WO2010007985A1

WO2010007985A1 - 点灯装置、バックライト装置

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Publication number: WO2010007985A1
Application number: PCT/JP2009/062733
Authority: WO
Inventors: 滋井戸
Original assignee: パナソニック電工株式会社
Priority date: 2008-07-14
Filing date: 2009-07-14
Publication date: 2010-01-21
Also published as: JP2010021109A; US8841863B2; CN102067736B; CN102067736A; EP2302984A1; US20110089846A1; EP2302984A4

Abstract

　点灯装置であって、点灯回路と、調光信号回路ＲＳＦＦ１と、フィードフォワード制御回路ＦＦとを備える。点灯回路は、商用電源Ｖｉｎを整流・平滑した出力ＶＤＣを入力して光源Ｌａｍｐ１に電力を供給する。調光信号回路ＲＳＦＦ１は、前記点灯回路の出力を周期的にオン状態とオフ状態（または減光状態）に切り替えるタイミング信号を点灯回路に与える。フィードフォワード制御回路ＦＦは、前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧を検知して前記光源の光出力を所望の値となるように点灯時間を補正する制御信号を前記調光信号回路に送出する。

Description

点灯装置、バックライト装置

　本発明は液晶表示装置のバックライト装置などに用いられる点灯装置に関し、特に光のちらつきの低減と回路効率の改善に関する。

　液晶表示装置は、一般的に、冷陰極ランプなど蛍光ランプを複数点灯させたバックライト装置の光を用いて画像表示を行っている。蛍光ランプの点灯回路にはインバータ回路が一般的に用いられる。高周波でランプを点灯させることによりランプ発光効率が向上し、トランスなど電子部品の小型化が可能となっている。

　液晶表示装置は、その普及に伴って、更なる機器の高効率化が求められている。特に、バックライト装置は液晶表示装置の大部分の電力を消費するため、その高効率化は重要な課題である。この要請に応えるため、ゼロ電圧スイッチングなどのソフトスイッチング手法を放電灯点灯回路に採用することで、インバータ回路のスイッチング損失を低減することが提案されている。インバータ回路に入力する直流電源を高電圧仕様にして、昇圧トランスの損失を低減することも提案されている。

　また、液晶表示装置の光源として、蛍光ランプだけでなく、半導体発光であるＬＥＤや有機ＥＬなどが実用化されつつある。従って、これらの発光デバイスに電力供給する点灯回路に対しても高効率化が求められている。

　しかしながら、これらのバックライト装置の点灯回路における電力変換の効率は、一般照明用の点灯回路のそれよりも低い。その理由は、一般照明用の点灯回路よりもちらつきを抑えるための直流安定化回路を別途必要とするからである。

　ここで一般照明用の点灯回路でちらつきが問題とならない理由を説明する。たとえば、商用電源（５０Ｈｚ）を電源とした蛍光灯インバータ回路のちらつきについて考える。蛍光灯インバータ回路では、商用電源を整流回路で整流し、平滑回路で直流電圧を平滑してインバータ回路に直流電力を供給し、インバータ回路がランプに高周波電力を供給している。平滑回路の出力電圧は、完全な直流電圧とはなっておらず、所謂リップル電圧を含んでいる。

　そのため、インバータ回路の出力電圧もリップル電圧により多少変動する。たとえばインバータ回路に入力された直流電圧に１００Ｈｚのリップル電圧が含まれているとする。この１００Ｈｚは、商用電源を全波整流したときに現れる周波数成分である。このリップル電圧を除去せずにインバータ回路がランプを点灯させると、光出力に１００Ｈｚの周波数成分をもつ変動が生じる。一般照明用のインバータ回路のリップル電圧のレベルはおよそ１０％以下である。この光を直視しても、ちらつきはほとんど感じない。これは光変化の周波数が１００Ｈｚと高いからである。そのため、一般照明などで用いる蛍光灯のインバータ回路などではこのちらつきは特に問題とならない。

　ところが液晶表示装置においては、一般照明と異なる点灯方法を用いているため、ちらつきが顕著となる。なぜなら、一般的な液晶表示装置のバックライト装置は、比較的低周波でインパルス点灯を行っているからである。

　特許文献１（特開平７－２７２８８９号公報）では、蛍光ランプに高周波電圧を印加する期間と印加しない期間を周期的に繰り返すことで、蛍光ランプの調光を行っている。この調光では、光出力が点灯と消灯の時間比率から求まる。従って、ランプ電流を連続的に可変する方式に比べて、光出力が直線的に変化する。また、点滅することで液晶表示装置の動画ボケを改善している。

　特許文献２（特開平１１－２０２２８６号公報）は、液晶表示装置において、光源をインパルス発光させることで鮮明な画像を得る技術を開示している。この技術によれば、光源を画像の更新周期に合わせて発光させることで、液晶表示装置の欠点である応答性が改善する。つまり、表示画像を６０Ｈｚで更新する場合、光源も６０Ｈｚでインパルス発光させれば良い。このように光源をインパルス発光させるのは液晶表示装置にとって有用である。

　しかし、このインパルス発光のためには安定した電源が必要となる。なぜなら、光源の電源に商用電源のリップル電圧が含まれていると、リップル電圧の周波数とインパルス発光の周波数の干渉によるゆらぎが発生するからである。たとえば商用電源の周波数が５０Ｈｚで、平滑回路出力に１００Ｈｚのリップル電圧が生じているとする。このときインパルス発光の周波数を１２０Ｈｚとすると、２０Ｈｚの光変動を生じる。すなわち、商用電源の周波数とインパルス発光の周波数の差が低周波になると、それがちらつきとして現れる。

　このちらつきの対策として、インパルス発光の周波数をリップル周波数から遠ざける方法がある。つまり商用電源の周波数とインパルス発光の周波数の差が大きくなるように設定する。リップル周波数を１００Ｈｚ、インパルス発光周波数を３８０Ｈｚにそれぞれ設定した場合、周波数差は２８０Ｈｚとなるので、ちらつきは目立たなくなる。

　しかし、特許文献２のように鮮明な画像を効率的に得るには、インパルス発光の周期を表示画像の更新周期に同期させる必要がある。すなわち、液晶表示更新を６０Ｈｚで行う場合は、インパルス発光の周波数は６０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚから選択できる。この場合、もっとも画面が明るく、かつ鮮明な画像を得るにはなるべく低い周波数を選択しなくてはならない。

　そこで一般的な液晶表示装置は、商用電源に起因する直流電源のリップル電圧を除去する安定化電源回路を備えている。リップルの影響がないのであれば、そのちらつきの問題は発生しない。しかし、電源安定化によって回路損失が生じるため、液晶表示装置の電力から光への変換効率が低下する。

　ところで、電源安定化回路を用いずにリップルの影響を低減する方法としてインバータ回路に電源リップル除去機能を付加することが考えられる。たとえばランプ電流をフィードバック制御すればよい。フィードバック制御を行えばランプ電流は略一定となり、リップル電圧による光出力の変動を除去できる。

　しかし、このフィードバック制御では、ランプ電流を絶縁された２次側回路で検出し、この検出信号を非絶縁である１次側スイッチング回路ヘ伝達する必要がある。従って、実際には、その伝達回路を含めたフィードバック制御の設計は困難である。

　もうひとつの手法として、フィードフォワード制御を行うことが考えられる。リップル電圧に応じてインバータ出力を増減させれば、制御回路は非絶縁の１次側で構成することができ、絶縁回路の設計は容易である。また、リップル電圧は比較的安定に発生するので、フィードフォワード制御には適している。この放電灯点灯装置のフィードフォワード制御についても様々な手法が提案されている。

　特許文献３（特開２００２－３３０５９１号公報）では、インバータの入力電圧を検知し、電圧変動によるランプ電流変化を抑制するように、スイッチの駆動周波数またはスイッチオン・スイッチオフの時間比を変化させる技術が提案されている。

　また、特許文献４（特表２００７－５２９８７２号公報）では、インダクタなどにエネルギーを蓄積して、光源にエネルギーを与えるコンバータにおいて、蓄積エネルギーが一定となるように、フィードフォワード制御する技術が提案されている。

特開平７－２７２８８９号公報特開平１１－２０２２８６号公報特開２００２－３３０５９１号公報特表２００７－５２９８７２号公報

　特許文献３は連続点灯に適した技術である。しかしながら、液晶表示装置で用いられるランプの点灯制御（バースト調光制御）のように点滅を繰り返す調光においては、とくに蛍光灯などを点滅させた場合に、ランプの始動タイミングのずれなどでちらつきが発生する問題がある。

　特許文献４は、ＬＥＤなどの発光素子へのエネルギーを一旦インダクタなどに蓄積し、その後、発光素子を発光させる。従って、蓄積のためのエネルギー損失を伴う。また、エネルギー蓄積のための素子を小さくするために、スイッチング周波数を高める必要があり、これによりスイッチング損失も増加する傾向にある。

　本発明は、このような従来技術の課題を解決すべくなされたものであり、液晶表示装置の光源を点灯させるインバータ回路で電源変動に起因するちらつきを除去する制御を確実に行うことにより、液晶表示装置の画像表示性能を損なわずに安価で高効率な点灯装置を提供することを目的とする。

　本発明の態様は点灯装置であって、商用電源を整流する整流器と、前記整流器の出力を平滑する少なくとも１つの平滑回路と、前記平滑回路の出力を入力して光源に電力を供給する点灯回路と、前記点灯回路の出力を周期的にオン状態と、オフ状態または減光状態に切り替えるタイミング信号を前記点灯回路に与える調光信号回路と、前記点灯回路の入力電圧または前記平滑回路の入力電圧を検知して前記光源の光出力を所望の値となるように点灯時間を補正する制御信号を前記調光信号回路に送出するフィードフォワード制御回路とを備える。

　前記点灯回路は入力電流を一定にする制御回路を有してもよい。

　前記フィードフォワード制御回路は、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧に比例する電圧信号の積分を開始するのが好ましい。さらに、前記フィードフォワード制御回路は、前記電圧信号の積分値が所定の値になると前記調光信号回路に前記点灯回路をオフさせる信号を送出するのが好ましい。

　前記フィードフォワード制御回路は、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧信号と入力電流信号の乗算値の積分を開始するのが好ましい。さらに、前記フィードフォワード制御回路は、前記積分の値が所定の値になると、前記調光信号回路に前記点灯回路をオフさせる信号を送出するのが好ましい。

　前記調光信号回路は、前記点灯回路のオン状態期間を、時間比率１００％よりも小さくすることが好ましい。

　前記調光信号回路の周波数は、３０Ｈｚから１０００Ｈｚであってもよい。

　前記光源は、半導体光源であってもよい。

　本発明の態様は、上記点灯装置を備えたバックライト装置でもよい。

　本発明によれば、光源の発光量が所望の値となるように点灯時間を調整するフィードフォワード制御が実行される。点灯と消灯の時間比率を可変して光量補正することができるので、高速なフィードバック制御などが不要となる。従って、安価な構成で、電源リップルによるちらつきを抑制できる。

本発明に係る第１実施形態の回路図である。第１実施形態の動作波形図である。第１実施形態の動作説明図である。本発明に係る第２実施形態の回路図である。本発明に係る第３実施形態の回路図である。本発明に係る第４実施形態の回路図である。本発明に係る第５実施形態の回路図である。本発明に係る第６実施形態の回路図である。第６実施形態の光源の配置を示す正面図である。第６実施形態の動作波形図である。本発明に係る第７実施形態の液晶表示装置の概略構成を示す分解斜視図である。

　以下図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。

（第１実施形態）
　図１に示すように、本発明の第1実施形態に係る点灯回路は、商用電源Ｖｉｎを整流する整流回路ＤＢと、その出力を昇圧して平滑する力率改善回路ＰＦＣを有する。

　力率改善回路ＰＦＣは周知の昇圧チョッパ回路である。力率改善回路ＰＦＣは、整流回路ＤＢの整流出力端に並列接続された小容量のコンデンサＣｓ２と、整流回路ＤＢの整流出力端に接続されたインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３の両端にダイオードＤ１を介して並列接続された平滑用の電解コンデンサＣｓ１と、スイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフ制御するチョッパ制御部ＣＴＲ１を含む。力率改善回路ＰＦＣでは、スイッチング素子Ｑ３が商用周波数よりも高周波でオン・オフされることで、商用電源Ｖｉｎからの入力電流の休止期間が少なくなり、入力力率が改善される。平滑用の電解コンデンサＣｓ１には昇圧された直流電圧が充電される。商用電源Ｖｉｎの谷部ではコンデンサＣｓ１への充電エネルギーが不足するので、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣには、商用電源Ｖｉｎの２倍の周波数成分のリップル電圧が重畳する。例えば、商用電源Ｖｉｎの入力電圧およびその周波数がそれぞれ、１００Ｖ、５０Ｈｚである場合には、１００Ｈｚのリップル電圧が出力電圧ＶＤＣに重畳される。力率改善回路ＰＦＣのその他の動作については周知であるので、その詳細な説明は省略する。

　力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、その駆動回路ＤＲＶと、キャパシタＣｄ１と絶縁トランスＴ１と、共振インダクタＬｒ１と共振キャパシタＣｒ１とからなるハーフブリッジインバータ回路（以下、単にインバータ回路と称する）に供給される。インバータ回路の低電圧側の入力端子には入力電流を検出する抵抗Ｒｓ１が挿入されている。インバータ回路は直流電圧ＶＤＣを高周波電圧に変換し、蛍光ランプＬａｍｐ１に電力を供給する。

　スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えば、ソース‐ドレイン間に並列接続される逆方向ダイオードを内蔵するＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高周波で交互にオン・オフされ、スイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフのときは、直流電源ＶＤＣの正極→スイッチング素子Ｑ１→キャパシタＣｄ１→絶縁トランスＴ１の１次巻線→電流検出抵抗Ｒｓ１→直流電圧ＶＤＣの負極の経路で電流が流れてキャパシタＣｄ１が充電される。スイッチング素子Ｑ１がオフで、スイッチング素子Ｑ２がオンのときは、キャパシタＣｄ１→スイッチング素子Ｑ２→絶縁トランスＴ１の１次巻線→キャパシタＣｄ１の経路で電流が流れてキャパシタＣｄ１が放電される。したがって、絶縁トランスＴ１は高周波電圧により励磁され、その２次巻線には昇圧された高周波電圧が発生する。この昇圧された高周波電圧は、共振インダクタＬｒ１と共振キャパシタＣｒ１の直列共振回路に印加されて、共振作用により更に昇圧される。さらに、共振キャパシタＣｒ１の両端には高周波の高電圧が発生し、この高電圧が放電ランプＬａｍｐ１の両端に印加される。ここで、放電ランプＬａｍｐ１は、冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）、熱陰極蛍光ランプ（ＨＣＦＬ）などである。

　スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数は、通常、共振周波数よりも高い周波数に設定される。この発振周波数が高くなると放電ランプＬａｍｐ１の光出力が低下する。一方、発振周波数が低くなると放電ランプＬａｍｐ１の光出力が増加する。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオン・オフする点灯期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフである消灯期間とがあり、放電ランプＬａｍｐ１は、これら点灯期間と消灯期間とが交互に切り換わることで点滅点灯する。さらに、点灯期間と消灯期間は、液晶表示装置の映像更新周期に同期した低い周波数（例えば、１２０Ｈｚ）で繰り返される。なお、消灯期間でもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共振周波数よりも十分に高い高周波で交互にオン・オフさせてもよい。この場合、オン・オフの動作周波数は、放電ランプＬａｍｐ１の点灯を維持できないほど高い周波数に切り替えられる。

　インバータ回路はパルス幅変調制御器ＰＷＭ１を備える。インバータ回路にはフィードバック制御回路が付加されている。このフィードバック制御では、抵抗Ｒｓ１からの検出信号を入力することで、インバータ回路への入力電流が所定の値となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間や動作周波数が調整される。さらに、このフィードバック制御は、イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈとなる点灯期間でのみ機能し、イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗとなる消灯期間ではインバータ回路の発振そのものが停止している。

　駆動回路ＤＲＶは、パルス幅変調制御器ＰＷＭ１からの高周波出力を受けて、スイッチング素子Ｑ２のゲート電極と、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース電極間とに高周波のパルス電圧を印加する。ただし、これらの高周波の位相は互いに逆である。したがって、これらの高周波パルスの印加によって、スイッチング素子Ｑ２は高周波でオン／オフし、逆に、スイッチング素子Ｑ１は高周波でオフ／オンする。なお、本実施形態において、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間は均等に設定される。また、フィードバック制御がオン時間の制御である場合には、発振周波数が一定で各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が増減する。フィードバック制御が発振周波数の制御である場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンする動作周波数が変化する。

　以上の動作を下記にまとめる。イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗのときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共にオフであり、インバータ回路の発振が停止しているので、放電ランプＬａｍｐ１は消灯する。イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオンすることにより、インバータ回路が発振し、その発振出力により放電ランプＬａｍｐ１が点灯する。インバータ回路への入力電流は、抵抗Ｒｓ１により検出される。入力電流が既定値よりも小さい場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を伸ばすか動作周波数を下げることで出力を増加させる。入力電流が既定値よりも大きい場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を短縮するか動作周波数を上げることで出力を減少させる。これら出力の増加または減少によって、入力電流が一定になる。イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈである点灯期間とＬｏｗである消灯期間は、液晶表示装置の映像更新周期に同期した低い周波数（例えば、１２０Ｈｚ）で繰り返される。光出力は、点灯期間と消灯期間の時間比率を可変にすることで調整される。

　イネーブル信号ＥＮ１は、フィードフォワード制御回路ＦＦから出力される。フィードフォワード制御回路ＦＦは、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２，Ｒｉ１と、積分キャパシタＣａ２と、積分キャパシタＣａ２のリセットスイッチＳＷ１と、演算増幅器ＯＰ１と、比較器ＣＭＰ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１とを備える。抵抗Ｒａ１とＲａ２は、電圧ＶＤＣの分圧信号Ｖｓｎｓを出力する。この分圧信号Ｖｓｎｓは、力率改善回路ＰＦＣによる出力電圧制御のための信号（つまりチョッパ制御回路ＣＴＲ１への入力電圧）として用いられてもよい。分圧信号Ｖｓｎｓは、抵抗Ｒｉ１を介して演算増幅器ＯＰ１とキャパシタＣａ２からなる積分回路に入力される。

　積分回路の出力Ｖｉｎｔは、比較器ＣＭＰ１の負の入力端子に入力される。比較器ＣＭＰ１の正の入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力される。比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット入力Ｒへ入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット入力Ｓには調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号が入力される。

　フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はリセットスイッチＳＷ１へ出力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の非反転出力Ｑであるイネーブル信号ＥＮ１はパルス幅変調制御器ＰＷＭ１に出力される。パルス幅変調制御器ＰＷＭ１は、イネーブル信号ＥＮ１に基づいて、インバータ回路のスイッチング動作をオン・オフする。

　ここで、積分回路について説明する。この積分回路は、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣを抵抗Ｒａ１，Ｒａ２によって分圧して得られた電圧Ｖｓｎｓを積分し、その積分電圧Ｖｉｎｔを出力する。積分時定数は、入力抵抗Ｒｉ１と帰還インピーダンスであるコンデンサＣａ２の容量で決まる。演算増幅器ＯＰ１は入力インピーダンスならびに増幅率が極めて高い差動増幅器であり、その＋側入力端子と－側入力端子は同一電位、つまり仮想短絡（イマジナリーショート）の状態にある。演算増幅器ＯＰ１の＋側入力端子はグランド電位に接続されているので、－側入力端子の電位は、グランド電位に固定される。スイッチＳＷ１は積分コンデンサＣａ２をリセットする。スイッチＳＷ１がＯＮのとき、コンデンサＣａ２の両端電位は共にグランド電位となるから、コンデンサＣａ２の残留電荷はゼロとなり、積分電圧Ｖｉｎｔは０ボルトとなる。積分を開始するべく、スイッチＳＷ１をＯＦＦすると、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣを抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の分圧から得られた電圧Ｖｓｎｓによって、抵抗Ｒｉ１を介してコンデンサＣａ２に電流が流れ、コンデンサＣａ２が充電される。演算増幅器ＯＰ１の入力インピーダンスは極めて高いから、抵抗Ｒｉ１に流れる電流はコンデンサＣａ２にのみ流れる。このときの充電電流は、（抵抗Ｒｉ１の両端電圧Ｖｓｎｓ）÷（抵抗Ｒｉ１の抵抗値）で決まる一定電流となるから、積分電圧Ｖｉｎｔは直線的に低下して行く。なお、演算増幅器ＯＰ１も比較器ＣＭＰ１も正負２電源を用いるオペアンプで構成される。従って、比較器ＣＭＰ１において、積分電圧Ｖｉｎｔがグランド電位よりも低い負電位の領域で基準電圧Ｖｒｅｆ１を下回ると、比較器ＣＭＰ１の出力がＨｉｇｈになる。

　図２に各部の動作のタイミングを示す。図には上から、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣと、調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号と、調光信号発生器ＤＩＭのＯＦＦパルス信号と、積分キャパシタＣａ２の電圧Ｖｉｎｔと、比較器ＣＭＰ１の出力と、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の出力であるイネーブル信号ＥＮ１が示されている。

　力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、図２のように周期的に電圧が変動する所謂リップル電圧を含む。このリップル電圧が、ランプ等の負荷回路に供給する電力を変動させる。リップル電圧は、力率改善回路ＰＦＣ内の平滑キャパシタＣｓ１の容量を大きくすれば小さく出来る。しかし、力率改善回路の原理上、リップル電圧をゼロにするのは困難である。

　したがって、別途ＤＣ－ＤＣコンバータなどを用いて電圧を安定化することが考えられる。しかし、ＤＣ－ＤＣコンバータは電力損失を生じてしまう。そこで本実施形態では、インバータ回路がリップル電圧分を補正する制御を行う。すなわち、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧である直流電圧ＶＤＣが高いときには、フィードフォワード制御回路によりインバータ出力を小さくするように補正する。一方、直流電圧ＶＤＣが低いときはインバータ出力を大きくするように補正する。

　本実施形態では、光出力の増減が点灯時間によって制御される。

　時間ｔ１の時点で調光信号発生器ＤＩＭからＯＮパルス信号が出力され、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット端子に信号が入力されると、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の非反転出力Ｑから出力されるイネーブル信号ＥＮ１はＨｉｇｈになる。イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈになるとパルス幅変調制御器ＰＷＭ１はランプを点灯する制御を行う。

　また、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はＬｏｗとなる。反転出力Ｑ’がＬｏｗになるとリセットスイッチＳＷ１はＯＦＦになる。リセットスイッチＳＷ１がＯＦＦになると、積分回路のキャパシタＣａ２への積分動作が開始される。積分回路では、直流電圧ＶＤＣが積分される。この積分動作において、キャパシタＣａ２は、直流電圧ＶＤＣが低いときはゆっくり、直流電圧ＶＤＣが高いときは早く充電される。

　その後、時間ｔ３の時点でキャパシタＣａ２の電圧Ｖｉｎｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低くなると、比較器ＣＭＰ１の出力はＨｉｇｈになる。

　比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロッブ回路ＲＳＦＦ１のリセット端子に入力される。したがって、比較器ＣＭＰ１の出力がＨｉｇｈになると、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の非反転出力Ｑであるイネーブル信号ＥＮ１はＬｏｗになる。イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗになるとパルス幅変調制御器ＰＷＭ１はランプを消灯する制御を行う。

　時間ｔ４の時点で調光信号発生器ＤＩＭからＯＦＦパルス信号が出力され、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット端子に入力される。

　時間ｔ５の時点で再び調光信号発生器ＤＩＭからＯＮパルス信号が出力され、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット端子に入力される。以下、同じ動作を繰り返す。

　図３は本実施形態の動作の例を示したグラフである。図には、１００Ｈｚのリップル電圧を含む直流電源で、ランプＬａｍｐ１を点滅点灯させたときの光出力波形と当該波形を平均化した波形が示されている。光出力波形から、周期的に点灯と消灯が繰り返され、そのピーク値がリップル電圧によって変化していることがわかる。一方、平均化された光出力波形を見ると、ピーク値が揃っていることがわかる。つまり、直流電圧が高いときには点灯時間を短くし、直流電圧が低いときには点灯時間を長くする制御が行われるので、パルス発光の１回あたりの光量が一定になる。その結果、光出力の平均値を一定にすることができ、ちらつきを低減することが可能となる。

　なお、本実施形態では、点灯と消灯との時間比率を制御することで、光出力が一定となっている。しかし、点灯と調光点灯との時間比率を制御しても同様の効果が得られる。したがって、放電灯でも調光点灯状態において放電を維持するようにすれば、ＬＥＤやＥＬのような点灯が可能である。

　この動作を図１に示す回路を用いて例示的に説明する。点灯期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が第１の発振周波数（共振周波数に比較的近い周波数）で交互にオン・オフする。一方、調光点灯期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が第１の発振周波数よりも高い第２の発振周波数（共振周波数から遠いが消灯しない周波数）で交互にオン・オフする。したがって、これら点灯期間と調光点灯期間とを交互に切り替えることで、明暗点灯が得られる。この場合、点灯期間と調光点灯期間は、液晶表示装置の映像更新周期に同期した低い周波数（例えば、１２０Ｈｚ）で繰り返される。

　また、本実施形態では、消灯時間の平均値が点滅周期（例えば、図２のｔ１からｔ５までの時間）の０％よりも大きく、５％以上であることが更に好ましい。換言すると、点灯回路における点灯期間（オン状態期間）の時間比率が、当該点灯期間と消灯期間（オフ状態期間）の総和に対して１００％よりも小さく、９５％以下であることが更に好ましい。これはリップル電圧が直流電圧ＶＤＣの±５％程度であることが多いためであり、このような変動は±５％の点灯時間の増減で補正できる。具体的には、基準電圧Ｖｒｅｆ１は、消灯時間の平均値が点滅周期の５％以上となるような範囲で設定されることが好ましい。つまり、調光の範囲が点滅周期の０％～９５％となるように基準電圧Ｖｒｅｆ１が設定されることが好ましい。なお、最も好適な時間比率は９５％付近である。

　本発明は、低周波で点滅を繰り返すときに効果を奏する。一般的な映像表示装置の画像更新周期は３０Ｈｚ以上であるが、本発明はこの３０Ｈｚから１ｋＨｚ程度の点滅点灯で有効である。

　たとえば、リップル周波数が１００Ｈｚで点滅周波数が１２０Ｈｚとする。この場合、リップル周波数と点滅周波数との干渉によって、周波数差２０Ｈｚで約５％程度の光変動が現れる。

　ここで点滅周波数だけを２１０Ｈｚとすると、２１０Ｈｚ－１００Ｈｚ＝１１０Ｈｚとなり、ちらつきは無くなるように思えるが、実際はそうはならない。この場合、リップル周期の間に２回点滅する。その光出力のピークは低周波で変動するので、実際には、２次的なちらつきの成分１１０Ｈｚ－１００Ｈｚ＝１０Ｈｚとなる光変動が現れる。ただし、光変動のレベルを５％から２～３％程度に低減する効果はある。

　つまり点滅周波数を高めれば、ちらつき感は反比例して減少する傾向がある。したがって、点滅周波数をリップル周波数の１０倍程度まで高くすれば、ちらつき感は１０分の１程度となるから、リップル電圧が５％程度であるならば、そのちらつきは無視できるレベルまで小さくなる。しかし前述のとおり、点滅周波数を高くするほど光の出力が小さくなり、鮮明な画像が得られにくくなる傾向がある。

　本発明を用いれば、低い点滅周波数においても、ちらつきを低減することが可能である。無論、高い周波数で点滅点灯させる場合においては、さらにちらつきを低減することが出来る。

　なお、本実施形態では、点灯回路の入力電圧を検知して点灯時間が補正される。しかし、点灯回路の入力電圧の代わりに、平滑回路の入力電圧を検知して点灯時間を補正してもよい。以下の各実施形態においても同様である。

（第２実施形態）
　図４は、本発明の第２実施形態に係る点灯回路を示す。本実施形態では、入力電力の積分値から点灯時間が決定される。図４の回路では、直流電圧ＶＤＣの検出信号Ｖｓｎｓとインバータ回路の入力電流の検出信号Ｉｓｎｓが乗算器ＭＵＬ１に入力され、その結果、電力検出信号Ｗｓｎｓが出力される。この電力検出信号Ｗｓｎｓは、演算増幅器ＯＰ１と積分コンデンサＣａ２を備える積分回路に入力される。積分値Ｖｉｎｔが、基準値Ｗｒｅｆ１以下になると、比較器ＣＭＰ１はＨｉｇｈを出力し、インバータ回路は消灯状態となる。

　高周波発振器ＯＳＣ１は、その周波数がインバータ回路の動作周波数となる高周波を発振する。この発振はイネーブル信号ＥＮ１によって制御され、高周波発振器ＯＳＣ１はイネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときに発振し、Ｌｏｗのときは発振を停止する。あるいは、高周波発振器ＯＳＣ１は、イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときは第１の発振周波数（共振周波数に比較的近い周波数）で発振し、イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗのときは第１の発振周波数よりも高い第２の発振周波数（共振周波数から遠いが消灯しない周波数）で発振する。

　その他の構成及び動作については実施形態１と同様である。

　本実施形態では、１回の点灯期間ごとにインバータ回路の入力電力の積分値が所定の電力量となるように点灯時間を制御するので、１回の点灯期間あたりの光出力を一定に制御できる。よって、直流電圧のリップル電圧によるちらつきを低減することが可能である。

（第３実施形態）
　図５は、本発明の第３実施形態に係る点灯回路を示す。本実施形態では、ランプ電流ｉｌａを検知する電流検出回路ＤＥＴ２がインバータ回路出力の一端とランプＬａｍｐ１の間に挿入されている。電流検出回路ＤＥＴ２の出力が所定の値となるように、フィードフォワード制御回路の基準電圧（図１のＶｒｅｆ１に相当）を設定するフィードバック制御回路ＦＢＣ２と、フィードバック制御回路ＦＢＣ２の出力信号を１次側へ伝達するフォトカプラＰＣ１と、フォトカプラＰＣ１の出力を平滑するローパスフィルタＬＰＦ１からなるランプ電流フィードバック回路が設けられている。また、インバータ回路は第２実施形態で説明した高周波の発振器ＯＳＣ１を備えている。その他の構成は第１実施形態と同様である。

　本実施形態では、フィードフォワードでは制御が困難な、長期的な負荷変動をフィードバック制御が抑制される。フィードフォワード制御では、ある決まった入力に対してしか制御応答を示さないので、様々な外乱に対して十分な制御設計を行うことは難しい。そこで、電源リップル以外の負荷電流変動要因についてはフィードバック制御を併用するのが効果的である。

　電流検出回路ＤＥＴ２はランプ電流ｉｌａを検出する。その検出信号を一定にするため、フィードバック制御回路ＦＢＣ２は、フォトカプラＰＣ１と平滑用ローパスフィルタＬＰＦ１を介して、フィードフォワード制御の目標値である比較器ＣＭＰ１の正の入力端子電圧を制御する。

　このフィードバック制御の応答速度は、電源周波数や点滅周波数では応答しないように十分に遅く設定される。このような設定では、周囲温度変化による負荷電流変動や、長期使用による出力変化などを精度良く補正制御することが出来る。

　本実施形態によれば、直流電圧のリップル電圧によるちらつきを長期的にも安定して低減することが可能である。

（第４実施形態）
　図６は、本発明の第４実施形態に係る点灯回路を示す。本実施形態は、ＬＥＤを点灯させる回路である。本点灯回路は、整流回路ＤＢと力率改善回路ＰＦＣを備える。力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、電流制限回路ＣＲＧと複数直列に接続されたＬＥＤとスイッチＱ２からなるＬＥＤ点灯回路に供給される。電流制限回路ＣＲＧはＬＥＤに流れる電流を安定にするように制御する回路であり、たとえば抵抗器、降圧チョッパ回路、定電流素子等である。ＬＥＤ点灯回路のスイッチＱ２は駆動回路ＤＲＶによってオン／オフされる。イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときにスイッチＱ２はオン、ＬｏｗのときにスイッチＱ２はオフとなる。

　本実施形態においても、他の実施形態と同様に、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２，Ｒｉ１と、積分キャパシタＣａ２と、積分キャパシタのリセットスイッチＳＷ１と、演算増幅器ＯＰ１と比較器ＣＭＰ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１とからなるフィードフォワード制御回路が設けられている。

　比較器ＣＭＰ１の正の入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されている。比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット入力Ｒへ入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット入力Ｓには調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号が入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はリセットスイッチＳＷ１へ出力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の非反転出力Ｑであるイネーブル信号ＥＮ１に基づいて、駆動回路ＤＲＶはＬＥＤを点灯・消灯制御する。調光信号発生器ＤＩＭは、ＯＮパルス信号とＯＦＦパルス信号を周期的に出力している。

　本実施形態では、直流電源で点灯する素子としてＬＥＤを用いた場合にリップル電圧によるちらつきが低減される。ＬＥＤは平滑回路出力によって点灯されるので、インバータ回路のように高周波に変換する回路を必要としない。しかし、前述のとおり、点滅点灯を行うと低周波でちらつきが発生する。

　本実施形態によれば、１回あたりの点灯光量が変化しないように点灯時間を制御するフィードフォワード制御が行われるので、電源に起因するリップル電圧によるちらつきを低減することが可能である。また、電源リップルを除去するための定電圧コンバータ回路が不要となるため、点灯回路の損失を少なくすることが出来る。

（第５実施形態）
　図７は、本発明の第５実施の形態に係る点灯回路を示す。本実施形態は、電源側と負荷側との間で絶縁を行いながらＬＥＤを点灯させる回路である。本点灯回路は、商用電源を整流する整流回路ＤＢとその出力を昇圧して平滑する力率改善回路ＰＦＣを有する。力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とその駆動回路ＤＲＶと、キャパシタＣｄ１と絶縁トランスＴ１と、ダイオードＤ２～Ｄ５と平滑キャパシタＣｓ３，Ｃｓ４と、平滑インダクタＬｓ１，Ｌｓ２からなるハーフブリッジ回路に供給される。ハーフブリッジ回路の低電圧側の入力端子には入力電流を検出する抵抗Ｒｓ１が挿入されている。ハーフブリッジ回路により直流電圧ＶＤＣは絶縁された直流電圧に変換され、ＬＥＤへ電力が供給される。

　ハーフブリッジ回路はパルス幅変調制御器ＰＷＭ１を備える。ハーフブリッジ回路にはフィードバック制御回路が吹かされている。このフィードバック制御では、抵抗Ｒｓ１からの検出信号を入力することで、ハーフブリッジ回路の入力電流が所定の値となるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間や動作周波数が調整される。

　本実施形態も、他の実施形態と同様に、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２，Ｒｉ１と、積分キャパシタＣａ２と、積分キャパシタのリセットスイッチＳＷ１と、演算増幅器ＯＰ１と比較器ＣＭＰ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１とからなるフィードフォワード制御回路が設けられている。

　比較器ＣＭＰ１の正の入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されている。比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット入力Ｒへ入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット入力Ｓには調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号が入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はリセットスイッチＳＷ１へ出力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の非反転出力Ｑであるイネーブル信号ＥＮ１に基づいて、ハーフブリッジ回路はＬＥＤの点灯・消灯を制御する。調光信号発生器ＤＩＭは、ＯＮパルス信号とＯＦＦパルス信号を周期的に出力する。

　本実施形態は、点灯素子としてＬＥＤを用いた場合に、電源側と負荷側との間で電気的絶縁を行いながらリップル電圧によるちらつきを低減する例である。

（第６実施形態）
　図８は、本発明の第６実施形態に係る点灯回路を示す。本実施形態は、複数のグループに分けてＬＥＤを順々に点灯させる回路である。本点灯回路は、商用電源Ｖｉｎを整流する整流回路ＤＢとその出力を昇圧して平滑する力率改善回路ＰＦＣを有する。力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、絶縁コンバータＤＣＣ１～ＤＣＣ８へ供給される。絶縁コンバータＤＣＣ１～ＤＣＣ８の出力にはＬＥＤ１～ＬＥＤ８がそれぞれ接続される。

　本点灯回路は、フィードフォワード制御回路ＦＦ１～ＦＦ８を備える。調光信号発生器ＤＩＭは、複数のオン・オフのタイミング信号ＤＩＭ－１～ＤＩＭ－８を発生させる。

　フィードフォワード制御回路ＦＦ１～ＦＦ８は、調光信号発生器ＤＩＭのタイミング信号ＤＩＭ－１～ＤＩＭ－８を基準として、各ＬＥＤの点灯時間を決定するイネーブル信号ＥＮ１～ＥＮ８を絶縁コンバータＤＣＣ１～ＤＣＣ８へ出力する。絶縁コンバータＤＣＣ１～ＤＣＣ８はイネーブル信号ＥＮ１～ＥＮ８に応じて点灯・消灯を繰り返す。

　図９には、各ＬＥＤの配置例が示されている。図のようにＬＥＤ１～ＬＥＤ８は１列ごとにグルーピングされ、点灯制御される。

　図１０は各信号の動作のタイミングを示す。図は、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣと、調光信号発生器ＤＩＭの出力ＤＩＭ－１，ＤＩＭ－２，ＤＩＭ－８と、フィードフォワード制御回路のイネーブル信号ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ８とを示す。

　図１０に示すように、調光信号発生器ＤＩＭはＬＥＤ１から順番に点灯を開始し、周期的に点滅点灯させるタイミング信号を出力する。そのタイミング信号ＤＩＭ－１～ＤＩＭ－８を基準として、フィードフォワード制御回路ＦＦ１～ＦＦ８は直流電圧ＶＤＣの入力に応じた点灯時間を決定し、イネーブル信号ＥＮ１～ＥＮ８をそれぞれの絶縁コンバータＤＣＣ１～ＤＣＣ８に出力している。

　このように順次点灯を行えば、液晶表示装置の動画表示の画質を向上させることが出来る。また、直流電源に重畳されたリップル電圧によるちらつきを低減できる。また直流電圧ＶＤＣの安定化のためのコンバータが不要となり、高効率にＬＥＤに電力を供給できる。

（第７実施形態）
　図１１は第１～第３実施形態に係る点灯装置を用いた液晶表示装置の概略構成を示す分解斜視図である。液晶パネルＬＣＰの背面（直下）にバックライトが配置されており、バックライトは、筐体２２と、この上に設置された反射板２３及び複数の蛍光ランプＦＬ１～ＦＬ４と、その上方に設置された拡散板２５、プリズムシート等の光学シート２６とから構成されている。また、筐体２２の背面に蛍光ランプＦＬ１～ＦＬ４を点灯するインバータの基板２１が設置されている。反射板２３は各蛍光ランプＦＬ１～ＦＬ４の照射光を有効に前面に指向させるものである。拡散板２５は蛍光ランプＦＬ１～ＦＬ４及び反射板２３からの光を拡散させて前面への照明光の明るさ分布を平均化する機能を有する。

Claims

点灯装置であって、
　商用電源を整流する整流器と、
　前記整流器の出力を平滑する少なくとも１つの平滑回路と、
　前記平滑回路の出力を入力して光源に電力を供給する点灯回路と、
　前記点灯回路の出力を周期的にオン状態と、オフ状態または減光状態とに切り替えるタイミング信号を前記点灯回路に与える調光信号回路と、
　前記点灯回路の入力電圧または前記平滑回路の入力電圧を検知して前記光源の光出力を所望の値となるように点灯時間を補正する制御信号を前記調光信号回路に送出するフィードフォワード制御回路と
を備える。
請求項１記載の点灯装置であって、
　前記点灯回路は入力電流を一定にする制御回路を有する。
請求項２記載の点灯装置であって、
　前記フィードフォワード制御回路は、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧に比例する電圧信号の積分を開始し、前記電圧信号の積分値が所定の値になると前記調光信号回路に前記点灯回路をオフさせる信号を送出する。
請求項１記載の点灯装置であって、
　前記フィードフォワード制御回路は、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧信号と入力電流信号の乗算値の積分を開始し、前記積分の値が所定の値になると前記調光信号回路に前記点灯回路をオフさせる信号を送出する。
請求項３記載の点灯装置であって、
　前記調光信号回路は、前記点灯回路のオン状態期間を、時間比率１００％よりも小さくする。
請求項５記載の点灯装置であって、
　前記調光信号回路の周波数は３０Ｈｚから１０００Ｈｚである。
請求項１に記載の点灯装置であって、
前記光源は半導体光源である。
請求項１～６のいずれかに記載の点灯装置を備えたバックライト装置。