WO2006132054A1

WO2006132054A1 - オーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法

Info

Publication number: WO2006132054A1
Application number: PCT/JP2006/309561
Authority: WO
Inventors: Kazuya Iwata
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-06-08
Filing date: 2006-05-12
Publication date: 2006-12-14
Also published as: EP1895516B1; EP1895516A4; US8346542B2; EP1895516A1; US8145478B2; US20100063824A1; JP5237637B2; US20120148072A1; DE602006019723D1; JPWO2006132054A1

Abstract

　オーディオ信号の帯域を拡張装置（１００ａ）は、所定の帯域を有するオーディオ信号を入力し、入力したオーディオ信号に基づいて高調波信号を生成する高調波生成手段（３）と、高調波生成手段（３）により生成された高調波信号を入力したオーディオ信号に加算する加算手段（２）とを備える。高調波生成手段（３）は、所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、入力したオーディオ信号から高調波信号を生成する。

Description

明細書

オーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法

技術分野

[0001] 本発明は、オーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法に関し、特に、入力されるオーディオ信号をディジタル処理することにより入力されるオーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法に関する。

背景技術

[0002] オーディオ信号再生装置に於いて記録媒体からの読み出し信号に基づき高次高調波成分を生成して、それを読出し信号に加えることにより、自然な再生音を得ることができる従来技術のオーディオ信号再生装置が特許文献 1に開示されて！ヽる。図 18 にそのオーディオ信号再生装置の構成を示す。図 18に於いて、オーディオ再生信号は、低域通過フィルタ 171と、絶対値回路 173と乗算器 172で構成される高調波生成回路 174と、高域通過フィルタ 175と、加算器 176と、 DZA変翻177とを備える。

[0003] 入力端子 T1を介して入力されたディジタルオーディオ信号は、低域通過フィルタ 1 71でオーバーサンプリング処理される。そして、絶対値回路 173と乗算器 172で構成される高調波生成器 174は、オーバーサンプリング処理されたオーディオ信号に基づき高調波信号を生成する。高域通過フィルタ 175、生成された高調波信号の高帯域成分のみを通過させる。加算器 176は高域通過フィルタ 175からの出力信号をオーバーサンプリングされたオーディオ信号に加算する。 DZA変翻 177は、加算されたオーディオ信号をアナログ信号に変換し、これにより帯域拡張したオーディオ信号を生成し、出力端子 T2を介して出力する。

特許文献 1：特開平 7— 93900号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] 以上説明したように、元のオーディオ信号に基づき高調波を生成し、元のオーディォ信号に付加することにより高音域を拡大している。しかしながら、上述の従来のォ一ディォ信号再生装置にお!/、ては、以下に示す問題点を有して!/、た。

(1)高調波生成回路 174により生成される高調波は、奇数次高調波成分のみである。

(2)生成される高調波成分の各次数のレベルが固定である。

[0005] 自然界にある楽音は、偶数時と奇数時の高調波を有しており、各高調波のレベルは、楽音ごとに異なる。よって、上記の（1)、（2)の特徴を持つ音声信号は自然界にある楽音信号の高調波構造と異なり、入力されるオーディオ信号によっては聴感上違和感のある音質となる。

[0006] 本発明は、上記の問題点を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、自然界の楽音の高調波構造に近い高調波を含み、音質上違和感や劣化が無い音声信号の再生を可能とする、オーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0007] 本発明の第 1の態様において、オーディオ信号の帯域を拡張する装置が提供される。オーディオ信号の帯域を拡張する装置は、所定の帯域を有するオーディオ信号を入力する手段と、入力したオーディオ信号に基づいて高調波信号を生成する高調波生成手段と、高調波生成手段により生成された高調波信号を、入力したオーディォ信号に加算する加算手段とを備える。高調波生成手段は、所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、入力したオーディオ信号力も前記高調波信号を生成する。

[0008] 本発明の第 2の態様において、音声再生装置が提供される。音声再生装置は、音声情報が記録された記録媒体からオーディオ信号を再生する信号再生手段と、信号再生手段により再生されたオーディオ信号の帯域を拡張する本発明の帯域拡張装置と、帯域拡張装置から出力された、帯域が拡張されたオーディオ信号を増幅する増幅手段とを備える。

[0009] 本発明の第 3の態様において、オーディオ信号の帯域を拡張する方法が提供される。オーディオ信号の帯域を拡張する方法は、所定の帯域を有するオーディオ信号を入力し、所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、入力したオーディオ信号力高調波信号を生成し、高調波生成手段により生成された高調波信号を、入力したオーディオ信号に加算する。

発明の効果

[0010] 本発明によれば、入力されたディジタルオーディオ信号が有する帯域以上で入力されたオーディオ信号と同様のスペクトル構造を有する高調波成分を発生させ、入力されたオーディオ信号に加算することにより帯域拡張を行う。特に、本発明は、ォーディォ増幅器の回路とオーディオ増幅器の入出力特性をシミュレートして高調波を生成する。このため、音質が良いと言われるデバイス及びそのデバイスを用いて構成した増幅器の特性をシミュレートすることで、そのようデバイス及びそのデバイスを用いて構成した増幅器により発生する高調波と等価な高調波を生成することができる。このようにして生成された高調波は偶数次と奇数次を含むため、自然界の楽音の高調波構造に近い。よって、これらの高調波を最終的に出力する音声信号に含めることで、音質の違和感や劣化が無!ゝ自然な音質の再生信号が得られる。

図面の簡単な説明

[0011] [図 1]本発明の実施の形態 1のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図

[図 2]オーバーサンプリング型低域通過フィルタの構成を示すブロック図

[図 3]オーバーサンプリング回路の動作を説明するための図

[図 4]オーディオ信号帯域拡張装置の各処理部の出力信号のスペクトル図

[図 5]高調波生成回路がシミュレートするアナログ真空管アンプの構成を説明した図

[図 6] lZf特性フィルタの周波数特性を示すスペクトル図

[図 7]lZf特性フィルタに代替可能な lZf²特性フィルタの周波数特性を示すスぺタトル図

[図 8]本発明の実施の形態 2のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図

[図 9]実施の形態 2の雑音信号生成回路の構成を示すブロック図

[図 10]雑音信号生成回路の PN系列ノイズ信号発生回路の構成を示すブロック図

[図 11]PN系列ノイズ信号発生回路によって発生可能なホワイトノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフ

[図 12]PN系列ノイズ信号発生回路によって発生可能なベル分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフ

圆 13]PN系列ノイズ信号発生回路によって発生可能なガウス分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフ

[図 14]レベル検出器の構成を示すブロック図

圆 15]本発明の実施の形態 3のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図

圆 16]量子化雑音生成回路の構成を示すブロック図

圆 17]音声再生システムの構成図

圆 18]従来技術におけるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図符号の説明

1 オーバーサンプリング型低域通過フィルタ

2, 10 加算器

3 高調波生成回路

4 ディジタル帯域通過フィルタ

5, 9 可変増幅器

6 ディジタル高域通過フィルタ

7 lZf特性フィルタ

8 雑音信号生成回路

11 レベル検出器

12 量子化雑音生成回路

80 1次のデルタシグマ変調型量子化器

81 減算器

82 量子化器

83 減算器

84 遅延回路

100a〜： LOOc オーディオ信号帯域拡張装置 120、 125 音声再生装置

T1 入力端子

T2 出力端子

発明を実施するための最良の形態

[0013] 以下、添付の図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、添付の図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付している。

[0014] (実施の形態 1)

図 1は、本発明の実施の形態 1におけるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置 100aは、入力端子 T1と出力端子 T2との間に挿入されるディジタル信号処理回路である。オーディォ信号帯域拡張装置 100aは、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1と、レべル変化器 15と、加算器 2と、高調波生成回路 3と、ディジタル帯域通過フィルタ 4と、可変増幅器 5とを備える。ディジタル帯域通過フィルタ 4は、縦続接続されたディジタル高域通過フィルタ 6及び lZf特性フィルタ 7を含む。

[0015] 以上の構成を有するオーディオ信号帯域拡張装置 100aの動作を説明する。

図 1において、ディジタルオーディオ信号が入力端子 T1を介してオーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1に入力される。このディジタルオーディオ信号は、例えばコンパクトディスク (CD)力も再生された信号であり、このとき、その再生信号は、サンプリング周波数 fs=44. 1kHzと、語長 = 16ビットとを有する信号である。

[0016] オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1は、図 2に示すように、オーバーサンプリング回路 31と、ディジタル低域通過フィルタ 32とで構成される。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1は、入力端子 T1を介して入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数 fsを p倍し、かつ周波数 f sZ2から周波数 p X f sZ2までの不要な帯域の信号を 60dB以上減衰させるディジタルフィルタ回路である。なお、 pは、 2以上の正の整数で、通常は 2のべき乗である。オーバーサンプリング回路 31は、入力したディジタルオーディオ信号を補間することによりオーバーサンプリング処理を実行する。

[0017] 例えば、 p = 2であるとき、図 3に示すように、オーバーサンプリング回路 31は、入力したサンプリング周波数 fsのディジタルオーディオ信号のデータ Dlに対して、時間軸上で隣接する 2つのデータ D1の中間位置にサンプリング周期 Tsでゼロデータ D2を挿入して補間することによりオーバーサンプリング処理を実行する。このように、ォーバーサンプリング回路 31は、サンプリング周波数（サンプリング周期 Ts)を有するデイジタルオーディオ信号を、サンプリング周波数 2fs (サンプリング周期 TsZ2)を有するディジタルオーディオ信号に変換し、その後、ディジタル低域通過フィルタ 32に出力する。

[0018] ディジタル低域通過フィルタ 32は、（a)周波数 0〜0. 45fsの通過帯域と、（b)周波数 0. 45fs〜fsの阻止帯域と、（c)周波数 fs以上で 60dB以上の減衰量とを有し、入力ディジタルオーディオ信号の所定の低域成分を通過させる。ディジタル低域通過フィルタ 32は、上記オーバーサンプリング処理により発生する折り返し雑音を除去するように帯域制限して、実質的に入力ディジタルオーディオ信号の持つ有効な帯域（周波数 0〜0. 45fs)のみを通過させた後、加算器 2及び高調波生成回路 3に出力する。

[0019] 図 4の（a)に、入力端子 T1に入力されるオーディオ信号のスペクトルを、同（b)に、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1の出力信号のスペクトルをそれぞれ示す

[0020] 高調波生成回路 3は、非線形の入出力特性を有する非線形処理回路であって、入力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行することによりディジタルオーディォ信号を歪ませて高調波成分の信号を発生し、ディジタル帯域通過フィルタ 4に出力する。具体的な実現方法は、増幅器を構成するデバイスの小信号パラメータを用いて、増幅器をシミュレートし、 DSP (Digital Signal Processor)或いはプロセッサを用いてのソフト処理、或いは、ディジタル回路でのハード処理にてオーディオ増幅器の出力信号を算出して、入力された信号の高調波を生成する。

[0021] 高調波生成回路 3は、例えば図 5に示すような真空管増幅器の入出力特性をシミュレートする。すなわち、高調波生成回路 3により生成される高調波は、図 5に示す真空管増幅器の出力に含まれる高調波と同様の特性を持つ。図 5に示す真空管増幅器は三極管を用いた自己ノィァス型力ソード接地反転増幅器である。真空管増幅器は、増幅素子である三極管 21と、負荷抵抗器 22と、力ソード抵抗器 23と、力ソードバィパスコンデンサ 24と、カップリングコンデンサ 25と、低域時定数を決定する抵抗器 2 6とを有する。

[0022] 図 5に示す真空管増幅器の入力に電圧信号 vinを印力！]した際の、各デバイスの電流及び電圧は以下のように表される（参考文献： SPICE Models for Vacuum - Tube Amplifiers/W. MARSHALL LEACH, JR. , Journal of The A udio Engineering Society, Vol.43, No. 3 1995 March, pp. 117 — 126)。なお、三極管 21の小信号等価パラメータである増幅率を、定数を Kとしている。

vout=— Rg'io

ιο=ιρρ— ιρ

νρ=Κ(μ 'vgk+vpk)

vgk=vin— vk

vpk=vp— vk

vk=l/Ck- ί icdt

ip=ir+ic

vk=Rk'ir

vp = Vpp― Rp · ipp

vp=l/Co- J iodt+Rg-io

[0023] 三極管 21に RCA社の 12AX7を用いた場合の定数例を示す。

[定数例]

Rp = 220kQ

Rk=3. 5k Ω

Rg=200kQ

Ck=2. l^F

Co = 0. 006

Vpp = 360V

[12AX7] K= l. 73 X 10—⁶

μ =83. 5

[0024] 概念的には、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1の出力は、図 5の vinとして入力され、生成された高調波は、 voutとして出力される。

[0025] 実際には、上述の数式と定数を用いて、ソフトウェア或いはハードウェアにて voutを算出することで高調波を生成する。

[0026] 高調波生成回路 3に入力する信号のレベルは、レベル変化器 15により変化させられる。高調波生成回路 3に入力する信号レベルを変化させることで、高調波生成回路 3から出力される高調波信号のスペクトル構造が変化する。具体的には、高調波生成回路 3に入力される信号レベルが大きいほど、高調波レベルが大きくなり、入力される信号レベルが小さいほど、高調波レベルが小さくなる。この理由は、高調波生成回路 3が非線形特性をもつオーディオ増幅器をシミュレートするためであり、入力信号のレベルによって出力信号への高調波スペクトル構造が変化するからである。例えば、オーディオ増幅器は電源電圧以上の振幅を持つ信号を出力することができないという非線形特性を有している。また、オーディオ増幅器を構成するデバイスも非線形特性を有し、特に電源電圧付近で非線形性が大きくなる。そのため、入力信号の振幅レベルを大きくすると出力信号に非線形性が強く現れる。このような現象に起因して高調波レベルが変化する。高調波生成回路 3に入力する信号レベルを変化させることで、高調波のスペクトル構造が変化し、音質を制御することができる。

[0027] 帯域通過フィルタ 4は、図 1に示すように、高域通過フィルタ 6と、低域通過フィルタである lZf特性フィルタ 7とを縦続接続して構成される。例えば、入力されるディジタルオーディォ信号力 SCDなどからの圧縮されて、な、ディジタル信号であるとき、帯域通過フィルタ 4は好ましくは以下の仕様を有する。

(1)低域側のカットオフ周波数 fLC=概略 fsZ4

(2)低域側の遮断特性は周波数 fsZ4で 80dB以上の減衰量。その減衰量は、原音の量子化数に基づく SN比近辺となる。例えば原音の量子化数が 16ビットであれば、理論的な SN比は 98dBとなるので、減衰量は 80〜： LOOdB以上となるのが好ましい。ここで、低域側の遮断特性が緩や力なほど、ソフトな音質となる一方、低域側の遮断特性が急峻なほど、シャープな音質傾向となる。後者の場合、原音の音質傾向を損なうことなぐ帯域拡張の効果が出る。従って、ディジタル低域通過フィルタ 7の上記低域側の遮断特性を、外部のコントローラ力ユーザの指示信号に従って例えば上記の 2つの特性の間で選択的に変化できるように切り換え可能にするようにしてちょい。

(3)高域側のカットオフ周波数 fHC=概略 fsZ2

(4)高域側の遮断特性は— 6dBZoct (図 6参照）

[0028] ここで、 lZf特性フィルタ 8は、図 6に示すように、周波数 0から fsZ2までの帯域 B1 よりも高ヽ、周波数 f sZ2から p · f sZ2までの帯域 B2にお、て 6dBZoctの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる lZf特性の低域通過フィルタである。ここで、 Pはオーバーサンプリング率で、例えば 2以上概ね 8までの整数である。

[0029] 帯域通過フィルタ 4は、高調波生成回路 3から入力されるディジタル信号を上述のように帯域通過ろ波する。帯域通過ろ波後のディジタル帯域拡張信号は、可変増幅器 5を介して、加算器 2に出力される。

[0030] 加算器 2は、可変増幅器 5からのディジタル帯域拡張信号を、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1からの低域通過ろ波されたディジタルオーディオ信号に加算する。そして、原音のディジタルオーディオ信号においてディジタル帯域拡張信号を含む加算結果のディジタルオーディオ信号力出力端子 T2を介して出力される。

[0031] 可変増幅器 5はレベル制御回路であって、入力される信号のレベル (振幅値)を、制御信号に基づいた増幅度で変化させ、レベル変化後の信号を加算器 2に出力する。なお、増幅度は正負の増幅処理が可能な値をとり得る。即ち、可変増幅器 5は入力信号の増幅、減衰及び位相の正逆制御を可能とする。可変増幅器 5は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1からのディジタルオーディオ信号のレベルと、帯域通過フィルタ 4からのディジタル帯域拡張信号のレベルとを相対的に調整するために用いられる。この調整は、好ましくは、加算器 2において、例えば周波数 fsZ2においてこれら 2つの信号のレベルが実質的に一致するように、すなわちスペクトルの連続性を保持するようになされる。また、この調整は、リスナーの好みに応じて変化させるようにしてもよい。 [0032] 図 4に於いて、（c)は高調波生成回路 3の出力スペクトル、（d)は帯域通過フィルタ 4の出力スペクトル、（e)は出力端子 T2から出力される高調波のスペクトルを模式的に示している。

[0033] 以上説明したように、本実施の形態によれば、入力されたディジタルオーディオ信号が本来有する帯域以上で、楽音信号と同様のスペクトル構造を有する高調波信号を発生させ、帯域通過フィルタ 4で帯域制限を行い、レベル制御した後、入力されたオーディオ信号に加算することにより、帯域拡張を行っている。このようにして生成された高調波は、音質が良ぐ聴覚上、心地よいとされる偶数次高調波を含む。

[0034] 特に、本実施の形態では、高調波生成回路 3によりオーディオ増幅器又はそれを構成するデバイスの入出力特性をシミュレートして高調波を生成して、る。このようにシミュレートすることにより、その増幅器又はそれを構成するデバイスで発生する高調波と等価な高調波を生成できる。例えば、音質が良いと評価されている増幅器又はそれを構成するデバイスの特性をシミュレートすることで、より音質が良ぐ心地よい高調波を生成できる。一般に、半導体で構成された増幅器より真空管で構成した増幅器の方が音質上好ましぐまたは、それらの増幅器間で音質の差があるという官能評価がある。そこで、真空管増幅器の音質特徴 (入出力特性)をもつ様にシミュレートして高調波を生成することで、その特徴を活力した形での帯域拡張が可能となる。

[0035] また、シミュレート時のパラメータを設定変更することで、高調波成分の各次数のレベルを容易に変更できる。デバイス (例えば、真空管）の違い、または、回路構成 (例えば、出力段の構成がシングルまたはプッシュプル)の違いにより音質に差が生じる。この音質差についても、パラメータを適宜設定すること等で、生成される高調波の特性に反映させることができ、デバイスや回路構成の特徴を活力ゝした帯域拡張が可能となる。

[0036] 以上の実施形態では、高調波生成回路 3は三極管を用いた真空管増幅器をシミュレートして高調波を生成したが、シミュレートする対象は、任意の回路やデバイスでよい。シミュレートした回路やデバイスにより発生する高調波によるものと同様の音質上の効果が得られる。

[0037] また、以上の実施形態に於いては、高調波生成回路 3の出力を帯域通過フィルタ 4 で帯域制限してから可変増幅器 5にてレベルを変化させていたが、先にレベル変化させた後に帯域制限しても同様の効果が得られる。

[0038] また、以上の実施形態では、高調波生成回路 3はオーディオ増幅器またはそれを構成するデバイスに起因する特徴 (入出力特性)をモデルィ匕して高調波を生成した力他のオーディオ機器 (スピーカ、カートリッジ等）をモデルィ匕してもよい。このようにしても、同様に帯域拡張の効果が得られる。例えば、ディジタルフィルタにおいて、あるオーディオ機器 (スピーカ、カートリッジ等）のインパルス応答をたたみ込むことで高調波生成回路 3を実現することもできる。

[0039] また、以上の実施形態においては、 lZf特性フィルタ 7を用いている力これに代えて、図 7に示す減衰特性を有する 1/f²特性フィルタを備えてもよい。 1/f²特性フィルタは、図 7に示すように、周波数 0から fsZ2までの帯域 B1よりも高い、周波数 fsZ 2から p · f sZ2までの帯域 B2にお、て— 12dBZoctの傾斜を有する減衰特性を備えた低域通過フィルタである。

[0040] 以上の実施形態においては、入力されるディジタルオーディオ信号力 SCD等からの圧縮されて、な、ディジタル信号であるときの帯域通過フィルタ 4の好まし、仕様について説明した。入力されるディジタルオーディオ信号力 MD (Mini Disc)力のディジタル信号（以下、「MD信号」という。）、もしくは、 MPEG— 4のオーディオ信号で用いられる AAC (Advanced Audio Coding)により圧縮符号化されたディジタルオーディォ信号（以下、「AAC信号」という。）であるときは、帯域通過フィルタ 4の低域側及び高域側のカットオフ周波数 fsZ2を、これらの圧縮音声信号の再生帯域上限周波数に設定することが好ましヽ。 MD信号及び AAC信号のサンプリング周波数 fsは例えば 44. 1kHz又は 48kHzであり、 AAC信号のハーフレート信号の場合のサンプリング周波数 fsは 22. 05kHz又は 24kHzである。前者の場合において、再生帯域上限周波数は概ね 10kHzないし 18kHzであり、後者の場合において、再生帯域上限周波数は概ね 5kHzな!、し 9kHzである。

[0041] (実施の形態 2)

図 8は、本発明に係る実施の形態 2のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置 100bは、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1と、加算器 2と、高調波生成回路 3と、ディジタル帯域通過フィルタ 4と、可変増幅器 5とを備える。さらにオーディオ信号帯域拡張装置 1 OObは、原音に無相関な雑音信号を発生する雑音信号生成回路 8と、雑音信号生成回路 8の出力を可変する可変増幅器 9と、可変増幅器 5と可変増幅器 9の出力を加算する加算器 10と、レベル検出器 11とを備える。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1と、加算器 2と、高調波生成回路 3と、ディジタル帯域通過フィルタ 4と、可変増幅器 5の機能、動作は実施の形態 1で説明したとおりである。

[0042] 高調波生成回路 3はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1の出力信号に基づき高調波を生成する。可変増幅器 5は、加算器 2にて付加される高調波のレベルを変更する。

[0043] 雑音信号生成回路 8は、周波数 0〜p'fsZ2の帯域を有し、時間軸に対してランダムな振幅レベルを有する入力オーディオ信号とは無相関なランダムノイズを生成する。ここで、 fsは入力端子 T1より入力されるオーディオ信号のサンプリング周波数で、 p はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1のオーバーサンプリング率である。

[0044] 図 9に雑音信号生成回路 8の具体的な構成例を示す。雑音信号生成回路 8は、複数 (N個）の擬似雑音系列ノイズ信号発生回路 (以下「PN系列ノイズ信号発生回路」という。） 60— n (n= l, 2, · ··, N)と、加算器 61と、 DCオフセット除去用定数信号発生器 63と、減算器 64とを備える。

[0045] 各 PN系列ノイズ信号発生回路 60— nは、互いに独立な初期値を有し、例えば、 M 系列ノイズ信号である一様ランダムな振幅レベルを有する擬似ノイズ信号を発生して加算器 61に出力する。次いで、加算器 61は、複数の PN系列ノイズ信号発生回路 6 0—1乃至 60— Nから出力される複数 (N個）の擬似ノイズ信号を加算して、加算結果である擬似ノイズ信号を減算器 64に出力する。一方、 DCオフセット除去用定数信号発生器 63は、複数 (N個）の PN系列ノイズ信号発生回路 60—1乃至 60— Nからの擬似ノイズ信号の時間平均値の和である DCオフセット除去用定数信号を発生して減算器 64に出力する。そして、減算器 64は、擬似ノイズ信号の和から DCオフセット除去用定数信号を減算することにより、 DCオフセットの無いディザ信号を発生して出力する。 [0046] 図 10に PN系列ノイズ信号発生回路 60— n (n= l, 2, · ··, N)の構成を示す。 PN 系列ノイズ信号発生回路 60— n (n= l, 2, · ··, N)は、 32ビットカウンタ 71と、排他的論理和ゲート 72と、クロック信号発生器 73と、初期値データ発生器 74とを備える。 32 ビットカウンタ 71には、初期値データ発生器 74から、各 PN系列ノイズ信号発生回路 60— n毎に異なる 32ビットの初期値が設定される。その後、 32ビットカウンタ 71は、クロック信号発生器 73により発生されるクロック信号に基づいて、 1ずつインクリメントするように計数する。 32ビットカウンタ 71の 32ビットのデータ（0〜31ビット目のデータを含む。）のうち、最上位ビット（MSB ; 31ビット目）の 1ビットデータと、 3ビット目の 1ビットデータとが、排他的論理和ゲート 72の入力端子に入力される。排他的論理和ゲート 72は排他的論理和の演算結果の 1ビットデータを 32ビットカウンタ 71の最下位ビット（LSB)にセットする。そして、 32ビットカウンタ 71の下位 8ビットのデータが PN系列ノイズ信号として出力される。このように PN系列ノイズ信号発生回路 60— nを構成することにより、各 PN系列ノイズ信号発生回路 60— nから出力される PN系列ノイズ信号は互いに独立した 8ビットの PN系列ノイズ信号となる。

[0047] 図 10の例では、各 PN系列ノイズ信号発生回路 60— nで互いに独立した 8ビットの PN系列ノイズ信号を発生するために、上述のように構成しているが、本発明はこれに限らず、以下のように構成してもよい：

(1) 32ビットカウンタ 71から取り出す PN系列ノイズ信号の 8ビットのビット位置を互いに異ならせる。すなわち、 PN系列ノイズ信号発生回路 60— 1では最下位 8ビットから 8ビットの PN系列ノイズ信号を取り出し、 PN系列ノイズ信号発生回路 60— 2では最下位 8ビットより直上の 8ビットから PN系列ノイズ信号を取り出す。他の PN系列ノィズ信号発生回路 60— nについても、同様にして PN系列ノイズ信号を取り出す。；

(2)排他的論理和ゲート 72に入力する 1ビットデータを取り出す 32ビットカウンタ 71 のビット位置を各 PN系列ノイズ信号発生回路 60— nで互いに異ならせる。；又は、

(3)図 10に示した例と、上記（1)の変形例と、上記（2)の変形例とのうち少なくとも 2 つを組み合わせる。

[0048] そして、互いに独立な複数個の PN系列ノイズを加算することにより、図 11、図 12及び図 13に示すように、振幅レベルに対して確率密度を有する PN系列ノイズ信号を生成することができる。例えば、 n= lであるときは、概ね、図 11に示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有するホワイトノイズ信号を生成することができる。また、中心極限定理を用いれば、ガウス分布は分散が 1Z12であるため、 n= 12 であるとき、 12個の一様乱数を発生する PN系列ノイズ信号発生回路 60— nからの各 PN系列ノイズ信号を加算することにより、図 12に示すように、概ね、振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型ノイズ信号を生成することができる。さらに、 n= 3であるとき、図 11に示すように、ガウス分布に近ぐガウス分布力若干大き!ヽ分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するベル分布型 (釣り鐘型)ノイズ信号を生成することができる。以上説明したように、図 9及び図 10に示した回路を構成し、例えば、図 12又は図 13のノイズ信号を生成することにより、小規模の回路で、自然音や楽音信号に近いディザ信号を生成することができる。

[0049] レベル検出器 11は、オーバーサンプリング処理された元のオーディオ信号のレべル変動を検出する。レベル検出器 11の検出結果にしたがい可変増幅器 5及び可変増幅器 9のゲインが変更される。レベル検出器 11は図 14に示すように従属接続された高域通過フィルタ 131と低域通過フィルタ 132で構成される。例えば、入力端子 T1 力も入力されるオーディオ信号が CDからの信号である場合、高域通過フィルタ 131 の通過帯域を 16kHz以上にし、低域通過フィルタ 132の通過帯域を数 100Hz以下に設定することで、高域通過フィルタ 131を通過した信号のレベルが検出できる。この検出信号に基づき可変増幅器 5及び可変増幅器 9のゲインを変化させる。これにより、帯域拡張信号のレベルが、帯域拡張される元の入力信号の帯域拡張を行う周波数成分 (原音が CDの場合、 20kHz近傍)の信号レベルと整合が取れやすくなり、より自然な形で帯域拡張が可能となる。なお、可変増幅器 5及び可変増幅器 9のいずれか一方のゲインのみをレベル検出器 11の検出結果にしたが、変化させるようにしてちよい。

[0050] 雑音信号生成回路 8により生成された雑音信号は可変増幅器 9に入力され、そのレベルが変更される。一方、高調波生成回路 3の出力信号は可変増幅器 5に入力され、そのレベルが変更される。可変増幅器 5と可変増幅器 9からの出力信号は、加算器 10にて加算される。なお、可変増幅器 5と可変増幅器 9それぞれのゲインは、レベル検出器 11の検出結果に応じて変更される。加算された信号は帯域通過フィルタ 4にて帯域制限されることで、帯域拡張用の信号を生成する。そして、加算器 2にて、帯域拡張用の信号をオーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1の出力に加算して、帯域拡張したオーディオ信号を生成する。

[0051] 以上説明したように、本実施の形態においても、増幅器又はそれを構成するデバイスをシミュレートすることで帯域拡張を行っており、音質が良ぐ人間の聴覚に心地よいとされる偶数次高調波を生成できる等、実施の形態 1と同様の効果を奏する。

[0052] さらに、本実施形態では、雑音信号生成回路 8により入力信号と無相関な広帯域信号を生成し、それに基づき帯域拡張信号を生成している。これにより、実施の形態 1のような入力信号力生成した高調波のみによる帯域拡張の場合に比して、聴感上より違和感のない、また、より音質劣化が少ないオーディオ信号の帯域拡張が実現できる。

[0053] なお、本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置 100bにおいて、高調波生成回路 3の前段にレベル変化器 15を挿入してもよい。

[0054] (実施の形態 3)

図 15は、本発明に係る実施の形態 3のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置 100cは、図 8のオーディオ信号帯域拡張装置の構成において、雑音信号生成回路 8の代わりに、ォ一バーサンプリング型低域通過フィルタ 1からのディジタルオーディオ信号に基づいてランダム雑音信号を発生する量子化雑音生成回路 12を備える。

[0055] 量子化雑音生成回路 12は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1からのディジタルオーディォ信号に対して、 1次のデルタシグマ変調（Δ—∑変調、またはシグマデルタ（∑— Δ )変調ともいう。）処理を実行することにより再量子化雑音を発生させる。これにより、擬似的に入力信号と相関のある広帯域なランダム雑音信号を発生させる。

[0056] 図 16は、量子化雑音生成回路 12の構成を示すブロック図である。量子化雑音生成回路 12は 1次のデルタシグマ変調型量子化器で構成される。すなわち、量子化雑音生成回路 12は、減算器 81と、再量子化を行う量子化器 82と、減算器 83と、 1サンプルの遅延を行う遅延回路 84とを備える。

[0057] オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1からのディジタルオーディオ信号は、減算器 81に入力される。減算器 81は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1からのディジタルオーディオ信号から、遅延回路 84からのディジタルオーディオ信号を減算し、減算結果であるディジタルオーディオ信号を量子化器 82及び減算器 83に出力する。量子化器 82は、入力したディジタルオーディオ信号を再量子化し、再量子化後のディジタルオーディオ信号であるデルタシグマ変調信号を減算器 83に出力する。減算器 83は、減算器 81からのディジタルオーディオ信号から、量子化器 82からのデルタシグマ変調信号を減算し、減算結果のディジタルオーディオ信号である（量子化時に発生される）量子化ノイズ信号を出力するとともに、遅延回路 84を介して減算器 81に出力する。

[0058] 図 15に戻り、本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置 100cの動作を説明する。量子化雑音生成回路 12は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1からのデイジタルオーディオ信号に基づ、て、 1次のデルタシグマ変調時に発生する再量子化雑音、すなわち、原音のディジタルオーディオ信号に基づいて発生された帯域信号である雑音信号を発生させる。量子化雑音生成回路 12にて生成された雑音信号は可変増幅器 9によりレベル制御される。

[0059] 一方、高調波生成回路 3はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ 1からのディジタルオーディオ信号に基づいて高調波信号を生成する。

[0060] レベル検出器 11はオーバーサンプリング処理された元のオーディオ信号のレベル変動を検出して、その検出結果で可変増幅器 5または 9のゲインを変化させる。

[0061] 加算器 10は、高調波生成回路 3で生成され、可変増幅器 5で増幅された高調波信号と、量子化雑音生成回路 12で生成され、可変増幅器 5で増幅された雑音信号とを加算する。ディジタル帯域通過フィルタ 4は、加算器 10の出力信号を帯域制限して帯域拡張信号を生成する。加算器 2は、帯域拡張信号を、入力したディジタルォーディォ信号に加算する。このようにして帯域拡張が行われる。

[0062] 従って、本実施形態によれば、実施の形態 1の場合の作用効果に加えて、雑音信号も原音のディジタルオーディオ信号に基づいて生成したランダム信号を帯域拡張信号として使用することで、高調波のみの帯域拡張信号に比べて、より自然に聴こえると、う特有の効果を奏する。

[0063] なお、本実施の形態にぉ、て、 1次のデルタシグマ変調型量子化器を用いて、る力本発明はこれに限らず、複数次のデルタシグマ変調型量子化器を用いてもよい

[0064] また、本実施の形態にお!、て、デルタシグマ変調型量子化器を用いて、るが、本発明はこれに限らず、入力されるオーディオ信号をシグマデルタ変調するシグマデルタ変調型量子化器を用いてもょヽ。

[0065] また、本実施の形態にお!、て、デルタシグマ変調型量子化器を用いて、るが、本発明はこれに限らず、入力されるオーディオ信号を圧縮した後、それを伸長した際に発生する誤差信号を量子化雑音生成回路 12の出力としても良、。

[0066] また、オーディオ信号帯域拡張装置 100cにおいて、高調波生成回路 3の前段にレベル変ィ匕器 15を挿入してもよ、。

[0067] 以上の実施の形態 1から 3においては、オーディオ信号帯域拡張装置を、ハードウエアのディジタル信号処理回路で構成している力本発明はこれに限らず、例えば、図 1、図 8及び図 15に示すオーディオ信号帯域拡張装置の各処理部の機能を信号処理プログラムで実現して、その信号処理プログラムを DSP (ディジタル ·シグナル · プロセッサ）により実行してもよい。

[0068] また、音声信号の記録媒体は、 CDに限られず、他の種類の記録媒体 (DVD (Digit al Versatile Disk)等）であってもよ!/、。

[0069] (実施の形態 4)

図 17に実施の形態 1ないし 3に示したオーディオ信号帯域拡張装置を備えた音声再生システムの構成例を示す。

[0070] 図 17 (a)は音声再生システムの第 1の例を示す。図 17 (a)に示す音声再生システムは、音源である CD200からオーディオ信号を再生する音声再生装置 120と、再生されたオーディオ信号の電力を増幅するアナログ電力増幅器 150と、音声を出力するスピーカ 160とを含む。音声再生装置 120は、信号再生部 101と、帯域拡張部 10 0と、 DZ A変換器 103と、低域通過フィルタ 105とを備える。

[0071] 音声再生装置 120において、信号再生部 101は、 CD200から音声情報を読み取つてディジタルオーディオ信号を再生する。帯域拡張部 100は、実施の形態 1ないし 3のいずれかに記載のオーディオ信号帯域拡張装置と同様の構成、機能を有しており、信号再生部 101により再生されたディジタルオーディオ信号の帯域を拡張する。帯域が拡張されたディジタルオーディオ信号は、 DZA変翻103によりアナログォ一ディォ信号に変換され、低域通過フィルタ 105にて所定の高帯域がカットされ、最終的に音声信号として出力される。

[0072] 音声再生装置 120から出力された音声信号はアナログ電力増幅器 150にて、増幅されてスピーカに入力される。これにより、スピーカ 160から音声が出力される。

[0073] 図 17 (b)は音声再生システムの第 2の例を示す。図 17 (b)に示す音声再生システムは、 CD200からオーディオ信号を再生する音声再生装置 125と、音声を出力するスピーカ 160とを含む。音声再生装置 125は、信号再生部 101と、帯域拡張部 100と、ディジタル電力増幅器 104と、低域通過フィルタ 105とを備える。図 17 (b)に示す例では、 DZA変換器 103とアナログ電力増幅器の代わりにディジタル電力増幅器 1 04を備える。

[0074] ディジタル電力増幅器 104は、帯域拡張部 100により帯域が拡張されたディジタルオーディオ信号を増幅するとともに、アナログオーディオ信号に変換する。ディジタル電力増幅器 104で増幅された音声信号は低域通過フィルタ 105にて高帯域がカットされ、スピーカ 160から出力される。

[0075] 本実施の形態の音声再生システムによれば、 CD等の記録媒体力再生したデイジタルオーディオ信号が本来有する帯域に、さらに高調波信号を付加することでォーディォ信号の帯域拡張を行っている。これにより、人間の聴感上自然な音質を再生できる。また、性能の優れた増幅器等の入出力特性をシミュレートして帯域拡張のための高調波成分を生成することで、より人間の聴感上、心地よく感じる音質を再生することがでさる。

[0076] 本発明は、特定の実施形態について説明されてきたが、当業者にとっては他の多くの変形例、修正、他の利用が明らかである。それゆえ、本発明は、ここでの特定の開示に限定されず、添付の請求の範囲によってのみ限定され得る。なお、本出願は日本国特許出願、特願 2005— 167956号（2005年 6月 8日提出）に関連し、それらの内容は参照することにより本文中に組み入れられる。

産業上の利用可能性

本発明は、元の音声信号に、その音声信号に基づいて生成した高帯域成分を付カロして帯域拡張して音声信号を生成し、聴感上自然な音質を実現することができる。このため、本発明は、コンパクトディスク力もの再生信号のような所定の帯域以上の信号成分を含まない音声信号を再生する装置に有用である。

Claims

請求の範囲

[1] オーディオ信号の帯域を拡張する装置であって、

所定の帯域を有するオーディオ信号を入力する手段と、

前記入力したオーディオ信号に基づいて高調波信号を生成する高調波生成手段と、

前記高調波生成手段により生成された高調波信号を、前記入力したオーディオ信号に加算する加算手段とを備え、

前記高調波生成手段は、所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレ一トして、前記入力したオーディオ信号から前記高調波信号を生成する、

ことを特徴とする帯域拡張装置。

[2] 前記高調波生成手段は、前記入力したオーディオ信号を前記所定の増幅器に入力した時の出力信号を、前記所定の増幅器を構成する増幅デバイスの小信号パラメータを用いて算出することで高調波信号を生成する、ことを特徴とする請求項 1記載の帯域拡張装置。

[3] 前記高調波生成手段により生成した高調波信号における所定の帯域の信号成分を通過させる帯域通過フィルタをさらに備え、

前記加算手段は、前記帯域通過フィルタにより帯域通過濾波された高調波信号を、前記入力したオーディオ信号に加算する、ことを特徴とする請求項 1記載の帯域拡張装置。

[4] 前記高調波生成手段の前段に、前記入力したオーディオ信号の信号レベルを変ィ匕させるレベル変化手段をさらに備えたことを特徴とする請求項 1記載の帯域拡張装置。

[5] 雑音信号を生成する雑音信号生成手段をさらに備え、

前記加算手段は、前記生成した高調波信号及び前記生成した雑音信号を、前記入力したオーディオ信号に加算する、ことを特徴とする請求項 1記載の帯域拡張装置。

[6] 前記雑音信号生成手段は、前記入力したオーディオ信号と無相関な雑音信号を生成する、ことを特徴とする請求項 5記載の帯域拡張装置。

[7] 前記雑音信号生成手段は、前記供給されたオーディオ信号に基づき、再量子化時に発生する量子化雑音を生成する、ことを特徴とする請求項 5記載の帯域拡張装置

[8] 前記生成した雑音信号のレベルを、前記入力したオーディオ信号のレベルに応じて変化させることを特徴とする請求項 5記載の帯域拡張装置。

[9] 前記所定の増幅器は真空管増幅器である、ことを特徴とする請求項 1記載の帯域拡張装置。

[10] 音声情報が記録された記録媒体からオーディオ信号を再生する信号再生手段と、前記信号再生手段により再生されたオーディオ信号の帯域を拡張する請求項 1記載の帯域拡張装置と、

前記帯域拡張装置力出力された、帯域が拡張されたオーディオ信号を増幅する増幅手段とを備えた

ことを特徴とする音声再生装置。

[11] オーディオ信号の帯域を拡張する方法であって、

所定の帯域を有するオーディオ信号を入力し、

所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、前記入力したォーディォ信号から高調波信号を生成し、

前記高調波生成手段により生成された高調波信号を、前記入力したオーディオ信号に加算する、

ことを特徴とする帯域拡張方法。