WO2006087827A1

WO2006087827A1 - 電源装置

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Publication number: WO2006087827A1
Application number: PCT/JP2005/008926
Authority: WO
Inventors: Yoshiyuki Uno; Akio Nishida; Hiroshi Takemura
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 2005-02-15
Filing date: 2005-05-17
Publication date: 2006-08-24
Also published as: KR20060103499A; JP2006230057A; EP1868285A1; US7719139B2; JP3750690B1; CN1954483A; KR100758127B1; US20090200870A1; CN1954483B

Abstract

　交流電源ＡＣに接続された主電源回路（１１）と副電源回路（１４）を備える。主電源回路（１１）は全波整流回路（Ｄ１）と一般的に高調波電流抑制回路に相当する入力電流制御回路（１２）を備える。入力電流制御回路（１２）は回路電流検知手段である抵抗（Ｒ１）と、抵抗（Ｒ１）に流れる電流を検知してスイッチ素子（Ｑ１）を制御する制御回路（１３）を備える。そして、副電源回路（１４）の第２の整流回路であるダイオード（Ｄ３）に流れる電流が抵抗（Ｒ１）を介して交流電源に戻るように接続する。

Description

明細書

電源装置

技術分野

[0001] 本発明は、電源装置、特に高調波電流抑制や力率改善を目的とした電源装置に関する。

背景技術

[0002] 商用の交流電源力電力の供給を受ける機器においては、その電源に高調波電流の発生を抑制することが求められている。高調波電流抑制機能を有する回路は、同時に力率改善機能を有するため、特許文献 1の従来例に示された電源装置のように力率改善回路と呼ぶことも多、。

[0003] ところで、例えばテレビのようなスタンバイモードを備えた機器にぉヽては、スタンバィ時も待ち受け用回路 (例えばリモコンからの電源オン信号のみを受信するための受信回路）は動作させる必要がある。ただ、わずかな電力消費し力ない待ち受け用回路のために電源装置全体を動作させることは非常に効率が悪い。特に最近では待機時の電力損失の低減が要求されているため、対応が必要となる。そこで、特許文献 1 の従来例のスイッチング電源回路においては、スタンバイ時には動作しない主電源回路と、スタンバイ時も含めて常にわず力な電力を供給するために動作する副電源回路を備え、主電源回路と副電源回路をともに交流電源に接続するように構成しているものがある。

[0004] 特許文献 1の従来例のスイッチング電源回路では、電力供給能力が大きい主電源回路では発生する高調波電流も大きくなるために少々回路構成が複雑になっても構わないので高調波電流抑制回路を備え、逆に電力供給能力が小さい副電源回路では発生する高調波電流が少な、ので、高調波電流抑制回路を備えな、ようにして、る。

特許文献 1 :特開 2003— 18842号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題 [0005] ところで、テレビのような機器においては、さまざまな出力電圧の電源を必要とすることがあり、せつ力べ備えている副電源回路の出力をスタンバイ時のみに利用するのではなぐ通常に動作している状態で別の用途にも使いたいという要望もある。実際、スタンバイ時に必要な電圧は、例えば簡単なデジタル回路を動作させるために必要な + 5Vや + 3. 3Vであることが多いが、この + 5Vや + 3. 3Vという電圧は他にもさまざまな用途がある。そのため、待機時の電力消費量ではなく通常の動作時の電力消費量に適合するように電源装置の設計を行う。この場合、副電源回路の電力供給能力にはかなりの余裕を持って設計されることになる。

[0006] ただ、例えば特許文献 1の従来例の場合は副電源回路が高調波電流抑制回路を備えていない。そのため、副電源回路の電力供給量が増えるということは高調波電流の発生量が増えると、うことを意味し、このままでは本末転倒となる。

[0007] 本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、高調波電流抑制回路と同等の回路を備えた主電源回路に加えて高調波電流抑制回路を備えない副電源回路を有し、かつ副電源回路力もそれなりの電力供給を行いながらも全体として高調波電流の抑制を図り、同時に力率改善を図ることのできる電源装置を提供する。課題を解決するための手段

[0008] 上記目的を達成するために、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。

[0009] あるいは、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。

[0010] あるいはまた、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は回路電流検知手段を備え、該回路電流検知手段には前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れるように構成されており、前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。

[0011] あるいはまた、本発明の電源装置においては、交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、該入力電流制御回路は回路電流検知手段を備え、該回路電流検知手段には前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れるように構成されており、前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする。

[0012] そして、前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第 1の整流回路を備え、前記副電源回路は前記交流電源に接続された第 2の整流回路と該第 2の整流回路の出力に接続された平滑回路を備えてもよい。さら〖こ、前記交流電源と前記第 1の整流回路の間にスィッチを備えてもよい。

[0013] あるいは、前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第 1の整流回路を備え、前記副電源回路は前記第 1の整流回路の出力に接続された逆流防止用ダイオードと該逆流防止用ダイオードの出力に接続された平滑回路を備えてもよい。

[0014] また、本発明の電源装置においては、前記入力電流制御回路がブーストコンバータであることを特徴とする。さらには、前記ブーストコンバータが、前記第 1の整流回路の一方の出力端子に一端が接続されたインダクタンス素子と、該インダクタンス素子の他端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記インダクタンス素子の他端と前記第 1の整流回路の他方の出力端子との間に接続されたスィツチ素子と、前記主電源回路の出力端子と前記第 1の整流回路の他方の出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする。

[0015] あるいは、本発明の電源装置においては、前記入力電流制御回路がフライバックコンバータであることを特徴とする。さらには、前記フライバックコンバータが、前記第 1 の整流回路の一方の出力端子に一次巻き線の一端が接続されたトランスと、前記一次巻き線の他端と前記第 1の整流回路の他方の端子との間に接続されたスィッチ素子と、前記トランスの二次巻き線の一端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記主電源回路の出力端子と前記二次卷線の他端との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする。

発明の効果

[0016] 本発明の電源装置においては、一般的に高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路と呼ばれる回路を備えた主電源回路の他に高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路を備えない副電源回路を備え、しかも副電源回路力も負荷電流をとつているにもかかわらず、主電源回路の入力電流と副電源回路の入力電流の合計の電流が入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように主電源回路の入力電流を制御することによって、電源装置全体として入力電流を略正弦波状にして高調波電流の発生を抑制を図り、同時に力率改善を図ることができる。

図面の簡単な説明

[0017] [図 1]本発明の電源装置の一実施例の回路図である。

[図 2]図 1の電源装置において主電源回路のみを備えると仮定した場合の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示す特性図である。

[図 3]図 1の電源装置における各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示す特性図である。

[図 4]本発明の電源装置の別の実施例の回路図である。

[図 5]本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。

[図 6]図 5の電源装置における入力電圧と入力電流の関係を示す特性図である。

[図 7]従来の電源装置における入力電圧と入力電流の関係を示す特性図である。

[図 8]本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。

[図 9]本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。

[図 10]本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図である。

符号の説明 [0018] 10、 20、 30、 40、 50、 60· ··電源装置

11、 41、 61· ··主電源回路

12、 42、 62· ··入力電流制御回路

13、 63· ··制御回路

14、 21、 64· ··副電源回路

AC…交流電源

SW…スィッチ

D1…全波整流回路 (第 1の整流回路）

C 1 · ··ノイズ除去用のコンデンサ

L1…インダクタンス素子

D2…ダイオード

Q1…スィッチ素子

Rl、 R2 抵抗（回路電流検知手段）

C2"'平滑用コンデンサ

D3、 D4- · 'ダイオード (第 2の整流回路あるいは逆流防止用ダイオード）

C3' 平滑用コンデンサ（平滑回路）

T1…トランス

Ν1· ·· 1次卷線

Ν2· ··2次卷線

発明を実施するための最良の形態

[0019] (実施例 1)

図 1に、本発明の電源装置の一実施例の回路図を示す。図 1において、電源装置 10は、主電源回路 11と副電源回路 14を備える。主電源回路 11はスィッチ SWを介して交流電源 ACに接続されている。副電源回路 14はスィッチ SWを介さずに直接交流電源 ACに接続されて、る。

[0020] なお、発明のポイントではないので記載は省略している力主電源回路 11と副電源回路 14の出力側には必要に応じてそれぞれ別の DC— DCコンバータなどの電源回路が接続され、所望の出力電圧が得られるように構成される。なお、この接続される電源回路を含んで主電源回路、副電源回路と称してもよい。

[0021] スィッチ SWは主電源回路 11そのものをオン、オフするためのもので、待機時にォフされることによって副電源回路にのみ電流が供給されるようになり、待機時の電力損失の低減を図ることができる。なお、この実施例においてはスィッチ SWを備えるほうが望ましいが、スィッチ SWの存在は本発明にとっては必須ではなぐスィッチ SWを備えずに主電源回路 11が交流電源 ACに直接接続されていても構わない。

[0022] まず、副電源回路 14が存在しないものと仮定して、主電源回路 11の構成と動作について説明する。主電源回路 11は、第 1の整流回路である全波整流回路 Dl、ノイズ除去用のコンデンサ Cl、入力電流制御回路 12を備える。全波整流回路 D1の一方の入力端子はスィッチ SWを介して交流電源 ACの一端に接続され、もう一方の入力端子は交流電源 ACの他端に接続されている。全波整流回路 D1の 2つの出力端子は入力電流制御回路 12に接続されて!、る。入力電流制御回路 12の出力は主電源回路 11の出力となっている。そして、全波整流回路 D1の 2つの出力端子の間にはノィズ除去用のコンデンサ C 1が接続されて!、る。コンデンサ C 1の容量は 60Hzの交流電源の平滑に用いられるものに比べて十分に小さなものであり、実質的に交流電源周波数の変動に対する平滑の機能はない。

[0023] 入力電流制御回路 12は、一般的には高調波電流抑制回路あるいは力率改善回路と称されるものであり、インダクタンス素子 Ll、ダイオード D2、スィッチ素子 Ql、抵抗 Rl、平滑用のコンデンサ C2、および制御回路 13から構成されている。入力電流制御回路 12は基本的にはブーストコンバータ（昇圧チヨッパ回路)で、インダクタンス素子 L1の一端が全波整流回路 D1の一方の出力端子に接続され、他端がダイォード D2のアノードに接続されている。ダイオード D2の力ソードは主電源回路 11の 1つの出力端子に接続されている。インダクタンス素子 L1の他端、すなわちダイオード D 2との接続点はスィッチ素子 Q1の一端に接続されている。スィッチ素子 Q1の他端は主電源回路 11のもう 1つの出力端子に接続されているとともに、抵抗 R1を介して全波整流回路 D1の他方の出力端子に接続されている。そして、ダイオード D2のカソードとスィッチ素子 Q1の他端の間には平滑用のコンデンサ C2が接続されている。

[0024] 入力電流制御回路 12において、スィッチ素子 Q1は制御回路 13によってオン、ォフを制御される。制御回路 13はインダクタンス素子 L1の一端 (a点）に接続されており、入力電圧を検知する。また、制御回路 13は抵抗 R1の両端 (全波整流回路 D1側から b点および c点）に接続されており、抵抗 R1の両端の電位を検知し、その差に基づいて抵抗 R1を流れる電流の大きさを検知する。さらに、制御回路 13はダイオード D2 の力ソード (d点）にも接続されていて、入力電流制御回路 12の出力電圧を検出している。なお、このような制御回路 13は、例えばテキサスインスツルメント社の UC 1854 やフェアチャイルド社の ML4821のように高調波電流抑制用あるいは力率改善用として IC化されているものも多ぐ一般的な制御回路である。

[0025] このように構成された主電源回路 11のみを備えると仮定した場合の電源装置 10の動作を図 2を参照して説明する。図 2は電源装置 10の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示すもので、実際の波形に比べて大幅に簡略化している。

[0026] 主電源回路 11において、交流電源の電圧が図 2に Vacで示すような正弦波だとすると、全波整流回路 D1の出力には平滑用のコンデンサが接続されていないので、入力電流制御回路 12には、全波整流回路 D1で全波整流された図 2に Vaで示すような電圧がほぼそのまま印加される。入力電流制御回路 12においては、制御回路 13が交流電源の周波数よりはるかに高い周波数でスィッチ素子 Q1のスイッチングを行う。交流電源の周波数が 50Hzや 60Hzだとして、スィッチ素子 Q1のスイッチングの周波数は例えば約 60kHzとなる。これによつて、インダクタンス素子 L1にはスイッチングの都度、その一端の電圧に対応した電流が流れ、ダイオード D2の力ソードには昇圧された電圧が出力され、平滑される。この場合、入力電流制御回路 12の入力電流は、マクロ的には図 2に laで示すような入力電圧 Vaに略比例した正弦波の絶対値状の電流になる。そのため、全波整流回路 D1に流れ込む電流、すなわち主電源回路 11の入力電流は図 2に lacで示すような入力電圧に略比例した正弦波状の電流になる。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。

[0027] なお、ミクロ的にはスィッチ素子 Q1のスイッチング周期に対応した電流値の細かい上下変動がある。この電流値の上下変動はノイズ除去用のコンデンサ C1によって多少は平滑されるが、完全にはなくならない。

[0028] ここで、制御回路 13の動作についてもう少し詳しく説明する。制御回路 13は約 60k Hzの発振回路を内蔵しており、スィッチ素子 Qlはこの発振回路の出力する信号に同期してターンオンするように構成されて、る。

[0029] まず、スィッチ素子 Q1がオン状態にあるものとする。このとき、インダクタンス素子 L 1とスィッチ素子 Q1を電流が流れ、時間とともに増加する。制御回路 13は、入力電流制御回路 12の入力電圧、および抵抗 R1を流れる電流を検知している。この場合の抵抗 R1を流れる電流はインダクタンス素子 L1を流れる電流と等しぐインダクタンス素子 L1を流れる電流は主電源回路 11の入力電流なので、制御回路 13は主電源回路 11の入力電流を検知していることになる。したがって、抵抗 R1が本発明における回路電流検知手段となっている。

[0030] 抵抗 R1を流れる電流はインダクタンス素子 L1を流れる電流と等しいため、スィッチ素子 Q 1がオンの間はインダクタンス素子 L 1を流れる電流と同様に増加する。抵抗 R 1を流れる電流がその時点での入力電圧に略比例した値 (以降、これを電流の設定値と呼ぶ）に達すると制御回路 13はスィッチ素子 Q 1をオフする。

[0031] 電流の設定値は入力電圧に比例した値であるため、交流電源の電圧の位相の関係で、例えば入力電圧が低い時点では電流の設定値は低くなり、逆に入力電圧が高い時点では電流の設定値も高くなる。また、この設定値は主電源回路 11の出力電流に依存して上下する。すなわち、出力電流が小さいとき (主電源回路の負荷が軽いとき）には設定値は低くなり、逆に出力電流の平均値大きいとき（主電源回路の負荷が重いとき）にはそれに対応して設定値は高くなる。この制御は制御回路 13が入力電流制御回路 12の出力電圧を検知し、これを一定に保つように電流の設定値を上下させることによって実現される。

[0032] スィッチ素子 Q1がオフするとインダクタンス素子 L1を流れる電流が減少し、それにあわせて抵抗 R 11を流れる電流も減少する。インダクタンス素子 L 1を流れる電流はそのままだと最終的にはゼロになる力スィッチ素子 Q 1は一定周期でターンオンするように構成されているため、実際にはゼロになる前に制御回路 13によってスィッチ素子 Q 1がターンオンする。スィッチ素子 Q 1をオンすると再びインダクタンス素子 L1 および抵抗 R1に電流が流れ始め、上述の動作が繰り返される。

[0033] なお、上記の説明ではインダクタンス素子 L1を流れる電流がゼロにはならない電流連続型を前提としている力インダクタンス素子 LIを流れる電流がー且ゼロになり、それをトリガとしてスィッチ素子がターンオンして再び電流が流れ始める電流臨界型や、電流がゼロになった後も電流がゼロの期間がしばらく続いてからスィッチ素子がターンオンして再び電流が流れ始める電流不連続型であっても構わな、もので、高調波電流抑制および力率改善に関する実質的な動作に違いはない。また、主電源回路 11の負荷の状態によってはこれらのモードが切り替わることもあり得る。

[0034] このように制御回路 13でスィッチ素子 Q1のスイッチングを行うことによって、入力電流制御回路 12への入力電流は入力電圧にほぼ比例する。入力電流制御回路 12への入力電流はすなわち全波整流回路 D1に入力される交流電源力の電流なので、これによつて高調波電流の発生が抑制される。また、力率が改善される。

[0035] 次に、副電源回路 14を備えた場合の電源装置 10について説明する。副電源装置 14は、半波整流型の第 2の整流回路であるダイオード D3と平滑回路であるコンデンサ C3を備える。ダイオード D3のアノードは交流電源 ACの一端に接続されており、力ソードは副電源回路 14の 1つの出力端子に接続されて!、る。平滑用のコンデンサ C 3の一端はダイオード D3の力ソードに接続され、他端は副電源回路 14のもう 1つの出力端子に接続されている。コンデンサ C3の他端は、従来技術であれば交流電源 ACの他端にも接続される力本発明においては主電源回路 11のスィッチ素子 Q1 の他端に接続されている。言い換えれば、コンデンサ C3の他端は主電源回路 11の抵抗 R1と全波整流回路 D1を介して交流電源 ACの他端に接続されていることになる。

[0036] なお、副電源回路 14においては、上記のような接続にすることによって第 2の整流回路であるダイオード D3だけでなく主電源回路 11の全波整流回路 D1の一部も副電源回路 14の整流回路として機能することになる。

[0037] このように構成された副電源回路 14を含む電源装置 10の動作を図 3を参照して説明する。図 3も図 2と同様に電源装置 10の各部の電圧、あるいは電流の概略の波形イメージを示すもので、実際の波形に比べて大幅に簡略ィ匕している。また、図 3において Vacおよび Vaで示す電圧波形は図 2の場合と同じであるために説明は省略する [0038] 副電源回路 14は、半波整流型の第 2の整流回路と平滑回路を備えており、高調波電流抑制回路に相当する回路は備えていない。そのため、交流電源 AC力副電源回路 14に流れ込む電流は、交流周波数の 1周期のうちのどちらかの半周期であって、し力も交流電圧の振幅が大きいときに限られ、流れる電流は図 3に Id3で示すようなパルス状になる。パルスの高さは副電源回路 14の出力電流が大きいほど高くなる。

[0039] し力しながら、副電源回路 14から交流電源 AC側に戻る電流は、入力電流制御回路 12の抵抗 R1を介して流れる。すなわち、抵抗 R1には、交流電源 ACから主電源回路 11に流れ込む入力電流と副電源回路 14に流れ込む入力電流を合計した電流が流れる。そして、入力電流制御回路 12は、この合計の電流が入力電圧 Vaに略比例した値になるようにスィッチ素子 Q1のスイッチングを行う。そのため、交流電源 AC から主電源回路 11に流れ込む電流と副電源回路 14に流れ込む電流 Id3の合計が入力電流制御回路 12への入力電圧 Vaに略比例するようになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。

[0040] 具体的には、まず交流電源 ACから副電源回路 14に流れ込む電流が存在しない期間には副電源回路 14が存在しないときとほぼ同じ波形になる。すなわち、入力電流制御回路 12が主電源回路 11のみのための高調波電流抑制回路として機能する

[0041] そして、交流電源 ACから副電源回路 14に流れ込む電流が存在する期間には、図 3に laで示す波形のように、結果的にそのときだけ交流電源 ACから主電源回路 11 に流れ込む電流が減少するように入力電流制御回路 12が動作する。この場合、入力電流制御回路 12は主電源回路 11のみのための高調波電流抑制回路としては機能しないことになる。そして、これによつて主電源回路 11の入力電流と副電源回路 1 4の入力電流の合計の電流が入力電圧 Vaに略比例した正弦波の絶対値状の電流になる。そのため、交流電源 ACカゝら電源装置 10に流れ込む電流は図 3に lacで示すような入力電圧に略比例した正弦波状の電流になる。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。

[0042] なお、図 3に laで示す波形のように、主電源回路 11の入力電流が一時的とは言え単純に減少するだけだと主電源回路 11の出力電流が減少することになる。しかしながら、現実には入力電流制御回路 12においてスィッチ素子 Qlをオフさせる条件となる入力電圧に比例した電流値 (設定値)そのものが全体に上昇し、副電源回路 14への入力電流がない期間の主電源回路 11の入力電流が増加し、交流電源の 1周期全体として主電源回路 11に流れ込む電流の総和に変化はなくなるため、主電源回路 1 1の出力電流が不足するようなことはない。

[0043] (実施例 2)

図 4に、本発明の電源装置の別の実施例の回路図を示す。図 4において、図 1と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

[0044] 図 4に示した電源装置 20においては、ダイオード D3の力ソードと交流電源 ACの他端との間に、ダイオード D3と力ソード同士が接続されるようにしてダイオード D4が設けられて、る。ダイオード D3とダイオード D4によって全波整流型の第 2の整流回路が構成されており、この第 2の整流回路と平滑回路であるコンデンサ C3によって副電源回路 21が構成されている。なお、副電源回路 21が備える第 2の整流回路が全波整流型になって、る点以外は図 1に示した電源装置 10との違いはな、。

[0045] このように構成された電源装置 20においては、交流電源周波数の 1周期のうちの 2 つの半周期の両方で入力電圧の振幅が大きいときにのみ副電源回路 21に電流が流れ込む。そして、電源装置 10の場合と全く同じように交流電源 AC力ゝら主電源回路 11に流れ込む電流と副電源回路 21に流れ込む電流の合計の値が入力電流制御回路 12への入力電圧に略比例するようになる。そのため、電源装置 20には全体として交流電源 ACの電圧に比例した入力電流が流れ込むことになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。

[0046] (実施例 3)

図 5に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図 5において、図 1と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

[0047] 図 5に示した電源装置 30においては、主電源回路 11をスィッチを介さずに直接交流電源 ACに接続している。さら〖こ、副電源回路 14のダイオード D3のアノードを全波整流回路 D1の一方の出力端子に接続している。すなわち、副電源回路 14では全波整流回路 D1で全波整流されたあとの脈流の電圧をダイオード D3を通した後で、コンデンサ C3で平滑することによって出力を得ている。副電源回路 14の回路構成は図 1 に示した電源装置 10におけるそれと同じであるが、ダイオード D3は整流用ではなく、コンデンサ C3に充電された電圧によって全波整流回路 D1に向かって逆方向の電流が流れるのを阻止するための逆流防止用ダイオードとして機能する。

[0048] このように構成された電源装置 30においては、交流電源周波数の 1周期のうちの 2 つの半周期の両方で入力電圧の振幅が大きいときにのみ副電源回路 14に電流が流れ込むが、電源装置 10や 20の場合と全く同じように交流電源 ACから主電源回路 11に流れ込む入力電流と副電源回路 14に流れ込む入力電流の合計の電流が入力電流制御回路 12への入力電圧に略比例するようになる。そのため、電源装置 30には交流電源 ACの電圧に略比例した入力電流が流れ込むことになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。

[0049] 図 6に、電源装置 30において実際に測定した入力電圧と入力電流の関係を、主電源回路 11の負荷が重、とき (a)と軽、とき (b)に分けて示す。主電源回路の負荷が重、と、うことは負荷電流が大き!/、と、うことで、従来の回路であれば全入力電流に占める副電源回路の入力電流の比率力、さくて高調波電流が発生しにくいことを意味する。逆に主電源回路の負荷が軽いということは負荷電流が小さいということで、全入力電流に占める副電源回路の入力電流の比率が大きくて相対的に高調波電流が発生しやすいことを意味する。なお、比較のために図 7に、副電源回路 31の平滑用のコンデンサ C3の他端を全波整流回路 D1の他方の出力端子に接続したものにつ V、ても入力電圧と入力電流の関係を、主電源回路 11の負荷が重、とき (a)と軽、とき (b)に分けて示す。この回路は基本的に副電源回路を直接交流電源に接続し、その整流回路を全波整流型にしたものと同じになり、従来の回路と同じ動作になるとみなすことができる。

[0050] まず従来の回路では、主電源回路の負荷が重いと図 7 (a)に示すようにスィッチング電源回路の入力電流は入力電圧の正弦波に対応した電流波形になる。電流波形の頂点に突き出た部分は副電源回路の入力電流によるものである。なお、スィッチ素子のスイッチング周波数が交流電源の周波数の約 1000倍であり、し力もノイズ除去用のコンデンサによってスイッチング周波数の成分についてはある程度平滑されるため、電流波形の細かな上下振動はかなり抑圧されていて、図示された波形としてはほとんど見えなくなつている。

[0051] そして、主電源回路の負荷が軽くなつて相対的に副電源回路の入力電流が増えると、図 7 (b)に示すように、主電源回路の入力電流が減少した結果として副電源回路の入力電流に起因する電流波形の頂点の突き出しが強調される。この場合、主電源回路の負荷が重、場合に比べて高調波電流が増え、また力率が悪ィ匕して、ることがゎカゝる。

[0052] 一方、電源装置 30の場合には、主電源回路の負荷が重いと図 6 (a)に示すようにスイッチング電源回路の入力電流は入力電圧の正弦波に対応した電流波形になる。電流波形の頂点に突き出た部分は副電源回路の入力電流によるものだが、図 6 (a) と比較してわ力るように、副電源回路の入力電流に起因する電流波形の頂点の突き出しが小さい。すなわち、主電源回路の負荷が重い状態でも高調波電流を抑圧し、力率を改善する効果があることがわかる。

[0053] そして、主電源回路の負荷が軽くなつて相対的に副電源回路の入力電流が増えると、図 6 (b)に示すように、主電源回路の入力電流が減少した結果として副電源回路の入力電流に起因する電流波形の頂点の突き出しが強調される。し力しながら、図 7 (b)と比較してわ力るように、電流波形の頂点の突き出しが小さい。すなわち、主電源回路の負荷が軽、状態でも高調波電流を抑圧し、力率を改善する効果があることがゎカゝる。

[0054] このように、電源装置 30にお、ては、従来の回路に比べて高調波電流の発生を抑制でき、同時に力率を改善できることがわかる。

[0055] なお、図 4に示した電源装置 20においては、副電源回路の第 2の整流回路が全波整流型になる点で電源装置 30と同じであるため、図示は省略するが実際の実験でも同様の結果が得られる。

[0056] 一方、図 1に示した電源装置 10においては、副電源回路の第 2の整流回路が半波整流型となっている。電源装置 30とは異なって交流電源の半周期ごとに副電源回路の入力電流が発生する。そのため、これも図示は省略するが交流電源の半周期については電源装置 30と同様の波形になり、残りの半周期については副電源回路が実質的に存在しな!ヽので、電流波形は電圧波形にほぼ比例した正弦波状になる。

[0057] (実施例 4)

図 8に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図 8において、図 1と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

[0058] 図 8に示した電源装置 40においては、電源装置 10におけるインダクタンス素子 L1 に代えてトランス T1を備えており、その 1次卷線 N1が電源装置 10においてインダクタンス素子 L1があった位置に配置されている。そして、電源装置 10におけるダイォード D2と平滑用のコンデンサ C2はトランス T1の 2次卷線 N2に接続されており、 2次側の整流平滑回路を形成している。この場合もトランス Tl、スィッチ素子 Ql、抵抗 R 1、ダイオード D2、平滑用のコンデンサ C2、および制御回路 13で入力電流制御回路 42が構成される。この入力電流制御回路 42は、基本的には 1次卷線 N1に電流が流れるときにトランス T1にエネルギーを蓄え、 1次卷線に電流が流れないときに 2次卷線に電流が流れて蓄えられたエネルギーを取り出すフライバックコンバータである。そして、それに第 1の整流回路である全波整流回路 D1とノイズ除去用のコンデンサ C1を加えることによって主電源回路 41が構成される。

[0059] なお、制御回路 13はダイオード D2の力ソードである点 dとも接続されていて出力電圧の検出を行っている。但し、両者はトランス T1の 1次側と 2次側であるために、実際には何らかの形で絶縁をとつた上で接続されることになる。

[0060] これ以外の点は電源装置 10と同じであり、副電源回路 14の構成も、コンデンサ C3 の他端がスィッチ素子 Q1の他端に接続されることによって、コンデンサ C3の他端が主電源回路 41の抵抗 R1と全波整流回路 D1を介して交流電源 ACの他端に接続されてヽること〖こなる。

[0061] このように構成された電源装置 40においては、入力電流制御回路 42がフライバックコンバータとして構成されている点以外は電源装置 10と同じである。すなわち、仮に副電源回路 14がない場合には入力電流制御回路 42が主電源回路 41の高調波電流抑制回路として機能し、交流電源からの入力電流を略正弦波状にして高調波電流の発生が抑制される。また、副電源回路 14が存在して副電源回路 14に流れ込む電流がある場合には、交流電源力主電源回路 41のために流れ込む電流と副電源回路 14のために流れ込む電流の合計が略正弦波状になるように主電源回路 41 の入力電流が制御される。その結果、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。

[0062] (実施例 5)

図 9に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図 9において、図 8と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

[0063] 図 9に示した電源装置 50においては、主電源回路 41をスィッチを介さずに直接交流電源 ACに接続している。さら〖こ、副電源回路 14のダイオード D3のアノードを全波整流回路 D1の一方の出力端子に接続している。すなわち、全波整流回路 D1で全波整流されたあとの交流電源電圧をダイオード D3からなる第 2の整流回路で整流し、コンデンサ C3で平滑することによって副電源回路 14を構成している。

[0064] このように構成された電源装置 50においても、交流電源周波数の 1周期のうちの 2 つの半周期の両方で入力電圧の振幅が大きいときにのみ副電源回路 14に電流が流れ込むが、電源装置 40の場合と全く同じように交流電源 ACから主電源回路 41に流れ込む電流と副電源回路 14に流れ込む電流の合計の電流が入力電流制御回路 42への入力電圧に略比例するようになる。そのため、電源装置 50には交流電源 AC の電圧に略比例した電流が流れ込むことになり、高調波電流の発生が抑制され、同時に力率が改善される。

[0065] (実施例 6)

図 10に、本発明の電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図 10において、図 1と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

[0066] 図 10に示した電源装置 60においては、主電源回路 61に含まれる入力電流制御回路 62において、電源装置 10における制御回路 13に代えて制御回路 63を備えている。制御回路 63は制御回路 13の構成に加えて 2つの入力端子が増設されている。この点以外は電源装置 10の主電源回路 11と同じである。

[0067] また、電源装置 60においては、副電源回路 64を交流電源 ACに直接接続している。そして、副電源回路 64はダイオード D3からなる第 2の整流回路と平滑用のコンデンサ C3の他に抵抗 R2を備えてヽる。抵抗 R2はコンデンサ C3の他端と交流電源 AC の他端との間に設けられている。そのため、抵抗 R2にはダイオード D3を流れる電流と同じ電流、すなわち副電源回路 64の入力電流が流れ、その両端 (点 eおよび点 f) には流れる電流に対応した電圧が得られる。そして、この両端の電圧がそれぞれ制御回路 63の増設された 2つの入力端子に接続されて、る。

[0068] 上述のように、制御回路 63には抵抗 R2の両端の電圧が入力されている。そのため、制御回路 63は交流電源 AC力副電源回路 64への入力電流の大きさを検知することができる。そして、制御回路 63は抵抗 R1に流れる電流だけでなく抵抗 R2に流れる電流も検知し、両者の合計に基づ、てスィッチ素子 Q1のスイッチングを制御するように構成されている。そのため、結果的に電源装置 10における制御回路 13と同じ制御が行われることになる。

[0069] このように、本発明においては何らかの方法で副電源回路に流れる電流を検知し、それと主電源回路に流れる電流の合計値に基づいて主電源回路の電流の制御を行うことができれば高調波電流抑制および力率改善の目的は達成できる。

なお、上記の各実施例においては回路電流検知手段として抵抗を利用しているが、例えばカレントコイルのような別の手段であっても構わないものである。

Claims

請求の範囲

[1] 交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、

前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、

該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。

[2] 交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、

前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、

該入力電流制御回路は、前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。

[3] 交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、

前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、

該入力電流制御回路は回路電流検知手段を備え、該回路電流検知手段には前記主電源回路の入力電流と前記副電源回路の入力電流の合計の電流が流れるように構成されており、

前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流において高調波電流が抑制されるように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。

[4] 交流電源に接続された主電源回路および副電源回路を有し、

前記主電源回路は入力電流制御回路を備え、

前記入力電流制御回路は、前記回路電流検知手段に流れる電流が前記入力電流制御回路の入力電圧に略比例するように前記主電源回路の入力電流を制御することを特徴とする電源装置。

[5] 前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第 1 の整流回路を備え、

前記副電源回路は前記交流電源に接続された第 2の整流回路と該第 2の整流回路の出力に接続された平滑回路を備えることを特徴とする、請求項 3または 4に記載の電源装置。

[6] 前記交流電源と前記第 1の整流回路の間にスィッチを備えたことを特徴とする、請求項 5に記載の電源装置。

[7] 前記主電源回路は前記交流電源と前記入力電流制御回路の間に接続された第 1 の整流回路を備え、

前記副電源回路は前記第 1の整流回路の出力に接続された逆流防止用ダイォードと該逆流防止用ダイオードの出力に接続された平滑回路を備えることを特徴とする、請求項 3または 4に記載の電源装置。

[8] 前記入力電流制御回路がブーストコンバータであることを特徴とする、請求項 3ないし 7の、ずれかに記載の電源装置。

[9] 前記ブーストコンバータが、前記第 1の整流回路の一方の出力端子に一端が接続されたインダクタンス素子と、該インダクタンス素子の他端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記インダクタンス素子の他端と前記第 1の整流回路の他方の出力端子との間に接続されたスィッチ素子と、前記主電源回路の出力端子と前記第 1の整流回路の他方の出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする、請求項 8に記載の電源装置。

[10] 前記入力電流制御回路がフライバックコンバータであることを特徴とする、請求項 3 な!、し 7の、ずれかに記載の電源装置。

[11] 前記フライバックコンバータが、前記第 1の整流回路の一方の出力端子に一次巻き線の一端が接続されたトランスと、前記一次巻き線の他端と前記第 1の整流回路の他方の端子との間に接続されたスィッチ素子と、前記トランスの二次巻き線の一端と前記主電源回路の出力端子との間に接続されたダイオードと、前記主電源回路の出力端子と前記二次卷線の他端との間に接続された平滑コンデンサと、を備えることを特徴とする、請求項 10に記載の電源装置。