CN102165708B - 信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序 - Google Patents

信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序 Download PDF

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Abstract

本发明是一种信号处理方法，即接收多个接收信号，并从由多个接收信号生成的多个回声中减去由将多个接收信号作为输入的多个自适应滤波器生成的虚拟回声，从而降低多个回声，该信号处理方法的特征在于，在多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号，将接收信号和延迟接收信号输入到所述自适应滤波器，从而生成虚拟回声，基于相对于多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将接收信号和延迟接收信号输入到自适应滤波器的频度。

Description

信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序
技术领域
本发明涉及一种信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序。
背景技术
在具有多个接收信号和一个或多个发送信号的系统中，作为消除通过接收信号在空间声音路径上传播而产生的回声的信号处理装置，在非专利文献1中公开了一种线性耦合型。图18示出声道数为两个即将立体声信号作为对象的线性耦合型多声道信号处理装置的框图。根据专利文献1，在线性耦合型中存在系数不定性的问题，即自适应滤波器的系数收敛于与回声路径的特性相等的值(正解)以外的不定值。收敛的滤波器系数值依赖于滤波器输入信号的互相关，因远程通话者的移动等而导致互相关变化时，正确的系数值也会变化。互相关的变化引起的正确的系数值的变化意味着即使在没有回声路径的变动的情况下，回声消除能力也会降低。因此，会感知到残留回声，通话质量劣化。
为了解决这个问题，在专利文献1中公开了如下的信号处理方法，即将一个接收信号作为输入，通过与混合信号一一对应的自适应滤波器生成虚拟回声(回声复制品)，从而按每个声道利用一个自适应滤波器推测从一个声源经过多个路径传播而产生的回声。在这个信号处理方法中，由于将在一个声道中产生的回声通过一个自适应滤波器来消除，所以不存在系数不定性的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。但是，在非专利文献2中，作为评价结果公开了在通过收录通话者的声音的麦克风的配置等的使用环境确定的参数不收敛于某一范围时，回声消除性能劣化的情况。因此，若以能够在所有环境中使用作为前提，需要使用线性耦合型的多声道回声消除器。
基于这样的前提，在专利文献2中公开了如下的方法，即使线性耦合型多声道回声消除器的接收信号延迟来生成延迟信号，并将该延迟信号和接收信号相互地连续切换而作为新的接收信号，从而能够唯一确定自适应滤波器的系数。在这个信号处理方法中，不会引起用于计算自适应滤波器的系数的条件式的数量因延迟的接收信号的导入而增加，且作为自适应滤波器的系数的解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。但是，在专利文献2中提出的方法中，有时在切换接收信号和延迟接收信号时会感知到声像的移动。由于实际上不移动的声像在移动，所以会感知到不自然的声音，接收信号的主观的音质劣化。为了解决这个问题，在专利文献3中公开了如下的方法，即在切换接收信号和延迟接收信号时，对两个声道的信号进行振幅校正的方法。
另一方面，在非专利文献3中公开了如下的方法，即代替接收信号和延迟接收信号的切换，对两个声道的接收信号应用非线性处理，从而能够唯一确定自适应滤波器的系数。但是，在非专利文献4中明确指出了专利文献2、专利文献3以及非专利文献3所公开的三个方法中，因线性耦合型多声道回声消除器而导致收敛慢。此外，非专利文献4示出了与专利文献2公开的方法和专利文献3公开的方法相比，非专利文献3公开的方法的收敛更慢。
专利文献1：JP特开平04-284732号公报
专利文献2：JP特开平11-004183号公报
专利文献3：JP特开2000-078061号公报
非专利文献1：电子信息通信学会技术研究报告Vol.84、No.330、pp.7-14、CS-84-178
非专利文献2：国际声学信息处理会议的IEEE会议论文集，语音和信号处理(IEEE Proceedings of International Conference on Acoustics，Speech and Signal Processing)，第二册，1994年，245～248页
非专利文献3：国际声学信息处理会议的IEEE会议论文集，语音和信号处理(IEEE Proceedings of International Conference on Acoustics，Speech and Signal Processing)，第一册，1997年，303～306页
非专利文献4：国际声学信息处理会议的IEEE会议论文集，语音和信号处理(IEEE Proceedings of International Conference on Acoustics，Speech and Signal Processing)，第6册、1998年、3677～3680页
与线性耦合型的信号处理装置相比，专利文献3和非专利文献3公开的方法的收敛速度更慢。此外，在专利文献3公开的方法中，若加快收敛速度，则会感知到声像定位的移动，接收信号的主观音质劣化。因此，在专利文献3中公开的方法不能同时达成短的收敛时间和高的主观音质。
发明内容
因此，本发明是鉴于上述课题而完成的，其目的在于，提供一种自适应滤波器的系数值收敛于通过回声路径的脉冲响应唯一确定的正确的值，且接收信号的主观音质高、收敛时间短(收敛速度快)的信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序。
本发明是一种信号处理方法，即，接收多个接收信号，并从由所述多个接收信号生成的多个回声中减去由将所述多个接收信号作为输入的多个自适应滤波器生成的虚拟回声，从而降低所述多个回声，该信号处理方法的特征在于，在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器，从而生成虚拟回声，并基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。
此外，本发明是一种信号处理装置，其接收多个接收信号，并从由所述多个接收信号生成的多个回声中减去由将所述多个接收信号作为输入的多个自适应滤波器生成的虚拟回声，从而降低所述多个回声，该信号处理装置的特征在于，包括：线性处理电路，其在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号；自适应滤波器，其接收所述接收信号和所述延迟接收信号，从而生成虚拟回声；多个减法器，从所述混合信号中减去所述虚拟回声，从而生成降低了回声的信号；以及分析电路，其求出相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度；基于所述感知灵敏度控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度，并按照所述多个减法器的输出最小的方式控制所述多个自适应滤波器的系数。
此外，本发明是一种信号处理程序，该信号处理程序使计算机执行接收处理和回声降低处理，接收处理接收多个接收信号，回收降低处理降低由所述多个接收信号产生的多个回声，该信号处理程序的特征在于，包括：在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号的延迟接收信号生成处理；将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器，从而生成虚拟回声的虚拟回声生成处理；以及从所述多个接收信号的每一个中减去所述虚拟回声的虚拟回声减去处理；基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。
(发明效果)
本发明的信号处理方法、信号处理装置以及信号处理程序，至少使一个接收信号延迟来生成延迟接收信号，以所述接收信号和所述延迟接收信号作为输入，使自适应滤波器工作。由于使用接收信号和延迟接收信号这两者，所以求出自适应滤波器系数时的条件式数目增加，不会引起解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。
此外，基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。因此，能够与信号的状态对应地，以主观上感知不到的频度，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器中，能够减少主观音质的劣化。
附图说明
图1是表示本发明的信号处理装置的最佳实施方式的框图。
图2是表示滤波器310的结构例的框图。
图3是表示滤波器310中的系数c0(k)的变化例的图。
图4是表示滤波器310和320的第二结构例的框图。
图5是表示滤波器310中的系数c0(k)、c1(k)和c2(k)的变化例的图。
图6是表示滤波器310的第三结构例的框图。
图7是表示本发明的第二实施方式的框图。
图8是表示滤波器310和320中的系数c0(k)的变化例的图。
图9是表示滤波器320中的系数c0(k)、c1(k)和c2(k)的变化例的图。
图10是表示本发明的第三实施方式的框图。
图11是表示振幅处理电路410的结构例的框图。
图12是表示本发明的第四实施方式的框图。
图13是表示非线性振幅处理电路510的结构例的框图。
图14是表示本发明的第五实施方式的框图。
图15是表示线性振幅处理电路530的结构例的框图。
图16是表示本发明的第六实施方式的框图。
图17是表示本发明的第七实施方式的框图。
图18是表示线性耦合型的信号处理装置的框图。
图中：1、2-接收信号；3、4-扬声器；5、6、7、8-回声；9、10-麦克风；11-通话者；12、13-发送信号；14、15-混合信号；16、17-信号处理装置的输出信号；18、19-数字/模拟转换器；20、21-模拟/数字转换器；121、122、123、124-自适应滤波器；125、126、127、128-虚拟回声；129、130-减法器；300、301-延迟处理电路；310、320-滤波器；330、430-时钟变更电路；350、351-分析电路；400-振幅校正电路；410、420-振幅处理电路；500、501-非线性处理电路；510、520、530、540-非线性振幅处理电路；511、531、3100、3105、4100、4105-输入端子；513-极性判定电路；514-乘法器；515、3103-加法器；516、536、3104、4104-输出端子；600、610-频率分析合成电路；1000-计算机；3101-延迟元件；3102、4101-系数乘法器。
具体实施方式
使用图1至图18，详细说明本发明的实施方式。在说明中使用如下的例子：在存在第一和第二接收信号的情况下，即两个声道的情况下，为了消除接收信号从扬声器经空间声音路径传递并由麦克风收录而产生的声音回波的声音回波，使用消除器。
图1表示在本发明的信号处理装置中接收信号和发送信号的数目分别为两个时的最佳实施方式。与非专利文献1公开的线性耦合型的不同点在于，提供给自适应滤波器121和123的接收信号1是由延迟处理电路300处理的。
将接收信号1和2提供给延迟处理电路300。延迟处理电路300使接收信号1延迟而生成延迟接收信号，并分别传递给自适应滤波器121、123以及数字模拟(DA)转换器18。延迟处理电路300将接收信号2分别传递给自适应滤波器122、124以及数字模拟(DA)转换器19。DA转换器18和19将数字延迟接收信号或数字接收信号分别转换为模拟延迟接收信号或模拟接收信号，并传递给扬声器3或4。扬声器3和4将接收到的延迟接收信号和接收信号辐射到空间。麦克风9和10接收通话者11的声音、从扬声器3和4辐射到空间的延迟接收信号的泄漏(回声)，并作为混合信号14和15而传递给模拟数字(AD)转换器20和21。AD转换器20和21将混合信号14和15从模拟信号转换为数字信号，并传递给减法器129和130。另一方面，接收到所述延迟接收信号的自适应滤波器121和123以及接收到所述接收信号的自适应滤波器122和124生成虚拟回声(回声复制品)，并分别传递给减法器129和130。减法器129和130从所述混合信号14和15中分别减去自适应滤波器121和122生成的虚拟回声以及自适应滤波器123和124生成的虚拟回声，并作为输出信号16和17而输出。通过减法器129和130中的减法运算，回声被消除，输出信号16和17成为不包含回声的信号。
作为自适应滤波器121、122、123、124的系数更新算法，在非专利文献4(自适应信号处理(Adaptive signal processing)，1985年99～113页，Prentice-Hall Inc.，USA)中公开了最小平均均方(LMS)算法，在非专利文献5(自适应滤波器(Adaptive filters)，1985年49～56页，KulwerAcademic Publishers，USA)中公开了归一化最小平均均方(NLMS)算法。
作为自适应滤波器的算法，还可以使用在非专利文献4中记载的顺序回归算法(Sequential Regression Algorithm：SRA)和在非专利文献5中记载的RLS算法等。
断断续续地进行延迟处理电路300中的延迟信号的生成，对于延迟接收信号而言，混合有与使接收信号1延迟的信号相等时和与接收信号1相等即未延迟时。在这两种状态(接收信号被延迟的状态和未被延迟的状态)下，提供给自适应滤波器121和123与自适应滤波器122和124的信号的互相关不同。因此，能够获得与两种状态对应的两种条件式(比线性耦合型多的条件式)，自适应滤波器121、123、122、124的系数收敛于正确的值。
接收信号和延迟接收信号的相对的延迟量(相对延迟)能够取采样周期的整数倍。此时，最小值等于采样周期。若相对延迟量大，则提供给自适应滤波器121和123的信号与提供给自适应滤波器122和124的信号的互相关变大，收敛时间缩短。但是，在扬声器3和4再生延迟接收信号时的声像移动量变大，主观音质劣化。因此，在可容许感知到的声像移动量的范围内，适当地选择尽可能大的相对延迟。
相对延迟也可以取采样周期的非整数倍。此时，在可容许的声像移动量和尽可能大的相对延迟的选择中，由于能够进行微细的调整，所以能够进行更合适的选择。
相对延迟并不需要限定于一种，也可以交替地使用多个值。例如，相对延迟能够切换采样周期的0倍(无延迟)、1倍(1个样本延迟)、2倍(两个样本延迟)这3个状态(两种相对延迟)。此时，所述条件式成为线性耦合型的3倍，能够进一步高速地使所述自适应滤波器收敛。若利用的相对延迟量的数目增加，则所述自适应滤波器的收敛变得高速。
延迟处理电路300包括滤波器310和分析电路350。滤波器310使接收信号1延迟而生成延迟接收信号。此外，滤波器310有时也会不延迟接收信号1而直接输出。滤波器310的输出在延迟接收信号和接收信号1之间变化的频度是由从分析电路350提供的时钟信号控制的。该频度越高，提供该切换信号的自适应滤波器121和123的收敛就会变快。这是因为通过切换，接收信号1和2的互相关产生变化，表示接收信号1和2与自适应滤波器121和123的系数的关系的条件式的组也会产生变化。另一方面，通过切换，由扬声器3和扬声器4定位的声像随着切换，向扬声器4的方向移动。因此，若切换频度高，则主观上容易感知到声像定位的移动，连带主观音质的劣化。即，关于所述切换频度，收敛速度和主管音质之间存在折衷选择关系。
分析电路350接收接收信号1和接收信号2，计算相对于由这些接收信号定位的声像的移动的感知灵敏度。分析电路350生成与获得的感知灵敏度对应的时钟信号，并提供给滤波器310。滤波器310基于提供的时钟信号，决定延迟接收信号的生成频度。
基于接收信号1和接收信号2的声像移动的感知灵敏度高意味着容易感知声像移动的情况。即，稍微的声像移动也会被察觉。相反，感知灵敏度低意味着难以感知声像的移动。例如，在接收信号1和接收信号2相似时，两者的振幅和相位相互相似。此时，声像定位在极其接近再生接收信号1的扬声器3和再生接收信号2的扬声器4的中央的位置。在声像正面位于扬声器3和4的中间时，容易感知声像的移动。相反，在声像位于远离扬声器3和4的中央的位置，即定位在接近扬声器3或4的位置的情况下，不容易感知声像的移动。因此，按照如下方式产生时钟信号并提供给滤波器310，即，在感知灵敏度高时，接收信号和延迟接收信号的切换频度低，而在感知灵敏度低时，接收信号和延迟接收信号的切换频度高。
作为感知灵敏度的指标的例子，也可以使用代表接收信号1和接收信号2的互相关的相似度。通常，能够由两个信号的各个时刻的样本值之积来表示互相关。为了对非稳定信号求平均的互相关，还可以计算在一定时间累计所述积之后除以总样本数的商。此外，为了避免获得的商依赖于输入信号功率的绝对值，还可以使用由与同一时间对应的接收信号1的平方样本总数和接收信号2的平方样本总数之积，对所述积的累计运算进行了归一化的归一化互相关。作为互相关的特殊的值，还可以使用分别使用了接收信号的相位和振幅的相位相关和振幅相关、它们的平均值和归一化值。此外，在信号功率或振幅极小时，分析电路350也可以不进行相关计算。通过排除容易受到附加的噪声引起的不期望的影响的小信号样本，从而能够增加对于噪声的抵抗性。
作为感知灵敏度的其他指标的例子，也可以使用接收信号1和接收信号2的功率。在接收信号1和2的功率小时，即使声像移动，也难以感知。这是因为听取接收信号本身就比较困难。相反，在接收信号1和2的功率大时，容易感知声像的移动。因此，分析电路350产生在接收信号1和2的功率大时接收信号和延迟接收信号的切换频度低、在功率小时接收信号和延迟接收信号的切换频度高的时钟信号，并提供给滤波器310。作为接收信号1和2的功率的指标，由于能够假设两者的相关高，所以能够使用任一方功率。此外，还可以使用接收信号1和2的功率的平均值。在任何情况下，不仅能够使用瞬间值，还能够使用一定时间的平均值。此外，在信号功率或振幅极小时，分析电路350也可以不进行相关计算。通过排除容易受到附加的噪声引起的不期望的影响的小信号样本，从而能够增加对于噪声的抵抗性。
图2是表示滤波器310的结构例的框图。构成为作为系数而具有c0和c1这两个抽头FIR滤波器。向图2的输入端子3100提供图1的接收信号1。在图2的输出端子3104中获得的信号是延迟接收信号。
将提供给输入端子3100的信号传递给延迟元件31011和系数乘法器31020。系数乘法器31020在输入的接收信号样本上乘以系数值c0，并将该积传递给加法器31031。延迟元件31011使接收信号样本延迟1个样本，并传递给系数乘法器31021。
系数乘法器31021在输入的接收信号样本上乘以系数值c1，并将该积传递给加法器31031。加法器31031将系数乘法器31020和系数乘法器31021的输出相加，并将该和作为延迟接收信号而输出给输出端子3104。
从图1的分析电路350向输入端子3105提供时钟信号，并传递给系数乘法器31020、31021和31022。系数乘法器31020、31021和31022基于从输入端子3105提供的时钟信号，改变系数值。
系数乘法器31020和系数乘法器31021的系数c0和c1随着时间变化。为了明确表示，将c0和c1表示为c0(k)和c1(k)。根据下式，提供c1(k)。
<数学式1>
c1(k)＝1-c0(k)
图3(A)表示c0(k)的一例。i为任意的自然数。在每个M(整数)样本中，周期性地取1和0。此外，根据数学式1可知，c1(k)以将图3(A)上下翻转的图所示那样变化。即，c0(k)和c1(k)具有互斥性，加法器3103的任一个输入都为0。因此，加法器3103的输出等于接收信号或延迟接收信号的任一个，等效于按每个M样本切换接收信号或延迟接收信号。另外，c0(k)的最大值可以设定为任意值，但此时需要按照补偿振幅的变化来成为与c0(k)的最大值为1时相同的输出的方式，按比例增减输出。
图3(B)与图3(A)不同，设定为在c0(k)在零值和非零值之间变化时，不是骤变，而是经时间平滑地变化。通过平滑的值的变化，在相互切换接收信号和延迟接收信号时所产生的声像平滑地移动，具有难以感知到声像移动的效果。此外，还具有避免在进行所述切换时感知到点击音的效果。这些对主观音质的改善很有效。
若比较图3(B)和(C)，则c0(k)＝1和c0(k)＝0的时间互不相同。由于提供给自适应滤波器121和123与自适应滤波器122和124的信号的互相关在c0(k)＝0时与线性耦合型的不同点最多，所以在c0(k)＝1和c0(k)＝0的时间最大时，能够在最短时间内达成向自适应滤波器系数的正确的值的收敛。换言之，产生所述平滑的值的变化的区间越短，收敛时间就越短。另一方面，产生所述平滑的值的变化的区间越短，越能够剧烈地感觉到声像的移动。因此，考虑声像移动的感知和收敛时间这两者，将产生所述平滑的值的变化的区间设定为适当的长度。在图3(B)和(C)中，表示了从c0(k)＝1到c0(k)＝0(或者相反)的变化与时间成比例的例子，但能够使用连接c0(k)＝1和c0(k)＝0的任意的平滑的曲线或直线。
图4是表示滤波器310的第二结构例的框图。构成为作为系数而具有c0、c1和c2这三个抽头FIR滤波器。向图4的输入端子3100提供图1的接收信号1。在图4的输出端子3104中获得的信号是延迟接收信号。
将提供给输入端子3100的信号传递给延迟元件31011、系数乘法器31020。
系数乘法器31020在输入的接收信号样本上乘以系数值c0，并将该积传递给加法器31031。延迟元件31011使接收信号样本延迟1个样本，并传递给系数乘法器31021和延迟元件31012。
系数乘法器31021在延迟元件31011的输出上乘以系数值c1，并将该积传递给加法器31031。加法器31031将系数乘法器31020和系数乘法器31021的输出相加，并将该和传递给加法器31032。延迟元件31012使延迟元件31011的输出延迟1个样本，并传递给系数乘法器31022。
系数乘法器31022在延迟元件31012的输出上乘以系数值c2，并将该积传递给加法器31032。加法器31032将加法器31031和系数乘法器31022的输出相加，并将该和作为延迟接收信号而输出给输出端子3104。
从图1的分析电路350向输入端子3105提供时钟信号，并传递给系数乘法器31020、31021和31022。系数乘法器31020、31021和31022基于从输入端子3105提供的时钟信号，改变系数值。
图5表示系数乘法器31020、31021和31022的系数c0(k)、c1(k)和c2(k)的例子。通过系数c0(k)、c1(k)和c2(k)互斥地取1，从而在输出端子3104中，作为延迟接收信号而获得受到与各个系数乘法器对应的延迟的接收信号。如与图3(A)对应的(B)和(C)所示，还可以设定为在图5所示的系数c0(k)、c1(k)和c2(k)在零值和非零值之间变化时平滑地变化。通过平滑的值的变化，在相互切换接收信号和延迟接收信号时产生的声像平滑地移动，具有难以感知到声像移动的效果。此外，还具有避免在进行所述切换时感知到点击音的效果。这些对于主观音质的改善很有效。
图6是表示滤波器310的第三结构例的框图。构成为作为系数而具有c0、c1、……、cL-1的L个抽头FIR滤波器。向图6的输入端子3100提供图1的接收信号1。在图6的输出端子3104中获得的信号是延迟接收信号。
将提供给输入端子3100的信号传递给延迟元件31011、系数乘法器31020。
系数乘法器31020在输入的接收信号样本上乘以系数值c0，并将该积传递给加法器31031。延迟元件31011使接收信号样本延迟1个样本，并传递给系数乘法器31021和延迟元件31012。
系数乘法器31021在延迟元件31011的输出上乘以系数值c1，并将该积传递给加法器31031。加法器31031将系数乘法器31020和系数乘法器31021的输出相加，并将该和传递给加法器31032。延迟元件31012使延迟元件31011的输出延迟1个样本，并传递给系数乘法器31022。以下，该处理重复至系数乘法器3102L-2为止。
系数乘法器3102L-1在延迟元件3101L-1的输出上乘以系数值cL-1，并将该积传递给加法器3103L-1。加法器3103L-1将加法器3103L-2和系数乘法器3102L-1的输出相加，并将该和作为延迟接收信号而输出给输出端子3104。
从图1的分析电路350向输入端子3105提供时钟信号，并传递给系数乘法器31020、31021、……、3102L-1。系数乘法器31020、31021、……、3102L-1基于从输入端子3105提供的时钟信号，改变系数值。
也可以认为系数乘法器31020、31021、……、3102L-1的系数c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)是滤波器310的各个抽头并联连接。即，c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)互斥地取非零值，在任一个为非零时，其他为零。如使用图3(A)和图5所说明的，通过c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)互斥地取非零，从而在输出端子3104中，作为延迟接收信号而获得受到与各个系数乘法器对应的延迟的接收信号。如与图3(A)对应的(B)和(C)所示，还可以设定为在系数c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)在零值和非零值之间变化时平滑地变化。通过平滑的值的变化，在相互切换接收信号和延迟接收信号时产生的声像平滑地移动，具有难以感知到声像移动的效果。此外，还具有避免在所述切换时感知到点击音的效果。这些对于主观音质的改善很有效。
在至此为止的说明中，以延迟元件31011、31012、……、3101L-1的延迟量等于1个采样周期为前提进行了说明，但也可以是采样周期的整数倍。此外，也可以构成为各个延迟元件提供不同的延迟量。通过将各个延迟元件的延迟量不限定为1个采样周期，从而能够有效地以各种不同的值设定接收信号的延迟。
此外，在至此为止的说明中，作为滤波器310的结构而假设了FIR滤波器，但只要是能够随时间切换接收信号和延迟接收信号进行输出的结构，则也可以是可变延迟电路和开关的组合或可变延迟电路和可变加权混合电路等其他结构。由多个可变延迟电路对接收信号赋予不同的延迟而生成多个延迟接收信号，并通过开关来切换或者通过可变加权混合电路来适当地混合这些多个延迟接收信号和接收信号，从而能够实现与时变系数FIR滤波器相同的功能。
如以上详细的说明，在本发明的最佳实施方式中，至少延迟一个接收信号来生成延迟接收信号，将所述接收信号和所述延迟接收信号作为输入，使自适应滤波器工作。由于使用接收信号和延迟接收信号这两者，所以求出自适应滤波器系数时的条件式数目增加，不会引起解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。
此外，基于相对于所述多个接收信号的定位的变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。因此，能够与信号的状态对应地，以主观上感知不到的频度，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器中，能够减少主观音质的劣化。
图7表示在本发明的信号处理装置中接收信号和发送信号的数目分别为两个时的第二实施方式。与使用图1至图6说明的最佳实施方式的不同点在于，代替延迟处理电路300而具备延迟处理电路301。以下，详细说明这个不同点。
延迟处理电路301分别使接收信号1和2延迟来生成延迟接收信号，并分别传递给自适应滤波器121、123和数字模拟(DA)转换器18以及自适应滤波器122、124和数字模拟(DA)转换器19。
延迟处理电路301包括滤波器310、320以及分析电路351。滤波器310和320分别使接收信号1和2延迟来生成延迟接收信号。此外，滤波器310和320有时不延迟接收信号1和2而是直接输出。滤波器310和320的输出在延迟接收信号和接收信号1或延迟接收信号和接收信号2之间变化的频度是由从分析电路350提供的时钟信号控制的。该频度越高，提供该切换信号的自适应滤波器121和123以及自适应滤波器122和124的收敛变快。这是因为通过切换，接收信号1和2的互相关变化，表示接收信号1和2与自适应滤波器121和123的系数的关系的条件式的组、以及表示接收信号1和2与自适应滤波器122和124的系数的关系的条件式的组也变化。另一方面，通过切换，由扬声器3和扬声器4定位的声像随着滤波器310的切换向扬声器4的方向移动，且随着滤波器320的切换向扬声器3的方向移动。因此，若切换频度高，则主观上容易感知到声像定位的移动，连带主观音质的劣化。即，关于所述切换频度，收敛速度和主管音质之间存在折衷选择关系。
分析电路351接收接收信号1和接收信号2，计算相对于由这些接收信号定位的声像的移动的感知灵敏度。分析电路351生成与获得的感知灵敏度对应的时钟信号，并提供给滤波器310和320。滤波器310和320基于提供的时钟信号，决定延迟接收信号的生成频度。此外，提供给滤波器310和320的时钟信号的相位相互偏离。关于该相位的偏离，将使用图8在后面叙述。
滤波器320的结构与使用图2、4和6说明的滤波器310的结构完全相同。此外，与滤波器310相同地，只要是能够随时间切换接收信号和延迟接收信号进行输出的结构，则也可以是可变延迟电路和开关的组合或可变延迟电路和可变加权混合电路等其他结构。由多个可变延迟电路对接收信号赋予不同的延迟而生成多个延迟接收信号，并通过开关来切换或者通过可变加权混合电路来适当地混合这些多个延迟接收信号和接收信号，从而能够实现与时变系数FIR滤波器相同的功能。
图8假设了两个抽头FIR，表示滤波器310和滤波器320中的c0(k)的变化例。在滤波器310的c0(k)按照图8(A)变化的情况下，滤波器320的c0(k)按照图8(B)变化。若按照图8(A)和(B)分别使滤波器310和滤波器320的c0(k)产生变化，则至少存在一个输出接收信号、另一个输出延迟接收信号的瞬间。在图8的例子中，在2iM的紧跟前的M/2个样本中，滤波器310的输出为接收信号、滤波器320的输出为延迟接收信号。将该情形设为状态1。此外，在(2i+1)M的紧跟前的M/2个样本中，相反地，滤波器310的输出为延迟接收信号、滤波器320的输出为接收信号。将该情形设为状态2。在(2i-1)M的紧接着的M/2个样本中，滤波器310和320的输出都为接收信号，而在2iM的紧接着的M/2个样本中，滤波器310和320的输出都为延迟接收信号。将这样滤波器310和滤波器320的输出都等于接收信号或都等于延迟接收信号的状态设为状态3。状态3中提供给自适应滤波器121和123与自适应滤波器122和124的信号的互相关等于线性耦合型的情况。即，在不利用延迟接收信号时，提供给自适应滤波器121和123与自适应滤波器122和124的信号的互相关相等。切换这个状态与状态1来更新自适应滤波器的系数，使得同时满足两种互相关状态，从而能够收敛于正确的系数。此外，加上状态2，更新自适应滤波器的系数，使得同时满足状态1、2、3的“三种互相关状态”，从而与利用两种互相关状态时相比，能够更快速地使自适应滤波器的系数收敛于正确的值。
尤其，在滤波器310的输出信号相对于滤波器320的输出信号的相对延迟的最大值与滤波器320的输出信号相对于滤波器310的输出信号的相对延迟的最大值相等的情况下，通过切换到延迟接收信号而产生的向声像定位的左右的偏差量相等，可感知声像随着时间以左右对称的方式变动。例如，在上述的状态1和状态2中，滤波器310的输出信号相对于滤波器320的输出信号的相对延迟为1，滤波器320的输出信号相对于滤波器310的输出信号的相对延迟为1，两者相等。由于将这样的左右对称的声像定位的变动作为声像的模糊来感知，所以与向左右任一侧的非对称的声像移动相比，主观音质的劣化少。
在图8(A)和(B)中，c0(k)的相位相差M/2个样本。该相位的偏离也可以是M/2个样本以外的值。通过调整该相位的偏离，在上述三种互相关状态相等地出现时，理论上的收敛时间变得最短。此外，c0(k)的变化周期不需要始终等于M/2个样本，也可以选择任意的值。如以上说明，具有该相位的偏离的时钟信号是由分析电路351产生的。
与滤波器310对比地说明在滤波器320构成为图4所示的三个抽头FIR滤波器时的系数乘法器31020、31021和31022的系数c0(k)、c1(k)、c2(k)。图9表示与图5对应的滤波器320的系数乘法器31020、31021和31022的系数c0(k)、c1(k)、c2(k)的例子。图5和图9的关系与图8(A)和(B)的关系相同，对应的系数值的变化点(相位)偏离。通过适当地设定该相位的偏离，能够改变收敛时间。此外，如在滤波器310的例子中所说明的，系数乘法器31020、31021和31022的系数c0(k)、c1(k)、c2(k)既可以设定为从非零向零(或者相反)的变化与时间成比例，也可以设定成连接非零和零的任意的平滑的曲线或直线。
在滤波器320的结构为图6所示的L个抽头FIR滤波器的情况下，如使用图8(A)和(B)以及图5和9所说明的，在滤波器310和滤波器320中，c0(k)的相位互不相同。通过适当地设定该相位的偏离，能够改变收敛时间。此外，如在滤波器310的例子中所说明的，系数乘法器31020、31021、……、3102L-1的系数c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)既可以设定为从非零向零(或者相反)的变化与时间成比例，也可以设定成连接非零和零的任意的平滑的曲线或直线。
此外，也可以与两个抽头和三个抽头FIR滤波器的情况相同地控制所述系数值，使得滤波器310的输出信号相对于滤波器320的输出信号的相对延迟的最大值与滤波器320的输出信号相对于滤波器310的输出信号的相对延迟的最大值相等。更一般地说，该条件可以表现为由离中心最远的左右的扬声器再生的声道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值彼此相等。这个条件等于相对延迟的最大值的左右声道之差为零的情况。假设所述左右的扬声器相对于中心设置为非对称，则需要在考虑了该非对称引起的声像的偏差的状态下所述相对延迟的最大值之差成为零。
如以上详细的说明，在本发明的第二实施方式中，延迟两个以上的接收信号来生成延迟接收信号，以所述接收信号和所述延迟接收信号作为输入，使自适应滤波器工作。由于使用接收信号和延迟接收信号这两者，所以求出自适应滤波器系数时的条件式数目增加，不会引起解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。
此外，基于相对于所述多个接收信号的定位的变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入给所述自适应滤波器的频度。因此，能够与信号的状态对应地，以主观上感知不到的频度，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入给所述自适应滤波器，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于使用两个以上的延迟接收信号，所以所述条件式的数目进一步增加，能够缩短解收敛于最佳值的时间。此外，通过生成延迟接收信号，使得由离中心最远的左右的扬声器再生的声道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值的左右声道之差在考虑了所述左右的扬声器的配置中的左右非对称性引起的声像的偏差的状态下成为零，从而由延迟接收信号产生的声像定位向左右的偏离量相等，能够减少主观音质的劣化。
图10表示在本发明的信号处理装置中接收信号和发送信号的数目分别为2时的第三实施方式。与使用图7至9说明的第二实施方式的不同点在于，由振幅校正电路400对延迟处理电路301的输出信号进行处理之后提供给自适应滤波器121、123、122、124。
振幅校正电路400对作为延迟处理电路301的输出的延迟接收信号的振幅进行校正来生成振幅校正延迟接收信号，并分别传递给自适应滤波器121、123和数字模拟(DA)转换器18以及自适应滤波器122、124和DA转换器19。
在延迟处理电路301的输出等于使接收信号1或2延迟的延迟接收信号时，进行振幅校正电路400中的延迟接收信号的振幅校正。通过振幅校正，能够对多个声道间的信号的振幅的相对关系进行校正，消除代替接收信号而使用延迟接收信号时产生的声像定位的偏离。在进行振幅校正时，也可以在所有声道中进行校正，且使所有声道的总功率与校正前相等。通过将所有声道的总功率确保为一定，从而能够在切换有无校正时，消除主观性的不协调感。
振幅校正电路400包括振幅处理电路410和420。振幅处理电路410对延迟接收信号1而生成的延迟接收信号的振幅进行校正，从而生成振幅校正延迟接收信号。振幅处理电路420对延迟接收信号2而生成的延迟接收信号的振幅进行校正，从而生成振幅校正延迟接收信号。振幅处理电路410和420可以设为完全相等的结构。从包含在延迟处理电路301中的分析电路351向振幅处理电路410和420提供时钟信号。这些时钟信号与延迟处理电路301中的延迟信号的生成时刻对应地适用于振幅校正。
图11是表示振幅处理电路410的结构例的框图。构成为作为系数而具有g0的乘法器4101。向图11的输入端子4100提供延迟了接收信号1的延迟接收信号。乘法器4101对提供给输入端子4100的信号进行g0倍，并传递给输出端子4104。在图11的输出端子4104中获得的信号成为将提供给输入端子4100的延迟接收信号进行g0倍的信号。
振幅处理电路420也可以是在表示振幅处理电路410的结构例的框图即图11中，作为乘法器4101的系数使用g1来代替g0的结构。在向振幅处理电路410和420分别提供接收信号1和2时，g0和g1取1，在除此之外的情况下，取1以外的值(
Figure BPA00001331833200171
和
Figure BPA00001331833200172
)。将和设定为补偿延迟接收信号引起的声像定位的偏离的值。此外，也可以设定为所有声道的总功率与校正前相等。通过将所有声道的总功率确保为一定，从而能够在切换有无校正时，消除主观性的不协调感。
振幅处理电路410和420互补地进行动作。即，根据
Figure BPA00001331833200175
和
Figure BPA00001331833200176
校正声像的移动。在非专利文献6(医学研究会议专题报告(Medical Research CouncilSpecial Report)第166号、1932年、1～32页)、非专利文献7(美国声学学会杂志(Joumal ofAcoustical Society ofAmerica)第32册、1960年、685～692页)、以及非专利文献8(美国声学学会杂志(Journal of AcousticalSociety ofAmerica)第94册、1993年、98～110页)中，公开了可通过振幅的校正来校正由延迟量的变化所产生的声像的移动的原理。
在图10的例子中，在由扬声器3和4对通话者11再生的声音信号的声像向扬声器3的方向移动时，为了将其校正而返回到原来的状态，增加从扬声器4向声音空间辐射的信号的振幅，同时减少从扬声器3向声音空间辐射的信号的振幅。
根据非专利文献8，为了在将接收信号1和接收信号2的总功率确保为一定的状态下通过振幅校正移动声像，各个功率P1[dB]和P2[dB]之间必须满足下式的关系。
<数学式2>
P1+P2＝C
这里，C为正常数。因此，在进行振幅校正前，接收信号1和接收信号2的功率分别为
Figure BPA00001331833200181
和
Figure BPA00001331833200182
时，振幅校正之后的接收信号1和接收信号2的功率P1[dB]和P2[dB]必须满足下式的关系。
<数学式3>
P 1 = P 1 &OverBar; - &Delta;P / 2
P 2 = P 2 &OverBar; - &Delta;P / 2
这里，ΔP为功率校正量。因此，根据数学式3，乘法器410的系数和的值能够由下式决定。
<数学式4>
g 0 &OverBar; = 10 - &Delta;Pi / 40
g 1 &OverBar; = 10 &Delta;Pi / 40
其中，ΔPi为使接收信号延迟了i个样本时用于补偿所需的功率补偿系数。
另外，在至此为止的说明中，根据图10说明了如下的结构：在延迟处理电路301中对接收信号进行处理来生成延迟接收信号，在振幅校正电路400中对延迟接收信号的振幅进行校正来生成振幅校正延迟接收信号，并提供给自适应滤波器121、123、122、124。另一方面，也可以改变处理接收信号的顺序而构成为如下，即，在振幅校正电路400中对接收信号的振幅进行校正来生成振幅校正接收信号，在延迟处理电路301中对振幅校正接收信号进行处理来生成振幅校正延迟接收信号，并提供给自适应滤波器121、123、122、124的结构。由于已经详细说明了此时的延迟处理电路301和振幅校正电路400的结构和动作，所以在这里省略。
如以上的详细说明，在本发明的第三实施方式中，延迟两个以上的接收信号来生成延迟接收信号，以所述接收信号和所述延迟接收信号作为输入，使自适应滤波器工作。由于使用接收信号和延迟接收信号这两者，所以求出自适应滤波器系数时的条件式数目增加，不会引起解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。
此外，基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。因此，能够与信号的状态对应地，以主观上感知不到的频度，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器中，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于使用两个以上的延迟接收信号，所以所述条件式的数目进一步增加，能够缩短解收敛于最佳值的时间。此外，通过生成延迟接收信号，使得由离中心最远的左右的扬声器再生的声道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值的左右声道之差在考虑了所述左右的扬声器的配置中的左右非对称性引起的声像的偏差的状态下成为零，从而由延迟接收信号产生的声像定位向左右的偏离量相等，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于通过对于输入信号的振幅校正处理来抵消由延迟接收信号的导入产生的声像移动，所以直接提供给扬声器而听到的接收信号的音质劣化降低，能够确保良好的音质。
图12表示在本发明的信号处理装置中接收信号和发送信号的数目分别为2时的第四实施方式。与使用图10和11说明的第三实施方式的不同点在于，由非线性处理电路500对振幅校正电路400的输出信号进行处理之后提供给自适应滤波器121、123、122、124。
非线性处理电路500对振幅校正电路400的输出即振幅校正延迟接收信号进行非线性处理，来生成非线性振幅校正延迟接收信号，并分别传递给自适应滤波器121、123和数字模拟(DA)转换器18以及自适应滤波器122、124和DA转换器19。与振幅校正延迟接收信号相比，非线性振幅校正延迟接收信号在多个声道之间的互相关更小。因此，能够进一步加快自适应滤波器121、123、122、124的收敛。
非线性处理电路500包括非线性振幅处理电路510和520。非线性振幅处理电路510对延迟接收信号1之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号的振幅进行非线性处理，从而生成非线性振幅校正延迟接收信号。非线性振幅处理电路520对延迟接收信号2之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号的振幅进行非线性处理，从而生成非线性振幅校正延迟接收信号。非线性振幅处理电路510和520可以设为完全相等的结构。
图13是表示非线性振幅处理电路510的结构例的框图。非线性振幅处理电路510由系数乘法器512、极性判定电路513、乘法器514以及加法器515构成。向输入端子511提供图12的振幅校正电路400的输出即振幅校正延迟接收信号。将振幅校正延迟接收信号传递给系数乘法器512、极性判定电路513、加法器515。系数乘法器512对其输入信号进行α倍之后输出。极性判定电路513在提供给输入的信号的极性为正时输出1，极性为负时输出0。向乘法器514提供系数乘法器512和极性判定电路513的输出，乘法器514将两者之积传递给加法器515。向加法器515的另一个输入端子直接提供振幅校正延迟接收信号。即，相对于输入端子511中的信号样本x(k)的加法器515的输出在输入信号的极性为正时，成为(1+α)x(k)，而在负时，成为x(k)。这个信号成为非线性振幅处理电路510的输出信号。即，非线性振幅处理电路510构成半波整流电路。非线性振幅处理电路520可以设为与非线性振幅处理电路510完全相同的结构。
另外，在至此为止的说明中，根据图12说明了如下的结构：在延迟处理电路301中对接收信号进行处理来生成延迟接收信号，在振幅校正电路400中对延迟接收信号的振幅进行校正来生成振幅校正延迟接收信号，在非线性处理电路500中对振幅校正延迟接收信号进行处理来生成非线性振幅校正延迟接收信号，并提供给自适应滤波器121、123、122、124。另一方面，也可以改变处理接收信号的顺序而构成为如下，即，按照振幅校正、延迟、非线性处理的顺序或非线性处理、延迟、振幅校正的顺序处理接收信号之后，提供给自适应滤波器121、123、122、124。由于已经详细说明了此时的延迟处理电路301、振幅校正电路400以及非线性处理电路500的结构和动作，所以在这里省略。
如以上的详细说明，在本发明的第四实施方式中，延迟两个以上的接收信号来生成延迟接收信号，并校正延迟接收信号的振幅来生成振幅校正延迟接收信号，并对振幅校正延迟接收信号进行非线性处理来生成非线性振幅校正延迟接收信号，以所述接收信号和所述非线性振幅校正延迟接收信号作为输入，使自适应滤波器工作。由于使用接收信号和非线性振幅校正延迟接收信号这两者，所以求出自适应滤波器系数时的条件式数目增加，不会引起解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。
此外，基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。因此，能够与信号的状态对应地，以主观上感知不到的频度，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器中，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于使用多个延迟接收信号，所以所述条件式的数目进一步增加，能够缩短解收敛于最佳值的时间。此外，通过生成延迟接收信号，使得由离中心最远的左右的扬声器再生的声道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值的左右声道之差在考虑了所述左右的扬声器的配置中的左右非对称性引起的声像的偏差的状态下成为零，从而由延迟接收信号产生的声像定位向左右的偏离量相等，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于通过对于输入信号的振幅校正处理来抵消由延迟接收信号的导入而产生的声像移动，所以直接提供给扬声器而听到的接收信号的音质劣化降低，能够确保良好的音质。此外，通过非线性处理和延迟接收信号的导入的相乘效果，能够进一步缩短收敛时间。
图14表示在本发明的信号处理装置中接收信号和发送信号的数目分别为2时的第五实施方式。与使用图12和13说明的第四实施方式的不同点在于，非线性处理电路500为非线性处理电路501。
非线性处理电路501包括非线性振幅处理电路530和540。非线性振幅处理电路530使用延迟接收信号2之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号，对延迟接收信号1之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号进行非线性处理，从而生成非线性振幅校正延迟接收信号。非线性振幅处理电路540使用延迟接收信号1之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号，对延迟接收信号2之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号进行非线性处理，从而生成非线性振幅校正延迟接收信号。非线性振幅处理电路530和540可以设为完全相等的结构。
图15是表示非线性振幅处理电路530的结构例的框图。非线性振幅处理电路530由系数乘法器512、极性判定电路513、乘法器514以及加法器515构成。向输入端子531提供将图14的振幅校正电路400的输出中的接收信号1延迟之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号。向输入端子537提供将图14的振幅校正电路400的输出中的接收信号2延迟之后校正了振幅的振幅校正延迟接收信号。将从接收信号1生成的振幅校正延迟接收信号传递给极性判定电路513和加法器515。将从接收信号2生成的振幅校正延迟接收信号传递给系数乘法器512。系数乘法器512对其输入信号进行α倍之后输出。极性判定电路513在提供给输入的信号的极性为正时输出1，极性为负时输出0。向乘法器514提供系数乘法器512和极性判定电路513的输出，乘法器514将两者之积传递给加法器515。向加法器515的另一个输入端子直接提供从接收信号1生成的振幅校正延迟接收信号。即，对于输入端子531中的信号样本x1(k)和输入端子537中的信号样本x2(k)的加法器515的输出在输入信号的极性为正时，成为x1(k)+αx2(k)，在极性为负时，成为x1(k)。这个信号成为非线性振幅处理电路530的输出信号。非线性振幅处理电路530构成为将非线性振幅处理电路510中的系数乘法器512的输入从根据接收信号1生成的振幅校正延迟接收信号变更为根据接收信号2生成的振幅校正延迟接收信号的结构。非线性振幅处理电路540可以设为与非线性振幅处理电路530完全相等的结构。在这样的结构中，由于在非线性处理中使用从其他声道的接收信号生成的信号，所以来自非线性处理前的信号的变化量增加，声道间相关的削减效果增加。
另外，在至此为止的说明中，根据图14说明了如下的结构：在延迟处理电路301中对接收信号进行处理来生成延迟接收信号，在振幅校正电路400中对延迟接收信号的振幅进行校正来生成振幅校正延迟接收信号，在非线性处理电路501中对振幅校正延迟接收信号进行处理来生成非线性振幅校正延迟接收信号，并提供给自适应滤波器121、123、122、124。另一方面，也可以改变处理接收信号的顺序而构成为如下，即，按照振幅校正、延迟、非线性处理的顺序或非线性处理、延迟、振幅校正的顺序处理接收信号之后，提供给自适应滤波器121、123、122、124。由于已经详细说明了此时的延迟处理电路301、振幅校正电路400以及非线性处理电路501的结构和动作，所以在这里省略。
如以上的详细说明，在本发明的第五实施方式中，延迟两个以上的接收信号来生成延迟接收信号，校正延迟接收信号的振幅来生成振幅校正延迟接收信号，并对振幅校正延迟接收信号进行非线性处理来生成非线性振幅校正延迟接收信号，以所述接收信号和所述非线性振幅校正延迟接收信号作为输入，使自适应滤波器工作。由于使用接收信号和非线性振幅校正延迟接收信号这两者，所以求出自适应滤波器系数时的条件式数目增加，不会引起解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。
此外，基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。因此，能够与信号的状态对应地，以主观上感知不到的频度，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器中，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于使用多个延迟接收信号，所以所述条件式的数目进一步增加，能够缩短解收敛于最佳值的时间。此外，通过生成延迟接收信号，使得由离中心最远的左右的扬声器再生的声道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值的左右声道之差在考虑了所述左右的扬声器的配置中的左右非对称性引起的声像的偏差的状态下成为零，所以由延迟接收信号产生的声像定位向左右的偏离量相等，能够减少主观音质的劣化。此外，由于通过对于输入信号的振幅校正处理来抵消由延迟接收信号的导入产生的声像移动，所以直接提供给扬声器而听到的接收信号的音质劣化降低，能够确保良好的音质。此外，通过使用了多个声道的接收信号的非线性处理和延迟接收信号的导入的相乘效果，能够进一步缩短收敛时间。
图16表示在本发明的信号处理装置中接收信号和发送信号的数目分别为2时的第六实施方式。与使用图7至9说明的第二实施方式的不同点在于，在延迟处理电路301之前具备频率分析合成电路600、在DA转换器18和19之前以及AD转换器20和21之后具备频率分析合成电路610。因此，延迟处理电路301、自适应滤波器121、122、123、124以及减法器129和130全部对分割频带的窄带信号进行动作。频率分析合成电路600对接收信号1和2进行频带分割，并传递给延迟处理电路301。频率分析合成电路600还对减法器129和130的输出进行频带合成，构成全频带输出信号16和17。频率分析合成电路610对延迟处理电路301的输出进行频带合成，并传递给DA转换器18和19。频率分析合成电路610还对AD转换器20和21的输出进行频带分割，并传递给减法器129和130。延迟处理电路301对被分割频带的信号施加延迟，并作为频带分割延迟接收信号而输出。在第六实施方式中，能够对频带分割的信号分别提供最佳的延迟。因此，使用图1说明的、以可容许的声像移动量选择尽可能大的相对延迟时的自由度增加，主观音质提高。
通过对分割为帧的输入信号样本应用频率变换，能够实现频率分析合成电路600和610中的频率分析功能。作为频率变换的例子，已知傅里叶变换、余弦变换、KL(karhunen-loeve)变换等。在非专利文献9(1990年、“波形数字编码用于语音和视频的原理及应用，普伦蒂斯霍尔出版社(DIGITAL CODING OF WAVEFORMS，PRINCIPLES ANDAPPLICATIONS TO SPEECH AND VIDEO，PRENTICE-HALL，1990.))中，公开了有关这些变换的具体运算的技术及其性质。此外，公知能够使用阿达玛(Hadamard)变换、哈尔(Haar)变换、小波变换等其他变换。
对将该帧的输入信号样本使用窗函数W进行加权的结果应用上述的转换，也能够实现所述频率分析功能。作为这样的窗函数，已知海明(Hamming)、汉宁(Hanning)(han)、凯泽(Kaiser)、布拉克曼(Blackmun)等窗函数。此外，还可以使用更复杂的窗函数。在非专利文献10和11中公开了有关这些窗函数的技术。此外，也广泛地进行将连续的两个帧以上的一部分重叠(over lap)来取窗。此时，对重叠取窗的信号使用上述的频率变换。在非专利文献10(1975年，“数字信号处理”，普伦蒂斯霍尔出版社(DIGITAL SIGNAL PROCESSING，PRENTICE-HALL，1975.))中公开了有关具有重叠的模块化和变换的技术。
此外，频率分析合成电路600和610的频率分析功能也可以由频带分割滤波器组构成。频带分割滤波器组由多个带通滤波器构成。频带分割滤波器组的各个频带既可以是等间隔，也可以是非等间隔。通过以非等间隔地进行频带分割，从而在低频域中分割为窄的频带来降低时间分辨率，而在高频域中分割为宽的频带来提高时间分辨率。作为非等间隔分割的代表例，具有频带向低频域逐渐变成一半的倍频分割或对应于人类的听觉特性的临界频带分割等。在分割为等间隔的频带之后，为了提高低频域的频带的频率分辨率，也可以使用仅对低频域进一步进行频带分割的混合滤波器组。在非专利文献11(1993年、“多速率系统和滤波器组”、普伦蒂斯霍尔出版社(MULTIRATE SYSTEMS AND FILTER BANKS，PRENTICE-HALL，1993.))中公开了有关频带分割滤波器组及其设定法的技术。
频率分析合成电路600和610的频率合成功能由与实现频率分析合成电路600和610的频率分析功能的频率变换对应的逆转换构成。在频率分析合成电路600和610的频率分析功能包含基于窗函数W的加权的情况下，对频率合成的信号乘以窗函数W。在由频带分割滤波器组构成频率分析合成电路600和610的频率分析功能时，由频带合成滤波器组构成频率分析合成电路600和610的频率合成功能。在非专利文献11中公开了有关频带合成滤波器组及其设计法的技术。
另外，显然可以将频率分析合成电路600和610与本发明的最佳实施方式和第三至第五实施方式中的任一个方式进行组合，从而对频带分割信号进行与至此为止说明的相同的处理。
如以上的详细说明，在本发明的第六实施方式中，对两个以上的接收信号进行频率分析来生成频带分割接收信号，对该频带分割接收信号进行延迟来生成频带分割延迟接收信号，并以所述频带分割接收信号和所述频带分割延迟接收信号作为输入，使自适应滤波器工作。由于使用频带分割接收信号和频带分割延迟接收信号这两者，所以求出自适应滤波器系数时的条件式数目增加，不会引起解不定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛于唯一确定的最佳值。
此外，基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。因此，能够与信号的状态对应地，以主观上感知不到的频度，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器中，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于使用多个延迟接收信号，所以所述条件式的数目进一步增加，能够缩短解收敛于最佳值的时间。此外，通过生成延迟接收信号，使得由离中心最远的左右的扬声器再生的声道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值的左右声道之差在考虑了所述左右的扬声器的配置中的左右非对称性引起的声像的偏差的状态下成为零，所以由延迟接收信号产生的声像定位向左右的偏离量相等，能够减少主观音质的劣化。
此外，由于对分割频带的信号分别提供最合适的延迟，所以在可容许的声像移动量之下选择尽可能大的相对延迟时的自由度增加，主观音质提高。
在以上的最佳实施方式和第二至第六实施方式中，以多声道电视会议系统为对象讨论了消除回声的问题，但在作为信号处理的其他应用领域的单声道多地点电视会议系统中，完全相同的理论也成立。在单声道多地点电视会议系统中，通常对一个麦克风收录的通话者的声音进行附加适当的衰减量和时间延迟的处理，使得通话者定位在接收侧使用的多个扬声器之间所期望的位置上。生成与在接收侧使用的扬声器的数目相对应的施加了这样的处理的信号。在接收侧使用的扬声器的数目等于2的情况下，在图1、7、10、12、14以及16所示的实施方式中，施加了上述的衰减和延迟的校正的两种信号相当于第一接收信号1和第二接收信号2。因此，能够直接应用本发明的实施方式。
这里，以具有第一和第二接收信号1、2以及第一和第二混合信号14、15的情况为例进行了说明，但本发明可应用于存在多个接收信号和一个或多个发送信号的一般的情况。此外，以对接收信号从扬声器在空间声音路径上传播并被麦克风收录的声音回波进行消除的声音回波为例进行了说明，但也可以应用于声音回波以外的回声，例如线路的漏声等引起的回声。也可以代替非循环型自适应滤波器而使用循环型自适应滤波器。此外，也可以使用子带(Sub-band)型自适应滤波器或转换区域的自适应滤波器。
接着，参照图17，详细说明本发明的第七实施方式。本发明的第七实施方式包括通过程序控制来工作的计算机1000。计算机1000基于程序进行动作，该程序用于对从输入端子1和2接收的接收信号进行有关上述的最佳实施方式和本发明的第二至第六实施方式中的任一个方式的处理，并作为输出信号16和17输出消除了回声的信号。
第1实施例是一种信号处理方法，即，接收多个接收信号，并从由所述多个接收信号生成的多个回声中减去由将所述多个接收信号作为输入的多个自适应滤波器生成的虚拟回声，从而降低所述多个回声，该信号处理方法的特征在于，在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号，将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器，从而生成虚拟回声，并基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。
第2实施例的特征在于，在上述实施例中，所述延迟接收信号中的至少一个信号为进行了振幅校正的振幅校正延迟接收信号。
第3实施例的特征在于，在上述实施例中，输入到所述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号为进行了非线性处理的非线性处理信号。
第4实施例的特征在于，在上述实施例中，将所述接收信号分解为多个频率分量，按该多个频率分量进行延迟来生成延迟接收信号。
第5实施例的特征在于，在上述实施例中，根据接收信号的相似度，求出相对于所述定位变化的感知灵敏度。
第6实施例的特征在于，在上述实施例中，根据接收信号的功率，求出相对于所述定位变化的感知灵敏度。
第7实施例的特征在于，在上述实施例中，按照取随着时间变化的多个值的方式，生成所述延迟接收信号相对于所述接收信号的相对延迟。
第8实施例的特征在于，在上述实施例中，所述相对延迟是采样周期的整数倍。
第9实施例的特征在于，在上述实施例中，通过由具有交替地取零值和非零值的多个时变系数的滤波器来处理接收信号，从而生成所述延迟接收信号。
第10实施例的特征在于，在上述实施例中，所述多个时变系数相互互斥地取零值。
第11实施例的特征在于，在上述实施例中，所述多个时变系数相互互斥地取非零值。
第12实施例是一种信号处理装置，其接收多个接收信号，并从由所述多个接收信号生成的多个回声中减去由将所述多个接收信号作为输入的多个自适应滤波器生成的虚拟回声，从而降低所述多个回声，该信号处理装置的特征在于，包括：线性处理电路，其在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号；自适应滤波器，其接收所述接收信号和所述延迟接收信号，从而生成虚拟回声；多个减法器，从所述混合信号中减去所述虚拟回声，从而生成降低了回声的信号；以及分析电路，其求出相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度；基于所述感知灵敏度控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度，并按照所述多个减法器的输出最小的方式控制所述多个自适应滤波器的系数。
第13实施例的特征在于，在上述实施例中，包括：振幅校正电路，其对所述延迟接收信号中的至少一个信号进行振幅校正，从而生成振幅校正延迟接收信号。
第14实施例的特征在于，在上述实施例中，包括：非线性处理电路，其对输入到所述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号进行非线性处理，从而生成非线性处理信号。
第15实施例的特征在于，在上述实施例中，包括：频率分析电路，其将所述接收信号分解为多个频率分量；以及线性处理电路，其按所述多个频率分量进行延迟，从而生成延迟接收信号。
第16实施例的特征在于，在上述实施例中，所述分析电路根据接收信号的相似度，求出相对于所述定位变化的感知灵敏度。
第17实施例的特征在于，在上述实施例中，所述分析电路根据接收信号的功率，求出相对于所述定位变化的感知灵敏度。
第18实施例的特征在于，在上述实施例中，所述线性处理电路进行所述延迟接收信号相对于所述接收信号的相对延迟取随着时间变化的多个值的处理。
第19实施例的特征在于，在上述实施例中，所述线性处理电路进行所述相对延迟成为采样周期的整数倍的处理。
第20实施例的特征在于，在上述实施例中，所述线性处理电路包括滤波器，该滤波器具有交替地取零值和非零值的多个时变系数。
第21实施例的特征在于，在上述实施例中，所述多个时变系数相互互斥地取零值。
第22实施例的特征在于，在上述实施例中，所述多个时变系数相互互斥地取非零值。
第23实施例是一种信号处理程序，该信号处理程序使计算机执行接收处理和回声降低处理，接收处理接收多个接收信号，回收降低处理降低由所述多个接收信号产生的多个回声，该信号处理程序的特征在于，包括：在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号的延迟接收信号生成处理；将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器，从而生成虚拟回声的虚拟回声生成处理；以及从所述多个接收信号的每一个中减去所述虚拟回声的虚拟回声减去处理；基于相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。
第24实施例的特征在于，在上述实施例中，所述延迟接收信号中的至少一个信号为进行了振幅校正的振幅校正延迟接收信号。
第25实施例的特征在于，在上述实施例中，输入到所述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号为进行了非线性处理的非线性处理信号。
第26实施例的特征在于，在上述实施例中，将所述接收信号分解为多个频率分量，按该多个频率分量进行延迟，从而生成延迟接收信号。
第27实施例的特征在于，在上述实施例中，基于接收信号的相似度，求出相对于所述定位变化的感知灵敏度。
第28实施例的特征在于，在上述实施例中，基于接收信号的功率，求出相对于所述定位变化的感知灵敏度。
第29实施例的特征在于，在上述实施例中，按照取随着时间变化的多个值的方式，生成所述延迟接收信号相对于所述接收信号的相对延迟。
第30实施例的特征在于，在上述实施例中，所述相对延迟是采样周期的整数倍。
第31实施例的特征在于，在上述实施例中，通过由具有交替地取零值和非零值的多个时变系数的滤波器来处理接收信号，从而生成所述延迟接收信号。
第32实施例的特征在于，在上述实施例中，所述多个时变系数相互互斥地取零值。
第33实施例的特征在于，在上述实施例中，所述多个时变系数相互互斥地取非零值。
以上，例举优选的实施例方式和实施例，说明了本发明，但本发明并不限于上述的实施方式和实施例，在技术思想的范围内可进行各种变形来进行实施。
本申请主张以2008年9月26日申请的日本申请特愿2008-247273号为基础的优先权，将其公开的全部内容引用于此。

Claims (18)

1.一种信号处理方法，接收多个接收信号，并从由所述多个接收信号生成的多个回声中减去由将所述多个接收信号作为输入的多个自适应滤波器生成的虚拟回声，从而降低所述多个回声，该信号处理方法的特征在于，
在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号，
将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器，从而生成虚拟回声，
基于根据所述接收信号的互相关的相似度或者所述接收信号的功率而求出的相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。
2.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，
所述延迟接收信号中的至少一个信号为进行了振幅校正的振幅校正延迟接收信号。
3.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，
输入到所述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号为进行了非线性处理的非线性处理信号。
4.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，
将所述接收信号分解为多个频率分量，按该多个频率分量进行延迟来生成延迟接收信号。
5.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，
按照基于采样周期取多个值的方式，生成所述延迟接收信号相对于所述接收信号的相对延迟。
6.根据权利要求5所述的信号处理方法，其特征在于，
所述相对延迟是采样周期的整数倍。
7.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，
通过由具有交替地取零值和非零值的多个时变系数的滤波器来处理接收信号，从而生成所述延迟接收信号。
8.根据权利要求7所述的信号处理方法，其特征在于，
所述多个时变系数相互互斥地取零值。
9.根据权利要求7所述的信号处理方法，其特征在于，
所述多个时变系数相互互斥地取非零值。
10.一种信号处理装置，其接收多个接收信号，并从由所述多个接收信号生成的多个回声中减去由将所述多个接收信号作为输入的多个自适应滤波器生成的虚拟回声，从而降低所述多个回声，该信号处理装置的特征在于，包括：
线性处理电路，其在所述多个接收信号中，至少使一个接收信号延迟，从而生成延迟接收信号；
自适应滤波器，其接收所述接收信号和所述延迟接收信号，从而生成虚拟回声；
多个减法器，每一个减法器从所述接收信号中减去所述虚拟回声，从而生成降低了回声的信号；以及
分析电路，其基于所述接收信号的互相关的相似度或者所述接收信号的功率，求出相对于所述多个接收信号的定位变化的感知灵敏度；
基于所述感知灵敏度的变化，控制将所述接收信号和所述延迟接收信号输入到所述自适应滤波器的频度。
11.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征在于，包括：
振幅校正电路，其对所述延迟接收信号中的至少一个信号进行振幅校正，从而生成振幅校正延迟接收信号。
12.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征在于，包括：
非线性处理电路，其对输入到所述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号进行非线性处理，从而生成非线性处理信号。
13.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征在于，包括：
频率分析电路，其将所述接收信号分解为多个频率分量；以及
线性处理电路，其按所述多个频率分量进行延迟，从而生成延迟接收信号。
14.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征在于，
所述线性处理电路进行所述延迟接收信号相对于所述接收信号的相对延迟基于采样周期而取多个值的处理。
15.根据权利要求14所述的信号处理装置，其特征在于，
所述线性处理电路进行所述相对延迟成为采样周期的整数倍的处理。
16.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征在于，
所述线性处理电路包括滤波器，该滤波器具有交替地取零值和非零值的多个时变系数。
17.根据权利要求16所述的信号处理装置，其特征在于，
所述多个时变系数相互互斥地取零值。
18.根据权利要求16所述的信号处理装置，其特征在于，
所述多个时变系数相互互斥地取非零值。
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