JP2002261661A - 多チャネルエコー消去方法、その装置、そのプログラム及びその記録媒体 - Google Patents
多チャネルエコー消去方法、その装置、そのプログラム及びその記録媒体Info
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- JP2002261661A JP2002261661A JP2001051917A JP2001051917A JP2002261661A JP 2002261661 A JP2002261661 A JP 2002261661A JP 2001051917 A JP2001051917 A JP 2001051917A JP 2001051917 A JP2001051917 A JP 2001051917A JP 2002261661 A JP2002261661 A JP 2002261661A
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ステレオ信号の相互相関を低減し、疑似反響
路の収束を速くし、かつ音質劣化を伴わない。 【解決手段】 端子２１1より受話信号は遅延回路４２1
で５〜１０ミリ秒程度遅延され、損失回路４３1で１５
ｄＢ程度損失が与えられて、端子２１2よりの受話信号
と合成されて多チャネルエコー消去部４１へ供給され
る。端子２１2よりの受話信号は遅延回路４２2で遅延さ
れ、損失が与えられ、端子２１1より受話信号と合成さ
れて、エコー消去部４１へ供給される。遅延回路４
２1，４２2の各遅延量は受話信号の１サンプル分交互に
周期的に変化させる。
路の収束を速くし、かつ音質劣化を伴わない。 【解決手段】 端子２１1より受話信号は遅延回路４２1
で５〜１０ミリ秒程度遅延され、損失回路４３1で１５
ｄＢ程度損失が与えられて、端子２１2よりの受話信号
と合成されて多チャネルエコー消去部４１へ供給され
る。端子２１2よりの受話信号は遅延回路４２2で遅延さ
れ、損失が与えられ、端子２１1より受話信号と合成さ
れて、エコー消去部４１へ供給される。遅延回路４
２1，４２2の各遅延量は受話信号の１サンプル分交互に
周期的に変化させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は例えばステレオ信
号や電話会議の音声信号のような多チャネル受話信号が
反響路を通じて送話（収音）チャネルに入力された反響
信号を、疑似反響路により生成した疑似反響信号により
消去する多チャネルエコー消去方法、装置、そのプログ
ラム及びその記録媒体に関する。
号や電話会議の音声信号のような多チャネル受話信号が
反響路を通じて送話（収音）チャネルに入力された反響
信号を、疑似反響路により生成した疑似反響信号により
消去する多チャネルエコー消去方法、装置、そのプログ
ラム及びその記録媒体に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば図４に示すようにステレオ電話に
おいて、一方の側１０におけるマイクロホン１１1，１
１2からの信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）（ｋは離散時刻）
が他方の側２０における受信端子２１1，２１2に受信さ
れ、これら受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）はスピーカ２
２1，２２2で再生される。スピーカ２２1，２２2からの
再生信号はそれぞれインパルス応答がｈ1，ｈ2の反
響路を通じてマイクロホン２３で収音され、反響信号ｙ
（ｋ）として出力される。受話信号ｘ1（ｋ），ｘ
2（ｋ）はそれぞれ疑似反響路２４1，２４2に供給さ
れ、疑似反響信号ｙ＾1（ｋ），ｙ＾2（ｋ）が生成さ
れ、減算回路２５で反響信号ｙ（ｋ）から疑似反響信号
ｙ＾1（ｋ）とｙ＾2（ｋ）が減算され、誤差信号ｅ
（ｋ）が取り出される。誤差信号ｅ（ｋ）と受話信号ｘ
1（ｋ）が反響路推定部２６1に入力され、インパルス応
答ｈ1が推定されその推定値ｈ＾1（ｋ）が疑似反響
路２４1に設定される。同様に誤差信号ｅ（ｋ）と受話
信号ｘ2（ｋ）が反響路推定部２６2に入力され、インパ
ルス応答ｈ2が推定され、その推定値ｈ＾2（ｋ）が
疑似反響路２４2に設定される。
おいて、一方の側１０におけるマイクロホン１１1，１
１2からの信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）（ｋは離散時刻）
が他方の側２０における受信端子２１1，２１2に受信さ
れ、これら受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）はスピーカ２
２1，２２2で再生される。スピーカ２２1，２２2からの
再生信号はそれぞれインパルス応答がｈ1，ｈ2の反
響路を通じてマイクロホン２３で収音され、反響信号ｙ
（ｋ）として出力される。受話信号ｘ1（ｋ），ｘ
2（ｋ）はそれぞれ疑似反響路２４1，２４2に供給さ
れ、疑似反響信号ｙ＾1（ｋ），ｙ＾2（ｋ）が生成さ
れ、減算回路２５で反響信号ｙ（ｋ）から疑似反響信号
ｙ＾1（ｋ）とｙ＾2（ｋ）が減算され、誤差信号ｅ
（ｋ）が取り出される。誤差信号ｅ（ｋ）と受話信号ｘ
1（ｋ）が反響路推定部２６1に入力され、インパルス応
答ｈ1が推定されその推定値ｈ＾1（ｋ）が疑似反響
路２４1に設定される。同様に誤差信号ｅ（ｋ）と受話
信号ｘ2（ｋ）が反響路推定部２６2に入力され、インパ
ルス応答ｈ2が推定され、その推定値ｈ＾2（ｋ）が
疑似反響路２４2に設定される。
【０００３】この反響路の推定と疑似反響路の設定を繰
返すことにより、疑似反響路２４1，２４2のインパルス
応答ｈ＾1（ｋ），ｈ＾2（ｋ）が真の反響路のイン
パルス応答ｈ1，ｈ2に近づくようにされる。しかし
ステレオ信号のように、受話信号ｘ1（ｋ）とｘ2（ｋ）
との相互相関が大きい場合は、疑似反響路２４1，２４2
のインパルス応答ｈ＾1（ｋ），ｈ＾2（ｋ）が真の
反響路のインパルス応答ｈ1，ｈ2に収束するのに時
間がかかり、場合によっては収束しない。この点より文
献“Ａｓｔｅｒｅｏ ｅｃｈｏｃａｎｃｅｌｌｅｒ ｗ
ｉｔｈ ｐｒｅ−ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ ｃｏ
ｒｒｅｃｔ ｅｃｈｏ ｐａｔｈ ｉｄｅｎｔｉｆｉｃ
ａｔｉｏｎ”，ＩＣＡＳＳＰ Ｐｒｏｃ．，Ｖｏｌ．，
６，ｐｐ．３６７７〜３６８０．１９９８に、以下のよ
うにすることが提案されている。
返すことにより、疑似反響路２４1，２４2のインパルス
応答ｈ＾1（ｋ），ｈ＾2（ｋ）が真の反響路のイン
パルス応答ｈ1，ｈ2に近づくようにされる。しかし
ステレオ信号のように、受話信号ｘ1（ｋ）とｘ2（ｋ）
との相互相関が大きい場合は、疑似反響路２４1，２４2
のインパルス応答ｈ＾1（ｋ），ｈ＾2（ｋ）が真の
反響路のインパルス応答ｈ1，ｈ2に収束するのに時
間がかかり、場合によっては収束しない。この点より文
献“Ａｓｔｅｒｅｏ ｅｃｈｏｃａｎｃｅｌｌｅｒ ｗ
ｉｔｈ ｐｒｅ−ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ ｃｏ
ｒｒｅｃｔ ｅｃｈｏ ｐａｔｈ ｉｄｅｎｔｉｆｉｃ
ａｔｉｏｎ”，ＩＣＡＳＳＰ Ｐｒｏｃ．，Ｖｏｌ．，
６，ｐｐ．３６７７〜３６８０．１９９８に、以下のよ
うにすることが提案されている。
【０００４】即ち図４中に示すように一方のチャネル、
この例では受話信号ｘ1（ｋ）のチャネルに乗算器３１
を直列に挿入し、またその乗算器３１の入力側に１サン
プル遅延器３２の一端を接続し、遅延器３２の他端に乗
算器３３の入力側を接続し、乗算器３１，３３の各出力
側を加算器３４の入力側に接続して、加算器３４の出力
を受話端子２１に接続し、乗算器３１と３３を各乗算係
数を、その一方を０、他方を１とすることを交互に繰り
返す。この繰り返し周期Ｑは、例えば受話信号ｘ
1（ｋ）が８ｋＨｚサンプリングの場合、２０００サン
プルである。よって受話端子２１1には、各周期Ｑの前
半でｘ1（ｋ）がそのまま入力され、後半で１サンプル
遅延されたものが入力される。このようにして受話信号
ｘ1（ｋ）がその遅延されたものとされていないものと
の切替った時に、チャネル間、つまり受信端子２１1と
２１2における受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）の相互相
関が小さくなり、各疑似反響器２４1，２４2が真の反響
路の特性に速く収束するようにされている。
この例では受話信号ｘ1（ｋ）のチャネルに乗算器３１
を直列に挿入し、またその乗算器３１の入力側に１サン
プル遅延器３２の一端を接続し、遅延器３２の他端に乗
算器３３の入力側を接続し、乗算器３１，３３の各出力
側を加算器３４の入力側に接続して、加算器３４の出力
を受話端子２１に接続し、乗算器３１と３３を各乗算係
数を、その一方を０、他方を１とすることを交互に繰り
返す。この繰り返し周期Ｑは、例えば受話信号ｘ
1（ｋ）が８ｋＨｚサンプリングの場合、２０００サン
プルである。よって受話端子２１1には、各周期Ｑの前
半でｘ1（ｋ）がそのまま入力され、後半で１サンプル
遅延されたものが入力される。このようにして受話信号
ｘ1（ｋ）がその遅延されたものとされていないものと
の切替った時に、チャネル間、つまり受信端子２１1と
２１2における受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）の相互相
関が小さくなり、各疑似反響器２４1，２４2が真の反響
路の特性に速く収束するようにされている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】受話信号ｘ（ｋ）が急
峻に立上ったり、立下ったりする状態で遅延信号と遅延
されていないものとの切替えが行われると、その切替わ
り時に受話信号ｘ1（ｋ）の再生信号が急に変化して音
質が劣化する。従って遅延されたものと遅延されていな
いものとの切替えを頻繁に行うことは著しく音質を劣化
することになり、好ましくない。このため、チャネル間
の相互相関を低減するのに限度があった。また受話信号
ｘ（ｋ）を、１サンプル遅延させることは、１端側にお
ける発話者１２とマイクロホン１１1との距離が等価的
に大となったことになり、他端側２０におけるスピーカ
２２1，２２2の再生音を受聴する者が感じる発話者１２
の音像定位が実際のマイクロホン１１1，１１2と発話者
１２との関係位置と異なる問題もある。
峻に立上ったり、立下ったりする状態で遅延信号と遅延
されていないものとの切替えが行われると、その切替わ
り時に受話信号ｘ1（ｋ）の再生信号が急に変化して音
質が劣化する。従って遅延されたものと遅延されていな
いものとの切替えを頻繁に行うことは著しく音質を劣化
することになり、好ましくない。このため、チャネル間
の相互相関を低減するのに限度があった。また受話信号
ｘ（ｋ）を、１サンプル遅延させることは、１端側にお
ける発話者１２とマイクロホン１１1との距離が等価的
に大となったことになり、他端側２０におけるスピーカ
２２1，２２2の再生音を受聴する者が感じる発話者１２
の音像定位が実際のマイクロホン１１1，１１2と発話者
１２との関係位置と異なる問題もある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この発明によれば、各チ
ャネルの受話信号に対し、遅延と損失を与えて、互いに
異なるチャネルの受話信号と加算して対応するチャネル
の疑似反響路へ供給し、かつ、上記受話信号と加算する
前の信号に対する遅延量を周期的に変化させる。このよ
うに遅延されかつ損失が与えられて、他のチャネルの受
話信号と合成されるため、その他のチャネルの受話信号
についてみれば加算された信号は、先行音効果とマスキ
ング効果とにより受話者にはほとんど知覚されない。よ
って遅延量の変更周期を短かくすることができ、それだ
け、チャネル間の相互相関を小さくすることができる。
ャネルの受話信号に対し、遅延と損失を与えて、互いに
異なるチャネルの受話信号と加算して対応するチャネル
の疑似反響路へ供給し、かつ、上記受話信号と加算する
前の信号に対する遅延量を周期的に変化させる。このよ
うに遅延されかつ損失が与えられて、他のチャネルの受
話信号と合成されるため、その他のチャネルの受話信号
についてみれば加算された信号は、先行音効果とマスキ
ング効果とにより受話者にはほとんど知覚されない。よ
って遅延量の変更周期を短かくすることができ、それだ
け、チャネル間の相互相関を小さくすることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１にこの発明の実施形態を、図
４と対応する部分に同一参照符号を付けて示す。つまり
この例では受話チャネルが２チャネル、送話チャネルが
１又は２チャネルの場合であり、図１において多チャネ
ルエコー消去部４１は例えば図４中の破線で囲った疑似
反響路２４1，２４2、反響路推定部２６1，２６2、加算
回路２５により構成される。この多チャネルエコー消去
部４１に入力される受話信号はこの発明では前段処理さ
れる。受話端子２１1′，２１2′に例えばステレオを２
チャネル受話信号ｘ 1（ｋ），ｘ2（ｋ）が入力される。
受話信号ｘ1（ｋ）は分岐されて遅延回路４２1損失回路
４３1の直列回路へ供給され、遅延と損失が与えられ
て、他のチャネル、この例では受信話端子２１′の受話
信号ｘ2（ｋ）と合成回路４４2で合成され、合成回路４
４2の出力信号は端子２１2を通じて端子２１2のチャネ
ルの受話信号ｘ2（ｋ）として多チャネルエコー消去部
４１へ供給される。
４と対応する部分に同一参照符号を付けて示す。つまり
この例では受話チャネルが２チャネル、送話チャネルが
１又は２チャネルの場合であり、図１において多チャネ
ルエコー消去部４１は例えば図４中の破線で囲った疑似
反響路２４1，２４2、反響路推定部２６1，２６2、加算
回路２５により構成される。この多チャネルエコー消去
部４１に入力される受話信号はこの発明では前段処理さ
れる。受話端子２１1′，２１2′に例えばステレオを２
チャネル受話信号ｘ 1（ｋ），ｘ2（ｋ）が入力される。
受話信号ｘ1（ｋ）は分岐されて遅延回路４２1損失回路
４３1の直列回路へ供給され、遅延と損失が与えられ
て、他のチャネル、この例では受信話端子２１′の受話
信号ｘ2（ｋ）と合成回路４４2で合成され、合成回路４
４2の出力信号は端子２１2を通じて端子２１2のチャネ
ルの受話信号ｘ2（ｋ）として多チャネルエコー消去部
４１へ供給される。
【０００８】同様に、受話端子２１2′のチャネルの受
話信号ｘ2（ｋ）は分岐されて遅延回路４２2と損失回路
４３2の直列回路により、遅延と損失が与えられて、他
方のチャネル、この例では受話端子２１1′のチャネル
の受話信号ｘ1（ｋ）と合成回路４４1で合成されて受話
端子２１1を通じて端子２１1の受話信号ｘ1（ｋ）とし
て多チャネルエコー消去部４１へ供給される。遅延回路
４２1，４２2の各遅延量は制御部４５により周期的に制
御される。例えば遅延回路４２1は固定遅延部４６1に付
加遅延部４７1の一端と乗算部４８1の入力側とが接続さ
れ、付加遅延部４７1の他端は乗算部４９1を通じて加算
部５１ 1の入力側に接続され、乗算部４８1の出力側は加
算部５１1の入力側に接続されて構成される。乗算部４
８1と４９1は制御部４５から乗数０と１，１と０が交互
に周期的に供給される。従って乗算部４８1と４９1にそ
れぞれ乗数０と１が供給されている状態では端子２
１1′よりの受話信号ｘ1（ｋ）は固定遅延部４６1で遅
延され、更に付加遅延部４７1で遅延されて加算部５１1
を通じて損失回路４３ 1へ供給される。乗算部４８1と４
９1に乗数１と０が供給されている状態では端子２１1′
よりの受話信号ｘ1（ｋ）は固定遅延部４６1で遅延され
て加算部５１1を通じて損失回路４３1へ供給される。
話信号ｘ2（ｋ）は分岐されて遅延回路４２2と損失回路
４３2の直列回路により、遅延と損失が与えられて、他
方のチャネル、この例では受話端子２１1′のチャネル
の受話信号ｘ1（ｋ）と合成回路４４1で合成されて受話
端子２１1を通じて端子２１1の受話信号ｘ1（ｋ）とし
て多チャネルエコー消去部４１へ供給される。遅延回路
４２1，４２2の各遅延量は制御部４５により周期的に制
御される。例えば遅延回路４２1は固定遅延部４６1に付
加遅延部４７1の一端と乗算部４８1の入力側とが接続さ
れ、付加遅延部４７1の他端は乗算部４９1を通じて加算
部５１ 1の入力側に接続され、乗算部４８1の出力側は加
算部５１1の入力側に接続されて構成される。乗算部４
８1と４９1は制御部４５から乗数０と１，１と０が交互
に周期的に供給される。従って乗算部４８1と４９1にそ
れぞれ乗数０と１が供給されている状態では端子２
１1′よりの受話信号ｘ1（ｋ）は固定遅延部４６1で遅
延され、更に付加遅延部４７1で遅延されて加算部５１1
を通じて損失回路４３ 1へ供給される。乗算部４８1と４
９1に乗数１と０が供給されている状態では端子２１1′
よりの受話信号ｘ1（ｋ）は固定遅延部４６1で遅延され
て加算部５１1を通じて損失回路４３1へ供給される。
【０００９】遅延回路４２2も遅延回路４２1と同様に固
定遅延部４６2、付加遅延部４７2、乗算部４８2，４
９2、加算部５１2により構成され、制御部４５により乗
算部４８2，４９2に対する乗数が互に逆に０と１が交互
に与えられる。よって端子２１ 2′よりの受話信号ｘ
2（ｋ）は固定遅延部４６2のみによる遅延と、固定遅延
部４６2と付加遅延部４７2の両者による遅延とが交互に
与えられ損失回路４３2へ供給される。なお固定遅延部
４６1，４６2はそれぞれ加算部５１1，５１2の後段に設
けてもよい。遅延回路４２1，４２2の各遅延量は先行音
効果が得られる範囲内、つまり１〜３０ミリ秒程度であ
る（例えば音響用語辞典、日本音響学会編、コロナ社発
行、３１８頁参照）。先行音効果は人間の聴覚特性によ
り、最初にある方向からの音を聴くと、別の方向から遅
れてやってきた同じ刺激の音も、始めの音の方向に定位
してしまう効果である。付加遅延部４７1，４７2の遅延
量は受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）の１サンプルの遅
延、つまり、サンプリング周期であればチャネル間の相
互相関を低減させる点で十分効果があるから、それより
長くする必要はない。従って、０．１〜０．５ミリ秒程
度、受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）が８ｋＨｚサンプリ
ングの場合は１〜数サンプル程度の遅延とされる。
定遅延部４６2、付加遅延部４７2、乗算部４８2，４
９2、加算部５１2により構成され、制御部４５により乗
算部４８2，４９2に対する乗数が互に逆に０と１が交互
に与えられる。よって端子２１ 2′よりの受話信号ｘ
2（ｋ）は固定遅延部４６2のみによる遅延と、固定遅延
部４６2と付加遅延部４７2の両者による遅延とが交互に
与えられ損失回路４３2へ供給される。なお固定遅延部
４６1，４６2はそれぞれ加算部５１1，５１2の後段に設
けてもよい。遅延回路４２1，４２2の各遅延量は先行音
効果が得られる範囲内、つまり１〜３０ミリ秒程度であ
る（例えば音響用語辞典、日本音響学会編、コロナ社発
行、３１８頁参照）。先行音効果は人間の聴覚特性によ
り、最初にある方向からの音を聴くと、別の方向から遅
れてやってきた同じ刺激の音も、始めの音の方向に定位
してしまう効果である。付加遅延部４７1，４７2の遅延
量は受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）の１サンプルの遅
延、つまり、サンプリング周期であればチャネル間の相
互相関を低減させる点で十分効果があるから、それより
長くする必要はない。従って、０．１〜０．５ミリ秒程
度、受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）が８ｋＨｚサンプリ
ングの場合は１〜数サンプル程度の遅延とされる。
【００１０】遅延回路４２1，４２2に対する遅延量の周
期は短ければ短いほど速く収束するが、あまり短くする
と、先行音効果とマスキング効果でカバーできず、音に
歪が聞こえてくる。受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）が８
ｋＨｚサンプリングの場合、１２８サンプル、つまり２
０ミリ秒程度毎に遅延量変化させるのが、音の歪が聞こ
えず、収束が従来法よりも速くなる。損失回路４３1，
４３2はチャネル間の相互相関を大とする点から余り小
さくすることは好ましくないが、例えば受話信号ｘ
1（ｋ）に加える損失回路４３2の出力信号がマスキング
効果により、ｘ1（ｋ）によりマスクされ、知覚されな
い程度にすることが好ましく、両受話信号ｘ1（ｋ）と
ｘ2（ｋ）のパワーが同程度の場合は、１５ｄＢ程度の
損失を与えることが好ましい。
期は短ければ短いほど速く収束するが、あまり短くする
と、先行音効果とマスキング効果でカバーできず、音に
歪が聞こえてくる。受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）が８
ｋＨｚサンプリングの場合、１２８サンプル、つまり２
０ミリ秒程度毎に遅延量変化させるのが、音の歪が聞こ
えず、収束が従来法よりも速くなる。損失回路４３1，
４３2はチャネル間の相互相関を大とする点から余り小
さくすることは好ましくないが、例えば受話信号ｘ
1（ｋ）に加える損失回路４３2の出力信号がマスキング
効果により、ｘ1（ｋ）によりマスクされ、知覚されな
い程度にすることが好ましく、両受話信号ｘ1（ｋ）と
ｘ2（ｋ）のパワーが同程度の場合は、１５ｄＢ程度の
損失を与えることが好ましい。
【００１１】このように、端子２１1′よりの受話信号
ｘ1（ｋ）に対しては、端子２１2′よりの受話信号ｘ2
（ｋ）が損失を与えられ、かつ遅延され、その遅延量が
周期的に変化されて合成されて、同様に端子２１2′よ
りの受話信号ｘ2（ｋ）に対し、端子２１1′よりの受話
信号ｘ1（ｋ）が損失を与えられ、かつ遅延され、その
遅延量が周期的に変化されて合成されて、多チャネルエ
コー消去部４１に入力される。従って多チャネルエコー
消去部４１に入力される入力両端子２１1，２１2の信号
は相互相関が低減されたものとなり、その疑似反響路の
推定を高速かつ正しく行うことができる。
ｘ1（ｋ）に対しては、端子２１2′よりの受話信号ｘ2
（ｋ）が損失を与えられ、かつ遅延され、その遅延量が
周期的に変化されて合成されて、同様に端子２１2′よ
りの受話信号ｘ2（ｋ）に対し、端子２１1′よりの受話
信号ｘ1（ｋ）が損失を与えられ、かつ遅延され、その
遅延量が周期的に変化されて合成されて、多チャネルエ
コー消去部４１に入力される。従って多チャネルエコー
消去部４１に入力される入力両端子２１1，２１2の信号
は相互相関が低減されたものとなり、その疑似反響路の
推定を高速かつ正しく行うことができる。
【００１２】しかも、各チャネルの受話信号に加えられ
る他の受話信号は損失が与えられ、かつ先行音効果が得
られる範囲で遅延が与えられているため受話信号が急峻
に立上り時、立下り時においてもその加えられた信号
は、先行音効果とマスキング効果により、ほとんど知覚
されないため付加信号の遅延量の切替え周期を短かくし
ても、音質を劣化するおそれがなく、この遅延量の切替
と周期を短かくすることにより、チャネル間の相互相関
を小さくすることができ、それだけ疑似反響路を高速度
に真の反響路に近づけることができる。図１に示した実
施形態における計算機シミュレーションの結果を図５に
示す。疑似反響路２４1，２４2のタップ数を１０２４、
固定遅延部４６1，４６2の固定遅延量を７タップ、付加
遅延部４７1，４７2の付加遅延量を１サンプル、その遅
延量と付加、除去周期を１２８タップ、受話信号ｘ
1（ｋ）とｘ2（ｋ）のサンプリング周波数を８ｋＨｚと
した場合である。図４において乗算器３１，３３、遅延
器３２を省略した場合の収束状態を曲線６１で示し、図
４において遅延器３２を周期的に挿脱した場合の収束状
態を曲線６２で示し、この発明の方法の収束状態を曲線
６３で示す。これら曲線からこの発明が収束速度が速く
優れていることが理解されよう。
る他の受話信号は損失が与えられ、かつ先行音効果が得
られる範囲で遅延が与えられているため受話信号が急峻
に立上り時、立下り時においてもその加えられた信号
は、先行音効果とマスキング効果により、ほとんど知覚
されないため付加信号の遅延量の切替え周期を短かくし
ても、音質を劣化するおそれがなく、この遅延量の切替
と周期を短かくすることにより、チャネル間の相互相関
を小さくすることができ、それだけ疑似反響路を高速度
に真の反響路に近づけることができる。図１に示した実
施形態における計算機シミュレーションの結果を図５に
示す。疑似反響路２４1，２４2のタップ数を１０２４、
固定遅延部４６1，４６2の固定遅延量を７タップ、付加
遅延部４７1，４７2の付加遅延量を１サンプル、その遅
延量と付加、除去周期を１２８タップ、受話信号ｘ
1（ｋ）とｘ2（ｋ）のサンプリング周波数を８ｋＨｚと
した場合である。図４において乗算器３１，３３、遅延
器３２を省略した場合の収束状態を曲線６１で示し、図
４において遅延器３２を周期的に挿脱した場合の収束状
態を曲線６２で示し、この発明の方法の収束状態を曲線
６３で示す。これら曲線からこの発明が収束速度が速く
優れていることが理解されよう。
【００１３】多チャネルエコー消去部４１としては図４
に示したものに限らない。例えば、特願平７−５０００
２号明細書に示すように構成することもできる。これを
図２を参照して簡単に説明する。受話信号ｘ1（ｋ），
ｘ2（ｋ）の各受話ベクトルｘ1 （ｋ）＝［ｘ1（ｋ），ｘ1（ｋ−１），…，ｘ
1（ｋ−Ｌ1＋１）］Tｘ2 （ｋ）＝［ｘ2（ｋ），ｘ2（ｋ−２），…，ｘ
2（ｋ−Ｌ2＋１）］T とする。＊Tは転置行列を表わし、Ｌ1，Ｌ2はスピーカ
２２1，２２2とマイクロホン２３間の反響路の残響時間
と対応したタップ数である。これらベクトルを結合した
ベクトルｘ（ｋ）をｘ （ｋ）＝［ｘ1（ｋ）T，ｘ2（ｋ）T］T とする。スピーカ２２1，２２2とマイクロホン２３間の
反響路の各インパルス応答ｈ1（ｋ），ｈ2（ｋ）を
模疑したインパルス応答ｈ＾1（ｋ），ｈ＾2（ｋ）
を結合したベクトルｈ＾（ｋ）をｈ ＾（ｋ）＝［ｈ＾1 T（ｋ），ｈ＾2 T（ｋ）］T とする。疑似反響路６１でｈ＾（ｋ）とｘ（ｋ）の
内積演算ｙ＾（ｋ） ｙ＾（ｋ）＝ｈ＾T（ｋ），ｘ（ｋ） が行われて疑似反響信号ｙ＾（ｋ）が得られ、ｙ＾
（ｋ）がマイクロホン２３の収音信号ｙ（ｋ）より回路
６２で差し引かれ、残響反響信号ｅ（ｋ） ｅ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｙ＾（ｋ） が得られる。ｅ（ｋ）と受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）
とが反響路推定部６３に入力されて、疑似反響路インパ
ルス応答が、例えば学習同定法により次式により更新さ
れる。
に示したものに限らない。例えば、特願平７−５０００
２号明細書に示すように構成することもできる。これを
図２を参照して簡単に説明する。受話信号ｘ1（ｋ），
ｘ2（ｋ）の各受話ベクトルｘ1 （ｋ）＝［ｘ1（ｋ），ｘ1（ｋ−１），…，ｘ
1（ｋ−Ｌ1＋１）］Tｘ2 （ｋ）＝［ｘ2（ｋ），ｘ2（ｋ−２），…，ｘ
2（ｋ−Ｌ2＋１）］T とする。＊Tは転置行列を表わし、Ｌ1，Ｌ2はスピーカ
２２1，２２2とマイクロホン２３間の反響路の残響時間
と対応したタップ数である。これらベクトルを結合した
ベクトルｘ（ｋ）をｘ （ｋ）＝［ｘ1（ｋ）T，ｘ2（ｋ）T］T とする。スピーカ２２1，２２2とマイクロホン２３間の
反響路の各インパルス応答ｈ1（ｋ），ｈ2（ｋ）を
模疑したインパルス応答ｈ＾1（ｋ），ｈ＾2（ｋ）
を結合したベクトルｈ＾（ｋ）をｈ ＾（ｋ）＝［ｈ＾1 T（ｋ），ｈ＾2 T（ｋ）］T とする。疑似反響路６１でｈ＾（ｋ）とｘ（ｋ）の
内積演算ｙ＾（ｋ） ｙ＾（ｋ）＝ｈ＾T（ｋ），ｘ（ｋ） が行われて疑似反響信号ｙ＾（ｋ）が得られ、ｙ＾
（ｋ）がマイクロホン２３の収音信号ｙ（ｋ）より回路
６２で差し引かれ、残響反響信号ｅ（ｋ） ｅ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｙ＾（ｋ） が得られる。ｅ（ｋ）と受話信号ｘ1（ｋ），ｘ2（ｋ）
とが反響路推定部６３に入力されて、疑似反響路インパ
ルス応答が、例えば学習同定法により次式により更新さ
れる。
【００１４】ｈ＾（ｋ＋１）＝ｈ＾（ｋ）＋μｅ
（ｋ）ｘ（ｋ）／［ｘT（ｋ）ｘ（ｋ）］ μはステップサイズであり０＜μ＜２の範囲で適応動作
の調整に用いられる。この更新されたｈ＾（ｋ＋１）
が疑似反響路６１に設定される。この疑似反響路インパ
ルス応答の更新アルゴリズムは学習同定法に限らず他の
手法を用いてもよい。また受話チャネルは２チャネルに
限らない。例えば３チャネルの場合の例を図３に示す。
図３において図１と対応する部分に、同一参照番号に、
各チャネルを区別する番号を付けて示す。この場合は損
失回路４３2の出力信号は合成回路４４1ではなく、合成
回路４４3へ供給されて、端子２１3′よりの受話信号ｘ
3（ｋ）と合成されて、端子２１3を通じてｘ3（ｋ）と
して多チャネルエコー消去部４１へ供給され、端子２１
3′よりの受話信号ｘ3（ｋ）が分岐されて、遅延回路４
２3、損失回路４３3で遅延、損失が与えられて、合成回
路４４1へ供給される。要は各チャネルの受話信号は互
いに異なる他の１つの受話信号で遅延、損失が与えられ
た信号が合成される。またこの発明はステレオ信号に限
らず、一般の多チャネルエコー消去に適用できる。
（ｋ）ｘ（ｋ）／［ｘT（ｋ）ｘ（ｋ）］ μはステップサイズであり０＜μ＜２の範囲で適応動作
の調整に用いられる。この更新されたｈ＾（ｋ＋１）
が疑似反響路６１に設定される。この疑似反響路インパ
ルス応答の更新アルゴリズムは学習同定法に限らず他の
手法を用いてもよい。また受話チャネルは２チャネルに
限らない。例えば３チャネルの場合の例を図３に示す。
図３において図１と対応する部分に、同一参照番号に、
各チャネルを区別する番号を付けて示す。この場合は損
失回路４３2の出力信号は合成回路４４1ではなく、合成
回路４４3へ供給されて、端子２１3′よりの受話信号ｘ
3（ｋ）と合成されて、端子２１3を通じてｘ3（ｋ）と
して多チャネルエコー消去部４１へ供給され、端子２１
3′よりの受話信号ｘ3（ｋ）が分岐されて、遅延回路４
２3、損失回路４３3で遅延、損失が与えられて、合成回
路４４1へ供給される。要は各チャネルの受話信号は互
いに異なる他の１つの受話信号で遅延、損失が与えられ
た信号が合成される。またこの発明はステレオ信号に限
らず、一般の多チャネルエコー消去に適用できる。
【００１５】上述した多チャネルエコー消去装置の機能
をコンピュータによりプログラムを実行させて行わせる
こともできる。その場合はその多チャネルエコー消去プ
ログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ、フロッピィディスク、磁気
ディスクなどの記録媒体から、コンピュータのプログラ
ムメモリにインストールし、又は通信回線を通じてダウ
ンロードしてそのプログラムを実行すればよい。
をコンピュータによりプログラムを実行させて行わせる
こともできる。その場合はその多チャネルエコー消去プ
ログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ、フロッピィディスク、磁気
ディスクなどの記録媒体から、コンピュータのプログラ
ムメモリにインストールし、又は通信回線を通じてダウ
ンロードしてそのプログラムを実行すればよい。
【００１６】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、各
チャネルの受話信号に対し遅延と損失を与え、かつその
遅延量を周期的に変化させて互いに異なるチャネルの受
話信号と合成しているから、その付加される信号は先行
音効果により、ほとんど知覚されないため、音質劣化が
感じられず、遅延量の切替えを頻繁に行うことができ、
チャネル間の相互相関を十分低減でき、疑似反響路を真
の反響路に高速に収束させることができる。また先のよ
うに付加信号がほとんど知覚されないため、再生音の受
聴者に、発話者の位置の音像定位が正しく行われる。
チャネルの受話信号に対し遅延と損失を与え、かつその
遅延量を周期的に変化させて互いに異なるチャネルの受
話信号と合成しているから、その付加される信号は先行
音効果により、ほとんど知覚されないため、音質劣化が
感じられず、遅延量の切替えを頻繁に行うことができ、
チャネル間の相互相関を十分低減でき、疑似反響路を真
の反響路に高速に収束させることができる。また先のよ
うに付加信号がほとんど知覚されないため、再生音の受
聴者に、発話者の位置の音像定位が正しく行われる。
【図１】この発明の実施形態の機能構成を示す図。
【図２】多チャネルエコー消去部の他の機能構成例を示
す図。
す図。
【図３】この発明を受話チャネルが３つの場合に適用し
た例の機能構成を示す図。
た例の機能構成を示す図。
【図４】従来の多チャネルエコー消去装置を示す図。
【図５】この発明の効果を明らかにするための計算機シ
ミュレーションの結果を示す図。
ミュレーションの結果を示す図。
Claims (6)
- 【請求項１】 各チャネルの受話信号を疑似反響路にて
処理して疑似反響信号を生成し、 その疑似反響信号を収音信号から差し引いて反響信号を
低減し、 上記各チャネルの受話信号に対し、遅延と損失を与え
て、互いに異なるチャネルの受話信号と加算して、対応
するチャネルの疑似反響路へ供給し、 上記受話信号と加算する前の信号に対する遅延量を周期
的に変化させ、 上記各チャネルの遅延量の変化位相は互いにずれている
ことを特徴とする多チャネルエコー消去方法。 - 【請求項２】 上記各チャネルの遅延量の変化量は０．
１〜０．５ミリ秒程度であることを特徴とする請求項１
記載の多チャネルエコー消去方法。 - 【請求項３】 複数のチャネルの受話信号が入力され、
その受話信号を疑似反響路に通して疑似反響信号を生成
し、その疑似反響信号を収音信号から差し引いて反響信
号を低減する多チャネルエコー消去装置において、 各チャネルごとに設けられた、互いに異なる他のチャネ
ルの受話信号が供給され、可変遅延回路及び損失回路の
直列回路と、その直列回路の出力信号を当該チャネルの
受話信号と加算して上記多チャネルエコー消去装置へ供
給する加算回路と、 上記各チャネルの可変遅延回路の遅延量を、互いに位相
をずらして周期的に変更する制御部とを具備することを
特徴とする多チャネルエコー消去装置。 - 【請求項４】 上記可変遅延回路は固定の遅延を与える
固定遅延部と、０．１〜０．５ミリ秒の遅延を与える付
加遅延部と、上記制御部により制御され、上記固定遅延
部のみを上記損失回路と接続する状態と、固定遅延部及
び付加遅延部を直列に上記損失回路と接続する状態とを
切替える切替え手段とよりなることを特徴とする請求項
３記載の多チャネルエコー消去装置。 - 【請求項５】 請求項１記載の多チャネルエコー消去方
法をコンピュータに実行させるプログラム。 - 【請求項６】 請求項５記載のプログラムを記録したコ
ンピュータ読み出し可能な記録媒体。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001051917A JP2002261661A (ja) | 2001-02-27 | 2001-02-27 | 多チャネルエコー消去方法、その装置、そのプログラム及びその記録媒体 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001051917A JP2002261661A (ja) | 2001-02-27 | 2001-02-27 | 多チャネルエコー消去方法、その装置、そのプログラム及びその記録媒体 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002261661A true JP2002261661A (ja) | 2002-09-13 |
Family
ID=18912628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001051917A Pending JP2002261661A (ja) | 2001-02-27 | 2001-02-27 | 多チャネルエコー消去方法、その装置、そのプログラム及びその記録媒体 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002261661A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010035657A1 (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-01 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム |
| WO2010035658A1 (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-01 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム |
-
2001
- 2001-02-27 JP JP2001051917A patent/JP2002261661A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010035657A1 (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-01 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム |
| WO2010035658A1 (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-01 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム |
| CN102165709A (zh) * | 2008-09-26 | 2011-08-24 | 日本电气株式会社 | 信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序 |
| JP5472642B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2014-04-16 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム |
| JP5472643B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2014-04-16 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム |
| CN102165709B (zh) * | 2008-09-26 | 2015-01-07 | 日本电气株式会社 | 信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序 |
| US9154635B2 (en) | 2008-09-26 | 2015-10-06 | Nec Corporation | Signal processing method, signal processing device, and signal processing program |
| US9497330B2 (en) | 2008-09-26 | 2016-11-15 | Nec Corporation | Signal processing method, signal processing device, and signal processing program |
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