WO2010023739A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

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switch
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三島直之
米澤遊
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富士通メディアデバイス株式会社
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    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
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    • H01F17/06—Fixed inductances of the signal type  with magnetic core with core substantially closed in itself, e.g. toroid
    • H01F17/062—Toroidal core with turns of coil around it
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention has been made in view of the above problems, and aims to increase the response speed without reducing the power supply efficiency of the DC-DC converter.
  • the present invention is provided between one end of a DC power supply and one end of a load, and switches a switch element for turning on and off a current input from the DC power supply, one end on the load side of the switch element, and the load
  • An inductance element provided between one end and including a donut-shaped magnetic core, and a conductive wire wound around the magnetic core; a node between the switch element; and the inductance element;
  • a commutation switch provided between a ground potential, a node between the inductance element and the load, and a capacitance element provided between the ground potential, DC-D characterized in that the inductance value of the inductance element gradually decreases as the current increases within the range of current allowed by the switching power supply. It is a converter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a DC-DC converter according to a first comparative example.
  • FIG. 2 is a graph showing a change in power supply efficiency with respect to a change in output current of the DC-DC converter according to a circuit simulation according to the first comparative example.
  • FIG. 3 is a graph showing a change in power supply efficiency with respect to a change in inductance value of an inductance element of a DC-DC converter according to a circuit simulation according to Comparative Example 1.
  • FIG. 4 is a graph showing a change in response time with respect to a change in inductance value of the inductance element of the DC-DC converter according to the circuit simulation according to the first comparative example.
  • FIG. 10 is a graph illustrating a change in power supply efficiency with respect to a change in the output current of the DC-DC converter according to the circuit simulation according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a graph illustrating a change in response time with respect to a change in the output current of the DC-DC converter according to the circuit simulation according to the first embodiment.
  • the DC-DC converter 10 includes a first switch SW1, a second switch SW2, a capacitance element C1, a capacitance element C2, an inductance element L, and a Schottky barrier diode D.
  • the first switch SW1 is provided between the node N21 and the node N31.
  • An inductance element L is connected to the load side of the first switch SW1.
  • a node between the first switch SW1 and the inductance element L is N11.
  • the second switch SW2 and the Schottky barrier diode D are commutation elements and are connected between the node N11 and the node N22.
  • Capacitance element C1 is an input smoothing capacitor and is connected between nodes N21 and N22.
  • Capacitance element C2 is an output smoothing capacitor, and is connected between nodes N31 and N32.
  • FIG. 2 is a graph showing the result of circuit simulation of the change in power supply efficiency with respect to the change in output current of the DC-DC converter 10.
  • Each point indicated by a symbol indicates a simulation result, and solid lines 20, 22, 24, 26, 28, and 30 are lines connecting points of the simulation result.
  • the horizontal axis represents output current, and the vertical axis represents power supply efficiency.
  • the first switch SW1 and the second switch SW2 use the SPICE parameter of IRFRU3711Z.
  • the Schottky barrier diode D uses the SPICE parameter of MBR20100CT.
  • the inductance value of the inductance element L when the inductance value of the inductance element L is large, for example, in the solid line 20 corresponding to an inductance value of 480 nH, the power supply efficiency is high when the output current is small, but the power supply efficiency is almost as the output current increases. It goes down linearly.
  • the inductance value is small, for example, in the solid line 28 corresponding to an inductance value of 30 nH, the power supply efficiency is low when the output current is small, and the power supply efficiency is high as the output current is large.
  • FIG. 3 is a graph showing the result of circuit simulation of the change in power supply efficiency with respect to the change in inductance value of the inductance element L of the DC-DC converter 10.
  • Each point indicated by a symbol indicates a simulation result
  • solid lines 32 and 34 are lines connecting points of the simulation result.
  • the horizontal axis represents the inductance value
  • the vertical axis represents the power supply efficiency.
  • the parameters of each element in the circuit simulation are the same as those in FIG.
  • Solid lines 32 and 34 correspond to cases where the output currents are 2A and 25A, respectively.
  • FIG. 5 is a diagram showing the structure of an inductance element 40 that is generally used in the DC-DC converter circuit of FIG.
  • the inductance element 40 is called a toroidal type in which a conductive wire 44 is wound around a donut-shaped magnetic core 42.
  • the material of the magnetic core 42 is, for example, ferrite, sendust, iron or the like.
  • a magnetic flux 46 is generated inside the magnetic core 42.
  • the magnetic flux 46 is indicated by a broken line. Since the generally used donut-shaped magnetic core 42 has a uniform cross-sectional area cut by a plane including the central axis, the magnetic flux density inside the magnetic core 42 is also uniform.
  • the magnetic flux 46 of the magnetic core 42 increases in proportion to the amount of current flowing through the conductive wire 44.
  • the magnetic flux density has a limit due to the characteristics of the material of the magnetic core 42. Therefore, when the magnitude of the current flowing through the conductive wire 44 exceeds a predetermined value, the magnetic flux 46 leaks from the inside of the magnetic core 42 to the outside air. At this time, the magnetic permeability in the air is very small compared with the magnetic permeability of the magnetic core 42, so that the inductance value of the inductance element 40 decreases rapidly.
  • the allowable range of the output current of the DC-DC converter 10 is determined so that the magnetic flux density of the inductance element is not saturated.
  • FIG. 6 is a graph showing the characteristic of the inductance value of the inductance element.
  • the horizontal axis represents the current flowing through the inductance element, and the vertical axis represents the inductance value.
  • a solid line 52 corresponds to the inductance element 40 of Comparative Example 1
  • a broken line 54 corresponds to the inductance element of Example 1 described later.
  • a range 56 from 0 to a predetermined value 50 indicates a permissible range of current that does not saturate the magnetic flux density of the inductance element 40 of Comparative Example 1.
  • the inductance value is a constant value and does not change as indicated by the solid line 52.
  • the magnetic flux leaks, so that the inductance value rapidly decreases as indicated by the solid line 52.
  • the circuit configuration of the DC-DC converter of Example 1 is the same as that of FIG. Example 1 is different from Comparative Example 1 in that an inductance element 60 shown in FIG.
  • the magnetic flux density inside the magnetic core 62 is smaller than the saturation magnetic flux density of the magnetic material in any part. Therefore, the magnetic flux of the magnetic core 62 does not leak to the outside of the magnetic core 62 but remains inside.
  • the inductance value of the inductance element 60 gradually decreases as the current flowing through the conductive wire 64 increases.
  • the change in the inductance value of the inductance element 60 is shown by a broken line 54 in FIG.
  • One example of an inductance element that exhibits the inductance value characteristic as indicated by a broken line 54 is NOCOIL of N.C. Co., Ltd.
  • FIG. 9 is a graph showing characteristics of inductance values of the inductance elements used in circuit simulations shown in FIGS. 10 and 11 described later.
  • the horizontal axis represents the current flowing through the inductance element, and the vertical axis represents the inductance value.
  • the inductance value of the inductance element has a characteristic that it is large when the current flowing through the conductive line is small and gradually decreases as the current flowing through the conductive line increases.
  • FIG. 10 is a graph showing the result of circuit simulation of the change in power supply efficiency with respect to the change in output current of the DC-DC converter 10.
  • the horizontal axis represents output current and the vertical axis represents power supply efficiency.
  • Each point indicated by a symbol indicates a simulation result, and solid lines 70, 72, and 74 are lines that connect the points of the simulation result.
  • a solid line 70 shows a case where the inductance element of FIG. 9 is used.
  • solid lines 72 and 74 indicate cases where inductance elements having inductance values of 480 nH and 30 nH are used.
  • the power supply efficiency when the inductance element having the characteristics shown in FIG. 9 is used is almost the same as that when the inductance element of 480 nH is used from the solid line 70 at any output current. It can be seen that the power supply efficiency is high.
  • the DC-DC converter 10 of the first embodiment can increase the response speed without reducing the power supply efficiency.
  • the first switch SW1 which is a switch element, is provided between one end of the DC power source E and one end of the load R as shown in FIG. Turn on and off.
  • the inductance element L is provided between one end on the load R side of the first switch SW1, which is a switch element, and one end of the load R.
  • the second switch SW2 that is a commutation switch is provided between a node between the first switch SW1 that is a switch element and the inductance element L, and the ground potential.
  • the capacitance element C2 is provided between the node between the inductance element L and the load R and the ground potential.
  • the magnetic flux density of the magnetic core 62 is partially different as shown in FIG. Further, as shown in FIG. 7, as the current input from the DC power supply E increases, the magnetic flux of the magnetic core 62 leaks from a portion of the magnetic core 62 that has a high magnetic flux density. Thereby, the inductance element L gradually reaches the saturation state of the magnetic flux density of the entire inductance element as the current increases. Therefore, the inductance element L has a large inductance when the current is small, and the inductance gradually decreases as the current increases. Therefore, the response speed can be increased without reducing the power supply efficiency of the DC-DC converter. In addition, since the magnetic flux density of the inductance element L does not suddenly saturate throughout the magnetic core, the current flowing through the inductance element L does not increase rapidly. Therefore, destruction of the DC-DC converter can be prevented.
  • the cross-sectional area of the magnetic core 62 when cut along a plane including the central axis is partially different.
  • the magnetic flux of the magnetic core 62 is cut by a plane including the central axis of the magnetic core 62, which is a part of the magnetic core 62. Leaks from the small cross-sectional area.
  • the inductance element L gradually reaches the saturation state of the magnetic flux density of the entire inductance element as the current increases. Therefore, the inductance element L has a large inductance when the current is small, and the inductance gradually decreases as the current increases.
  • the response speed can be increased without reducing the power supply efficiency of the DC-DC converter.
  • the magnetic flux density of the inductance element L does not suddenly saturate throughout the magnetic core, the current flowing through the inductance element L does not increase rapidly. Therefore, destruction of the DC-DC converter can be prevented.
  • the magnetic core 62 is different in the center of the outer periphery and the center of the inner periphery. Further, as shown in FIG. 7, as the current input from the DC power supply E increases, the magnetic core 62 magnetic flux is a part of the magnetic core 62, and the portion where the outer periphery and inner periphery of the magnetic core 62 are close to each other. Leak from. Thereby, the inductance element L gradually reaches the saturation state of the magnetic flux density of the entire inductance element as the current increases. Therefore, the inductance element L has a large inductance when the current is small, and the inductance gradually decreases as the current increases.

Abstract

　本発明は、直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、スイッチ素子の負荷側の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、スイッチ素子と、インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、インダクタンス素子と、負荷と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、を具備し、磁気コアの磁束密度は、部分的に異なることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータである。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータ
　本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
　例えば降圧型のＤＣ－ＤＣコンバータは情報機器に用いられている。このようなＤＣ－ＤＣコンバータにはスイッチを用いたスイッチング電源が用いられている。入出力のグランドを共通に用いる場合はバック型スイッチング電源が用いられる（非特許文献１）。
John G Kassakian, Principles of power electronics, ADDISON-WESLEY PUBLISHING COMPANY, 1992, pp. 674-687
　しかしながら、ＤＣ－ＤＣコンバータは、応答速度を速くすると、電源効率が低くなる場合がある。
　本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることを目的とする。
　本発明は、直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、を具備し、前記磁気コアの磁束密度は、部分的に異なることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータである。
　本発明によれば、電流が大きくなるにつれて、インダクタンス素子全体の磁束密度が飽和状態まで徐々に達する。そのため、インダクタンス素子は、電流が小さい場合にインダクタンスが大きく、電流が大きくなるにつれてインダクタンスが徐々に小さくなる。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。また、インダクタンス素子は、磁束密度が磁気コア全体で急激に飽和しないため、インダクタンス素子を流れる電流が急激に増大しない。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの破壊を防ぐことができる。
　上記構成において、前記電流が大きくなるにつれて、前記磁気コアの磁束が、前記磁気コアの磁束密度の大きい部分から漏れる。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。
　本発明は、直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、を具備し、前記磁気コアの、中心軸を含む平面で切ったときの断面積は、部分的に異なることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータである。
　本発明によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。
　上記構成において、前記電流が大きくなるにつれて、前記磁気コアの磁束が、前記磁気コアの中心軸を含む平面で切ったときの断面積の小さい部分から漏れる。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。
　本発明は、直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、を具備し、前記磁気コアは、外周の中心と内周の中心とが異なることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータである。
　本発明によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。
　上記構成において、前記電流が大きくなるにつれて、前記磁気コアの磁束が、前記磁気コアの外周と内周とが近接する部分から漏れる。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。
　本発明は、直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、を具備し、スイッチング電源が許容する電流の範囲内で、前記電流が大きくなるにつれて、前記インダクタンス素子のインダクタンス値が徐々に減少することを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータである。
　本発明によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。
　本発明によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。また、インダクタンス素子は、磁束密度が磁気コア全体で急激に飽和しないため、インダクタンス素子を流れる電流が急激に増大しない。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの破壊を防ぐことができる。
図１は、比較例１に係る、ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。 図２は、比較例１に係る、回路シミュレーションによる、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化に対する電源効率の変化を示すグラフである。 図３は、比較例１に係る、回路シミュレーションによる、ＤＣ－ＤＣコンバータのインダクタンス素子のインダクタンス値の変化に対する電源効率の変化を示すグラフである 図４は、比較例１に係る、回路シミュレーションによる、ＤＣ－ＤＣコンバータのインダクタンス素子のインダクタンス値の変化に対する応答時間の変化を示すグラフである。 図５は、比較例１に係る、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路において一般的に用いられるインダクタンス素子の構造を示す図である。 図６は、比較例１及び実施例１に係る、インダクタンス素子のインダクタンス値の特性を示すグラフである。 図７は、実施例１に係る、インダクタンス素子の構造を示す図である。 図８（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、実施例１に係る、インダクタンス素子の導電線に流れる電流の大きさの変化に対して、磁気コアの内部の磁束の状態がどのように変化するかを示す図である。 図９は、実施例１に係る、回路シミュレーションに用いたインダクタンス素子のインダクタンス値の特性を示すグラフである。 図１０は、実施例１に係る、回路シミュレーションによる、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化に対する電源効率の変化を示すグラフである。 図１１は、実施例１に係る、回路シミュレーションによる、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化に対する応答時間の変化を示すグラフである。
　まず、比較例１を用いて、本発明が解決する課題について説明する。図１は比較例１に係る、入力電圧よりも出力電圧が小さくなる一般的な降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。図１を参照に、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０には直流電源Ｅ及び負荷Ｒが接続されている。直流電源Ｅの正側端子はノードＮ２１、負側端子はノードＮ２２に接続されている。負荷Ｒの正側端子はノードＮ３１、負側端子はノードＮ３２に接続されている。ノードＮ２２及びノードＮ３２はグランド端子であり、互いに直結されている。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、キャパシタンス素子Ｃ１、キャパシタンス素子Ｃ２、インダクタンス素子Ｌ、及び、ショットキーバリアダイオードＤを有している。第１スイッチＳＷ１は、ノードＮ２１とノードＮ３１の間に設けられている。第１スイッチＳＷ１の負荷側にはインダクタンス素子Ｌが接続されている。第１スイッチＳＷ１とインダクタンス素子Ｌとの間のノードがＮ１１である。第２スイッチＳＷ２及びショットキーバリアダイオードＤは転流素子であり、ノードＮ１１とノードＮ２２との間に接続されている。キャパシタンス素子Ｃ１は入力平滑キャパシタであり、ノードＮ２１とノードＮ２２との間に接続されている。キャパシタンス素子Ｃ２は出力平滑キャパシタであり、ノードＮ３１とノードＮ３２との間に接続されている。
　第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２には半導体スイッチ素子、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２とは、オンとオフとを交互に繰り返す。負荷Ｒへ出力される電圧Ｖｏｕｔは、第１スイッチＳＷ１がオンオフする周期をｔｐ、オンする時間の幅をｔｏｎ、直流電源Ｅの入力電圧をＶｉｎとすると、次のように算出される。
Ｖｏｕｔ＝（ｔｏｎ／ｔｐ）×Ｖｉｎ
　図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流の変化に対する電源効率の変化について、回路シミュレーションを行った結果を示すグラフである。記号で示す各点がシミュレーション結果を示し、実線２０、２２、２４、２６、２８及び３０は、シミュレーション結果の点を結ぶ線である。横軸が出力電流、縦軸が電源効率を表す。直流電源Ｅの入力電力をＰｉｎ、負荷Ｒの出力電力をＰｏｕｔとすると、電源効率ηは次のように算出される。
η＝Ｐｏｕｔ／Ｐｉｎ
回路シミュレーションでは、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２は、ＩＲＦＲＵ３７１１ＺのＳＰＩＣＥパラメータを使用している。ショットキーバリアダイオードＤは、ＭＢＲ２０１００ＣＴのＳＰＩＣＥパラメータを使用している。キャパシタンス素子Ｃ１、Ｃ２は、それぞれ、２７０ｐＦ、８２０ｐＦとしている。スイッチング周波数を１ＭＨｚとしている。実線２０、２２、２４、２６、２８及び３０は、それぞれ、インダクタンス素子Ｌのインダクタンス値が４８０ｎＨ、２４０ｎＨ、１２０ｎＨ、６０ｎＨ、３０ｎＨ及び１５ｎＨの場合に対応する。
　図２を参照に、インダクタンス素子Ｌのインダクタンス値が大きい場合、例えば、インダクタンス値が４８０ｎＨに対応する実線２０では、出力電流が小さいと電源効率は高いが、出力電流が大きくなるにつれて電源効率はほぼ直線的に低くなる。一方、インダクタンス値が小さい場合、例えば、インダクタンス値が３０ｎＨに対応する実線２８では、出力電流が小さいと電源効率は低く、出力電流が大きくなるにつれて電源効率は高くなる。出力電流が２５Ａ近傍の場合、インダクタンス値が４８０ｎＨの場合と３０ｎＨの場合とでは、実線２０及び２８より、電源効率はほぼ一致する。インダクタンス値が更に小さい１５ｎＨの場合には、実線３０より、出力電流が２５Ａ近傍でも電源効率は低くなる。
　図３は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０のインダクタンス素子Ｌのインダクタンス値の変化に対する電源効率の変化について、回路シミュレーションを行った結果を示すグラフである。記号で示す各点がシミュレーション結果を示し、実線３２及び３４は、シミュレーション結果の点を結ぶ線である。横軸がインダクタンス値、縦軸が電源効率を表す。回路シミュレーションの各素子のパラメータは、図２と同様である。実線３２及び３４は、ぞれぞれ、出力電流が２Ａ、２５Ａの場合に対応する。
　図３を参照に、出力電流が２Ａの場合、実線３２より、電源効率は、インダクタンス値が大きいほうが高く、インダクタンス値が小さくなると急激に電源効率は低下する。出力電流が２５Ａの場合、実線３４より、電源効率は、インダクタンス値が３０ｎＨ近傍で最大となり、インダクタンス値が大きくなるにつれて徐々に小さくなる。
　図２及び図３より、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の電源効率は、概してインダクタンス素子Ｌのインダクタンス値が大きいほうが高い。
　図４は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０のインダクタンス素子Ｌのインダクタンス値の変化に対する応答時間の変化について、回路シミュレーションを行った結果を示すグラフである。記号で示す各点がシミュレーション結果を示し、実線３６及び３８は、シミュレーション結果の点を結ぶ線である。横軸がインダクタンス値、縦軸が応答時間を表す。回路シミュレーションの各素子のパラメータは、図２と同様である。応答時間とは、出力電流または出力電圧が平衡に達する値の±１％の範囲に収束する時間に対応する。すなわち、応答時間が短いとき、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流が平衡に達する応答速度は速い。一般的に、応答速度は速いほうが好ましい。実線３６及び３８は、ぞれぞれ、出力電流が２Ａ、２５Ａの場合に対応する。
　図４を参照に、出力電流が２Ａ、２５Ａのどちらの場合も、実線３６及び３８より、インダクタンス値が小さくなるにつれて、応答時間は短くなる。これより、図１のスイッチング電源の応答速度は、概してインダクタンス素子Ｌのインダクタンス値が小さいほうが速い。
　図３及び図４より、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の電源効率と応答速度とはトレードオフの関係にある。すなわち、インダクタンス素子Ｌのインダクタンス値を大きくして電源効率を高くすると、応答速度は遅くなってしまう。逆に、インダクタンス素子Ｌのインダクタンス値を小さくして応答速度を速くすると、電源効率が低くなってしまう。特に、出力電流が小さい場合に顕著である。
　図５は、図１のＤＣ－ＤＣコンバータ回路において一般的に用いられるインダクタンス素子４０の構造を示す図である。図５を参照に、インダクタンス素子４０は、ドーナツ型の磁気コア４２に導電線４４が巻きつけられており、トロイダル型とよばれる。磁気コア４２の材料は、例えば、フェライト、センダスト、鉄等である。導電線４４に電流を流すと磁気コア４２の内部に磁束４６が発生する。磁束４６を破線で示す。一般的に用いられるドーナツ型の磁気コア４２は、中心軸を含む平面で切った断面積が均一であるため、磁気コア４２の内部の磁束密度も均一である。導電線４４に流れる電流の大きさに比例して、磁気コア４２の磁束４６は増える。磁気コア４２の材料の特性より、磁束密度には限界がある。そのため、導電線４４を流れる電流の大きさが所定値を越えると、磁束４６が磁気コア４２の内部から外部の空気中へ漏れ出す。このとき、磁気コア４２の透磁率に対して、空気中の透磁率は非常に小さいため、インダクタンス素子４０のインダクタンス値は急激に小さくなる。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０において、出力電流が大きくなったときに、インダクタンス素子４０のインダクタンス値が急激に小さくなると、図３を参照に、電源効率が低下して、インダクタンス素子４０に流れる電流値が急激に大きくなる。そのため、インダクタンス素子４０が発熱により燃えてしまい、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が破壊される場合がある。このため、通常、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流の許容範囲を定めて、インダクタンス素子の磁束密度が飽和しないようにしている。
　図６は、インダクタンス素子のインダクタンス値の特性を示すグラフである。横軸がインダクタンス素子に流れる電流、縦軸がインダクタンス値を表す。実線５２は、比較例１のインダクタンス素子４０に対応し、破線５４は、後述する実施例１のインダクタンス素子に対応する。図６を参照に、電流の大きさが０から所定値５０までの範囲５６が、比較例１のインダクタンス素子４０の磁束密度が飽和しない電流の大きさの許容範囲を示す。電流の大きさが範囲５６に対応する許容範囲内では、実線５２のように、インダクタンス値は一定の値となり変化しない。電流の大きさが許容範囲を超えると、磁束が漏れ出すため、実線５２のように、インダクタンス値が急激に低下する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の応答速度を速くするためには、図４より、インダクタンス素子４０のインダクタンス値を小さくすることが求められる。しかしながら、インダクタンス素子４０のインダクタンス値を小さくすると、図３より、電源効率が低くなってしまうという課題がある。
　以下、比較例１の課題を解決する実施例１について図を参照に説明する。
　実施例１のＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成は、比較例１の図１と同様であるため、説明を省略する。実施例１は、インダクタンス素子Ｌとして図７に示すインダクタンス素子６０を用いることが、比較例１と異なる。
　図７は、インダクタンス素子６０の構造を示す図である。インダクタンス素子６０は、図５のインダクタンス素子４０と同様に、ドーナツ型の磁気コア６２に導電線６４が巻きつけられている。磁気コア６２の材料は、例えば、フェライト、センダスト、鉄等である。導電線６４に電流を流すと磁気コア６２の内部に磁束６６が発生する。磁束６６を破線で示す。インダクタンス素子６０は、図５のインダクタンス素子４０とは異なり、インダクタンス素子６０に用いられるドーナツ状の磁気コア６２の磁束密度は、部分的に異なる。また、磁気コア６２の中心軸を含む平面で切ったときの断面積が、部分的に異なる。また、磁気コア６２は、外周の中心と内周の中心とが異なる。
　図８（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、インダクタンス素子６０の導電線６４に流れる電流の大きさの変化に対して、磁気コア６２の内部の磁束の状態がどのように変化するかを示す図である。導電線６４に流れる電流の大きさは、図８（ａ）が最も小さく、続いて図８（ｂ）、（ｃ）の順に大きい場合を示している。磁束を破線で示す。
　図８（ａ）では、磁気コア６２の内部の磁束密度は、どの部分においても磁性体の飽和磁束密度よりも小さい。そのため、磁気コア６２の磁束は、磁気コア６２の外部へ漏れず、内部に止まっている。
　インダクタンス素子６０の導電線６４を流れる電流が大きくなるにつれて、図８（ｂ）に示すように、磁気コア６２の磁束密度が大きい部分から磁束密度が飽和し、破線で示すように、磁束が磁気コア６２の外部へ部分的に漏れるようになる。磁気コア６２の磁束密度が大きい部分は、磁気コア６２の中心軸を含む平面で切ったときの断面積の小さい部分に対応し、また、磁気コア６２の外周と内周とが近接する部分に対応する。
　更に、導電線６４を流れる電流が大きくなると、図８（ｃ）に示すように、磁気コア６２の内部の磁束が飽和する領域が増加し、破線で示すように、磁気コア６２からの磁束の漏れも大きくなる。
　このように、導電線６４を流れる電流が大きくなるにつれて磁束が徐々に漏れるため、インダクタンス素子６０の全体の磁束密度は徐々に飽和状態に達する。そのため、インダクタンス素子６０のインダクタンス値は、インダクタンス素子４０とは異なり、導電線６４を流れる電流が大きくなるにつれて徐々に小さくなる。
　インダクタンス素子６０のインダクタンス値の変化を、図６の破線５４に示す。破線５４のようなインダクタンス値の特性を示すインダクタンス素子の一例として（株）エヌ・オー・シーのＮＯＣＯＩＬがある。
　図９、図１０及び図１１を参照に、実施例１のＤＣ－ＤＣコンバータ１０の回路シミュレーションの内容を説明する。回路シミュレーションの条件は、図２の場合と同様である。
　図９は、後述する図１０及び図１１に示す回路シミュレーションで用いたインダクタンス素子のインダクタンス値の特性を示すグラフである。横軸がインダクタンス素子を流れる電流、縦軸がインダクタンス値を表す。図９を参照に、インダクタンス素子のインダクタンス値は、導電線を流れる電流が小さい場合に大きく、導電線を流れる電流が大きくなるにつれて徐々に小さくなるという特性を有する。
　図１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流の変化に対する電源効率の変化について、回路シミュレーションを行った結果を示すグラフである。横軸が出力電流、縦軸が電源効率を表す。記号で示す各点がシミュレーション結果を示し、実線７０、７２及び７４は、シミュレーション結果の点を結ぶ線である。実線７０が図９のインダクタンス素子を用いた場合を示す。実線７２及び７４は、実線７０との比較のため、インダクタンス値が４８０ｎＨ及び３０ｎＨのインダクタンス素子を用いた場合を示す。図１０を参照に、図９に示す特性を有するインダクタンス素子を使用した場合の電源効率は、実線７０より、どの出力電流の大きさにおいても、４８０ｎＨのインダクタンス素子を用いた場合とほぼ同程度の高い電源効率を示すことがわかる。
　図１１は、図１のＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流の変化に対する応答時間の変化について、回路シミュレーションを行った結果を示すグラフである。横軸が出力電流、縦軸が応答時間を表す。記号で示す各点がシミュレーション結果を示し、実線８０、８２及び８４は、シミュレーション結果の点を結ぶ線である。実線８０が図９のインダクタンス素子を用いた場合を示す。実線８２及び８４は、実線８０との比較のため、インダクタンス値が４８０ｎＨ及び３０ｎＨのインダクタンス素子を用いた場合を示す。図１１を参照に、出力電流が大きい領域では、図９に示す特性を有するインダクタンス素子を使用した場合の応答時間は、実線８０より、３０ｎＨのインダクタンスを用いた場合とほぼ同程度の時間であることがわかる。また、出力電流が小さい領域においても、４８０ｎＨのインダクタンス素子と比べて、短い応答時間であることがわかる。
　以上の回路シミュレーションの結果より、実施例１のＤＣ－ＤＣコンバータ１０は電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。
　実施例１によれば、スイッチ素子である第１スイッチＳＷ１は、図１のように、直流電源Ｅの一端と、負荷Ｒの一端と、の間に設けられ、直流電源Ｅから入力される電流をオンオフする。インダクタンス素子Ｌは、図１のように、スイッチ素子である第１スイッチＳＷ１の負荷Ｒ側の一端と、負荷Ｒの一端と、の間に設けられ、図７のように、ドーナツ型の磁気コア６２と、磁気コア６２に対して巻かれた導電線６４と、を含む。転流スイッチである第２スイッチＳＷ２は、図１のように、スイッチ素子である第１スイッチＳＷ１と、インダクタンス素子Ｌと、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられている。キャパシタンス素子Ｃ２は、図１のように、インダクタンス素子Ｌと、負荷Ｒと、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられている。
　実施例１によれば、図７のように、磁気コア６２の磁束密度は、部分的に異なる。また、図７のように、直流電源Ｅから入力される電流が大きくなるにつれて、磁気コア６２の磁束が、磁気コア６２の一部である、磁気コア６２の磁束密度の大きい部分から漏れる。これにより、インダクタンス素子Ｌは、電流が大きくなるにつれて、インダクタンス素子全体の磁束密度が飽和状態まで徐々に達する。そのため、インダクタンス素子Ｌは、電流が小さい場合にインダクタンスが大きく、電流が大きくなるにつれてインダクタンスが徐々に小さくなる。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。また、インダクタンス素子Ｌは、磁束密度が磁気コア全体で急激に飽和しないため、インダクタンス素子Ｌを流れる電流が急激に増大しない。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの破壊を防ぐことができる。
　実施例１によれば、図７のように、磁気コア６２の、中心軸を含む平面で切ったときの断面積は、部分的に異なる。また、図７のように、直流電源Ｅから入力される電流が大きくなるにつれて、磁気コア６２の磁束が、磁気コア６２の一部である、磁気コア６２の中心軸を含む平面で切ったときの断面積の小さい部分から漏れる。これにより、インダクタンス素子Ｌは、電流が大きくなるにつれて、インダクタンス素子全体の磁束密度が飽和状態まで徐々に達する。そのため、インダクタンス素子Ｌは、電流が小さい場合にインダクタンスが大きく、電流が大きくなるにつれてインダクタンスが徐々に小さくなる。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。また、インダクタンス素子Ｌは、磁束密度が磁気コア全体で急激に飽和しないため、インダクタンス素子Ｌを流れる電流が急激に増大しない。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの破壊を防ぐことができる。
　実施例１によれば、図７のように、磁気コア６２は、外周の中心と内周の中心とが異なる。また、図７のように、直流電源Ｅから入力される電流が大きくなるにつれて、磁気コア６２の磁束が、磁気コア６２の一部である、磁気コア６２の外周と内周とが近接する部分から漏れる。これにより、インダクタンス素子Ｌは、電流が大きくなるにつれて、インダクタンス素子全体の磁束密度が飽和状態まで徐々に達する。そのため、インダクタンス素子Ｌは、電流が小さい場合にインダクタンスが大きく、電流が大きくなるにつれてインダクタンスが徐々に小さくなる。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの電源効率を低くすることなく、応答速度を速くすることができる。また、インダクタンス素子Ｌは、磁束密度が磁気コア全体で急激に飽和しないため、インダクタンス素子Ｌを流れる電流が急激に増大しない。よって、ＤＣ－ＤＣコンバータの破壊を防ぐことができる。
　実施例１の説明に用いた図１のＤＣ－ＤＣコンバータ１０は一般的なバック型コンバータ回路であるが、その他の回路において、図９のようなインダクタンス特性を有するインダクタンス素子を用いてもよい。その他の回路とは、例えば、転流スイッチである第２スイッチＳＷ２をショットキーバリアダイオードとした回路、電源効率を改善する等のために付加的な回路を追加した回路等である。
　以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

Claims (7)

  1. 　直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、
    　前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、
    　前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、
    　前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、
    を具備し、前記磁気コアの磁束密度は、部分的に異なることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　前記電流が大きくなるにつれて、前記磁気コアの磁束が、前記磁気コアの磁束密度の大きい部分から漏れることを特徴とする請求項１記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、
    　前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、
    　前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、
    　前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、
    を具備し、前記磁気コアの、中心軸を含む平面で切ったときの断面積は、部分的に異なることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 　前記電流が大きくなるにつれて、前記磁気コアの磁束が、前記磁気コアの中心軸を含む平面で切ったときの断面積の小さい部分から漏れることを特徴とする請求項３記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、
    　前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、
    　前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、
    　前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、
    を具備し、前記磁気コアは、外周の中心と内周の中心とが異なることを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　前記電流が大きくなるにつれて、前記磁気コアの磁束が、前記磁気コアの外周と内周とが近接する部分から漏れることを特徴とする請求項５記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　直流電源の一端と、負荷の一端と、の間に設けられ、前記直流電源から入力される電流をオンオフするスイッチ素子と、
    　前記スイッチ素子の前記負荷側の一端と、前記負荷の一端と、の間に設けられ、ドーナツ型の磁気コアと、前記磁気コアに対して巻かれた導電線と、を含むインダクタンス素子と、
    　前記スイッチ素子と、前記インダクタンス素子と、の間のノードと、グランド電位と、の間に設けられた転流スイッチと、
    　前記インダクタンス素子と、前記負荷と、の間のノードと、前記グランド電位と、の間に設けられたキャパシタンス素子と、
    を具備し、スイッチング電源が許容する電流の範囲内で、前記電流が大きくなるにつれて、前記インダクタンス素子のインダクタンス値が徐々に減少することを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ。

    　
    　
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