CN103491682B - 一种控制峰值电流的线性开关恒流led驱动电路 - Google Patents

一种控制峰值电流的线性开关恒流led驱动电路 Download PDF

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李进
龙晖
张利刚
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辉芒微电子(深圳)有限公司
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Abstract

本发明公开了一种控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路,涉及电源驱动电路领域。相比于现有的线性恒流LED驱动电路,该驱动电路在驱动芯片的回路中并入了一个积分电容,通过“积分恒流方式”使经过LED灯珠的平均电流保持恒定;另外该驱动电路在驱动芯片的回路中,增加了一个由运算放大器、开关选择器、及高压功率MOS管构成的回路限制流过LED的峰值电流,能够减少系统的无用功耗、提高系统的工作效率,降低驱动芯片工作时产生的热量,并且能够有效降低对LED灯珠额定电流的要求,提高LED灯珠的光效,延缓LED灯珠的光衰,延长LED灯珠的使用寿命,降低系统成本。

Description

一种控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路
技术领域
[0001] 本发明涉及电源驱动电路领域,更具体地说,涉及一种控制峰值电流的线性开关 恒流LED驱动电路。
背景技术
[0002] 在全球节能减排的大背景下,作为绿色、环保节能的LED照明已经越来越受到市 场的青睐。不同于传统的照明方式,不能直接接入交流市电电网,而是要通过驱动电路先将 交流市电转化为直流电源,然后再进行驱动。LED驱动电路可分开关电源式和线性恒流式两 大类,相对于开关电源式驱动,线性恒流式驱动的外围电路更加简单,成本更低廉,因此,使 得线性恒流式驱动成为了照明LED驱动领域的研宄重点。如图1所示,现有的线性恒流式 LED驱动电路一般是通过误差放大器60、高压功率MOS管40、及输出电流采样电阻Rs50组 成一个反馈控制回路来控制通过LED灯珠30的电流。然而,这种方式往往存在以下缺点: LED灯珠30的平均输出电流和平均输出功率会随着LED灯珠30的导通压降和输入电压的 变化而变化,且输入电压较高时系统效率过低、功耗过大,驱动芯片工作时会发热过高。
发明内容
[0003] 本发明要解决的技术问题在于,针对现有技术的上述缺陷,提供一种控制峰值电 流的线性开关恒流LED驱动电路,能够使流经LED灯珠的平均输出电流和平均输出功率保 持恒定,解决现有的线性恒流驱动芯片在输入电压较高时系统效率过低、功耗过大、芯片发 热过高等问题,同时能够延长LED灯珠的使用寿命,降低系统成本。
[0004] 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是,构造一种控制峰值电流的线性开关 恒流LED驱动电路,包括用于提供交流供电电压的交流输入电源,用于将所述交流供电电 压转换为直流供电电压的桥式整流器,以及用于照明的LED灯珠,所述桥式整流器将所述 直流供电电压提供给所述LED灯珠作为工作电压;所述控制峰值电流的线性开关恒流LED 驱动电路还包括用于采集所述直流供电电压的电压采样电路,用于采集流经LED灯珠的输 出电流的采样电阻Rs,用于根据所述电压采样电路采集的输入电压信号及采样电阻Rs的 电压信号来控制流经LED灯珠的峰值电流及其平均输出电流的驱动芯片,用于根据所述驱 动芯片的工作状态进行充电或放电的积分电容,其中:
[0005] 所述驱动芯片包括四个用于与外部电路连接的端口,所述交流输入电源的两端分 别与桥式整流器的两个交流电接口相连,所述桥式整流器的正极与LED灯珠的正极相连, 所述桥式整流器的负极接地,所述LED灯珠的负极与所述驱动芯片的电流输出端相连,所 述驱动芯片的供电电压采样输入端接入所述电压采样电路中,所述电压采样电路的一端与 所述LED灯珠的正极相连,所述电压采样电路的另一端接地,所述驱动芯片的反馈补偿端 与所述积分电容的一端相连,所述积分电容的另一端接地,所述驱动芯片的反馈信号输入 端与所述采样电阻Rs的一端相连,所述采样电阻Rs的另一端接地。
[0006] 在本发明所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路中,所述电压采样电 路包括用于采集输入电压的第一电阻Rl和第二电阻R2,所述第一电阻Rl的一端与所述桥 式整流器的一个端点及LED灯珠的正极连接,所述第一电阻Rl的另一端与所述第二电阻R2 的一端连接,所述第二电阻R2的另一端接地;
[0007] 在本发明所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路中,所述驱动芯片包 括用于提供基准电压的基准电压产生电路、用于对输入的第一基准电压信号与采样电阻Rs 的电压信号进行比较,将两者的差值信号进行放大,并根据两者的差值信号控制积分电容 充放电的跨导误差放大器、用于对所述电压采样电路产生的采样信号与所述跨导误差放大 器的输出信号进行比较的比较器、用于对输入的第二基准电压信号与采样电阻Rs的电压 信号进行比较,将两者差值信号进行放大,并根据两者的差值信号控制流过高压功率MOS 管的峰值电流的运算放大器、用于控制流经LED灯珠的电流的高压功率MOS管,以及用于控 制所述高压功率MOS管导通状态的开关选择器,其中:
[0008] 所述跨导误差放大器的同相输入端与所述基准电压产生电路相连,所述跨导误差 放大器的反向输入端与采样电阻Rs的一端相连,所述跨导误差放大器的输出端与所述比 较器的同相输入端相连,所述比较器的反相输入端连接在所述第一电阻Rl和第二电阻R2 之间,所述比较器的输出端与所述开关选择器的控制端相连,所述开关选择器串联在所述 运算放大器的输出端和所述高压功率MOS管的栅极之间,所述运算放大器的同相输入端与 所述基准电压产生电路相连,所述运算放大器的反相输入端连接在所述采样电阻Rs与所 述跨导误差放大器的反相输入端之间,所述高压功率MOS管的漏极与所述LED灯珠的负极 相连,所述高压功率MOS管的源极与所述采样电阻Rs的一端相连,所述采样电阻Rs的另一 端接地。
[0009] 在本发明所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路中,当所述电压采样 电路产生的采样信号小于所述跨导误差放大器输出的差值信号时,所述比较器的输出端输 出高电平信号,控制所述开关选择器的控制端闭合所述开关选择器,使所述高压功率MOS 管处于导通状态,同时由所述运算放大器、所述开关选择器、所述采样电阻RS及所述高压 功率MOS管组成的"内环"控制电路控制流经LED灯珠的输出电流的峰值,使峰值电流保持 恒定。
[0010] 在本发明所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路中,当所述电压采样 电路产生的采样信号大于所述跨导误差放大器输出的差值信号时,所述比较器的输出端输 出低电平信号,控制所述开关选择器的控制端断开所述开关选择器,使所述高压功率MOS 管处于截止状态,控制所述高压功率MOS管的导通比,使流经LED灯珠的输出电流的平均值 保持恒定。
[0011] 在本发明所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路中,所述跨导误差放 大器根据输入的基准电压信号和采样电阻Rs的电压信号的大小来控制所述积分电容的充 放电,进而控制所述高压功率MOS管的导通比,使流经LED灯珠输出的电流的平均值保持恒 定。
[0012] 实施本发明的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路,具有以下有益效果:
[0013] (1)本发明采用积分恒流的方式使流经LED灯珠的平均输出电流和平均输出功率 保持恒定,并且其平均输出电流和平均输出功率都与输入电压无关,在电网电压发生变化 时,LED灯珠的亮度保持不变;
[0014] (2)传统的线性恒流驱动芯片中的功耗主要是由多于的压降(Vin-VF,其中Vin为 经整流器整流之后的输入电压,VF为LED灯珠的导通电压)产生,Vin-VF的值越大,功耗越 大,系统效率越低,芯片产生的热量也会越高,而在本申请中,当Vin-VF的值过大时,驱动 芯片中的开关选择器会自动断开,使MOS管处于截止状态,此时流经LED灯珠的输出电流会 变为零,功耗也降低为零,因此,本发明能够有效地降低系统的功耗,提高系统的工作效率, 同时也能够改善驱动芯片发热过高的问题;
[0015] (3)本发明采用运算放大器和高压功率MOS管等构成的闭合回路来限制流过LED 的峰值电流,能够有效地降低对LED灯珠额定电流的要求,提高LED灯珠的光效,延缓LED 灯珠的光衰及LED灯珠的使用寿命,降低系统成本。
附图说明
[0016] 下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明,附图中:
[0017] 图1是一种现有的线性恒流LED驱动电路的电路图;
[0018] 图2是本发明较佳实施例提供的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路的电 路图;
[0019] 图3是本发明较佳实施例提供的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路的工 作波形。
具体实施方式
[0020] 为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解,现对照附图详细说明 本发明的具体实施方式。
[0021] 图2是本发明较佳实施例提供的LED (Light-Emitting Diode,发光二极管)驱动 电路的电路图。参见图2所示,本发明提供的一种控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动 电路包括用于提供交流供电电压的交流输入电源10,用于将交流供电电压转换为直流供电 电压的桥式整流器20,以及用于照明的LED灯珠40。桥式整流器20将直流供电电压提供 给LED灯珠作为工作电压。此外,该驱动电路还包括用于采集输入电压的电压采样电路30, 用于采集流经LED灯珠40的输出电流的采样电阻Rs50,用于根据电压采样电路30采集的 输入电压信号及采样电阻Rs50的采样信号来控制流经LED灯珠40的峰值电流及其平均输 出电流的驱动芯片,用于根据驱动芯片的工作状态进行充电或放电的积分电容Ccomp60,其 中:驱动芯片包括四个用于与外部电路连接端口,交流输入电源10的两端分别与桥式整流 器20的交流输入接口相连,桥式整流器20的正极与LED灯珠40的正极,桥式整流器20的 负极接地,LED灯珠40的负极与驱动芯片的电流输出端相连,驱动芯片的供电电压采样输 入端接入所述电压采样电路30中,电压采样电路30的一端与所述LED灯珠40的正极相连, 电压采样电路30的另一端接地,驱动芯片的反馈补偿端与积分电容60的一端相连,积分电 容60的另一端接地,驱动芯片的反馈信号输入端与采样电阻Rs50的一端相连,所述采样电 阻Rs50的另一端接地。
[0022] 电压采样电路30包括用于采集输入电压的第一电阻Rl和第二电阻R2,第一电阻 Rl的一端与桥式整流器20的一个端点及LED灯珠40的正极连接,第一电阻Rl的另一端与 第二电阻R2的一端连接,第二电阻R2的另一端接地;
[0023] 驱动芯片包括用于提供基准电压的基准电压产生电路71、用于对输入的第一基准 电压信号与采样电阻Rs50的电压信号进行比较,将两者的差值信号进行放大,并根据两者 的差值信号控制积分电容60充放电的跨导误差放大器72、用于对电压采样电路30产生的 采样信号与跨导误差放大器72的输出信号进行比较的比较器73、用于对输入的第二基准 电压信号与采样电阻Rs50的电压信号进行比较,将两者差值信号进行放大,并根据两者的 差值信号控制流过高压功率MOS管76的峰值电流的运算放大器74、用于控制流经LED灯珠 40的电流的高压功率MOS管76,以及用于控制所述高压功率MOS管76导通状态的开关选 择器75,其中:跨导误差放大器72的同相输入端与基准电压产生电路71相连,跨导误差放 大器72的反向输入端与米样电阻Rs50的一端相连,跨导误差放大器72的输出端与比较器 73的同相输入端相连,比较器73的反相输入端连接在第一电阻Rl和第二电阻R2之间,比 较器73的输出端与开关选择器75的控制端相连,开关选择器75串联在运算放大器74的 输出端和高压功率MOS管76的栅极之间,运算放大器74的同相输入端与基准电压产生电 路71相连,运算放大器74的反相输入端连接在采样电阻Rs50与跨导误差放大器72的反 相输入端之间,高压功率MOS管76的漏极与LED灯珠40的负极相连,高压功率MOS管76 的源极与采样电阻Rs50的一端相连,采样电阻Rs50的另一端接地。这里需要说明的是第 一基准电压为0. 15V左右的直流电压,第二基准电压为0. 4V左右的直流电压。
[0024] 本发明的工作原理如下:
[0025] 本发明的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路中,主要包括两个控制回 路,开关选择器75闭合时,由运算放大器74、开关选择器75、高压功率MOS管76及采样电 阻Rs50构成的"内环"控制回路,控制经过LED灯珠40的电流的峰值;在整个工频周期内, 由跨导误差放大器72、积分电容60、电压采样电路30、比较器73、开关选择器75、高压功率 MOS管76及采样电阻Rs50构成的"外环"控制回路,控制经过LED灯珠40的电流的平均 值。
[0026] 图3是本发明较佳实施例提供的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路的工 作波形。参见图3所示,图中Vin是交流市电经桥式整流器20整流后的电压,其波形是正 弦波的绝对值,VF是LED灯珠40的导通压降,Io是流经LED灯珠40的输出电流,Vcomp是 跨导误差放大器72输出的差值信号,Vin_sen是Vin经电压采样电路30采样后的电压采 样信号,PWM是LED导通比的控制信号,该控制信号用于控制高压功率MOS管76的导通状 态。该电路的主要工作原理如下:当Vin低于LED的导通压降VF时(图3中0~tl期间), LED不足以导通,Io等于零,Vin_sen低于Vcomp,PWM为高电平,控制开关选择器75使其处 于闭合位置,"内环"使得高压功率MOSFET处于完全导通状态,此时"内环"控制回路处于 待机状态;当Vin上升到LED的导通压降VF时(图3中tl时刻),LED灯珠40自动导通,Io 开始上升;Vin继续按正弦波上升(图3中tl~t2期间),LED灯珠40压降保持为VF,多余 的压降(Vin-VF)将由高压功率MOS管76承担,在此期间"内环"使得输出电流的峰值保持 恒定,且输出电流的峰值Ipk为Vref2/Rs,其中Vref2为基准电压产生电路提供的第二基 准电压;当Vin上升到使其采样信号Vin_sen超过Vcomp时(图3中t2时刻),PWM变为低 电平,控制开关选择器75使其断开,"内环"控制电路被断开,高压功率MOS管76的栅极电 压被下拉到0,高压功率MOS管76变为截止状态,Io等于零(当Vin下降时,则过程刚好相 反)。"外环"控制电路控制流经LED灯珠40的输出电流的平均值:若采样电阻Rs50上输出 电流的采样信号Cs (Cs=Io*Rs)的平均值小于基准电压产生电路71提供的第一基准电压 Vref 1,则在一个工频周期内,跨导误差放大器72对积分电容60的充电量会比放电量多,因 此Vcomp会不断上升,导通比也会随之增大,流经LED灯珠40的输出电流在一个工频周期 内的积分值也会随之增大,最终使得Cs的平均值增大(Cs的平均值等于流经LED灯珠40的 输出电流在一个工频周期内的积分值乘以Rs,然后除以工频周期时间);如果流经LED灯珠 40的输出电流的采样信号Cs的平均值比第一基准电压Vref 1大,则在一个工频周期内,跨 导误差放大器72对积分电容60的充电量会比放电量少,因此Vcomp会不断下降,导通比也 会随之减小,流经LED灯珠40的输出电流在一个工频周期内的积分值也会随之减小,最终 使得Cs的平均值减小,在这种负反馈机制的作用下,系统达到稳定时Cs的平均值最终会保 持恒定且等于Vref 1,从而使在一个工频周期内跨导误差放大器72对积分电容60的充电量 与放电量相等,因此Vcomp保持恒定,导通比保持恒定,因此输出电流的平均值也会保持恒 定且等于Vrefl/Rs。系统会根据不同的输入电压有效值、LED导通压降和流经LED灯珠40 的输出电流的峰值电流,自动地调整Vcomp和导通比使得输出电流的平均值一直保持在恒 定的设定值(Vref 1/Rs)。这种采用跨导误差放大器72和一个积分电容60使输出电流的平 均值达到恒定的方式,我们称之为"积分恒流方式"。由于积分电容60足够大,因此Vcomp 在一个工频周期内的波动幅度非常小。
[0027] 为了更方便地说明本发明的优点,下面对该结构的平均输出电流、平均输出功率 等进行推导。
[0028] 前面已提及,当系统达到稳定时,在一个工频周期内Vcomp的变化量为零,因此有 公式(1):
[0029]
Figure CN103491682BD00081
[0030] 从而,可以推出公式(2):
[0031]
Figure CN103491682BD00082
[0032] 进一步,可以推导出一个工频周期内流经LED灯珠40输出电流的平均值,得到公 式(3):
[0033]
Figure CN103491682BD00083
[0034] 进一步,可以推导出一个工频周期内流经LED灯珠40的输出功率的平均值,得到 公式(4):
[0035]
Figure CN103491682BD00084
[0036] 从上述从公式(3)和公式(4)可以看出,本发明的控制峰值电流的线性开关恒流 LED驱动电路,采用的"积分恒流方式",能够使流经LED灯珠40的平均输出电流和平均输 出功率保持恒定,且其平均输出电流和平均输出功率均与与驱动电路中的输入电压无关, 因此当电网电压发生变化时,LED灯珠40的亮度可以保持不变。
[0037] 另外,本发明的线性驱动恒流电路,能够解决传统线性恒流LED驱动芯片在输入 电压较高时效率过低的问题。前面已提及,线性恒流LED驱动的功耗主要是由多余的压降 Vin-VF产生,Vin-VF越大,功耗越大,系统效率越低。而在本发明中,如图3所示,当Vin-VF 过大时(图3中t2~t3期间),LED输出电流会变为零,该期间的功耗也为零。因此相对传 统的结构,本发明在输入电压较高时提高了系统效率,Vin-VF越大,效率提高越明显。同时 效率的提尚能够有效地改善芯片发热过尚的问题。
[0038] 此外,本发明的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路中采用由运算放大器 74、开关选择器75、及高压功率MOS管76构成的"内环"控制回路限制流过LED的峰值电 流的方式,相对于某些线性恒流LED驱动芯片不限制LED峰值电流的方式,能够有效降低对 LED额定电流的要求,提高LED的光效,延缓LED的光衰;还能够有效降低对LED灯珠40额 定电流的要求,提高LED灯珠40的光效,延缓LED灯珠40的光衰,相对于某些在LED两端 并联高压电解电容吸收峰值电流的方式,可省去此电解电容,降低系统成本,提高LED整灯 工作寿命。
[0039] 上面结合附图对本发明的实施例进行了描述,但是本发明并不局限于上述的具体 实施方式,上述的具体实施方式仅仅是示意性的,而不是限制性的,本领域的普通技术人员 在本发明的启示下,在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下,还可做出很多 形式,这些均属于本发明的保护之内。

Claims (5)

1. 一种控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路,包括用于提供交流供电电压的交 流输入电源(10),用于将所述交流供电电压转换为直流供电电压的桥式整流器(20),以及 用于照明的LED灯珠(40),所述桥式整流器将所述直流供电电压提供给所述LED灯珠作为 工作电压;其特征在于,所述控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路还包括用于采集 所述直流供电电压的电压采样电路(30),用于采集流经LED灯珠(40)的输出电流的采样电 阻Rs(50),用于根据所述电压采样电路(30)采集的输入电压信号及采样电阻Rs(50)的电 压信号来控制流经LED灯珠(40)的峰值电流及其平均输出电流的驱动芯片,用于根据所述 驱动芯片的工作状态进行充电或放电的积分电容(60),其中: 所述驱动芯片包括四个用于与外部电路连接的端口,所述交流输入电源(10)的两端 分别与桥式整流器(20)的两个交流电接口相连,所述桥式整流器(20)的正极与LED灯珠 (40)的正极相连,所述桥式整流器的负极接地,所述LED灯珠(40)的负极与所述驱动芯片 的电流输出端相连,所述驱动芯片的供电电压采样输入端接入所述电压采样电路(30)中, 所述电压采样电路(30)的一端与所述LED灯珠(40)的正极相连,所述电压采样电路(30) 的另一端接地,所述驱动芯片的反馈补偿端与所述积分电容(60)的一端相连,所述积分电 容(60)的另一端接地,所述驱动芯片的反馈信号输入端与所述采样电阻Rs(50)的一端相 连,所述采样电阻Rs(50)的另一端接地; 所述驱动芯片包括用于提供基准电压的基准电压产生电路(71)、用于对输入的第一 基准电压信号与采样电阻Rs(50)的电压信号进行比较,将两者的差值信号进行放大,并根 据两者的差值信号控制积分电容(60)充放电的跨导误差放大器(72)、用于对所述电压采 样电路(30)产生的采样信号与所述跨导误差放大器(72)的输出信号进行比较的比较器 (73)、用于对输入的第二基准电压信号与采样电阻Rs (50)的电压信号进行比较,将两者差 值信号进行放大,并根据两者的差值信号控制流过高压功率MOS管(76)的峰值电流的运算 放大器(74)、用于控制流经LED灯珠(40)的电流的高压功率MOS管(76),以及用于控制所 述高压功率MOS管(76)导通状态的开关选择器(75),其中: 所述跨导误差放大器(72)的同相输入端与所述基准电压产生电路(71)相连,所述 跨导误差放大器(72)的反向输入端与采样电阻Rs(50)的一端相连,所述跨导误差放大器 (72)的输出端与所述比较器(73)的同相输入端相连,所述比较器(73)的反相输入端接入 所述电压采样电路(30)中,所述比较器(73)的输出端与所述开关选择器(75)的控制端 相连,所述开关选择器(75)串联在所述运算放大器(74)的输出端和所述高压功率MOS管 (76)的栅极之间,所述运算放大器(74)的同相输入端与所述基准电压产生电路(71)相 连,所述运算放大器(74)的反相输入端连接在所述采样电阻Rs(50)与所述跨导误差放大 器(72)的反相输入端之间,所述高压功率MOS管(76)的漏极与所述LED灯珠(40)的负极 相连,所述高压功率MOS管(76)的源极与所述采样电阻Rs (50)的一端相连,所述采样电阻 Rs (50)的另一端接地。
2. 根据权利要求1所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路,其特征在于,所 述电压采样电路(30)包括用于采集输入电压的第一电阻Rl和第二电阻R2,所述第一电阻 Rl的一端与所述桥式整流器(20)的一个端点及LED灯珠(40)的正极连接,所述第一电阻 Rl的另一端与所述第二电阻R2的一端连接,所述第二电阻R2的另一端接地; 所述比较器(73)的反相输入端连接在所述第一电阻Rl和第二电阻R2之间。
3. 根据权利要求1所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路,其特征在于, 当所述电压采样电路(30)产生的采样信号小于所述跨导误差放大器(72)输出的差值信号 时,所述比较器(73)的输出端输出高电平信号,控制所述开关选择器(75)的控制端闭合 所述开关选择器(75),使所述高压功率MOS管(76)处于导通状态,同时由所述运算放大器 (74)、所述开关选择器(75)、所述采样电阻RS(50)及所述高压功率MOS管(76)组成的"内 环"控制电路控制流经LED灯珠(40)的输出电流的峰值,使峰值电流保持恒定。
4. 根据权利要求3所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路,其特征在于, 当所述电压采样电路(30)产生的采样信号大于所述跨导误差放大器(72)输出的差值信号 时,所述比较器(73)的输出端输出低电平信号,控制所述开关选择器(75)的控制端断开所 述开关选择器(75),使所述高压功率MOS管(76)处于截止状态,控制所述高压功率MOS管 (76)的导通比,使流经LED灯珠(40)的输出电流的平均值保持恒定。
5. 根据权利要求1所述的控制峰值电流的线性开关恒流LED驱动电路,其特征在于, 所述跨导误差放大器(72)根据输入的基准电压信号和采样电阻Rs的电压信号的大小来控 制所述积分电容(60)的充放电,进而控制所述高压功率MOS管(76)的导通比,使流经LED 灯珠输出的电流的平均值保持恒定。
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