JP5433880B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電力損失の低減が可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

近年、マイクロプロセッサなどのＬＳＩにおいては、駆動電圧、駆動電流の低電圧大電流化が進んでいる。ＣＰＵ等においては、最大消費電流が１００Ａに達しているものもある。これらの低電圧大電流を必要とするＬＳＩに電力を供給するために、電源の電圧を低電圧に変換し大電流出力を可能とするＤＣ−ＤＣコンバータが採用されている。

スイッチング損失の少ないＤＣ−ＤＣコンバータとして、「多相式のスイッチングコンバータとその制御方法」（特許文献１）が提案されている。
特許文献１に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータは、追加したコンデンサＣｉを、第１の降圧形コンバータの第１メインスイッチング素子Ｓａに直列接続し、この接続点に第２の降圧形コンバータの入力正側端子を接続する。この構成により、コンデンサＣｉが入力電源電圧Ｅｉを半分に分圧するため、見かけ上、半分の入力電圧で各コンバータが動作しているように作用する。これにより、スイッチング損失が低減するとしている。
一方で近年、特許文献２に記載されているように、共通の磁心に複数の巻き線を巻きつけた一対のカップルドインダクタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。
特開２００６−２２３０８８号公報 米国特許第６３６２９８６号明細書

第１の課題
しかしながら、特許文献２に記載のカップルドインダクタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、「カップルドインダクタコンバータ」という）においては、定常状態でもトランス偏磁が発生してしまうという問題点があった。
第２の課題
一方で、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、追加したコンデンサＣｉの影響により、回路起動時に各回路部分を流れる電流にアンバランスが生じ、起ち上がり（定常状態に至ること）が遅れるという現象が確認されている。ＣＰＵ等の性能上は、可能な限り初動時の電流のアンバランスが小さく、起ち上がりが早いのが好ましい。さらに、インダクタを流れる電流が大きく振れるために消費電力が大きくなり、回路を構成するＭＯＳＦＥＴに高い負荷がかかるという問題があった。

本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、カップルドインダクタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータであって、定常状態にトランス偏磁が発生しないようなＤＣ−ＤＣコンバータを提供しようとするものである。また一方で、回路起動時に電流のアンバランスが小さく、起ち上がりが早いＤＣ−ＤＣコンバータを提供しようとするものである。

本発明の課題は、下記の各発明によって解決することができる。
即ち、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧を異なった直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、直列にこの順で接続された第１のスイッチングトランジスタ、第１のコンデンサ、第１のカップルドインダクタ、第２のコンデンサが直流電源に接続され、直列にこの順に接続された第２のスイッチングトランジスタ、第２のカップルドインダクタは、前記第１のコンデンサ、前記第１のカップルドインダクタに並列に接続され、前記第１のカップルドインダクタと、前記第２のカップルドインダクタとは、複数の巻き線と共通の磁心から成るカップルドインダクタであることを主要な特徴としている。

このように構成された本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、カップルドインダクタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータでありながら、定常状態にトランス偏磁が発生しないものである。
一方で、上記の本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、初動時におけるカップルドインダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流の変動を抑制するとともに起ち上がりを早めることができ、また、全スイッチングトランジスタの過負荷を抑えることができる。また、励磁電流の増加に伴うスイッチの電力損失の増大を防いで、スイッチの破損を防ぐことができる。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチングトランジスタと、前記第２のスイッチングトランジスタとが、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。

本発明は、また、複数の巻き線と共通の磁心から成るカップルドインダクタを有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１のスイッチングトランジスタ、第１のコンデンサ、前記カップルドインダクタを構成する第１のカップルドインダクタ、第２のコンデンサ及び直流電源を直列接続した第１の直列部分と、第２のスイッチングトランジスタ及び前記カップルドインダクタを構成する第２のカップルドインダクタを直列接続した第２の直列部分とを有し、前記第２の直列部分が、前記第１の直列部分のうちの第１のカップルドインダクタ及び第１のコンデンサと並列接続されていることを特徴とする回路装置を提供するものである。

以上説明したように、本発明によれば、カップルドインダクタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、定常状態にトランス偏磁が発生しないことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。また、本発明の別の側面によれば、回路起動時に電流のアンバランスが小さく、起ち上がりが早いＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。
また、励磁電流の増加に伴うスイッチの電力損失の増大を防いで、スイッチの破損を防ぐことができる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを実施するための最良の形態を詳細に説明する。

＜構成＞
本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成について図を用いて説明する。図１は、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

図１に示すように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖ１と、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、コンデンサＣ１、Ｃ２と、複数の巻き線と共通の磁心とからなるカップルドインダクタＬ１、Ｌ２とで構成されている。

直列に接続されたスイッチングトランジスタＱ１、コンデンサＣ１、カップルドインダクタＬ１、コンデンサＣ２は、直流電源Ｖ１に接続されている。コンデンサＣ１とカップルドインダクタＬ１との接続点と、ＧＮＤとの間にスイッチングトランジスタＱ２が接続されている。

直列に接続されたスイッチングトランジスタＱ３、カップルドインダクタＬ２は、コンデンサＣ１、カップルドインダクタＬ１に並列に接続されている。スイッチングトランジスタＱ３とカップルドインダクタＬ２との接続点と、ＧＮＤとの間にスイッチングトランジスタＱ４が接続されている。

スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４としては、ＭＯＳＦＥＴを使用することができるがこれに限定されるものではなく、その他のスイッチングトランジスタを使用することも可能である。

＜動作＞
次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作について、図２から図５を参照して説明する。
まず、図２を参照して説明する。図２は、従来のコンバータ回路図と本実施形態のコンバータ回路図及びシミュレーション結果を表した図である。

図２（ａ）は、特許文献１に記載されたコンバータ回路の回路図である。図２（ｂ）は、図２（ａ）のコンバータ回路のＬ１、Ｌ２に流れる電流をシミュレーションした結果を表している。特許文献１にも記載されているように、コンデンサＣ１が直流電源Ｖ１の電圧を分圧するため、コンバータは直流電源Ｖ１の半分の電圧で動作する。これにより、出力電流リップルを小さくすることができる。

図２（ｂ）に示すように、初動時においてはＬ１、Ｌ２に流れる電流ｉ_L1、ｉ_L2が大きく変動するように動作する。図２（ｂ）においては、ｉ_L1は２００Ａのピーク電流を示している。即ち、Ｌ１、Ｌ２がカップルドインダクタではなく通常のインダクタの場合は、実際にＬ１、Ｌ２に流れる電流が初動時においては大きく変動し、このため、全てのスイッチングトランジスタに過負荷がかかるため、全てのスイッチングトランジスタが破壊される恐れがあった。

発明者の鋭意研究の結果、初動時においては、コンデンサＣ１の影響によりカップルドインダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流が大きく変動する方向に動作することが判明した。本実施形態の回路において、コンデンサＣ１を省いた回路では、どのような変動が発生しないことからもこれは明らかである。

図２（ｃ）は、本実施形態のコンバータ回路の回路図である。図２（ｄ）は、本実施形態のコンバータ回路のＬ１、Ｌ２に流れる電流をシミュレーションした結果を表している。図２（ｃ）に示すように、本実施形態では、複数の巻き線と共通の磁心とからなるカップルドインダクタＬ１、Ｌ２を使用している。これにより、片側のカップルドインダクタの電流が増加すると、もう片側のカップルドインダクタも影響を受けて電流を増加させるように動作するため、お互いに影響しあって、電流変動を抑え、早く電流変動を収束させるように動作する。

実際に、図２（ｄ）に示すように、ｉ_L1のピーク電流は図２（ｂ）と比較して半分の１００Ａとなっている。

このように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、初動時におけるカップルドインダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流変動を抑制することができるとともに、全スイッチングトランジスタの過負荷を抑え破壊を防ぐことができる。

次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの別の効果について説明する。図３は、コンデンサＣ１を削除しカップルドインダクタを備えた回路と、本実施形態の回路の回路図、及び、それぞれの回路におけるシミュレーション結果を示した図である。

図３（ａ）で示すように、コンデンサＣ１を削除し、インダクタＬ１、Ｌ２をカップルドインダクタとした回路においては、図３（ｂ）に示すように、電源電圧が１２Ｖのときは、Ａ点、Ｂ点の電圧も１２Ｖとなる。これは、コンデンサＣ１がないため、コンデンサＣ１による電圧の分割が行われないためである。

これに対して、図３（ｃ）に示す本実施形態の回路においては、図３（ｄ）に示すように、コンデンサＣ１によって電源電圧が分割されるので、Ａ点、Ｂ点での電圧は、図３（ｂ）で示す電圧の半分である、６Ｖとなっている。

ここで、スイッチＱ１、Ｑ３のＯＮ時間をそれぞれＴ１、Ｔ３としたとき、Ｔ１＝Ｔ３のときと、Ｔ１＞Ｔ３のときのそれぞれの回路の動作について、図４、図５を参照して説明する。図４は、Ｔ１＝Ｔ３のときと、Ｔ１＞Ｔ３のときのＡ点、Ｂ点の電圧と、インダクタの励磁電流のシミュレーション結果を示した図であり、図５は、Ｔ１＝Ｔ３のときと、Ｔ１＞Ｔ３のときのインダクタの励磁電流のシミュレーション結果を示した図である。

図４（ａ）、図４（ｂ）、図５（ａ）、図５（ｂ）は、コンデンサＣ１を削除し、インダクタＬ１、Ｌ２をカップルドインダクタとした回路のシミュレーション結果を表した図であり、図４（ｃ）、図４（ｄ）、図５（ｃ）、図５（ｄ）は、本実施形態の回路のシミュレーション結果を表した図である。

図４（ａ）、図４（ｃ）に示すように、Ｔ１＝Ｔ３のときは、どちらも励磁電流ｉ_Lｍのピークは同じ値（１Ａ）を示す。ところが、Ｔ１＞Ｔ３のときは、コンデンサＣ１を削除した回路においては、図４（ｂ）に示すように、励磁電流ｉ_Lｍのピークが１２０Ａとなっている。これは、発明者の鋭意研究の結果、カップルドインダクタＬ１、Ｌ２のコアが飽和することが原因であると判明した。
これに対して、本実施形態の回路では、図４（ｄ）に示すように、Ｔ１＞Ｔ３であっても励磁電流ｉ_Lｍのピークに変換はなく１Ａである。

更に説明すると、図４（ａ）に示すコンデンサＣ１の無い回路においては、Ａ点、Ｂ点における電圧は電源電圧と同じなので、Ｑ１とＱ３のＯＮ時間が異なれば、電源電圧×時間がＡ点、Ｂ点で異なってくる。インダクタＬ１、Ｌ２にかかる、電源電圧×時間が異なると、コアが飽和しインダクタＬ１、Ｌ２に流れる励磁電流が大幅に増加する。このため、全てのスイッチの電力損失が増大し、スイッチに高負荷がかかる恐れがある。
これに対して、図４（ｃ）に示す本実施形態の回路では、コンデンサＣ１があるため、Ｑ１とＱ３のＯＮ時間が異なっても、Ａ点、Ｂ点にかかる電圧が変化することによって電源電圧×時間を一定の値に調整できる。これにより、インダクタＬ１、Ｌ２にかかる、電源電圧×時間が異なることないので、コアが飽和せず、励磁電流もほぼ変動しない。

すなわち、本実施形態の回路は、カップルドインダクタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンデンサＣ１を追加することにより、励磁電流の変動を大幅に低減した回路であると言うことができる。これにより、本実施形態の回路では、定常状態においてトランス偏磁が発生しないという作用効果が得られることとなる。

これをシミュレーションで調べてみると、図５（ａ）、図５（ｃ）に示すように、Ｔ１＝Ｔ３のときは、コンデンサＣ１が無い回路のシミュレーション結果（ａ）も、本実施形態の回路のシミュレーション結果（ｃ）も励磁電流は増加していない。しかしながら、Ｔ１＞Ｔ３の場合においては、コンデンサＣ１が無い回路のシミュレーション結果（ｂ）では、励磁電流が大幅に増加している。これに対して、本実施形態の回路のシミュレーション結果（ｄ）では、励磁電流は増加していない。

＜他の実施形態＞
続いて、本発明の他の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成について図を用いて説明する。図６は、本発明の他の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
図６に示すように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの回路に加えて、直列に接続されたスイッチングトランジスタＱ５、カップルドインダクタＬ３を、コンデンサＣ２及びカップルドインダクタＬ２と並列に接続した構成となっている。また、スイッチングトランジスタＱ５とカップルドインダクタＬ３との接続点と、ＧＮＤとの間にスイッチングトランジスタＱ６が接続されている。
すなわち、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの回路のうち、並列回路の下側一列に相当する部分をさらにその下側に並列接続した多相化回路であると言うことができる。

このように多相化された回路からなる本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記した図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータと同様の回路特性を有するものであり、初動時における立ち上がりが早く、かつ、定常時における偏磁が極めて小さいという作用効果を有するものである。
同様に、直列のスイッチングトランジスタ及びカップルドインダクタ並びにこれらの接続点とＧＮＤとの間のスイッチングトランジスタをさらに下位に接続することにより、更なる回路の多相化を行うことが可能である。

以上、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータについて、具体的な実施の形態を示して説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。当業者であれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、上記実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び機能に様々な変更・改良を加えることが可能である。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタ、コンデンサ、カップルドインダクタ等によって実現されるものであり、直流の電圧変換が上記電子部品を用いて実現されるものであるから、自然法則を利用した技術的思想に該当するものであり、低電圧大電流を必要とするＣＰＵなどのＬＳＩを使用する分野においては、どの分野においても利用することができるものである。

本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 従来のコンバータ回路図と本発明のコンバータ回路図及びシミュレーション結果を表した図である。 コンデンサＣ１を削除しカップルドインダクタを備えた回路と、本発明の回路の回路図、及び、それぞれの回路におけるシミュレーション結果を示した図である。 Ｔ１＝Ｔ３のときと、Ｔ１＞Ｔ３のときのＡ点、Ｂ点の電圧と、インダクタの励磁電流のシミュレーション結果を示した図である。 Ｔ１＝Ｔ３のときと、Ｔ１＞Ｔ３のときのインダクタの励磁電流のシミュレーション結果を示した図である。 本発明の他の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

符号の説明

Ｖ１ 直流電源
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチングトランジスタ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２ カップルドインダクタ

Claims (2)

1. 直流電圧を異なった直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   第１のスイッチングトランジスタと、第１のコンデンサと、第１のカップルドインダクタと、第２のコンデンサと、第２のスイッチングトランジスタと、第２のカップルドインダクタとで構成され、
   直列にこの順で接続された前記第１のスイッチングトランジスタ、前記第１のコンデンサ、前記第１のカップルドインダクタ、前記第２のコンデンサが直流電源に接続され、
   直列にこの順に接続された前記第２のスイッチングトランジスタ、前記第２のカップルドインダクタは、
   前記第２のスイッチングトランジスタを前記第１のスイッチングトランジスタと前記第１のコンデンサとの接続点に接続し、前記第２のカップルドインダクタを前記第２のスイッチングトランジスタと前記第２のコンデンサとの間に接続するようにして、前記第１のコンデンサ、前記第１のカップルドインダクタに並列に接続され、
   前記第１のスイッチングトランジスタが導通するときは前記第２のスイッチングトランジスタを切断し、前記第２のスイッチングトランジスタが導通するときは前記第１のスイッチングトランジスタを切断し、
   前記第１のカップルドインダクタと、前記第２のカップルドインダクタとは、複数の巻き線と共通の磁心から成るカップルドインダクタであること、
   
   を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
   
2. 前記第１のスイッチングトランジスタと、前記第２のスイッチングトランジスタとが、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ。