝達する。一方、前記遅延受信信号を受けた適応フィルタ121および123、並びに前記受信信号を受けた適応フィルタ122及び124は、擬似エコー（エコーレプリカ）を生成して、それぞれ減算器129及び130に伝達する。減算器129及び130は、前記混在信号14及び15からそれぞれ、適応フィルタ121及び122が生成した擬似エコー、及び適応フィルタ123及び124が生成した擬似エコーを減算し、出力信号16及び17として出力する。減算器129及び130における減算によって、エコーが消去され、出力信号16及び17はエコーが含まれない信号となる。
　適応フィルタ121、122、123、124の係数更新アルゴリズムとしては、非特許文献４（アダプティブ・シグナル・プロセッシング（Adaptive signal processing），１９８５年、９９～１１３ページ，Prentice-Hall Inc., USA）に０３６１０に最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムが、非特許文献５（アダプティブ・フィルタ（Adaptive filters），１９８５年、４９～５６ページ，Kulwer Academic Publishers, USA）に正規化最小平均二乗（ＮＬＭＳ）アルゴリズムが開示されている。
　適応フィルタのアルゴリズムとしては、非特許文献４に記載されているシーケンシャル・リグレッション・アルゴリズム（Sequential Regression Algorithm：ＳＲＡ）や非特許文献５に記載されているＲＬＳアルゴリズムなども使用できる。
　遅延処理回路300における遅延信号の生成は断続的に行われ、遅延受信信号は受信信号１を遅延させた信号に等しいときと受信信号1に等しい、すなわち遅延されていないときとが混在する。これら2種類の状態（受信信号が遅延された状態と遅延されていない状態）では適応フィルタ121及び123と適応フィルタ122及び124に供給される信号の相互相関が異なる。このため、2種類の状態に対応した2種類の条件式（線形結合型よりも多くの条件式）を得ることができ、適応フィルタ121、123、122、124の係数は正しい値に収束する。
　受信信号と遅延受信信号の相対的な遅延量（相対的な遅延）は、サンプリング周期の整数倍にとることができる。この場合、最小値はサンプリング周期に等しくなる。相対遅延の量が大きいと、適応フィルタ121及び123と適応フィルタ122及び124に供給される信号の相互相関が大きくなり、収束時間が短縮される。しかし、遅延受信信号がスピーカ３及び４で再生される際の音像移動量が大きくなり、主観音質が劣化する。このため、知覚される音像移動量が許容できる範囲で、できる限り大きい相対遅延を適切に選択する。
　相対遅延は、サンプリング周期の非整数倍にとることもできる。この場合、許容できる音像移動量とできる限り大きな相対遅延の選択において、微細な調整が可能になるために、より適切な選択が可能となる。
　相対遅延は、一種類に限定する必要はなく、複数の値を交互に用いることもできる。例えば、相対遅延がサンプリング周期の０倍（遅延なし）、１倍（１サンプル遅延）、２倍（２サンプル遅延）の３状態（２種類の相対遅延）を切り替えることができる。この場合は、前記条件式が線形結合型の３倍となり、前記適応フィルタをさらに高速に収束させることができる。利用する相対遅延量の数が増えると、前記適応フィルタの収束は高速になる。
　遅延処理回路300は、フィルタ310、及び分析回路350を含む。フィルタ310は、受信信号１を遅延させて遅延受信信号を生成する。また、フィルタ310は、受信信号１を遅延させずにそのまま出力することもある。フィルタ310の出力が遅延受信信号と受信信号１の間で変化する頻度は、分析回路350から供給されるクロック信号によって制御される。この頻度が高いほど、この切り替え信号が供給される適応フィルタ121と123の収束が早くなる。これは、切り替えによって、受信信号１と２の相互相関が変化し、受信信号１及び２と適応フィルタ121及び123の係数の関係を表す条件式の組も変化するからである。一方、切り替えによって、スピーカ３とスピーカ４によって定位する音像は、切り替えに伴ってスピーカ４の方向へ移動する。従って、切り替え頻度が高いと、音像定位の移動が主観的に知覚され易くなり、主観音質の劣化につながる。すなわち、前記切り替え頻度に関して、収束速度と主観音質の間にはトレードオフがある。
　分析回路350は、受信信号１と受信信号２を受けて、これらの受信信号によって定位する音像の移動に対する知覚感度を計算する。分析回路350は、得られた知覚感度に対応したクロック信号を生成して、フィルタ310に供給する。フィルタ310は、供給されたクロック信号に基づいて遅延受信信号の生成頻度を決定する。
　受信信号１と受信信号２による音像移動の知覚感度が高いということは、音像が移動したことを知覚され易いことを意味する。すなわち、少しの音像移動でも近くされる。反対に、知覚感度が低いということは、音像の移動を知覚しにくいことを意味する。例えば、受信信号１と受信信号２が類似しているとき、両者の振幅と位相が相互に類似していることになる。このような場合に音像は、受信信号１を再生するスピーカ３と受信信号２を再生するスピーカ４との中央に極めて近い位置に定位する。音像の移動は、音像が正面スピーカ３と４との中間にあるときには、知覚され易い。反対に、音像がスピーカ３と４の中央から離れた位置、すなわちスピーカ３又は４に近い位置に定位する場合は、音像の移動を知覚することが容易ではない。そこで、知覚感度が高いときには受信信号と遅延受信信号の切り替え頻度が低く、知覚感度が低いときには受信信号と遅延受信信号の切り替え頻度が高くなるようなクロック信号を発生して、フィルタ310に供給する。
　知覚感度の指標の例としては、受信信号１と受信信号２との相互相関に代表される類似度が用いられてもよい。相互相関は、通常、２信号の各時刻におけるサンプル値の積で表すことができる。非定常信号に対して、平均的な相互相関を求めるために、前記の積を一定時間累算して総サンプル数で除した商を計算することもできる。さらに、得られた商が入力信号パワーの絶対値に依存することを避けるために、前記の積の累算を、同じ時間に対応した受信信号１の二乗サンプル総和と受信信号２の二乗サンプル総和の積で正規化した、正規化相互相関を用いることもできる。相互相関の特殊なものとして、受信信号の位相と振幅それぞれを用いた位相相関や振幅相関、それらの平均値や正規化値を用いることもできる。さらに、信号パワーまたは振幅が極端に小さいときに、分析回路350が相関計算を行わないことも可能である。付加される雑音による望ましくない影響を受けやすい小信号サンプルを除外することによって、雑音に対する耐性を増すことができる。
　知覚感度の別の指標の例としては、受信信号１と受信信号２とのパワーが用いられてもよい。受信信号１と２のパワーが小さいときには、音像が移動しても知覚しにくい。これは、受信信号自体を聞き取ることが困難になるからである。反対に、受信信号１と２のパワーが大きいときには、音像の移動は容易に知覚される。従って、分析回路350は、受信信号１と２のパワーが大きいときには受信信号と遅延受信信号の切り替え頻度が低く、パワーが小さいときには受信信号と遅延受信信号の切り替え頻度が高くなるようなクロック信号を発生して、フィルタ310に供給する。受信信号１と２のパワーの指標としては、両者の相関が高いことが仮定できるので、どちらか片方のパワーを用いることができる。また、受信信号１と２のパワーの平均値を用いることもできる。いずれの場合も、瞬時値ばかりでなく、一定時間の平均値を用いることもできる。さらに、信号パワーまたは振幅が極端に小さいときに、分析回路350が相関計算を行わないことも可能である。付加される雑音による望ましくない影響を受けやすい小信号サンプルを除外することによって、雑音に対する耐性を増すことができる。
　図２は、フィルタ310の構成例を示すブロック図である。係数としてｃ0とｃ1を有する２タップＦＩＲフィルタとして構成されている。図２の入力端子3100には、図１の受信信号１が供給される。図２の出力端子3104において得られる信号は、遅延受信信号である。
　入力端子3100に供給された信号は、遅延素子31011 及び係数乗算器31020 に伝達される。係数乗算器31020は、入力された受信信号サンプルに係数値ｃ0を乗算し、その積を加算器31031に伝達する。遅延素子31011は受信信号サンプルを1サンプル遅延させて、係数乗算器31021に伝達する。
　係数乗算器31021は、入力された受信信号サンプルに係数値ｃ1を乗算し、その積を加算器31031に伝達する。加算器31031は、係数乗算器31020及び係数乗算器31021の出力を加算して、その和を遅延受信信号として出力端子3104に出力する。
　入力端子3105には図１の分析回路350からクロック信号が供給されており、係数乗算器31020、31021、及び31022に伝達される。係数乗算器31020、31021、及び31022は、入力端子3105から供給されたクロック信号に基づいて、その係数値を変化させる。
　係数乗算器31020及び係数乗算器31021の係数ｃ0とｃ1は、時間とともに変化する。これを明確に表すために、ｃ0とｃ1をｃ0(k)とｃ1(k)と表記する。ｃ1(k)は、
＜数１＞
ｃ1(k)＝１－ｃ0(k)
に従って与える。
　ｃ0(k)の一例を図３(A)に示す。ｉは任意の自然数とする。Ｍ(整数)サンプル毎に、周期的に１と０をとる。また、数１から明らかなように、ｃ1(k)は図３(A)を上下反転した図で表されるように変化する。すなわち、ｃ0(k)とｃ1(k)は排他的となり、加算器3103のいずれかの入力は０となる。従って、加算器3103の出力は受信信号または遅延受信信号のいずれかと等しくなり、Ｍサンプル毎に受信信号または遅延受信信号を切り替えることと等価になる。なお、ｃ0(k)の最大値は任意の値に設定することができるが、そのときには振幅の変化を補償してｃ0(k)の最大値が１のときと同じ出力になるように、出力をスケーリングする必要がある。
　図３(B)は、図３(A)と異なり、ｃ0(k)がゼロと非ゼロの値を変化する際に、急変ではなく、時間をかけて滑らかに変化するように設定されている。滑らかな値の変化によって、受信信号と遅延受信信号を相互に切り替える際に生じる音像が滑らかに移動し、音像移動を知覚されにくくする効果がある。また、前記切り替えに際して、クリック音が知覚されることを避ける効果もある。これらは、主観音質の改善に有効である。
　図３(B)と(C)を比較すると、ｃ0(k)=1とｃ0(k)=0の時間が相互に異なる。適応フィルタ121及び123と適応フィルタ122及び124に供給される信号の相互相関はｃ0(k)=0のときに線形結合型と最も大きく異なるので、ｃ0(k)=1とｃ0(k)=0の時間が最大となるときに、適応フィルタ係数の正しい値への収束は最短時間で達成される。言い換えれば、前記滑らかな値の変化を生じる区間が短いほど、収束時間は短くなる。一方、前記滑らかな値の変化を生じる区間が短いほど、音像の移動は急激に感じられる。従って、音像移動の知覚と収束時間の双方を考慮して、前記滑らかな値の変化を生じる区間を適切な長さに設定する。図３(B)と(C)では、ｃ0(k)=1からｃ0(k)=0へ（又はその反対）の変化が時間に比例する例を示してあるが、ｃ0(k)=1とｃ0(k)=0を接続する任意の滑らかな曲線あるいは直線を用いることができる。
　図４は、フィルタ310の第２の構成例を示すブロック図である。係数としてｃ0、ｃ1、及びｃ2を有する３タップＦＩＲフィルタとして構成されている。図４の入力端子3100には、図１の受信信号１が供給される。図４の出力端子3104において得られる信号は、遅延受信信号である。
　入力端子3100に供給された信号は、遅延素子31011 、係数乗算器31020に伝達される。
　係数乗算器31020は、入力された受信信号サンプルに係数値ｃ0を乗算し、その積を加算器31031に伝達する。遅延素子31011は受信信号サンプルを1サンプル遅延させて、係数乗算器31021及び遅延素子31012に伝達する。
　係数乗算器31021は、遅延素子31011の出力に係数値ｃ1を乗算し、その積を加算器31031に伝達する。加算器31031は、係数乗算器31020と係数乗算器31021の出力を加算し、その和を加算器31032に伝達する。遅延素子31012は遅延素子31011の出力を1サンプル遅延させて、係数乗算器31022に伝達する。
　係数乗算器31022は、遅延素子31012の出力に係数値ｃ2を乗算し、その積を加算器31032に伝達する。加算器31032は、加算器31031及び係数乗算器31022の出力を加算して、その和を遅延受信信号として出力端子3104に出力する。
　入力端子3105には図１の分析回路350からクロック信号が供給されており、係数乗算器31020、31021、及び31022に伝達される。係数乗算器31020、31021、及び31022は、入力端子3105から供給されたクロック信号に基づいて、その係数値を変化させる。
　図５に、係数乗算器31020、31021、及び31022の係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)の例を示す。係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)が排他的に１をとることによって、それぞれの係数乗算器に対応した遅延を受けた受信信号が、遅延受信信号として出力端子3104に得られる。図３(A)に対応した (B)と(C)のように、図５に示した係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)がゼロと非ゼロの値を変化する際に、滑らかに変化するように設定することもできる。滑らかな値の変化によって、受信信号と遅延受信信号を相互に切り替える際に生じる音像が滑らかに移動し、音像移動を知覚されにくくする効果がある。また、前記切り替えに際して、クリック音が知覚されることを避ける効果もある。これらは、主観音質の改善に有効である。
　図６は、フィルタ310の第３の構成例を示すブロック図である。係数としてｃ0、ｃ1、…、ｃL-1を有するＬタップＦＩＲフィルタとして構成されている。図６の入力端子3100には、図１の受信信号１が供給される。図６の出力端子3104において得られる信号は、遅延受信信号である。
　入力端子3100に供給された信号は、遅延素子31011 、係数乗算器31020に伝達される。
　係数乗算器31020は、入力された受信信号サンプルに係数値ｃ0を乗算し、その積を加算器31031に伝達する。遅延素子31011は受信信号サンプルを1サンプル遅延させて、係数乗算器31021及び遅延素子31012に伝達する。
　係数乗算器31021は、遅延素子31011の出力に係数値ｃ1を乗算し、その積を加算器31031に伝達する。加算器31031は、係数乗算器31020と係数乗算器31021の出力を加算し、その和を加算器31032に伝達する。遅延素子31012は遅延素子31011の出力を1サンプル遅延させて、係数乗算器31022に伝達する。以下、この処理が係数乗算器3102L-2まで繰り返される。
　係数乗算器3102L-1は、遅延素子3101L-1の出力に係数値ｃL-1を乗算し、その積を加算器3103L-1に伝達する。加算器3103L-1は、加算器3103L-2及び係数乗算器3102L-1の出力を加算して、その和を遅延受信信号として出力端子3104に出力する。
　入力端子3105には図１の分析回路350からクロック信号が供給されており、係数乗算器31020、31021、…、3102L-1に伝達される。係数乗算器31020、31021、…、3102L-1は、入力端子3105から供給されたクロック信号に基づいて、その係数値を変化させる。
　係数乗算器31020、31021、…、3102L-1の係数ｃ0(k)、ｃ1(k)、…、ｃL-1(k)は、フィルタ310の各タップが並列接続されていると考えれば良い。すなわち、ｃ0(k)、ｃ1(k)、…、ｃL-1(k)は排他的に非ゼロの値をとり、いずれかが非ゼロのときはその他がゼロとなる。図３(A)及び図５を用いて説明したように、ｃ0(k)、ｃ1(k)、…、ｃL-1(k)が排他的に非ゼロをとることによって、それぞれの係数乗算器に対応した遅延を受けた受信信号が、遅延受信信号として出力端子3104に得られる。図３(A)に対応した (B)及び(C)のように、係数ｃ0(k)、ｃ1(k) …、ｃL-1(k)がゼロと非ゼロの値を変化する際に、滑らかに変化するように設定することもできる。滑らかな値の変化によって、受信信号と遅延受信信号を相互に切り替える際に生じる音像が滑らかに移動し、音像移動を知覚されにくくする効果がある。また、前記切り替えに際して、クリック音が知覚されることを避ける効果もある。これらは、主観音質の改善に有効である。
　これまでの説明では、遅延素子31011、31011、…、3101L-1の遅延量が１サンプリング周期に等しいという前提で説明をしてきたが、サンプリング周期の整数倍であってもよい。また、それぞれの遅延素子が異なる遅延量を与えるように構成してもよい。各遅延素子の遅延量を１サンプリング周期に限定しないことによって、受信信号の遅延を様々に異なった値で効率よく設定することができる。
　また、これまでの説明では、フィルタ310の構成としてＦＩＲフィルタを仮定していたが、時間とともに受信信号と遅延受信信号を切り替えて出力できるような構成であれば、可変遅延回路とスイッチの組み合わせや可変遅延回路と可変重み付け混合回路など、その他の構造であってもよい。複数の可変遅延回路によって受信信号に異なった遅延を与えて複数の遅延受信信号を生成し、これらの複数の遅延受信信号と受信信号をスイッチによって切り替えたり、可変重み付け混合回路で適切に混合したりすることによって、時変係数ＦＩＲフィルタと同様の機能を実現できる。
　以上、詳細に説明したように、本発明の最良の実施の形態では、少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号を入力として、適応フィルタを動作させる。受信信号と遅延受信信号の双方を用いるために、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定になるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。
　また、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する。このため、信号の状態に合わせて、主観的に知覚されない頻度で前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力することができ、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　図７に、本発明の信号処理装置において受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２である場合の第２の実施の形態を示す。図１から６を用いて説明した最良の実施の形態との違いは、遅延処理回路300の代わりに遅延処理回路301が具備されている点である。以下、この相違点について、詳細に説明する。
　遅延処理回路301は、受信信号１お呼び２をそれぞれ遅延させて遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、及びディジタル―アナログ（ＤＡ）変換器18、並びに適応フィルタ122、124、及びディジタル―アナログ（ＤＡ）変換器19にそれぞれ伝達する。
　遅延処理回路301は、フィルタ310、320、及び分析回路351を含む。フィルタ310及び320は、受信信号１及び２をそれぞれ遅延させて遅延受信信号を生成する。また、フィルタ310及び320は、受信信号１及び２を遅延させずにそのまま出力することもある。フィルタ310及び320の出力が遅延受信信号と受信信号１、又は遅延受信信号と受信信号２の間で変化する頻度は、分析回路351から供給されるクロック信号によって制御される。この頻度が高いほど、この切り替え信号が供給される適応フィルタ121と123、及び適応フィルタ122と124の収束が早くなる。これは、切り替えによって、受信信号１と２の相互相関が変化し、受信信号１及び２と適応フィルタ121及び123の係数の関係を表す条件式の組、並びに受信信号１及び２と適応フィルタ122及び124の係数の関係を表す条件式の組も変化するからである。一方、切り替えによって、スピーカ３とスピーカ４によって定位する音像は、フィルタ310による切り替えに伴ってスピーカ４の方向へ、フィルタ320による切り替えに伴ってスピーカ３の方向へ移動する。従って、切り替え頻度が高いと、音像定位の移動が主観的に知覚され易くなり、主観音質の劣化につながる。すなわち、前記切り替え頻度に関して、収束速度と主観音質の間にはトレードオフがある。
　分析回路351は、受信信号１と受信信号２を受けて、これらの受信信号によって定位する音像の移動に対する知覚感度を計算する。分析回路351は、得られた知覚感度に対応したクロック信号を生成して、フィルタ310及び320に供給する。フィルタ310及び320は、供給されたクロック信号に基づいて遅延受信信号の生成頻度を決定する。また、フィルタ310と320に供給されるクロック信号は、互いに位相がずれている。この位相のずれについては、図８を用いて後に説明する。
　フィルタ320の構成は、図２、４、及び６を用いて説明したフィルタ310の構成とまったく等しい。また、フィルタ310と同様に、時間とともに受信信号と遅延受信信号を切り替えて出力できるような構成であれば、可変遅延回路とスイッチの組み合わせや可変遅延回路と可変重み付け混合回路など、その他の構造であってもよい。複数の可変遅延回路によって受信信号に異なった遅延を与えて複数の遅延受信信号を生成し、これらの複数の遅延受信信号と受信信号をスイッチによって切り替えたり、可変重み付け混合回路で適切に混合したりすることによって、時変係数ＦＩＲフィルタと同様の機能を実現できる。
　図８に、２タップＦＩＲを仮定して、フィルタ310とフィルタ320におけるｃ0(k)の変化例を示す。フィルタ310のｃ0(k)が図８(A)に従って変化する場合、フィルタ320のｃ0(k)は図８(B)に従って変化する。図８(A)及び(B)に従ってフィルタ310及び320のｃ0(k)をそれぞれ変化させると、片方が受信信号を、他方が遅延受信信号を出力する瞬間が少なくとも存在する。図８の例では、２ｉＭの直前Ｍ/２サンプルでは、フィルタ310の出力は受信信号、フィルタ320の出力は遅延受信信号である。これを状態１とする。また、（２ｉ＋１）Ｍの直前Ｍ/２サンプルでは反対に、フィルタ310の出力は遅延受信信号、フィルタ320の出力は受信信号である。これを状態２とする。（２ｉ－１）Ｍの直後Ｍ/２サンプルでは、フィルタ310及び320の出力はどちらも受信信号であり、２ｉＭの直後Ｍ/２サンプルでは、フィルタ310及び320の出力はどちらも遅延受信信号である。このようにフィルタ310の出力とフィルタ320の出力が揃って受信信号に等しいか、遅延受信信号に等しい状態を、状態３とする。状態３における適応フィルタ121及び123と適応フィルタ122及び124に供給される信号の相互相関は、線形結合型における場合と等しい。すなわち、適応フィルタ121及び123と適応フィルタ122及び124に供給される信号の相互相関は、遅延受信信号を利用しないときに等しい。この状態と状態１を切り替えて、２種類の相互相関状態を同時に満足するように適応フィルタの係数を更新することによって、正しい係数に収束させることができる。さらに、状態２を合わせて、状態１、２、３の「３種類の相互相関状態」を同時に満足するように適応フィルタの係数を更新することによって、２種類の相互相関状態を利用するときよりも高速に、適応フィルタの係数を正しい値に収束させることができる。
　特に、フィルタ310の出力信号のフィルタ320の出力信号に対する相対遅延の最大値と、フィルタ320の出力信号のフィルタ310の出力信号に対する相対遅延の最大値が等しい場合には、遅延受信信号への切り替えによって生じる音像定位の左右へのずれ量が等しくなり、音像が時間とともに左右対称に変動しているように知覚される。例えば、上記の状態１と状態２では、フィルタ310の出力信号のフィルタ320の出力信号に対する相対遅延が１、フィルタ320の出力信号のフィルタ310の出力信号に対する相対遅延が１で、相互に等しい。このような左右対称な音像定位の変動は、音像のボケとして知覚されるので、左右いずれかへの非対称な音像移動よりも、主観音質の劣化が少ない。
　図８(A)と(B)では、ｃ0(k)の位相が互いにＭ/２サンプル異なっている。この位相のずれは、Ｍ/２サンプル以外の値でもよい。この位相のずれを調整することによって、上記３種類の相互相関状態が等しく出現するときに、理論的な収束時間は最短となる。また、ｃ0(k)の変化周期が常にＭ/２サンプルに等しい必要はなく、任意の値を選択することができる。この位相のずれを有したクロック信号は、既に説明したように、分析回路351で発生される。
　フィルタ320が、図４に示す３タップＦＩＲフィルタとして構成される場合の、係数乗算器31020、31021、及び31022の係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)について、フィルタ310と対比して説明する。図９に、図５に対応したフィルタ320の係数乗算器31020、31021、及び31022の係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)の例を示す。図５と図９の関係は、図８(A)と(B)の関係と同様に、対応する係数値の変化点（位相）がずれている。この位相のずれを適切に設定することによって、収束時間を変化させることができる。また、フィルタ310の例で説明したように、係数乗算器31020、31021、及び31022の係数ｃ0(k)、ｃ1(k)及びｃ2(k)は、非ゼロからゼロへ（又はその反対）の変化が時間に比例するように設定することもできるし、非ゼロとゼロを接続する任意の滑らかな曲線あるいは直線となるように設定することもできる。
　フィルタ320の構成が、図６に示したＬタップＦＩＲフィルタである場合も、図８(A)と(B)及び図５と９を用いて説明したように、フィルタ310とフィルタ320において、ｃ0(k)の位相は互いに異なる。この位相のずれを適切に設定することによって、収束時間を変化させることができる。また、フィルタ310の例で説明したように、係数乗算器31020、31021、…、3102L-1の係数ｃ0(k)、ｃ1(k)、…、ｃL-1(k)は、非ゼロからゼロへ（又はその反対）の変化が時間に比例するように設定することもできるし、非ゼロとゼロを接続する任意の滑らかな曲線あるいは直線となるように設定することもできる。
　さらに、２タップ及び３タップＦＩＲフィルタの場合と同様に、フィルタ310の出力信号のフィルタ320の出力信号に対する相対遅延の最大値と、フィルタ320の出力信号のフィルタ310の出力信号に対する相対遅延の最大値が等しくなるように前記係数値を制御することができる。この条件は、より一般的には、中心から最も離れた左右のスピーカによって再生するチャネルの遅延信号の受信信号に対する相対遅延の最大値が、相互に等しいと表現することができる。この条件は、相対遅延の最大値の左右チャネル間の差がゼロであることに等しい。もしも、前記左右のスピーカが中心に対して非対称に設置されている場合には、前記相対遅延の最大値の差がその非対称性による音像の偏りを考慮した状態でゼロとなる必要がある。
　以上、詳細に説明したように、本発明の第２の実施の形態では、２以上の受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号を入力として、適応フィルタを動作させる。受信信号と遅延受信信号の双方を用いるために、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定になるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。
　また、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する。このため、信号の状態に合わせて、主観的に知覚されない頻度で前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力することができ、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、２以上の遅延受信信号を用いるために、前記条件式の数がさらに増加し、最適値への解の収束時間を短縮することができる。さらに、中心から最も離れた左右のスピーカによって再生するチャネルの遅延信号の受信信号に対する相対遅延の最大値の左右チャネル間の差が、前記左右のスピーカの配置における左右非対称性による音像の偏りを考慮した状態でゼロとなるように遅延受信信号を生成させることによって、遅延受信信号によって生じる音像定位の左右へのずれ量が等しくなり、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　図10に、本発明の信号処理装置において受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２である場合の第３の実施の形態を示す。図７から９を用いて説明した第２の実施の形態との違いは、遅延処理回路301の出力信号が振幅補正回路400によって処理されてから、適応フィルタ121、123、122、124に供給されている点である。
　振幅補正回路400は、遅延処理回路301の出力である遅延受信信号の振幅を補正して振幅補正遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、及びディジタル―アナログ（ＤＡ）変換器18、並びに適応フィルタ122、124、及びＤＡ変換器19にそれぞれ伝達する。
　振幅補正回路400における遅延受信信号の振幅補正は、遅延処理回路301の出力が受信信号１又は２を遅延させた遅延受信信号に等しいときに行われる。振幅補正によって、複数チャネル間の信号における振幅の相対関係を補正し、受信信号の代わりに遅延受信信号を用いる際に生じる音像定位のずれを打ち消すことができる。振幅補正に際しては、すべてのチャネルにおいて補正を行い、全チャネルの総電力が補正前と等しくなるようにすることもできる。全チャネルの総電力を一定に保つことによって、補正の有無が切り替わる際に、主観的な違和感をなくすことができる。
　振幅補正回路400は、振幅処理回路410及び420を含む。振幅処理回路410は、受信信号１を遅延させて生成した遅延受信信号の振幅を補正して振幅補正遅延受信信号を生成する。振幅処理回路420は、受信信号２を遅延させて生成した遅延受信信号の振幅を補正して振幅補正遅延受信信号を生成する。振幅処理回路410と420は、まったく等しい構成とすることができる。振幅処理回路410及び420には、遅延処理回路301に含まれる分析回路351から、クロック信号が供給されている。これらのクロック信号は、遅延処理回路301における遅延信号の生成タイミングに合わせて振幅補正を適用するために用いられる。
　図11は、振幅処理回路410の構成例を示すブロック図である。係数としてｇ0を有する乗算器4101として構成されている。図11の入力端子4100には、受信信号１を遅延させた遅延受信信号が供給される。乗算器4101は、入力端子4100に供給された信号をｇ0倍して、出力端子4104に伝達する。図11の出力端子4104において得られる信号は、入力端子4100に供給された遅延受信信号をｇ0倍した信号となる。
　振幅処理回路420は、振幅処理回路410の構成例を示すブロック図である図11において、乗算器4101の係数としてｇ0の代わりにｇ1を用いることで得られる構成とすることができる。ｇ0とｇ1は、振幅処理回路410と420にそれぞれ受信信号１と２が供給されるときに１を、それ以外には１以外の値（ｇ0バーとｇ1バー）をとる。ｇ0バーとｇ1バーは、遅延受信信号による音像定位のずれを補償するような値に設定する。また、全チャネルの総電力が補正前と等しくなるように設定することもできる。全チャネルの総電力を一定に保つことによって、補正の有無が切り替わる際に、主観的な違和感をなくすことができる。
　振幅処理回路410と420は相補的に動作する。すなわち、ｇ0バーとｇ1バーによって、音像の移動を補正する。振幅の補正によって遅延量の変化によって生じた音像の移動を補正できる原理は、非特許文献６（メディカル・リサーチ・カウンシル・スペシャル・レポート（Medical Research Council Special Report）第１６６号、１９３２年、１～３２ページ）、非特許文献７（ジャーナル・オブ・アクースティカル・ソサイエティ・オブ・アメリカ（Journal of Acoustical Society of America ）第３２巻、１９６０年、６８５～６９２ページ）、及び非特許文献８（ジャーナル・オブ・アクースティカル・ソサイエティ・オブ・アメリカ（Journal of Acoustical Society of America）第９４巻、１９９３年、９８～１１０ページ）に開示されている。
　図10の例で、話者１１に対してスピーカ３及び４によって再生される音響信号の音像がスピーカ３の方向へ移動するときに、これを補正して元に戻すためには、スピーカ４から音響空間に放射される信号の振幅を増大させ、同時にスピーカ３から音響空間に放射される信号の振幅を減少させる。
　非特許文献８によれば、受信信号１と受信信号２の総電力を一定に保ったまま、振幅補正によって音像を移動させるためには、それぞれの電力Ｐ1[ｄＢ]とＰ2[ｄＢ]の間に、
＜数２＞
Ｐ1＋Ｐ2＝Ｃ
という関係が成立しなければならない。ここに、Ｃは正定数である。従って、振幅補正前に、受信信号１と受信信号２の電力がそれぞれＰ1バー[ｄＢ]とＰ2バー[ｄＢ]であるときに、振幅補正後の受信信号１と受信信号２の電力Ｐ1[ｄＢ]とＰ2[ｄＢ]は、
＜数３＞
Ｐ1　＝Ｐ1バー　－　ΔＰ/２
Ｐ2　＝Ｐ2バー　－　ΔＰ/２
の関係を満足しなければならない。ここに、ΔＰは、電力補正量である。このため、乗算器4101の係数ｇ0バーとｇ1バーの値は、数３から、
＜数４＞
ｇ0バー ＝ 10－ΔＰi/40
ｇ1バー ＝ 10ΔＰi/40
によって決定することができる。但し、ΔＰiは、受信信号をｉサンプル遅延させたときに、これを補償するために必要になる電力補償係数である。
　なお、これまでの説明では、図10に従って、受信信号を遅延処理回路301で処理して遅延受信信号を生成し、遅延受信信号の振幅を振幅補正回路400で補正して振幅補正遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、122、124、に供給する構成について説明してきた。一方、受信信号を処理する順序を入れ替えて、受信信号の振幅を振幅補正回路400で補正して振幅補正受信信号を生成し、振幅補正受信信号を遅延処理回路301で処理して振幅補正遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、122、124、に供給する構成とすることも可能である。その際の遅延処理回路301及び振幅補正回路400の構成と動作については、既に詳細に説明したので、ここでは省略する。
　以上、詳細に説明したように、本発明の第３の実施の形態では、２以上の受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号を入力として、適応フィルタを動作させる。受信信号と遅延受信信号の双方を用いるために、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定になるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。
　また、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する。このため、信号の状態に合わせて、主観的に知覚されない頻度で前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力することができ、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、２以上の遅延受信信号を用いるために、前記条件式の数がさらに増加し、最適値への解の収束時間を短縮することができる。さらに、中心から最も離れた左右のスピーカによって再生するチャネルの遅延信号の受信信号に対する相対遅延の最大値の左右チャネル間の差が、前記左右のスピーカの配置における左右非対称性による音像の偏りを考慮した状態でゼロとなるように遅延受信信号を生成させることによって、遅延受信信号によって生じる音像定位の左右へのずれ量が等しくなり、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、遅延受信信号の導入によって生じる音像移動を、入力信号に対する振幅補正処理で相殺するため、直接スピーカに供給されて受聴される受信信号の音質劣化が低減され、良好な音質を保つことができる。
　図12に、本発明の信号処理装置において受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２である場合の第４の実施の形態を示す。図10及び11を用いて説明した第３の実施の形態との違いは、振幅補正回路400の出力信号が非線形処理回路500によって処理されてから、適応フィルタ121、123、122、124に供給されている点である。
　非線形処理回路500は、振幅補正回路400の出力である振幅補正遅延受信信号を非線形処理して非線形振幅補正遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、及びディジタル―アナログ（ＤＡ）変換器18、並びに適応フィルタ122、124、及びＤＡ変換器19にそれぞれ伝達する。非線形振幅補正遅延受信信号は振幅補正遅延受信信号よりも複数チャネル間で相互相関が小さい。従って、適応フィルタ121、123、122、124の収束をさらに高速化することができる。
　非線形処理回路500は、非線形振幅処理回路510及び520を含む。非線形振幅処理回路510は、受信信号１を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号の振幅を非線形処理することによって、非線形振幅補正遅延受信信号を生成する。非線形振幅処理回路520は、受信信号２を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号の振幅を非線形処理することによって、非線形振幅補正遅延受信信号を生成する。非線形振幅処理回路510と520は、まったく等しい構成とすることができる。
　図13は、非線形振幅処理回路510の構成例を示すブロック図である。非線形振幅処理回路510は、係数乗算器512、極性判定回路513、乗算器514、及び加算器515から構成されている。入力端子511には、図12の振幅補正回路400の出力である振幅補正遅延受信信号が供給されている。振幅補正遅延受信信号は、係数乗算器512、極性判定回路513、加算器515に伝達される。係数乗算器512は、その入力信号をα倍して出力する。極性判定回路513は、入力に供給された信号の極性が正のときは１を、負のときは０を出力する。乗算器514には、係数乗算器512と極性判定回路513の出力が供給されており、両者の積を加算器515に伝達する。加算器515の他方の入力端子には、振幅補正遅延受信信号がそのまま供給されている。すなわち、入力端子511における信号サンプルｘ(k)に対する加算器515 の出力は、入力信号の極性が正のときは（１＋α）ｘ(k)、負のときはｘ(k)となる。この信号が、非線形振幅処理回路510の出力信号となる。すなわち、非線形振幅処理回路510は、半波整流回路を構成している。非線形振幅処理回路520は、非線形振幅処理回路510とまったく同じ構成とすることができる。
　なお、これまでの説明では、図12に従って、受信信号を遅延処理回路301で処理して遅延受信信号を生成し、遅延受信信号の振幅を振幅補正回路400で補正して振幅補正遅延受信信号を生成し、振幅補正遅延受信信号を非線形振幅処理回路500で処理して非線形振幅補正遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、122、124、に供給する構成について説明してきた。一方、受信信号を処理する順序を入れ替えて、振幅補正、遅延、非線形処理の順序や非線形処理、遅延、振幅補正の順序で受信信号を処理してから、適応フィルタ121、123、122、124、に供給する構成とすることも可能である。その際の遅延処理回路301、振幅補正回路400、及び非線形処理回路500の構成と動作については、既に詳細に説明したので、ここでは省略する。
　以上、詳細に説明したように、本発明の第４の実施の形態では、２以上の受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、遅延受信信号の振幅を補正して振幅補正遅延受信信号を生成し、振幅補正遅延受信信号を非線形処理して非線形振幅補正遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記非線形振幅補正遅延受信信号を入力として、適応フィルタを動作させる。受信信号と非線形振幅補正遅延受信信号の双方を用いるために、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定になるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。
　また、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する。このため、信号の状態に合わせて、主観的に知覚されない頻度で前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力することができ、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、複数の遅延受信信号を用いるために、前記条件式の数がさらに増加し、最適値への解の収束時間を短縮することができる。さらに、中心から最も離れた左右のスピーカによって再生するチャネルの遅延信号の受信信号に対する相対遅延の最大値の左右チャネル間の差が、前記左右のスピーカの配置における左右非対称性による音像の偏りを考慮した状態でゼロとなるように遅延受信信号を生成させることによって、遅延受信信号によって生じる音像定位の左右へのずれ量が等しくなり、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、遅延受信信号の導入によって生じる音像移動を、入力信号に対する振幅補正処理で相殺するため、直接スピーカに供給されて受聴される受信信号の音質劣化が低減され、良好な音質を保つことができる。さらに、非線形処理と遅延受信信号の導入の相乗効果で、収束時間をより一層短縮することができる。
　図14に、本発明の信号処理装置において受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２である場合の第５の実施の形態を示す。図12及び13を用いて説明した第４の実施の形態との違いは、非線形処理回路500が非線形処理回路501になっている点である。
　非線形処理回路501は、非線形振幅処理回路530及び540を含む。非線形振幅処理回路530は、受信信号１を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号を、受信信号２を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号を用いて非線形処理することによって、非線形振幅補正遅延受信信号を生成する。非線形振幅処理回路540は、受信信号２を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号を、受信信号１を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号を用いて非線形処理することによって、非線形振幅補正遅延受信信号を生成する。非線形振幅処理回路530と540は、まったく等しい構成とすることができる。
　図15は、非線形振幅処理回路530の構成例を示すブロック図である。非線形振幅処理回路530は、係数乗算器512、極性判定回路513、乗算器514、及び加算器515から構成されている。入力端子531には、図14の振幅補正回路400の出力のうち受信信号１を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号が供給されている。入力端子537には、図14の振幅補正回路400の出力のうち受信信号２を遅延させてから振幅を補正した振幅補正遅延受信信号が供給されている。受信信号１から生成された振幅補正遅延受信信号は、極性判定回路513と加算器515に伝達される。受信信号２から生成された振幅補正遅延受信信号は、係数乗算器512に伝達される。係数乗算器512は、その入力信号をα倍して出力する。極性判定回路513は、入力に供給された信号の極性が正のときは１を、負のときは０を出力する。乗算器514には、係数乗算器512と極性判定回路513の出力が供給されており、両者の積を加算器515に伝達する。加算器515の他方の入力端子には、受信信号１から生成された振幅補正遅延受信信号がそのまま供給されている。すなわち、入力端子531における信号サンプルｘ1(k)と入力端子537における信号サンプルｘ2(k)に対する加算器515の出力は、入力信号の極性が正のときはｘ1(k)＋αｘ2(k)、負のときはｘ1(k)となる。この信号が、非線形振幅処理回路530の出力信号となる。非線形振幅処理回路530は、非線形振幅処理回路510における係数乗算器512の入力を、受信信号１から生成された振幅補正遅延受信信号から受信信号２から生成された振幅補正遅延受信信号に変更した構成となっている。非線形振幅処理回路540は、非線形振幅処理回路530とまったく同じ構成とすることができる。この構成では、非線形処理に別のチャネルの受信信号から生成した信号を用いるため、非線形処理前の信号からの変化量が大きくなり、チャネル間相関の削減効果が大きくなる。
　なお、これまでの説明では、図14に従って、受信信号を遅延処理回路301で処理して遅延受信信号を生成し、遅延受信信号の振幅を振幅補正回路400で補正して振幅補正遅延受信信号を生成し、振幅補正遅延受信信号を非線形振幅処理回路501で処理して非線形振幅補正遅延受信信号を生成し、適応フィルタ121、123、122、124、に供給する構成について説明してきた。一方、受信信号を処理する順序を入れ替えて、振幅補正、遅延、非線形処理の順序や非線形処理、遅延、振幅補正の順序で受信信号を処理してから、適応フィルタ121、123、122、124、に供給する構成とすることも可能である。その際の遅延処理回路301、振幅補正回路400、及び非線形処理回路501の構成と動作については、既に詳細に説明したので、ここでは省略する。
　以上、詳細に説明したように、本発明の第５の実施の形態では、２以上の受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、遅延受信信号の振幅を補正して振幅補正遅延受信信号を生成し、振幅補正遅延受信信号を非線形処理して非線形振幅補正遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記非線形振幅補正遅延受信信号を入力として、適応フィルタを動作させる。受信信号と非線形振幅補正遅延受信信号の双方を用いるために、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定になるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。
　また、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する。このため、信号の状態に合わせて、主観的に知覚されない頻度で前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力することができ、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、複数の遅延受信信号を用いるために、前記条件式の数がさらに増加し、最適値への解の収束時間を短縮することができる。さらに、中心から最も離れた左右のスピーカによって再生するチャネルの遅延信号の受信信号に対する相対遅延の最大値の左右チャネル間の差が、前記左右のスピーカの配置における左右非対称性による音像の偏りを考慮した状態でゼロとなるように遅延受信信号を生成させることによって、遅延受信信号によって生じる音像定位の左右へのずれ量が等しくなり、主観音質の劣化を少なくすることができる。また、遅延受信信号の導入によって生じる音像移動を、入力信号に対する振幅補正処理で相殺するため、直接スピーカに供給されて受聴される受信信号の音質劣化が低減され、良好な音質を保つことができる。さらに、複数チャネルの受信信号を用いた非線形処理と遅延受信信号の導入の相乗効果で、収束時間をより一層短縮することができる。
　図16に、本発明の信号処理装置において受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２である場合の第６の実施の形態を示す。図７から９を用いて説明した第２の実施の形態との違いは、遅延処理回路301の前に周波数分析合成回路600が具備されていることと、ＤＡ変換器18及び19の前、並びにＡＤ変換器20及び21の後に周波数分析合成回路610が具備されていることである。従って、遅延処理回路301、適応フィルタ121、122、123、124、及び減算器129及び130はすべて、帯域分割された狭帯域信号に対して動作する。周波数分析合成回路600は、受信信号１及び２を帯域分割して、遅延処理回路301に伝達する。周波数分析合成回路600はまた、減算器129及び130の出力を帯域合成して、全帯域出力信号16及び17を構成する。周波数分析合成回路610は遅延処理回路301の出力を帯域合成して、ＤＡ変換器18及び19に伝達する。周波数分析合成回路610はまた、ＡＤ変換器20及び21の出力を帯域分割して、減算器129及び130に伝達する。遅延処理回路301は、帯域分割された信号に対して遅延を加え、帯域分割遅延受信信号として出力する。第６の実施の形態では、帯域分割された信号に対して、それぞれ最適な遅延を与えることができる。従って、図１を用いて説明した、許容できる音像移動量で、なるべく大きい相対遅延を選択する際の自由度が増し、主観音質の向上につながる。
　周波数分析合成回路600及び610における周波数分析機能は、フレームに分割された入力信号サンプルに対して周波数変換を適用することで実現することができる。周波数変換の例としては、フーリエ変換、コサイン変換、ＫＬ（カルーネンレーベ）変換などが知られている。これらの変換の具体的な演算に関連する技術及びその性質は、非特許文献９（1990 年、「ディジタル・コーディング・オブ・ウェーブフォームス」、プレンティス・ホール (DIGITAL CODING OF WAVEFORMS, PRINCIPLES AND APPLICATIONS TO SPEECH AND VIDEO, PRENTICE-HALL, 1990.)）に開示されている。また、アダマール変換、ハール変換、ウェーブレット変換などの他の変換を用いることができることは広く知られている。
　前記周波数分析機能は、当該フレームの入力信号サンプルを窓関数Wで重み付けした結果に対して、前述の変換を適用して実現することもできる。このような窓関数としては、ハミング、ハニング（ハン）、ケイザー、ブラックマンなどの窓関数が知られている。また、さらに複雑な窓関数を用いることもできる。これらの窓関数に関連する技術は、非特許文献10及び11に開示されている。さらに、連続する2フレーム以上の一部を重ね合わせて(オーバラップして)窓がけすることも広く行なわれている。この場合、重ね合わせて窓がけした信号に対して、前述の周波数変換を用いる。オーバラップを有するブロック化と変換に関連する技術は、非特許文献10（1975 年、「ディジタル・シグナル・プロセシング」、プレンティス・ホール (DIGITAL SIGNAL PROCESSING, PRENTICE-HALL, 1975.)）に開示されている。
　さらに周波数分析合成回路600及び610の周波数分析機能は、帯域分割フィルタバンクで構成してもよい。帯域分割フィルタバンクは、複数の帯域通過フィルタから構成される。帯域分割フィルタバンクの各周波数帯域は等間隔であってもよいし、不等間隔であってもよい。不等間隔に帯域分割することによって、低域では狭帯域に分割して時間分解能を低く、高域では広い帯域に分割して時間分解能を高くすることができる。不等間隔分割の代表例には、低域に向かって帯域が逐次半分になるオクターブ分割や人間の聴覚特性に対応した臨界帯域分割などがある。等間隔の周波数帯域に分割した後、低域の周波数帯域の周波数分解能を向上させるために、低域のみをさらに帯域分割するハイブリッドフィルタバンクを用いてもよい。帯域分割フィルタバンクとその設計法に関連する技術は、非特許文献11（1993 年、「マルチレートシステムズ・アンド・フィルタバンクス」、プレンティス・ホール (MULTIRATE SYSTEMS AND FILTER BANKS, PRENTICE-HALL, 1993.)）に開示されている。
　周波数分析合成回路600及び610の周波数合成機能は、周波数分析合成回路600及び610の周波数分析機能を実現する周波数変換と対応する逆変換で構成される。周波数分析合成回路600及び610の周波数分析機能が、窓関数Wによる重み付けを含む場合は、周波数合成した信号に、窓関数Wを乗じる。周波数分析合成回路600及び610の周波数分析機能を帯域分割フィルタバンクで構成するときには、周波数分析合成回路600及び610の周波数合成機能を帯域合成フィルタバンクで構成する。帯域合成フィルタバンクとその設計法に関連する技術は、非特許文献11に開示されている。
　なお、周波数分析合成回路600及び610と本発明の最良の実施の形態及び第３から第５の実施の形態のいずれかを組み合わせて、帯域分割信号に対してこれまで説明したのと同様の処理を行うことができることは、自明である。
　以上、詳細に説明したように、本発明の第６の実施の形態では、２以上の受信信号を周波数分析して帯域分割受信信号を生成し、該帯域分割受信信号を遅延させて帯域分割遅延受信信号を生成し、前記帯域分割受信信号と前記帯域分割遅延受信信号を入力として、適応フィルタを動作させる。帯域分割受信信号と帯域分割遅延受信信号の双方を用いるために、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定になるという問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。
　また、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する。このため、信号の状態に合わせて、主観的に知覚されない頻度で前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力することができ、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、複数の遅延受信信号を用いるために、前記条件式の数がさらに増加し、最適値への解の収束時間を短縮することができる。さらに、中心から最も離れた左右のスピーカによって再生するチャネルの遅延信号の受信信号に対する相対遅延の最大値の左右チャネル間の差が、前記左右のスピーカの配置における左右非対称性による音像の偏りを考慮した状態でゼロとなるように遅延受信信号を生成させることによって、遅延受信信号によって生じる音像定位の左右へのずれ量が等しくなり、主観音質の劣化を少なくすることができる。
　また、帯域分割された信号に対して、それぞれ最適な遅延を与えることができるので、許容できる音像移動量で、なるべく大きい相対遅延を選択する際の自由度が増し、主観音質の向上につながる。
　以上の最良の実施の形態及び第２から第６の実施の形態では多チャネルテレビ会議システムを対象としたエコー消去について論じてきたが、信号処理の別の応用分野である単一チャネル多地点テレビ会議システムにおいてもまったく同様の議論が成り立つ。単一チャネル多地点テレビ会議システムにおいては、通常、一つのマイクで収録した話者の音声に対して、受信側で使用する複数スピーカの間で希望する位置に話者が定位するような、適度な減衰量と時間遅れを付加する処理を行なう。このような処理を施された信号が、受信側で使用するスピーカの数だけ生成される。受信側で使用するスピーカの数が２に等しい場合は、図１、７、10、12、14及び16に示した実施の形態において上記の減衰と遅延の補正を加えた２種類の信号が、第１の受信信号１及び第２の受信信号２に相当する。従って、本発明の実施の形態をそのまま適用することができる。
　ここでは、第１及び第２の受信信号１、２と、第１及び第２の混在信号14、15を有する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数の受信信号と、単数または複数の送信信号が存在する一般的な場合に適用可能である。また、受信信号がスピーカから空間音響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを消去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー以外のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対しても適用できる。非巡回型適応フィルタの代わりに、巡回型適応フィルタを用いてもよい。また、サブバンド型適応フィルタや変換領域の適応フィルタを用いてもよい。
　続いて、図17を参照して、本発明の第７の実施の形態を詳細に説明する。本発明の第７の実施の形態は、プログラム制御により動作するコンピュータ1000を備える。コンピュータ1000は、入力端子１及び２から受けた受信信号に対し、上述した最良の実施の形態および本発明の第２から第６の実施の形態のいずれかに係る処理を行い、出力信号16及び17としてエコーが消去された信号を出力するためのプログラムに基づき動作する。
　第１の実施例は、複数の受信信号を受信し、前記複数の受信信号により生成される複数のエコーから、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応フィルタによって生成された擬似エコーを差し引くことによって、前記複数のエコーを低減する信号処理方法であって、前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力して擬似エコーを生成し、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御することを特徴とする信号処理方法である。
　第２の実施例は、上記実施例において、前記遅延受信信号のうち少なくとも一つの信号が振幅補正された振幅補正遅延受信信号であることを特徴とする。
　第３の実施例は、上記実施例において、前記複数の適応フィルタに入力する信号のうち少なくとも一つの信号が非線形処理された非線形処理信号であることを特徴とする。
　第４の実施例は、上記実施例において、前記受信信号を複数の周波数成分に分解し、該複数の周波数成分毎に遅延させて遅延受信信号を生成することを特徴とする。
　第５の実施例は、上記実施例において、前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号の類似度によって求められることを特徴とする。
　第６の実施例は、上記実施例において、前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号のパワーによって求められることを特徴とする。
　第７の実施例は、上記実施例において、前記遅延受信信号の前記受信信号に対する相対的な遅延が、時間と共に変化する複数の値をとるように生成することを特徴とする。
　第８の実施例は、上記実施例において、前記相対的な遅延が、サンプリング周期の整数倍であることを特徴とする。
　第９の実施例は、上記実施例において、前記遅延受信信号の生成は、ゼロと非ゼロの値を交互にとる複数の時変係数を有するフィルタで受信信号を処理することによって行うことを特徴とする。
　第１０の実施例は、上記実施例において、前記複数の時変係数が、相互に排他的にゼロの値をとることを特徴とする。
　第１１の実施例は、上記実施例において、前記複数の時変係数が、相互に排他的に非ゼロの値をとることを特徴とする。
　第１２の実施例は、複数の受信信号を受信し、前記複数の受信信号により生成される複数のエコーから、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応フィルタによって生成された擬似エコーを差し引くことによって、前記複数のエコーを低減する信号処理装置であって、前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成する線形処理回路と、前記受信信号と前記遅延受信信号とを受けて擬似エコーを生成する適応フィルタと、前記擬似エコーを前記混在信号から差し引くことによってエコーが低減された信号を生成する複数の減算器と、前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度を求める分析回路と、を具備し、前記知覚感度に基づいて前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を制御し、前記複数の減算器の出力を最小とするように前記複数の適応フィルタの係数を制御することを特徴とする信号処理装置である。
　第１３の実施例は、上記実施例において、前記遅延受信信号のうち少なくとも一つの信号を振幅補正して振幅補正遅延受信信号を生成する振幅補正回路を具備することを特徴とする。
　第１４の実施例は、上記実施例において、前記複数の適応フィルタに入力する信号のうち少なくとも一つの信号を非線形処理して非線形処理信号を生成する非線形処理回路を具備することを特徴とする。
　第１５の実施例は、上記実施例において、前記受信信号を複数の周波数成分に分解する周波数分析回路と、前記複数の周波数成分毎に遅延させて遅延受信信号を生成する線形処理回路と、を具備することを特徴とする。
　第１６の実施例は、上記実施例において、前記分析回路は、前記定位の変化に対する知覚感度を、受信信号の類似度によって求めることを特徴とする。
　第１７の実施例は、上記実施例において、前記分析回路は、前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号のパワーによって求めることを特徴とする。
　第１８の実施例は、上記実施例において、前記線形処理回路は、前記遅延受信信号の前記受信信号に対する相対的な遅延が、時間と共に変化する複数の値をとるような処理を行うことを特徴とする。
　第１９の実施例は、上記実施例において、前記線形処理回路は、前記相対的な遅延がサンプリング周期の整数倍となるような処理を行うことを特徴とする。
　第２０の実施例は、上記実施例において、前記線形処理回路は、ゼロと非ゼロの値を交互にとる複数の時変係数を有するフィルタを具備することを特徴とする。
　第２１の実施例は、上記実施例において、前記複数の時変係数が、相互に排他的にゼロの値をとることを特徴とする。
　第２２の実施例は、上記実施例において、前記複数の時変係数が、相互に排他的に非ゼロの値をとることを特徴とする。
　第２３の実施例は、コンピュータに、複数の受信信号を受信する受信する受信処理と、前記複数の受信信号により発生する複数のエコーを低減するエコー低減処理とを実行させる信号処理プログラムであって、前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成する遅延受信信号生成処理と、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力して擬似エコーを生成する擬似エコー生成処理と、前記複数の受信信号それぞれから前記擬似エコーを差し引く擬似エコー差引き処理と、を含み、前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御することを特徴とする信号処理プログラムである。
　第２４の実施例は、上記実施例において、前記遅延受信信号のうち少なくとも一つの信号が振幅補正された振幅補正遅延受信信号であることを特徴とする。
　第２５の実施例は、上記実施例において、前記複数の適応フィルタに入力する信号のうち少なくとも一つの信号が非線形処理された非線形処理信号であることを特徴とする。
　第２６の実施例は、上記実施例において、前記受信信号を複数の周波数成分に分解し、該複数の周波数成分毎に遅延させて遅延受信信号を生成することを特徴とする。
　第２７の実施例は、上記実施例において、前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号の類似度に基づいて求められることを特徴とする。
　第２８の実施例は、上記実施例において、前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号のパワーに基づいて求められることを特徴とする。
　第２９の実施例は、上記実施例において、前記遅延受信信号の前記受信信号に対する相対的な遅延が、時間と共に変化する複数の値をとるように生成することを特徴とする。
　第３０の実施例は、上記実施例において、前記相対的な遅延が、サンプリング周期の整数倍であることを特徴とする。
　第３１の実施例は、上記実施例において、前記遅延受信信号の生成は、ゼロと非ゼロの値を交互にとる複数の時変係数を有するフィルタで受信信号を処理することによって行うことを特徴とする。
　第３２の実施例は、上記実施例において、前記複数の時変係数が、相互に排他的にゼロの値をとることを特徴とする。
　第３３の実施例は、上記実施例において、前記複数の時変係数が、相互に排他的に非ゼロの値をとることを特徴とする。
　以上好ましい実施の形態及び実施例をあげて本発明を説明したが、本発明は必ずしも上記実施の形態及び実施例に限定されるものではなく、その技術的思想の範囲内において様々に変形し実施することが出来る。
　本出願は、２００８年９月２６日に出願された日本出願特願２００８－２４７２７３号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１，２　受信信号
　３，４　スピーカ
　５，６，７，８　エコー
　９，１０　マイクロフォン
　１１　話者
　１２，１３　送信信号
　１４，１５　混在信号
　１６，１７　信号処理装置の出力信号
　１８，１９　ディジタル・アナログ変換器
　２０，２１　アナログ・ディジタル変換器
　１２１，１２２，１２３，１２４　適応フィルタ
　１２５，１２６，１２７，１２８　擬似エコー
　１２９，１３０　減算器
　３００，３０１　遅延処理回路
　３１０，３２０　フィルタ
　３３０，４３０　クロック変更回路
　３５０，３５１　分析回路
　４００　振幅補正回路
　４１０，４２０　振幅処理回路
　５００，５０１　非線形処理回路
　５１０，５２０，５３０，５４０　非線形振幅処理回路
　５１１，５３１，３１００，３１０５，４１００，４１０５　入力端子
　５１３　極性判定回路
　５１４　乗算器
　５１５，３１０３　加算器
　５１６，５３６，３１０４，４１０４　出力端子
　６００，６１０　周波数分析合成回路
　１０００　コンピュータ
　３１０１　遅延素子
　３１０２，４１０１　係数乗算器
 
 

Claims (33)

  1. 　複数の受信信号を受信し、前記複数の受信信号により生成される複数のエコーから、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応フィルタによって生成された擬似エコーを差し引くことによって、前記複数のエコーを低減する信号処理方法であって、
    　前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成し、
    　前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力して擬似エコーを生成し、
    　前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御する
    ことを特徴とする信号処理方法。
  2. 　前記遅延受信信号のうち少なくとも一つの信号が振幅補正された振幅補正遅延受信信号であることを特徴とする請求項１に記載の信号処理方法。
  3. 　前記複数の適応フィルタに入力する信号のうち少なくとも一つの信号が非線形処理された非線形処理信号であることを特徴とする請求項１又は２に記載の信号処理方法。
  4. 　前記受信信号を複数の周波数成分に分解し、該複数の周波数成分毎に遅延させて遅延受信信号を生成することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の信号処理方法。
  5. 　前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号の類似度によって求められることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の信号処理方法。
  6. 　前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号のパワーによって求められることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の信号処理方法。
  7. 　前記遅延受信信号の前記受信信号に対する相対的な遅延が、時間と共に変化する複数の値をとるように生成することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の信号処理方法。
  8. 　前記相対的な遅延が、サンプリング周期の整数倍であることを特徴とする請求項７に記載の信号処理方法。
  9. 　前記遅延受信信号の生成は、ゼロと非ゼロの値を交互にとる複数の時変係数を有するフィルタで受信信号を処理することによって行うことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか1項に記載の信号処理方法。
  10. 　前記複数の時変係数が、相互に排他的にゼロの値をとることを特徴とする請求項９記載の信号処理方法。
  11. 　前記複数の時変係数が、相互に排他的に非ゼロの値をとることを特徴とする請求項９又は１０に記載の信号処理方法。
  12. 　複数の受信信号を受信し、前記複数の受信信号により生成される複数のエコーから、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応フィルタによって生成された擬似エコーを差し引くことによって、前記複数のエコーを低減する信号処理装置であって、
    　前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成する線形処理回路と、
    　前記受信信号と前記遅延受信信号とを受けて擬似エコーを生成する適応フィルタと、
    　前記擬似エコーを前記混在信号から差し引くことによってエコーが低減された信号を生成する複数の減算器と、
    　前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度を求める分析回路と、
    を具備し、
    　前記知覚感度に基づいて前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を制御し、前記複数の減算器の出力を最小とするように前記複数の適応フィルタの係数を制御することを特徴とする信号処理装置。
  13. 　前記遅延受信信号のうち少なくとも一つの信号を振幅補正して振幅補正遅延受信信号を生成する振幅補正回路を具備することを特徴とする請求項１２に記載の信号処理装置。
  14. 　前記複数の適応フィルタに入力する信号のうち少なくとも一つの信号を非線形処理して非線形処理信号を生成する非線形処理回路を具備することを特徴とする請求項１２又は１３に記載の信号処理装置。
  15. 　前記受信信号を複数の周波数成分に分解する周波数分析回路と、
    　前記複数の周波数成分毎に遅延させて遅延受信信号を生成する線形処理回路と、
    を具備することを特徴とする請求項１２から請求項１４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  16. 　前記分析回路は、前記定位の変化に対する知覚感度を、受信信号の類似度によって求めることを特徴とする請求項１２から請求項１５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  17. 　前記分析回路は、前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号のパワーによって求めることを特徴とする請求項１２から請求項１５のいずれか1項に記載の信号処理装置。
  18. 　前記線形処理回路は、前記遅延受信信号の前記受信信号に対する相対的な遅延が、時間と共に変化する複数の値をとるような処理を行うことを特徴とする請求項１２から請求項１７のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  19. 　前記線形処理回路は、前記相対的な遅延がサンプリング周期の整数倍となるような処理を行うことを特徴とする請求項１８に記載の信号処理装置。
  20. 　前記線形処理回路は、ゼロと非ゼロの値を交互にとる複数の時変係数を有するフィルタを具備することを特徴とする請求項１２から請求項１９のいずれか1項に記載の信号処理装置。
  21. 　前記複数の時変係数が、相互に排他的にゼロの値をとることを特徴とする請求項２０記載の信号処理装置。
  22. 　前記複数の時変係数が、相互に排他的に非ゼロの値をとることを特徴とする請求項２０又は２１に記載の信号処理装置。
  23. 　コンピュータに、複数の受信信号を受信する受信する受信処理と、前記複数の受信信号により発生する複数のエコーを低減するエコー低減処理とを実行させる信号処理プログラムであって、
    　前記複数の受信信号のうち少なくとも１つの受信信号を遅延させて遅延受信信号を生成する遅延受信信号生成処理と、
    　前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力して擬似エコーを生成する擬似エコー生成処理と、
    　前記複数の受信信号それぞれから前記擬似エコーを差し引く擬似エコー差引き処理と、
    を含み、
    　前記受信信号と前記遅延受信信号とを前記適応フィルタに入力する頻度を前記複数の受信信号の定位の変化に対する知覚感度に基づいて制御することを特徴とする信号処理プログラム。
  24. 　前記遅延受信信号のうち少なくとも一つの信号が振幅補正された振幅補正遅延受信信号であることを特徴とする請求項１に記載の信号処理プログラム。
  25. 　前記複数の適応フィルタに入力する信号のうち少なくとも一つの信号が非線形処理された非線形処理信号であることを特徴とする請求項２３又は２５に記載の信号処理プログラム。
  26. 　前記受信信号を複数の周波数成分に分解し、該複数の周波数成分毎に遅延させて遅延受信信号を生成することを特徴とする請求項２３から請求項２５のいずれか１項に記載の信号処理プログラム。
  27. 　前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号の類似度に基づいて求められることを特徴とする請求項２３から請求項２６のいずれか１項に記載の信号処理プログラム。
  28. 　前記定位の変化に対する知覚感度が、受信信号のパワーに基づいて求められることを特徴とする請求項２３から請求項２６のいずれか１項に記載の信号処理プログラム。
  29. 　前記遅延受信信号の前記受信信号に対する相対的な遅延が、時間と共に変化する複数の値をとるように生成することを特徴とする請求項２３から請求項２８のいずれか１項に記載の信号処理プログラム。
  30. 　前記相対的な遅延が、サンプリング周期の整数倍であることを特徴とする請求項２９に記載の信号処理プログラム。
  31. 　前記遅延受信信号の生成は、ゼロと非ゼロの値を交互にとる複数の時変係数を有するフィルタで受信信号を処理することによって行うことを特徴とする請求項２３から請求項３０のいずれか１項に記載の信号処理プログラム。
  32. 　前記複数の時変係数が、相互に排他的にゼロの値をとることを特徴とする請求項３１記載の信号処理プログラム。
  33. 　前記複数の時変係数が、相互に排他的に非ゼロの値をとることを特徴とする請求項３１又は３２に記載の信号処理プログラム。
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