WO2007036293A1 - Bereitstellung eines temperaturabhängigen signals - Google Patents

Bereitstellung eines temperaturabhängigen signals Download PDF

Info

Publication number
WO2007036293A1
WO2007036293A1 PCT/EP2006/008791 EP2006008791W WO2007036293A1 WO 2007036293 A1 WO2007036293 A1 WO 2007036293A1 EP 2006008791 W EP2006008791 W EP 2006008791W WO 2007036293 A1 WO2007036293 A1 WO 2007036293A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
diode
temperature
arrangement according
source
Prior art date
Application number
PCT/EP2006/008791
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Mark Niederberger
Original Assignee
Austriamicrosystems Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Austriamicrosystems Ag filed Critical Austriamicrosystems Ag
Priority to US11/992,556 priority Critical patent/US8044702B2/en
Publication of WO2007036293A1 publication Critical patent/WO2007036293A1/de

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions

Definitions

  • the present invention relates to an arrangement for providing a temperature-dependent signal and to a method for providing a temperature-dependent signal.
  • a signal that is proportional to the absolute temperature is also referred to as PTAT, proportional to absolute temperature.
  • PTAT proportional to absolute temperature
  • a circuit is suitable, which performs a so-called on-chip temperature measurement.
  • bipolar diodes are bipolar transistors which are connected as a diode.
  • the difference between the voltages across the two diodes corresponds to a temperature- proportional voltage V PTAT according to the regulation:
  • V V Ptat - ⁇ V Y Y dl -V d ⁇ V v T * ⁇ ln - f
  • V d i denotes the voltage across the first diode connected in the forward direction
  • V d2 the voltage across the forward-connected second diode
  • the quotient of I 2 / Ii the ratio of the current densities, which are applied to the first and second diode
  • V and ⁇ is the thermal voltage of a diode.
  • two current sources which are scaled to one another and are each connected between a supply potential connection and a reference potential connection in a respective current path, each having a diode polarized in the forward direction.
  • One input of a differential amplifier is connected to one anode each of a diode. At the output is thus a signal ready, which corresponds to the value of the voltage V Ptat / multiplied by the gain factor g of the differential amplifier.
  • the temperature-proportional signal is to be provided as a digital signal
  • an analog / digital converter can be connected to the differential amplifier.
  • FIG. 8 of this document it is proposed to provide a high accuracy of an integrated Ptat
  • the object of the present invention is to provide an arrangement and a method for providing a temperature-dependent signal, in which amplification errors of the temperature measurement are significantly reduced.
  • the circuit should have a low sensitivity to mismatches of the components used.
  • an arrangement for providing a temperature-dependent signal comprising:
  • a first current source connectable to and disconnectable from a diode
  • a second current source connectable to and disconnectable from the diode or another diode
  • a comparator which is coupled at one input to the first and the second current source and to which a reference signal can be supplied at a second input
  • a control circuit having an input which is coupled to an output of the comparator and having outputs to the input and switching off the current sources, such that only the first current source is activated for calibration in a first calibration state, in a second calibration state only the second current source is activated and in a third calibration state all current sources are activated, and with an output of the control circuit for Ready- Position of the temperature-dependent signal in a normal operating state.
  • the object is achieved by a method for providing a temperature-dependent signal with the steps:
  • each current source in each case a current path to run on and off provided.
  • the current paths with the current sources have either one or a common diode.
  • a comparison is made of a voltage across a diode through which a current flows with the reference signal.
  • each current source is first activated one at a time, and in a further step or calibration state, all current sources are activated at the same time. From these measurements for calibration, error terms can be calculated, as explained in detail below. The temperature-dependent The signal is provided compensated for these error terms.
  • gain errors in temperature measurement are reduced by eliminating mismatches between current sources and / or diodes, as well as amplifier offset by simple arithmetic operations.
  • the proposed circuit makes less demands on the analog circuit properties such as the pairing tolerance, English: matching, equally dimensioned components.
  • the circuit provides power sources that can be independently added to or removed from one or more diodes. Due to a logarithmic relationship between the forward voltage of the diode and the forward current of the diode, a mismatch with respect to each unit current source can be easily measured and later compensated. This is preferably done by simple addition or subtraction of an associated error term.
  • the proposed architecture further simplifies and enhances the testing capabilities of the circuit since the relative error contribution of each power source can be measured individually and independently. As a result, no high-precision current measurement is required.
  • an analog / digital converter is connected between the comparator and the control circuit.
  • the mentioned arithmetic operations can be carried out in a digital manner, preferably by simple digital addition or subtraction of error terms.
  • the control circuit preferably comprises means for calculating and compensating for errors as a function of the comparison results.
  • control circuit preferably comprises fault memories, wherein at least one fault memory is provided per power source, which is associated therewith.
  • the current sources are each designed the same with respect to the current level in the switched-on state.
  • Such power sources are also referred to as unitary power sources.
  • all current sources are integrated in integrated semiconductor circuit technology and have the same geometric dimensions.
  • a switch is connected in series to an associated power source.
  • the current sources themselves can be switched on and off.
  • the bias signal provided for the current source for its operation is designed to be switched on and off.
  • the bias supply for the current sources comprises a current mirror. It can be made switchable with advantage the common base or gate signal of the current mirror. For this purpose, for example, a switch between each see the gate terminals or base terminals of the respective current mirror forming transistors to be connected.
  • the current mirrors are moreover preferably designed with a common input transistor, which forms a respective current mirror with one output transistor, each associated with a current source. This further improves the synchronism characteristics of the circuit.
  • the reference signal supplied to the comparator is aligned with the forward voltage, also referred to as the forward voltage, of the associated diode or diodes.
  • the reference signal is provided in the form of a reference voltage of about 600 mV.
  • the arrangement is preferably formed entirely in integrated circuit technology.
  • the temperature-dependent signal provided at the output of the control circuit is preferably a temperature-proportional signal, English: PTAT, proportional to absolute temperature.
  • Figure 1 shows an exemplary arrangement according to the proposed principle based on a circuit diagram and 2 shows an embodiment of the control of the current sources with switchable current mirrors.
  • FIG. 1 shows an arrangement for providing a temperature-dependent signal PTAT.
  • a first current source 1 is arranged together with a first switch 4 in a first current path.
  • a second current source 2 with a second switch 5 is arranged.
  • An Mth current source 3 is arranged together with another switch 6 in a third current path.
  • the three current paths, each comprising a current source 1, 2, 3 and a switch 4, 5, 6, are interconnected in a parallel circuit and connected between a supply potential terminal 7 and the anode terminal of a diode 8.
  • the cathode terminal of the diode 8 is connected to a reference potential terminal 9.
  • the anode terminal of the diode 8 is further connected to a non-inverting input of a comparator 10, whose inverting input a reference signal V r is fed. This signal may have an offset voltage V off .
  • the comparator 10 has a gain factor g.
  • the output of the comparator 10 is connected via an analog / digital converter 11 to a control circuit 12 via a line with the word width N bit.
  • the control circuit 12 comprises error memory 22.
  • the control circuit 12 has a digital output of width M bits corresponding to the number of the current sources 1, 2, 3 associated switches 4, 5, 6.
  • This control output of the control circuit 12 is connected to control inputs of the switches 4, 5 , 6 connected to their control. This serves to be able to connect and disconnect the current sources 1, 2, 3 individually and independently of each other.
  • Another Output 13 serves to provide the temperature-dependent signal PTAT.
  • the circuit of FIG. 1 is designed in integrated circuit technology for on-chip temperature measurement. It is only a single diode 8 is provided and a number of M current sources 1, 2, 3, which can be connected to the diode.
  • the amplifier 10 is designed as a differential amplifier and amplifies the forward voltage V D of the diode with respect to the reference voltage V r .
  • the reference voltage V r has approximately the same value as the expected forward voltage of the diode of, for example, approximately 600 mV.
  • the analog-to-digital converter 11 converts the output value of the differential amplifier 10 to a digital value of N bits.
  • each of the current sources 1, 2, 3 is activated individually first, which means that in each of these calibration processes, the remaining current sources are switched off. In a further calibration step, all current sources are switched on at the same time, as explained in more detail later.
  • the forward voltage V D of the diode 8 is measured at two different current values of the diode currents, referred to as I 0 and Ii.
  • I 0 and Ii the diode voltage is not measured absolutely, but rather as a reference voltage relative to a reference potential V r . This voltage difference is from the
  • Differential amplifier 10 amplified with a gain g and converted with the A / D converter 11 into a digital value.
  • the diode voltage according to the principle described measured at two different currents and each time related to the reference signal V r .
  • the difference of these detected values with digital signal processing in the control circuit 12 is calculated by simple subtraction of the measured digital values.
  • g denotes the gain of the differential amplifier 10
  • V Off denotes a possibly existing offset of the differential amplifier 10
  • V r the reference voltage
  • V dl the diode voltage at the current I 1 and V d o the diode voltage for a current I 0 at which all M current sources are connected according to the empirical formula
  • the current source for providing the current I 0 is formed by all M mutually matched current sources, which occur as a unit current sources and therefore emit in the ideal state in each case the identical current I 1 .
  • each current source can have an error ⁇ x with respect to the first current source 1, which provides the current I 1 .
  • the current I 0 can therefore be represented as
  • the above formula includes an ideal term and an error term.
  • the error term corresponds to the average of all individual errors. This error term can therefore be determined very simply by first detecting the diode voltage for each individually activated current source and then determining the error with respect to the diode voltage V d i for the first current source 1 with the current Ii.
  • V y -V x gV ⁇ - ⁇ y
  • the error term can be calculated particularly simply in digital circuit technology if M is chosen such that it corresponds to a value of 2 k for integer k.
  • the proposed principle requires a number of M + 1 measurements on a number of M current sources.
  • M measurements are carried out for the measurement of the forward voltage relative to each individual current source as well as a measurement for determining the forward voltage when subjected to the total current from all current sources. As indicated above, completely erased all mismatch-related errors and offset errors.
  • a voltage reference required for the analog / digital converter 11 need not have a particularly low temperature drift.
  • a temperature drift of, for example, 50 ppm / K which is not too difficult to achieve, only leads to a temperature error of 0.5 0 C over a temperature range of 100 0 C.
  • a lower temperature drift of the reference of the AD converter 11 still improves the measurement accuracy further.
  • Figure 2 shows an embodiment of another mode of switching on and off of the power sources.
  • the circuit of Figure 2 corresponds in the components used and their advantageous interconnection largely to that of Figure 1.
  • some function blocks in Figure 2 are not shown for ease of illustration, for example, the comparator 10, the converter 11 and the control circuit 12.
  • FIG. 2 no respective series connection of a current source with a switch in a respective common current branch is provided, but rather the current sources 14, 15, of which only two are shown by way of example in FIG. 2 and without limiting the generality, are located directly between them Supply potential terminal 7 and the anode terminal of the diode 8 connected.
  • the switches 16, 17 for connecting and disconnecting the current sources 14, 15 are instead connected to the control terminal of the current sources in FIG.
  • the synchronous characteristics of the current sources are further improved by the common bias supply.
  • circuit of FIG. 2 can also be used with n-channel transistors, with bipolar transistors, in BiCMOS transistors.
  • Circuit technology or other circuit technology be formed.

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung und ein Verfahren zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals. Es sind mehrere Stromquellen (1, 2) vorgesehen, die zu- und abschaltbar mit einer oder mehreren Dioden (8) verbunden sind. Die Durchlassspannung der Diode wird in einem Vergleicher (10) mit einem Referenzsignal (Vr) verglichen. Eine Steuerschaltung (12) steuert die Stromquellen (1, 2) so an, dass zur Kalibrierung in je einem Kalibrierschritt nur je eine der Stromquellen aktiviert ist und in einem weiteren Kalibrierschritt alle Stromquellen (1, 2) aktiviert sind. Dadurch können Fehlerterme berechnet werden, die eine sehr exakte Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals bezogen auf das Matching der Stromquellen untereinander ermöglichen.

Description

Beschreibung
BEREITSTELLUNG EINES TEMPERATURABHÄNGIGEN SIGNALS
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals sowie ein Verfahren zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals .
Für zahlreiche Anwendungen ist die Bereitstellung eines Signals wünschenswert, das proportional zur absoluten Temperatur ist. Solche Signale werden auch als PTAT, proportional-to- absolute-temperature, bezeichnet. Hierfür ist ein Schaltkreis geeignet, der eine so genannte On-Chip-Temperaturmessung durchführt.
Zum Zwecke einer solchen On-Chip-Temperaturmessung wird häufig eine Spannungsdifferenz zwischen zwei Bipolar-Dioden ausgewertet, die mit unterschiedlichen Stromdichten beaufschlagt werden. Als Bipolar-Dioden sind vorliegend Bipolar-Transis- toren verstanden, die als Diode beschaltet sind. Die Differenz der Spannungen über den beiden Dioden entspricht gerade einer temperaturproportionalen Spannung VPTAT gemäß der Vorschrift:
VV Ptat -~VY dl -VY d\ = Vv T *ιln —f
Dabei bezeichnet Vdi die Spannung über der in Durchlassrichtung beschalteten ersten Diode, Vd2 die Spannung über der in Durchlassrichtung beschalteten zweiten Diode, der Quotient aus I2 / Ii das Verhältnis der Stromdichten, mit denen die erste bzw. zweite Diode beaufschlagt werden, und Vτ die Temperaturspannung einer Diode. Um eine solche Schaltung bereitzustellen, ist es beispielsweise üblich, zwei zueinander skalierte Stromquellen vorzusehen, die in je einem Strompfad mit je einer in Vorwärtsrich- tung gepolten Diode zwischen einen Versorgungspotenzialan- schluss und einen Bezugspotenzialanschluss geschaltet sind. Je ein Eingang eines Differenzverstärkers ist mit je einer Anode einer Diode verbunden. Am Ausgang steht damit ein Signal bereit, welches dem Wert der Spannung VPtat/ multipliziert mit dem Verstärkungsfaktors g des Differenzverstärkers, entspricht .
Wenn das temperaturproportionale Signal als Digitalsignal bereitgestellt werden soll, so kann sich an den Differenzver- stärker ein Analog/Digital-Konverter anschließen.
Eine solche Anordnung leidet jedoch unter Fehlanpassungen sowohl der Dioden als auch der Stromquellen, so genannten Mis- matches, die unvermeidlich bei der Massenherstellung integ- rierter Schaltkreise auftreten. Darüber hinaus führt auch der Offset des Verstärkers zu einer Messungenauigkeit . Methoden zum Kompensieren solcher Nichtidealitäten umfassen beispielsweise die so genannte Bauteilrotation oder das Chopping.
Beispielsweise in dem Dokument von Anton Bakker: CMOS Smart Temperature Sensors - An Overview, IEEE Proceedings, Vol. 2, June 2002, ist ein Überblick über Temperatursensoren angegeben, die in integrierter CMOS-Prozesstechnik herstellbar sind. Beispielsweise in Figur 8 dieses Dokuments wird vorge- schlagen, eine hohe Genauigkeit eines integrierten Ptat-
Generators mit einer Chopper-Technik zu erzielen, also dem Zerhacken von Signalen in periodischer Weise. In dem Aufsatz von A. Bakker und J. H. Huij sing: Micropower CMOS Temperature Sensor With Digital Output, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 3.1, No. 7, JuIy 1996, ist ebenfalls ein gechoppt betriebener Ptat-Schaltkreis in Figur 3 gezeigt, bei dem zusätzlich ein ΣΔ-Konverter zur Signalauswertung vorgesehen ist.
In dem Dokument "A Switched-Capacitor Temperature Sensor in 0.6 μm CMOS" von Mike Tuthill, Journal of Solid-State Circu- its, Vol. 3.3, No. 7, JuIy 1998, ist ein integrierter Temperatursensor gezeigt, der in so genannter Switched Current, Switched Capacitor Technik beschaltet ist.
Auch in dem Aufsatz von A. Bakker und J. H. Huijsing et al . : A CMOS Smart Temperature Sensor With A 3σ Inaccuracy of
+/-0.5° C from -50° C to 120° C, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 40, No. 2, February 2005, zeigt einen Temperatursensor mit ΣΔ-Modulator und Chopping-Prinzip.
Diesen Schaltkreisen ist die Eigenschaft gemeinsam, dass die zu kompensierenden Fehler nicht völlig ausgelöscht werden. Entweder ist ein großer Aufwand in analoger Schaltungstechnik erforderlich oder es werden zusätzliche unerwünschte Eigenschaften wie Ladungsinjektion, Schaltungsrauschen oder Ähnli- ches eingeführt.
In dem Dokument US 6,554,469 ist ein Temperatursensor mit vier Strömen und einem Transistor gezeigt. Dabei ist vorgesehen, den Transistor mit jedem der vier Ströme zu beaufschla- gen und jeweils die Basis-Emitter-Spannung, die daraus resultiert, zu messen. Es verbleibt jedoch ein Fehler bezüglich der linearen Verstärkung, bedingt durch einen Mismatch der Stromquellen . Das Dokument EP 1 132 794 Al beschreibt ein Verfahren und eine Anordnung zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz . Dabei wird der Verstärkungsfaktor eines Ana- log/Digital-Wandlers aus einer Vielzahl digitaler Messwerte errechnet .
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Anordnung und ein Verfahren zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals anzugeben, bei denen Verstärkungsfehler der Temperaturmessung deutlich verringert sind. Dabei soll der Schaltkreis eine geringe Empfindlichkeit gegenüber Fehlanpassungen der verwendeten Bauteile haben.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Vorrichtung gelöst durch eine Anordnung zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals, aufweisend:
- eine erste Stromquelle, die zu- und abschaltbar mit einer Diode verbunden ist, - eine zweite Stromquelle, die zu- und abschaltbar mit der Diode oder einer anderen Diode verbunden ist,
- einen Vergleicher, der an einem Eingang mit der ersten und mit der zweiten Stromquelle gekoppelt ist und dem an einem zweiten Eingang ein Referenzsignal zuführbar ist, - eine Steuerschaltung mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Vergleichers gekoppelt ist und mit Ausgängen zum Zu- und Abschalten der Stromquellen, derart, dass zur Kalibrierung in einem ersten Kalibrierzustand nur die erste Stromquelle aktiviert ist, in einem zweiten Kalibrier- zustand nur die zweite Stromquelle aktiviert ist und in einem dritten Kalibrierzustand alle Stromquellen aktiviert sind, und mit einem Ausgang der Steuerschaltung zur Bereit- Stellung des temperaturabhängigen Signals in einem Normal- betriebszustand.
Bezüglich des Verfahrens wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals mit den Schritten:
- Erzeugen eines ersten Stroms mit einer ersten Stromquelle,
- Erzeugen eines zweiten Stroms mit einer zweiten Stromquelle, - Erzeugen eines dritten Stroms mit der ersten und der zweiten Stromquelle,
- Vergleichen einer Spannung über einer Strom durchflossenen Diode mit einem Referenzsignal,
- Berechnen von Fehlertermen in Abhängigkeit der drei Ströme, - Bereitstellen eines bezüglich der Fehlerterme kompensierten temperaturabhängigen Signals.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des vorgeschlagenen Prinzips sind jeweils Gegenstand der abhängigen Patentansprüche.
Es entspricht dem vorgeschlagenen Prinzip, mehrere Stromquellen in je einem Strompfad zu- und abschaltbar ausgeführt vorzusehen. Die Strompfade mit den Stromquellen haben entweder je eine oder eine gemeinsame Diode. Es erfolgt jeweils ein Vergleich einer Spannung über einer von einem Strom durch- flossenen Diode mit dem Referenzsignal. Zur Kalibrierung wird dabei nacheinander zunächst jede Stromquelle einzeln aktiviert und in einem weiteren Schritt bzw. Kalibrierzustand werden alle Stromquellen zugleich aktiviert. Aus diesen Messungen zur Kalibrierung können Fehlerterme berechnet werden, wie nachfolgend ausführlich erläutert. Das temperaturabhängi- ge Signal wird bezüglich dieser Fehlerterme kompensiert bereitgestellt.
Nach dem vorgeschlagenen Prinzip werden Verstärkungsfehler der Temperaturmessung reduziert, indem Fehlanpassungen, englisch: mismatches, zwischen Stromquellen und/oder Dioden, sowie ein Verstärker-Offset durch einfache arithmetische Operationen eliminiert werden.
Der vorgeschlagene Schaltkreis stellt dabei geringere Anforderungen an die analogen Schaltungseigenschaften wie beispielsweise die Paarungstoleranz, englisch: matching, gleich dimensionierter Bauteile.
Der Schaltkreis sieht Stromquellen vor, die unabhängig voneinander an die eine oder mehreren Dioden hinzu- oder weggeschaltet werden können. Aufgrund eines logarithmischen Verhältnisses zwischen der VorwärtsSpannung der Diode und dem Vorwärtsstrom der Diode kann ein Mismatch bezogen auf jede Einheitsstromquelle in einfacher Weise gemessen und später kompensiert werden. Dies erfolgt bevorzugt durch einfache Addition oder Subtraktion eines zugeordneten Fehlerterms . Die vorgeschlagene Architektur vereinfacht und verbessert weiterhin die Testmöglichkeiten des Schaltkreises, da der relative Fehlerbeitrag jeder Stromquelle einzeln und unabhängig voneinander gemessen werden kann. Dadurch ist keine hochpräzise Strommessung erforderlich.
Bevorzugt ist ein Analog/Digital-Wandler zwischen den Vergleicher und die Steuerschaltung geschaltet. Hierdurch können die erwähnten arithmetischen Operationen in digitaler Weise, bevorzugt durch einfache digitale Addition oder Subtraktion von Fehlertermen, durchgeführt werden. Die Steuerschaltung umfasst bevorzugt Mittel zum Berechnen und Kompensieren von Fehlern in Abhängigkeit der Vergleichs- ergebnisse .
Weiter umfasst die Steuerschaltung bevorzugt Fehlerspeicher, wobei mindestens je ein Fehlerspeicher vorgesehen ist pro Stromquelle, der dieser zugeordnet ist.
Zur weiteren Reduzierung von Mismatches sind alle Stromquellen zu- und abschaltbar mit derselben Diode verbunden. Somit kann der gesamte Schaltkreis mit nur einer einzigen Diode realisiert werden.
Bevorzugt sind die Stromquellen bezüglich der Stromhöhe im zugeschalteten Zustand je gleich ausgelegt. Solche Stromquellen werden auch als Einheits-Stromquellen bezeichnet.
In einer Ausführungsform sind alle Stromquellen in integrier- ter Halbleiter-Schaltungstechnik integriert und haben gleiche geometrische Abmessungen.
Zum Zu- und Abschalten der Stromquellen ist in einer Ausführung je ein Schalter in Serie zu einer zugeordneten Strom- quelle geschaltet.
Alternativ oder zusätzlich können die Stromquellen selbst zu- und abschaltbar ausgebildet sein. Dies kann beispielsweise dadurch realisiert sein, dass jeweils das für die Stromquelle zu deren Betrieb vorgesehene Bias-Signal zu- und abschaltbar ausgeführt ist. Bevorzugt umfasst die Bias-Zuführung für die Stromquellen einen Stromspiegel. Dabei kann mit Vorteil das gemeinsame Basis- bzw. Gate-Signal des Stromspiegels schaltbar ausgeführt werden. Hierfür kann beispielsweise ein Schalter jeweils zwi- sehen die Gate-Anschlüsse bzw. Basisanschlüsse der den jeweiligen Stromspiegel bildenden Transistoren geschaltet sein.
Weiter bevorzugt sind zur Ansteuerung der Stromquellen mit einem Bias-Signal die Stromspiegel mit einem gemeinsamen Ein- gangstransistor ausgeführt, der mit je einem Ausgangstransis- tor, der je einer Stromquelle zugeordnet ist, einen jeweiligen Stromspiegel bildet. Dadurch werden die Gleichlaufeigen- schaften der Schaltung weiter verbessert.
Das Referenzsignal, das dem Vergleicher zugeführt wird, ist auf die Durchlassspannung, welche auch als VorwärtsSpannung bezeichnet wird, der zugeordneten Diode bzw. Dioden ausgerichtet. Bevorzugt wird das Referenzsignal in Form einer Referenzspannung von etwa 600 mV bereitgestellt.
Die Anordnung ist bevorzugt vollständig in integrierter Schaltungstechnik ausgebildet. Das am Ausgang der Steuerschaltung bereitgestellte, temperaturabhängige Signal ist bevorzugt ein temperaturproportionales Signal, englisch: PTAT, proportional to absolute temperature.
Die Erfindung wird nachfolgend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 eine beispielhafte Anordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip anhand eines Schaltplans und Figur 2 ein Ausführungsbeispiel der Ansteuerung der Stromquellen mit schaltbaren Stromspiegeln.
Figur 1 zeigt eine Anordnung zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals PTAT. Eine erste Stromquelle 1 ist gemeinsam mit einem ersten Schalter 4 in einem ersten Strompfad angeordnet. In einem zweiten Strompfad ist eine zweite Stromquelle 2 mit einem zweiten Schalter 5 angeordnet . Eine M-te Stromquelle 3 ist zusammen mit einem weiteren Schalter 6 in einem dritten Strompfad angeordnet. Die drei Strompfade umfassend je eine Stromquelle 1, 2, 3 und einen Schalter 4, 5, 6, sind miteinander in einer Parallelschaltung verschaltet und zwischen einem Versorgungspotenzialanschluss 7 und dem Anodenanschluss einer Diode 8 angeschlossen. Der Kathodenan- schluss der Diode 8 ist mit einem Bezugspotenzialanschluss 9 verbunden .
Der Anodenanschluss der Diode 8 ist weiterhin mit einem nicht- invertierenden Eingang eines Vergleichers 10 verbunden, dessen invertierendem Eingang ein Referenzsignal Vr zuführbar ist. Dieses Signal kann eine Offset-Spannung Voff haben. Der Vergleicher 10 hat einen Verstärkungsfaktor g. Der Ausgang des Vergleichers 10 ist über einen Analog/Digital-Wandler 11 mit einer Steuerschaltung 12 über eine Leitung mit der Wortbreite N bit verbunden. Die Steuerschaltung 12 umfasst Fehlerspeicher 22. Die Steuerschaltung 12 hat einen digitalen Ausgang der Breite M Bit entsprechend der Anzahl der den Stromquellen 1, 2, 3 zugeordneten Schalter 4, 5, 6. Dieser Steuerausgang der Steuerschaltung 12 ist mit Steuereingängen der Schalter 4, 5, 6 zu deren Ansteuerung verbunden. Dies dient dazu, die Stromquellen 1, 2, 3 individuell und unabhängig voneinander zu- und abschalten zu können. Ein weiterer Ausgang 13 dient zur Bereitstellung des temperaturabhängigen Signals PTAT.
Die Schaltung von Figur 1 ist in integrierter Schaltungstech- nik ausgebildet zur On-Chip Temperaturmessung. Es ist lediglich eine einzelne Diode 8 vorgesehen und eine Anzahl von M Stromquellen 1, 2, 3, die der Diode zugeschaltet werden können. Der Verstärker 10 ist als Differenzverstärker ausgeführt und verstärkt die DurchlassSpannung VD der Diode bezogen auf die Referenzspannung Vr. Die Referenzspannung Vr hat ungefähr den gleichen Wert wie die zu erwartende DurchlassSpannung der Diode von beispielsweise ca. 600 mV. Der Analog/Digital- Wandler 11 konvertiert den Ausgangswert des Differenzverstärkers 10 zu einem digitalen Wert von N Bit. In einem Kalib- riervorgang ist vorgesehen, zunächst jede der Stromquellen 1, 2, 3 einzeln zu aktivieren, das bedeutet, dass in jedem dieser Kalibiervorgänge jeweils die übrigen Stromquellen abgeschaltet sind. In einem weiteren Kalibrierschritt werden alle Stromquellen zugleich zugeschaltet, wie später noch näher er- läutert.
In einer Normalbetriebsart, die auch als Messbetriebsart zur Bereitstellung des temperaturabhängigen Signals bezeichnet werden kann, wird die DurchlassSpannung VD der Diode 8 bei zwei verschiedenen Stromwerten der Diodenströme gemessen, die als I0 und als Ii bezeichnet werden. Wie bereits erläutert, und insbesondere, um die Anforderungen an den AD-Wandler 11 zu verringern, wird die Diodenspannung nicht absolut gemessen, sondern relativ als Referenzspannung bezogen auf ein Re- ferenzpotential Vr. Diese Spannungsdifferenz wird von dem
Differenzverstärker 10 mit einer Verstärkung g verstärkt und mit dem A/D-Wandler 11 in einen Digitalwert konvertiert. Dabei wird die Diodenspannung nach dem beschriebenen Prinzip bei zwei verschiedenen Strömen gemessen und jedes Mal auf das Referenzsignal Vr bezogen. Schließlich wird die Differenz dieser ermittelten Werte mit digitaler Signalverarbeitung in der Steuerschaltung 12 berechnet durch einfache Subtraktion der gemessenen Digitalwerte .
Die Berechnung der Spannungswerte V1 und V0 erfolgt dabei gemäß den nachfolgend angeführten Berechnungsvorschriften.
Figure imgf000013_0001
Dabei bezeichnet g die Verstärkung des Differenzverstärkers 10, VOff einen eventuell vorhandenen Offset des Differenzver- stärkers 10, Vr die Referenzspannung, Vdl die Diodenspannung bei dem Strom I1 und Vdo die Diodenspannung für einen Strom I0, bei dem alle M Stromquellen zugeschaltet sind gemäß der Summenformel
M
Daraus ergibt sich durch Differenzbildung der beiden Spannungen V1, V0 das PTAT-Signal in Form einer Spannung VPTAT gemäß der folgenden Vorschrift:
V v PTAT = V r Q - V v 1 - — äσ>(VV dθ -V v d\))= <σ5.V r T ./ ιn - j9.
Man erkennt, dass die eventuell vorhandene Offset-Spannung des Differenzverstärkers und auch der Wert des Referenzsig- nals sich völlig auslöschen. Da die gleiche Diode für beide Messungen Vi und V0 benutzt wird, treten hierdurch keine Fehler auf .
Im Hinblick auf eventuelle Streuungen oder Fehlanpassungen der Werte der Stromquellen gilt die nachfolgende Betrachtung. Die Stromquelle zur Bereitstellung des Stroms I0 wird durch alle M zueinander angepassten Stromquellen gebildet, die als Einheits-Stromquellen auftreten und demnach im Idealzustand jeweils den identischen Strom I1 abgeben. Jede Stromquelle kann aber einen Fehler εx bezüglich der ersten Stromquelle 1 haben, die den Strom I1 bereitstellt. Der Strom I0 kann daher dargestellt werden als
Figure imgf000014_0001
Daraus ergibt sich für das temperaturproportionale Signal
VpTAT =
Figure imgf000014_0002
' PTAT ~ S ' * T ' '■n
M
* PTAT — 8 ' ^T ' 'n
Figure imgf000014_0003
Figure imgf000015_0001
Dabei ist
M
M
der durchschnittliche Mismatch aller einzelnen Stromquellen 1, 2, 3.
Da die Stromquellen zueinander als Einheitsstromquellen aus- gebildet sind, kann der relative Fehler einer einzelnen
Stromquelle ebenso wie der durchschnittliche Mismatch aller Stromquellen gemäß obiger Vorschrift als klein angesehen werden. Daraus folgt, dass in erster Näherung gilt: ln(l+x) « x. Dies trifft mit sehr guter Näherung dann zu, wenn x klein ge- gen 1 ist. Daraus ergibt sich für das Ergebnis der PTAT- Spannung :
Figure imgf000015_0002
Die obige Formel umfasst einen idealen Term und einen Fehlerterm. Der Fehlerterm entspricht dem Durchschnitt aller Einzelfehler. Dieser Fehlerterm kann daher sehr einfach ermittelt werden, indem die Diodenspannung zunächst für jede einzeln aktivierte Stromquelle erfasst wird und danach der Feh- ler in Bezug auf die Diodenspannung Vdi für die erste Stromquelle 1 mit dem Strom Ii ermittelt wird. Der Fehlerterm für eine beliebige einzelne Stromquelle Vy mit y = 2 .. M ergibt sich dabei gemäß der nachfolgenden Berechnung: Vy=g(VDY+Voff-Vr)
Figure imgf000016_0001
mit /,=/,(1 +*,) folgt:
Figure imgf000016_0002
Mit der bekannten Näherungsrege1 für den angegebenen Logarithmus naturalis ergibt sich in guter Näherung für den Feh- lerterm einer einzelnen Stromquelle:
Vy-Vx=g-Vτ-εy
Besonders einfach in digitaler Schaltungstechnik kann der Fehlerterm berechnet werden, wenn M so gewählt wird, dass es einem Wert 2k entspricht für ganzzahlige k.
Im Ergebnis kann festgestellt werden, dass die Mismatches der einzelnen Stromquellen sich nach dem vorgeschlagenen Prinzip ebenfalls auslöschen.
Das vorgeschlagene Prinzip erfordert eine Anzahl von M+l Messungen bei einer Anzahl von M Stromquellen. Dabei werden M Messungen durchgeführt für die Messung der DurchlassSpannung bezogen auf jede einzelne Stromquelle sowie einer Messung zur Ermittlung der Durchlassspannung bei Beaufschlagung mit dem Summenstrom aus allen Stromquellen. Wie oben aufgezeigt, wer- den alle durch Mismatch bedingten Fehler und Offset-Fehler vollständig ausgelöscht.
Eine für den Analog/Digital-Wandler 11 benötigte Spannungsre- ferenz braucht keinen besonders geringen Temperaturdrift haben. Ein Temperaturdrift von beispielsweise 50 ppm/K, der nicht zu schwierig zu erreichen ist, führt lediglich zu einem Temperaturfehler von 0,50C über einen Temperaturbereich von 1000C. Ein geringerer Temperaturdrift der Referenz des AD- Wandlers 11 verbessert die Messgenauigkeit noch weiter.
Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine andere Betriebsart des Zu- und Abschaltens der Stromquellen.
Die Schaltung von Figur 2 entspricht in den verwendeten Bauteilen und deren vorteilhafter Verschaltung weitgehend derjenigen von Figur 1. Es sind jedoch zur Vereinfachung der Darstellung einige Funktionsblöcke in Figur 2 nicht eingezeichnet, beispielsweise der Vergleicher 10, der Konverter 11 und die Steuerschaltung 12. Im Unterschied zu Figur 1 ist bei Figur 2 keine jeweilige Serienschaltung einer Stromquelle mit einem Schalter in einem je gemeinsamen Stromzweig vorgesehen, sondern vielmehr sind die Stromquellen 14, 15, von denen in Figur 2 beispielhaft und ohne Beschränkung der Allgemeinheit lediglich zwei eingezeichnet sind, unmittelbar zwischen den Versorgungspotenzialanschluss 7 und den Anodenanschluss der Diode 8 geschaltet. Die Schalter 16, 17 zum Zu- und Abschalten der Stromquellen 14, 15 sind bei Figur 2 statt dessen jeweils am Steueranschluss der Stromquellen, also vorliegend am Gate-Anschluss der als PMOS-Feldeffekttransistor ausgebildeten Stromquellen 14, 15 angeschlossen. Ein weiterer Anschluss der Schalter 16, 17 ist miteinander und mit einem Gate- Anschluss eines Eingangstransistors 18 der Stromspiegel ver- schaltet. Der Eingangstransistor 18 der Stromspiegel ist als Diode verschaltet und an eine Bias-Referenzstromquelle 19 angeschlossen. Somit bildet sowohl der Transistor 14, als auch der Transistor 15 zusammen mit dem Transistor 18 jeweils ei- nen Stromspiegel, der jedoch mittels der Schalter 16, 17 unabhängig voneinander zu- und abschaltbar ausgebildet ist.
Selbstverständlich können bei Figur 2 auch weitere Stromquellen mit weiteren Schaltern vorgesehen sein.
Die Gleichlaufeigenschaften der Stromquellen werden durch die gemeinsame Bias-Versorgung noch weiter verbessert.
Selbstverständlich kann die Schaltung von Figur 2 auch mit n- Kanal-Transistoren, mit Bipolartransistoren, in BiCMOS-
Schaltungstechnik oder einer anderen Schaltungstechnik ausgebildet sein.
Bezugszeichenliste
1 Stromquelle
2 Stromquelle 3 Stromquelle
4 Schalter
5 Schalter
6 Schalter
7 Versorgungspotenzialanschluss 8 Diode
9 Bezugspotenzialanschluss
10 Vergleicher
11 Analog/Digital-Wandler
12 Steuerschaltung 13 Ausgang
14 Transistor
15 Transistor
16 Schalter
17 Schalter 18 Transistor
19 Stromquelle 22 Fehlerspeicher VD DurchlassSpannung Vr Referenzsignal Ii Strom I2 Strom IM Strom
M Anzahl der Stromquellen g Verstärkung

Claims

Patentansprüche
1. Anordnung zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals, aufweisend - eine erste Stromquelle (1) , die zu- und abschaltbar mit einer Diode (8) verbunden ist,
- eine zweite Stromquelle (2), die zu- und abschaltbar mit der Diode (8) oder einer anderen Diode verbunden ist,
- einen Vergleicher (10) , der an einem Eingang mit der ersten und mit der zweiten Stromquelle (1, 2) gekoppelt ist und dem an einem zweiten Eingang ein Referenzsignal (Vr) zuführbar ist,
- eine Steuerschaltung (12) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Vergleichers (10) gekoppelt ist und mit Ausgän- gen zum Zu- und Abschalten der Stromquellen (1, I)1 derart, dass zur Kalibrierung in einem ersten Kalibrierzustand nur die erste Stromquelle (1) aktiviert ist, in einem zweiten Kalibrierzustand nur die zweite Stromquelle (2) aktiviert ist und in einem dritten Kalibrierzustand alle Stromquellen (1, 2, 3) aktiviert sind, und mit einem Ausgang der Steuerschaltung zur Bereitstellung des temperaturabhängigen Signals (PTAT) in einem Normalbetriebszustand.
2. Anordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (12) Mittel zum Berechnen und Kompensieren von Fehlern in Abhängigkeit der Vergleichsergebnisse um- fasst .
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (12) Fehlerspeicher (22) umfasst, wobei je einer der Fehlerspeicher je einer der Stromquellen (1, 2) zugeordnet ist.
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Analog/Digital-Wandler (11) zwischen den Vergleicher (10) und die Steuerschaltung (12) geschaltet ist.
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass alle Stromquellen (1, 2) zu- und abschaltbar mit derselben Diode (8) verbunden sind.
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquellen (1, 2) bezüglich der Stromhöhe im zugeschalteten Zustand je gleich ausgelegt sind.
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zum Zu- und Abschalten der Stromquellen (1, 2) je ein Schalter (4, 5) vorgesehen ist, der mit der zugeordneten Stromquelle (1, 2) in einem gemeinsamen Strompfad angeordnet ist.
8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquellen (1, 2) von einer gemeinsamen Bias-Quelle (18, 19) angesteuert sind.
9. Anordnung nach Anspruch 8 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Ansteuerung der Stromquellen (14, 15) mit der gemeinsamen Bias-Quelle (18, 19) je ein Stromspiegel vorgesehen ist, wobei ein gemeinsamer Eingangstransistor (18) der Stromspiegel von der Bias-Quelle (18, 19) umfasst ist.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass zum Zu- und Abschalten der Stromquellen (14, 15) jeweils das Basis- oder Gatesignal im zugeordneten Stromspiegel (14, 18; 15, 18) schaltbar ist.
11. Verfahren zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals mit den Schritten:
- Erzeugen eines ersten Stroms (Ii) mit einer ersten Strom- quelle (1) ,
- Erzeugen eines zweiten Stroms (I2) mit einer zweiten Stromquelle (2) ,
- Erzeugen eines dritten Stroms (I0) mit der ersten und der zweiten Stromquelle (1, 2) , - Vergleichen einer Spannung über einer mit dem ersten, dem zweiten oder dem dritten Strom (I1, I2, Io) durchflossenen Diode (8) mit einem Referenzsignal,
- Berechnen von Fehlertermen in Abhängigkeit der drei Ströme,
- Bereitstellen eines bezüglich der Fehlerterme kompensierten temperaturabhängigen Signals.
12. Verfahren nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch
Digitalisieren des bei dem Vergleich abgegebenen Vergleichs- Signals.
PCT/EP2006/008791 2005-09-23 2006-09-08 Bereitstellung eines temperaturabhängigen signals WO2007036293A1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/992,556 US8044702B2 (en) 2005-09-23 2006-09-08 Arrangement and method for providing a temperature-dependent signal

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005045635A DE102005045635B4 (de) 2005-09-23 2005-09-23 Anordnung und Verfahren zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals
DE102005045635.9 2005-09-23

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007036293A1 true WO2007036293A1 (de) 2007-04-05

Family

ID=37056565

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2006/008791 WO2007036293A1 (de) 2005-09-23 2006-09-08 Bereitstellung eines temperaturabhängigen signals

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8044702B2 (de)
DE (1) DE102005045635B4 (de)
WO (1) WO2007036293A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120087390A1 (en) * 2008-06-30 2012-04-12 Intel Corporation Thermal sensor device

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7118273B1 (en) * 2003-04-10 2006-10-10 Transmeta Corporation System for on-chip temperature measurement in integrated circuits
JP5060988B2 (ja) * 2008-02-18 2012-10-31 セイコーインスツル株式会社 温度検出回路
TWI375018B (en) * 2008-10-31 2012-10-21 Advanced Analog Technology Inc Temperature sensing circuit using cmos switch-capacitor
TWI378227B (en) * 2009-02-27 2012-12-01 Mstar Semiconductor Inc Ptat sensor and temperature sensing method thereof
DE102009023354B3 (de) * 2009-05-29 2010-12-02 Austriamicrosystems Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zur Temperaturmessung
US8797043B2 (en) * 2010-10-04 2014-08-05 Intersil Americas Inc. System and method for detection of open connections between an integrated circuit and a multi-cell battery pack
US9347836B2 (en) * 2011-11-15 2016-05-24 Ati Technologies Ulc Dynamic voltage reference for sampling delta based temperature sensor
US8878597B2 (en) * 2013-02-15 2014-11-04 Robert Bosch Gmbh Circuit for canceling errors caused by parasitic and device-intrinsic resistances in temperature dependent integrated circuits
US9172366B2 (en) 2014-02-04 2015-10-27 Lattice Semiconductor Corporation Collector current driver for a bipolar junction transistor temperature transducer
US9535445B2 (en) 2014-04-04 2017-01-03 Lattice Semiconductor Corporation Transistor matching for generation of precise current ratios
JP6070635B2 (ja) * 2014-06-02 2017-02-01 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
US10101403B2 (en) 2014-07-02 2018-10-16 Intersil Americas LLC Systems and methods for an open wire scan
TWI647558B (zh) * 2014-10-16 2019-01-11 力智電子股份有限公司 具有功能參數設定的方法與應用其之積體電路
US9660647B2 (en) * 2014-10-27 2017-05-23 Sk Hynix Memory Solutions Inc. Calibration device and memory system having the same
EP3139186B1 (de) 2015-09-01 2018-08-01 Nxp B.V. Sensorschaltung
US10386242B2 (en) * 2015-09-21 2019-08-20 Texas Instruments Incorporated Analog temperature sensor for digital blocks
US10378969B2 (en) * 2017-05-10 2019-08-13 Infineon Technologies Ag Temperature sensor
CN113834576A (zh) * 2020-06-08 2021-12-24 创意电子股份有限公司 温度传感装置以及温度传感方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6008685A (en) * 1998-03-25 1999-12-28 Mosaic Design Labs, Inc. Solid state temperature measurement
US6078208A (en) * 1998-05-28 2000-06-20 Microchip Technology Incorporated Precision temperature sensor integrated circuit
US6554469B1 (en) * 2001-04-17 2003-04-29 Analog Devices, Inc. Four current transistor temperature sensor and method

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT410722B (de) * 2000-03-10 2003-07-25 Austria Mikrosysteme Int Verfahren zur gewinnung einer temperaturunabhängigen spannungsreferenz sowie schaltungsanordnung zur gewinnung einer derartigen spannungsreferenz
DE10133736A1 (de) * 2001-07-11 2003-01-23 Philips Corp Intellectual Pty Anordnung zum Messen der Temperatur einer elektronischen Schaltung
JP3721119B2 (ja) * 2001-11-08 2005-11-30 株式会社東芝 温度センサ
JP4086613B2 (ja) * 2002-10-09 2008-05-14 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 半導体装置および内部温度測定方法
US6736540B1 (en) * 2003-02-26 2004-05-18 National Semiconductor Corporation Method for synchronized delta-VBE measurement for calculating die temperature
US6869216B1 (en) * 2003-03-27 2005-03-22 National Semiconductor Corporation Digitizing temperature measurement system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6008685A (en) * 1998-03-25 1999-12-28 Mosaic Design Labs, Inc. Solid state temperature measurement
US6078208A (en) * 1998-05-28 2000-06-20 Microchip Technology Incorporated Precision temperature sensor integrated circuit
US6554469B1 (en) * 2001-04-17 2003-04-29 Analog Devices, Inc. Four current transistor temperature sensor and method

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120087390A1 (en) * 2008-06-30 2012-04-12 Intel Corporation Thermal sensor device
US9121768B2 (en) * 2008-06-30 2015-09-01 Intel Corporation Thermal sensor device

Also Published As

Publication number Publication date
DE102005045635A1 (de) 2007-03-29
DE102005045635B4 (de) 2007-06-14
US20100013544A1 (en) 2010-01-21
US8044702B2 (en) 2011-10-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102005045635B4 (de) Anordnung und Verfahren zur Bereitstellung eines temperaturabhängigen Signals
DE102014107504B4 (de) Eingangsstufe für temperaturmesssystem
DE102012209717B4 (de) Analog-Digital-Wandler
DE602005003518T2 (de) Messung von bidirektionalem Strom in einem Feldeffekttransistor durch Drain-Source Spannungsmessung
DE102008000230B4 (de) Temperatur-Erfassungsschaltung
DE2917237C2 (de)
EP0789866B1 (de) Spannungsreferenz mit prüfung und eigenkalibrierung
DE102014107499A1 (de) Kalibriertes Temperaturmesssystem
DE102007002354A1 (de) Stromabtastender Verstärker für Spannungsumwandler
DE102017208021A1 (de) System und Verfahren zur Temperaturerfassung
DE102006061721B4 (de) Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung, Spannungs-Kompensationsschaltung, spannungskompensierte Schaltung, Vorrichtung zur Bereitstellung einer Kompensationsgröße, Verfahren zum Bereitstellen einer Kompensationsgröße und Ring-Oszillator
EP2615472B1 (de) Einrichtung und Verfahren zur Überwachung eines Stromes eines Leitungsabschnitts
DE112018005096T5 (de) Hochpräzise stromerfassung unter verwendung eines erfassungsverstärkers mit digitaler az-offset-kompensation
DE112015003619T5 (de) Schaltnetzteil
DE102021102051A1 (de) Vorrichtungen und verfahren zur erfassung von elektrischem strom
DE19757258A1 (de) Verfahren zur Temperaturmessung und Sensor mit temperaturabhängigem Widerstand
DE4324119A1 (de) Verfahren zur Wandlung eines gemessenen Signals, Wandler sowie Messanordnung und Pirani-Messschaltung
DE10224747B4 (de) Sensorschaltung und Verfahren zur Herstellung derselben
EP1336136A1 (de) Verfahren zum abgleichen eines bgr-schaltkreises und bgr-schaltkreis
DE19908635B4 (de) Anordnung zum Erfassen des Stromes durch einen Meßwiderstand eines Laststromkreises
EP2959306A1 (de) Leistungsmessgerät mit interner kalibrierung von diodendetektoren
DE102009023354B3 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zur Temperaturmessung
DE102011103790A1 (de) Selbstkorrigierender elektronischer Sensor
DE102004042077A1 (de) Integrierte Schaltung zur Verwendung mit einem externen Hall-Sensor, und Hall-Sensormodul
DE102014116985B4 (de) Schaltungen und Verfahren zum Messen eines Stroms

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
DPE1 Request for preliminary examination filed after expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)
NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06777177

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 11992556

Country of ref document: US