WO2006013614A1

WO2006013614A1 - レーダ装置

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Publication number: WO2006013614A1
Application number: PCT/JP2004/011055
Authority: WO
Inventors: Takayuki Inaba
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 2004-08-02
Filing date: 2004-08-02
Publication date: 2006-02-09
Also published as: JP4668198B2; EP1777548A4; US20090009381A1; US7671788B2; EP1777548A1; JPWO2006013614A1

Abstract

　連続波レーダの送信波をパルス化することで、受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧する。　周波数変調を伴う基準連続波に基づくパルス送信波を生成してこのパルス送信波を空間に放射し、外部目標に反射されたこのパルス送信波を受信して受信信号を取得するとともに、取得した受信信号と上記基準連続波とを混合して得たビート信号の周波数を求めてこの周波数から上記外部目標の距離及び速度を算出するレーダ装置において、　上記パルス送信波のパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づいて上記ビート信号の周波数成分を分類する帯域選択処理器１９と、　帯域選択処理器１９の分類結果に基づいて、移動目標の相対距離と相対速度、または静止目標の相対距離を算出する距離・速度算出器２０とを備えた。

Description

明細書

レーダ装置

技術分野

[0001] この発明は、レーダにおける不要信号の抑圧技術に係るものであり、特に連続波レーダの特性とパルスレーダの特性を組み合わせることによって、連続波レーダの分解能とパルスレーダによる不要信号抑圧とを同時に達成するレーダ技術に関する。背景技術

[0002] 自動車運航時の衝突回避を行うための自動運転制御システム、ある!ヽは運転者支援システムを実用化する検討がなされてきている。このような衝突回避のためのシステムで重要な役割を果たすのが、障害物までの相対速度と相対距離を検知する自動車搭載用レーダ技術である。自動車搭載用のレーダでは、安価で簡易に実装可能でありながら、障害物の距離と速度とを十分な分解能で取得できる方式が要求される。

[0003] これまで、自動車搭載用のレーダ方式としては、パルスレーダ、パルス圧縮レーダ（スペクトル拡散レーダ）、周波数変調連続波レーダ（FMCWレーダともいう。 FMCW ： Frequency Modulated Continuous Wave)、 2周波 CWレ ~~グ (CW: Continuous Wave)などが知られている。パルスレーダ方式は、十分な距離分解能を得ることのできる短パルスを送信するものである。パルス圧縮レーダは、スペクトル拡散によりパルス幅の広い広帯域信号を送信し、圧縮 (逆拡散）により所定の距離分解能を得るレーダ方式である。パルスレーダやパルス圧縮レーダでは、 lmの距離分解能を得るために 150(MHz)の帯域を必要とし、相関処理の演算負荷が大きく高速の信号処理を要求するので、安価でかつ簡易な実装が要求される自動車搭載用レーダとしては不利な方式である。

[0004] 一方、 FMCWレーダ方式及び 2周波 CWレーダ方式は、数 ΙΟ(ΚΗζ)の受信器帯域で lm程度の距離分解能を得ることが可能であり、自動車搭載用レーダにおいて今後広く活用されるものと見込まれる。し力しながら、これらの方式は連続波を用いる方式であるため、受信信号にあらゆる距離にある移動目標、静止物からの反射波が含まれてしまう。その結果、強いクラッタが多数存在する場合には、目標距離や目標速度を誤って推定しやすくなると、う問題を抱えて、る。

[0005] 力かる問題を解決する方法として、 FMCWレーダ方式において周波数上昇区間のビート信号と周波数下降区間のビート信号とをスペクトル分析し、スペクトルピークのペアの周波数差が所定の値となった場合に、このスペクトルピークを静止した反射体からの反射波 (クラッタ)であるとして除外する技術が提案されて、る (例えば特許文献 1)。

[0006] また、 2周波 CW方式における静止目標と移動目標との距離を検出する方法として、 2つの周波数が入れ替わる部分に周波数が変化するスロープ期間を設ける技術が提案されて!ヽる（例えば特許文献 2)。

[0007] 特許文献 1 :日本国特許第 3102224号公報

特許文献 2 :日本国特開 2002— 071793公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0008] これらの方法の問題点を以下に述べる。まず特許文献 1による方法では、レーダの観測対象領域に複数の目標が存在する場合に、目標の距離と速度の組み合わせによっては、移動目標の観測周波数カ^ラッタスペクトルと同じになってしまい、安定した抑圧が困難であるという問題がある。すなわち連続波を前提としている限り、クラッタと真の目標を分離することが困難であると、う問題は回避が難、。

[0009] また特許文献 2による方法では、送信波の 2つの周波数期間の一部に周波数が変化するスロープ期間を設けることを特徴としているが、かかる送信波の波形を発生させるために複雑な送信回路を準備しなければならな、と、う問題点を有して、る。さらに 2周波 CW方式では、 2つの周波数の差が十分でない場合は、距離の折り返しによる距離のアンビギュイティが発生するという原理上の問題もある。自動車搭載レーダに要求される最大探知距離はおよそ 150m程度である。このような最大探知距離を達成しつつ、距離のアンビギュイティを抑制すべく 2つの周波数を選択しょうとすると、 2つの周波数の差を l(MHz)以下に抑えなくてはならない。そのため十分なスイープ幅が確保できず、複数の目標を安定して分離することが困難となる。 [0010] この発明は、上述の問題を解決することを目的としたものであって、連続波をパルス化し、高分解能という連続波の誇る特性を引き継ぎながら、クラッタ抑圧が容易である t ヽぅパルスレーダの誇る特性をも備えたレーダ方式を提案することを目的として!/、る課題を解決するための手段

[0011] この発明に係るレーダ装置は、

周波数変調を伴う基準連続波に基づくパルス送信波を生成してこのパルス送信波を空間に放射し、外部目標に反射されたこのパルス送信波を受信して受信信号を取得するとともに、取得した受信信号と上記基準連続波とを混合して得たビート信号の周波数を求めてこの周波数力上記外部目標の距離及び速度を算出するレーダ装

¾【こ; i l /、て、

上記ノルス送信波のパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づ、て上記ビート信号の周波数成分を分類する帯域選択処理手段と、

上記帯域選択処理手段の分類結果に基づ!/ヽて、上記パルス送信波を反射した移動目標の相対距離と相対速度、上記パルス送信波を反射した静止目標の相対距離、の少なくとも一方を算出する距離'速度算出手段と、

を備えたものである。

[0012] なお、ここでいう連続波は FMCW、 2周波 CW、ステップチヤープ連続波のいずれであってもよい。いずれの連続波を用いるレーダ方式であっても、この発明の特徴を採り入れることにより、高分解能の達成と不要波の抑圧とを同時に達成することができる。

発明の効果

[0013] この発明に係るレーダ装置はパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づ、てビート信号の周波数成分を分類することとしたので、連続波レーダ方式の分解能を維持しながら、クラッタが混在するビート信号の周波数成分の中から移動する外部目標に対応する周波数成分を効率的に選択することができる。したがって外部目標の誤検出を抑制し、レーダ測定結果の信頼性を高めることができるのである。

図面の簡単な説明 [0014] [図 1]この発明の実施の形態 1に係るレーダ装置の構成を示すブロック図、

[図 2]この発明の実施の形態 1に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、 [図 3]この発明の実施の形態 1に係るレーダ装置による送受信パルスの波形を示す図、

[図 4]この発明の実施の形態 1に係るレーダ装置による送受信パルスとサンプリング間隔との関係を説明するための説明図、

[図 5]この発明の実施の形態 2に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、 [図 6]この発明の実施の形態 2に係るレーダ装置による送受信パルスの波形を示す図、

[図 7]この発明の実施の形態 3に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、 [図 8]この発明の実施の形態 4に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、 [図 9]この発明の実施の形態 5に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、である。

符号の説明

[0015] 18 周波数解析器、

19 帯域選択処理器、

20 距離 ·速度検出器、

21 HPF、

22 適応フィルタ、

23 超分解能スペクトル推定器。

発明を実施するための最良の形態

[0016] 実施の形態 1.

図 1は、この発明の実施の形態 1によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図のレーダ装置 1は、速度 Vで移動する移動体 (移動プラットフォームとも呼ばれる）

0

に搭載されたレーダ装置であって、基準信号発生器 11、パルス化装置 12、サーキュレータ 13、アンテナ 14、受信器 15、信号処理器 16を備えている。基準信号発生器 1 1は、所定の連続波形を有する基準信号を発生する回路又は素子である。基準信号発生器 11が生成する基準信号の周波数は、一定期間ごとに連続的に周波数上昇と周波数下降とを繰り返す。このような周波数変調波を用いて外部目標の相対速度や相対距離を計測するレーダ方式は、 FMCWレーダ方式として知られて、る。

[0017] ノルス生成器 12は、基準信号発生器 11が生成した基準信号を所定のパルス幅のパルス信号に変換する素子又は回路である。ここで、この所定のパルス幅を Tとする

P

。サーキユレータ 13は、アンテナ 14の接続を一定周期毎にパルス生成器 12と受信器 15とに切り替える素子又は回路である。この結果、アンテナ 14は、サーキユレータ 13によってパルス生成器 12に接続されている場合は送信アンテナとして機能し、受信器 15に接続されている場合は受信アンテナとして機能することとなる。

[0018] なお、レーダ装置 1では、装置の構成を簡素にするためにアンテナ 14を送受信兼用アンテナとして構成しているが、送信アンテナと受信アンテナとを独立させる構成を採用してもよいことはいうまでもない。また、その場合にはサーキユレータ 13のような構成要素は不要となる。

[0019] アンテナ 14は、パルス生成器 12が生成したパルス信号を送信波 81— aとして外部目標 2に照射するようになっている。その結果、送信波 8 liは外部目標 2によって反射され、反射波 81-bとして再びアンテナ 14に到来することとなる。

[0020] 受信器 15は、アンテナ 14が反射波 81-bを受信して得た受信信号の検波処理を行い、サンプリング間隔 Tによってデジタル信号に変換した上で、デジタル化された k

受信信号と基準信号発生器 11が出力する基準信号とを混合 (mix)して、ビート信号を発生する回路又は素子である。

[0021] 信号処理器 16は、受信器 15が生成したビート信号に基づいて外部目標 2の相対距離及び相対速度を検出する回路又は素子である。図 2は、信号処理器 16の詳細な構成を示すブロック図である。図において、移相器 17は、図示せぬ自速度センサから得た自速度に基づ!ヽてビート信号の位相を調整することで信号処理を容易にするための回路又は素子である。

[0022] 周波数解析器 18は、位相回転補償器 17の出力する信号に対して高速フーリエ変換 (Fast Fourier Transfer,以下「FFT」と表記する）を施し、周波数解析を行う回路又は素子である。

[0023] 帯域選択処理器 19は、自速度に基づいて、周波数解析器 18によって得られたビート信号周波数を、移動する外部目標に対応する周波数成分と静止している外部目標に対応する周波数成分とに分類する回路又は素子である。

[0024] 続いて、レーダ装置 1の動作について説明する。図 3は、基準信号発生器 11が発生する連続波の周波数と送受信パルスの周波数の時間変化を示すものである。図において、送信波周波数として示した破線は、基準信号発生器 11が発生する連続波の周波数である。このように、基準信号発生器 11は、周波数が一定期間上昇し、さらにその後、周波数が一定期間下降するリニア FM変調波を発生する。周波数が上昇する期間のことを、周波数上昇期間、あるいはアップチヤープと呼ぶ。また周波数が下降する期間のことを、周波数下降期間、あるいはダウンチヤープと呼ぶ。周波数上昇期間や周波数下降期間などの周波数変調期間の時間長さのことを掃引時間と呼んでおり、ここでは Tと表すこととする。また周波数の下限と上限の差を掃引帯域幅と呼び、 Bで表す。送信周波数を f、 FMスロープを（ = BZT)とすると、周波数上昇期間におヽて基準信号発生器 11が発生する送信信号 T (t)の振幅は、

up

と表される。なお、式（1)において簡単のためにエンベロープを 1としている。自動車搭載用のレーダ装置の場合、送信周波数 fは 76. 5(GHz)、掃引帯域幅 Bは約 100

(MHz)とされることが多い。

[0025] なお、 1つの周波数上昇期間と 1つの周波数下降期間からなる組のことを、一般にバーストと呼ぶ。図では一つのバーストしか示していないが、実際には基準信号発生器 11は複数のバーストの基準信号を繰り返し発生する。

[0026] パルス生成器 12は、基準信号発生器 11が発生する連続波の一部をパルス幅 Tの

P

送信パルスとして切り出し、例えば図に示すように送信ノルス 82— aと送信ノルス 83 aなどを生成する。そして送信パルス 82— aや 83— aはサーキユレータ 13を経由してアンテナ 14から空間に送信波 81-aとして放射される。外部目標 2はその一部を反射し、反射された電波は再びアンテナ 14に受信パルス 82— bや 83— bとして到来する。受信パルス 82— bは、送信パルス 82— aが反射されたものであり、受信パルス 83— bは、送信ノルス 83— aが反射されたものである。

[0027] 図において、受信波周波数と示された破線は、式（1)で示した送信波が外部目標 2 によって反射され、アンテナ 14に受信波として到来したときの受信波周波数を表すものである。式（1)によって表される送信波に対する受信波は、外部目標 2までの距離と外部目標 2の相対速度による時間遅延とドッブラシフトの影響を受け、

[数 2]

となる。なお、式（2)においても、エンベロープを 1としている。また、 Vは外部目標 2の相対速度、 cは光速である。 τは時間遅延を表す項であって、外部目標 2との相対距離を Rとして、

[数 3]

2R

τ ( 3 )

c により算出される。

[0028] 受信器 15は、サンプリング間隔 Τで受信ノルスのサンプリングを行う。図 4は、レー

Κ

ダ装置 1における送受信パルスのパルス幅 Τとサンプリング間隔 Τとの関係を示す

Ρ κ

図である。ここで、簡単のためにサンプリング間隔 Τとパルス幅 Τとが同間隔であると κ Ρ

する。図に示すように、送信パルス 82— aに対する受信パルス 82— bが送信パルス 82 aを送信後 k回目のサンプリングで受信されたものとすると、外部目標 2の距離 R(k) は、

[数 4] c - kT

( 4 )

—— と表される。 [0029] したがって、外部目標 2までの正確な距離を Rとし、ノルス幅 Tを考慮すると、 Rと R(

P

k)との間には式（5)の関係が成立する。

[数 5] c - T_v c - T_O

p < R < R(k) + ^p ( 5 )

2 2

[0030] 一般に、連続波を用いた FMCWレーダ方式では、式（2)で表される受信波と式（1 )で表される送信波とを混合し、 LPF (Low Pass Filter)を適用することで、近似的に式 (6)で表されるビート信号を得る。なお、 λは送信波の波長である。

[数 6]

[0031] さらに受信器 15は虚部の受信信号についても混合を行い、周波数上昇期間において、式 (7)の複素ビート信号 B (t)を得る。

up

[数 7]

( 7 )

[0032] 同様に、受信器 15は、周波数下降期間においても、式 (8)の複素ビート信号 B ( down t)を得る。

[数 8]

[0033] 式 (7)と式 (8)から明らかなように、ビート信号の周波数は、外部目標 2までの距離 Rと外部目標 2の相対速度 Vによって決定される。したがってビート信号の周波数 B ( up t)と B (t)が定まれば、式 (7)と式 (8)の連立方程式を解くことによって、外部目標 2 down

までの距離 Rと外部目標 2の相対速度 Vを求めることができる。これ力FMCWレーダ方式の原理である。

[0034] 次に、 FMCWの送信波をパルス化した場合について考える。受信器 15は、ノルス化された受信波についても、上述した FMCWレーダと同様にビート信号を生成する。以下説明を分かりやすくするために、注目している外部目標を外部目標 2の一つのみとし、外部目標 2の相対距離を R 、相対速度^ V とする。また、その他の電波の

tgt tgt

反射体の個数を I (ただし Iは自然数)と仮定し、各反射体の相対距離を RC、相対速度を vc^と表す。さらに、この実施の形態 1の冒頭で述べたように、レーダ装置 1の速度が Vであることを考慮にいれる。そうすると、ある掃引時間内の周波数上昇期間に

0

おいて、 n番目のノルス送信後に k回サンプリングを行ったときに得られたサンプリングデータ (ビート信号) B (k, n)は、

up

1(？

( 9 ) IB

+〉 o_i expl 2/g Rc . _— (vc . - v,) \(kT + nT ) \

ί=1 cT ¹ λ ¹ °ノ ^{p s } {} と表される。

[0035] 式 (9)において、第 1項が距離 R 、相対速度 v=v — Vの移動目標が反射した反

tgt tgt 0

射波を表す。また第 2項はその他の反射体によって反射される電波に対応するものであり、クラッタとみなすことができる。したがって σは各クラッタ反射波の複素振幅を表す。式 (9)の第 2項力も明らかなように、クラッタ周波数 fは、

[数 10]

で表される。

[0036] クラッタを発生する反射体はほぼ静止して、るとみなせるので、 vc =0である。また、このサンプリングで取得できる物体の距離は式（5)によって制限されるのでスぺタトル拡がりを限定することができる。一方、例えば自動車搭載用レーダなどの場合、外部目標 2は他の自動車であることが多ぐある程度の速度で移動している場合がほとんどである。このように、クラッタのスペクトル拡がりよりも大きな相対速度を持つ移動目標が含まれる場合、周波数フィルタリングによりクラッタ (静止目標）と移動目標を分離することができるのである。

そこで次に、信号処理器 16は周波数フィルタリングを行う。そのためにまず信号処理器 16は、受信器 15が生成した複素ビート信号を取得する。そして、移相器 17は、クラッタのスペクトルクラッタのスペクトル中心の周波数がほぼ 0となるようにビート信号の位相を調整する。移相の調整方法は、式（11)に示すように時間遅延サ：番号 kと相対速度 Vに依存したものとなる。

0

[数 11] ( , "） = (た, Y( ₀) )|

(1 1)

[0038] 続いて周波数解析器 18は、位相調整されたビート信号 Y (k、 n)に対して式（12) up

のように高速フーリエ変換（Fast Fourier Transfer： FFT)を行い、スペクトル分析する [数 12]

なお、式（12)において Nは掃引時間 Tにおいて送信されたパルスの総数であり、 m は周波数スペクトル成分の次数である。

[0039] 帯域選択処理器 19は FFTの出力チャンネルのうち、式（13)を満たす出力チャンネルと、それ以外の出力チャンネルとに分類する。

[数 13]

— Sf ≤^m/_{T M}≤Sf

T N ( 1 3 )

[0040] 式（13)を満たす出力チャンネルはクラッタスペクトルとなる可能性の出力チャンネルである。以下では、このような出力チャンネルのことをバンドストップチャンネル（ Band Stop Channel: BSC)と呼ぶこととする。またそれ以外のチャンネルはクラッタを含まないチャンネルであり、クラッタフリ一チャンネル（Clutter Free Channel： CFC)と呼ぶこととする。

[0041] 次に、式（13)の δ fを定める方法について説明する。 δ fはクラッタの周波数スぺクトル拡がりであって、式（14)に示すように距離誤差による広がり δ f と角度に依存

range

したドッブラ周波数拡がり δ f とを組み合わせて算出される。

angle

[数 14]

range angle ( 1 4 )

[0042] 式（5)から明らかなように、クラッタを発生する反射体の真の距離 Rcとサンプリング距離 R(k)には、

[数 15]

SR≡Rc _ R{k、 = ±^Tp _{( 1 5 )} の幅を持つ一様分布誤差があると考えられる。

[0043] そこで距離誤差 δ f は式（15)で求めた一様分布誤差 δ Rを用いて、

range

[数 16]

^J range （丄 6 ) と算出される。

[0044] アンテナ 14の方向（アンテナ 14がアレーアンテナである場合はアレーノーマル方向）がプラットフォームの移動方向であるとすると、プラットフォーム移動方向において、クラッタを発生する反射体との相対速度が最大値となり、アンテナ 14の方向とのなす角度が大きくなるに従ってクラッタを発生する反射体との相対速度は小さくなつていく。このとき、アンテナ 14の方向と送信角度 Θをなす方向のドッブラ周波数差 Δί は、

angle

[数 17]

4 =2v。(l- cos (の)/ (1 7) で与えられる。

[0045] したがってドッブラ周波数拡がり δ f

ί

[数 18]

J angle つ J angle (1 8) の一様分布を有する、と考えることができる。

[0046] なお、アンテナ 14が狭ビームアンテナである場合など、 δί は δί に比較して angle range 無視できる程度に微小となると考えられるので、式（14)において δ f の項を省略し angle

てもよい。

[0047] 最後に、距離'速度検出器 20は、 CFC内でのスペクトル F(k, m)の絶対値ピークを探索する。周波数上昇期間のスペクトルを F (k, m)、周波数下降期間のスペクトル up

を F (k, m)とし、 F (k, m)の絶対値と F (k, m)の絶対値とがピークとなる周波数 down

値をそれぞれ f 、 f とすると、外部目標 2の相対距離 Rtgtと相対速度 vtgtは

CFC, up (

、式 (7)と式 (8)より、

[数 19]

^tgt =八 ( ) + ^ V f CFC, up + J CFC, down , (19：

½I3

[数 20] tgt ^— ~ f Jc CFC , down (20：

と表される。 [0048] 同様に、静止目標の距離を検出するには、式（19)と式（20)において、 f 、f

CFC,up に替えて、 BSC内での周波数上昇期間及び下降期間のピーク周波数値 f

CFC,down BSC, up

、f

BSC, downを用いればよい。

[0049] 以上から明らかなように、この発明の実施の形態 1のレーダ装置 1によれば、ビート信号の FFT出力チャンネルを帯域分割することで、目標の距離'速度の誤検出確率を低減することができる。

[0050] なお、レーダ装置 1にお、て移相器 17を用いて、ビート信号の位相調整を行った力このような処理に替えて、時間遅延サンプリング番号に依存した中心周波数を持つチャンネルを BSCとして選択してもよぐこの場合には移相器 17を省略することができる。

また上述の方法では、スペクトル分析の方法として最もよく知られて、る高速フーリェ変換を用いたが、その他の方法を用いてもよい。

[0051] 実施の形態 2.

この発明の実施の形態 2では、 2周波 CWレーダ方式においてもビート周波数の FF T出力チャンネルを帯域分割することで不要波の抑圧が可能となることを示す。

[0052] この発明の実施の形態 2によるレーダ装置の構成は、実施の形態 1と同様に図 1のブロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態 2では、実施の形態 1と信号処理器 16の構成が異なっている。図 5は、この発明の実施の形態 2の信号処理器 16の構成を示すブロック図である。図 2で示した実施の形態 1における信号処理器の構成と比較すれば明らかなように、この発明の実施の形態 2の信号処理器 16では移相器 17が省略されて、る点を特徴として、る。

[0053] 続いて、この発明の実施の形態 2におけるレーダ装置 1の動作を説明する。図 6は、この発明の実施の形態 2におけるレーダ装置 1の基準信号発生器 11が発生する基準信号とパルス生成器 12が生成するパルス、及びアンテナ 14が受信する受信パルスの時系列を示した図である。図に示すように、基準信号発生器 11は周波数を f とする基準信号 84を時間 Tだけ発生した後、周波数を f2とする基準信号 85を時間 Tだけ発生する。そして基準信号発生器 11は、基準信号 84と基準信号 85からなる期間を 1バーストとして、複数回のバーストを繰り返す。 [0054] パルス生成器 12は、基準信号 84および基準信号 85をパルス化して送信信号を生成する。生成された送信信号はサーキユレータ 13を経由してアンテナ 14から空間に放射される。外部目標 2や静止した反射体からの反射波は、それら反射体の距離に依存した時間遅延と相対速度に依存したドッブラ周波数変化を伴って、アンテナ 14 に入射する。この受信信号は、サーキユレータ 13を経由して、受信器 15に入力される。受信器 15は、周波数 f の受信区間において、基準信号発生器 11が発生した周波数 f の基準信号 (ローカル信号）と受信信号とを IQミキシングして LPF処理を行い、式 (21)で示す出力信号 Bを得る。

fl

[数 21]

[0055] 同様に、周波数 f の受信区間では、基準信号発生器 11が発生した周波数 f の基

2 2 準信号 (ローカル信号）と受信信号とを IQミキシングして LPF処理を行、、式（22)で示す出力信号 Bを得る。

f2

[数 22]

[0056] なお、式（21)及び式（22)において、エンベロープは簡単のため 1であるとした。またえは送信波の波長、 Tはパルス幅、 nはパルス番号、 Vは外部目標 2の相対速度、 s

Rは外部目標 2までの距離、 cは光速である。

[0057] 出力信号 Bと Bは信号処理器 16に入力される。式（21)及び式（22)から明らかな

fl f2

ように、同じ目標は周波数 f と f の両区間で同じドッブラ周波数となる。そこで、周波

1 2

数 f と f の区間の各サンプリングデータをスペクトル分析してピークが得られる周波数

1 2

力外部目標 2の速度 Vが得られ、外部目標 2までの距離 Rは受信信号の周波数成分の位相差 Δ から、

[数 23] _R— ^cA(P

4 ₂ - ）（^{2 3 )} のように計算できる。

[0058] 帯域選択処理器 19の動作については、実施の形態 1とほぼ同様である。ただし、この 2周波 CW方式では時間遅延によるスペクトル拡がりはなぐ静止した反射体からの反射波のクラッタ拡がりは δ f

angleにより決められる。距離'速度検出器 20は、帯域選択処理器 19による CFCの中から、周波数 fと周波数 fで同じ周波数チャンネルの

1 2

絶対値にピークが得られる周波数から、目標の速度が得られる。また、その周波数の位相差力式 (20)により目標の距離が得られる。

[0059] このように、この発明の実施の形態 2のレーダ装置によれば、 2周波 CWレーダ方式においても、スペクトル拡がりに基づいて周波数成分を移動目標と静止目標に分離できるのである。

[0060] 実施の形態 3.

次に、この発明の別の実施の形態として、 HPF (High Pass Filter)を用いたレーダ装置を実施の形態 3に示す。

[0061] この発明の実施の形態 3のレーダ装置の構成は、実施の形態 1と同様に図 1のプロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態 3では、信号処理器 16の構成が実施の形態 1とは異なっている。図 7は、この発明の実施の形態 3によるレーダ装置の信号処理器 16の詳細な構成を示すブロック図である。図において、実施の形態 1と比べて新規な部分は HPF (High Pass Filter) 21を設けた点にある。また実施の形態 3によるレーダ装置においては、図示せぬ自速度センサからの速度情報が HPF2 1にも入力される。その他の構成要素については実施の形態 1と同様であるので、説明を省略する。

[0062] 続いてこの発明の実施の形態 3によるレーダ装置の動作について説明する。このレーダ装置において、基準信号発生器 11、パルス生成器 12、サーキユレータ 13、アンテナ 14、受信器 15の動作は実施の形態 1と同様である。信号処理器 16に入力されたビート信号は、まず移相器 17において信号処理が容易とするために式（11)に示したような位相回転補償を施される。 HPF21は、位相回転補償されたビート信号の各時間遅延サンプリング番号 kに対してパルス方向に HPF処理を行う。ここで、ビート信号の各時間遅延サンプリング番号 kに対してパルス方向に HPF処理を行う、とは、 1一 nの各ノルスの送信時力も k回目のサンプリングを行った際に得られたサンプリング値について HPF処理を行うことを意味する。 n個目のパルス送信時力も k回目のサンプリングを行って得られたサンプリング値を Y(k, n)とし、以下簡単のために、 Y(k, n)の kを省略して Y(n)と表すと、 HPF21のフィルタ出力 W(n)はフィルタ係数 a , a ,

1 2

···, a , b , b , ···, bを用いて、

P 1 2 q

[数 24]

W(n) = a_xW(n _ 1) + a₂W(n _ 2) +…十 (《 _ /?)

+ b₀T(n) + b {n _ 1) +…十 b_qY(n -q) ⁽²⁴⁾ と表される。

[0063] 式（24)を z変換すると、

[数 25]

W{z) = H(z)Y(z) (₂₅) となり、伝達関数 H(z)は、

[数 26] τ·( -、 _ —

o + b i ¹ + --- + b q z~^q

α_λ + CLZ—¹ + ··· + ζ—^ρ ( 2 ⁶ ) となる。

[0064] フィルタ係数 a , a , ···, a , b , b , ···, bの値は、式（14)から得られるスペクトルの

1 2 p 1 2 q

広がる範囲を遮断するカットオフ周波数を持つように設定することが望ましい。以後、実施の形態 1と同様に周波数解析器 18、帯域選択処理器 19が動作して、最終的に距離'速度検出器 20を通じて外部目標の距離と速度とを出力する。 [0065] 一般に、クラッタ電力が大きい場合に小さな移動目標を FFTで検出しょうとすると、特に固定小数点での FFTを用いた場合に桁落ち問題が発生するが、以上のように周波数解析器 18の前にクラッタ電力を抑圧する HPF21を設けたことにより、この問題が緩和される。

[0066] 実施の形態 4.

次に、この発明の別の実施の形態として、適応フィルタを用いたレーダ装置を実施の形態 4に示す。

[0067] この発明の実施の形態 4のレーダ装置の構成は、実施の形態 1と同様に図 1のプロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態 4では、実施の形態 1と信号処理器 16の構成が異なっている。図 8は、この発明の実施の形態 4によるレーダ装置の信号処理器 16の詳細な構成を示すブロック図である。図において、実施の形態 1と比して新規な部分は、移相器 17と周波数解析器 18に替えて適応フィルタ 22を設けた点にある。その他の構成要素については実施の形態 1乃至 3と同様であるので説明を省略する。

[0068] ここで、適応フィルタ 22は、 AMTI(Adaptive Moving Target Indicator)と呼ばれるものであって、例えば仲功、西本眞吉、 "短波地表波レーダによる船舶探知実験、 "信学論 B,Vol.J82- B, No.3, pp.461- 468,March,1999. (以下、非特許文献 1)に示されるものである。

[0069] 続いてこの発明の実施の形態 4のレーダ装置の動作について説明する。基準信号発生器 11、パルス生成器 12、サーキユレータ 13、アンテナ 14、受信器 15の動作は実施の形態 1と同様である。信号処理器 16は、まず受信器 15から出力されたビート信号のサンプリング値を取得し、適応フィルタ 22を用いてフィルタ処理を施す。

[0070] 一般に n番目のパルスに対するフィルタ出力値 W(n)は式（24)で与えられる力適応フィルタ 22は、あるパルス送信時力 k回目のサンプリングデータとその前後のサンプリングデータ力もフィルタ係数 a , a , · · ·, a , b , b , · · ·, bを推定する点に特徴

1 2 p 1 2 q

を有する。これらフィルタ係数の推定に用いられる k回目のサンプリングデータとその前後のサンプリングデータを参照区間と呼んでいる。このとき、参照区間にはクラッタのみが存在して!/ヽるとする。 [0071] 以下、適応フィルタとして MSN(Maximum Signal to Noise)フィルタを採用した場合について説明する。 MSNフィルタは n番目のパルスのフィルタ値の算出において、 n 番目のパルス以外のパルスにおけるフィルタ出力値の影響を無視した FIR(Finite Impulse Response)フィルタである。すなわち MSNフィルタにおいては、式（24)の右辺に表れる W(n— 1)一 W(n— p)の係数 a , a , · · ·, aがいずれも 0であるとみなされる。

1 2 p

[0072] ここで n番目のパルスの k回目のサンプリング時における受信器 15の出力データべタトルを Yとし、 Yが式（27)で与えられるものと定義する。

[数 27] (1)

参照区間を k- A k— k+ A k (ただし A kは k未満の自然数とする）とし、 τを k- A k ≤ て≤k+ A kを満たす自然数とすると、参照区間のデータベクトルから相関行列 R の平均は次のように推定される。

[数 28]

なお、式（28)において、 Hは行列の複素共役転置を表し、 < * >は参照区間での平均操作を表すものとする。

[0074] 次に、 FFTの場合と同様に各周波数成分の次数 mに対してステアリングベクトル V( m)を定義すると、 V(m)は次のようになる。

[数 29]

[0075] そうすると、適応フィルタ係数は R— m)となり、 m次の周波数成分に対する適応フィルタ出力 W(m)は、

[数 30] w w) = (R— ( 》 ( 3 0 ) によって得られる。

[0076] このようにして、 FFTにおける係数と同様に、所要帯域内を分割する複数のフィルタリングを行なうため適応フィルタを算出することができる。

[0077] 以下、実施の形態 1と同様に、帯域選択処理器 19において適応フィルタ 22の出力を CFCと BSCに分類し、距離'速度検出器 20において移動する外部目標の距離と速度および静止目標の距離を算出する。

[0078] なお、非特許文献 1では、適応フィルタを FMCWのスイープ間に適用しているが、この発明の実施の形態では FMCW連続波をパルス化した上で、各スイープ内のパルス方向サンプリングデータに適応フィルタを適用するという相違がある。

[0079] 以上から明らかなように、適用フィルタを用いた場合であっても、 HPFを用いた実施の形態 3と同様にクラッタ電力を効果的に抑圧することが可能となるのである。

[0080] 実施の形態 5.

次に、この発明の別の実施の形態として、超分解能スペクトル推定処理を行うレーダ装置を実施の形態 5に示す。

[0081] この発明の実施の形態 ₅のレーダ装置の構成は、実施の形態 1や 3と同様に図 1のブロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態 4では、実施の形態 1とは信号処理器 16の構成が異なっている。図 9は、この発明の実施の形態 5によるレーダ装置の信号処理器 16の詳細な構成を示すブロック図である。図において、実施の形態 3と比して新規な部分は、周波数解析器 18に替えて超分解能スペクトル推定器 23 を設けた点にある。その他の構成要素については実施の形態 3と同様であるので説明を省略する。

[0082] 超分解能スペクトル推定器 23は、各パルス送信後から k回サンプリングを行った際のサンプリングデータについて各パルス間で超分解能スペクトル推定法である MUS IC(Multiple signal し lassincationノめヽ iiiisPRnXEstimation of signal Parameters via Rotational Invariance Technique) ^あるヽは最尤疋 '法 (ML: Maximum

Likelihood)を行う回路又は素子である。

[0083] 以下、超分解能スペクトル推定器 23の構成例として、 MUSICによる処理を行う場合について説明する。なお、基準信号発生器 11、パルス生成器 12、サーキユレータ 13、アンテナ 14、受信器 15、 HPF21の動作については実施の形態 3と同様であるので説明を省略する。いま、超分解能スペクトル推定器 23への入力データベクトルが式（31)で表されるものとする。

[数 31]

W(2) ( 3 1 )

W(N)

[0084] まず超分解能スペクトル推定器 23は、データベクトル Wの相関行列を式（32)により算出する。

[数 32]

[0085] 次に、相関行列 Rを固有値展開する。すなわち、 N個の固有値えをソートして、式 ( 33)に示すように雑音の固有値（ = 0)とその他に分類する。

[数 33] γ > Λ₂ > · ·■ > _L > 二…二 _N― 0 ( 3 3 )

[0086] 雑音の固有値え， ···， % に対応する固有ベクトルを φ , · · · , φ とすると、超分

L+l N L+l N

解能スペクトル推定器 23は、雑音の固有空間 Eを式 (34)により算出する。

[数 34]

n=L+l

[0087] 次に、 MUSICスペクトルを、ステアリングベクトル Vと雑音の固有空間 Eとを用いて式（35)で表される評価関数によって算出する。

[数 35]

[0088] 超分解能スペクトル推定器 23は、式（35)の評価関数のピーク探索を行って周波数を取得する。

[0089] このように MUSICによっても FFTと同様にスペクトルが得られる。したがって超分解能スペクトル推定器 23の出力結果に対して帯域選択処理器 19において、 CFCと BSCに分類し、さらにその絶対値のピークとなる周波数値力も距離 ·速度検出器 20 において移動する外部目標の距離と速度、さらに静止する外部目標の距離を算出する。

[0090] また最尤推定法 (ML)でも MUSICと同様にスペクトルが得られるので、超分解能スペクトル推定器 23で MLを用いるように構成しても、帯域選択処理器 19の処理にお!、て変わるところはな!/、。

[0091] 一方， ESPRIT法を用いる場合は、スペクトルピークとなる周波数値が直接得られる。そこで、 ESPRIT法を用いて超分解能スペクトル推定器 23を構成する場合は、帯域選択処理器 19において超分解能スペクトル推定器 23の出力結果である周波数値を CFCと BSCの、ずれに含まれるかを選別するようにする。

[0092] この場合、 HPF21を用いることで、多くの反射波からなるクラッタが予め抑圧されている。その結果、超分解能スペクトル推定法の適用にあたり，その波数はパルス幅内に存在する移動目標数に限定され，超分解能スペクトル推定法を適用しやすくなる、という効果が生ずる。したがって、これらの超分解能スペクトル推定法では， FFTによるスペクトル推定に比べ分解能の高いスペクトル推定が可能となる.すなわち同じ掃引帯域 Bを用いた場合において FFTを用いた場合に比べ目標距離'速度の分解能が向上し，近接した目標が分離可能となる。

産業上の利用可能性

以上のように、この発明は、例えば自動車搭載用レーダ装置を初めとする複数の目標の位置、速度を分離して測定するレーダ装置に適用することが可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 周波数変調を伴う基準連続波に基づくパルス送信波を生成してこのパルス送信波を空間に放射し、外部目標に反射されたこのパルス送信波を受信して受信信号を取得するとともに、取得した受信信号と上記基準連続波とを混合して得たビート信号の周波数を求めてこの周波数力上記外部目標の距離及び速度を算出するレーダ装置において、

を備えたことを特徴とするレーダ装置。

[2] 請求の範囲第 1項に記載のレーダ装置において、

上記帯域選択処理手段は、上記スペクトル拡がりの範囲に含まれる周波数成分を第 1の周波数成分、上記スペクトル拡がりの範囲に含まれない周波数成分を第 2の周波数成分として分類し、

上記距離'速度算出手段は、第 1の周波数成分に基づく移動目標の相対距離及び相対速度の算出と、上記第 2の周波数成分に基づいて静止目標の相対距離の算出と、の少なくとも何れか一方を行う、

ことを特徴とするレーダ装置。

[3] 請求の範囲第 1項に記載のレーダ装置において、

上記帯域選択処理手段は、距離誤差によるスペクトル拡がりと角度誤差によるスぺクトル拡がりとの少なくとも何れか一方に基づいて上記スペクトル拡がりの範囲を設定する、

ことを特徴とするレーダ装置。

[4] 請求の範囲第 1項に記載のレーダ装置において、

上記ビート信号の周波数成分の一部を遮断するフィルタと、

上記フィルタにより周波数成分の一部を遮断されたビート信号を周波数解析して周波数成分を出力する周波数解析手段とを備え、

上記帯域選択処理手段は、上記スペクトル拡がりに基づいて、上記周波数解析手段が出力した周波数成分を分類する、

ことを特徴とするレーダ装置。

[5] 請求の範囲第 4項に記載のレーダ装置において、

上記フィルタはハイパスフィルタである、

ことを特徴とするレーダ装置。

[6] 請求の範囲第 4項に記載のレーダ装置において、

上記フィルタは適応フィルタである、

ことを特徴とするレーダ装置。

[7] 請求の範囲第 4項に記載のレーダ装置において、

上記周波数解析手段は、超分解能スペクトル推定処理を行う、

ことを特徴とするレーダ装置。