WO2006090674A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Akihiko Iwata
Makoto Seto
Masaki Yamada
Shigeki Harada
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Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0077—Plural converter units whose outputs are connected in series

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power, and more particularly to a power conversion device that is used in a power conditioner or the like that links a distributed power source to a system.
  • a distributed power supply that is a solar cell is also boosted using a chiyotsuba, and an inverter of PWM control is inserted in the subsequent stage to output power. AC voltage is generated.
  • the DC power output from the solar cell drives the internal control power supply of the power conditioner and enables the internal circuit to operate.
  • the internal circuit includes a chiyotsuba circuit and an inverter unit, and the chiyotsuba circuit boosts the voltage of the solar cell to a voltage required to connect to the grid.
  • the inverter section is composed of four switch forces and performs PWM switching so that the output current has a phase synchronized with the system voltage. In this way, a strip-shaped waveform is output to the output, and the average voltage of the output is controlled by changing the output time ratio.
  • the output voltage is averaged by the smoothing filter provided on the output side, and sent to the system.
  • AC power is output (see Non-Patent Document 1, for example).
  • Non-Patent Document 1 “Development of Solar Power Conditioner Type KP40F” OMRON TECHNIC S Vol.42 No.2 (Volume 142) 2002
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and is a power conversion device that converts the power of direct-current power such as sunlight into alternating current and outputs the alternating current to a system or a load. Therefore, the purpose is to suppress the potential fluctuation on the DC power source side and to improve the conversion efficiency.
  • the AC sides of a plurality of single-phase inverters that convert DC power of a DC power source into AC power are connected in series, and a predetermined selected from the plurality of single-phase inverters The output voltage is controlled by the total sum of the generated voltages based on the combination.
  • the plurality of single-phase inverters are connected to a first inverter that receives the first DC power source having the maximum voltage among the DC power sources, and to the first terminal on the AC side of the first inverter. Further, it comprises one or more second inverters and one or more third inverters connected to the second terminal on the AC side of the first inverter.
  • the total output voltage of the second inverter is approximately equal to the total output voltage of the third inverter.
  • the power conversion device includes an inverter connected to the first terminal side on the AC side of the first inverter that receives the first DC power source having the maximum voltage, and a second terminal on the AC side. Since the total output voltage of the inverter connected to the child side is approximately the same, the midpoint potential of the first DC power supply can be made approximately equal to the midpoint potential of the output voltage of the power converter. As a result, the potential fluctuation of the DC bus of the first inverter without increasing the loss can be suppressed, and a highly reliable and efficient power converter can be obtained.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an output voltage waveform of each single-phase inverter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 4 of the present invention. 4] A configuration diagram of a bypass circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 A configuration diagram of another example of the bypass circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
  • a power converter according to Embodiment 1 of the present invention (hereinafter referred to as a power conditioner) will be described below with reference to the drawings.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 1 of the present invention.
  • multiple (in this case, three) single-phase inverters 2B-INV, 3B-INV, and IB-1 NV are connected in series to connect inverter unit 1 that is a single-phase multiple converter.
  • Each single-phase inverter 2B-INV, 3B-INV, 1B-INV is composed of a plurality of self-extinguishing semiconductor switching elements such as IGBTs with diodes connected in antiparallel, and the first DC power supply V is input.
  • a DC power source 2 using sunlight as a second DC power source is connected with a switching circuit such as an IGBT (hereinafter referred to as a switch) 3a, a rear tuttle 3b, and a diode 3c.
  • a switching circuit such as an IGBT (hereinafter referred to as a switch) 3a, a rear tuttle 3b, and a diode 3c.
  • Circuit 3 is installed.
  • the chiyotsuba circuit 3 boosts the DC voltage V obtained by the DC power source 2 and charges the smoothing capacitor that becomes the first DC power source V.
  • Each single-phase inverter 2B-INV, 3B-INV, IB-INV is a DC of each DC power supply V, V, V
  • V ⁇ (2/9) -V the DC power supply for the second and third inverters 1B-INV and 2B-INV
  • V and V are equal and the sum of both is equal to or greater than (4Z9) 'V.
  • Inverter unit 1 determines the voltage V as a sum total of these generated voltages. Output by adjusting control. This output voltage V is the rear tuttle 6a
  • System 5 is assumed to be grounded at midpoint R with a columnar transformer.
  • Figure 2 shows the output voltage waveforms of each single-phase inverter 2B-INV, 3B-INV, and 1B-INV.
  • the output of the second inverter 1B-INV is equal to the output of the third inverter 2B-INV
  • the second and third inverters 1B-INV and 2B-INV are the target output voltage.
  • PWM output to compensate for the difference between the output voltage of the first inverter 3 B-INV.
  • the rear output 6a of the force output that is controlled to flow current into the system 5 is small, the voltage between the voltage obtained by averaging the output voltage V of the inverter unit 1 and the system voltage difference Can be considered to be almost the same.
  • Point X is equal to the intermediate potential of the output voltage V of the power conditioner. Since the output voltage V is almost the same as the system voltage, the intermediate point X of the DC power source V is
  • ground potential which is the intermediate potential of 5 (the potential at midpoint R).
  • the ground potential can be maintained.
  • 3B The positive and negative sides of 3B can maintain a constant DC potential, both at ground potential.
  • the solar panel (DC power supply 2) that generates sunlight has a large stray capacitance with respect to the earth, and when the potential of the solar panel 2 fluctuates, the stray capacitance is charged to a large extent. Power that is the current that flows Solar power V DC power generated by boosting V
  • the midpoint potential of O 3B can be fixed to the ground potential, the potential fluctuation of the solar panel 2 can be suppressed and the current flowing through the stray capacitance can also be suppressed.
  • the direct current o obtained by boosting the solar voltage V by the chopper circuit 3 is used.
  • the chopper circuit 3 Can output a voltage higher than the DC voltage V boosted by
  • the second inverter 1B-INV force is connected to one of the AC side terminals of the first inverter 3B-INV
  • the third inverter 2B-INV is connected to the other, and the second and third inverters 1B- Since the INV and 2B-INV outputs are controlled to be equal, the midpoint potential of the DC power supply V
  • the midpoint potential of the DC power supply V When supplying to the grounded system 5, the midpoint potential of the DC power supply V must be grounded.
  • the potential fluctuation of the solar panel 2 can be suppressed.
  • Each DC power supply V, V, V is connected by DCZDC converter 4 to control each voltage
  • each single-phase inverter can also generate a desired output voltage, and the above effect can be obtained efficiently and reliably.
  • semiconductor switches Qx and Qy for short-circuiting both terminals on the AC side of the first inverter 3B-INV are provided, and during the period when the output voltage of the first inverter 3B-INV is 0, the semiconductor switch Since Qx and Qy are turned on to bypass the first inverter 3B-INV, the potential fluctuation of the DC power supply V of the first inverter 3B-INV is suppressed. Furthermore, during that period, the first in
  • the power conditioner supplies the output power to the system 5.
  • the midpoint potential of the DC power supply V is output from the power conditioner.
  • the potential fluctuation of the bus can also be suppressed.
  • the second and third inverters have the same voltage as the DC power sources V and V.
  • the semiconductor switches Q X and Qy may be omitted.
  • the output voltage waveforms of the single-phase inverters 2B-INV, 3B-INV, and 1B-INV are the same as those shown in Fig. 2, and the output of the second inverter 1B-INV and the third inverter 2B-INV
  • the second and third inverters 1B-INV and 2B-INV which are equal to the INV output, are output to compensate for the difference between the target output voltage and the output voltage of the first inverter 3B-INV.
  • the intermediate point X of the DC power supply V of the first inverter 3B-INV is the output of the power conditioner.
  • the simultaneous conduction of the semiconductor switches Q31 and Q33 and the simultaneous conduction of the semiconductor switches Q32 and Q34 in the first inverter 3B-INV are alternated.
  • the intermediate point X of the DC power supply V of the first inverter 3B-IN V is, on average, the output voltage V of the power conditioner.
  • the intermediate point X of the DC power supply V becomes equal to the intermediate potential of the output voltage V of the power conditioner regardless of whether the output voltage of the first inverter 3B-INV is positive or negative or 0.
  • the efficiency of the chopper circuit 3 is improved as follows.
  • the maximum output voltage required for AC output of 200V is about 282V, and the output voltage V of the inverter unit 1 can output up to V + V + V. For this reason V +
  • V + V is about 282V or higher, the power conditioner can output 200V AC. Become capable.
  • V + V + V is greater than V, which is the voltage boosted by the chopper circuit 3,
  • V force S For example, if the relationship between V, V, and V is 2: 2: 9, it will be 13Z9 times V. That is, V force S
  • V + V + V is 282V or higher, which is the condition for AC output.
  • V becomes about 195V or more, and a predetermined AC output can be obtained. For this reason, this implementation
  • IGBT switch 3a is turned on / off to 195V) and boosted to this voltage V.
  • the step-up rate decreases and the efficiency of the chiyotsuba circuit 3 improves.
  • the step-up operation is stopped by stopping the T switch 3a, the loss associated with the step-up can be greatly reduced as described above, and a power conditioner with high conversion efficiency can be obtained.
  • FIG. 3 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the power conditioner according to this embodiment includes the power conditioner shown in FIG. 1 according to the first embodiment and a binos circuit 7 that bypasses the chopper circuit 3.
  • the chiyotsuba circuit 3 boosts the DC voltage V obtained by the DC power source 2 to
  • a no-pass circuit 7 including a relay 7a is connected in parallel to the chopper circuit 3.
  • the IGBT switch 3a is turned on until the DC voltage (solar voltage) V obtained by the DC power supply 2 serving as an input reaches a predetermined voltage V (195V).
  • the relay 7a on the path 7 is closed and a current is passed to the bypass circuit 7 side to bypass the rear tuttle 3b and the diode 3c of the chopper circuit 3.
  • the chiyotsuba circuit 3 has an output voltage V
  • O ml 3B is boosted so that it has a constant voltage V.
  • the efficiency of the chiyotsuba circuit 3 is improved.
  • the predetermined voltage V for stopping the boosting operation may be about 195V or more, but lower ml
  • a higher voltage can further reduce the loss of the chiyotsuba circuit 3.
  • bypassing the reactor 3b and the diode 3c in the chopper circuit 3 that only reduces the loss by stopping the IGBT switch 3a can eliminate the conduction loss of the rear tuttle 3b and the diode 3c.
  • the loss in the chiyotsuba circuit 3 is almost eliminated. For this reason, a power conditioner with high conversion efficiency can be obtained.
  • the no-pass circuit 7 includes a relay 7a, and bypasses one or both of the rear and rear diodes 3b and 3c connected in series in the chitsuba circuit 3.
  • FIG. 4 shows the bypass circuit 7 that bypasses the rear tuttle 3b and the diode 3c by the relay 7a as shown in FIG. 3 of the fourth embodiment.
  • Figure 5 shows an alternative bypass circuit 7 that bypasses only diode 3c with relay 7a.
  • FIG. 6 shows a bypass circuit 7 according to a second alternative example, in which only the rear tuttle 3b is bypassed by the relay 7a.
  • a self-extinguishing semiconductor switch 7b is connected to the relay 7a in parallel. Since the relay 7a is generally opened at zero current or opened at a low voltage, it is difficult to cut off DC current. Thus, by providing the semiconductor switch 7b in parallel, it can be easily cut off. In that case, the semiconductor switch 7b is turned on at the same time as the relay 7a is opened, and the current is transferred to the semiconductor switch 7b. This interrupts the current flowing through relay 7a. After that, the semiconductor switch 7b is turned off.
  • the IGBT switch 3a is turned on.
  • the relay 7a When the relay 7a is opened, even if a reverse current has already occurred due to a detection delay or the like, it can be reliably cut off by transferring the current to the semiconductor switch 7b.
  • the relay 7a can be cut off without providing the semiconductor switch 7b. By providing the semiconductor switch 7b, the relay can be cut off even in the case of an abnormality of the diode 3c.

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Abstract

　太陽光電圧を昇圧した後、交流変換して負荷あるいは系統に交流電力を供給する電力変換装置において、太陽光電圧ＶＯをチョッパ回路（３）で昇圧した直流電圧Ｖ３Ｂを直流源とした第１のインバータ3B-INVの交流側両端子の一方に第２のインバータ1B-INVを直列に接続し、他方に第３のインバータ2B-INVを直列に接続する。そして、第２、第３のインバータ1B-INV、2B-INVの出力電圧を等しくなるように制御し、第１、第２、第３のインバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得ることで、直流電源Ｖ３Ｂの中間点電位を電力変換装置の出力電圧の中間電位、即ち、系統（５）の中点電位（アース電位）と同等にする。

Description

明 細 書
電力変換装置
技術分野
[0001] 本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源 を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである 背景技術
[0002] 従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンデイショナに示されるよう に、太陽電池である分散電源力もチヨツバを用いて昇圧し、その後段に PWM制御の インバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンデイショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池か ら出力される直流電力は、パワーコンデイショナの内部制御電源を駆動し内部回路 が動作可能になる。内部回路は、チヨツバ回路とインバータ部とを備え、チヨツバ回路 は太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバー タ部は 4つのスィッチ力 構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるよう P WMスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比 率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側 に設けられた平滑フィルタによって平均化され、系統へは交流電力が出力される（例 えば、非特許文献 1参照)。
[0003] 非特許文献 1：「ソーラーパワーコンデイショナ形 KP40Fの開発」 OMRON TECHNIC S Vol.42 No.2(通巻 142号) 2002年
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] 太陽光電圧を系統に連系させるパワーコンディショナにおいて、太陽光を発生させ る太陽光パネルは、アースに対して大きな浮遊容量を有し、太陽光パネルの電位が 変動するとこの浮遊容量に大きな充電電流が流れる。このため、従来のパワーコンデ イショナでは、太陽光パネルの電位の変動を抑えるように、インバータを必ず両極 2レ ベルにて動作させ、正と負の電圧の時間比率を変えることによって出力の平均電圧 を制御して出力していた。このため、スイッチング損失を増加し、パワーコンディショナ 全体の効率が低下してしまうと 、う問題があった。
[0005] この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光 などの直流電源力 の電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置 において、直流電源側の電位変動を抑制でき、し力も変換効率の向上を図ることを 目的とする。
課題を解決するための手段
[0006] この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する複 数台の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から 選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。 上記複数台の単相インバータは、上記直流電源のうち電圧が最大である第 1の直流 電源を入力とする第 1のインバータと、該第 1のインバータの交流側第 1の端子に接 続された 1台以上の第 2のインバータと、該第 1のインバータの交流側第 2の端子に 接続された 1台以上の第 3のインバータとから成る。そして、上記第 2のインバータの 総出力電圧は、上記第 3のインバータの総出力電圧と概同等である。
発明の効果
[0007] この発明による電力変換装置は、電圧が最大である第 1の直流電源を入力とする 第 1のインバータの交流側第 1の端子側に接続されたインバータと、交流側第 2の端 子側に接続されたインバータとの総出力電圧が概同等であるため、第 1の直流電源 の中間点電位を電力変換装置の出力電圧の中間電位と略同等にできる。このため、 損失を増加させることなぐ第 1のインバータの直流母線の電位変動を抑制でき、信 頼性および効率の高!ヽ電力変換装置を得られる。
図面の簡単な説明
[0008] [図 1]この発明の実施の形態 1によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。
[図 2]この発明の実施の形態 1による各単相インバータの出力電圧波形を示す図であ る。
[図 3]この発明の実施の形態 4によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。 圆 4]この発明の実施の形態 4によるバイパス回路の構成図である。
圆 5]この発明の実施の形態 4によるバイパス回路の別例による構成図である。
圆 6]この発明の実施の形態 4によるバイパス回路の第 2の別例による構成図である。 符号の説明
2 第 2の直流電源 (太陽光）
3 昇圧回路としてのチヨツバ回路
4 DCZDCコンバータ
5 系統
7 バイパス回路
7a リレー
3B- -INV 第 1のインバータ
1B- -INV 第 2のインバータ
2B- -INV 第 3のインバータ
V 第 1の直流電源
V , V 直流電源
IB 2B
Qx, Qy 短絡用スィッチ（半導体スィッチ）
発明を実施するための最良の形態
実施の形態 1.
以下、この発明の実施の形態 1による電力変換装置 (以下、パワーコンデイショナと 称す)を図について説明する。
図 1は、この発明の実施の形態 1によるパワーコンデイショナを示す概略構成図であ る。図 1に示すように、複数（この場合 3個）の単相インバータ 2B- INV、 3B- INV、 IB- 1 NVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット 1を構成す る。各単相インバータ 2B-INV、 3B-INV、 1B-INVは、ダイオードを逆並列に接続した 複数個の IGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、第 1の直流電 源 V を入力とする単相インバータ（第 1のインバータ) 3B-INVの交流側両端子の
3B 一 方に単相インバータ（第 2のインバータ） 1B-INV力 他方に単相インバータ（第 3のィ ンバータ） 2B-INVが接続される。また、第 1のインバータ 3B-INVの交流側両端子間を 短絡させる短絡用スィッチとしてダイオードを逆並列に接続した 2個の IGBT等の自 己消弧型半導体スイッチング素子 Qx、 Qyが、第 1のインバータ 3B-INVに並列に接 続される。
[0011] また、第 2の直流電源としての太陽光による直流電源 2の後段に、 IGBT等のスイツ チング素子（以下、スィッチと称す） 3a、リアタトル 3bおよびダイオード 3cから成る昇 圧回路としてのチヨツバ回路 3が設置されている。チヨツバ回路 3は直流電源 2で得ら れた直流電圧 Vを昇圧し、第 1の直流電源 V となる平滑コンデンサに充電される電
O 3B
圧 (電位 V )が得られる。
C
各単相インバータ 2B- INV、 3B- INV、 IB- INVは、各直流電源 V 、 V 、 V の直流
2B 3B 1B 電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は双方向 DC ZDCコンバータ 4にて接続される。なお、各直流電源 V 、V 、V の電圧は、便宜
2B 3B 1B
上、 V 、v 、v と記載する。
2B 3B 1B
[0012] 第 1のインバータ 3B-INVの入力となる直流電源 V の電圧は、他の単相インバータ
3B
2B- INV、 IB- INVの入力となる直流電源 V 、V の電圧よりも大きぐ V 、V 、V
2B IB 2B 3B IB は所定の電圧比になるように DCZDCコンバータ 4にて制御される。ここでは、 V =
1B
V ≥(2/9) -V とする。即ち、第 2、第 3のインバータ 1B-INV、 2B-INVの直流電源
2B 3B
V 、V の電圧が等しくかつ、両者の合計が（4Z9) 'V より等しいか大きい。
IB 2Β 3Β
これらの単相インバータ 2B-INV、 3B-INV、 1B-INVは出力として正負およびゼロの 電圧を発生することができ、インバータユニット 1は、これらの発生電圧を組み合わせ た総和としての電圧 Vを階調制御により出力する。この出力電圧 Vはリアタトル 6a
A A
およびコンデンサ 6b力も成る平滑フィルタ 6により平滑され、交流電圧 V を系統 5に out 供給する。なお、系統 5は柱状トランスにて中点 Rを接地しているものとする。
[0013] 各単相インバータ 2B-INV、 3B- INV、 1B-INVの出力電圧波形を図 2に示す。図に 示すように第 2のインバータ 1B-INVの出力と第 3のインバータ 2B- INVの出力とは等し く、第 2、第 3のインバータ 1B-INV、 2B- INVは、目標の出力電圧と第 1のインバータ 3 B-INVの出力電圧との差分を補うように PWM制御により出力される。実際には、系 統 5に電流を流し込むように制御されることになる力 出力のリアタトル 6aが小さい場 合には、インバータユニット 1の出力電圧 Vを平均化した電圧と系統電圧との間の差 は小さくなり、ほぼ同じと考えても差し支えない。
[0014] 各単相インバータ 2B-INV、 3B- INV、 IB- INVの上記のような動作により、第 1のイン バータ 3B-INVのスイッチング素子 Q31、 Q32がオンしている期間およびスイッチング 素子 Q33、 Q34がオンしている期間、即ち、第 1のインバータ 3B-INVが正負いずれ かの電圧を出力している期間では、第 1のインバータ 3B-INVの直流電源 V の中間
3B 点 Xは、パワーコンデイショナの出力電圧 V の中間電位に等しくなる。出力電圧 V は系統電圧とほぼ同じであるので、上記期間では直流電源 V の中間点 Xは、系統
3B
5の中間電位（中点 Rの電位)であるアース電位と等しくなる。
[0015] 第 1のインバータ 3B-INVの出力電圧力 ^である期間では、第 1のインバータ 3B-INV の交流側両端子間を短絡させる半導体スィッチ Qx、 Qyをオンして導通状態にすると 共に、第 1のインバータ 3B-INV内の全ての半導体スィッチ Q31〜Q34をオフ状態に する。仮に半導体スィッチ Q31〜Q34のどれかをオンして導通させると、直流電源 V
3
Bの電位が系統電圧の変動により変動するものである力 上記のように全ての半導体 スィッチ Q31〜Q34をオフ状態にして直流電源 V と系統 5 (交流出力用電力線）と
3B
を遮断することにより、直流電源 V の電位が系統電圧の変動による影響を受けるこ
3B
とはない。これにより直流電源 V の中間点 Xの電位は、それまでの電位、すなわち
3B
アース電位を保持することができる。
このように、直流電源 V の中間点 Xの電位は常にアース電位となり、直流電源 V
3B 3B の正極、負極側はそれぞれアース電位カゝら一定の直流電位を維持できる。
[0016] 上述したように、太陽光を発生させる太陽光パネル (直流電源 2)は、アースに対し て大きな浮遊容量を有し、太陽光パネル 2の電位が変動するとこの浮遊容量に大き な充電電流が流れるものである力 太陽光電圧 Vを昇圧して生成した直流電源 V
O 3B の中間点電位をアース電位に固定できるため、太陽光パネル 2の電位変動が抑制で き、浮遊容量に流れる電流も抑制できる。
[0017] 上記のようにこの実施の形態では、太陽光電圧 Vをチヨッパ回路 3で昇圧した直流 o
電圧 V を直流源とした単相インバータ（第 1のインバータ） 3B-INVと、他の単相イン
3B
バータ 2B-INV、 1B-INVとの交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の 総和にて出力電圧を得るようにパワーコンデイショナを構成したため、チヨッパ回路 3 で昇圧した直流電圧 V よりも高い電圧を出力でき、パワーコンデイショナの効率が
3B
向上できる。さらに、第 1のインバータ 3B-INVの交流側両端子の一方に第 2のインバ ータ 1B-INV力 他方に第 3のインバータ 2B-INVが接続され、第 2、第 3のインバータ 1 B-INV、 2B-INVの出力を等しくなるように制御したため、直流電源 V の中間点電位
3B
をパワーコンデイショナの出力電圧 V の中間電位と同等にできる。即ち、中点を接 out
地した系統 5に供給する場合、直流電源 V の中間点電位をアース電位にすることが
3B
でき、太陽光パネル 2の電位変動が抑制できる。
各直流電源 V 、V 、V は DCZDCコンバータ 4にて接続されて各電圧が制御
2B 3B 1B
されているため、各単相インバータカも所望の出力電圧を発生でき、上記効果が効 率よく確実に得られる。
[0018] また、第 1のインバータ 3B-INVの交流側両端子間を短絡させる半導体スィッチ Qx 、 Qyを備えて、第 1のインバータ 3B-INVの出力電圧が 0である期間では、半導体スィ ツチ Qx、 Qyオンして第 1のインバータ 3B-INVをバイパスさせるため、第 1のインバー タ 3B-INVの直流電源 V の電位変動を抑制する。さらに、その期間では、第 1のイン
3B
バータ 3B-INV内の全ての半導体スィッチ Q31〜Q34をオフ状態にして直流電源 V
3 と系統 5とを遮断することにより、直流電源 V の中間点電位を常にアース電位にす
B 3B
ることができ、太陽光パネル 2の電位変動が信頼性よく抑制できる。
[0019] なお、この場合パワーコンデイショナは出力電力を系統 5に供給するものを示したが 、負荷に供給する場合でも、直流電源 V の中間点電位をパワーコンデイショナの出
3B
力電圧 V の中間電位と同等にでき、第 1のインバータ 3B-INVのインバータの直流 out
母線の電位変動も抑制できる。
[0020] また、この実施の形態では、第 1のインバータ 3B-INVを挟んで両側に接続された第 2、第 3のインバータ 1B-INV、 2B-INVは、 PWM制御により電圧波形を精度良くコント ロールしたものを示した力 例えば、 V =V = (2/9) -V として PWM制御をしな
IB 2B 3B
くても良い。
また、各直流電源 V 、 V の電圧を互いに等しいものとした力 第 2、第 3のインバ
IB 2B
ータ 1B-INV、2B-INVの出力が等しければ、直流電源 V 、V の電圧は異なってい
IB 2B
ても良い。 さら〖こ、第 1のインバータ 3B-INVを挟んで両側に接続される第 2、第 3の インバータは、それぞれ複数個でも良ぐ各出力電圧の総和が両側で等しいもので あれば良い。
[0021] 実施の形態 2.
上記実施の形態 1では、第 1のインバータ 3B-INVの交流側両端子間を短絡させる 半導体スィッチ QX、 Qyを設けた力 この半導体スィッチ QX、 Qyは無くても良い。 この場合も、各単相インバータ 2B-INV、 3B-INV、 1B-INVの出力電圧波形を図 2に 示したものと同様で、第 2のインバータ 1B-INVの出力と第 3のインバータ 2B-INVの出 力とは等しぐ第 2、第 3のインバータ 1B-INV、 2B-INVは、 目標の出力電圧と第 1のィ ンバータ 3B-INVの出力電圧との差分を補うように出力される。このため、第 1のインバ ータ 3B-INVが正負いずれかの電圧を出力している期間では、第 1のインバータ 3B-I NVの直流電源 V の中間点 Xは、パワーコンデイショナの出力電圧 V の中間電位
3B out
に等しくなる。
そして、第 1のインバータ 3B-INVの出力電圧が 0である期間では、第 1のインバータ 3B-INV内の半導体スィッチ Q31、 Q33の同時導通と半導体スィッチ Q32、 Q34の 同時導通とが交互になるようにスイッチングする。これにより、第 1のインバータ 3B-IN Vの直流電源 V の中間点 Xは、平均的にはパワーコンデイショナの出力電圧 V の
3B out 中間電位に等しくなる。
[0022] このため、第 1のインバータ 3B-INVの出力電圧が正負、 0のいずれの期間でも、直 流電源 V の中間点 Xをパワーコンデイショナの出力電圧 V の中間電位と等しくなり
3B out
、系統 5の中間電位（中点 Rの電位)であるアース電位と等しくなる。このため、上記実 施の形態 1と同様に、太陽光パネル 2の電位変動が抑制でき、浮遊容量に流れる電 流も抑制できる。
[0023] 実施の形態 3.
次に、上記実施の形態 1の図 1で示した同様の回路構成であるパワーコンディショ ナにおいて、チヨッパ回路 3の効率を向上したものについて以下に示す。
ところで、 200Vの交流出力に必要な最大出力電圧は約 282Vであり、インバータ ユニット 1の出力電圧 V は、最大で V +V +V まで出力できる。このため V +
A IB 2B 3B IB
V +V が約 282V以上であれば、パワーコンデイショナは 200Vの交流出力が可 能になる。 V +V +V は、チヨッパ回路 3で昇圧された電圧である V より大きく、
IB 2B 3B 3B
例えば、 V 、V 、V の関係が 2 : 2 : 9の場合、 V の 13Z9倍となる。即ち、 V 力 S
IB 2B 3B 3B 3B 約 195V以上のとき V +V +V は 282V以上となり、これが交流出力の条件とな
IB 2B 3B
る。
[0024] 太陽光電圧 V力 195V以上であれば、チヨッパ回路 3による昇圧動作をしなくても o
V が約 195V以上となり、所定の交流出力を得ることができる。このため、この実施
3B
の形態では、直流電源 2で得られた直流電圧 (太陽光電圧) V力 所定の電圧 V (
O ml
195V)まで IGBTスィッチ 3aをオンオフして該電圧 V に昇圧し、所定の電圧 V を
ml ml 超えると IGBTスィッチ 3aを停止してチヨッパ回路 3の昇圧動作を停止する。
太陽光電圧 Vの増加と共に昇圧率が低下してチヨツバ回路 3の効率が良くなるが、 o
IGBTスィッチ 3aを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード 3cの導通損失のみと なる。さらに太陽光電圧 Vの増加に伴い電流が低下しダイオード 3cでの導通損失 o
が低下する。
[0025] この実施の形態では、太陽光電圧 Vが所定の電圧 V (195V)を超えるとき、 IGB
O ml
Tスィッチ 3aを停止して昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を 大きく低減することができ、変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。
[0026] 実施の形態 4.
図 3は、この発明の実施の形態 4によるパワーコンデイショナを示す概略構成図であ る。この実施の形態によるパワーコンディショナは、上記実施の形態 1の図 1に示すパ ヮーコンディショナに、チヨッパ回路 3をバイパスするバイノ ス回路 7を備えたものであ る。
図 3に示すように、チヨツバ回路 3は直流電源 2で得られた直流電圧 Vを昇圧し、第 o
1の直流電源となる平滑コンデンサ 4に充電される電圧 Vが得られる。また、昇圧停
C
止時にチヨッパ回路 3をバイパスするため、例えばリレー 7aから成るノ ィパス回路 7が 、チヨツバ回路 3に並列に接続される。
[0027] チヨツバ回路 3では、上記実施の形態 3と同様に、入力となる直流電源 2で得られた 直流電圧（太陽光電圧） Vが所定の電圧 V (195V)まで IGBTスィッチ 3aをオンォ
O ml
フして該電圧 V に昇圧する。この間、バイパス回路 7のリレー 7aは開放されている。
ml そして、所定の電圧 V を超えると IGBTスィッチ 3aを停止する。このとき、バイパス回 ml
路 7のリレー 7aを閉じてバイパス回路 7側に電流を流し、チヨッパ回路 3のリアタトル 3 bおよびダイオード 3cをバイパスする。
[0028] 太陽光電圧 Vが所定の電圧 V 以下の範囲では、チヨツバ回路 3は出力電圧 V
O ml 3B が一定電圧 V となるように昇圧するため、太陽光電圧 V の増加と共に昇圧率が低 ml O
下し、チヨツバ回路 3の効率が良くなる。太陽光電圧 Vが所定の電圧 V を超えると、
O ml 昇圧動作を停止し、バイパス回路 7のリレー 7aを閉じてバイパス回路 7側に電流を流 すため、損失がほとんど無くなる。このため太陽光電圧 Vが電圧 V を境にチヨツバ
O ml
回路の効率が急に増加する。
[0029] なお、昇圧動作を停止する所定の電圧 V は約 195V以上であれば良いが、より低 ml
い電圧とした方がチヨツバ回路 3の損失をより低減できる。そして昇圧動作を停止後 は、 IGBTスィッチ 3aの停止による大幅な損失低減だけでなぐチヨッパ回路 3内のリ ァクトル 3bおよびダイオード 3cをバイパスさせることで、リアタトル 3bおよびダイオード 3cの導通損失も無くすことができて、チヨツバ回路 3における損失はほぼ無くなる。こ のため、変換効率の高いパワーコンデイショナが得られる。
[0030] 上記実施の形態 4におけるバイパス回路 7の詳細について、図 4〜図 6に基づいて 以下に示す。
ノ ィパス回路 7はリレー 7aで構成され、チヨツバ回路 3内の直列接続されたリアタト ル 3bおよびダイオード 3cの!、ずれか一方、あるいは双方をバイパスする。
図 4は、上記実施の形態 4の図 3で示したように、リレー 7aでリアタトル 3bおよびダイ オード 3cをバイパスするバイパス回路 7を示す。図 5は、別例によるバイパス回路 7を 示し、リレー 7aでダイオード 3cのみをバイパスする。図 6は、第 2の別例によるバイパ ス回路 7を示し、リレー 7aでリアタトル 3bのみをバイパスする。
[0031] また、リレー 7aには、並列に自己消弧型の半導体スィッチ 7bが接続される。リレー 7 aは、一般にゼロ電流にて開放する力、もしくは低い電圧で開放するため、直流電流 は遮断しにくいものである力 このように半導体スィッチ 7bを並列に備えることにより 容易に遮断できる。その場合、リレー 7aを開放するのと同時に半導体スィッチ 7bをォ ンさせ、ー且電流を半導体スィッチ 7bに移す。これによりリレー 7aを流れる電流が遮 断され、その後半導体スィッチ 7bをオフする。
[0032] いずれの場合も、太陽光電圧 Vが所定の電圧 V を超えると、 IGBTスィッチ 3aを
O ml
停止して昇圧動作を停止し、バイパス回路 7のリレー 7aを閉じてバイパス回路 7側に 電流を流す。
図 4の場合では、チヨッパ回路 3内のリアタトル 3bおよびダイオード 3cをバイパスさ せることで、リアタトル 3bおよびダイオード 3cの導通損失を無くすことができて、パヮ ーコンディショナ全体の効率を増加する。
図 5の場合では、チヨッパ回路 3内のダイオード 3cのみをバイパスさせることで、ダイ オード 3cの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加 する。この場合、リアタトル 3bをバイパスしないため、リアタトル 3bをフィルタとして利用 できる。
[0033] 図 4、図 5では、ダイオード 3cをバイパスさせるため、直流電源 V が太陽光電圧 V
3B O より高くなると電流の逆流やさらには直流電源 2である太陽光パネルへの逆電圧が掛 かり、パネルの損傷を招くおそれが有る。このため、リレー 7aを流れる電流を検出し、 該電流が一定値以下になるとリレー 7aを開放し、リアタトル 3bおよびダイオード 3cを 介した電流経路に切り換えるように構成する。このようにリレー 7aを開放してダイォー ド 3cの機能を有効にする事で、逆流防止とさらには太陽光パネルの逆電圧保護機 能を備える。
なお、リレー 7aを開放する際、検出の遅れなどにより既に逆電流が発生していたと しても、ー且電流を半導体スィッチ 7bに移すことにより確実に遮断できる。
[0034] 図 6の場合では、チヨッパ回路 3内のリアタトル 3bのみをバイパスさせることで、リアク トル 3bの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加す る。また、ダイオード 3cをバイパスしないため、ダイオード 3cにより逆流防止および太 陽光パネルの逆電圧保護ができ、信頼性が容易に向上できる。この場合、半導体ス イッチ 7bを設けなくてもリレー 7aは遮断できる力 半導体スィッチ 7bを設けることで、 ダイオード 3cの異常などの場合にも遮断できる。
産業上の利用可能性
[0035] 太陽光などの分散電源の直流電圧を必要な電圧まで昇圧した後、交流に変換して 系統に連系させる無停電電源装置、あるいは変換後の交流電力を負荷に供給する インバータ装置に広く適用できる。

Claims

請求の範囲
[1] 直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数台の単相インバータの交流側を直 列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる 各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
上記複数台の単相インバータは、上記直流電源のうち電圧が最大である第 1の直流 電源を入力とする第 1のインバータと、該第 1のインバータの交流側第 1の端子に接 続された 1台以上の第 2のインバータと、該第 1のインバータの交流側第 2の端子に 接続された 1台以上の第 3のインバータとから成り、
上記第 2のインバータの総出力電圧は、上記第 3のインバータの総出力電圧と概同 等であることを特徴とする電力変換装置。
[2] 上記第 1のインバータの交流側両端子間を短絡させる短絡スィッチを該第 1のインバ ータに並列に接続し、上記第 1のインバータの発生電圧を 0とするとき、上記短絡スィ ツチを導通して上記第 1のインバータをバイパスすることを特徴とする請求項 1記載の 電力変換装置。
[3] 上記第 1のインバータの発生電圧を 0とするとき、上記短絡スィッチを導通すると共に 、上記第 1の直流電源と該電力変換装置の交流出力用電力線とが遮断されるように 上記第 1のインバータのスイッチング状態を制御することを特徴とする請求項 2記載 の電力変換装置。
[4] 上記第 2、第 3の各インバータの入力となる各直流電源と上記第 1の直流電源とは、 DCZDCコンバータを介して接続されたことを特徴とする請求項 1記載の電力変換 装置。
[5] 上記第 1の直流電源は昇圧回路を介して第 2の直流電源から生成されたことを特徴 とする請求項 1記載の電力変換装置。
[6] 上記第 2の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチ のオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする請求項 5記載の電 力変換装置。
[7] 上記昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路を備え、
上記第 2の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチ のオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇 圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項 6記載の電力変換装置。
[8] 上記バイパス回路はリレーで構成したことを特徴とする請求項 7記載の電力変換装置
[9] 所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出 力を系統に並列に接続し、上記第 2の電源を該系統に連系させることを特徴とした請 求項 5記載の電力変換装置。
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