JP4644715B2

JP4644715B2 - 音響的エコー消去用オーディオシステムと方法

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Publication number: JP4644715B2
Application number: JP2007549294A
Authority: JP
Inventors: マルトン，トライグブ・フレデリク
Original assignee: タンドベルク・テレコム・エイ・エス
Priority date: 2004-12-29
Filing date: 2005-12-21
Publication date: 2011-03-02
Anticipated expiration: 2025-12-21
Also published as: CN101133633A; NO20045702L; WO2006071119A1; EP1832104A1; JP2008526162A; ATE469505T1; US20060182268A1; DE602005021546D1; ES2345206T3; EP1832104B1; CN101133633B; NO328256B1

Description

本発明は改良された音響特性（acoustic characteristics）を有するオーディオ通信システム（audio communication system）と方法に関し、特に改良されたオーディオエコー消去特性（audio echo cancellation characteristics）を有する会議システム（referencing system）に関する。

従来の会議システムでは１つ以上のマイクロホンが遠端サイト（far end site）で音波（sound wave）を取り込み（captures）、該音波を第１オーディオ信号（first audio signal）に変換（transform）する。該第１オーディオ信号は近端側（near end side）へ送信され、そこでテレビジョンセット又は増幅器（amplifier）及び拡声器（loudspeaker）が該第１サイトで発生された該第１オーディオ信号を音波に変換することにより元の音波を再生（reproduces）する。該近端サイトで作られた音波は該近端サイトで該オーディオ取り込みシステムにより部分的に取り込まれ、第２オーディオ信号に変換され、そして該遠端サイトの該システムへ戻り送信される。音波が１つのサイトで取り込まれ、もう１つのサイトへ送信され次いで最初のサイトへ戻り送信されるこの問題は音響的エコー（acoustic echo）と呼ばれる。その最も厳しい現れ（manifestation）では該音響的エコーは、ループ利得が１（unity）を超えるとフィードバック音を引き起こす。又該音響的エコーは両サイトの参加者に自分自身を聞こえさせ、特に、ビデオ会議システムで普通である様に、該システムセットアップに遅延（delays）がある場合、該会議システムでの会話を困難にさせる。該音響的エコー問題は、下記で説明される様に、通常、音響的エコーキャンセラー（acoustic echo canceller）を使って解決される。

図１は音響的エコーキャンセラーサブシステム（acoustic echo canceller subsystem）の例を示す。該参加サイトの少なくとも１つは、該通信システム内のエコーを減じるために、該音響的エコーキャンセラーサブシステムを有する。該音響的エコーキャンセラーサブシステムはデジタル音響的エコーキャンセラーのフルバンドモデル（full band model）である。フルバンドモデルは該オーディオ信号の完全なオーディオバンド（例えば、２０ｋＨｚまで、ビデオ会議用では該バンドは典型的に７ｋＨｚ以上であり、オーディオ会議では、該バンドは典型的に３．４ｋＨｚ迄である）を直接処理（processes）する。

既に述べた様に、音響的エコーの補償は普通音響的エコーキャンセラーにより達成される。該音響的エコーキャンセラーはスタンドアロン（stand-alone）デバイスであるか、又は通信システムの場合に一体化された部分（integrated part）である。該音響的エコーキャンセラーは、例えば、線形／非線形数学モデルを使って、遠端サイトから近端サイトへ送られた音響信号を変換し、次いで該数学的に変調された音響信号を、近端サイトから遠端サイトへ送信される音響信号から、引き算する。詳述用に、例えば、図１の該近端サイトの該音響的エコーキャンセラーサブシステムを参照すると、該音響的エコーキャンセラーは該遠端サイトからの第１音響信号を該音響システムの数学的モデラー（mathematical modeller）を通過させ、該エコー信号の推定量（estimate of the echo signal）を計算し、該推定エコー信号を、近端サイトで取り込んだ第２オーディオ信号から引き算し、そして該推定エコーだけ少ない該第２オーディオ信号を遠端サイトへ送信し返す。又図１の該エコーキャンセラーサブシステムは、音が該オーディオ取り込みデバイスにより取り込まれる位置の、背景ノイズ及び環境変化（change of the environment）に該数学的モデルを更新又は適合させるべき、推定誤差（estimated error）、すなわち、該推定エコー（estimated echo）と現実エコー（actual echo）の間の差、を有する。

大抵のエコーキャンセラーで使われる音響システムのモデルは直接音（direct sound）と室内の大抵の反射（most of the reflections）との伝達関数を近似するエフアイアール（FIR）｛有限インパルス応答（Finite Impulse Response）｝フイルターである。該音響システムのフルバンドモデル（full-band model）は比較的複雑で処理パワー（processing power）を要し、普通はフルバンドモデルの代替え（alternative）が好まれる。

エコーキャンセラーの処理パワー要求を減じる１つの方法はサブバンド処理（sub-band processing）の導入であり、すなわち、信号が、より低いサンプリング周波数を使って表されるもっと小さなバンド幅を有するバンドに分割（divided）される。この様なシステムの例は図２で図解される。拡声器及びマイクロホンの信号は分析フイルター（analyze filter）によりサブバンドに分割されるが、各サブバンドはそれぞれ元の拡声器及びマイクロホンのより小さい周波数範囲を表す。変型マイクロホン（modified microphone）の全バンドがフルバンド信号を形成するよう、合成フイルター（synthesize filter）により、一緒にマージされる前に、同様なエコー消去及び他の処理が各サブバンド上で行われる。

エコーキャンセラーのコア要素は既に述べた音響モデル（最も普通にはエフアイアールフイルターにより実施される）である。該音響モデルは該拡声器からマイクロホンまでの該遠端信号の伝達関数を真似るよう企てる（attempts）。この適合モデル（adaptive model）は勾配探索アルゴリズム（gradient search algorithm）により更新される。該アルゴリズムは、該エコー推定値が引き算された後の信号のパワー（the power）である誤差関数を最小化するよう試みる。この解が働くモノエコキャンセラー用では、それは一様（uniform）で一意（unique）の解である。

しかしながら、高品質通信では、高品質多チャンネルオーディオ、例えば、ステレオオーディオを送信し提供することが望ましいことが多い。ステレオオーディオは或る音声構成（certain sound composition）からの異なる空間的オーディオ（different spatial audio）を表す２つの別々のチャンネルからのオーディオ信号を含む。リスナーは該音声構成が創られるオーディオ源（audio sources）間の空間差を感知するので、各それぞれの拡声器上に該チャンネルを負荷することはより忠実なオーディオ再生（faithful audio reproduction）を創り出す。

１つの拡声器上でプレー（played）される信号はもう１つの拡声器（複数を含む）で提供される信号と異なる。かくして、ステレオ（又は多チャンネル）エコーキャンセラー用には、各それぞれの拡声器（speaker）からマイクロホンまでの伝達関数が補償される必要がある。これは、補償すべき２つの異なるが、相関のある信号があるので、モノのオーディオエコー消去と比較して幾分異なる状況である。

幾つかのマイクロホンを使うことによる、ステレオ信号の伝送は、もし唯１つの拡声器（又はモノの提供信号）しかないなら、ステレオエコー消去は要しないことを注意しておく。もし多チャンネルオーディオがレコードされるべきなら、その（従来技術と本発明の両者の）アルゴリズムは２重化され、時には簡単化され得る（何故なら、多くの部分は全マイクロホン用に共通だから）。該２重化は、ステレオ又は信号の多チャンネル受信の場合にも、直線的（straightforward）であり、本文書では多くのマイクロホン（more microphones）の使用は詳細には論じない。

ステレオオーディオでは、異なるチャンネル内の相関が重要になる傾向がある。これは垂直勾配探索アルゴリズム（normal gradient search algorithms）を苦しませる。数学的に表せば、相関は幾つかの誤った最小解を誤差関数に導入する。これは非特許文献１で説明される。基本的問題は、多チャンネルが線形的に関係付けられた信号を運ぶ時、該適応アルゴリズムにより解かれる誤差関数に対応する正規関数（normal function）は特異性（singular）であることである。これは該式への一義的解はなくて、無限数の解があることを意味しており、真の１つを除く全ては送信室（transmission room）のインパルス応答に依ることが示される（この文脈では、該送信室は、例えばレコードされた材料又はプログラムされた材料が遠端側でプレーバックされる様な、合成される送信室も含んでよい）。該勾配探索アルゴリズムはその時、必ずしも真の最小解でない最小値にトラップされてもよい。

このステレオエコーキャンセラー適応問題を表すもう１つの共通の方法は室応答変化とステレオ画像内のオーディオ”移動（movement）”との間を区別することが難しいことである。例えば、もし１人の話し手が遠端側の異なる場所で話し始めるなら、該音響モデルも収斂し直さねばならない。この様な変化を充分速く追跡出来る適応アルゴリズムは無く、多チャンネルの場合のモノエコーキャンセラーは満足する性能に帰着しない。

上記で述べた上述の誤りの最小解問題を克服する典型的アプローチが図３で示される。モノの場合と比較して、分析フイルターは２重化され、右及び左両拡声器信号をサブバンドに分割する。該音響モデルは（サブバンドによる）２つのモデルに分けられ、１つは右チャンネル伝達関数用であり１つは左チャンネル伝達関数用である。

左及び右チャンネル信号間の相関（correlation）により導入される誤りの最小解（false minimum solutions）を克服するために、無相関アルゴリズム（de-correlation technique）が導入される。この無相関は音響モデルを正しく更新することを可能にする。しかしながら、該無相関技術は又拡声器に提供される信号をも変型（modifies）する。品質保存の変型技術は受け入れ可能であるが、従来技術の大抵の無相関技術はオーディオを深刻に歪ませる。加えて、エルエムエス（LMS）｛最小２乗平均（least mean square）｝又はエヌエルエムエス（NLMS）｛正規化最小２乗平均（normalized least mean square）｝の様な計算的に低廉な適応アルゴリズムは、従来技術を使い無相関ステレオ信号用には収斂が遅い傾向がある。従って、従来技術の解法は最も普通にはもっと計算的に高価なアルゴリズム、例えば、アールエルエス（RLS）｛再帰的最小２乗（recursive least square）｝を使う。

非特許文献２は、エコーキャンセラーモジュール内で適応アルゴリズムの急速収斂を可能にしながら該チャンネルを無相関にするために、ステレオ入力信号にコムフイルタリング（comb filtering）を部分的に使うステレオ受信オーディオシステムを説明している。しかしながら、必要とされる複雑さのために、それはなお余りに計算的に高価である。

従来技術はステレオエコー問題を解決するが、それは該オーディオの必要な品質を保存せず、加えて、該技術は計算集約的（computationally intensive）であり、何故ならばエコー路推定（echo path estimation）と他のサブ機能（sub function）とが２重化されており、そしてもっと複雑な適応アルゴリズムを要するからである。
ＳｔｅｖｅｎＬ．ＧａｔａｎｄＪａｃｏｂＢｅｎｅｓｔｙ、"Ａｃｏｕｓｔｉｃｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｆｏｒｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ"、Ｂｏｓｔｏｎ：ＫｌｕｗｅｒＡｃａｄｅｍｉｃＰｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、２０００ＪａｃｏｂＢｅｎｅｓｔｙｅｔａｌ、"Ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃａｃｏｕｓｔｉｃｅｃｈｏｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎｕｓｉｎｇｎｏｎｌｉｎｅａｒｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎａｎｄｃｏｍｂｆｉｌｔｅｒｉｎｇ"、ＢｅｌｌＬａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ、ＬｕｃｅｎｔＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ

本発明の目的はステレオが存在する時オーディオエコーを最小化するシステムと方法を提供することである。

特に、本発明は、遠端の会議パーテイからの多チャンネルオーディオ信号を受信し、多数拡声器に対応するオーディオを提供し、１つ以上のマイクロホンにより近端のオーディオを取り込みそして対応する近端のオーディオ信号を該遠端の会議パーテイに送信するようする構成された近端の会議パーテイのオーディオシステムを開示しており、該オーディオシステムは、該多チャンネルオーディオ信号を空間的オーディオ情報を保存するモノ信号にマージするよう構成されたマージ用ユニットと、該オーディオを該多数拡声器に提供するよう構成されたプリロードユニット（preload unit）と、そして該遠端の会議パーテイへの送信の前に該近端のオーディオ信号から引き算されたエコーモデルの発生で基準信号として前記モノ信号を使うモノエコーキャンセラーと、を具備する。

該オーディオシステムに対応する方法も開示される。

下記では、本発明が好ましい実施例を説明し、付随する図面を参照することにより論じられる。しかしながら、特定の実施例がビデオ会議とステレオ音響と関連して説明されても、当業者は他の応用と変型を、一緒に入れられた独立請求項で規定された本発明の範囲内で実現するであろう。

特に本発明は、マイクロホンにより取り込まれたオーディオ信号の改良されたエコー消去を、知覚的なステレオの（又は多チャンネルの）音響を損じることなく可能にするために、拡声器信号を変型するシステムと方法を開示する。基本的アイデアは、該拡声器に知覚的な多チャンネル音響を提供するのに充分な空間的情報をなお保ちつつ、種々のチャンネルからの信号をモノ特性信号（mono characteristic signal）にマージすることである。

（ステレオを含む）多チャンネルの場合用に一般化された版と、ステレオの実施例用の好ましい実施例と、の両者は、従来技術の無相関アルゴリズムより可成り少ない知覚的歪みを該オーディオ信号に導入する。それは主観的ステレオイメージを保存するが、それでも、この発明を使えば、モノエコーキャンセラーを使い、そして計算が効率的なエルエムエスアルゴリズムを使って適切に高収斂速度を得て、該エコーを消去することが可能である｛エイピーエイ（APA）及びアールエルエス（RLS）の様なもっと高価で速いアルゴリズムが使われてもよく、収斂速度を上げる｝。従って、従来技術と比較すると、本発明は又、ステレオエコーキャンセラーの２路推定（two path estimations）が１つの、通常もっと低廉なシングル路推定量（single path estimator）で置き換えられるので、エコー消去システムの複雑さのコストを減じる。

図４は一般的な場合で本発明を図解するシステムを示す。全部の（ステレオの場合左と右）拡声器信号は、該信号をシングルモノ信号（one single mono signal）に組み合わせるマージ用変換部（merging transform）を通過する。このシングルの組み合わせ信号はモノエコーキャンセラー用の基準信号として使われる。

該マージ用変換部は種々の方法で設計され得るが、もし望ましいならば、非線形及び時変技術（time variant techniques）の両者が使われてもよい。重要なことはシングル基準信号が該エコーキャンセラー用に作られ、空間的オーディオ情報が保存されることである。

更に、該拡声器に信号を提供する前に、該組み合わせ信号は分割用変換部（dividing transform）により各拡声器用の１つの信号に分けられる。ステレオの場合用に、該信号は左と右のチャンネルに分けられる。

該分割用変換部はモデル化される必要があるエコー応答部（echo response part）の１部を構成する。従って、該モデル化を複雑化する該変換部を作らないよう注意が払われるべきである。標準的エコーキャンセラーは通常線形モデルを使って該エコー応答路を推定するので、従って線形の分割用変換部が好ましい。エコーキャンセラーは又エコー応答路の如何なる変化も追跡せねばならない。この追跡は比較的遅く、時不変（time invariant）分割用変換部の使用を動機付ける（motivating）。

そのマージ用及び分割用変換部は、それらが一緒に該変換の可聴アーチフアクト（audible artifacts）を限定することを保証しながら、保存された空間的情報を有する１セットのオーディオ信号を創るよう構成されねばならない。

エコーキャンセラーの観点からは、拡声器信号を完全に表す唯１つの基準信号を得る時は、該信号が分割され、幾つかの拡声器上でプレーされようと、該信号はモノである。従って、該マージ用及び分割用変換部の適切な選択により、主観的に空間的な情報を有する信号はモノエコーキャンセラーにより処理される。

図５にはステレオ（２チャンネル）の場合の好ましい実施例の一般的な場合を示す。マージ用変換部は、各チャンネル用に１つの、２つの線形フイルターＨ_ＣＬとＨ_ＣＲと、加算器とにより形成される。分割用変換部はもう２つの線形フイルターＨ_ＤＬとＨ_ＤＲにより形成される。

オーディオ品質の限定された知覚的劣化しか導入せずに該空間的情報を保存する１セットのフイルターは２つの相補型（complementary）コム（comb）フイルターＨ_ＣＬとＨ_ＣＲであり、それらは下記の様である。

ｆ∈[ｆ_２ｎ、ｆ_２ｎ＋１＞ではＨ_ＣＬ（ｆ）＝Ｋ_Ｃ、他では（otherwise）０であり、
ｆ∈[ｆ_２ｎ＋１、ｆ_２ｎ＋２＞ではＨ_ＣＲ（ｆ）＝Ｋ_Ｃ、他では０であり、
ここでｎ＝０，１，２．．．そしてｆ_ｎは周波数の自由に選択されたセットである。Ｋ_Ｃはコムフイルタリングにより導入される損失（loss）を補償する利得（gain）である。２つのフイルターの周波数応答は図６で図解される。これらは実際は達成（achieve）が難しい理想的（ideal）フイルターであることを注意しておく。しかしながら、例えそれらが個別には理想的でなくても、該フイルターを相補型（complementary）であるよう構成することは可能である。

該分割用変換部は同様なフイルターを有し、マージ用変換部用と同じセットの周波数ｆ_ｎについては下記の様である。

ｆ∈[ｆ_２ｎ、ｆ_２ｎ＋１＞ではＨ_ＤＬ（ｆ）＝Ｋ_Ｄ、他では０であり、
ｆ∈[ｆ_２ｎ＋１、ｆ_２ｎ＋２＞ではＨ_ＤＲ（ｆ）＝Ｋ_Ｄ、他では０である。
Ｋ_Ｄは該コムフイルタリングにより導入される損失を補償するための利得である。通常、該システムを通してエネルギーを維持するために、Ｋ_Ｃ＊Ｋ_Ｄは２に等しくなるように選択される。

該マージ用フイルターは、加算器により該信号をモノ信号へマージ可能にするよう各チャンネル内の周波数含有量の半分を除去する（removes half the frequency content in each channel）が、該モノ信号は該エコーキャンセラー用の基準信号として提供される。該マージされた信号は該マージ用フイルターに対応するそれぞれの周波数応答を有する分割用フイルターにより再び分割され、そして最終の左及び右信号は該左及び右拡声器に負荷される。

上記式の物理的解釈は、或る周波数バンドは左拡声器でプレーされるが、残りの周波数バンドは右拡声器でプレーされることである。該周波数バンドを適切に狭くすることにより、オーディオ品質と空間的情報の全体的知覚は、余りに多くの純粋シングルトーン（many pure single tones）を含まない自然に発生されるオーディオ信号を使い良好である（By making the frequency bands adequately narrow, the overall perception of audio quality and spatial information is good using naturally generated audio signals, which do not contain too many pure single tones）。これは耳の特性のためである。加えて、拡声システムでプレーされると、該左及び右チャンネルは耳に近づく前に殆ど完全に足し算する。かくして、該モノ部分（右及び左チャンネルの和）は音響的に混合されて戻り、従ってそれは知覚的には非常に僅かしか劣化しない。側部部分（side part）（左及び右チャンネル間の差）はより多く影響されるが、それでも経験では空間的な知覚は殆ど減じられなかった。

既述の様に、図６に示す理想的フイルターを提供することは難しいが、もしそれらが理想に結構近く保たれるなら、該分割用フイルターは省略出来て、該システムの複雑性は図７に図解されるものにまで減じられる。これは元の提示された構造体から外れるが、それでもゼロ利得へのクロスパス（cross paths）、すなわち、全周波数でＨ_ＣＬ（ｆ）＊Ｈ_ＤＲ（ｆ）＝０そしてＨ_ＣＲ（ｆ）＊Ｈ_ＤＬ（ｆ）＝０、を保証する相補型フイルターのために、なお機能（work）するであろう。勿論、分割用フイルターを省略すると、該利得Ｋ_Ｄは、該マージ用フイルターの中にか、又は該システム内の他のどこかの利得としてか、何れかに組み入れられねばならない。

大抵のサブバンドエコーキャンセラーで使われるそれらを含めて、多くのフイルターバンクは同一バンド幅を有するバンドを有するので、多数の異なるフイルターの必要性を避けるために（一様なフイルター）、上記説明の１つの様な実際の実施例は等しい幅の周波数バンドを使う。しかしながら、該コムフイルターの各”歯（tooth）”の必要な周波数幅は現実的に周波数に依存している。低い周波数は高い周波数より狭い”歯”を要し、一様なコムフイルターでこの基準に適合するために、実際的でなく多い数の”歯”が必要になる。しかしながら、最も屡々、低い周波数では非常に限られた空間的情報しか存在しない。従って、低い周波数では全（両）チャンネルでモノ（すなわち、和信号）をプレーすることが有利であり、すなわち、
Ｈ_ＣＬ（ｆ）は、ｆ∈[０，ｆ_１＞ではＫ_ＭＣ、ｆ∈[ｆ_２ｎ＋２、ｆ_２ｎ＋３＞ではＫ_Ｃ、その他では０、そして
Ｈ_ＣＲ（ｆ）は、ｆ∈[０，ｆ_１＞ではＫ_ＭＣ、ｆ∈[ｆ_２ｎ＋１、ｆ_２ｎ＋２＞ではＫ_Ｃ、その他では０、そして
Ｈ_ＤＬ（ｆ）は、ｆ∈[０，ｆ_１＞ではＫ_ＭＤ、ｆ∈[ｆ_２ｎ＋２、ｆ_２ｎ＋３＞ではＫ_Ｄ、その他では０、そして
Ｈ_ＤＲ（ｆ）は、ｆ∈[０，ｆ_１＞ではＫ_ＭＤ、ｆ∈[ｆ_２ｎ＋１、ｆ_２ｎ＋２＞ではＫ_Ｄ、その他では０であり、
ここでｎ＝０，１，２，３，．．．そしてｆ_ｎは周波数の自由に選択されたセットである。Ｋ_ＣとＫ_Ｄは該コムフイルタリングにより導入される損失を補償する利得である。Ｋ_Ｃ＊Ｋ_Ｄは通常該システムを通しての利得を維持するために２に等しい。Ｋ_ＭＣとＫ_ＭＤは該モノ信号レベルを維持するよう選択された利得であり、Ｋ_ＭＣ＊Ｋ_ＭＤは通常１（unity）に選択される。この物理的解釈は拡声器でプレーされる低周波数部分はフルバンドモノ信号であるが、より高い周波数では、左及び右信号は相補型コムフイルターによりフイルターされることである。

上記説明のコムフイルターはサブバンドエコーキャンセラーと一緒に使われる時特に好適である。該分析フイルターはフルバンド信号を周波数バンドに分けるため作られ、合成フイルターはサブバンドをフルバンド信号に戻しマージするよう設計されるので、該サブバンドキャンセラーは該コムフイルター構造を実現するために必要な大抵の処理ブロックを既に組み込んでいる。

これは図８で図解される、本発明の好ましい実施例で利用される。左及び右チャンネルは該分析フイルターの２つの場合を使って、周波数バンド表現Ｌ_ｉとＲ_ｉに個別に分けられる。該２つの信号は次いでサブバンド領域内でシングルの基準信号Ｃ_ｉに組合わされるが、
Ｃ_ｉ＝Ｋ_ＣＬ，ｉ＊Ｌ_ｉ＋Ｋ_ＣＲ，ｉ＊Ｒ_ｉ
ここでＫ_ＣＬ，ｉとＫ_ＣＲ，ｉはそれぞれ左及び右チャンネル用の加重係数（weighting factor）であり、文字ｉはサブバンド番号を示す。該信号Ｃは該拡声器基準信号としての該エコーキャンセラーへの入力として使われる。

該出力信号をプレーする前に、該基準信号はそれぞれ新左及び右チャンネル信号Ｌ_ｉ’及びＲ_ｉ’に更に分けられる。

Ｌ_ｉ’＝Ｋ_ＤＬ，ｉ＊Ｃ_ｉ
Ｒ_ｉ’＝Ｋ_ＤＲ，ｉ＊Ｃ_ｉ
最後に、これらの変型された信号は、同じもののフルバンド版を作るために合成フイルターを通して処理される。この過程は幾らかの遅延を付加し、この遅延は該エコー路の部分であるので、それは、応答で因果関係のないフイルタータップ（non-causal filter taps）を推定することを避けるために、対応して基準信号を遅延させるのが有利である。

標準的コムフイルタリング構造用には、Ｋ_ＣＬ，ｉ＊Ｋ_ＤＬ，ｉは、奇数ｉ用には２に等しく、偶数ｉ用にはゼロに等しく選択されるが、Ｋ_ＣＲ，ｉ＊Ｋ_ＤＲ，ｉは奇数のｉ用には０に、偶数のｉ用には２に選択される。上記示唆の様に低周波数バンドをモノ信号に組み合わせることは、どんな他の考えられる組み合わせでもそうである様に、容易に実現可能である。分析及び合成フイルターバンクが既に適切に急峻な周波数バンド移行（steep frequency band transitions）を組み込んでいるので、該マージ用及び分割用定数は該エコーキャンセラー性能について煩うことなく自由に選ぶことが出来る。該マージ用定数は、もし要求されるなら、時変（time variant）及び／又は非線形であってもよいが、モデル化されるべき通路の部分を構成する分割定数は線形で時不変（time invariant）に保たれるのがよい。

より一般的アプローチに関連して、もし全てのｉについてＫ_ＣＬ，ｉ＊Ｋ_ＤＲ，ｉ＝０で、かつＫ_ＣＲ，ｉ＊Ｋ_ＤＬ，ｉ＝０であるなら、該マージ及び分割の過程は簡単なコピーイング（copying）／信号ルーティング（signal routing）により置き換えられ得る。又この様なマージ用及び分割用フイルター構造を実現するため変型されたサブバンドキャンセラーが図８で示される。１つおきのサブバンド（every other sub band）をクリヤする時損出エネルギーを補償するスケーリングファクター（scaling factors）が該左／右の分析／合成のフイルター内、又は該システム内の他のどこかに、組み入れられるべきである。該図は全ての偶数バンドが抽出（extracted）され左チャンネル用に使われ、全ての奇数バンドが右チャンネルからである場合を示す。勿論、反対も又丁度同じ様に作動する。

共に簡単なベクトル掛け算と加算であるマージ用及び分割用の過程を除けば、この構造を使う時、何等新しいビルディングブロック（building blocks）が標準モノサブバンドエコーキャンセラー（standard mono sub band echo canceller）に付加されず、それが該技術を実施し易くしている。

無相関技術を使うステレオキャンセラーの実現に比較すれば、２つの新しい合成フイルターが付加されねばならない。しかしながら、１つのシングル基準ベクトルのために、１セットのエコー路モデルが実施されねばならないだけである。２つの合成フイルター用に要する処理パワーは、追加的エコー路モデルセット用に要する処理パワーに比較して普通は小さく、かくしてこのアプローチ用の必要処理パワーは、標準的ステレオエコーキャンセラー用より可成り少ない。可聴アーチフアクト（audible artifacts）は既知の無相関技術より気付き難い（less noticeable）。拡声器信号路に導入される特別の遅延は或る応用では欠点であるが、それは他の応用（例えば、オーディオ信号がオーディオ−ビデオ間の同期を達成するため遅延させられる、ビデオ会議）では重要でない（uncritical）。

本発明の主な利点の１つは、ほんの小さな変更を付したモノエコーキャンセラーでステレオオーディオ信号を取り扱うことを可能にすることである。かくして、該技術は実施が速い。又それは標準的サブバンドキャンセラー内でのビルディングブロックを利用する。

更に、本発明は標準的ステレオエコーキャンセラーより可成り少ない処理パワー要求しかせず、それがオーディオ信号に付加する可聴的劣化も既知の無相関技術を使うステレオエコーキャンセラーより少ない。

本発明をより容易に理解可能とするために、付随する論議は随伴する図面を参照する。
従来の会議システムのセットアップの詳細ブロック線図である。サブバンド処理で実施される、対応するエコーキャンセラーサブシステムのブロック線図である。従来技術のステレオエコーキャンセラーシステムのブロック線図である。本発明の一般的実施例のブロック線図である。本発明の第１の好ましい実施例のブロック線図である。本発明の第１及び第２の好ましい実施例で使われるフイルターの周波数応答を図解する。本発明の第２の好ましい実施例のブロック線図である。本発明の第３の好ましい実施例のブロック線図である。

Claims

遠端の会議パーティからの多チャンネルオーディオ信号を受信し、対応するオーディオを多数拡声器で提供し、１つ以上のマイクロホンにより近端のオーディオを取り込み、対応する近端のオーディオ信号を該遠端の会議パーティに送信する、よう構成された近端の会議パーティのオーディオシステムに於いて、該システムが
該多チャンネルオーディオに、各チャンネル用に１つの、周波数相補型フイルターを提供することにより、そして空間的オーディオ情報を保存するモノ信号を創るために、フイルターされた後該チャンネルを加算することにより、該多チャンネルオーディオ信号を該空間的オーディオ情報を保存するモノ信号にマージするよう構成されたマージ用ユニットと、
前記モノ信号を分割し、続いて前記周波数相補型フイルターに対応する周波数応答でフイルタリングすることによるか、又は前記周波数相補型フイルターでフイルターされた該多チャンネルオーディオ信号を単に該多数拡声器に提供することにより、該多数拡声器にオーディオを負荷するよう構成されたプリロードユニットと、
該遠端会議パーティへの送信前に該近端オーディオ信号から引き算されるエコーモデル信号の発生で、前記モノ信号を基準信号として使うモノエコーキャンセラーと、を具備することを特徴とする該オーディオシステム。
前記相補型周波数フイルターがコムフイルター周波数応答を有するフイルターであることを特徴とする請求項１に記載のオーディオシステム。
前記モノ信号を多数のサブバンドモノ信号に分割する第１分析フイルターを具備しており、前記モノエコーキャンセラーがサブバンドエコーキャンセラーであり、該オーディオシステムが又
該近端オーディオ信号を多数の近端オーディオサブ信号に分割する第２分析フイルターを具備しており、前記エコーモデル信号は前記サブバンドエコーキャンセラーにより発生されたサブバンドエコーモデル信号であり、該オーディオシステムは更に
前記サブバンドエコーモデル信号を前記多数の近端オーディオサブ信号の対応する１つから引き算した後、該遠端の会議パーティへ送信する前に、前記多数の近端オーディオサブ信号をマージする第１合成フイルターを具備することを特徴とする請求項１に記載の該オーディオシステム。
該多チャンネル信号が左（Ｌ）チャンネルと右（Ｒ）チャンネルを含むステレオオーディオ信号であることを特徴とする請求項１−３のいずれか１つに記載のオーディオシステム。
前記Ｌチャンネル組み合わされる前記周波数相補型フイルターの第１の１つは下記特性の周波数応答を有し、
ｆ∈[ｆ_２ｎ、ｆ_２ｎ＋１＞ではＨ_Ｌ（ｆ）＝Ｋ_Ｃ、他では０であり
そして前記Ｒチャンネルと組み合わされる前記周波数相補型フイルターの第２の１つは下記特性の周波数応答を有することを特徴とする請求項４に記載の該オーディオシステム。
ｆ∈[ｆ_２ｎ＋１、ｆ_２ｎ＋２＞ではＨ_Ｒ（ｆ）＝Ｋ_Ｃ、他では０である。
該多チャンネル信号が左（Ｌ）チャンネルと右（Ｒ）チャンネルを有するステレオオーディオ信号であることを特徴とする請求項１−５のいずれか１つに記載のオーディオシステム。
前記周波数相補型フイルターがそれぞれ左及び右分析フイルターを有し、前記プリロードユニットがそれぞれ左及び右合成フイルターを有しており、前記左分析フイルターの偶数サブバンド周波数出力は前記左合成フイルターへの偶数サブバンド周波数入力を構成し、前記右分析フイルターの奇数サブバンド周波数出力は前記右合成フイルターへの奇数サブバンド周波数入力を構成し、そして前記加算器は前記左分析フイルターの偶数サブバンド周波数出力を、対応するサブバンドモノ信号を創る前記右分析フイルターの対応する奇数サブバンド周波数出力とそれぞれ加算するよう構成されており、該対応するサブバンドモノ信号は、前記モノエコーキャンセラーを構成する対応するサブバンドモノエコーキャンセラーへ提供される前記基準信号として使われる前記モノ信号を構成する、ことを特徴とする請求項６に記載のオーディオシステム。
遠端の会議パーティからの多チャンネルオーディオ信号を受信し、対応するオーディオを多数拡声器に提供し、１つ以上のマイクロホンにより近端のオーディオを取り込み、対応する近端のオーディオ信号を該遠端の会議パーティへ送信する、近端の会議パーティのオーディオシステムの方法に於いて、該方法が
該多チャンネルオーディオの各チャンネルに１つの、周波数相補型フイルターにより該多チャンネルオーディオをフイルターすることにより、そして空間的オーディオ情報を保存するモノ信号を創るために、該周波数相補型フイルターによりフイルターされた後に該チャンネルを加算することにより、該多チャンネルオーディオ信号を該空間的オーディオ情報を保存するモノ信号にマージする過程と、
前記モノ信号を分割し、続いて前記周波数相補型フイルターに対応する周波数応答でフイルタリングすることによるか、又は前記周波数相補型フイルターでフイルターされた該多チャンネルオーディオ信号を単に該多数拡声器に提供することにより、該オーディオを該多数拡声器に提供する過程と、
該遠端の会議パーティへの送信前に該近端オーディオ信号から引き算されるエコーモデル信号を発生するためにモノエコーキャンセラー内の基準信号として前記モノ信号を使う過程と、を具備することを特徴とする該方法。
前記相補型周波数フイルターがコムフイルター周波数応答を有するフイルターであることを特徴とする請求項８に記載の方法。
下記の追加的過程、すなわち
前記モノ信号を第１分析フイルターにより多数のサブバンドモノ信号に分割する過程を具備しており、前記モノエコーキャンセラーはサブバンドエコーキャンセラーであり、又
該近端オーディオ信号を第２分析フイルターにより多数の近端オーディオサブ信号に分割する過程を具備しており、前記エコーモデル信号は前記サブバンドエコーキャンセラーにより発生されるサブバンドエコーモデル信号であり、更に
前記サブバンドエコーモデル信号を前記多数の近端オーディオサブ信号の対応する１つから引き算した後、該遠端の会議パーティへ送信する前に、前記多数の近端オーディオサブ信号を第１合成フイルターによりマージする過程を具備することを特徴とする請求項８に記載の方法。
該多チャンネル信号は左（Ｌ）チャンネルと右（Ｒ）チャンネルを含むステレオオーディオ信号であることを特徴とする請求項８−１０のいずれか１つに記載の方法。
前記Ｌチャンネルと組み合わされる前記周波数相補型フイルターの第１の１つは下記特性、すなわち
ｆ∈[ｆ_２ｎ、ｆ_２ｎ＋１＞の場合はＨ_Ｌ（ｆ）＝Ｋ_Ｃ、他では０
の周波数応答を有し、
前記Ｒチャンネルと組み合わされる前記周波数相補型フイルターの第２の１つは下記特性、すなわち
ｆ∈[ｆ_２ｎ＋１、ｆ_２ｎ＋２＞の場合はＨ_Ｒ（ｆ）＝Ｋ_Ｃ、他では０
の周波数応答を有することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
該多チャンネル信号が左（Ｌ）チャンネルと右（Ｒ）チャンネルを含むステレオオーディオ信号であることを特徴とする請求項８−１２のいずれか１つに記載の方法。
該フイルターすることがマージする過程を含み、更に下記追加過程、すなわち
前記Ｌチャンネルを左分析フイルターにより多数の左サブバンド周波数出力に分割し、前記Ｒチャンネルを右分析フイルターにより多数の右サブバンド周波数出力に分割する過程、を有し、
該加算する過程が更に下記追加過程、すなわち
前記左分析フイルターの偶数左サブバンド周波数出力を左合成フイルターによりマージし、前記右分析フイルターの奇数右サブバンド周波数出力を右合成フイルターによりマージする過程、を有し、
該提供する過程が更に下記追加過程、すなわち
前記左分析フイルターの偶数サブバンド周波数出力を前記右分析フイルターの対応する奇数サブバンド周波数出力に加算し、対応するサブバンドモノ信号を創るが、該サブバンドモノ信号は、前記モノエコーキャンセラーを構成する対応するサブバンドモノエコーキャンセラーに提供される前記基準信号として使われる前記モノ信号を構成することを特徴とする請求項１３に記載の方法。