WO2010023744A1

WO2010023744A1 - 生体情報測定装置

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Publication number: WO2010023744A1
Application number: PCT/JP2008/065413
Authority: WO
Inventors: 潔立石; 義則木村
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Filing date: 2008-08-28
Publication date: 2010-03-04
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Abstract

　被検体にレーザ光を照射して被検体内部で散乱した散乱光に基づいて被検体の内部組織の状態を測定する生体情報測定装置であり、レーザ光を出射するレーザ光源と、散乱光を受光して散乱光に基づく測定信号を生成する光電変換手段と、測定信号の信号レベルを増幅した増幅信号を生成する信号増幅手段と、測定信号を間欠的に信号増幅手段に供給する信号供給手段と、測定信号の信号増幅手段への供給期間に対応する増幅信号を断続的に保持してこれを第１信号として出力する第１出力手段と、測定信号の信号増幅手段への非供給期間に対応する増幅信号を断続的に保持してこれを第２信号として出力する第２出力手段と、第１信号と第２信号の差分に応じた減算信号を生成する信号減算手段と、減算信号に基づいて被検体の内部組織に関する情報を演算出力する演算出力手段と、を含む。

Description

生体情報測定装置

　本発明は、生体組織表面からレーザ光を入射させ、その散乱光に基づいて生体組織における血流量等を検出する生体情報測定装置に関する。

　レーザ光を利用した血流量センサの血流量測定原理は以下のとおりである。レーザ光はレーザダイオードに接続されたレーザ照射用の光ファイバを通して組織に照射される。レーザ光は毛細血管内の血球や、組織によって散乱、反射を繰り返しながらほぼ半球状に伝搬していく。組織内で散乱された光は、受光用の光ファイバによって受光され、受光用ファイバに接続されたフォトダイオードで電気信号に変換される。このとき、動いている血球からの散乱光は、血球の移動速度に比例したドップラー効果による周波数シフトを生じる。静止した組織からの散乱光と動いている血球からの散乱光の周波数の差は数百Ｈｚ程度から数十ＫＨｚの帯域に分布しているため、両者の光の干渉によって生じるうなり（ビート）信号は十分検出可能である。このうなり信号のパワースペクトルにおいて、ドップラーシフト周波数は血球の速度に対応し、パワーは血球の量に対応する。血流量とは、それぞれの血球の速度と血球の数の積の総和であるので、うなり信号のパワースペクトルを求めてこれに周波数を乗算して積算することにより血流量を求めることができる。

　図１は、従来の血流センサの概略構成を示すブロックである。レーザ駆動回路１００は、レーザダイオード１０１に発光駆動電流を供給する。レーザダイオード１０１は、駆動電流に応じたパワーのレーザ光を出射する。レーザ光は被検体である人体等に照射される。レーザ光は、被検体内部で散乱し、反射した散乱光はフォトダイオード１０２によって受光される。フォトダイオード１０２は散乱光を光電変換して光強度に応じた光検出信号を生成する。光検出信号の信号成分は微弱であるため増幅器１０３によって信号レベルが増幅される。ＡＤ変換器１０４は、増幅された測定信号をデジタル信号に変換する。信号処理回路１０５は、このデジタル信号の信号処理を行い、散乱光の干渉成分の周波数解析を行うことにより血流量を算出し、インターフェースを介して出力部１０６に血流量の算出結果を出力する。
特開２００７－１６７３６９号公報

　上記したように、被検体内で散乱した散乱光は、フォトダイオードによって電気信号に変換されて光検出信号として出力される。この光検出信号は微弱であるため増幅器によって増幅されることになる。フォトディテクタから出力される光検出信号の信号成分は低周波であることから、増幅器の低周波領域におけるノイズ、すなわち１／ｆノイズが問題となる。１／ｆのノイズは、周波数に反比例して大きくなる性質のノイズであり、増幅器を構成するＭＯＳトランジスタのゲート酸化膜の汚染や結晶欠陥に起因するゲート酸化膜のトラップが、キャリアをランダムに補足、放出することで発生すると考えられている。増幅器の出力信号においてかかるノイズ成分が大となると測定精度が低下する。また、ノイズ成分が大きいと、増幅器のゲインを高く設定しようとすると、増幅器の出力ダイナミックレンジを超えてしまい、信号成分が飽和してしまうことがあった。これに対処するべく増幅器の電源電圧を高くして出力ダイナミックレンジを広げると、後段のＡＤ変換器の入力ダイナミックレンジを超えてしまい、量子化後のデジタルデータが飽和してしまうといった結果を招く。逆に、ＡＤ変換器の入力ダイナミックレンジを超えないように増幅器のゲインを低く設定すると、信号成分が低下するため検出精度を確保できず、コストの高い高分解能のＡＤ変換器を使用せざるを得ない。このように、増幅器からノイズ成分の大きい信号が出力されると、測定精度の悪化を招き、信号処理も困難となることから、測定信号に重畳しているノイズ成分のみを除去することが好ましい。

　本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、測定信号に含まれるノイズ成分のみを除去することによって、高い検出精度を実現し得る生体情報検出装置を提供することを目的とする。

　本発明の生体情報測定装置は、被検体にレーザ光を照射して前記被検体内部で散乱した散乱光に基づいて前記被検体の内部組織の状態を測定する生体情報測定装置であって、前記レーザ光を出射するレーザ光源と、前記散乱光を受光して前記散乱光に基づく測定信号を生成する光電変換手段と、前記測定信号の信号レベルを増幅した増幅信号を生成する信号増幅手段と、前記測定信号を間欠的に前記信号増幅手段に供給する信号供給手段と、前記測定信号の前記信号増幅手段への供給期間に対応する前記増幅信号のサンプリングを行ってこれを第１信号として出力する第１出力手段と、前記測定信号の前記信号増幅手段への非供給期間に対応する前記増幅信号のサンプリングを行ってこれを第２信号として出力する第２出力手段と、前記第１信号と前記第２信号の差分に応じた減算信号を生成する信号減算手段と、前記減算信号に基づいて前記被検体の内部組織に関する情報を演算出力する演算出力手段と、を含むことを特徴としている。

図１は従来の血流量センサの構成を示すブロック図である。図２は本発明の実施例である血流量センサの構成を示すブロック図である。図３は本発明の実施例であるフォトディテクタ、スイッチ、Ｉ－Ｖ変換器の構成を示すブロック図である。図４は本発明の実施例であるサンプルホールド回路の構成を示すブロック図である。図５は本発明の実施例である減算器の構成を示すブロック図である。図６は本発明の実施例である血流量センサの動作を示すタイミングチャートである。図７は本発明の他の実施例である血流量センサの構成を示すブロック図である。図８は本発明の実施例である血流量センサの動作を示すタイミングチャートである。図９は本発明の他の実施例である血流量センサの構成を示すブロック図である。図１０は本発明の他の実施例である血流量センサの動作を示すタイミングチャートである。図１１は本発明の他の実施例である血流量センサの構成を示すブロック図である。図１２は本発明の他の実施例である血流量センサの構成を示すブロック図である図１３は本発明の他の実施例であるスイッチの構成を示すブロック図である。図１４は本発明の他の実施例であるスイッチの構成を示すブロック図である。図１５は本発明の他の実施例であるスイッチの構成を示すブロック図である。図１６は本発明の他の実施例である血流量センサの構成を示すブロック図である。図１７は本発明の他の実施例であるパルス駆動回路の構成を示すブロック図である。図１８は半導体レーザのＩ－Ｐ特性を示す図である。図１９は本発明の他の実施例である血流量センサの動作を示すタイミングチャートである。図２０は本発明の他の実施例であるパルス駆動回路の構成を示すブロック図である。

　以下、本発明の実施例について図面を参照しつつ説明する。尚、以下に示す図において、実質的に同一又は等価な構成要素、部分には同一の参照符を付している。
（第１実施例）
　図２は、本発明の実施例である血流量センサの構成を示すブロック図である。図３は、血流量センサを構成するフォトディテクタ１２、スイッチ１３およびＩ－Ｖ変換器１４のより具体的な構成を示すブロック図、図４は、サンプルホールド回路１５、１６の具体的な構成を示すブロック図、図５は、減算器１７のより具体的な構成を示すブロック図である。

　レーザ駆動回路１０は、レーザ光源１１を点灯させるための駆動電流を生成し、これをレーザ光源１１に供給する。レーザ光源１１は、例えば半導体レーザが用いられ、レーザ駆動部１０より供給された駆動電流に応じた出力パワーのレーザ光を出射する。

　フォトディテクタ１２は、例えばＰＩＮフォトダイオード等からなり、ＰＮ接合部に照射された光強度に応じた光検出電流Ｉ０を生成する。尚、レーザ光源１１およびフォトディテクタ１２に光ファイバを接続することにより被検体との間に光導波路を形成することとしてもよい。

　スイッチ１３は、例えばＣＭＯＳ回路で構成され、Ｉ－Ｖ変換器１４とフォトディテクタ１２の間に配置される。スイッチ１３は、タイミングパルス発生器２２より供給されるスイッチ制御信号ＳＷＰに基づいて内部トランジスタがオンオフすることによりスイッチ動作を行う。光検出電流Ｉ０は、スイッチ回路１３がオン状態にあるときにＩ－Ｖ変換器１４に供給され、オフ状態にあるときにはＩ－Ｖ変換器１４には供給されない。

　Ｉ－Ｖ変換器１４は、例えば、図３に示す如く入出力端子間に帰還抵抗Ｒ（抵抗値Ｒ）が接続された演算増幅器３０、増幅器３１およびローパスフィルタ３２によって構成される。演算増幅回路３０の反転入力端子はスイッチ１３の一方の端子と接続され、非反転入力端子は接地電位に固定される。演算増幅回路３０は、スイッチ１３を介して供給される光検出電流Ｉ０を帰還抵抗Ｒに流すことにより、－Ｒ・Ｉ０なる電圧レベルを有する電圧信号に変換する。この電圧信号は、増幅器３１によって－Ｋ倍された後、ローパスフィルタ３２を通過させることにより不要な高周波成分を除去する。すなわち、Ｉ－Ｖ変換器１４は、入力された光検出電流Ｉ０をＫ１・Ｒ・Ｉ０なる電圧レベルを有する電圧信号に変換してこれをＩ－Ｖ変換信号Ｖ０として出力する。これにより、微弱な光検出電流Ｉ０の信号レベルを増幅する。演算増幅器３０等を通常のＭＯＳトランジスタで構成した場合には、出力されるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０には演算増幅器３０自身が発生する１／ｆノイズが重畳することとなる。Ｉ－Ｖ変換器１４より出力されるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０は、第１および第２サンプルホールド回路１５、１６に供給される。

　第１および第２サンプルホールド回路１５、１６は、図４に示す如くそれぞれ、入力側と出力側に設けられたボルテージホロワ４０ａ、４０ｂおよび４２ａ、４２ｂと、入力側のボルテージホロワ４０ａ、４０ｂの出力端子に一方の端子が接続されたアナログスイッチ４１ａ、４１ｂと、アナログスイッチ４１ａ、４１ｂの他方の端子および出力側のボルテージホロワ４２ａ、４２ｂの入力端子に一方の端子が接続されて他方の端子が接地されているホールドコンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂと、により構成される。ボルテージホロワ４０ａ、４０ｂおよび４２ａ、４２ｂは入力信号（すなわちＩ－Ｖ変換信号Ｖ０）に与える影響を軽減し、負荷抵抗による放電を防止している。アナログスイッチ４１ａ、４１ｂは、それぞれサンプリング制御信号ＳＰ１およびＳＰ２に応じてオンすることにより、Ｉ－Ｖ変換器１４より供給されるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０にてホールドコンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂを充電し、オフすることによりその電圧を保持する。すなわち、第１および第２サンプルホールド回路１５、１６は、サンプリング制御信号ＳＰ１およびＳＰ２に基づくタイミングでＩ－Ｖ変換信号Ｖ０をサンプルホールドする。サンプリング制御信号ＳＰ１およびＳＰ２は、互いに異なる位相を呈しており、従って、第１および第２サンプルホールド回路１５、１６は、互いに異なるタイミングでＩ－Ｖ変換信号Ｖ０をサンプルホールドする。その詳細については後述する。第１サンプルホールド回路１５は、サンプリング制御信号ＳＰ１に基づくタイミングでＩ－Ｖ変換信号Ｖ０をサンプルホールドしてこれを第１サンプルホールド信号Ｖ１として出力する。一方、第２サンプルホールド回路１６は、サンプリング制御信号ＳＰ２に基づくタイミングでＩ－Ｖ変換信号Ｖ０をサンプルホールドしてこれを第２サンプルホールド信号Ｖ２として出力する。第１および第２サンプルホールド信号Ｖ１およびＶ２は、それそれ、減算器１７に供給される。

　減算器１７は、図５に示す如く、演算増幅回路５０と抵抗Ｒ１およびＲ２によって構成される減算回路と、減算回路による減算結果たる出力信号を増幅する増幅器５１と、増幅器５１の出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタ５２と、により構成される。第１サンプルホールド信号Ｖ１は、抵抗Ｒ１を介して演算増幅回路５０の非反転入力端子に供給される。第２サンプルホールド信号Ｖ２は、抵抗Ｒ１介して演算増幅回路５０の反転入力端子に供給される。演算増幅回路５０の非反転入力端子－グランド間および反転入力端子－出力端子間にはそれぞれ抵抗Ｒ２が接続される。かかる構成の減算回路の出力信号は、増幅器５１によってＫ２倍され、ローパスフィルタ５２よって高周波成分が除去される。その結果、減算器１７は、入力された第１および第２サンプルホールド信号Ｖ１、Ｖ２に対して（Ｒ２／Ｒ１）Ｋ２（Ｖ１－Ｖ２）なる演算処理を施して、これを減算信号Ｖ３として出力する。すなわち、減算器１７は、第１サンプルホールド信号Ｖ１と第２サンプルホールド信号Ｖ２の差分に比例した出力信号Ｖ３を生成する。減算器１７によって生成された減算信号Ｖ３は、ＡＤ変換器１８に供給される。

　ＡＤ変換器１８は、ＡＤ変換制御信号ＡＤＣに従って、アナログ信号である減算信号Ｖ３をデジタル信号に変換してこれをＡＤ変換信号ＤＴとして出力する。ＡＤ変換器１８によって生成されたＡＤ変換信号ＤＴは、演算処理回路１９に供給される。

　信号処理回路１９はＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）やマイクロプロセッサ等を含み、供給されたＡＤ変換信号ＤＴを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）してビート信号のスペクトル列を求める。このスペクトル列において周波数は血球の速度に対応し、スペクトル強度は血球の数に対応する。血流量は、それぞれの血球の速度と血球の数の積の総和であるので、信号処理回路１９は、ビート信号の各スペクトル列に対して対応する周波数で乗算し、積算することにより血流量を算出する。算出された血流量は、インターフェース回路（図示せず）を介して出力部２０に供給される。出力部２０は、算出された血流量を数値やグラフで表示する。

　クロックパルス発生器２１は、例えば水晶発振器を含み、安定した発振周波数の基準クロック信号ＣＫを生成し、これをタイミングパルス発生器２２に供給する。タイミングパルス発生器２２は、分周器および位相シフト器等を含み、供給された基準クロックパルスＣＫから各種制御信号（ＳＷＰ、ＳＰ１、ＳＰ２、ＡＤＣ）を生成し、これらを上記した各構成部に供給する。各構成部はタイミングパルス発生器２２より供給される制御信号に従ったタイミングで動作する。

　次に、上記した構成の血流量センサの動作について図６に示すタイミングチャートを参照しつつ説明する。レーザ光源１１は、レーザ駆動回路１０から駆動電流が供給されると駆動電流に応じたパワーのレーザ光を出力する。出力されたレーザ光は、被検体である人体等の生体組織表面に照射される。被検体に照射されたレーザ光は被検体の組織内で散乱、反射を繰り返し、組織内部に伝播していく。組織内部で反射された散乱光は、フォトディテクタ１２によって受光される。フォトディテクタ１２は、受光した散乱光を光電変換して測定信号としての光検出電流Ｉ０を生成する。光検出電流Ｉ０は、スイッチ１３に入力される。

　スイッチ１３は、タイミングパルス発生器２２より供給される例えばデューティ比５０％のスイッチ制御信号ＳＷＰに応じてオンオフ動作を繰り返す。光検出電流Ｉ０は、スイッチ１３がオン状態にあるときのみＩ－Ｖ変換器１４に供給される。すなわち、光検出電流Ｉ０はＩ－Ｖ変換器１４へ間欠的に供給されることとなる。

　Ｉ－Ｖ変換器１４は、光検出電流Ｉ０を電圧信号に変換して増幅することにより信号レベルを増幅する。光検出電流Ｉ０はスイッチ１３のオンオフによって間欠的に供給されるため、Ｉ－Ｖ変換器１４から出力されるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０は図６に示す如く、くし歯状の波形となる。このくし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープは、光検出信号Ｉ０を増幅したものであるから光検出電流Ｉ０に準じた波形となるものの、光検出電流Ｉ０に完全に比例した波形として出力されるわけではなく波形歪みを生じている。Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープは、光検出信号Ｉ０の非供給期間に対応しているため接地レベルに準じた波形となるものの、完全に接地レベルと一致した波形として出力されるわけではなく波形歪みを生じている。これは、Ｉ－Ｖ変換器１４を構成する演算増幅回路３０が発生する１／ｆノイズ等がＩ－Ｖ変換器１４の出力信号に重畳されるためである。図６には、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０に右肩下がりのドリフト状の１／ｆノイズが重畳している場合の例が示されている。かかるノイズ成分が重畳したくし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０は第１および第２サンプルホールド回路１５、１６に供給される。

　第１および第２サンプルホールド回路１５、１６は、それぞれサンプリング制御信号ＳＰ１、ＳＰ２が高レベルのときＩ－Ｖ変換信号をサンプリングし、低レベルのときホールドする。

　サンプリング制御信号ＳＰ１およびＳＰ２はスイッチ制御信号ＳＷＰと同期しており、サンプリング制御信号ＳＰ１は、スイッチ制御信号ＳＷＰが高レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が導通状態にあるときに高レベルを呈し、スイッチ制御信号ＳＷＰが低レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が非導通状態にあるときに低レベルを呈する。かかるサンプリング制御信号ＳＰ１に基づいて、第１サンプルホールド回路１５は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープ波形に相当する第１サンプルホールド信号Ｖ１を出力する。

　一方、サンプリング制御信号ＳＰ２は、スイッチ制御信号ＳＷＰが低レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が非導通状態にあるときに高レベルを呈し、スイッチ制御信号ＳＷＰが高レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が導通状態にあるときに低レベルを呈する。かかるサンプリング制御信号ＳＰ２に基づいて、第２サンプルホールド回路１６は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形に相当する第２サンプルホールド信号Ｖ２を出力する。Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形は、スイッチ１３が非導通時すなわち、光検出電流Ｉ０の非供給状態のときの波形であることから、信号成分を含んでおらずノイズ成分のみを示している。従って、第２サンプルホールド信号Ｖ２は、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０に重畳しているノイズ成分のみを抽出したものといえる。このようにして得られた第１および第２サンプルホールド信号は、減算器１７に供給される。尚、図６に示すように、サンプリング制御信号ＳＰ１をスイッチ制御信号ＳＷＰの高レベル期間の後半部分でサンプリングするべく調整し、サンプリング制御信号ＳＰ２をスイッチ制御ＳＷＰの低レベル期間の後半部分でサンプリングするべく調整するのが好ましい。

　減算器１７は、内部の減算回路によってノイズ成分を含むＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープに相当する第１サンプルホールド信号Ｖ１からノイズ成分のみからなる第２サンプルホールド電圧Ｖ２を差し引く信号減算処理を行う。減算器１７は、その後、減算処理を施した信号を増幅器５１によってＫ２倍に増幅し、更にローパスフィルタ５２によって高周波成分をカットして、これを減算信号Ｖ３として出力する。すなわち、減算器１７は、Ｉ－Ｖ変換器１４が発生する１／ｆノイズを第１サンプルホールド信号Ｖ１から除去した後これを増幅しフィルタリングすることにより、信号成分のみを増幅した減算信号Ｖ３を出力する。

　ＡＤ変換器１８は、タイミングパルス発生器２２より供給されるＡＤ変換制御信号ＡＤＣに応じて減算信号Ｖ３をＡＤ変換することによりＡＤ変換信号ＤＴを生成する。ＡＤ変換信号ＤＴは散乱光の光強度に応じた信号成分を量子化したデジタル信号である。信号処理回路１９は、ＡＤ変換信号ＤＴに基づいて血流量の算出を行う。算出された血流量は、インターフェース回路（図示せず）を介して出力部２０に供給され、出力部２０が有する表示手段によって血流量の計測結果が出力部２０に表示される。

　このように、本発明の生体情報測定装置においては、フォトディテクタ１２とＩ－Ｖ変換器１４との間に設けられたスイッチ１３によって１／ｆノイズ発生源となるＩ－Ｖ変換器１４に対して間欠的に光検出電流Ｉ０を供給している。これにより、Ｉ－Ｖ変換器１４から測定信号存在期間と測定信号不存在期間とが交互に生じるくし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０を生成が生成される。そして、２つのサンプルホールド回路１５および１６によって、測定信号存在期間のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のみを断続的にサンプルホールドすることにより得られる第１サンプルホールド信号Ｖ１と測定信号不存在期間のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のみを断続的にサンプルホールドすることにより得られる第２サンプルホールド信号Ｖ２とを生成している。第２サンプルホールド信号Ｖ２はノイズ成分そのものとみなすことができるので、これを第１サンプルホールド信号Ｖ１から差し引くことで、ノイズ成分が含まれている測定信号からノイズ成分のみを除去することが可能となる。測定信号からノイズ成分がほぼ完全に除去されることにより、高精度な血流量の測定を実現することが可能となる。

　減算器１７においては、信号減算処理を行ってノイズ成分を除去した信号に対して内部の増幅器５１により信号増幅処理を行っているので出力飽和を生ずることなくゲインＫ２を高く設定することが可能となる。また、ＡＤ変換前の検出ゲインを高く設定することができるのでＡＤ変換器１８による量子化誤差を低減できる。また、ＡＤ変換器に高い分解能は不要となり、ＡＤ変換器のビット長の削減も可能となる。
（変形例１）
　図７は、本変形例に係る血流量センサの構成を示すブロック図である。本実施例の構成を上記第１実施例の構成と比較すると、第１実施例に係るサンプルホールド回路１５、１６が本実施例ではＡＤ変換器２３および２４に変更され、また、第１実施例に係る減算器１７の後段のＡＤ変換器１８が本実施例では削除されている点が異なる。尚、減算器１７´は、アナログ信号の信号演算処理を行うものからデジタル信号の信号演算処理を行うものに変更されている。その他の構成部分については、第１実施例の構成と同様である。

　図８は、本実施例に係る血流量センサの各構成部分の動作タイミングを示すタイミングチャートである。Ｉ－Ｖ変換器１４によって生成されたくし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０は、第１および第２ＡＤ変換器２３、２４に供給される。第１および第２ＡＤ変換器２３、２４は、タイミングパルス発生器２２より供給されるＡＤ変換制御信号ＡＤＣ１およびＡＤＣ２に基づくタイミングでＩ－Ｖ変換信号Ｖ０をサンプリングして量子化する。

　ＡＤ変換制御信号ＡＤＣ１およびＡＤＣ２はスイッチ制御信号ＳＷＰと同期しており、ＡＤ変換制御信号ＡＤＣ１は、スイッチ制御信号ＳＷＰが高レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が導通状態にあるときに高レベルを呈し、スイッチ制御信号ＳＷＰが低レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が非導通状態にあるときに低レベルを呈する。かかるＡＤ変換制御信号ＡＤＣ１に基づいて、第１ＡＤ変換器２３は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープ波形に相当する第１ＡＤ変換信号Ｄ１を出力する。

　一方、ＡＤ変換制御信号ＡＤＣ２は、スイッチ制御信号ＳＷＰが低レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が非導通状態にあるときに高レベルを呈し、スイッチ制御信号ＳＷＰが高レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が導通状態にあるときに低レベルを呈する。かかるＡＤ変換制御信号ＡＤＣ２に基づいて、第２ＡＤ変換器２４は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形に相当する第２ＡＤ変換信号Ｄ２を出力する。Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形は、スイッチ１３が非導通時の波形であることから、信号成分を含んでおらずノイズ成分のみを示している。従って、第２ＡＤ変換信号Ｄ２は、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０に重畳しているノイズ成分のみを抽出したものといえる。このようにして得られた第１および第２ＡＤ変換信号は、減算器１７´に供給される。

　減算器１７´は、ノイズ成分を含むＩ－Ｖ変換信号の上側エンベロープに相当する第１ＡＤ変換信号Ｄ１からノイズ成分のみからなる第２ＡＤ変換信号Ｄ２を差し引く信号減算処理を行って、その結果を減算信号Ｄ３として出力する。すなわち、減算器１７´は、第１ＡＤ変換信号Ｄ１からＩ－Ｖ変換器１４が発生する１／ｆノイズを除去した減算信号Ｄ３を出力する。減算信号Ｄ３は、デジタル信号であるため、直接信号処理回路１９に供給され処理される。

　このように、本実施例に係る構成の血流量センサにおいてもノイズ成分が重畳している測定信号からノイズ成分のみを除去することが可能となり、精度の高い計測結果を得ることができる。
（変形例２）
　図９は、本変形例に係る生体情報測定装置の構成を示すブロック図である。本実施例の構成を上記第１実施例の構成と比較すると、第１実施例に係るサンプルホールド回路１５、１６が本実施例ではレジスタ２５および２６に変更され、また、第１実施例に係る減算器１７後段のＡＤ変換器１８が本実施例ではＩ－Ｖ変換器１４の後段に設けられている点が異なる。尚、減算器１７´は、アナログ信号の信号演算処理を行うものからデジタル信号の信号演算処理を行うものに変更されている。その他の構成部分については、第１実施例の構成と同様である。

　図１０は、本実施例に係る血流量センサの各構成部分の動作タイミングを示すタイミングチャートである。Ｉ－Ｖ変換器１４によって生成されたくし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０は、ＡＤ変換器２４に供給される。変換器２４は、タイミングパルス発生器２２より供給されるＡＤ変換制御信号２ＡＤＣに基づくタイミングでＩ－Ｖ変換信号Ｖ０をサンプリングして量子化し、これをＡＤ変換信号Ｄ０として出力する。ＡＤ変換制御信号２ＡＤＣは、少なくともスイッチング制御信号ＳＷＰの２倍の周波数に設定される。かかるＡＤ変換制御信号２ＡＤＣに基づいて、ＡＤ変換を行うことにより、ＡＤ変換器２４は、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０における測定信号存在期間と測定信号不存在期間の双方の部分についてＡＤ変換を行う。ＡＤ変換信号Ｄ０は、第１および第２レジスタ２５、２６に供給される。

　第１および第２レジスタ２５、２６は、それぞれ制御信号ＬＡＴ１およびＬＡＴ２が低レベルから高レベルに遷移するタイミングでＡＤ変換信号Ｄ０を保持してこれを出力する。

　制御信号ＬＡＴ１は、スイッチ１３の導通期間におけるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のＡＤ変換出力が生成されるタイミングで高レベルを呈し、スイッチ１３の非導通期間におけるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のＡＤ変換出力が生成されるタイミングで低レベルを呈する。かかる制御信号ＬＡＴ１に基づいて、第１レジスタ２５は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープ波形に相当する第１サンプルホールド信号Ｄ１を出力する。

　一方、制御信号ＬＡＴ２は、スイッチ１３の非導通期間におけるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のＡＤ変換出力が生成されるタイミングで高レベルを呈し、スイッチ１３の導通期間におけるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のＡＤ変換出力が生成されるタイミングで低レベルを呈する。かかる制御信号ＬＡＴ２に基づいて、第２レジスタ２６は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形に相当する第２サンプルホールド信号Ｄ２を出力する。Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形は、スイッチ１３が非導通時の波形であることから、信号成分を含んでおらずノイズ成分のみを示している。従って、第２サンプルホールド信号Ｄ２は、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０に重畳しているノイズ成分のみを抽出したものといえる。このようにして得られた第１および第２サンプルホールド信号は、減算器１７´に供給される。

　減算器１７´は、ノイズ成分を含むＩ－Ｖ変換信号の上側エンベロープに相当する第１サンプルホールド信号Ｄ１からノイズ成分のみからなる第２サンプルホールド信号Ｄ２を差し引く信号減算処理を行って、その結果を減算信号Ｄ３として出力する。すなわち、減算器１７´は、第１サンプルホールド信号Ｄ１からＩ－Ｖ変換器１４が発生する１／ｆノイズを除去した減算信号Ｄ３を出力する。減算信号Ｄ３は、デジタル信号であるため、直接信号処理回路１９に供給される。

　このように、本実施例に係る構成の血流量センサにおいてもノイズ成分が重畳している測定信号からノイズ成分のみを除去することが可能となり、精度の高い計測結果を得ることができる。
（変形例３）
　図１１は、本変形例に係る血流量センサの構成を示すブロック図である。本実施例の構成を上記第１実施例の構成と比較すると、第１実施例に係るサンプルホールド回路１５、１６が本実施例ではトップピークホールド回路２５およびボトムピークホールド回路２６に変更されている点が異なる。その他の構成部分については、第１実施例の構成と同様である。

　トップピークホールド回路２７は、入力されるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のある時間内のトップピークを検出してそのピーク値に等しい直流電圧をトップピーク検出信号Ｖ１として出力する。ボトムピークホールド回路２８は、入力されるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のある時間内のボトムピークを検出してそのピーク値に等しい直流電圧をボトムピーク検出信号Ｖ２として出力する。これらのピーグホールド回路には、リセットスイッチが設けられており、ホールドしているピーク値は、所定期間毎にリセットされて新たなトップピークおよびボトムピークを出力する。かかるリセットスイッチは、タイミングパルス発生器より供給されるリセット制御信号ＲＥＳ１およびＲＥＳ２に基づき動作する。

　リセット制御信号ＲＥＳ１およびＲＥＳ２は、スイッチ制御信号ＳＷＰと同期しており、リセット制御信号ＲＥＳ１は、スイッチ制御信号ＳＷＰが高レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が導通状態にあるときに高レベルを呈し、スイッチ制御信号ＳＷＰが低レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が非導通状態にあるときに低レベルを呈する。かかるリセット制御信号ＲＥＳ１に基づいて、トップピークホールド回路２７は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープ波形に相当するトップピーク検出信号Ｖ１を出力する。

　一方、リセット制御信号ＲＥＳ２は、スイッチ制御信号ＳＷＰが低レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が非導通状態にあるときに高レベルを呈し、スイッチ制御信号ＳＷＰが高レベルのとき、すなわち、スイッチ１３が導通状態にあるときに低レベルを呈する。かかるリセット制御信号ＲＥＳ２に基づいて、ボトムピークホールド回路２８は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形に相当するボトムピーク検出信号Ｖ２を出力する。Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形は、スイッチ１３が非導通時の波形であることから、信号成分を含んでおらずノイズ成分のみを示している。従って、ボトムピーク検出信号Ｖ２は、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０に重畳しているノイズ成分のみを抽出したものといえる。このようにして得られたトップピーク検出信号Ｖ１およびボトムピーク検出信号Ｖ２は、減算器１７に供給される。

　減算器１７は、ノイズ成分を含むＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープに相当するトップピーク検出信号Ｖ１からノイズ成分のみからなるボトムピーク検出信号Ｖ２を差し引く信号減算処理を行う。減算器１７は、その後、減算処理を施した信号を増幅器５１によってＫ２倍に増幅し、更にローパスフィルタ５２によって高周波成分をカットして、これを減算信号Ｖ３として出力する。すなわち、減算器１７は、トップピーク検出信号Ｖ１からＩ－Ｖ変換器１４が発生する１／ｆノイズを除去した後これを増幅することにより、信号成分のみに比例した減算信号Ｖ３を出力する。

　このように、本実施例に係る構成の血流量センサにおいてもノイズ成分が重畳している測定信号からノイズ成分のみを除去することが可能となり、精度の高い計測結果を得ることができる。
（変形例５）
　図１２は、本変形例に係る血流量センサの構成を示すブロック図である。本実施例の構成を上記第１実施例の構成と比較すると、レーザ光源１１から出射されるレーザ光のレーザパワーを調節するための温度センサ６０および駆動量設定部６１が更に設けられている点が異なる。その他の構成部分については、第１実施例の構成と同様である。温度センサ６０は、周囲温度を検知して検知温度に対応する温度検知信号を駆動量設定部６１に供給する。駆動量設定部６１は、マイクロコンピュータ等によって構成され、温度検知信号を常時モニタして温度検知信号に応じた駆動指令をレーザ駆動回路１０に供給する。駆動量設定部６１は、周囲温度とレーザ駆動電流の対応関係を示す制御テーブルを保持しており、これを参照することにより、前記駆動指令を発する。すなわち、駆動量設定部６１は、レーザ光源１１の周囲温度変化に対する出力特性変動を補正するべく、周囲温度が変動した場合でも常に一定のレーザ出力となるようにレーザ駆動回路１０の駆動電流を設定する。これにより、人体に悪影響を及ぼすレベルのパワーでレーザ光が照射されるのを防止することができる。また、製品出荷前の検査工程においてレーザ光源１１の駆動電流－レーザパワー特性を測定して各製品間の特性ばらつきを補償するべく、製品毎に制御テーブルを修正してレーザ駆動電流の設定値を調整することとしてもよい。
（変形例６）
　図１３～１５に、光検出電流Ｉ０のＩ－Ｖ変換器１４への供給、非供給を制御するスイッチの他の構成例を示す。図１３に示すように、スイッチ１３ａを２入力１出力選択型のスイッチで構成し、光検出電流Ｉ０の非供給期間においては、スイッチ１３ａを抵抗Ｒ側に切り換えて、光検出電流Ｉ０の供給を遮断するとともにＩ－Ｖ変換器１４の入力端子を抵抗Ｒを介して接地することとしてもよい。また、図１４に示すように、スイッチ１３ｂを２入力１出力選択型のスイッチで構成し、光検出電流Ｉ０の非供給期間においては、スイッチ１３ｂを抵抗Ｒ側に切り換えて、光検出電流Ｉ０の供給を遮断するとともにフォトディテクタの出力端子を抵抗Ｒを介して接地することとしてもよい。また、図１５に示すように、スイッチ１３ｃを複数のスイッチ群で構成し、光検出電流Ｉ０の非供給期間においては、各スイッチを抵抗Ｒ側に切り換えて、光検出電流Ｉ０の供給を遮断するとともにＩ－Ｖ変換器１４の入力端子およびフォトディテクタの出力端子の双方を抵抗Ｒを介して接地することとしてもよい。
（実施例２）
　上記第１実施例およびこれの変形例は、フォトディテクタ１２とＩ－Ｖ変換器１４との間に設けられたスイッチ１３をオンオフすることによりＩ－Ｖ変換器１４に対して間欠的に測定信号である光検出電流Ｉ０を供給することとしていた。これに対して、本実施例の生体情報測定装置は、レーザ光源１１を間欠的に点灯させることにより、Ｉ－Ｖ変換器１４に間欠的に測定信号を供給する構成としている。以下、第２実施例に係る生体情報測定装置について図面を参照しつつ説明する。

　図１６は、第２実施例に係る血流量センサの構成を示すブロック図である。本実施例の構成を上記第１実施例の構成と比較すると、レーザ光源１１をパルス駆動するためのパルス駆動回路７０および周囲温度を検知して周囲温度に応じた温度検知信号をパルス駆動回路７０に供給する温度センサを備えている点が異なる。その他の構成部分については、第１実施例の構成と同様である。図１７は、本実施例に係るパルス駆動回路７０のより具体的な構成を示すブロック図である。

　第１電流源７２は、制御部７１より供給される電流指令１が示す電流値に設定された基準電流Ｉｄｃをレーザ光源１１に供給する。基準電流Ｉｄｃはレーザ光源１１のしきい値電流近傍の電流値に設定された直流電流である。第２電流源７３は、制御部７１より供給される電流指令２が示す電流値に設定されたレーザ駆動電流を生成する。レーザ駆動電流は、レーザ光源１１が所望のパワーを発生させるのに必要な電流値に設定される。スイッチ７４は、第２電流源７３とレーザ光源１１との間に設けられ、タイミングパルス発生器２２から供給される点灯タイミング制御信号ＬＤＰＬＳに応じてオンオフすることにより第２電流源が生成するレーザ駆動電流を間欠的にレーザ光源１１に供給する。すなわち、パルス駆動回路７０は、第１電流源７２から供給される直流電流である基準電流Ｉｄｃと第２電流源７３からスイッチ７４を介して供給される矩形パルス状のパルス電流Ｉｐｌｓとを足し合わせたレーザ駆動電流ＩＬＤをレーザ光源１１に供給する。

　ここで、図１８にレーザ光源に用いられる半導体レーザの駆動電流に対する出力パワーの特性（Ｉ－Ｐ特性）を示す。同図に示すように半導体レーザは、しきい値電流以下の領域では、駆動電流を増加してもレーザパワーは上昇しない。一方、しきい値電流以上の領域では、駆動電流に対してほぼ比例したレーザパワーを得ることができる。かかる半導体レーザのＩ－Ｐ特性に鑑みて本実施例に係るパルス駆動回路７０は、２つの電流源７２および７３を備え、第１電流源１１がしきい値電流近傍に設定された基準電流Ｉｄｃを生成し、第２電流源７４が所望の発光強度を得るのに必要なパルス電流Ｉｐｌｓを供給する。すなわち、パルス電流Ｉｐｌｓのオフ期間（すなわち、スイッチ７４のオフ期間）においては、レーザ光源１１には基準電流Ｉｄｃのみが供給されるので、この期間はレーザ光源１１の出力パワーは、ほぼゼロに近いレベル（低レベル出力）となり消灯状態となる。一方、パルス電流Ｉｐｌｓのオン期間（すなわち、スイッチ７４のオン期間）においては基準電流Ｉｄｃに加えて第２電流源７３が生成する駆動電流がレーザ光源１１に供給されるので、この期間はレーザ光源１１の出力パワーは、血流量の測定を行うために必要なレベル（高レベル出力）となる。

　このように、レーザ光源１１をパルス駆動する際に基準電流Ｉｄｃを常時供給しておくことにより、低レベル出力から高レベル出力へ速やかに移行させることが可能となり、パルス入力に対する出力パワーの応答性を向上させることができる。また、オンオフさせる電流が大きくなると、これに起因して周辺回路がノイズを発生するおそれがある。本実施例では基準電流Ｉｄｃを常時供給しておくことによりパルス電流Ｉｐｌｓのオンオフ時の振幅を小さくすることができるのでノイズの発生を抑制することが可能となる。

　制御部７１は、マイクロコンピュータ等によって構成され、温度センサ６０から供給される温度検知信号を常時モニタして温度検知信号に応じた電流指令を第１および第２電流源７２、７３に供給する。制御部は、周囲温度とレーザ駆動電流の対応関係を示す制御テーブルを保持しており、これを参照することにより前記電流指令を発する。レーザ光源１１の周囲温度変化に対するＩ－Ｐ特性変動を補正するべく制御テーブルを作成しておくことにより、周囲温度が変動した場合でも常に一定のレーザ出力を得ることが可能となり、人体に悪影響を及ぼすレベルのパワーでレーザ光が照射されるのを防止することができる。また、製品出荷前の検査工程においてレーザ光源１１の駆動電流－出力パワー特性を測定して各製品間の特性ばらつきを補償するべく、製品毎に制御テーブルを修正してレーザ駆動電流の設定値を調整することとしてもよい。

　次に、本実施例に係る血流量センサの動作について図１９に示すタイミングチャートを参照しつつ説明する。パルス駆動回路７０のスイッチ７４は、タイミングパルス発生器２２より供給される例えばデューティ比５０％の点灯タイミング制御信号ＬＤＰＬＳに応じてオンオフ動作を繰り返す。これにより、レーザ光源１１に供給されるレーザ駆動電流ＩＬＤは矩形パルス状となる。レーザ光源１１は、高レベルのレーザ駆動電流が供給されている期間において高レベル出力のレーザ光を発し、低レベルのレーザ駆動電流が供給されている期間において低レベル出力のレーザ光を発する。レーザ光源１１は低レベル出力時においては、ほぼ消灯状態となるため、パルス状のレーザ駆動電流ＩＬＤに従って点灯および消灯を繰り返す。

　レーザ光源１１から出射されたレーザ光が被検体に向けて照射されたことにより生じた散乱光はフォトディテクタ１２によって受光される。フォトディテクタ１２は、受光した散乱光を光電変換して光検出電流Ｉ０を生成する。光検出電流Ｉ０の波形は、レーザ光源１１の点灯および消灯のタイミングに対応したくし歯状の波形となる。すなわち、レーザ光源１１の点灯期間においては、非検体からの散乱光を受光することができるので、この期間においては測定信号を得ることができる。一方、レーザ光源１１の消灯期間においては、非検体からの散乱光を受光することができないので、この期間においては測定信号を得ることができない。かかる光検出電流Ｉ０は、Ｉ－Ｖ変換器１４に入力される。

　Ｉ－Ｖ変換器１４は、光検出電流Ｉ０を電圧信号に変換して増幅ことにより信号レベルを増幅させる。光検出電流Ｉ０は、上記の如く、くし歯状の波形を有しているため、これを電流―電圧変換して得られるＩ－Ｖ変換信号波形も同様の形状となる。かかるＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープは、光検出信号Ｉ０を増幅したものであるから光検出電流Ｉ０に準じた波形となるものの、光検出電流Ｉ０に完全に比例した波形として出力されるわけではなく波形歪みを生じている。Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープは、レーザ光源１１の消灯期間に対応しているので接地レベルに準じた波形となるものの、完全に接地レベルと一致した波形として出力されるわけではなく波形歪みを生じている。これは、Ｉ－Ｖ変換器１４を構成する演算増幅回路３０が発生する１／ｆノイズ等が出力信号に重畳されるためである。図１９には、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０に右肩下がりのドリフト状のノイズが重畳している場合の例が示されている。かかるドリフト状のノイズ成分が重畳したくし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０は第１および第２サンプルホールド回路１５、１６に供給される。

　第１および第２サンプルホールド回路１５、１６は、それぞれサンプリング制御信号ＳＰ１、ＳＰ２が高レベルのときＩ－Ｖ変換信号をサンプリングし、低レベルのときサンプリングした信号をホールドする。

　サンプリング制御信号ＳＰ１およびＳＰ２は、点灯タイミングＬＤＰＬＳに同期しており、サンプリング制御信号ＳＰ１は、点灯タイミング制御信号ＬＤＰＬＳが高レベルのとき、すなわち、レーザ光源１１が発光状態にあるときに高レベルを呈し、点灯タイミング制御信号ＬＤＰＬＳが低レベルのとき、すなわち、レーザ光源１１が消灯状態にあるときに低レベルを呈する。かかるサンプリング制御信号ＳＰ１に基づいて、第１サンプルホールド回路１５は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープ波形に相当する第１サンプルホールド信号Ｖ１を出力する。

　一方、サンプリング制御信号ＳＰ２は、点灯タイミング制御信号ＬＤＰＬＳが低レベルのとき、すなわち、レーザ光源１１が消灯状態にあるときに高レベルを呈し、点灯タイミング制御信号ＬＤＰＬＳが高レベルのとき、すなわち、レーザ光源１１が点灯状態にあるときに低レベルを呈する。かかるサンプリング制御信号ＳＰ２に基づいて、第２サンプルホールド回路１６は、くし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形に相当する第２サンプルホールド信号Ｖ２を出力する。Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０の下側エンベロープ波形は、レーザ光源１１の消灯時の波形であることから、信号成分を含んでおらずノイズ成分のみを示している。従って、第２サンプルホールド信号Ｖ２は、Ｉ－Ｖ変換信号Ｖ０に重畳しているノイズ成分のみを抽出したものとなる。

　このようにして得られた第１および第２サンプルホールド信号は、減算器１７に供給される。尚、図１９に示すように、サンプリング制御信号ＳＰ１を点灯タイミング制御信号ＬＤＰＬＳの高レベル期間の後半部分でサンプリングするべく調整し、サンプリング制御信号ＳＰ２を点灯タイミング制御ＬＤＰＬＳの低レベル期間の後半部分でサンプリングするべく調整するのが好ましい。

　減算器１７は、内部の減算回路によってノイズ成分を含むＩ－Ｖ変換信号Ｖ０の上側エンベロープに相当するサンプルホールド信号Ｖ１からノイズ成分のみからなるサンプルホールド電圧Ｖ２を差し引く信号減算処理を行う。減算器１７は、その後、減算処理を施した信号を増幅器５１によってＫ２倍に増幅し、更にローパスフィルタ５２によって高周波成分をカットして、これを減算信号Ｖ３として出力する。すなわち、減算器１７は、サンプルホールド信号Ｖ１からＩ－Ｖ変換器１４が発生する１／ｆノイズを除去した後これを増幅することにより、信号成分のみに比例した減算信号Ｖ３を出力する。

　ＡＤ変換器１８は、タイミングパルス発生器２２より供給されるＡＤ変換制御信号ＡＤＣに応じて減算信号Ｖ３をＡＤ変換することにより散乱光の光強度に応じた信号成分を量子化した離散データであるＡＤ変換信号ＤＴを生成する。信号処理回路１９は、ＡＤ変換信号ＤＴに基づいて血流量の算出を行う。算出された血流量は、インターフェース回路（図示せず）を介して出力部２０に供給され、出力部２０が有する表示手段によって血流量の計測結果が出力部２０に表示される。

　このように、第２実施例の生体情報測定装置においては、レーザ光源１１をパルス駆動することにより測定信号存在期間と測定信号不存在期間とが交互に生じるくし歯状のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０を生成し、２つのサンプルホールド回路１５および１６によって、測定信号存在期間のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のみを断続的にサンプルホールドすることにより得られる第１サンプルホールド信号Ｖ１と、測定信号不存在期間のＩ－Ｖ変換信号Ｖ０のみを断続的にサンプルホールドすることにより得られる第２サンプルホールド信号Ｖ２とを生成している。第２サンプルホールド信号Ｖ２はノイズ成分そのものとみなすことができるので、これを第１サンプルホールド信号Ｖ１から差し引くことで、ノイズ成分が重畳している検出信号からノイズ成分のみを除去することが可能となり、第１実施例同様、精度の高い計測結果を得ることができる。

　また、本実施例においては、レーザ光源１１をパルス駆動することとしているので、常時高レベルのパワーでレーザ照射を行う場合と比較して消費電力を低減することが可能となる。また、低消費電力化を達成できることにより、装置のバッテリ駆動も可能となり、携帯性に優れたコンパクトな装置を構成することが可能となる。尚、上記実施例では、基準電流Ｉｄｃを常時供給する構成としたが消費電力の更なる低減を図るべく、レーザ光源１１の消灯時には駆動電流をゼロとすることも可能である。また、点灯時と消灯時のデューティ比を小さくすることにより、更なる低消費電力化を図ることができる。
（変形例）
　図２０は、パルス駆動回路７０の構成を変形した本変形例に係るパルス駆動回路７０´の構成を示すブロック図である。上記第２実施例に係るパルス駆動回路７０によるレーザ光の出力パワー制御は、フィードフォワード制御によるものであった。これに対して、本実施例ではパルス駆動回路７０´がネガティブフィードバック制御を行うことで、温度等によるレーザ光の出力パワーの変動を防止することとしている。

　出力モニタ用フォトディテクタ８０は、レーザ光源１１から出射されたレーザ光の一部を直接受光できるように配置される。出力モニタ用フォトディテクタ８０は、受光した光を光電変換して受光量に応じたモニタ電流Ｉｍを生成する。Ｉ－Ｖ変換器７５は、モニタ電流Ｉｍを電圧信号に変換した後、これを増幅してＩ－Ｖ変換信号Ｖｍとして出力する。サンプルホールド回路７６は、タイミングパルス発生器２２より供給されるサンプリング制御信号ＳＰ３に基づくタイミングでＩ－Ｖ変換信号Ｖｍをサンプルホールドしてこれをサンプルホールド信号Ｖｍｓとして出力する。サンプリング制御信号ＳＰ３は、レーザ光源１１の点灯時のＩ－Ｖ変換信号Ｖｍｓをサンプルホールドするべくタイミング調整がなされている。かかるサンプル制御信号ＳＰ３に基づいて、サンプルホールド回路７６は、レーザ光源１１の出力パワーに比例したサンプルホールド信号Ｖｍｓを出力する。

　制御部７１は、サンプルホールド信号Ｖｍｓによって示される現在のレーザ光源１１の出力パワーと、内部メモリに予め保持して目標出力パワーとの誤差を積分して、かかる誤差がゼロとなるべく電流指令を生成する。そして、第１および第２電流源７２、７３は、制御部７１によって生成された電流指令に応じた駆動電流を生成してこれをレーザ光源１１に供給する。尚、レーザ光源１０の出力パワーを決める第２電流源７３に対してのみ駆動電流の制御を行うようにしてもよい。

　このように、モニタ用フォトディテクタ８０、Ｉ－Ｖ変換器７５、サンプルホールド回路７６、制御部７１、第１および第２電流源７２、７３、レーザ光源１１によりクローズドループを形成し、ネガティブフィードバック制御を実行することにより、レーザ光源１１の出力パワーを温度等の変動にかかわらず、一定に保つことができる。

　以上の説明から明らかなように、本発明の生体情報測定装置においては、ノイズの発生源であるＩ－Ｖ変換器に対して散乱光に基づく測定信号の供給を間欠的に行うことで、Ｉ－Ｖ変換信号に測定信号の供給期間に対応する部分と測定信号の非供給期間に対応する部分とを生じさせ、測定信号の供給期間に対応する上側エンベロープと測定信号の非供給期間に対応する下側エンベロープを別個に抽出し、これらを減算することでノイズ成分を除去して信号成分のみを抽出することとしている。これにより、測定精度の向上を図ることができ、内部回路が行う測定信号の信号処理において上記した出力飽和の問題も解消することができる。尚、以上の説明において複数の実施形態を示したが、これらは適宜組み合わせて構成することも可能である。

Claims

　被検体にレーザ光を照射して前記被検体内部で散乱した散乱光に基づいて前記被検体の内部組織の状態を測定する生体情報測定装置であって、
　前記レーザ光を出射するレーザ光源と、
　前記散乱光を受光して前記散乱光に基づく測定信号を生成する光電変換手段と、
　前記測定信号の信号レベルを増幅した増幅信号を生成する信号増幅手段と、
　前記測定信号を間欠的に前記信号増幅手段に供給する信号供給手段と、
　前記測定信号の前記信号増幅手段への供給期間に対応する前記増幅信号のサンプリングを行ってこれを第１信号として出力する第１出力手段と、
　前記測定信号の前記信号増幅手段への非供給期間に対応する前記増幅信号のサンプリングを行ってこれを第２信号として出力する第２出力手段と、
　前記第１信号と前記第２信号の差分に応じた減算信号を生成する信号減算手段と、
　前記減算信号に基づいて前記被検体の内部組織に関する情報を演算出力する演算出力手段と、を含むことを特徴とする生体情報測定装置。
　前記信号供給手段は、前記受光手段と前記信号増幅手段との間に設けられて前記測定信号の前記信号増幅手段への供給期間および非供給期間に対応してオンオフするスイッチを含むことを特徴とする請求項１に記載の生体情報測定装置。
　前記信号供給手段は、前記測定信号の前記信号増幅手段への供給期間および非供給期間に対応して前記レーザ光源を間欠的に点灯せしめるレーザ駆動回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の生体情報測定装置。
　前記第１および第２出力手段は、前記測定信号の前記信号増幅手段への供給期間および非供給期間に同期して前記増幅信号を保持してこれを出力するサンプルホールド回路を含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の生体情報測定装置。
　前記第１および第２出力手段は、前記測定信号の前記信号増幅手段への供給期間および非供給期間に同期して前記増幅信号をＡＤ変換してこれを出力するＡＤ変換器を含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の生体情報測定装置。
　前記第１出力手段は、前記増幅信号の所定期間内におけるトップピークを検出して出力するトップピークホールド回路を含み、
　前記第２出力手段は、前記増幅信号の所定期間内におけるボトムピークを検出して出力するボトムピークホールド回路を含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の生体情報測定装置。
　前記減算信号を増幅する増幅回路を更に有することを特徴とする請求項１に記載の生体情報測定装置。
　前記増幅信号又は前記減算信号のいずれかをＡＤ変換するＡＤ変換器を更に有することを特徴とする請求項１に記載の生体情報測定装置。
　前記レーザ駆動回路は前記レーザ光源にパルス状の駆動電流を供給することを特徴とする請求項３に記載の生体情報測定装置。
　前記レーザ駆動回路は、前記レーザ光源に直流駆動電流を供給する第１駆動電流供給手段と、前記レーザ光源にパルス状の駆動電流を供給する第２駆動電流供給手段と、を有することを特徴とする請求項９に記載の生体情報測定装置。
　周囲温度に応じた温度検知信号を生成する温度センサを更に含み、
　前記レーザ駆動回路は、前記温度検知信号に応じた電流値の駆動電流を前記レーザ光源に供給することを特徴とする請求項９又は１０に記載の生体情報測定装置。
　前記レーザ光の一部を受光して前記レーザ光の発光強度に応じた光検出信号を生成する受光手段を更に有し、
　前記レーザ駆動回路は、前記光検出信号の信号レベルが所定値となるように前記レーザ光源に駆動電流を供給することを特徴とする請求項９又は１０に記載の生体情報測定装置。