WO2007138758A1 - サーボ制御装置 - Google Patents

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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors

Definitions

  • the present invention relates to a servo control device that performs feedback drive control of a load machine in which inertia varies greatly.
  • the speed control of a normal servo device is performed using the PI control by feeding back the rotation speed of the motor !, good !, the total inertia of the machine moving part including the rotor of the motor to achieve the control performance It is necessary to know Issha accurately. However, when the inertia of the load machine and the estimation error are large, the gain of the loop of the control system changes greatly, so the characteristics of the control system change greatly, and robust high-performance control cannot be realized. Sometimes.
  • the first conventional technique is to use a disturbance observer known as being capable of suppressing disturbances and parameter fluctuations (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a servo control device using the first conventional technology.
  • Reference numeral 4 is an actual plant including the motor rotor and the load machine, and shows the transfer function up to the rotational speed of the torque command force motor.
  • Reference numeral 5 denotes a disturbance observer, which includes a nominal plant inverse system 53 and a first low-pass filter 52.
  • Reference numeral 2 denotes a PI control unit.
  • ⁇ * is the speed command
  • ⁇ is the motor rotation speed
  • ⁇ * is the torque command
  • ⁇ * is the basic signal of the torque finger m 0 command
  • ⁇ is the disturbance compensation torque
  • j is the actual plant inertia
  • j Is the nominal of the nominal fn runt
  • s is the Laplace operator.
  • the first low-pass filter 52 is a first-order low-pass filter expressed by equation (1).
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a servo control device using the second prior art.
  • 9 is an actual control object, which includes an actual low-pass filter 3 and an actual plant 4
  • 6 is a phase advance compensation observer, which is composed of a nominal plant 61 and a second low-pass filter 62. It includes an observer controlled object 60 and an observer compensator 63. Also, the corresponding parts in FIG.
  • Non-Patent Document 1 T. IEE Japan, Vol. 117— C, No. 12, 1997, p. 1776-1781 Patent Document 1: JP 2002-182705 A
  • the observed rotation speed of the motor is fed back to the torque command through the reverse system of the nominal plant, so compared with the case of using normal PI control.
  • the effect of noise is increased.
  • the effect is particularly large when the inertia of the load machine is small.
  • it is necessary to set a large time constant for the first low-pass filter according to the case where the load machine inertia is small.
  • the time constant of the first low-pass filter is set according to the case where the inertia of the load machine is small, when the inertia of the load machine becomes large, the phase delay is large in the feedback control system and there is a delay element The gain of the PI controller cannot be increased and the control characteristics cannot be improved. Therefore, there is a drawback that it is impossible to achieve both robust characteristics and noise reduction characteristics.
  • the premise that the phase delay of the feedback control system can be compensated is that the frequency characteristics in the low frequency range of the observer controlled object and the actual controlled object are almost the same.
  • the nominal plant inertia may deviate significantly from the actual plant.At this time, the estimated speed of the phase advance compensation observer greatly deviates from the rotational speed force of the motor. There was a problem that the characteristics deteriorated.
  • An object of the present invention is to provide a servo control device capable of realizing robust and high-performance speed control. Means for solving the problem
  • the present invention provides a servo control device for following the speed command of the rotation speed of an electric motor! /, And a disturbance observer and a phase advance compensation observer are added to an ordinary PI control system.
  • Set the time constant of the low pass filter of the disturbance observer and the disturbance observer so that the noise removal characteristics are satisfied when the actual plant inertia is minimized, and the time constant of the low pass filter of the phase advance compensation observer Is the value obtained by multiplying the time constant of the low-pass filter of the disturbance observer by the ratio of the maximum value of the actual plant inertia and the nominal plant inertia, and the equivalent low-pass filter is calculated from the rotational speed of the motor.
  • the estimated phase advance speed which is the phase advance over the delayed phase amount, is used as the feedback speed.
  • the present invention uses a disturbance observer to suppress adverse effects such as disturbances and load fluctuations, and incorporates a phase advance compensation observer to compensate for the phase delay of the feedback control system, thereby making it robust and High-performance speed control can be realized.
  • FIG. 1 is a block diagram of a servo control device showing a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a servo control device showing a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a servo control device using the first prior art.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a servo control device using the second prior art.
  • FIG. 7 Diagram showing the simulation results of the servo controller using normal PI control
  • FIG. 8 is a diagram showing a simulation result of a servo control device using the first prior art.
  • FIG. 9 is a diagram showing a simulation result of a servo control device using the technique of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram of a servo control device showing a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram of a servo control apparatus showing a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram of a servo controller showing a fifth embodiment of the present invention. Explanation of symbols
  • FIG. 1 is a block diagram of a servo control apparatus showing a first embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals as those in FIGS. 3 and 5 denote the same parts, and a description thereof will be omitted. Also, the minimum value of actual plant inertia J is
  • the present invention is a skillful combination of the first conventional technique and the second conventional technique.
  • the motor rotation is determined from the basic signal T * of the torque command.
  • the control system mo in Fig. Can be rewritten as shown in Figure 6.
  • the inertia of Equivalent Control Object 8 is Nominal Ruinasha J, which is a constant value.
  • the time constant of the equivalent low-pass filter L (s, J) varies depending on the actual plant inertia J as shown in Equation (3), but the observer control object G (s) and the equivalent control object G (s, J ) And the frequency characteristics in the low frequency range are almost the same.
  • the time constant of the first low-pass filter (L ⁇ s) is set to the smallest possible value so that the noise elimination characteristics are satisfied.
  • the phase lag estimated speed ⁇ which is the input of L (s), is L (s) because the phase lag of L (s, J) is smaller than L (s).
  • L (s) is expressed by equation (7) as a first-order low-pass filter.
  • the actual controlled object G (s) is changed from the actual plant P (s) where the inertia varies to the nominal plant Pn (s ) And an equivalent Lonos filter Lo (s, J) whose time constant changes depending on the actual plant inertia, and using a phase advance compensation observer to compensate for the phase lag of the equivalent low pass filter, Even if the actual plant inertia changes drastically, robust and high-performance speed control can be realized.
  • FIG. 2 is a block diagram of a servo control device showing a second embodiment of the present invention.
  • the difference of this embodiment from the first embodiment is that the first low-pass filter 52 in contact with the output of the subtractor 51 is replaced with the output of the adder 54.
  • the equivalent low-pass filter has a slightly larger phase delay, and can remove the noise component that has entered from the PI controller 2.
  • FIG. 10 is a block diagram of a servo control device showing a third embodiment of the present invention.
  • This embodiment is different from the first embodiment in that the first low-pass filter 52 in contact with the output of the subtractor 51 is transferred between the torque command T * and the subtractor 51, and the reverse system of the nominal plant 53 The third low-pass filter 55 is added between the subtractor 51 and the subtractor 51.
  • the first low-pass filter 52 is a primary low-pass filter expressed by equation (1)
  • the third low-pass filter 55 is a primary low-pass filter expressed by equation (14).
  • T is the time constant of the third low-pass filter Equivalent control target G (s, J) from basic signal T of torque command to motor rotation speed ⁇
  • L (s) is expressed by the first-order low-pass filter expressed by equation (18).
  • the parameters of the first low-pass filter 52 are The force S that greatly affects the robust characteristic of the S and the parameters of the third low-pass filter 55 do not significantly affect the robust characteristic of the control system.
  • the noise component included in the detected motor speed ⁇ is amplified by the nominal plant system 53 and added to the torque command through the third low-pass filter 55. This greatly affects the disturbance rejection characteristics of the control system.
  • the present embodiment of FIG. 10 and the first embodiment of FIG. 1 are completely equivalent.
  • this embodiment has a slightly more complicated control system.
  • the third low-pass filter 55 can be moved in front of the actual plant 4. By doing so, it is possible to enhance the effect of removing the noise component coming from the basic signal T * of the torque command that slightly increases the phase delay for the entire loop.
  • FIG. 11 is a block diagram of a servo control device showing a fourth embodiment of the present invention.
  • This embodiment differs from the first embodiment in that a third low-pass filter 55 is added between the inverse system 53 of the nominal plant and the subtractor 51.
  • the first low-pass filter 52 is a primary low-pass filter expressed by equation (1)
  • the third low-pass filter 55 is a primary low-pass filter expressed by equation (20).
  • T is the time constant of the third low-pass filter.
  • phase lag estimate is the input of L (s) because the phase lag of L (s, J) is less than L (s)
  • the speed ⁇ is the rotation of the motor
  • L (s) is expressed by the first-order low-pass filter expressed by equation (24).
  • the parameter S of the first low-pass filter 52 greatly influences the robust characteristic of the control system, and the parameter of the third low-pass filter 55 is too robust for the control system. Does not affect the characteristics.
  • the noise component contained in the detected rotational speed ⁇ of the motor is amplified by the nominal plant system 53 and the third low-pass filter 55 Since the torque command is added through the first low-pass filter 52, the parameters of both the third low-pass filter 55 and the first low-pass filter 52 affect the disturbance elimination characteristics of the control system. Therefore, the robust characteristic of the control system is improved by appropriately setting the parameters of the first low-pass filter 52, and the disturbance rejection characteristic of the control system is improved by appropriately setting the parameters of the third low-pass filter 55. be able to.
  • control system is a little more complicated than the first embodiment, but the noise removal characteristic can be considered so as not to affect the robust characteristic so much, so that the control characteristic can be further improved. .
  • the third low-pass filter 55 can be moved in front of the actual plant 4. By doing so, it is possible to enhance the effect of removing the noise component coming from the basic signal T * of the torque command that slightly increases the phase delay for the entire loop.
  • FIG. 12 is a block diagram of a servo control apparatus showing a fifth embodiment of the present invention.
  • This embodiment is different from the second embodiment in that a third low-pass filter 55 is added between the inverse system 53 of the nominal plant and the subtractor 51.
  • the first low-pass filter 52 is a primary low-pass filter expressed by equation (1)
  • the third low-pass filter 55 is a primary low-pass filter expressed by equation (26).
  • T is the time constant of the third low-pass filter.
  • the phase lag estimated speed ⁇ which is the input of L (s), is L (s) because the phase lag of L (s, J) is smaller than L (s).
  • L (s) is expressed by the first-order low-pass filter expressed by equation (30).
  • the parameter S of the first low-pass filter 52 greatly affects the robustness of the control system, and the parameter of the third lowpass filter 55 is too robust for the control system. Does not affect the characteristics.
  • the noise component included in the detected rotational speed ⁇ of the motor is amplified by the nominal plant system 53 and applied to the torque command through the third low-pass filter 55 and the first low-pass filter 52, the third low-pass filter 55 and Both parameters with the first low-pass filter 52 affect the disturbance rejection characteristics of the control system. Therefore, by appropriately setting the parameters of the first low-pass filter 52, the control system By improving the robust characteristics and appropriately setting the parameters of the third low-pass filter 55, the disturbance elimination characteristics of the control system can be improved.
  • control system is a little complicated compared to the second embodiment, but the noise removal characteristic can be considered so as not to affect the robust characteristic so much, so that the control characteristic can be further improved. .
  • the third low-pass filter 55 can be moved in front of the actual plant 4. By doing so, it is possible to enhance the effect of removing the noise component coming from the basic signal T * of the torque command that slightly increases the phase delay for the entire loop.
  • Figures 7, 8, and 9 show the simulation results using the normal PI control, the first conventional technology, and the technology of the present invention for an actual plant whose inertia fluctuates 20 times.
  • a command that the overshoot is reduced and the force and settling time are short even if the inertia fluctuates greatly.
  • the high-performance follow-up characteristics with respect to are almost unchanged.

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Abstract

　外乱や負荷変動などの悪影響を抑制し、ロバストかつ高性能な速度制御を実現することができるサーボ制御装置を提供する。 　速度指令ω＊とフィードバック速度ωｆとの偏差に基づいてＰＩ制御部（２）にて算出されるトルク指令の基本信号Ｔ０ ＊に、トルク指令Ｔ＊と電動機の回転速度ωｍとから算出される外乱補償トルクＴｆを加算してトルク指令Ｔ＊を出力する外乱オブザーバ（５）と、　トルク指令の基本信号Ｔ０ ＊と、電動機の回転速度ωｍとから、遅れが無い要素のノミナルプラント（６１）の出力を生成して該出力をフィードバック速度ωｆとして出力する位相進み補償オブザーバ（６）と、の両方のオブザーバを備えた。

Description

サーボ制御装置
技術分野
[0001] 本発明は、イナ一シャが大きく変動する負荷機械をフィードバック駆動制御するサ ーボ制御装置に関する。
背景技術
[0002] 通常のサーボ装置の速度制御は電動機の回転速度をフィードバックして PI制御を 用いて行!、、良!、制御性能を達成するために電動機の回転子を含む機械可動部の 総イナ一シャを正確に知る必要がある。し力しながら、負荷機械のイナ一シャの変動 や推定誤差が大きい場合に、制御系の一巡ループのゲインが大きく変わるので、制 御系の特性が大きく変わりロバストな高性能の制御が実現できないことがある。 第 1の従来技術は、外乱やパラメータ変動などを抑制できることとして公知されてい る外乱オブザーバを用いることである (例えば、非特許文献 1参照)。図 3は第 1の従 来技術を用いたサーボ制御装置の構成を示すブロック図である。図において、 4は電 動機の回転子および負荷機械を含む実際のプラントで、トルク指令力 電動機の回 転速度までの伝達関数が示されている。また、 5は外乱オブザーバであり、ノミナルプ ラントの逆システム 53と第 1ローパスフィルタ 52を含んでいる。また、 2は PI制御部で ある。
また、 ω *は速度指令、 ω は電動機の回転速度、 Τ*はトルク指令、 Τ *はトルク指 m 0 令の基本信号、 τは外乱補償トルク、 jは実際のプラントのイナ一シャ、 jはノミナルプ f n ラントのイナ一シャ、 sはラプラス演算子である。
次に、動作原理について説明する。簡単のため、第 1ローパスフィルタ 52を式（1) で表される 1次ローパスフィルタとする。
[0003] [数 1]
1 + Γ ひ）
ここで、 Τは第 1ローパスフィルタの時定数である。トルク指令の基本信号 Τ *から電 動機の回転速度 ω までの等価制御対象の伝達関数 G (s, J)を求めると、式（2) m o
なる。
[数 2]
G。M = °^ = ) + Τ-' .丄 (2)
また、等価ローパスフィルタを式（3)で表されるものとする。
[数 3]
L (s, J) = + (3)
° 1 + ( よって、図 3の制御システムを図 4のように書き直すことができる。式（3)および図 4に より、 Tを十分小さく設定すれば、等価ローパスフィルタの影響を無視することができ るため、等価制御対象 G (s, J)とノミナルプラント P (s)は低周波数域での周波数特 性がほぼ同じであるので、イナ一シャが変わっても指令に対する追従特性が変わら ない。
第 2の従来技術は、本出願人が提案した遅れ要素の位相遅れを補償する位相進 み補償オブザーバを用いることである (例えば、特許文献 1参照)。図 5は第 2の従来 技術を用いたサーボ制御装置の構成を示すブロック図である。図において、 9は実際 の制御対象であり、実際のローパスフィルタ 3と実際のプラント 4を含んでおり、 6は位 相進み補償オブザーバであり、ノミナルプラント 61および第 2ローパスフィルタ 62で 構成されたオブザーバの制御対象 60とオブザーバ補償器 63と含んでいる。また、図 3の相当部分は同一記号を付してその説明を省略する。
次に、動作原理について説明する。実際の制御対象では、実際のローパスフィルタ 3の出力を実際のプラント 4に入力することで、オブザーバの制御対象 60では、ノミナ ルプラント 61の出力を第 2ローパスフィルタ 62に入力することになつている。そのため 、 L (s) =L (s) , J =Jが満たされる場合に、第 2ローパスフィルタ 62の出力である ω
2 η ο は電動機の回転速度 ω の推定速度になっているため、第 2ローノ スフィルタ 62の入 力である位相進み推定速度 ω は電動機の回転速度 ω より第 2ローパスフィルタの 遅れた位相量で位相進みになっている。従って、位相進み推定速度 ωをフィードバ
Ρ
ック速度 ωとすると、位相進み補償オブザーバがない場合に実際のローパスフィルタ f
3の位相遅れによる制御性能の悪ィ匕問題が解消される。
非特許文献 1 :T. IEE Japan, Vol. 117— C, No. 12, 1997, p. 1776- 1781 特許文献 1 :特開 2002— 182705号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
し力しながら、第 1の従来技術では、観測された電動機の回転速度をノミナルプラン トの逆システムに通してトルク指令にフィードバックしているため、通常の PI制御を用 いた場合と較べ、観測ノイズの影響が大きくなる。特に負荷機械のイナ一シャが小さ い場合にその影響が大きい。観測ノイズに対するフィルタリング特性を強ぐすなわち ノイズ除去特性を良くするため、負荷機械のイナ一シャが小さい場合に合わせて第 1 ローパスフィルタの時定数を大きく設定する必要がある。一方、負荷機械のイナーシ ャが小さい場合に合わせて第 1ローパスフィルタの時定数を設定すると、負荷機械の イナ一シャが大きくなる場合にフィードバック制御系に位相遅れが大き 、遅れ要素が 存在するため、 PI制御器のゲインを上げられなく制御特性を向上させることができな い。したがって、ロバスト特性とノイズ除去特性を両立させることができないという欠点 かあつた。
また、第 2の従来技術では、フィードバック制御系の位相遅れを補償できる前提は オブザーバの制御対象と実際の制御対象との低周波数域における周波数特性がほ ぼ同じであることである。負荷機械のイナ一シャが大きく変動する場合に、ノミナルプ ラントのイナ一シャが実際のプラントから大きく外れることがあり、その時位相進み補 償オブザーバの推定速度が電動機の回転速度力 大きく外れるので入出力特性が 悪くなるという問題があった。
そこで、本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、外乱オブザーバと 位相進み補償オブザーバを組み合わせることにより、ノイズの影響を許容できる範囲 に抑え、外乱や負荷変動などの悪影響を抑制し、ロバストかつ高性能な速度制御を 実現することができるサーボ制御装置を提供することを目的とする。 課題を解決するための手段
[0007] 上記問題を解決するため、本発明は、電動機の回転速度を速度指令に追従させる サーボ制御装置にお!/、て、普通の PI制御系に外乱オブザーバと位相進み補償ォブ ザーバを糸且み込み、外乱オブザーバのローパスフィルタの時定数を実際のプラントの イナ一シャが最小になった場合にノイズ除去特性が満たされるように設定し、位相進 み補償オブザーバのローパスフィルタの時定数を外乱オブザーバのローパスフィル タの時定数に実際のプラントのイナ一シャの最大値とノミナルプラントのイナ一シャと の比を掛けて得た値とし、また、電動機の回転速度より等価ローパスフィルタの遅れ た位相量以上で位相進みになっている位相進み推定速度をフィードバック速度とす るものである。
発明の効果
[0008] 本発明は、外乱オブザーバを用いることで、外乱や負荷変動などの悪影響を抑制 し、また、位相進み補償オブザーバを組み込むことでフィードバック制御系の位相遅 れを補償することにより、ロバストかつ高性能な速度制御を実現することができる。 図面の簡単な説明
[0009] [図 1]本発明の第 1実施例を示すサーボ制御装置のブロック図
[図 2]本発明の第 2実施例を示すサーボ制御装置のブロック図
[図 3]第 1の従来技術を用いたサーボ制御装置の構成を示すブロック図
[図 4]図 3の等価ブロック図
[図 5]第 2の従来技術を用いたサーボ制御装置の構成を示すブロック図
[図 6]図 1、図 2および図 10〜12の等価ブロック図
[図 7]通常の PI制御を用いたサーボ制御装置のシミュレーション結果を示す図
[図 8]第 1の従来技術を用いたサーボ制御装置のシミュレーション結果を示す図 [図 9]本発明の技術を用いたサーボ制御装置のシミュレーション結果を示す図
[図 10]本発明の第 3実施例を示すサーボ制御装置のブロック図
[図 11]本発明の第 4実施例を示すサーボ制御装置のブロック図
[図 12]本発明の第 5実施例を示すサーボ制御装置のブロック図 符号の説明
[0010] 1、 51、 64、 65 減算器
2 PI制御部
3 実際のローパスフィルタ
4 実際のプラント
5 外乱オブザーバ
52 第 1ローパスフィルタ
53 ノミナルプラントの逆システム
54 加算器
55 第 3ローパスフィルタ
6 位相進み補償オブザーバ
60 オブザーバの制御対象
61 ノミナノレプラント
62 第 2ローパスフィルタ
63 オブザーバ補償器
7 等価ローパスフィルタ
8 等価制御対象
9 実際の制御対象
発明を実施するための最良の形態
[0011] 以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
実施例 1
[0012] 図 1は、本発明の第 1実施例を示すサーボ制御装置のブロック図であり、各部には 、図 3および図 5の相当部分と同一記号を付してその説明を省略する。また、実際の プラントのイナーシャ Jの最小値を J
mとし、最大値を J
Mとする。本発明は第 1の従来技 術と第 2の従来技術を巧みに組み合わせたものである。
以下、本発明の制御装置の動作原理および構成方法について説明する。
前記第 1の従来技術の説明と同じようにトルク指令の基本信号 T *から電動機の回
0
転速度 ω までの等価制御対象 8の伝達関数 G (s, J)を求めると、図 1の制御システ m o ムを図 6のように書き直すことができる。ここで、等価制御対象 8のイナ一シャが一定 な値であるノミナルイナーシャ Jになった。等価ローパスフィルタ L (s, J)の時定数が 式（3)に示したように実際のプラントのイナーシャ Jにより変わるが、オブザーバの制 御対象 G (s)と等価制御対象 G (s, J)とは低周波数域における周波数特性がほぼ 同じである。
実際のプラントのイナーシャ Jが最小銜 となった場合に、もし、 J >J とすると、式（ m n m
3)および図 6より、等価ローノ スフィルタ L (s, J)は直列位相進み要素になったので 、高周波数振動を起こし易くなる。そのため、ノミナルイナーシャ Jを
J ≤J (4)
n m
とする。また、このとき観測ノイズの影響が一番大きいので、第 1ローパスフィルタ L^s )の時定数をノイズ除去特性が満たされるようにできるだけの最小値に設定する。 実際のプラントのイナーシャ Jが最大街 Mとなった場合に、等価ローパスフィルタは 式（5)となる。
[0013] [数 4]
Figure imgf000008_0001
このとき、等価ローパスフィルタの位相遅れが一番大きいので、第 2ローパスフィルタ L (s)を式 (6)とする。
2
[0014] [数 5]
L2 ( L。(S, JM ) (6)
Figure imgf000008_0002
したがって、すべての実際のプラントのイナーシャ Jに対して、 L (s, J)の位相遅れが L (s)のより小さいため、 L (s)の入力である位相進み推定速度 ω は電動機の回転
2 2 ρ
速度 ω より L (s, J)の遅れた位相量以上で位相進みになっている。また、位相進み m o
推定速度 ωをフィードバック速度 ωとしているので、位相進み補償オブザーバがな
P f
い場合に L (s, J)の位相遅れによる振動や不安定な問題が解消される。
また、】 > >Jが満たされる場合に、 L (s)を式（7)で表される 1次ローパスフィルタ
M n 2 とすることがでさる
[0015] [数 6]
(7)
1 + 7 ただし、 τ = a
2 Μ /j η )τ 1 (8)
となる。
このように、外乱オブザーバを用いて、実際の制御対象 G (s)を、イナ一シャが変動 する実際のプラント P(s)から、等価的にイナ一シャが一定であるノミナルプラント Pn (s )と、時定数が実際のプラントのイナーシャによって変わる等価ローノ スフィルタ Lo (s , J)とに変換し、また、位相進み補償オブザーバを用いて、等価ローパスフィルタの 位相遅れを補償することにより、実際のプラントのイナ一シャが大きく変わっても、ロバ ストかつ高性能な速度制御を実現することができる。
実施例 2
[0016] 図 2は、本発明の第 2実施例を示すサーボ制御装置のブロック図である。
本実施例が第 1実施例と異なる部分は、減算器 51の出力に接した第 1ローパスフィ ルタ 52を加算器 54の出力に移し替えたことである。
次に、動作原理について説明する。
トルク指令の基本信号 T *から電動機の回転速度 ω までの等価制御対象 G (s, J
0 m o
)の伝達関数を求めると、式（9)となる。
[0017] [数 7]
Ga {S,J) = ^ 1 (9)
また、等価ローパスフィルタ 7を式（10)で表されるものとする。
[0018] [数 8]
L0 (s, J) ^ -^-- (10)
1 + 7 ただし、 τ = CiZJ )τ (11) は等価ローパスフィルタ 7の時定数である。よって、実施例 1と同じく図 2の制御システ ムを図 6のように書き直すことができる。
L (s)を式（ 12)で表される 1次ローパスフィルタとする。
2
[0019] [数 9] ( ひ2)
ただし、 τ = α Λ )Τ (13)
2 Μ η 1
となる。
したがって、すべての実際のプラントのイナーシャ Jに対して、 L。(s, J)の位相遅れが L (s)のより小さいため、 L (s)の入力である位相進み推定速度 ω は電動機の回転
2 2 ρ
速度 ω より L (s, J)の遅れた位相量以上で位相進みになっている。また、位相進み m o
推定速度 ω をフィードバック速度 ωとしているので、位相進み補償オブザーバがな
P f
い場合に L (s, J)の位相遅れによる振動や不安定な問題が解消される。
このように、第 1実施例と較べ、等価ローパスフィルタは位相遅れが少し大きくなる 力 PI制御器 2から入って来たノイズ成分を除去することができる。
実施例 3
[0020] 図 10は、本発明の第 3実施例を示すサーボ制御装置のブロック図である。
本実施例が第 1実施例と異なる部分は、減算器 51の出力に接した第 1ローパスフィ ルタ 52をトルク指令 T*と減算器 51との間に移し替え、そしてノミナルプラントの逆シ ステム 53と減算器 51との間に第 3ローノ スフィルタ 55を追カ卩したことである。
次に、動作原理について説明する。
第 1ローパスフィルタ 52を式（1)で表される 1次ローパスフィルタとし、第 3ローパス フィルタ 55を式（14)で表される 1次ローパスフィルタとする。
[0021] [数 10] )： (14)
ここで、 Tは第 3ローパスフィルタの時定数である トルク指令の基本信号 T から電動機の回転速度 ω までの等価制御対象 G (s, J
0 m o
)の伝達関数を求めると、式（15)となる。
[数 11]
G 、 0 ^= ( (1+ 7^1+ ) _ A_ (15)
また、等価ローパスフィルタ 7を式（16)で表されるものとする。
[数 12]
L = ( (1+ 1+ ) _ (16)
よって、実施例 1と同じく図 10の制御システムを図 6のように書き直すことができる。 また、 L (s)を式（17)で表されるローパスフィルタとする。
2
[0024] [数 13]
L2 {s) (l 7)
Figure imgf000011_0001
したがって、すべての実際のプラントのイナーシャ Jに対して、 L。(s, J)の位相遅れが L (s)のより小さいため、 L (s)の入力である位相進み推定速度 ω は電動機の回転
2 2 ρ
速度 ω より L (s,J)の遅れた位相量以上で位相進みになっている。また、位相進み m o
推定速度 ωをフィードバック速度 ωとしているので、位相進み補償オブザーバがな
P f
い場合に L (s, J)の位相遅れによる振動や不安定な問題が解消される。
また、 J > >Jが満たされる場合に、 L (s)を式（18)で表される 1次ローパスフィル
M n 2
タとすることがでさる。
[0025] [数 14] W = ひ8)
ただし、 T =Q /J )Τ (19)
2 Μ η 1
となる。
式（17)、式（18)および式（19)より、第 1ローパスフィルタ 52のパラメータが制御系 のロバスト特性に大きく影響する力 S、第 3ローパスフィルタ 55のパラメータがあまり制 御系のロバスト特性に影響しない。ところが、検出された電動機の回転速度 ω に含 まれて!/、るノイズ成分がノミナルプラントシステム 53により増幅され第 3ローパスフィル タ 55を通してトルク指令に加えるため、第 3ローパスフィルタ 55のパラメータ設定が制 御系の外乱除去特性に大きく影響する。
第 1ローパスフィルタ 52と第 3ローパスフィルタ 55とを同じものとすると、図 10の本実 施例と図 1の第 1実施例とは完全に等価的になる。ところが、本実施例は、第 1実施 例と較べ、制御系が少し複雑になる力 第 1ローパスフィルタ 52のパラメータと第 3口 一パスフィルタ 55のパラメータとを別々設定することにより、より強いロバスト特性とよ り良好なノイズ除去特性を両立させることができる。
また、図 10において、第 3ローパスフィルタ 55を実際のプラント 4の前に移すことが できる。そうすることで、ループ全体にとつて位相遅れが少し増える力 トルク指令の 基本信号 T *から入ってくるノイズ成分を除去する効果を高めることができる。
0
実施例 4
[0026] 図 11は、本発明の第 4実施例を示すサーボ制御装置のブロック図である。
本実施例が第 1実施例と異なる部分は、ノミナルプラントの逆システム 53と減算器 5 1との間に第 3ローパスフィルタ 55を追加したことである。
次に、動作原理について説明する。
第 1ローパスフィルタ 52を式（1)で表される 1次ローパスフィルタとし、第 3ローパス フィルタ 55を式（20)で表される 1次ローパスフィルタとする。
[0027] [数 15]
ここで、 Tは第 3ローパスフィルタの時定数である。
3
トルク指令の基本信号 T *から電動機の回転速度 ω までの等価制御対象 G (s, J
0 m o
)の伝達関数を求めると、式（21)となる。
[数 16] G。 : ~ ） 丄 (21)
τ。 ( i + J/J„■ ^+■/■„
また、等価ローパスフィルタ 7を式（22)で表されるものとする。
[0029] [数 17]
L。 )： _ ） 2 (22)
よって、実施例 1と同じく図 11の制御システムを図 6のように書き直すことができる。 また、 L (s)を式（23)で表されるローパスフィルタとする。
[0030] [数 18]
L2 (,) = L。 (s, JM ) = ) (23)
1 + / + / ' したがって、すべての実際のプラントのイナーシャ Jに対して、 L (s, J)の位相遅れが L (s)のより小さいため、 L (s)の入力である位相進み推定速度 ω は電動機の回転
2 2 ρ
速度 ω より L (s, J)の遅れた位相量以上で位相進みになっている。また、位相進み m o
推定速度 ωをフィードバック速度 ωとしているので、位相進み補償オブザーバがな
P f
い場合に L (s, J)の位相遅れによる振動や不安定な問題が解消される。
また、 J > >Jが満たされる場合に、 L (s)を式（24)で表される 1次ローパスフィル
M n 2
タとすることがでさる。
[0031] [数 19]
ただし、 T = Q /J ) T (25)
2 Μ η 1
となる。
式（23)、式（24)および式（25)より、第 1ローパスフィルタ 52のパラメータが制御系 のロバスト特性に大きく影響する力 S、第 3ローパスフィルタ 55のパラメータがあまり制 御系のロバスト特性に影響しない。一方、検出された電動機の回転速度 ω に含まれ ているノイズ成分がノミナルプラントシステム 53により増幅され第 3ローパスフィルタ 55 および第 1ローパスフィルタ 52を通してトルク指令に加えるため、第 3ローパスフィル タ 55と第 1ローパスフィルタ 52との両方のパラメータが制御系の外乱除去特性に影 響する。よって、第 1ローパスフィルタ 52のパラメータを適当に設定することにより制御 系のロバスト特性を向上し、また第 3ローパスフィルタ 55のパラメータを適当に設定す ることにより制御系の外乱除去特性を向上することができる。
このように、第 1実施例と較べ、制御系が少し複雑になるが、ロバスト特性をあまり影 響しないようにノイズ除去特性を考慮することができるので、さらに制御特性を向上さ せることができる。
また、図 11において、第 3ローパスフィルタ 55を実際のプラント 4の前に移すことが できる。そうすることで、ループ全体にとつて位相遅れが少し増える力 トルク指令の 基本信号 T *から入ってくるノイズ成分を除去する効果を高めることができる。
0
実施例 5
[0032] 図 12は、本発明の第 5実施例を示すサーボ制御装置のブロック図である。
本実施例が第 2実施例と異なる部分は、ノミナルプラントの逆システム 53と減算器 5 1との間に第 3ローパスフィルタ 55を追加したことである。
次に、動作原理について説明する。
第 1ローパスフィルタ 52を式（1)で表される 1次ローパスフィルタとし、第 3ローパス フィルタ 55を式（26)で表される 1次ローパスフィルタとする。
[0033] [数 20]
ここで、 Tは第 3ローパスフィルタの時定数である。
3
トルク指令の基本信号 T *から電動機の回転速度 ω までの等価制御対象 G (s, J
0 m o
)の伝達関数を求めると、式（27)となる。
[0034] [数 21]
G = = ^ ^丄 (27) また、等価ローパスフィルタ 7を式（28)で表されるものとする。 [0035] [数 22] ）
Figure imgf000015_0001
よって、実施例 2と同じく図 12の制御システムを図 6のように書き直すことができる。 また、 L (s)を式（29)で表されるローパスフィルタとする。
2
[0036] [数 23]
L2 ( = L。(s, JM ) = ~~ (1 + ） ' , (29)
1 + / + / 7； 2
したがって、すべての実際のプラントのイナーシャ Jに対して、 L (s, J)の位相遅れが L (s)のより小さいため、 L (s)の入力である位相進み推定速度 ω は電動機の回転
2 2 ρ
速度 ω より L (s, J)の遅れた位相量以上で位相進みになっている。また、位相進み m o
推定速度 ω をフィードバック速度 ωとしているので、位相進み補償オブザーバがな
P f
い場合に L (s, J)の位相遅れによる振動や不安定な問題が解消される。
また、 J > >Jが満たされる場合に、 L (s)を式（30)で表される 1次ローパスフィル
M n 2
タとすることがでさる。
[0037] [数 24] (30)
1 +
ただし、 T = Q /J ) Τ (31)
2 Μ η 1
となる。
式（29)、式（30)および式（31)より、第 1ローパスフィルタ 52のパラメータが制御系 のロバスト特性に大きく影響する力 S、第 3ローパスフィルタ 55のパラメータがあまり制 御系のロバスト特性に影響しない。一方、検出された電動機の回転速度 ω に含まれ ているノイズ成分がノミナルプラントシステム 53により増幅され第 3ローパスフィルタ 55 および第 1ローパスフィルタ 52を通してトルク指令に乗るため、第 3ローパスフィルタ 5 5と第 1ローパスフィルタ 52との両方のパラメータが制御系の外乱除去特性に影響す る。よって、第 1ローパスフィルタ 52のパラメータを適当に設定することにより制御系の ロバスト特性を向上し、また第 3ローパスフィルタ 55のパラメータを適当に設定するこ とにより制御系の外乱除去特性を向上することができる。
このように、第 2実施例と較べ、制御系が少し複雑になるが、ロバスト特性をあまり影 響しないようにノイズ除去特性を考慮することができるので、さらに制御特性を向上さ せることができる。
また、図 12において、第 3ローパスフィルタ 55を実際のプラント 4の前に移すことが できる。そうすることで、ループ全体にとつて位相遅れが少し増える力 トルク指令の 基本信号 T *から入ってくるノイズ成分を除去する効果を高めることができる。
0
[0038] 次に、本発明の効果を具体例を用いて説明する。イナ一シャが 20倍変動する実際 のプラントに対して、通常の PI制御、第 1の従来技術および本発明の技術を用いたシ ミュレーシヨン結果をそれぞれ図 7、図 8および図 9に示す。通常の PI制御および第 1 の従来技術を用いた場合と較べ、本発明の技術を用いた場合は、イナ一シャが大き く変動しても、オーバーショットが少なくし力も整定時間が短いという指令に対する高 性能な追従特性が殆ど変わらないことが分力る。
産業上の利用可能性
[0039] 通常の PI制御系にノミナルプラントの逆システムを含む外乱オブザーバとノミナル プラントを含む位相進み補償オブザーバとを組み合わせることで実際のプラントのパ ラメータ変動を補償することによって、ロバストかつ高性能な制御を実現することがで きるので、サーボのみならず、如何なるノミナルプラントが非最小位相システムで表さ れパラメータが大きく変動するシステムに対して、ロバストかつ高性能に指令に追従 するという用途にも適用できる。

Claims

請求の範囲
[1] 速度指令とフィードバック速度との偏差に基づいてトルク指令の基本信号を計算す る PI制御部を有し、トルク指令に基づ 、て電動機および負荷機械を駆動制御するサ ーボ制御装置において、
前記トルク指令の基本信号および前記電動機の回転速度に基づいて前記トルク指 令を出力する外乱オブザーバと、
前記トルク指令の基本信号と、前記電動機の回転速度とから、遅れが無い要素のノ ミナルプラントの出力を生成して該出力を前記フィードバック速度として出力する位相 進み補償オブザーバと、の両方のオブザーバを備えたことを特徴とするサーボ制御 装置。
[2] 前記外乱オブザーバは、前記電動機の回転速度をノミナルプラントの逆システムに 入力し、前記トルク指令力 前記ノミナルプラントの逆システムの出力を差し引いて得 た値を外乱推定信号とし、該外乱推定信号を第 1ローパスフィルタに入力し、該第 1口 一パスフィルタの出力を前記トルク指令の基本信号に足して、前記トルク指令とする ことを特徴とする請求項 1記載のサーボ制御装置。
[3] 前記外乱オブザーバは、前記電動機の回転速度をノミナルプラントの逆システムに 入力し、前記トルク指令力 前記ノミナルプラントの逆システムの出力を差し引いて得 た値を外乱推定信号とし、該外乱推定信号を前記トルク指令の基本信号に足して第 1ローパスフィルタに入力し、該第 1ローパスフィルタの出力を前記トルク指令とするこ とを特徴とする請求項 1記載のサーボ制御装置。
[4] 前記外乱オブザーバは、前記トルク指令を第 1ローパスフィルに入力し、前記電動 機の回転速度をノミナルプラントの逆システムに入力し、前記ノミナルプラントの逆シ ステムの出力を第 3ローパスフィルタに入力し、前記第 1ローパスフィルの出力力も前 記第 3ローパスフィルタの出力を差し引いて得た値を外乱推定信号とし、該外乱推定 信号を前記トルク指令の基本信号に足して、前記トルク指令とすることを特徴とする 請求項 1記載のサーボ制御装置。
[5] 前記外乱オブザーバは、前記電動機の回転速度をノミナルプラントの逆システムに 入力し、前記ノミナルプラントの逆システムの出力を第 3ローパスフィルタに入力し、 前記トルク指令力 前記第 3ローパスフィルタの出力を差し引いて得た値を外乱推定 信号とし、該外乱推定信号を第 1ローパスフィルタに入力し、該第 1ローパスフィルタ の出力を前記トルク指令の基本信号に足して、前記トルク指令とすることを特徴とす る請求項 1記載のサーボ制御装置。
[6] 前記外乱オブザーバは、前記電動機の回転速度をノミナルプラントの逆システムに 入力し、前記ノミナルプラントの逆システムの出力を第 3ローパスフィルタに入力し、 前記トルク指令力 前記第 3ローパスフィルタの出力を差し引いて得た値を外乱推定 信号とし、該外乱推定信号を前記トルク指令の基本信号に足して第 1ローパスフィル タに入力し、該第 1ローパスフィルタの出力を前記トルク指令とすることを特徴とする請 求項 1記載のサーボ制御装置。
[7] 前記位相進み補償オブザーバは、前記電動機の回転速度と第 2ローパスフィルタ の出力との偏差をオブザーバ補償器に入力し、前記トルク指令の基本信号に前記ォ ブザーバ補償器の出力を足して得た信号を前記ノミナルプラントに入力し、該ノミナ ルプラントの出力を前記第 2ローパスフィルタに入力しながら、前記フィードバック速 度として出力することを特徴とする請求項 1記載のサーボ制御装置。
[8] 前記第 1ローパスフィルタの時定数を、前記電動機の回転子および前記負荷機械 を含む実際のプラントのイナ一シャが最小になった場合に安定性およびノイズ除去 特性が満たされた上でできるだけ小さく設定することを特徴とする請求項 2または 3記 載のサーボ制御装置。
[9] 前記第 1ローパスフィルタの時定数および前記第 3ローパスフィルタの時定数を、前 記電動機の回転子および前記負荷機械を含む実際のプラントのイナ一シャが最小 になった場合に安定性およびノイズ除去特性が満たされた上でできるだけ小さく設定 することを特徴とする請求項 4〜6記載のサーボ制御装置。
[10] 前記第 2ローパスフィルタの時定数を、前記第 1ローパスフィルタの時定数に、前記 電動機の回転子および前記負荷機械を含む実際のプラントのイナ一シャの最大値と ノミナルプラントのイナーシャとの比を掛けて得た値とすることを特徴とする請求項 7 記載のサーボ制御装置。
[11] 前記ノミナルプラントのイナーシャを、前記実際のプラントのイナ一シャの最小値以 下とすることを特徴とする請求項 10記載のサーボ制御装置。
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