WO2010026790A1 - 放電加工機用電源装置 - Google Patents

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electrodes
power supply
electric discharge
discharge machine
supply device
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PCT/JP2009/054464
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橋本　隆
民田　太一郎
孝佳 永井
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三菱電機株式会社
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B23H—WORKING OF METAL BY THE ACTION OF A HIGH CONCENTRATION OF ELECTRIC CURRENT ON A WORKPIECE USING AN ELECTRODE WHICH TAKES THE PLACE OF A TOOL; SUCH WORKING COMBINED WITH OTHER FORMS OF WORKING OF METAL
    • B23H1/00—Electrical discharge machining, i.e. removing metal with a series of rapidly recurring electrical discharges between an electrode and a workpiece in the presence of a fluid dielectric
    • B23H1/02—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges
    • B23H1/022—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges for shaping the discharge pulse train
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B23H—WORKING OF METAL BY THE ACTION OF A HIGH CONCENTRATION OF ELECTRIC CURRENT ON A WORKPIECE USING AN ELECTRODE WHICH TAKES THE PLACE OF A TOOL; SUCH WORKING COMBINED WITH OTHER FORMS OF WORKING OF METAL
    • B23H2300/00—Power source circuits or energization
    • B23H2300/20—Relaxation circuit power supplies for supplying the machining current, e.g. capacitor or inductance energy storage circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device for an electric discharge machine that applies a machining voltage between electrodes arranged by opposingly arranged wire electrodes and workpieces, and in particular, electric discharge machining used in finishing machining.
  • the present invention relates to a power supply device for a machine.
  • the wire electric discharge machining apparatus is an apparatus for machining a workpiece using an arc discharge generated between electrodes composed of a wire electrode and a workpiece arranged to face each other.
  • the machining current is gradually reduced from rough machining conditions using a relatively large machining current (for example, a pulse width of about several tens of microseconds).
  • the surface roughness is improved by using the finishing process condition that is about several tens of nanoseconds.
  • the wire electrical discharge machining device is provided with a switchable power supply device (power supply device for an electrical discharge machine) that can supply machining currents corresponding to various machining conditions ranging from rough machining conditions to finishing machining conditions. There is.
  • Patent Documents 1 to 3 Conventionally, various power supply devices for electric discharge machines that improve the surface roughness of a workpiece have been proposed (for example, Patent Documents 1 to 3).
  • the DC power supply V1 and one end are connected to the positive terminal of the DC power supply V1 via a line inductance LINE (reactor).
  • the switching element S1 connected to one end of the inter-electrode GAP and one end together with the other end of the switching element S1 are connected to the negative end of the DC power source V1, and the other end is connected to the other end of the inter-electrode GAP. Switching element S2.
  • the switching element S1 is opened and closed to generate a boosted voltage.
  • the boosted voltage charges the stray capacitance Cf and the gap GAP existing in the switching element S2.
  • the surface roughness can be improved by a surge-like short pulse current flowing through the gap GAP.
  • the current flowing through the gap GAP is limited by the stray capacitance Cf.
  • the switching element S2 is turned on to consume the charge stored in the stray capacitance Cf and return to the initial state.
  • a capacitor may be provided in parallel with the switching element S2.
  • Patent Document 2 discloses a power supply device for an electric discharge machine having a high-frequency power supply having a resonance frequency determined by stray capacitance and inductance between electrodes. Since resonance is used, the voltage generated between the electrodes is not a bipolar pulse voltage but a sine wave voltage.
  • Patent Document 3 discloses a technique for obtaining good surface roughness by changing the level of machining current between a positive polarity pulse and a negative polarity pulse. A good surface roughness can be obtained because the discharge state between the electrodes changes depending on whether a positive pulse or a negative pulse is applied.
  • Patent Document 1 the reactor is used only for performing chopper control, but it is presumed that a resonant operation is performed with the stray capacitance of the switching element S2 by performing a high-frequency operation.
  • a surge-like voltage is generated by the on / off operation of the switching element S1
  • a sine wave voltage is not applied between the electrodes as described in Patent Document 2, but a resonance operation is called.
  • a distorted waveform voltage with a vibration component is applied. That is, basically, a positive / negative asymmetric voltage pulse as described in Patent Document 3 is applied between the electrodes. This may be considered effective for improving the surface roughness.
  • a DC power supply is controlled so as to maintain a constant voltage. If a DC power supply is interposed in the loop of the resonance current, the DC power supply itself may oscillate and lack stability.
  • the state between the electrodes is not always constant, from the non-discharge state (impedance value: several tens of k ⁇ to several M ⁇ ) to the discharge state (impedance value: several m ⁇ to several ⁇ ), short circuit state (impedance value: several n ⁇ to (Several m ⁇ ).
  • the state between the electrodes in the non-discharge state may be considered as a capacitor having a capacitance between electrodes rather than a resistor.
  • the inter-electrode voltage fluctuates more than necessary, and unstable machining is likely to occur.
  • the surface roughness tends to deteriorate unnecessarily.
  • the present invention has been made in view of the above, and in the case of a DC power source, a switching element, and a reactor, finish processing with high surface roughness that eliminates unstable operation of the DC power source and loss due to internal impedance.
  • An object of the present invention is to obtain a power supply device for an electric discharge machine capable of stably performing the above.
  • the present invention provides a power supply device for electric discharge machining that applies a pulse voltage between electrodes composed of an electrode and a workpiece, and a DC power supply is connected in series between the electrodes. And a capacitor connected in parallel to a series circuit of the capacitor and between the electrodes, one end connected to one end of the DC power source, one end connected to the other end of the DC power source, and the like A switching element having an end connected to the other end of the reactor.
  • the present invention when constituted by a DC power supply, a switching element, and a reactor, unstable operation of the DC power supply and loss due to internal impedance can be eliminated, and finishing with high surface roughness can be stably performed. There is an effect that can be.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a control signal waveform to the switching element shown in FIG. 1 and a voltage waveform applied between the electrodes at that time.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a control signal waveform to the switching element shown in FIG. 3 and a voltage waveform applied between the electrodes at that time.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a control signal waveform to the switching
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of control signal waveforms to a plurality of switching elements shown in FIG. 5 and voltage waveforms applied between the electrodes at that time.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example in the case of applying the power supply device for an electric discharge machine shown in FIG. 8 to a wire electric discharge machine.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a power supply device 1a for an electric discharge machine alternately switches a machining voltage suitable for a finishing machining condition between electrodes constituted by a wire electrode 2 and a workpiece 3 arranged opposite to each other by switching the polarity thereof. It is a power supply device that generates an arc discharge necessary for finishing the workpiece 3 between the electrodes.
  • the electric power machine 1a for the electric discharge machine and the electrodes are connected by a power cable.
  • Lx shown in FIG. 1 indicates the stray inductance. In FIG. 1, only what is present on the workpiece 3 side is shown, but it is also present on the wire electrode 2 side.
  • the electric discharge machine power supply device 1a includes a DC power supply V1, a switching element SW1, a reactor L1, and a capacitor C1.
  • the switching element SW1 is an FET (field effect transistor), a drain terminal as one end is connected to, for example, a positive end of the DC power supply V1, and a source terminal as the other end is connected to one end of the reactor L1. For example, it is connected to the wire electrode 2.
  • a control signal having a switching frequency on the order of MHz is supplied to a gate terminal of the switching element SW1 from a control circuit (not shown).
  • Reactor L1 has an inductance value that is in resonance with stray capacitance between electrodes at a frequency on the order of MHz.
  • the other end of the reactor L ⁇ b> 1 is connected to the negative electrode end of the DC power source V ⁇ b> 1 and is connected to the workpiece 3.
  • the capacitor C1 is selected to have a capacitance value that is in resonance with the stray inductance Lx.
  • the capacitor C ⁇ b> 1 is interposed in the connection path between the other end of the reactor L ⁇ b> 1 and the workpiece 3, but may be interposed in the connection path between the one end of the reactor L ⁇ b> 1 and the wire electrode 2.
  • a series resonance circuit including a capacitor C1 and a floating inductance Lx is connected in series between the electrodes.
  • the capacitor C1 is not necessarily in the form of a so-called capacitor.
  • the capacitance between the central conductor and the outer conductor of the coaxial cable may be used, or a necessary capacitance value may be realized by using an insulator (dielectric material) such as a ceramic substrate.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a control signal waveform to the switching element shown in FIG. 1 and a voltage waveform applied between the electrodes at that time.
  • a control signal having an on-time width of t1 and an off-time width of s1 is input to the gate terminal of the switching element SW1 from a control circuit (not shown).
  • the switching element SW1 performs an opening / closing operation at a high frequency on the order of MHz according to this control pattern.
  • a high-frequency voltage having a positive / negative asymmetric waveform such as Vg shown in FIG. 2 is applied between the electrodes by the action of the reactor L1 and the capacitor C1, which will be described later.
  • the switching operation frequency of the switching element SW1 is set to a high frequency of, for example, 5 MHz or more, the reactor L1 and the stray capacitance between the electrodes are in a resonance state, and a stable continuous pulse can be applied between the electrodes.
  • the capacitor C1 has a constant selected so as to be in resonance with the stray inductance Lx, and is inserted in series between the electrodes. If the capacitor C1 and the floating inductance Lx are in a series resonance state, the resonance current due to the energy generated in the reactor L1 can be ideally supplied between the electrodes without being affected by the floating inductance Lx. As a result, the current pulse flowing between the electrodes can be shortened.
  • This resonance current flows between the electrodes and the reactor L1 without passing through the DC power supply V1, so that it is not lost due to the internal impedance of the DC power supply V1. Furthermore, this resonance current has no influence on the DC power supply V1. Thereby, a stable high-frequency pulse can be supplied between the electrodes, and processing with high surface roughness can be stably performed.
  • the inductance Lx is floating and may be considered to be very small at least with respect to the reactor L1. If the capacitor C1 having a function of cutting off the direct current component is not inserted into the system, the current of the direct current power source V1 flows between the electrodes at the moment when the switching element SW1 starts the on operation. Depending on the value of the voltage applied between the electrodes, discharge occurs here. The discharge current at this time becomes very large because no resistance is present (no current limiting resistance exists).
  • the capacitor C1 if the capacitor C1 is inserted into the system in series, the power supply current is terminated by charging the capacitor C1, so that the voltage between the electrodes is not increased unnecessarily, and the short-circuit current is reduced. It does not continue to flow.
  • the capacitor C1 keeps 0V on average between the electrodes.
  • the voltage applied between the electrodes is not necessarily subject to positive or negative. That is, the area (charge amount) of the current waveform is subject to positive and negative, but the peak current is distorted as shown in FIG. 2 because it is determined by the on / off timing of the reactor L1 and the switching element SW1 that form the surge pulse. A waveform will be obtained. At this time, improvement in surface roughness can be expected by setting the polarity of the applied voltage so that the peak current is higher in the wire electrode 2 than in the workpiece 3.
  • the resonance current generated by the resonance due to the reactor and the stray capacitance between the electrodes does not flow to the DC power supply, and the capacitive load (capacitor C1 or coaxial cable or insulator) ) And the stray inductance are in a resonance state, and can ideally flow between the electrodes.
  • the resonance current generated in the reactor does not flow through the DC power supply, the DC power supply does not become unstable, and the resonance current supplied between the electrodes is not lost due to the internal resistance of the DC power supply. Then, a positive and negative asymmetric high-frequency voltage is applied between the electrodes, and the current pulse can be shortened, so that finishing with high surface roughness can be stably performed.
  • FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to those shown in FIG. 1 (Embodiment 1).
  • the description will be focused on the portion related to the second embodiment.
  • a power supply device 1b for an electric discharge machine has a capacitor Cy as a capacitive load in parallel with the electrodes in the configuration shown in FIG. 1 (Embodiment 1).
  • a series circuit with a reactor Ly as an inductive load is connected. This series circuit is a circuit that resonates with the stray capacitance between the electrodes.
  • the capacitor Cy does not have to be in the form of a so-called capacitor, and is a power supply device other than the power supply device 1b for the electric discharge machine, that is, a power supply device that finishes voltage application between electrodes, such as a power supply device for rough machining It may be.
  • the reactor Ly need not be in the form of a so-called reactor, and may be, for example, a stray inductance of a power cable.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a control signal waveform to the switching element shown in FIG. 3 and a voltage waveform applied between the electrodes at that time.
  • the difference from FIG. 2 is that the frequency of the voltage Vg applied between the electrodes changes at twice the frequency. This is an example, and the present invention is not limited to this.
  • the resonance current does not pass through the DC power supply V1, and thus occurs in the period t1.
  • the peak difference between the voltage waveform to be generated and the voltage waveform generated in the period s1 is small, the interelectrode voltage Vg can be applied in the form of a substantially constant voltage, and finishing with high surface roughness can be stably performed. it can.
  • the resonant circuit is further connected between the electrodes, the positive and negative asymmetric high-frequency voltage that changes between the electrodes at a frequency equal to or higher than the switching frequency of the switching element (an integer multiple frequency). And the surface roughness can be improved as compared with the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the same or similar components as those shown in FIG. 1 (Embodiment 1) are denoted by the same reference numerals.
  • the description will focus on the part related to the third embodiment.
  • the third embodiment uses a plurality of switching elements connected in parallel and applies a high-frequency voltage of the order of several MHz to several tens of MHz between the electrodes.
  • a configuration example is shown.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of control signal waveforms to a plurality of switching elements shown in FIG. 5 and voltage waveforms applied between the electrodes at that time.
  • the resonance current flowing through the reactor L1 is reduced while lowering the operating frequency of each of the four switching elements SW1 to SW4.
  • the synthesis frequency can be increased.
  • the switching pattern is varied so as to correct this variation.
  • the switching element SW3 is more likely to flow current or has a higher switching speed than the switching elements SW1, SW2, and SW4.
  • the on-time width in the period t3 may be shorter than the on-time width in the periods t1, t2, and t4.
  • the energy of the reactor L1 becomes uniform at the time of each switching, so that variations can be reduced even with respect to the voltage between the electrodes, and stable workability can be obtained.
  • the start timings of the periods s1, s2, and s4 that are the off time widths of the switching elements SW1, SW2, and SW4 may be adjusted.
  • the on-time start timing may be shifted back and forth as needed, and at the same time the off-time start timing may be shifted back and forth.
  • the interelectrode voltage Vg can be a pulse voltage having a stable period and voltage value.
  • the chopper frequency of the reactor can be increased more than the operating frequency of the switching element, it is possible to further increase the frequency between the electrodes.
  • the surface roughness can be further improved than 2.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the same reference numerals are given to the same or equivalent components as those shown in FIG. 1 (Embodiment 1).
  • the description will be focused on the portion related to the fourth embodiment.
  • a transformer T1 is provided instead of the reactor L1. That is, one end of the primary side of the transformer T1 is connected to the positive terminal of the DC power source V1 via the switching element SW1, and the other end is connected to the negative terminal of the DC power source. In addition, one end of the secondary side of the transformer T1 is connected to the wire electrode 2 and the other end is connected to the workpiece 3 via the capacitor C1.
  • the transformer T1 forms a resonant circuit with the stray capacitance between the electrodes, like the reactor L1.
  • the voltage of the DC power supply V1 can be lowered by changing the turns ratio between the primary side and the secondary side of the transformer T1 and reducing the number of turns on the primary side.
  • the number of turns on the secondary side of the transformer T1 is selected based on the resonance constant between the stray capacitance between the electrodes and the inductance component of the transformer T1.
  • the operation of the switching element SW1 is the same as that of the first embodiment.
  • the DC power supply V1 can be insulated, so that the independence between the resonance circuit and the DC power supply V1 is increased.
  • the resonance current generated in the resonance circuit of the inductance of the transformer T1 and the stray capacitance between the electrodes does not affect the DC power supply V1, and conversely, the DC power supply V1 is also affected by the resonance current. Therefore, finishing with high surface roughness can be stably performed.
  • a plurality of switching elements connected in parallel may be used as shown in the third embodiment.
  • a backflow prevention diode may be inserted between the positive terminal of the DC power supply V1 and the drain terminal of the switching element SW1 in FIG.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to the fifth embodiment of the present invention.
  • components that are the same as or equivalent to the components shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.
  • the description will be focused on the portion related to the fifth embodiment.
  • a capacitor C2 is additionally inserted on the wire electrode 2 side in the configuration shown in FIG. 1 (the first embodiment). .
  • the capacitance value inserted between the reactor L1 and the electrode can ideally be obtained as a combined capacitance value of the capacitors C1 and C2. Accordingly, the capacitance values of the capacitors C1 and C2 can be anything, but when the stray capacitance and the stray inductance Lx are interposed in parallel somewhere in the parallel path, they are inserted into one path between the electrodes.
  • the voltage waveform applied between the electrodes can be further optimized by adjusting the capacitance values of the capacitor C1 and the capacitor C2 inserted in the other path between the electrodes.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example in the case of applying the power supply device for an electric discharge machine shown in FIG. 8 to a wire electric discharge machine.
  • a machining current is supplied to the wire electrode 2 from the upper and lower portions 2 and 5 through the upper and lower feeders 4 and 5.
  • the floating impedance (not shown) is interposed, and the voltage pulse supplied from the upper supply electron 4 and the voltage pulse supplied from the lower supply electron may be different from each other. Conceivable. In this case, a problem such as a decrease in applied voltage may occur.
  • an optimum high-frequency waveform can be created by inserting capacitors C21 and C22 corresponding to the capacitor C2 in series near the two feeding points and adjusting the waveform. Also, an optimum high-frequency waveform can be created by inserting a capacitor C11 corresponding to the capacitor C1 on the workpiece 3 side.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device for an electric discharge machine according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the same reference numerals are given to the same or equivalent components as those shown in FIG. 8 (Embodiment 5).
  • the description will focus on the parts related to the sixth embodiment.
  • the switching element SW2 is also provided in the path on the negative electrode side of the DC power supply V1. Is provided.
  • the interelectrode voltage is desirably a short pulse for high frequency, and desirably a high voltage for obtaining sufficient processing capability. Considering a measure satisfying these requirements from the power supply side, it is to speed up the switching element.
  • switching elements SW1 and SW2 are provided in both end paths of the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power supply V1.
  • the DC power supply V1 and the reactor L1 can be connected and disconnected at high speed, and the excitation voltage generated in the reactor L1 can be increased.
  • the voltage generated between the electrodes can be shortened and the voltage can be increased, and better machined surface accuracy can be obtained.
  • the power supply device for an electric discharge machine is useful as a power supply device for an electric discharge machine that can stably perform finishing with high surface roughness.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
  • Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)

Abstract

　スイッチング素子ＳＷ１はＭＨｚオーダーの周波数で開閉動作する。リアクトルＬ１は電極間の浮遊容量との共振による共振電流を電極間に供給する。直流電源Ｖ１には流れない。コンデンサＣ１と浮遊インダクタンスＬｘとが直列共振状態になることにより、リアクトルＬ１から共振電流が浮遊インダクタンスＬｘの影響を受けることなく電極間に理想的に供給される。電極間には正負非対称な高周波電圧が印加され、電流パルスの短パルス化が図れるので、面粗度の高い仕上げ加工が行える。

Description

放電加工機用電源装置
　本発明は、対向配置されるワイヤ電極と被加工物とで構成される電極間に加工用電圧をその極性を交互に切り換えて印加する放電加工機用電源装置に関し、特に仕上げ加工で用いる放電加工機用電源装置に関するものである。
　ワイヤ放電加工装置は、対向配置されるワイヤ電極と被加工物とで構成される電極間に生じさせたアーク放電を利用して被加工物の加工を行う装置である。このワイヤ放電加工装置では、比較的大きな加工電流（例えば、パルス幅が数十マイクロ秒程度）を用いる荒加工条件から、順々に加工電流を小さくしていき、最終的には電流パルス幅が数十ナノ秒程度になる仕上げ加工条件を利用して面粗度を向上させる。そのため、ワイヤ放電加工装置には、荒加工条件から仕上げ加工条件に至る各種の加工条件に対応した加工電流を供給できる複数の電源装置（放電加工機用電源装置）を切換可能に備えているものがある。
　仕上げ加工では、被加工物の面粗度を向上させるために、加工用電圧にＭＨｚオーダーの高周波電圧を用いることが一般的であり、簡単な構成で実現できる正弦波電圧が用いられる。
　従来から、被加工物の面粗度を向上させる放電加工機用電源装置が各種提案されている（例えば、特許文献１～３等）。
　特許文献１に示される放電加工機用電源装置は、その図１に示される符号を用いて示すと、直流電源Ｖ１と、一端が線路インダクタンスＬＩＮＥ（リアクトル）を介して直流電源Ｖ１の正極端に接続されるとともに、電極間ＧＡＰの一端に接続されるスイッチング素子Ｓ１と、該スイッチング素子Ｓ１の他端と共に一端が直流電源Ｖ１の負極端に接続され、他端が電極間ＧＡＰの他端に接続されるスイッチング素子Ｓ２とを備える。
　この構成では、スイッチング素子Ｓ１が開閉動作することにより、昇圧された電圧が発生する。このとき、スイッチング素子Ｓ２をオフ動作状態に保つことにより、昇圧された電圧は、スイッチング素子Ｓ２に存在する浮遊容量Ｃｆと極間ＧＡＰとを充電する。その際に極間ＧＡＰに流れるサージ状の短パルス電流により、面粗度の向上が期待できる。また、極間ＧＡＰに流れる電流は、浮遊容量Ｃｆにより制限される。所定の電流が極間ＧＡＰに流れた後、スイッチング素子Ｓ２をオン動作させることにより、浮遊容量Ｃｆに蓄えられた電荷は消費され、初期状態に戻る。スイッチング素子Ｓ２と並列にコンデンサを設けてもよい。
　なお、特許文献２では、電極間の浮遊容量とインダクタンスとによって定まる共振周波数を有する高周波電源を備える放電加工機用電源装置が示されている。共振を利用していることから、電極間に発生する電圧は、両極性パルス電圧ではなく、正弦波電圧となる。
　また、特許文献３では、正極性パルスと負極性パルスとで加工電流のレベルを変えることで、良好な面粗度が得られる技術について開示されている。良好な面粗度が得られるのは、正極性パルス印加時と負極性パルス印加時とで、電極間の放電状態が変化するためと考えられる。
特開２００５－３２９４９８号公報 特開平５－１７７４３５号公報 特許第３３６１０５７号公報
　ここで、特許文献１に記載される回路構成にて高周波動作を行う場合を考える。特許文献１では、リアクトルは、チョッパ制御を行うためにだけ利用するものであるが、高周波動作を行うことで、スイッチング素子Ｓ２が有する浮遊容量と共振動作を行うと推測される。このとき、スイッチング素子Ｓ１のオン・オフ動作によってサージ状の電圧を発生させるので、電極間には、特許文献２に記載のように正弦波電圧が印加されるのではなく、共振動作といっても振動成分を伴った歪んだ波形形状の電圧が印加されると考えられる。すなわち、基本的には、電極間に、特許文献３に記載されているような正負非対称な電圧パルスを印加されることになる。これは、面粗さ向上に対して有効であると考えてよい。
　しかし、特許文献１に記載される回路構成では、共振電流が直流電源Ｖ１を介して流れるので、（１）直流電源の不安定動作を招来し、また、（２）共振電流に直流電源の内部インピーダンスによる損失が生じるという問題がある。以下、具体的に説明する。
（１）直流電源の不安定性動作
　一般的に直流電源は一定電圧を保つように制御されている。共振電流のループに直流電源が介在してしまうと、直流電源自体も発振し、安定性を欠く可能性がある。電極間の状態は、常に一定とは限らず、非放電状態（インピーダンス値：数十ｋΩ～数ＭΩ）から放電状態（インピーダンス値：数ｍΩ～数Ω）、短絡状態（インピーダンス値：数ｎΩ～数ｍΩ）といったように、大きく変動するものである。特に、非放電状態での電極間の状態は、抵抗体というよりもむしろ極間容量を有するコンデンサとして考えてよい。ここで、直流電源が発生する発振と電極間が形成するコンデンサとがマッチングしない場合は、極間電圧が必要以上に変動し、不安定な加工となりやすい。あるいはまた不要に面粗度が悪化しやすくなる。
（２）内部インピーダンスによる損失
　直流電源の内部にはインピーダンスが存在する。共振電流が直流電源の内部を通る構成とすることにより、少なからず損失が生じることになる。また、直流電源の内部インダクタンス成分も共振定数の一部となるため、直流電源の構成や状態が変わることで共振が崩れるので、電極間に所望の共振電流が流れなくなる。このため、安定な加工が得られにくくなる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、直流電源とスイッチング素子とリアクトルとで構成する場合に、直流電源の不安定動作と内部インピーダンスによる損失とをなくし、面粗度の高い仕上げ加工を安定して行うことができる放電加工機用電源装置を得ることを目的とする。
　上述した目的を達成するために、本発明は、電極と被加工物とで構成される電極間にパルス電圧を印加する放電加工用機電源装置において、直流電源と、前記電極間と直列に接続されるコンデンサと、前記電極間と前記コンデンサとの直列回路に並列に接続されるとともに、一端が前記直流電源の一端に接続されるリアクトルと、一端が前記直流電源の他端に接続され、他端が前記リアクトルの他端に接続されるスイッチング素子とを備えていることを特徴とする。
　本発明によれば、直流電源とスイッチング素子とリアクトルとで構成する場合に、直流電源の不安定動作と内部インピーダンスによる損失とをなくすことができ、面粗度の高い仕上げ加工を安定して行うことができるという効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態１による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。 図２は、図１に示すスイッチング素子への制御信号波形の一例とその際に電極間に印加される電圧波形とを示す図である。 図３は、本発明の実施の形態２による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。 図４は、図３に示すスイッチング素子への制御信号波形の一例とその際に電極間に印加される電圧波形とを示す図である。 図５は、本発明の実施の形態３による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。 図６は、図５に示す複数のスイッチング素子への制御信号波形の一例とその際に電極間に印加される電圧波形とを示す図である。 図７は、本発明の実施の形態４による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。 図８は、本発明の実施の形態５による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。 図９は、図８に示す放電加工機用電源装置をワイヤ放電加工装置に適用する場合の構成例を説明する図である。 図１０は、本発明の実施の形態６による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。
符号の説明
　１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ　放電加工機用電源装置
　２　ワイヤ電極
　３　被加工物
　Ｖ１　直流電源
　ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４　スイッチング素子
　Ｌ１　リアクトル
　Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ２１，Ｃ２２　コンデンサ
　Ｌｘ　浮遊インダクタンス
　Ｌｙ　リアクトル（誘導性負荷）
　Ｃｙ　コンデンサ（容量性負荷）
　Ｔ１　トランス
　以下に、本発明にかかる放電加工機用電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。図１において、放電加工機用電源装置１ａは、対向配置されるワイヤ電極２と被加工物３とで構成される電極間に仕上げ加工条件に適合した加工用電圧をその極性を切り換えて交互に印加し、電極間に被加工物３の仕上げ加工に必要なアーク放電を生じさせる電源装置である。
　放電加工機用電源装置１ａと電極間とは、電源ケーブルで接続されている。電極間の近傍、特に放電加工機用電源装置１ａと電極間とを接続する電源ケーブルには、少なからず浮遊インダクタンスが存在する。図１に示すＬｘは、その浮遊インダクタンスを示している。図１では、被加工物３側に存在するものだけを示すが、ワイヤ電極２側にも同様に存在する。
　放電加工機用電源装置１ａは、直流電源Ｖ１と、スイッチング素子ＳＷ１と、リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１とで構成される。
　図１に示す例では、スイッチング素子ＳＷ１は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であり、一端としてのドレイン端子が直流電源Ｖ１の例えば正極端に接続され、他端としてのソース端子がリアクトルＬ１の一端と共に例えばワイヤ電極２に接続される。スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子には、図示しない制御回路からＭＨｚオーダーのスイッチング周波数となる制御信号が供給される。
　リアクトルＬ１は、ＭＨｚオーダーの周波数において、電極間の浮遊容量と共振状態になるインダクタンス値を有している。リアクトルＬ１の他端は、図１に示す例では、直流電源Ｖ１の負極端に接続され、また、被加工物３に接続されている。
　コンデンサＣ１は、浮遊インダクタンスＬｘと共振状態になるような容量値に選定されている。図１に示す例では、コンデンサＣ１は、リアクトルＬ１の他端と被加工物３との接続経路に介在させてあるが、リアクトルＬ１の一端とワイヤ電極２との接続経路に介在させてもよい。要するに、電極間に直列に、コンデンサＣ１と浮遊インダクタンスＬｘとによる直列共振回路が接続されている。
　なお、コンデンサＣ１は、必ずしもいわゆるコンデンサの形態である必要はない。例えば、同軸ケーブルの中心導体と外皮導体間の容量を利用してもよく、また、セラミック基板などの絶縁物（誘電体）を使用して必要な容量値を実現するようにしてもよい。
　次に、図２を参照しつつ、動作について説明する。図２は、図１に示すスイッチング素子への制御信号波形の一例とその際に電極間に印加される電圧波形とを示す図である。
　図２に示すように、スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子には、図示しない制御回路から、オン時間幅が期間ｔ１でオフ時間幅が期間ｓ１である制御信号が入力される。スイッチング素子ＳＷ１は、この制御パターンに従ってＭＨｚオーダーの高周波での開閉動作を行う。すると、後述するようなリアクトルＬ１とコンデンサＣ１の作用によって、電極間には、図２に示すＶｇのような、正負非対称な波形を有する高周波電圧が印加される。
　スイッチング素子ＳＷ１がオン動作状態にある期間ｔ１では、直流電源Ｖ１からリアクトルＬ１に電流が流れる。スイッチング素子ＳＷ１がオフ動作した瞬間にリアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、電極間へと出力される。
　今、スイッチング素子ＳＷ１の開閉動作周波数が例えば５ＭＨｚ以上の高周波とした場合、リアクトルＬ１と電極間の浮遊容量との間は共振状態となり、電極間に安定した連続パルスを印加することができる。
　ここで、被加工物３の面粗度を向上させるためには電流パルスを短くする必要がある。しかし、スイッチング素子ＳＷ１がオフ動作した瞬間にリアクトルＬ１に発生する急峻なパルスは、電極間の浮遊容量や電源ケーブルに存在する浮遊インダクタンスＬｘにより、立ち上がりが鈍くなるため電流パルス形状を短パルス化することは難しい。
　そこで、コンデンサＣ１は、浮遊インダクタンスＬｘと共振状態となるように定数を選定し、電極間に対し直列接続となるように挿入している。コンデンサＣ１と浮遊インダクタンスＬｘとが直列共振状態となれば、リアクトルＬ１に発生するエネルギーによる共振電流は、浮遊インダクタンスＬｘの影響を受けることなく、理想的に電極間に供給することができる。これによって、電極間を流れる電流パルスの短パルス化が図れる。
　この共振電流は、直流電源Ｖ１を経由せずに、電極間とリアクトルＬ１との間で流れるので、直流電源Ｖ１が持つ内部インピーダンスにより損失することはない。さらにまた、この共振電流が直流電源Ｖ１に与える影響もない。これによって、電極間には安定した高周波パルスを供給することができ、面粗度の高い加工を安定的に行うことができる。
　ここで、コンデンサＣ１の存在意義について説明する。インダクタンスＬｘは浮遊のものであり、少なくともリアクトルＬ１に対して、非常に小さいものと考えてよい。かりに直流成分を遮断する機能も備えているコンデンサＣ１を系統に挿入しないとすると、直流電源Ｖ１の電流が、スイッチング素子ＳＷ１がオン動作を開始する瞬間に電極間に流れ込むことになる。電極間への印加電圧の値によってはここで放電することになる。このときの放電電流は、抵抗が介在しない（電流制限抵抗が存在しない）ことから非常に大きくなる。
　これによって、面粗度は悪化する。あるいはまた、電極間が短絡状態にある場合には短絡電流が流れることになる。スイッチング素子ＳＷ１に設計値以上の電流が流れる場合にはスイッチング素子ＳＷ１自体が破壊する可能性もある。逆にいえば、スイッチング素子ＳＷ１として短絡電流を保証するだけの大電流素子を選定する必要があるため回路が複雑且つ高価なものになりやすい。
　これに対し図１に示すように、コンデンサＣ１を系統に直列に挿入すれば、電源電流はコンデンサＣ１をチャージして終了するため、不必要に極間電圧が上昇することもなく、短絡電流が流れ続けることもない。そして、このコンデンサＣ１により電極間は平均的には０Ｖが保たれる。
　しかしながら、図２に示すように、電極間に印加される電圧は、正負が必ずしも対象とはならない。つまり、電流波形の面積（電荷量）は正負対象ではあるが、ピーク電流はサージパルスを形成するリアクトルＬ１やスイッチング素子ＳＷ１のオン・オフタイミングなどで決まるので、図２に示すように、歪んだ波形が得られることになる。このとき、ピーク電流が被加工物３よりもワイヤ電極２の方が高くなるように、印加電圧の極性を設定することで、面粗さの向上が期待できる。
　以上のように、本実施の形態１によれば、リアクトルと電極間の浮遊容量とによる共振によって生ずる共振電流は、直流電源に流れることがなく、容量性負荷（コンデンサＣ１または同軸ケーブルあるいは絶縁物）と浮遊インダクタンスとが共振状態になることによって、理想的に電極間に流れるようにすることができる。
　つまり、リアクトルに生ずる共振電流が直流電源を介して流れることがないので、直流電源が不安定になることもなく、電極間に供給する共振電流が直流電源の内部抵抗によって損失することもない。そして、電極間には正負非対称な高周波電圧が印加され、電流パルスの短パルス化が図れるので、面粗度の高い仕上げ加工を安定して行うことができる。
実施の形態２．
　図３は、本発明の実施の形態２による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。なお、図３では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。
　図３に示すように、本実施の形態２による放電加工機用電源装置１ｂは、図１（実施の形態１）に示した構成において、電極間と並列に、容量性負荷としてのコンデンサＣｙと誘導性負荷としてのリアクトルＬｙとの直列回路が接続されている。この直列回路は、電極間の浮遊容量と共振する回路である。
　なお、コンデンサＣｙは、いわゆるコンデンサの形態である必要はなく、当該放電加工機用電源装置１ｂ以外の電源装置、つまり、例えば荒加工用の電源装置など電極間への電圧印加を終了した電源装置であってもよい。また、リアクトルＬｙもいわゆるリアクトルの形態である必要はなく、例えば電源ケーブルが有する浮遊インダクタンスであってもよい。
　次に、図４を参照して、動作について説明する。図４は、図３に示すスイッチング素子への制御信号波形の一例とその際に電極間に印加される電圧波形とを示す図である。図２と異なる点は、電極間への印加電圧Ｖｇの周波数が、２倍の周波数で変化している点である。なお、これは一例であり、これに限定されるものではない。
　図３に示す構成では、リアクトルＬ１と電極間の浮遊容量との共振の他に、電極間の浮遊容量と、リアクトルＬｙ及びコンデンサＣｙの直列回路との並列回路でも共振が生ずることになる。したがって、リアクトルＬｙとコンデンサＣｙとを適切に選定すると、図４に示すように、スイッチング素子ＳＷ１の動作周波数（スイッチング周波数）以上の周波数で変化する電圧Ｖｇを、電極間に印加することができる。この場合、電極間への印加電圧Ｖｇの周波数は、スイッチング素子ＳＷ１の動作周波数の整数倍であれば、安定した電圧印加が行えることはいうまでもない。
　ここで、このような整数倍の共振状態では、特に、直流電源Ｖ１に共振電流が流れてしまうと、直流電源Ｖ１の内部インピーダンスによる損失のために減衰が著しくなるので、期間ｔ１で発生する電圧波形と期間ｓ１で発生する電圧波形とでピークが大きく異なることが起こる。
　これに対し、リアクトルＬ１が電極間と並列となり、電極間と直列にコンデンサＣ１を介在させる本実施の形態の構成であれば、共振電流が直流電源Ｖ１を通ることがないので、期間ｔ１で発生する電圧波形と期間ｓ１で発生する電圧波形とのピークの差は小さく、極間電圧Ｖｇをおよそ一定電圧の形で印加することができ、面粗度の高い仕上げ加工を安定的に行うことができる。
　以上のように、本実施の形態２によれば、電極間にさらに共振回路を接続したので、電極間にスイッチング素子のスイッチング周波数以上の周波数（整数倍の周波数）で変化する正負非対称な高周波電圧を印加することができ、面粗度を実施の形態１よりも向上させることができる。
実施の形態３．
　図５は、本発明の実施の形態３による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。なお、図５では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。
　実施の形態１，２では、１つのスイッチング素子を用いて電極間にＭＨｚオーダーの高周波電圧を印加する場合を示したが、１つのスイッチング素子で電極間に印加する電圧の周波数を数ＭＨｚ～数十ＭＨｚのオーダーに高めるのは困難であるので、本実施の形態３では、並列接続した複数のスイッチング素子を用いて、電極間に数ＭＨｚ～数十ＭＨｚのオーダーの高周波電圧を印加する場合の構成例を示す。
　図５に示すように、本実施の形態３による放電加工機用電源装置１ｃでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、スイッチング素子ＳＷ１に、例えば、３個のスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４が並列に設けられている。
　リアクトルＬ１と電極間の浮遊容量との共振によって電極間に流れ込む共振電流と直流電源Ｖ１とは、独立であることが加工の安定性に重要であるが、共振電圧が電源電圧以上の場合には直流電源Ｖ１に電流が回生することが考えられる。そこで、図５では、直流電源Ｖ１の独立性をより高めるため、直流電源Ｖ１の正極端と４個のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４の各ドレイン端子との間に、逆流阻止用のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が設けられている。図１や図３では、図示及び説明を省略したが、同様の趣旨から同様に、逆流阻止用のダイオードを設けることが望ましい。
　次に、図６を参照して動作について説明する。図６は、図５に示す複数のスイッチング素子への制御信号波形の一例とその際に電極間に印加される電圧波形とを示す図である。
　図６に示すように、４個のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４をサイクリックに順次動作させることにより、４個のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４個々の動作周波数を低くしつつも、リアクトルＬ１に流れる共振電流の合成周波数を増加させることができる。
　このとき、４個のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、すべて同一種類に選定したとしても微妙に特性にばらつきがでることは容易に想像することができる。あるいはまた、配線パターンがそれぞれ異なることにより出力パルスにも微妙にばらつきが生じやすい。
　そこで、本実施の形態３では、このばらつきを補正するようにスイッチングパターンを異ならせている。具体的には、例えば、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ４に比べてスイッチング素子ＳＷ３が、電流が流れやすい、或いは、スイッチング速度が速い場合を考える。このケースでは、リアクトルＬ１への蓄積エネルギーを等しくするためには期間ｔ３でのオン時間幅を期間ｔ１，ｔ２，ｔ４でのオン時間幅と比べて短くすればよい。
　これによって、リアクトルＬ１のエネルギーは、各スイッチング時において均一になるため、極間電圧に対してもばらつきが低減でき、安定した加工性を得ることができる。同様に、配線が微妙に異なることで振動周期が素子ごとに異なる場合には、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ４のオフ時間幅である期間ｓ１，ｓ２，ｓ４の開始タイミングを調整すればよい。
　これらの選定はそれぞれ独立である。必要に応じてオン時間の開始タイミングを前後にずらすと同時に、オフ時間の開始タイミングを前後にずらせばよい。これによって、極間電圧Ｖｇは、安定した周期、電圧値をもつパルス電圧とすることができる。
　以上のように、本実施の形態３によれば、スイッチング素子の動作周波数以上にリアクトルのチョッパ周波数を増加させることができるので、電極間のより一層の高周波化を図ることができ、実施の形態２よりも一層、面粗度の向上が図れる。
実施の形態４．
　図７は、本発明の実施の形態４による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。なお、図７では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。
　図７に示すように、本実施の形態４による放電加工機用電源装置１ｄでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、リアクトルＬ１に代えて、トランスＴ１が設けられている。すなわち、トランスＴ１の一次側は、一端がスイッチング素子ＳＷ１を介して直流電源Ｖ１の正極端に接続され、他端が直流電源の負極端に接続される。また、トランスＴ１の二次側は、一端がワイヤ電極２に接続され、他端がコンデンサＣ１を介して被加工物３に接続される。
　トランスＴ１は、リアクトルＬ１と同様に、電極間の浮遊容量と共振回路を構成する。トランスＴ１の一次側と二次側との巻き数比を変え、一次側の巻き数を低くすることで、直流電源Ｖ１の低電圧化を図ることができる。トランスＴ１の二次側の巻き数は、実施の形態１～３で述べたように、電極間の浮遊容量とトランスＴ１のインダクタンス成分との共振定数から選定する。
　スイッチング素子ＳＷ１の動作は実施の形態１と同じである。トランスＴ１を用いることにより、直流電源Ｖ１を絶縁することができるので、共振回路と直流電源Ｖ１との間の独立性が高まる。
　この構成によれば、トランスＴ１のインダクタンスと電極間の浮遊容量との共振回路で生じる共振電流は、直流電源Ｖ１に影響することはなく、逆に直流電源Ｖ１が共振電流によって影響を受けることもないので、面粗度の高い仕上げ加工を安定して行うことができる。
　このとき、漏れ磁束などのない理想状態を考えると、電極間からみた等価回路は図１に等しくなる。つまり、実施の形態１と同様の効果が得られる。特許文献２では交流電源を使用し、共振させることで電極間に正弦波電圧を印加しているが、本実施の形態４では、電極間に正負非対称のパルス電圧が印加されるため、特許文献２によりも、面粗度が向上する。
　なお、本実施の形態４では、実施の形態１への適用例を示したが、実施の形態２にも同様に適用することができる。
　また、スイッチング素子ＳＷ１に代えて、実施の形態３に示すように、並列接続した複数のスイッチング素子を用いてもよい。加えて、実施の形態３にて説明したように、図７において、直流電源Ｖ１の正極端とスイッチング素子ＳＷ１のドレイン端子との間に、逆流阻止用のダイオードを挿入してもよい。
実施の形態５．
　図８は、本発明の実施の形態５による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。なお、図８では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態５に関わる部分を中心に説明する。
　図８に示すように、本実施の形態５による放電加工機用電源装置１ｅでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、ワイヤ電極２側にもコンデンサＣ２が追加挿入されている。
　電極間近傍には、浮遊インピーダンス（図示せず）が存在するため、リアクトルＬ１と電極間との共振が阻害されてしまう可能性がある。実施の形態１～４では、その浮遊インピーダンスのインダクタンス成分（浮遊インダクタンスＬｘ）をコンデンサＣ１にて無力化することを説明した。しかし、実際には、並列経路に浮遊容量（図示せず）が存在するので、その浮遊容量と浮遊インダクタンスＬｘとの間で共振が起こることが考えられる。そこで、本実施の形態５では、直流電源Ｖ１と電極間との間の複数個所に直列にコンデンサを挿入することで、浮遊容量との共振を遮断できるようにした。
　リアクトルＬ１と電極間と間に挿入される容量値は、理想的には、コンデンサＣ１，Ｃ２の合成容量値として求めることができる。したがって、コンデンサＣ１，Ｃ２の各容量値はいかなるものでもよいことになるが、並列経路のどこかに上記浮遊容量および浮遊インダクタンスＬｘが並列に介在する場合は、電極間の一方側の経路に挿入するコンデンサＣ１と、電極間の他方側の経路に挿入するコンデンサＣ２との各容量値を異ならせて調整することにより、電極間に印加する電圧波形をより最適にすることができる。
　次に、図９を参照して、具体的な適用例を説明する。図９は、図８に示す放電加工機用電源装置をワイヤ放電加工装置に適用する場合の構成例を説明する図である。
　図９に示すように、ワイヤ放電加工装置では、ワイヤ電極２に上下２箇所から上部給電子４および下部給電子５を通して加工電流が供給される。この場合には、上記浮遊インピーダンス（図示せず）がどのように介在するか不明であり、上部給電子４から供給される電圧パルスと下部給電子から供給される電圧パルスとが互いに異なることも考えられる。この場合、印加電圧が低下するなどの不具合が生じる可能性がある。
　そこで、２つの給電点近傍に直列にコンデンサＣ２に対応するコンデンサＣ２１，Ｃ２２を挿入して波形を調整することで、最適な高周波波形を作成することができる。また、被加工物３側にもコンデンサＣ１に対応するコンデンサＣ１１を挿入することで、最適な高周波波形を作成することができる。
　なお、本実施の形態５では、実施の形態１への適用例を示したが、実施の形態２～４にも同様に適用できるものである。
実施の形態６．
　図１０は、本発明の実施の形態６による放電加工機用電源装置の構成を示す回路図である。なお、図１０では、図８（実施の形態５）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態６に関わる部分を中心に説明する。
　図１０に示すように、本実施の形態６による放電加工機用電源装置１ｆでは、図８（実施の形態５）に示した構成において、直流電源Ｖ１の負極側の経路にもスイッチング素子ＳＷ２が設けられている。
　電極間電圧は、高周波化のためには短パルスであることが望ましく、十分な加工能力を得るためには高電圧であることが望ましい。これらの要求を満たす方策を電源側から考えると、スイッチング素子を高速化することである。
　そこで、本実施の形態６では、図１０に示すように、直流電源Ｖ１の正極側と負極側との両端経路に、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を設けてある。両スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同時にオン・オフすることにより、直流電源Ｖ１とリアクトルＬ１とを高速に接続・遮断できるようにし、リアクトルＬ１に発生する励磁電圧を高め得るようにした。これによって、電極間に発生する電圧を短パルス化、高電圧化することができ、よりよい加工面精度を得ることができる。
　なお、本実施の形態６では、実施の形態５への適用例を示したが、実施の形態１～４にも同様に適用することができる。
　以上のように、本発明にかかる放電加工機用電源装置は、面粗度の高い仕上げ加工を安定して行うことができる放電加工機用電源装置として有用である。

Claims (20)

  1. 　電極と被加工物とで構成される電極間にパルス電圧を印加する放電加工機用電源装置において、
    　直流電源と、
    　前記電極間と直列に接続されるコンデンサと、
    　前記電極間と前記コンデンサとの直列回路に並列に接続されるとともに、一端が前記直流電源の一端に接続されるリアクトルと、
    　一端が前記直流電源の他端に接続され、他端が前記リアクトルの他端に接続されるスイッチング素子と
    　を備えていることを特徴とする放電加工機用電源装置。
  2. 　電極と被加工物とで構成される電極間にパルス電圧を印加する放電加工機用電源装置において、
    　直流電源と、
    　前記電極間と直列に接続されるコンデンサと、
    　一次側の一端が前記直流電源の一端に接続され、二次側が前記電極間と前記コンデンサとの直列回路の両端に接続されるトランスと、
    　一端が前記直流電源の他端に接続され、他端が前記トランスの一次側の他端に接続されるスイッチング素子と
    　を備えていることを特徴とする放電加工機用電源装置。
  3. 　前記直流電源の一端と前記リアクトルの一端との間にスイッチング素子が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  4. 　前記コンデンサは、前記電極間の片側経路に直列に設けられている、または、前記電極間の両側経路にそれぞれ直列に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  5. 　前記直流電源の一端と前記リアクトルの一端との間にスイッチング素子が設けられ、前記コンデンサは、前記電極間の片側経路に直列に設けられている、または、前記電極間の両側経路にそれぞれ直列に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  6. 　前記直流電源の一端と前記トランスの一次側の一端との間にスイッチング素子が設けられていることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  7. 　前記コンデンサは、前記電極間の片側経路に直列に設けられている、または、前記電極間の両側経路にそれぞれ直列に設けられていることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  8. 　前記直流電源の一端と前記トランスの一次側の一端との間にスイッチング素子が設けられ、前記コンデンサは、前記電極間の片側経路に直列に設けられている、または、前記電極間の両側経路にそれぞれ直列に設けられていることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  9. 　前記スイッチング素子に代えて、並列接続した複数のスイッチング素子が設けられ、
    　該複数のスイッチング素子は、各制御端子に所定の順序で開閉動作させる制御信号が供給されることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  10. 　前記スイッチング素子に代えて、並列接続した複数のスイッチング素子が設けられ、
    　該複数のスイッチング素子は、各制御端子に所定の順序で開閉動作させる制御信号が供給されることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  11. 　前記スイッチング素子に代えて、並列接続した複数のスイッチング素子が設けられ、
    　該複数のスイッチング素子は、互いに、オン時間幅またはオフ時間幅が異なるように制御されることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  12. 　前記スイッチング素子に代えて、並列接続した複数のスイッチング素子が設けられ、
    　前記複数のスイッチング素子は、互いに、オン時間幅またはオフ時間幅が異なるように制御されることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  13. 　前記電極間に並列に、前記電極間の浮遊容量と共振回路を構成する誘導性負荷及び容量性負荷の直列回路が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  14. 　前記電極間に並列に、前記電極間の浮遊容量と共振回路を構成する誘導性負荷及び容量性負荷の直列回路が接続されていることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  15. 　前記コンデンサに代えて、同軸ケーブルあるいは絶縁物のいずれかを用いることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  16. 　前記コンデンサに代えて、同軸ケーブルあるいは絶縁物のいずれかを用いることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  17. 　前記電極間に並列に、前記電極間の浮遊容量と共振回路を構成する誘導性負荷及び容量性負荷の直列回路が接続され、
    　前記誘導性負荷は、リアクトルまたは前記電極間への電圧供給経路に存在する浮遊インダクタンスであることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  18. 　前記電極間に並列に、前記電極間の浮遊容量と共振回路を構成する誘導性負荷及び容量性負荷の直列回路が接続され、
    　前記誘導性負荷は、リアクトルまたは前記電極間への電圧供給経路に存在する浮遊インダクタンスであることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
  19. 　前記電極間に並列に、前記電極間の浮遊容量と共振回路を構成する誘導性負荷及び容量性負荷の直列回路が接続され、
    　前記容量性負荷は、前記電極間への電圧印加動作を終えた他の電源装置であることを特徴とする請求項１に記載の放電加工機用電源装置。
  20. 　前記電極間に並列に、前記電極間の浮遊容量と共振回路を構成する誘導性負荷及び容量性負荷の直列回路が接続され、
    　前記容量性負荷は、前記電極間への電圧印加動作を終えた他の電源装置であることを特徴とする請求項２に記載の放電加工機用電源装置。
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