JP2006333622A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力電圧が高い場合であっても損失を小さくするだけでなく、コストも安く抑えながらも制御回路に電圧を供給できるスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】 入力端子の高電位側端子（Ｉ１）と低電位側端子（Ｉ２）の間に直列接続した複数のコンデンサＣ１，Ｃ２と、個々のコンデンサと並列に接続された抵抗器Ｒ１，Ｒ２と、抵抗器Ｒ２の低電位側と低電位側端子（Ｉ２）との間に接続された定電圧手段（ＺＤ）と、直流電圧を降圧して制御回路（１８）に電力を供給するコンバータ回路（１４）とを有する。少なくとも、スイッチング電源回路の起動時には定電圧手段（ＺＤ）の出力を用いて、コンバータ回路（１４）を駆動する。この構成によれば、従来では用いた抵抗器が不用になるので損失も小さくなり、定電圧手段の定格電圧は低くて済むのでコストを安く抑えられる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路を備えたスイッチング電源回路に関する。

通常、電力変換装置に入力される直流電圧はその入力部に設けられた平滑コンデンサによって平滑される。この平滑コンデンサは複数直列に接続して使用される場合がある。その際各コンデンサに対して印加される電圧が均等になるように、コンデンサ対して並列にバランス抵抗を接続する。このような電力変換装置でスイッチング素子を駆動させる制御回路へ電力を供給するスイッチング電源回路では、次のような接続形態で起動時の電力を供給する技術が開示されている。
〔従来例１〕入力端子間に直列接続した二つのバランス抵抗としての抵抗器（ＲＢ１，ＲＢ２）と、当該各抵抗器に並列にコンデンサ（ＣＢ１，ＣＢ２）を接続し、コンデンサ（ＣＢ１）とコンデンサ（ＣＢ２）との接続点から抵抗器（Ｒ１）を介してＰＷＭ制御回路（ＣＴＲＬ）に電圧を供給する。ＰＷＭ制御回路が起動するとＤＣ−ＤＣコンバータとしてのトランス（Ｔ）が駆動し、スイッチング電源回路が起動する。起動したスイッチング電源回路は、例えばインバータ制御回路（ＣＴＬ）へ電力を供給する（例えば特許文献１を参照）。
また、他にも電力変換装置の駆動電力を得るために次のような技術が開示されている。
〔従来例２〕入力端子間に抵抗器（Ｒ１）とツェナーダイオード（ＺＤ）とを直列接続するとともに、抵抗器とツェナーダイオードとの間の接続点にツェナーダイオードと並列にコンデンサ（Ｃ２）を接続したうえで、上記接続点から電源スイッチ（ＳＷ）を介して制御回路に電圧を入力する（例えば特許文献２を参照）。
〔従来例３〕起動時には一次側のレギュレータ回路（３）から制御回路に電圧を入力し、起動後は二次側の整流平滑回路（７）から制御回路に電圧を供給する（例えば特許文献３を参照）。
特開２００３−３３９１６４号公報（第３−４頁，図１） 特開２００３−１２５５７７号公報（第３頁，図２） 特開平７−１５９５６号公報（第２−３頁，図１）

しかし、従来例１では接続点から抵抗器（Ｒ１）を介して制御回路に電圧を供給するが、当該抵抗器（Ｒ１）に印加される電力は入力端子に入力された入力電圧の二乗に比例する。よって、入力電圧が高い場合には基板上に大きな冷却空間を確保する必要があるだけでなく、抵抗器（Ｒ１）による損失も増えて効率が低下する。
従来例２では、高電圧な直流電圧に適応することが考慮されていない。入力電圧が高い場合には定格電圧の高いツェナーダイオードを用いる必要があるため、かえってコスト高となる。
従来例３も、高電圧な直流電圧に適応することが考慮されておらず、上記損失を小さくするためにレギュレータ回路を起動時にのみ用い、起動後は遮断しているため、入力電圧が高い場合には定格電圧の高い回路素子（例えばトランジスタやコンデンサ等）を用いる必要があるためにかえってコスト高となる。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、入力電圧が高い場合であっても損失を小さくするだけでなく、コストも安く抑えながらも制御回路に電圧を供給できるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

（１）課題を解決するための手段（以下では単に「解決手段」と呼ぶ。）１は、電力変換回路のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路に電力を供給するスイッチング電源回路であって、直流電圧が入力される入力端子の高電位側端子と低電位側端子の間に直列接続され、前記直流電圧を平滑する複数のコンデンサと、前記複数のコンデンサについて個々のコンデンサに並列に接続された抵抗器と、前記並列に接続された抵抗器のうちで最も低電位側に接続された抵抗器の低電位側と前記低電位側端子との間に接続された定電圧手段と、前記直流電圧を降圧して前記制御回路に電力を供給するコンバータ回路とを有し、少なくとも、スイッチング電源回路の起動時に前記定電圧手段の出力を用いて、前記コンバータ回路を駆動する構成とした。

解決手段１によれば、定電圧手段から出力される電圧は入力電圧よりも大幅に小さくなるので、損失が小さくて済む。また、定電圧手段の定格電圧はそれほど高いものでなくてもよいので、コストを安く抑えることができる。

（２）解決手段２は、解決手段１に記載したスイッチング電源回路であって、前記抵抗器の各抵抗値と前記定電圧手段の出力する電圧は、前記複数のコンデンサそれぞれにかかる電圧が等しくなるように設定され、かつ複数の抵抗器および定電圧手段を流れる電流が前記複数のコンデンサの漏れ電流よりも十分に大きくなるように設定する構成とした。

解決手段２によれば、定電圧手段は起動時に制御回路に電圧を供給する機能を果たすとともに、起動後は複数の抵抗器とともに複数のコンデンサの電圧バランスを維持する機能を果たす。

（３）解決手段３は、解決手段１または２に記載したスイッチング電源回路であって、前記定電圧手段の出力電圧を前記コンバータ回路の駆動に適正な値に調整するレギュレータ回路を備える構成とした。

解決手段３によれば、レギュレータ回路を備えた場合には、コンバータ回路に供給される電圧が適正値に調整されるので、より安定した電圧を供給することができる。また、定電圧手段から出力の電圧は入力電圧よりも大幅に小さいので、レギュレータ回路を構成する回路素子は定格電圧が低いもので足りるのでコストを安く抑えることができる。

（４）解決手段４は、解決手段１から３のいずれか一項に記載したスイッチング電源回路であって、定電圧手段はツェナーダイオードであり、前記定電圧手段の出力の電圧はツェナー電圧である構成とした。

解決手段４によれば、ツェナーダイオードには、電子なだれ降伏が起きる降伏領域が存在するので、当該降伏領域内で駆動することにより安定した電圧（降伏電圧もしくはツェナー電圧と呼ぶ。）を制御回路に供給することができる。

本発明によれば、入力電圧が高い場合であっても損失を小さくするだけでなく、コストも安く抑えながら制御回路に電圧を供給することができる。

本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。なお単に「接続」という場合には、特に明示しない限り、電気的な接続を意味する。

まず図１には、スイッチング電源回路の構成例を模式的に回路図で表す。図１に表すスイッチング電源回路１０は、コンデンサＣ１，Ｃ２、抵抗器Ｒ１，Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４、レギュレータ回路１６を有する。
また、電力変換装置に相当するインバータ装置２０は、上記スイッチング電源回路１０に加えて、インバータ制御回路１２、３相ブリッジ回路１８を備える。電力変換回路に相当する３相ブリッジ回路１８は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６を有する。
なお、本例では直流電源Ｅ（電圧はＶｉ）を入力端子Ｉ１，Ｉ２間に接続する。当該入力端子Ｉ１が直流電源Ｅの高電位側端子であり、入力端子Ｉ２が低電位側端子である。

コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とは、入力端子Ｉ１，Ｉ２間に直列接続する。コンデンサＣ１には抵抗器Ｒ１を並列に接続し、コンデンサＣ２には抵抗器Ｒ２とツェナーダイオードＺＤとを直列接続（すなわちツェナーダイオードＺＤのカソード側を抵抗器Ｒ２に接続）したものを並列に接続する。よってツェナーダイオードＺＤを除けば、コンデンサと抵抗器は同数になる。ツェナーダイオードＺＤは定電圧手段に相当する。
上述した抵抗器Ｒ１，Ｒ２およびツェナーダイオードＺＤは、入力端子Ｉ１，Ｉ２間に直列接続する。つまり、最も低電位側に接続された抵抗器Ｒ２の低電位側と、低電位側端子である入力端子Ｉ２との間にツェナーダイオードＺＤが接続されている。結果的には、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の接続点Ｐ１と、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２の接続点Ｐ２との間が短絡接続されることになる。

トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３は上アームとして、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６は下アームとして、３相ブリッジ回路１８を構成している。具体的には、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ４が入力端子Ｉ１，Ｉ２間に接続点Ｐ４を介して直列に接続され、トランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ５が入力端子Ｉ１，Ｉ２間に接続点Ｐ５を介して直列に接続され、トランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ６が入力端子Ｉ１，Ｉ２間に接続点Ｐ５を介して直列に接続されている。接続点Ｐ６は出力端子Ｏ１に接続され、接続点Ｐ５は出力端子Ｏ２に接続され、接続点Ｐ４は出力端子Ｏ３に接続されている。トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の制御端子はインバータ制御回路１２に接続されている。

抵抗器Ｒ２とツェナーダイオードＺＤとの間における接続点Ｐ３は、レギュレータ回路１６に接続されている。レギュレータ回路１６は、接続点Ｐ３から供給される電圧を適正値に調整し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４の制御ＩＣの電源端子Ｖccに出力する。コンバータ回路に相当するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４は、入力端子Ｉ１から接続線Ａ１を経て入力される入力電圧Ｖｉを降圧して、インバータ制御回路１２に電力を供給する。また、スイッチング電源回路１０の起動時のみレギュレータ回路１６から電源端子Ｖccに出力された電力を用いて駆動するが、スイッチング電源回路１０の起動後はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４自身の出力から接続線Ａ２を経て電源端子Ｖccに供給される電力を用いて駆動する。この切り替えは、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４自身の出力から電源端子Ｖccに供給される電圧をレギュレータ回路１６から電源端子Ｖccに供給される電圧に比べて僅かに高くし、ダイオードＤ１を接続することで可能である。ダイオードＤ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４からの出力に、カソードがＶcc側、アノードがＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４の出力側となるように接続する。インバータ制御回路１２は、入力端子Ｉ１，Ｉ２から入力される入力電圧Ｖｉに対してトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６のスイッチング動作を行って出力端子Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３に出力電圧Ｖｏを出力する。トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のスイッチング動作は、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）制御やパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御などが該当し、これらの変調制御によって出力端子Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３には３相で変化する電力を出力することができる。

上述した回路構成において、接続点Ｐ１と接続点Ｐ２との間は短絡接続されているので、これらの接続点における電位は等しくなる。抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２の抵抗値を調整して接続点Ｐ１，Ｐ２の電圧を入力電圧Ｖｉの１／２とすることで、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２には同じ耐電圧の電解コンデンサを用いることができるので、異なる耐電圧の電解コンデンサを用いる場合よりもコストを安く抑えることができる。

ここで、抵抗器Ｒ１，Ｒ２とツェナーダイオードＺＤの値は、スイッチング電源回路１０の起動時にレギュレータ回路１６が要求する電流が最大になるときにもツェナーダイオードＺＤに十分電流が流れるように設定されている。なお、ツェナーダイオードＺＤに流れる電流Ｉｚ＝（Ｖｉ−ツェナー電圧Ｖｚ）／（抵抗器Ｒ１の抵抗値＋抵抗器Ｒ２の抵抗値）と表すことができる。このように設定することで回路群（本例ではレギュレータ回路１６，ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４およびインバータ制御回路１２）への電流が変化しても電圧は変化しないため、接続点Ｐ３はツェナー電圧Ｖｚになる。

また、スイッチング電源回路１０の起動後は、降伏領域内でツェナーダイオードＺＤを駆動することで接続点Ｐ３の電圧Ｖp3が安定し、結果的に接続点Ｐ２の電圧Ｖp2もまた安定する。よって、ツェナーダイオードＺＤは抵抗器Ｒ１，Ｒ２とともに、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２にかかる電圧バランスを維持する。つまり、起動後もコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２にかかる電圧バランスを維持することができる。

上述した実施の形態によれば、以下に表す各効果を得ることができる。
（１）入力端子Ｉ１，Ｉ２間には、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とを直列接続し、コンデンサＣ１に抵抗器Ｒ１を並列に接続し、コンデンサＣ２に抵抗器Ｒ２とツェナーダイオードＺＤとの直列接続を並列に接続した（図１を参照）。また、抵抗器Ｒ２とツェナーダイオードＺＤとの間における接続点Ｐ３を、レギュレータ回路１６に接続し、レギュレータ回路１６の出力を電源端子Ｖccへ供給するように接続した（図１を参照）。このように構成したので、起動時に電源端子Ｖccに電力を供給することができる。従来例１のようにバランス抵抗としての抵抗器（ＲＢ１，ＲＢ２）の接続点とＰＷＭ制御回路（ＣＴＲＬ）との間に抵抗器を接続する必要が無くなり、損失が小さくなる。
例えば入力電圧Ｖｉが４００[V]のとき、２[W]の抵抗を１／４[W]の抵抗器で実現した場合には、８個分の抵抗器を削減できる。したがって、基板上の実装空間を減らすとともに、抵抗器の削減によるコストの低減を図ることができる。

また、ツェナーダイオードＺＤは抵抗器Ｒ１，Ｒ２に直列に接続したので、ツェナーダイオードＺＤに印加される電圧Ｖp3は入力電圧Ｖｉよりも大幅に小さい。よって、ツェナーダイオードＺＤの定格電圧はそれほど高いものでなくてもよい。

（２）接続点Ｐ２の電圧Ｖp2が入力電圧Ｖｉの１／２となるように設定したので、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２にかかる電圧が等しく、コンデンサの耐電圧を小さくできる。また、ツェナーダイオードＺＤは起動時にインバータ制御回路１２に電圧を供給する機能を果たすとともに、起動前、起動後ともに抵抗器Ｒ１および抵抗器Ｒ２とともにコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の電圧バランスを維持する機能を果たすことができる。

（３）接続点Ｐ３と電源端子Ｖccとの間にはレギュレータ回路１６を介在させる構成としたので（図１を参照）、接続点Ｐ３から供給される電圧Ｖp3が適正値に調整される。したがって、電源端子Ｖccに安定した電圧を供給することができる。なおツェナーダイオードＺＤで得られる精度の定電圧で電源端子Ｖccに入力してもよい場合は、レギュレータ回路１６を無くしてもよい。
また、上述したように接続点Ｐ３の電圧Ｖp3は入力電圧Ｖｉよりも大幅に小さいので、レギュレータ回路１６を構成する回路素子は定格電圧が低いもので足りる。したがって、全体のコストを安く抑えることができる。

（４）定電圧手段としてツェナーダイオードＺＤを用い（図１を参照）、降伏領域内でツェナーダイオードＺＤを駆動することにより、接続点Ｐ３の電圧Ｖp3はツェナー電圧Ｖｚとなり、レギュレータ回路１６に供給することができる。また、入力電圧が変動してもツェナー電圧Ｖｚは変動せず、安定してレギュレータ回路１６に電力を供給できる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための最良の形態について説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することができる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

（１）上述した実施の形態では、定電圧手段としてツェナーダイオードＺＤを適用した（図１を参照）。この形態に代えて、他の回路素子や定電圧回路を適用してもよい。例えば、トランジスタやダイオードなどの回路素子を適用してもよい。

同様にして、トランジスタやダイオードなどの回路素子で構成した定電圧回路を用いてもよい。例えば図２（Ａ）に表す定電圧回路は、トランジスタＴｒ７、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗器Ｒ３などで構成する。トランジスタＴｒ７のベース・エミッタ間電圧をＶbeと仮定すると、入力する接続点Ｐ３の電圧Ｖp3にかかわらず、出力電圧Ｖp4は（Ｖz−Ｖbe）に等しくなる。トランジスタＴｒ７の電流増幅機能によって出力側の負荷が増えてもツェナー電圧Ｖｚが変化しないので、図１のツェナーダイオードＺＤよりも安定してレギュレータ回路１６に電圧を供給することができる。

また例えば図２（Ｂ）に表す定電圧回路は、トランジスタＴｒ８，Ｔｒ９、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗器Ｒ４などで構成する。回路図から明らかなように、トランジスタＴｒ８，Ｔｒ９はダーリントン接続がなされており、ツェナーダイオードＺＤおよび抵抗器Ｒ４が入力する接続点Ｐ３の電圧Ｖp3に対して直列接続されている。この回路では、過負荷や負荷ショートが発生した場合でも、レギュレータ回路１６に対して安定して電圧を供給することができる。

（２）上述した実施の形態では、入力端子Ｉ１，Ｉ２間には直流電源Ｅ（電圧はＶｉ）を接続したが（図１を参照）、整流器を備えることによって交流電源を接続することも可能である。したがって、電源の種類を問わず入力端子Ｉ１，Ｉ２間に接続することができる。また、インバータ制御回路１２がパルス幅変調制御によって３相ブリッジ回路１８を駆動すれば、サイクロコンバータを容易に実現することができる。

（３）上述した実施の形態では、コンデンサは２つであったが、３つ以上を直列に接続しても良い。その場合には、各コンデンサに対応してそれぞれ抵抗器を並列に接続し、最も低電位側の抵抗器にかかる低電位側と入力端子Ｉ２との間に、定電圧手段を設ければよい。各コンデンサは一定の耐電圧を有するので、コンデンサの接続個数を増やすにつれて入力端子Ｉ１，Ｉ２間に入力可能な直流電源Ｅの電圧を高めることができる。逆に言えば入力しようとする直流電源Ｅの電圧に合わせてコンデンサの接続個数を設定すれば、過電圧になることなく確実に出力端子Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３に３相で変化する電力を出力できる。

（４）上述した実施の形態では、３相ブリッジ回路１８を制御するインバータ制御回路１２に電力を供給したが、他の形式の電力変換回路に電力を供給しても良い。当該他の形式の電力変換回路としては、例えば３相以外の相数からなるブリッジ回路を制御するインバータ制御回路や、コンバータ回路、昇圧回路（例えば昇圧チョッパ回路等）、降圧回路（例えば降圧チョッパ回路等）などが該当する。このように他の形式の電力変換回路に電力を供給する場合であっても、起動時には電源端子Ｖccに確実に電力を供給することができ、従来例１で用いた抵抗器が不用になる点で損失を小さくできる。

（５）上述した実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４が駆動した後は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４自身の出力から接続線Ａ２を経て電源端子Ｖccに入力するように切り替えたが、そのままレギュレータ回路１６からの出力を電源端子Ｖccに入力するようにしても良い。こうすれば接続線Ａ１，Ａ２が不用になり、入力切替用の素子や回路等もまた不用になるので、製造コストをより低減することができる。

スイッチング電源回路の構成例を模式的に表す回路図である。 定電圧回路の一例を表す回路図である。

符号の説明

１０ スイッチング電源回路
１２ インバータ制御回路
１４ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（コンバータ回路）
１６ レギュレータ回路
Ａ１，Ａ２ 接続線
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｉ１，Ｉ２ 入力端子
Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３ 出力端子
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３ 接続点
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗器
Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６ トランジスタ
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
ＺＤ ツェナーダイオード（定電圧手段）

Claims (4)

1. 電力変換回路のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路に電力を供給するスイッチング電源回路であって、
   直流電圧が入力される入力端子の高電位側端子と低電位側端子の間に直列接続され、前記直流電圧を平滑する複数のコンデンサと、
   前記複数のコンデンサについて個々のコンデンサと並列に接続された抵抗器と、
   前記並列に接続された抵抗器のうちで最も低電位側に接続された抵抗器の低電位側と前記低電位側端子との間に接続された定電圧手段と、
   前記直流電圧を降圧して前記制御回路に電力を供給するコンバータ回路とを有し、
   少なくとも、スイッチング電源回路の起動時に前記定電圧手段の出力を用いて、前記コンバータ回路を駆動する構成としたスイッチング電源回路。
2. 請求項１に記載したスイッチング電源回路であって、
   前記抵抗器の各抵抗値と前記定電圧手段の出力する電圧は、前記複数のコンデンサそれぞれにかかる電圧が等しくなるように設定され、かつ複数の抵抗器および定電圧手段を流れる電流が前記複数のコンデンサの漏れ電流よりも十分に大きくなるように設定したスイッチング電源回路。
3. 請求項１または２に記載したスイッチング電源回路であって、
   前記定電圧手段の出力電圧を前記コンバータ回路の駆動に適正な値に調整するレギュレータ回路を備えたスイッチング電源回路。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載したスイッチング電源回路であって、
   定電圧手段はツェナーダイオードであり、前記定電圧手段の出力の電圧はツェナー電圧であるスイッチング電源回路。
   

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