DE602005003518T2

DE602005003518T2 - Messung von bidirektionalem Strom in einem Feldeffekttransistor durch Drain-Source Spannungsmessung

Info

Publication number: DE602005003518T2
Application number: DE602005003518T
Authority: DE
Inventors: Steven R. Carmel Turner
Original assignee: Delphi Technologies Inc
Current assignee: Delphi Technologies Inc
Priority date: 2004-08-24
Filing date: 2005-07-29
Publication date: 2008-10-23
Anticipated expiration: 2025-07-30
Also published as: DE602005003518D1; US20060044003A1; EP1630564B1; US7154291B2; EP1630564A1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die Erfindung betrifft Sensoren und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Messen des Stroms in einem Feldeffekttransistor.
STAND DER TECHNIK
In der Leistungselektronik ist es mitunter erforderlich, den Strom durch einen Feldeffekttransistor (FET) zu messen. Üblicherweise wird dies bewerkstelligt, indem ein Stromfühler bzw. Messwiderstand elektrisch in Reihe mit dem FET geschaltet und der Spannungsabfall über dem Widerstand gemessen wird. Beispielsweise wird bei neuen Ausgestaltungen elektrischer Bremsen der Bremssattel durch eine mit der Motorwelle verbundene Schneckenbaueinheit gesteuert. Der Motor wird mittels eines Wechselrichters gesteuert, wobei eine Motor-Brückenschaltung verwendet wird, die üblicherweise Schalter in Form von FETs umfasst. Bei Bremsenanwendungen ist es erforderlich, dass die Elektronik während des Betriebs des Motors sowohl den Motorantriebsstrom als auch den Strom aus der Rückspeisung von Bremsenergie misst. Dies wird durch Messen des Spannungsabfalls infolge dieser positiven und negativen Motorströme in einem in Reihe geschalteten Messwiderstand bewerkstelligt. Bei dieser Anwendung und in weiteren, die den Strom durch einen FET messen, sind solche Widerstände oftmals teuer und/oder von großen Abmessungen.
Es ist vorgeschlagen worden, die Drain-Source-Spannung des FET zu messen, die während des Stromflusses durch den FET infolge des Vorhandenseins des Durchlasswiderstandes des FET anliegt. Der Durchlass widerstand eines FET verändert sich jedoch erheblich mit der Temperatur. Bei einem typischen FET ist beispielsweise der Durchlasswiderstand bei 175°C doppelt so hoch wie bei 25°C. Diese Tatsache hält davon ab, die Drain-Source-Spannung zu verwenden, um den Strom durch einen FET zu messen.
WO 98/10 301 beschreibt einen verlustfreien Strommesstreiber und ein Verfahren zum Betreiben eines solchen Treibers, das ein Liefern von Strom von einer Stromversorgung durch einen Transistor an eine Last einschließt. Es wird ein Spannungsabfall über dem Transistor gemessen, der auf die Versorgung der Last mit Strom anspricht. Es wird eine Temperatur des Transistors gemessen und ein temperaturangebendes Signal bereitgestellt, das dann in einen vorhergesagten Transistor-Durchlasswiderstand umgesetzt wird. Die Stärke des an die Last gelieferten Stroms wird in Abhängigkeit vom gemessenen Spannungsabfall über dem Transistor und vom vorhergesagten Transistor-Durchlasswiderstand bestimmt, vorzugsweise indem der gemessene Spannungsabfall durch den vorhergesagten Transistor-Durchlasswiderstand dividiert wird. Ein eigenständiger bipolarer High-Side-Strommessverstärker, der die Stärke und die Polarität des Stroms erfasst, der von einem Bauelement zum anderen fließt, ist in US 5,498,984 beschrieben. Der Verstärker weist eine symmetrische Architektur mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen auf; ein Ausgang ist für positive Eingangssignale aktiv, die einem Stromfluss in einer Richtung entsprechen, und der andere Ausgang ist für negative Eingangssignale aktiv, die einem Stromfluss in der Gegenrichtung entsprechen. Ein symmetrischer Stromspiegel in dem Verstärker stellt eine ODER-Verknüpfungsfunktion bereit, die erforderlich ist, um jeweils nur eine Ausgabe zu liefern. Außerdem nutzt der Verstärker Mess- und Verstärkerwiderstände aus Aluminium, die eine Annullierung der Widerstands-Temperaturkoeffizienten ermöglichen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung schlägt eine Alternative zur Verwendung von einem oder mehreren Messwiderständen zum Messen des Stroms durch einen FET vor, indem die Drain-Source-Spannung des FET gemessen wird. Das System und das Verfahren gemäß der Erfindung ermöglichen, sowohl den positiven als auch den negativen Stromfluss (d. h. einen bidirektionalen Stromfluss) durch einen FET zu messen und eine Temperaturkompensation bezüglich der Schwankung des FET-Durchlasswiderstands infolge von Temperaturschwankungen in der Umgebung der Elektronik durchzuführen.
Die Vorrichtung zum Messen des Stroms in einem Feldeffekttransistor umfasst ein Mittel zum Messen einer Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors; ein Mittel zum Kompensieren der Drain-Source-Spannung in Bezug auf eine Temperatur des Feldeffekttransistors; und ein Mittel zum Erzeugen eines Ausgangs, der eine Richtung eines Stromflusses durch den Feldeffekttransistor und einen Pegel des Stroms durch den Feldeffekttransistor repräsentiert. Ähnlich umfasst das Verfahren zum Messen des Stroms in einem Feldeffekttransistor die folgenden Schritte: Messen einer Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors; Kompensieren der Drain-Source-Spannung in Bezug auf eine Temperatur des Feldeffekttransistors und Erzeugen eines Ausgangs, der eine Richtung eines Stromflusses durch den Feldeffekttransistor und einen Pegel des Stroms durch den Feldeffekttransistor repräsentiert.
Einzigartige Merkmale der Vorrichtung und des Verfahrens gemäß der Erfindung sind im Folgenden ausführlicher beschrieben. Weitere Anwendungen der vorliegenden Erfindung werden für den Fachmann offensicht lich sein, wenn er die folgende Beschreibung der Ausführungsform, die als beste der Erfindung angesehen wird, zusammen mit der beigefügten Zeichnung liest.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die vorliegende Beschreibung nimmt auf die beigefügte Zeichnung Bezug, worin gleiche Bezugszeichen gleichartige Teile in den verschiedenen Ansichten bezeichnen und worin
1 ein Schaltschema einer Messschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
2 ein Diagramm ist, das die Ausgabe der ersten Stufe und der zweiten Stufe der Messschaltung gemäß 1 gegen den Drain-Strom des FET, aufgenommen bei zwei verschiedenen Temperaturen, zeigt; und
3 ein Diagramm ist, das die theoretische Ausgabe der zweiten Stufe der Messschaltung bei zwei verschiedenen Temperaturen vergleicht.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Mit Bezug auf die 1 bis 3 werden ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Messen eines bidirektionalen Stroms gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Ein Schaltschema einer Messschaltung 10, die imstande ist, einen bidirektionalen Strom durch den Feldeffekttransistor (FET) 12 zu messen, ist in 1 gezeigt. Die Messschaltung 10 umfasst allgemein eine erste Stufe 14, die die Drain-Source-Spannung (V_ds) des FET 12 misst, und eine zweite Stufe 16, die die Ausgabe der ersten Stufe in Bezug auf die Temperatur des FET 12 kompensiert.
Der Strom durch den FET 12 wird mittels eines Signals INPUT zugeführt, das Motorstrom sein kann. INPUT ist nicht in allen Einzelheiten erläutert, da verschiedene Schaltungen und Quellen möglich und dem Fachmann wohlbekannt sind. Bei Anwendungen in der Kraftfahrzeugtechnik kann INPUT beispielsweise von einer Quelle wie etwa einer üblichen 12-Volt-Batterie und einem in Reihe mit einer Motorwicklung geschalteten Spannungsregelkreis geliefert werden. Das Signal INPUT wird an den Drain des FET 12 angelegt. Das Schalten des FET 12, eines n-Kanal-FET wie dargestellt, wird mittels eines mit CONTROL bezeichneten Ansteuerungssignals, das hier ausführlicher erörtert ist, gesteuert.
Die erste Stufe 14 der Messschaltung 10 umfasst einen Operationsverstärker (OPV) 18, der als ein Differenzverstärker konfiguriert ist. Vorzugsweise sind der OPV 18 und der später erörterte OPV 42 Hochgeschwindigkeits-OPVs, wie etwa jener mit der Bestellnummer. LM6132. Der Drain des FET 12 ist durch einen Widerstandsteiler 20 an den nichtinvertierenden Eingang des OPV gekoppelt, wobei der Widerstandsteiler 20 den OPV 18 derart vorspannt, dass bei stromlosem FET 12 die Ausgabe der ersten Stufe 14, die die Ausgabe des OPV 18 ist, gleich einer Vorspannung ist, die im Allgemeinen ein Mittelpunkt der Steuerspannung (V_Control) der Messschaltung 10 ist. Beispielsweise könnte, wenn die Leistungsschaltungs-Vorspannung (V_bias) 12 Volt beträgt, eine angemessene Steuerspannung durch eine 5-Volt-Präzisionsreferenz geliefert werden. In diesem Fall würde der Widerstandsteiler 20 den OPV 18 derart vorspannen, dass bei stromlosem FET 12 die Ausgabe der ersten Stufe 14 gleich 2,5 Volt wäre. Eine Gegenkopplung 22 vom Ausgang des OPV 18 ist durch einen Widerstand 24 an die Source des FET 12 gekoppelt. Der Widerstand 26 ist ein Pull-down-Widerstand für das Gate des FET 12. Bei dieser Differenzverstärkerkonfiguration ist der Stromfluss in die Massebahn von der Messung ausgeschlossen.
Bei dieser Beschreibung ist der positive Stromfluss die Richtung des Stromflusses durch den FET 12 während des Motorantriebs, und der negative Stromfluss ist die Richtung des Stromflusses durch den FET 12 während der Rückspeisung. Der OPV 18 der ersten Stufe 14 weist eine solche Verstärkung A1 auf, dass bei dem maximalen positiven Strom durch den FET 12 sich die Ausgabe der ersten Stufe bei einer erwarteten Maximaltemperatur V_Control nähert. Ähnlich ist die Verstärkung A1 des OPV 18 der ersten Stufe 14 derart, dass bei dem maximalen negativen Strom durch den FET 12 sich die Ausgabe der ersten Stufe bei der erwarteten Maximaltemperatur null Volt nähert. Die Spannungsausgabe der ersten Stufe 14 ist durch die folgende Gleichung gegeben: Vout_stufe1 = (A1 × I × Rds_on) + Vorspannung Volt; (1) wobei
A1 die Verstärkung des OPV 18 ist;
I der Strom durch den FET 12 ist;
Rds_on der Durchlasswiderstand des FET 12 ist; und
Vorspannung die Soll-Ausgabe des OPV 18 ist, wenn der Strom durch den FET 12 null ist.
Bei einem typischen FET beträgt Rds_on bei 175°C 0,0056 Ohm. Wenn sich der Stromfluss durch den FET 12 von einem positiven Strom von 40 Ampere in einen negativen Strom von 40 Ampere verändert und die Vorspannung gleich 2,5 Volt ist, ergibt eine Verstärkung von 10,5 einen wünschenswerten Bereich der Spannungsausgaben. Bei dem maximalen positiven Strom und der maximalen Temperatur ist die Ausgabe der Stufe 1 gleich (10,5 × 40 Ampere × 0,0056 Ohm) + 2,5 Volt = 4,825 Volt. Ebenso ist bei dem maximalen negativen Strom und der maximalen Temperatur die Ausgabe der Stufe 1 gleich (10,5 × –40 Ampere × 0,0056 Ohm) + 2,5 Volt = 0,148 Volt.
Das Ansteuerungssignal CONTROL wird durch einen Spannungsteiler, der aus Widerständen 26 und 28 gebildet ist, an das Gate des FET 12 gekoppelt. Das Ansteuerungssignal CONTROL stellt außerdem eine Eingabe für einen Inverter 30 und einen zweiten FET 32 dar. Im Besonderen wird das Ansteuerungssignal CONTROL durch ein RC-Netzwerk 34 an den Inverter 30 gekoppelt. Eine Diode 36 ist derart über den Widerstand des RC-Netzwerks 34 gekoppelt, dass die Katode der Diode 36 an das Ansteuerungssignal CONTROL gekoppelt ist und die Anode an den Anschluss des RC-Netzwerks 34 gekoppelt ist. Der Ausgang des Inverters 30 ist durch einen Spannungsteiler, der Widerstände 38 und 40 umfasst, an das Gate des FET 32 gekoppelt. Der Drain des FET 32 ist an den nichtinvertierenden Eingang des OPV 18 gekoppelt, und die Source des FET 32 ist geerdet.
Der Zweck des Inverters 30 und des FET 32 ist, jedes Mal, wenn der FET 12 sperrt, den Eingang der ersten Stufe 14 auf null Volt anzusteuern, da V_ds nur während der Durchlasszeit des FET 12 von Interesse ist. Im Wesentlichen fließt der Strom von INPUT, der gemessen werden soll, nur durch den FET 12, wenn dieser durchgeschaltet ist. Der FET 32 wird durch den Inverter 30 so gesteuert, dass der Eingang der ersten Stufe, d. h. der nichtinvertierende Eingang des OPV 18, während der Sperrzeit des FET 12 auf Masse gezogen ist. Das Ziehen dieses Eingangs auf Masse (null Volt) schließt aus, dass große Schwankungen der Spannung am Eingang der ersten Stufe eingeführt werden, die ansonsten zu einem unrichtigen Messwert des Stroms durch den FET 12 führen würden.
Das RC-Netzwerk 34 am Eingang des Inverters 30 stellt sicher, dass der FET 12 vollständig in die Höhe getrieben ist, d. h. dass er vollständig durchgeschaltet ist, bevor V_ds des FET 12 zu der ersten Stufe 14 durchgelassen wird. Die RC-Zeitkonstante des RC-Netzwerks 34 sollte basierend auf der Periode der pulsbreitenmodulierten (PBM) Frequenz des Ansteuerungssignals CONTROL so bestimmt sein, dass sie eine Eingabe in die erste Stufe 14 verzögert, während sie weiterhin ermöglicht, dass V_ds der Durchlasszeit am nichtinvertierenden Eingang des OPV 18 aufgebaut wird. Bei den zuvor erörterten Beispielen und dort, wo die PBM-Frequenz 13 kHz beträgt, verzögert eine RC-Zeitkonstante von 0,08 μs, was 0,1% der Periode der PBM-Frequenz ist, die Eingabe in die erste Stufe 14 mit Erfolg und ermöglicht, V_ds der legitimen Durchlasszeit am nichtinvertierenden Eingang des OPV 18 aufzubauen.
Die Ausgangsspannung der ersten Stufe 14 ist repräsentativ für den Strom durch den FET 12, wobei sie jedoch bezüglich der Temperatur unkorrigiert ist. Wie erwähnt wurde, korrigiert die zweite Stufe 16 der Messschaltung 10 die Wirkungen der Temperatur auf den Wert von Rds_on. Die Temperaturkorrekturschaltungsanordnung der zweiten Stufe 16 enthält einen OPV 42, der als ein invertierender Verstärker konfiguriert ist. Speziell ist V_Control durch einen Spannungsteiler 44 mit dem nichtinvertierenden Eingang des OPV 42 verbunden, sodass die Spannung, die an dem nichtinvertierenden Eingang anliegt, gleich der Vorspannung ist. Der Ausgang der ersten Stufe 18 ist durch eine Rückkopplungsschaltung an den OPV 42 gekoppelt. Die Rückkopplungsschaltung umfasst eine Rückkopplungsschleife mit einem Widerstand 46, die an einen Widerstand 48 am invertierenden Eingang des OPV 42 gekoppelt ist.
Die Rückkopplungsschaltung der zweiten Stufe 16 enthält außerdem einen Thermistor, vorzugsweise einen (PTC-)Thermistor 50 mit positivem Temperaturkoeffizienten, in Reihe mit dem Ausgang der ersten Stufe 14 und dem Widerstand 48. Der PTC-Thermistor 50 sollte sich bei oder nahe bei dem FET 12 befinden. In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der PTC-Thermistor 50 direkt an den FET 12 geklebt. Der Widerstand des PTC-Thermistors 50 ist so gewählt, dass er im interessierenden Bereich annähernd linear in Bezug auf die Temperatur ist. Die Ausgabe der zweiten Stufe 16 ist folglich eine temperaturkompensierte Umkehrung der Ausgabe der ersten Stufe 14.
Der OPV 42 der zweiten Stufe 16 hat eine Verstärkung A2, die auf eine ähnliche Weise wie die Verstärkung A1 des OPV 18 der ersten Stufe 14 festgesetzt ist. Bei dem maximalen positiven Strom durch den FET 12 nähert sich nämlich die Ausgabe der zweiten Stufe bei einer erwarteten Maximaltemperatur null Volt. In ähnlicher Weise ist die Verstärkung A2 des OPV 42 derart, dass bei dem maximalen negativen Strom durch den FET 12 sich die Ausgabe der zweiten Stufe bei der erwarteten Maximaltemperatur V_Control nähert. Folglich wird der volle Ausgangsspannungsbereich ausgenutzt. Die Spannungsausgabe der zweiten Stufe 16 ist durch die folgende Gleichung gegeben:
wobei
Vorspannung die Soll-Ausgabe des OPV 42 ist, wenn der Strom durch den FET 12 null ist;
R46 der ohmsche Widerstand des Widerstandsbauelements 46 ist;
R48 der ohmsche Widerstand des Widerstandsbauelements 48 ist; R_thermistor der ohmsche Widerstand des PTC-Widerstandsbauelements 50 ist und
V_{out_stufel} die Ausgangsspannung der ersten Stufe 14 ist.
Somit liefert die Messschaltung 10 eine temperaturkompensierte Ausgabe zwischen null und einer Maximalspannung, die annähernd linear mit dem Strom durch einen FET, wie etwa den FET 12, korreliert, wobei der Strom über einen Bereich variieren kann, der positive und negative Werte einschließt, d. h. der FET ist einem bidirektionalen Stromfluss unterworfen. Die Ausgabe der zweiten Stufe 16 kann mittels eines Analog-Digital- (A/D-)Eingangs eines Mikroprozessors 52 oder dergleichen zur Verwendung in beispielsweise einem Motorsteuerungsalgorithmus gelesen werden.
Die beschriebene Messschaltung 10 wurde unter Verwendung eines Impulsgenerators getestet, der auf 10 Hz, bei einer Impulsbreite von 200 μs, eingestellt war. Die Ausgangsspannung der ersten Stufe 14, die Ausgangsspannung der zweiten Stufe 16 und der FET-Strom wurden von null bis 40 Ampere und von null bis –40 Ampere in 5-Ampere-Schritten gemessen. Die Testung wurde sowohl bei 25°C als auch bei 100°C durchgeführt, wobei Daten erfasst wurden. Um die Genauigkeit der vorerwähnten Messschaltung 10 zu veranschaulichen, ist nachstehend eine Analyse für einen positiven Strom von 30 Ampere bei Raumtemperatur beschrieben. Der für den Test verwendete FET hatte einen Rds_on von 0,0025 Ohm bei 25°C.
Die Ausgangsspannung der ersten Stufe 14 ist eine Funktion von Rds_on des FET 12, der bei dem Test einen Bereich von Widerstandswerten von 0,0023 Ohm bis 0,0033 Ohm bei Raumtemperatur aufwies. Wenn die Verstärkung A1 des OPV 18 gleich 10,5 ist und die Vorspannung gleich 2,5 Volt ist, wie in den obigen Beispielen, werden die untere und obere Grenze für die Spannungsausgabe der ersten Stufe 14 unter Verwendung der Gleichung (1) wie folgt berechnet:
untere Grenze = (10,5 × 30 Ampere × 0,0023 Ohm) + 2,5 V = 3,225 V; und obere Grenze = (10,5 × 30 Ampere × 0,0033 Ohm) + 2,5 V = 3,540 V. Die am Ausgang der ersten Stufe 14 gemessene Spannung beträgt 3,37 Volt, was innerhalb des berechneten Bereichs ist.
Für die Berechnung der Ausgangsspannung der zweiten Stufe 16 wurden die Werte R46 = 3160 Ohm und R48 = 510 Ohm in der Messschaltung 10 verwendet. Die Ausgangsspannung der zweiten Stufe 16 wird unter Verwendung der Gleichung (2) wie folgt berechnet:
V_{out_stufel} wird unter Verwendung eines Rds_on von 0,0025 Ohm wie zuvor in der obigen Formel (1) dargestellt berechnet und ist gleich 3,288 Volt. Wenn R_thermistor 1000 Ohm beträgt, ist die Ausgangsspannung der zweiten Stufe 16 gleich:
Die gemessene Spannung am Ausgang der zweiten Stufe 16 beträgt 0,89 Volt.

Eine ähnliche Analyse für alle der getesteten Datenpunkte offenbarte, dass die gemessenen Daten alle innerhalb des Bereichs der theoretischen (berechneten) Ergebnisse waren. Die folgende Tabelle fasst sowohl die gemessenen Testergebnisse bei verschiedenen Strompegeln (I) als auch die berechneten Werte für die Spannungsausgabe der ersten Stufe 14 (V_erste) und die Spannungsausgabe der zweiten Stufe 16 (V_zweite) bei 25°C und 100°C zusammen.

	gemessen, 25°C		gemessen, 100°C		berechnet: V_erste		berechnet: V_zweite
I	V_erste	V_zweite	V_erste	V_zweite	25°C	100°C	25°C	100°C
40	3,650	0,400	4,000	0,300	3,550	3,970	0,303	0,398
35	3,520	0,610	3,860	0,600	3,419	3,786	0,577	0,661
30	3,370	0,890	3,650	0,870	3,288	3,603	0,852	0,924
25	3,230	1,140	3,480	1,140	3,156	3,419	1,127	1,186
20	3,100	1,400	3,280	1,420	3,025	3,235	1,401	1,449
15	2,950	1,680	3,100	1,700	2,894	3,051	1,676	1,712
10	2,800	1,920	2,900	1,950	2,763	2,868	1,951	1,975
5	2,700	2,200	2,710	2,200	2,631	2,684	2,225	2,237
0	2,540	2,470	2,540	2,470	2,500	2,500	2,500	2,500
(5)	2,410	2,750	2,330	2,750	2,369	2,316	2,775	2,763
(10)	2,280	3,020	2,150	3,000	2,238	2,133	3,049	3,025
(15)	2,160	3,290	1,950	3,280	2,106	1,949	3,324	3,288
(20)	2,020	3,550	1,770	3,530	1,975	1,765	3,599	3,551
(25)	1,900	3,800	1,590	3,800	1,844	1,581	3,873	3,814
(30)	1,700	4,020	1,350	4,000	1,713	1,398	4,148	4,076
(35)	1,600	4,300	1,200	4,250	1,581	1,214	4,423	4,339
(40)	1,400	4,550	1,000	4,550	1,450	1,030	4,697	4,602

2 ist ein Diagramm, das die Messwerte für die Ausgabe der ersten Stufe 14 und auch der zweiten Stufe 16 (mit Stufe 1 bzw. Stufe 2 bezeichnet) bei Temperaturen von 25°C, d. h. Raumtemperatur, und 100°C darstellt. Wie erwartet ist die Steigung der Ausgabe der ersten Stufe 14 bei 100°C größer als bei 25°C. Wie angestrebt korrigiert die zweite Stufe 16 dies durch die Verwendung des PTC-Thermistors in der Rückkopplungsschaltung des OPV 42. Die Ausgabe der zweiten Stufe 16 bei 25°C ist jener bei 100°C nahezu gleich, und die Kurven zeigen eine gute Linearität der Ausgabe in Bezug auf den Strom durch den FET 12.
Eine kritische Betrachtung der Tabelle der theoretischen Werte lässt eine größere Steigung für die Ausgabe der zweiten Stufe 16 bei 25°C erkennen. Diese ist auf die Nichtlinearität des PTC-Thermistors 50 zurückzuführen. Die Auswirkung ist sehr gering und ist gering genug, um nicht in der Kurve aus den gemessenen Daten, die in 2 gezeigt ist, offenbar zu sein. Ein Vergleich der Kurve der gemessenen Daten (2) mit der Kurve der theoretischen Werte (3) lässt eine gute Korrelation erkennen, die eine gute Leistungsfähigkeit der Messschaltung 10 bestätigt.
Außerdem wurde eine Analyse unter Verwendung von Testschaltungen durchgeführt, um jedwede Fehlerquelle in der Messschaltung 10 zu ermitteln. Diese Analyse zeigte, dass die größte Einzelfehlerquelle bei der Messung die Schwankung ist, die bei dem Widerstand vom Drain zur Source vorhanden sein kann, wenn der FET 12 durchgeschaltet ist (Rds_on), und von dem bestimmten FET 12 abhängt. Das Datenblatt für den FET, der bei der Testung verwendet wurde, hatte einen möglichen Bereich für diesen Widerstandswert von +/–13%. Für den ungünstigsten Betriebsfall sind die einzelnen Genauigkeiten von 0°C bis 125°C für verschiedene Abschnitte der Messschaltung 10 nachstehend angegeben:

Rds_on des FET 12: +/–13%

Differenzverstärker 18: +/–2,5%

Thermistor 50: +/–4%

Vorspannungsversorgung: +/–5%

OPV 42: +/–2,5%
Das quadratische Mittel dieser Werte liefert eine effektive Genauigkeit der Messschaltung 10 von +/–15%.
Um die Genauigkeit der Strommessung bei Produkten, die die Schaltungsanordnung der Erfindung verwenden, zu verbessern, könnte ein Kalibrieren jedes Endprodukts durchgeführt werden. Ein solches Kalibrieren könnte während der Produktprüfung erfolgen und könnte die grundsätzlichen Variationen von Rds_on von einem Teil zum nächsten kompensieren.
Wenn die Variation von Rds_on entweder durch FET-Sortierung oder durch Produktkalibrierung beherrscht wird, kann die Genauigkeit des Verfahrens und der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung stark verbessert werden.
Die Messschaltung 10 funktioniert gut als Ersatz für Strommessfühler und zugeordnete Schaltungsanordnungen. Die Kosten sind nicht übermäßig, und die Zuverlässigkeit ist hoch. Die Geschwindigkeit der Komponenten zusammen mit der Messbarkeit eines bidirektionalen Stroms macht diese Technik für eine Vierquadranten-Motorsteuerung, für Gleichstromwandler, Elektromagnet- und Kraftstoffeinspritzungsansteuerungen und allgemein einen Überstromschutz brauchbar.
Obwohl die Erfindung in Verbindung damit beschrieben worden ist, was derzeit als die zweckmäßigste und bevorzugte Ausführungsform angesehen wird, ist selbstverständlich, dass die Erfindung nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern im Gegenteil verschiedene Modifikationen und äquivalente Möglichkeiten abdecken soll, die im Schutzumfang der beigefügten Ansprüche eingeschlossen sind, wobei dieser Schutzumfang im weitesten Sinne auszulegen ist, sodass alle derartigen Modifikationen und äquivalenten Strukturen eingeschlossen sind, soweit dies nach geltendem Recht zulässig ist.

Claims

Vorrichtung (10) zum Messen des Stroms in einem Feldeffekttransistor (12), die umfasst: ein Mittel (18, 20, 22, 24) zum Messen einer Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors (12); ein Mittel (50) zum Kompensieren der Drain-Source-Spannung in Bezug auf eine Temperatur des Feldeffekttransistors (12); dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner umfasst: ein Mittel (42, 44, 46, 48) zum Erzeugen eines Ausgangs, der eine Richtung eines Stromflusses durch den Feldeffekttransistor (12) und einen Pegel des Stroms durch den Feldeffekttransistor (12) repräsentiert, wobei das Messmittel (18, 20, 22, 24) ferner einen Differenzverstärker (18) umfasst, der mit dem Feldeffekttransistor (12) gekoppelt ist und ein Signal empfängt, das die Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors (12) angibt, und ein Vorspannungsmittel (20), das mit dem Differenzverstärker (18) gekoppelt ist, um eine Ausgangsspannung des Differenzverstärkers (18) vorzuspannen, wobei das Erzeugungsmittel (42, 44, 46, 48) ferner einen invertierenden Verstärker (42) umfasst, der die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers (18) empfängt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Differenzverstärker (18) einen Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärker umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das Kompensationsmittel ferner in einer Rückkopplungsschaltung des invertierenden Verstärkers (42) einen Thermistor (50) umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der der Thermistor (50) ein Thermistor (50) mit positivem Temperaturkoeffizienten ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, die ferner umfasst: ein Mittel zum Ansteuern eines Eingangs des Differenzverstärkers (18) auf null Volt, wenn der Feldeffekttransistor (12) sperrt.
Vorrichtung nach Anspruch 5, die ferner umfasst: ein Verzögerungsmittel, das mit dem Ansteuerungsmittel gekoppelt ist, um einen von null verschiedenen Wert beim Erreichen des Eingangs des Differenzverstärkers (18) zu verzögern, wenn der Feldeffekttransistor (12) durchschaltet.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner umfasst: ein Vorspannungsmittel, das mit dem invertierenden Verstärker (42) gekoppelt ist, um eine Ausgangsspannung des invertierenden Verstärkers (42) vorzuspannen.
Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der eine Vorspannung des Differenzverstärkers (18) gleich einer Vorspannung des invertierenden Verstärkers (42) ist.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner umfasst: ein Mittel, das mit dem Messmittel gekoppelt ist, um den Messschritt zu verhindern, wenn der Feldeffekttransistor (12) sperrt.
Vorrichtung nach Anspruch 9, die ferner umfasst: ein Mittel, das mit dem Verhinderungsmittel gekoppelt ist, um eine Messung der Drain-Source-Spannung zu verzögern, wenn der Feldeffekttransistor (12) durchschaltet.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das Kompensationsmittel ferner einen Thermistor (50) umfasst, der sich bei oder nahe bei dem Feldeffekttransistor (12) befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der der Thermistor (50) ein Thermistor (50) mit positivem Temperaturkoeffizienten ist, der in einem interessierenden Temperaturbereich einen angenähert linearen Widerstandswert in Bezug auf die Temperatur hat.
Verfahren zum Messen des Stroms in einem Feldeffekttransistor (12), das die folgenden Schritte umfasst: Messen einer Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors (12); Kompensieren der Drain-Source-Spannung in Bezug auf eine Temperatur des Feldeffekttransistors (12); gekennzeichnet durch Erzeugen eines Ausgangs, der eine Richtung eines Stromflusses durch den Feldeffekttransistor (12) und einen Pegel des Stroms durch den Feldeffekttransistor (12) repräsentiert, und Verhindern des Messschrittes, wenn der Feldeffekttransistor (12) sperrt.
Verfahren nach Anspruch 13, das ferner den folgenden Schritt umfasst: Verzögern des Messschrittes, wenn der Feldeffekttransistor (12) durchschaltet.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, bei dem der Kompensationsschritt ferner den Schritt des Anordnens eines Thermistors (50) bei oder nahe bei dem Feldeffekttransistor (12) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 15, bei dem der Thermistor (50) ein Thermistor (50) mit positivem Temperaturkoeffizienten ist, der in einem interessierenden Temperaturbereich einen angenähert linearen Widerstandswert in Bezug auf die Temperatur hat.