WO2006011288A1 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

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WO2006011288A1
WO2006011288A1 PCT/JP2005/009555 JP2005009555W WO2006011288A1 WO 2006011288 A1 WO2006011288 A1 WO 2006011288A1 JP 2005009555 W JP2005009555 W JP 2005009555W WO 2006011288 A1 WO2006011288 A1 WO 2006011288A1
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power supply
circuit
voltage
discharge lamp
current
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PCT/JP2005/009555
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Yasuhiro Nukisato
Takashi Ohsawa
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H02M1/0087—Converters characterised by their input or output configuration adapted for receiving as input a current source

Definitions

  • the present invention relates to a discharge lamp used as a headlamp of an automobile or the like, or a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp used as an illumination lamp or street lamp in an indoor / outdoor facility, warehouse, factory, etc.
  • the present invention relates to a discharge lamp lighting device in which a current supplied from a DC power source that operates the lighting device is controlled based on a total current value flowing to a load.
  • high-intensity discharge lamps such as metal halide bulbs, high-pressure sodium bulbs, and mercury bulbs have advantages such as high luminous flux, high lamp efficiency, and long life. Therefore, it has been used for lighting and street lamps in indoor and outdoor facilities, warehouses and factories. Particularly in recent years, it is also being used as a headlamp for vehicles such as automobiles. In order to light up this type of discharge lamp, it is necessary to apply a predetermined voltage to the bulb at the start-up, and to superimpose a high-voltage start pulse, which is a stable function for stably lighting the discharge lamp.
  • DC-DC converter DC-DC converter, etc.
  • AC power supply circuit AC power supply circuit
  • igniter starting circuit
  • DC-DC converter DC power supply circuit
  • DC-DC converter DC-DC converter
  • AC power supply circuit AC power supply circuit
  • igniter starting circuit
  • a current detection resistor is provided on the primary feeder side to detect the input current (power supply current) to the DC power supply circuit.
  • a current limit control unit is provided for performing current limitation on the input current to the DC power supply circuit in accordance with the detection signal to prevent overcurrent from the DC power supply (see, for example, Patent Document 2).
  • Patent Documents 3 to 6 As conventional techniques related to power supply in the discharge lamp lighting device.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-43989
  • Patent Document 2 JP-A-7-169585
  • Patent Document 3 JP-A-6-188078
  • Patent Document 4 Japanese Patent Laid-Open No. 9-223590
  • Patent Document 5 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-110384
  • Patent Document 6 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2003-323992
  • a conventional discharge lamp lighting device is configured as described above, and in particular, Conventional Example 1 is a technique for preventing overcurrent against a ground fault. For reasons other than ground faults, it is excluded.
  • the step-up DCZDC converter used in the DC power supply circuit (DC-DC converter) of the conventional example 1 is a single-unit step-up transformer.
  • the improved step-up transformer has the advantage that the core with fewer wires can be made smaller and more convenient. Therefore, if the current detection resistor can be provided between the direct current power source and the lighting device as in the conventional example 2 in the configuration of the conventional example 1, it is advantageous that the effect of the conventional example 2 can be achieved.
  • the load current of the DC power supply is a DCZDC converter transformer in which the primary and secondary windings are separated. Unlike the conventional example # 2, it flows not only to the DC power supply circuit but also to the subsequent inverter circuit. In other words, the load current from one DC power supply is shunted to multiple load circuits such as DC power supply circuit and inverter circuit. Will be. For this reason, even if a current detection resistor is provided between the DC power supply and the lighting device as in conventional example 2, the potential on the load side of this current detection resistor fluctuates with the current, and this fluctuation causes the output flowing to the inverter circuit. The potential across the resistor for current detection also fluctuated, and there was a problem that the power supply current could not be detected accurately due to these fluctuations.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, as in the case where a single step-up transformer is used as a transformer forming a DC power supply circuit (DC-DC converter).
  • a discharge lamp lighting device configured to shunt load current from a single DC power supply to multiple load circuits such as a DC power supply circuit and an inverter circuit, the power supply current supplied to this single DC power supply can be accurately measured.
  • the purpose is to obtain a discharge lamp lighting device that controls the current supplied from the DC power source based on the detection result.
  • a discharge lamp lighting device connects a plurality of load circuits to a DC power supply, converts a voltage from the DC power supply into a predetermined DC voltage, converts the voltage to an AC voltage, and supplies the AC voltage to the discharge lamp.
  • a power supply circuit and a starter circuit that generates a high-voltage pulse to superimpose and apply the high-voltage pulse to the discharge lamp to start discharge, and the control unit is based on a total value of currents flowing through a plurality of load circuits.
  • the DC power supply also controls the supplied current.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 relates to a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • (A) is a current waveform diagram of a primary side current detection resistor (R1), and
  • (b) is an output current detection resistor (R2). It is a current waveform diagram
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a total current detector of the discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a current detector of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 2 of the present invention. is there.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a current detector of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a current detector of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a current detector of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 8 is a timing relationship diagram between a current (a) supplied from a DC power supply and an output signal (b) of a comparator, for a discharge lamp lighting device according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • this discharge lamp lighting device consists of DC power supply 1, DC power supply circuit 2, inverter circuit 3, igniter 4, primary-side current detection resistor 5 (R1), and output current detection resistor 6 (R2).
  • the current detection unit 7 and the control unit 8 are included.
  • the DC power source 1 is a DC power source such as a battery having a DC voltage Vb.
  • the DC power supply circuit 2 is a DC-DC converter.
  • a single-unit step-up transformer 21 (hereinafter referred to as “single transformer 21”) and the AC voltage generated in the single transformer 21 are converted into a direct current voltage.
  • DC power source 1 power applied to the primary side of single transformer 21 It is converted to DC voltage Vo and output from the secondary side of this single transformer 21.
  • the inverter circuit 3 includes an H bridge circuit including four FETs 31, 32, 33, and 34, and an H bridge circuit. It is composed of the bridge circuit FET31, 34 and FET32, 33, which are alternately turned on and off, and the H bridge driver 35, which converts the DC voltage Vo from the DC power supply circuit 2 into a rectangular AC voltage. Convert.
  • the DC power supply circuit 2 and the inverter circuit 3 form a power supply circuit in a broad sense in a discharge lamp lighting device.
  • the igniter 4 generates a high voltage pulse for start-up based on the voltage from the DC power supply circuit 2, applies it to the discharge lamp 9 to start discharge, and applies this high voltage pulse to the discharge lamp 9. To start lighting.
  • the primary-side current detection resistor 5 (R1) forms the first load current detection means, and the primary-side current of the single transformer 21 of the DC power supply circuit 2 that flows by the DC voltage Vb of the DC power supply 1 is obtained. Detect as a voltage signal. This current is the load current of the DC power source 1.
  • Figure 2 (a) shows an example of the current waveform that flows through the primary-side current detection resistor 5 (R1).
  • the output current detection resistor 6 forms a second load current detection means, and detects the output current of the inverter circuit 3 and subsequent flowing through the DC voltage Vb of the DC power source 1 as a voltage signal. This output current also detects the current force flowing through the inverter circuit 3, but the inverter circuit
  • Figure 2 (b) shows an example of the current waveform that flows through the output current detection resistor 6 (R2).
  • the maximum current value (Im2) is approximately 0.4 A, and one cycle (T2) is approximately 1.25 ms. Indicates that current is flowing.
  • the total current detection unit 7 includes a primary-side current detection resistor 5 (R1) and an output current detection resistor 6
  • the control unit 8 controls the output power by switching the switching transistor 24 of the DC power supply circuit 2 based on the total current value detected by the total current detection unit 7, thereby controlling the output power from the DC power supply 1. Controls the current supplied lb.
  • FIG. 3 shows the circuit configuration of the total current detector 7A of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment. It is a chart.
  • this total current detection is composed of resistors 701 (R3), 702 (R4), 703 (R5), 704 (R6), and amplifier 705 to form a summing amplifier circuit. ing.
  • the amplifier 705 is composed of, for example, an operational amplifier (op amp).
  • the resistor 701 (R3) is connected to the primary current detection resistor 5 (R1)
  • the resistor 702 (R4) is connected to the output current detection resistor 6 (R2).
  • the voltage signal of the primary side current of the DC power supply circuit 2 detected by the primary side current detection resistor 5 (R1) through these both resistors 701 (R 3) and 702 (R4), and the output current detection resistor 6 The voltage signal of the output current after inverter circuit 3 detected in (R2) is combined, and this combined voltage signal is input to the positive phase input terminal (+ terminal) of amplifier 705.
  • resistors 703 (R5) and 704 (R6) are connected to the negative phase input terminal (-terminal) as shown in the figure.
  • the signal Sa of the total current value output from the amplifier 705 is sent to the control unit 8, and the control unit 8 performs switching control of the switching transistor 24 of the DC power supply circuit 2 based on the signal Sa of the total current value.
  • the control unit 8 controls the output power so that the DC voltage Vo of the DC power supply circuit 2 is maintained substantially constant within the overcurrent limit value of the DC power supply 1 set in advance by the signal Sa of the total current value.
  • the output power of the DC power supply circuit 2 is limited and the current supplied from the DC power supply 1 is limited.
  • the primary side of the DC power supply circuit 2 from the DC power supply 1 The primary current value that is shunted to the primary side is detected by the primary current detection resistor 5, while the output current value that is shunted from the DC power supply 1 to the inverter circuit 3 and later is detected by the output current detection resistor 6, and these are detected.
  • the total current value flowing to the load circuits such as the DC power supply circuit 2 and the inverter circuit 3 is detected by the total current detection unit 7, and this detected total current is detected.
  • the control unit 8 is configured to control the output power by controlling the switching transistor 24 of the DC power supply circuit 2 based on the value, so that the current lb supplied from the DC power supply 1 is controlled.
  • a discharge lamp lighting device configured to divert load current from a single DC power source 1 to a plurality of load circuits such as a DC power source circuit 2 and an inverter circuit 3 as when a single transformer 21 is used for 2 .
  • This one straight It can accurately detect the current value corresponding to the power supply current value flowing out of the power supply 1, the current lb supplied from the DC power source 1 to the detection result based on can be appropriately controlled.
  • the control unit 8 limits the output power of the DC power circuit 2 and is supplied from the DC power source 1. Since it is configured to limit the overcurrent against the current, it is possible to protect the load circuit such as the DC power supply 1 and the DC power supply circuit 2 from overcurrent force.
  • the total current detection unit 7A adds each signal of the primary side current value detected by the primary side current detection resistor 5 and the output current value detected by the output current detection resistor 6 by the amplifier 705. Since it is configured to amplify, and both are added without error with a simple circuit configuration, it is possible to accurately detect the current value corresponding to the power supply current value flowing out to multiple load circuits. .
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the total current detection unit 7B of the discharge lamp lighting device according to Embodiment 2 of the present invention. Components identical to those in FIG. 3 are given the same reference numerals, and explanations of those identical components are omitted.
  • the total current detector 7B is the same amplifier as in FIG.
  • a comparator 706 is provided after the summing amplifier circuit composed of 705, etc., and an integration circuit consisting of a resistor 707 (R7) and a capacitor 708 (C1) is added to this comparator 706 to add an integration function. It is a thing.
  • This integration circuit as an integration function is provided so as not to react to instantaneous fluctuations such as noise.
  • Comparator 706 is composed of an operational amplifier, for example, and its positive phase input terminal (+ terminal) is set to a voltage Vs obtained by dividing DC voltage Vcc by resistors 709 (R8) and 710 (R9). is doing.
  • This voltage Vs is the reference setting value for overcurrent determination (hereinafter referred to as “reference setting value Vs”).
  • This reference set value Vs is divided using a stabilized DC voltage Vcc such as 3V or 5V, etc., so that it becomes a stable reference set value Vs without fluctuation.
  • a comparator circuit is formed by the comparator 706, the resistor 709 (R8), the resistor 710 (R9), and the like.
  • the total current value signal Sa output from the amplifier 705 is input to the negative-phase input terminal (one terminal) of the comparator 706 via the resistor 707 (R7), and the positive-phase input terminal (+ Is compared with the reference set value Vs set to the terminal.
  • the signal Sa of the total current value is subjected to integration by the integrating circuit consisting of the resistor 7 07 (R7) and the capacitor 708 (C1).
  • the vessel 706 is avoided from this effect. For example, even if the signal Sa of the total current value becomes an instantaneous large current due to the influence of noise or the like, the comparator 706 is not affected by this.
  • the constants of the resistor 707 (R7) and capacitor 708 (C1) that determine the time constant of this integration circuit can be set arbitrarily, and the required response characteristics can be easily realized by optimizing this constant setting. .
  • the comparator 706 sets the control unit 8 to the normal control state.
  • the control unit 8 shown in FIG. 1 controls the output power by switching the switching transistor 24 so that the DC voltage Vo of the DC power supply circuit 2 is maintained substantially constant, and the output power is supplied from the DC power supply 1. To control the current lb.
  • the comparator 706 outputs a signal (Sb) for instructing overcurrent limitation to the control unit 8.
  • the control unit 8 controls the switching transistor 24 of the DC power supply circuit 2 according to the input instruction signal to limit the output power, and limits the overcurrent to the current supplied from the DC power supply 1.
  • the total current detection unit 7B detects the primary current value detected by the primary current detection resistor 5 and the output current detection resistor 6.
  • Each signal of the output current value is added and amplified by the amplifier 705, and the output of this amplifier 705 is input to the comparator 706 via the resistor 707 (R7) forming the integrating circuit and compared with the reference set value Vs. 6 indicates that when the output from the amplifier 705 exceeds the reference set value Vs, the output power of the DC power supply circuit 2 is limited, and a signal Sb for instructing the overcurrent limit for the current supplied from the DC power supply 1 is sent to the control unit. Since it is configured to output to 8, the primary current of the DC power supply circuit 2 is reduced, thereby limiting the current that flows out of the DC power supply 1 and the load on the DC power supply 1 and DC power supply circuit 2 etc. The circuit can be protected against overcurrent.
  • the comparator 706 is provided with a resistor 707 (R7), a capacitor 708 (C1), and an integrating circuit that also has a force, so that the signal Sa of the total current value from the amplifier 705 is, for example, noise or the like. Even if the instantaneous current becomes large due to the influence of the above, the comparator 706 can be prevented from being affected by this influence.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the total current detection unit 7C of the discharge lamp lighting device according to Embodiment 3 of the present invention. Components identical to those in FIG. 3 are given the same reference numerals, and explanations of those identical components are omitted.
  • the total current detection unit 7C includes an amplifier 711 (hereinafter referred to as “amplifier”) that amplifies a voltage signal representing the output current after the inverter circuit 3 detected by the output current detection resistor 6 (R2).
  • “first amplifier 711” is provided, and the amplified output is connected to the amplifier 705 (hereinafter referred to as this embodiment) that forms the summing amplifier circuit of FIG. 3 via the resistor 712 (R10).
  • the voltage amplification factor ⁇ 2 of the second amplifier 705 operating as a positive phase amplifier Is not necessarily the same as in Fig. 3.
  • the resistor for setting the amplification is changed from the configuration in Fig. 3 and the resistors are 713 (R11) and 714 (R12)
  • the primary-side current detection resistor 5 (R1) and the output current detection resistor 6 (R2) have as low resistance as possible in order to reduce power consumption.
  • the lower the resistance the smaller the voltage drop and the lower the current detection accuracy.
  • the current flowing through the output current detection resistor 6 (R2) is very small compared to the current flowing through the primary side current detection resistor 5 (R1). Therefore, by amplifying the voltage signal from the output current detection resistor 6 (R2) by the first amplifier 711, even if the output current detection resistor 6 (R2) has a low resistance, the current detection accuracy is lowered. It will be avoided.
  • the voltage signal output from the first amplifier 711 passes through the resistor 712 (R10), and the voltage signal from the primary-side current detection resistor 5 (R1) input through the resistor 701 (R3).
  • This combined voltage signal is input to the positive phase input terminal (+ terminal) of the second amplifier 705, and the operation is the same as in FIG.
  • the second amplifier 705 from the second amplifier 705, the primary side current of the DC power supply circuit 2 flowing in the primary side current detection resistor 5 (R1) and the inverter circuit 3 and subsequent channels flowing in the output current detection resistor 6 (R2)
  • a signal Sc of the total current value obtained by adding the output current is detected and output to the control unit 8.
  • the operation of the control unit 8 is as described in FIG.
  • the ratio of each resistor taking into account the voltage amplification degree K of the first amplifier 711,
  • the total current detection unit 7C amplifies the signal of the output current value detected by the output current detection resistor 6 using the first amplifier 711, and Since the amplifier 711 output signal and the primary current value signal detected by the primary current detection resistor 5 are added and amplified by the second amplifier 705, the output current detection resistor 6 (R2) can be used to reduce power consumption. Even if the resistance is low, the current detection accuracy can be prevented from being lowered, and the second amplifier 705 can obtain a summed amplified output with little error.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the total current detection unit 7D of the discharge lamp lighting device according to Embodiment 4 of the present invention. The same parts as those in FIG. 3 or FIG. The description with the same sign is omitted.
  • the total current detection unit 7D includes an overcurrent determination function by the comparator 706 described in the second embodiment (FIG. 4) and an increase described in the third embodiment (FIG. 5). This is provided with an amplifying function by the width device 711.
  • the operation of the portion composed of the resistor 701 (R3), the amplifier 711, and the resistor 712 (R10) in FIG. 6 is as described in FIG. 5 and the primary side current that has passed through the resistor 701 (R3).
  • the voltage signal obtained by synthesizing the voltage signal from the detection resistor 5 (R1) and the voltage signal from the output current detection resistor 6 (R2) via the amplifier 711 and the resistor 712 (R10) is composed of, for example, an operational amplifier. Input to the negative phase input terminal (one terminal) of comparator 715.
  • the positive phase input terminal (+ terminal) of this comparator 715 has a reference set value Vs for overcurrent determination, which is obtained by dividing the DC voltage Vcc by resistors 716 (R13) and 717 (R14), as in Fig. 4. Is set. Similarly to FIG. 4, this reference set value Vs is divided by using a stabilized DC voltage Vcc such as 3V or 5V, etc., to obtain a stabilized reference set value Vs having no fluctuation.
  • the comparator 715, the resistor 716 (R13), the resistor 717 (R14), etc. form a comparator circuit.
  • the comparator 715 is provided with an integration circuit formed by resistors 701 (R3) and 712 (R10) and a capacitor 708 (C1) to reduce instantaneous fluctuations such as noise. I try not to react.
  • the operation of the comparator 715 is basically the same as that of the comparator 706 in FIG. 4, and is input through an integrating circuit composed of resistors 701 (R3) and 712 (R10) and a capacitor 708 (C1).
  • the comparator 715 sets the control unit 8 to the normal control state.
  • the control unit 8 shown in FIG. 1 controls the output power by switching the switching transistor 24 so that the DC voltage Vo of the DC power supply circuit 2 is maintained substantially constant, and is supplied from the DC power supply 1.
  • control unit 8 follows the input instruction signal to switch the switching power supply of the DC power supply circuit 2.
  • the output power is limited by switching control of the transistor 24, and overcurrent is limited to the current supplied from the DC power supply 1.
  • the comparator 715 may use the second amplifier 705 described in Embodiment 3 (FIG. 5) as the comparator 715. In this case, the amplifier 711 may be deleted. Thus, the adder amplifier and the overcurrent detection comparator can be integrated. Further, the integrated amplifier composed of the capacitor 708 (C1) or the like may be attached to the integrated adder amplifier.
  • the total current detection unit 7D amplifies the signal of the output current value detected by the output current detection resistor 6 using the first amplifier 711, and 1
  • the signal obtained by combining the output signal of the amplifier 711 and the primary current value signal detected by the primary current detection resistor 5 is input to the comparator 715 and compared with the reference set value Vs.
  • the unit 715 limits the output power of the DC power supply circuit 2 and instructs the current supplied from the DC power supply 1 to limit overcurrent. Since it is configured to output Se to the control unit 8, the primary current of the DC power supply circuit 2 is reduced, thereby limiting the current that flows out of the DC power supply 1, and the DC power supply 1 and DC power supply circuit 2 etc. load circuit can be protected from overcurrent.
  • the comparator 715 is provided with an integrating circuit composed of resistors 701 (R3), 712 (R10) and a capacitor 708 (C1), so that the signal Sd of the total current value is, for example, noise.
  • the comparator 715 can be prevented from being affected by an instantaneous large current due to the influence of the above.
  • the adder amplifier and the overcurrent detection comparator are integrated.
  • the integration circuit having the equal force of the capacitor 708 (C1) it is possible to provide a reaction characteristic that does not react to an instantaneous large current.
  • the functions of current addition, comparison, and reaction characteristics required for overcurrent limiting can be realized with a simple configuration.
  • FIG. 7 shows the circuit of the total current detector 7E of the discharge lamp lighting device according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 7 The same parts as those in FIG. 3, FIG. 5 or FIG. 6 are given the same reference numerals, and explanations of these same reference numerals are omitted.
  • the total current detection unit 7E includes a transistor (PNP type) 718 and a base voltage setting resistor 719 (R15) and a transistor 718 for the configuration of the fourth embodiment.
  • a resistor 720 (R16) is provided. This component forms an integrator circuit voltage setting means!
  • the purpose of the transistor 718 and the like is to improve the response to the integration circuit formed by the resistors 701 (R3) and 712 (R10) and the capacitor 708 (C 1) in the comparator 715.
  • the improvement in responsiveness using the transistor 718 and the like is described with reference to FIG.
  • Fig. 8 is a timing relationship between the current lb (Fig. 1) supplied from the DC power source 1 and the output signal Sf with respect to the time of the comparator 715, and (a) shows the former current lb. , (B) shows the latter output signal (voltage signal) Sf.
  • the current lb must be an overcurrent !, low before the timing ta !, and the input current (steady current) Ibl is turned on between the collector (C) and the emitter (E) Short capacitor 708 (C1).
  • Ve ⁇ (R16 -Vcc) / (R15 + R16) ⁇ + 0.7 (V)
  • FIG. 8 (b) shows the above-mentioned emitter voltage Ve in the ON state.
  • This emitter voltage V e is also the level of the output signal Sf of the comparator 715, and is a constant value as long as the power supply voltage Vcc does not fluctuate. It becomes. Therefore, when the current lb becomes the overcurrent Ib2 after the timing ta, the level at the start of falling is the above-mentioned emitter voltage Ve. As a result, the fall time until reaching the output signal Sfo to start overcurrent limit becomes Tn.
  • the downward slope is determined by the integration constants of the resistors 701 (R3) and 712 (R10) and the capacitor 708 (C1), as in the case where the transistor 718 is not provided.
  • the fall time Tn means that it is possible to shorten the time for starting the overcurrent limit, which is shorter than the fall time Tm when the transistor 718 is not provided, and to speed up the response of the overcurrent limit. .
  • the total current detection unit 7E has a resistance provided in the comparator 715 with respect to the configuration of the total current detection unit 7D in the fourth embodiment (FIG. 6). Since the integration circuit voltage setting means for limiting the output voltage of the integration circuit formed by 701 (R3), 71 2 (R10) and the capacitor 708 (C1) is provided, the output of the integration circuit (transistor 718 Since the emitter is previously limited to the predetermined voltage (Ve) and is waiting, the time until the comparator 715 outputs the signal Sf instructing the start of the overcurrent limit to the control unit 8 is shortened. be able to. As a result, it is possible to realize an integration circuit that responds quickly to a continuous overcurrent without reacting to an instantaneous large current, and can perform overcurrent limitation with quick response.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 6 of the present invention, which is a discharge lamp lighting device for lighting left and right headlamps of an automobile.
  • the DC power supply 1 is loaded with the DC power supply circuit 2 and the inverter circuit 3 in the discharge lamp lighting device including one discharge lamp lighting circuit.
  • the discharge lamp lighting device according to the sixth embodiment shown in FIG. 9 includes two discharge lamp lighting circuits, and each of the two discharge lamp lighting circuits is used as a load of the DC power source 1.
  • the discharge lamp lighting device includes a DC power source 11, a first discharge lamp lighting circuit 12, a second discharge lamp lighting circuit 13, and a first load current detection resistor 14 (R12 1 ), The second load current detection resistor 15 (R131), the total current detection unit 16 and the control unit 17, and the first discharge lamp lighting circuit 12 lights the discharge lamp 18 for the right headlamp of the automobile.
  • the second discharge lamp lighting circuit 13 is for lighting a discharge lamp 19 for a left headlamp of an automobile.
  • the DC power source 11 corresponds to the DC power source 1 of FIG. 1, and is a DC power source such as a knottery, for example, of the DC voltage Vb.
  • the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 13 have the same configuration, and the transformer 121 (131) of the DCZDC converter for boosting in which the primary side and the secondary side are separated from each other MOS FET switching transistor 122 (132) that performs switching operation for this transformer 121 (131), rectifier diode 123 (133) that converts the AC voltage generated in this transformer 121 (131) to DC voltage, and smoothing
  • the DC voltage Vb applied from the DC power supply 11 to the primary side of the transformer 121 (131) is converted into a DC voltage Vo of a predetermined voltage value by using the power of the capacitor 124 (134) for the transformer 121 (131).
  • a DC power supply circuit that outputs from the secondary side, and an inverter circuit 125 (135) that converts the DC voltage Vo converted to DC by the rectifier diode 123 (133) and the smoothing capacitor 124 (134) into rectangular wave AC, Based on the rectangular wave AC converted by this inverter circuit 125 (13 5) It comprises an igniter 126 (136) for generating a high voltage pulse for starting and applying it to the discharge lamp 18 (19) to start discharge.
  • Each of the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 13 uses a transformer 121 (131) in which the primary side and the secondary side are separated from each other, except for the above point. The part is basically the same as the configuration in FIG.
  • the DC power supply circuit and the inverter circuit 125 (135) form a power supply circuit in a broad sense in this discharge lamp lighting device.
  • the first load current detection resistor 14 (R121) and the second load current detection resistor 15 (R1 31) form load current detection means, respectively, from the DC voltage Vb of the DC power supply 11 to the first
  • the current flowing to the discharge lamp lighting circuit 12 or the second discharge lamp lighting circuit 13 is detected as a voltage signal.
  • These currents are load currents of the DC power supply 11.
  • the total current detection unit 16 corresponds to the total current detection unit 7 of FIG. 1, and the load detected by the first load current detection resistor 14 (R121) and the second load current detection resistor 15 (R131). Based on the current, the total current value flowing to these multiple load circuits is detected.
  • the control unit 17 corresponds to the control unit 8 of FIG. 1, and based on the total current value detected by the total current detection unit 16, the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 13 The current lb supplied from the DC power supply 11 is controlled by each switch.
  • the specific internal configuration of the total current detection unit 16 shown in FIG. 9 corresponds to the total current detection unit 7A described in the first embodiment (FIG. 3), and resistors 161 (R161), 162 (R162), 163 (R163 ), 164 (R164), and an amplifier 165 composed of, for example, an operational amplifier, forming an addition amplifier circuit.
  • the resistor 161 (R161) is connected to the first load current detection resistor 14 (R121), and the resistor 162 (R162) is connected to the second load current detection resistor 15 (R131).
  • the voltage signal of the load current of the first discharge lamp lighting circuit 12 detected by the first load current detection resistor 14 (R121) through these resistors 161 (R161) and 162 (R162) 2 is combined with the voltage signal of the load current of the second discharge lamp lighting circuit 13 detected by the load current detection resistor 15 (R131), and this combined voltage signal is combined with the positive phase input terminal (+ Terminal).
  • Resistors 163 (R163) and 164 (R164) are connected to the negative phase input terminal (one terminal) as shown in the figure, and this amplifier 165 is a positive phase amplifier similar to the total current detection unit 7A.
  • the amplifier 165 amplifies the first load current detection resistor 14 (R121) from the amplifier 165 to load current of the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second load current detection resistor. 15, a signal Sg having a total current value obtained by adding the load current of the second discharge lamp lighting circuit 13 flowing in (R131) is detected and output. As a result, a signal Sg having a total current value corresponding to the current lb supplied from the DC power supply 11 is obtained.
  • the total current value signal Sg output from the amplifier 165 is sent to the control unit 17, and the control unit 17 uses the total current value signal Sg to generate the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second
  • the current lb supplied from the DC power source 11 is controlled by controlling the switching power of the switching transistors 122 and 132 of the discharge lamp lighting circuit 13 and controlling the output power.
  • the control unit 17 determines the DC output voltage Vo of each of the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 13 within the overcurrent limit value of the DC power source 1 set by the signal Sg of the total current value.
  • the output power is controlled so as to maintain a substantially constant value.On the other hand, when the total current value signal Sg exceeds this overcurrent limit value, the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp are lit.
  • the output power of each DC power supply circuit of circuit 13 is limited, and overcurrent is limited to the current supplied from DC power supply 11.
  • the force that the specific internal configuration of the total current detection unit 16 corresponds to the total current detection unit 7A of the first embodiment is not limited to this. It may be equivalent to the total current detection unit 7B of the form 2 (FIG. 4).
  • the comparator 706 of the total current detector 7B may have an amplification function so that the adder amplifier and the overcurrent detector comparator are integrated (not shown).
  • the integration circuit voltage setting means described in the fifth embodiment may be added to the capacitor 708 (C1) forming the integration circuit of the total current detection unit 7B! / (Not shown) )
  • the configuration of FIG. 9 is a force in which the load of the DC power source 11 is made into two systems of the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 13 having the same configuration.
  • the total current detector 16 detects the total current value by adding and summing the load currents from these three or more loads, and based on the detected total current value, the three or more systems as described above. Switching control of each switching transistor of the DC power supply circuit in the load of!
  • the current value shunted from the DC power source 11 to the first discharge lamp lighting circuit 12 is detected by the first load current detection resistor 14, while the DC The current value shunted from the power source 11 to the second discharge lamp lighting circuit 13 is detected by the second load current detection resistor 15, and the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 12 are detected based on the detected current values. 2 free
  • the total current value flowing to the load circuit such as the lamp lighting circuit 13 is detected by the total current detection unit 16, and the control unit 17 uses the detected total current value to control the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp.
  • the lighting circuit 13 controls the switching transistors 122 and 132 of the lighting circuit 13 to control the output power, the current lb supplied from the DC power supply 11 is controlled.
  • the power supply current value flowing out from this single DC power source 11 is The corresponding current value can be accurately detected, and the current lb supplied from the DC power supply 11 can be appropriately controlled based on the detection result.
  • the control unit 17 causes the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 13 to be set. Since the output power of each DC power supply circuit is limited and the overcurrent is limited to the current supplied from the DC power supply 11, the DC power supply 11, the first discharge lamp lighting circuit 12, and the second discharge lamp are configured. The load circuit such as the lamp lighting circuit 13 can be protected from overcurrent.
  • the detection circuit using the first load current detection resistor 14 and the detection circuit using the second load current detection resistor 15 are independent of each other, each of them is an accurate current without interfering with each other. Can be detected.
  • the total current detection unit 16 has the same configuration as the total current detection unit 7A (Embodiment 1) or the total current detection unit 7B (Embodiment 2). From the DC power supply 11, a plurality of loads such as the first discharge lamp lighting circuit 12 and the second discharge lamp lighting circuit 13 can be obtained while enjoying the effects of the total current detection unit 7A or the total current detection unit 7B. It is possible to accurately detect the current value corresponding to the power supply current flowing into the circuit.
  • the integration circuit voltage setting means of the fifth embodiment (FIG. 7) is added to the integration circuit of the total current detection unit 7B, it is possible to perform the overcurrent limitation with the quick response described above. wear.
  • the discharge lamp lighting device is supplied from one DC power source. It is suitable for accurately detecting the power supply current and controlling the current supplied from the DC power supply based on the detection result.

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Abstract

　直流電源１から直流電源回路２の１次側へ分流する１次側電流値を１次側電流検出用抵抗５で検出し、インバータ回路３以降へ分流する出力電流値を出力電流検出用抵抗６で検出し、これら検出した電流値をもとに直流電源回路２およびインバータ回路３等の複数の負荷回路へ流れる合計電流値を合計電流検出部７で検出し、この検出した合計電流値をもとに制御部８が直流電源回路２のスイッチングトランジスタ２４を制御して出力電力を制御し、直流電源１から供給される電流Ｉｂを制御する。

Description

明 細 書
放電灯点灯装置
技術分野
[0001] この発明は自動車等のヘッドランプとして用いられる放電灯、または屋内外施設、 倉庫、工場等における照明灯や街灯等として用いられる放電灯を点灯する放電灯点 灯装置において、この放電灯点灯装置を作動させる直流電源から供給される電流を 負荷へ流れる合計電流値をもとに制御するようにした放電灯点灯装置に関するもの である。
背景技術
[0002] 放電灯の中でも、メタルハライドバルブ、高圧ナトリウムバルブ、水銀バルブ等の高 輝度放電灯 (HID)は光束が大きいとともにランプ効率も高ぐ更に、寿命が長い等の 利点を有していることから、従来より屋内外施設、倉庫または工場等における照明灯 や街灯等として用いられている。特に近年では、自動車等の車両用の前照灯としても 利用されつつある。この種の放電灯を点灯させるためには、起動時に所定の電圧を バルブに印加したうえに、高電圧の起動パルスを重畳する必要があり、放電灯を安 定に点灯させるための安定ィ匕直流電源回路 (DC— DCコンバータ等)や、直流電圧 を矩形波交流に変換するインバータ回路 (交流電源回路)、起動用高電圧パルスを 発生するためのィグナイタ (起動回路)等を備えている。また、上記直流電源回路お よびインバータ回路等を作動させるために、例えばバッテリー等の直流電源力も電源 供給される。この場合、電源供給は過電流とならないようにする必要がある。この過電 流を防止するようにした従来の放電灯点灯装置として、例えば以下のものがある。
[0003] 従来例その 1として、放電灯の電気配線が何らかの原因で地絡したときのフェイル セーフ作動の技術に関し、放電灯電流検出用の抵抗をインバータ回路を形成する H ブリッジ回路の低電圧共通端子と接地 (GND)間に設けている。ここで上記地絡が発 生すると、上記電流検出用の抵抗により検出され、この検出に従い Hブリッジ回路を 過電流を防止している (例えば、特許文献 1参照)。 [0004] 従来例その 2として、直流電源の電圧が低下したときに、電源電流が過度に増大し ないように電源電流を制限する技術に関し、 1次卷線と 2次卷線とが分離した DCZD Cコンバータのトランスを使用した直流電源回路（DC— DCコンバータ）において、こ の直流電源回路への入力電流 (電源電流）を検出するための電流検出用抵抗を 1次 卷線側に設けるとともに、その検出信号に応じて直流電源回路への入力電流に対す る電流制限を行うための電流制限制御部を設け、直流電源からの過電流を防止して いる（例えば、特許文献 2参照)。
[0005] 上記の他、放電灯点灯装置における電源供給に関連する従来技術として下記の 特許文献 3乃至特許文献 6がある。
[0006] 特許文献 1 :特開 2001— 43989号公報
特許文献 2 :特開平 7— 169585号公報
特許文献 3 :特開平 6— 188078号公報
特許文献 4：特開平 9— 223590号公報
特許文献 5：特開 2002— 110384号公報
特許文献 6：特開 2003 - 323992号公報
[0007] 従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されており、特に従来例その 1は地絡 に対する過電流防止の技術であり、従来例その 2のような直流電源の電圧低下とい つた地絡以外の要因にっ 、ては対象外として 、る。この従来例その 1の直流電源回 路（DC - DCコンバータ)に使用して 、る昇圧用の DCZDCコンバータのトランスは 単卷構成のステップアップ用トランスであり、 DC DCコンバータとしてはこの単卷構 成のステップアップ用トランスの方が卷線が少なぐコアも小形にできるといった利点 があり、好都合である。そこで、この従来例その 1の構成に従来例その 2のように、直 流電源と点灯装置間に電流検出用抵抗を設けることができれば従来例その 2の効果 も発揮でき好都合となる。しかし、 DC/DCコンバータのトランスに単卷構成のステツ プアップ用トランスを使用した場合の直流電源力もの負荷電流は、 1次卷線と 2次卷 線とが分離した DCZDCコンバータのトランスを使用した従来例その 2と異なり、直流 電源回路のみならず後段のインバータ回路等にも流れる。つまり、一つの直流電源 からの負荷電流は直流電源回路およびインバータ回路等の複数の負荷回路へ分流 することとなる。このため、従来例その 2のように直流電源と点灯装置間に電流検出 用抵抗を設けても、この電流検出用抵抗の負荷側の電位は電流とともに変動し、この 変動によりインバータ回路に流れる出力電流検出用の抵抗両端の電位も変動し、こ れら変動等により電源電流を正確に検出することができないという問題があった。
[0008] この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、直流電源回路 (D C - DCコンバータ）を形成するトランスに単卷構成のステップアップ用トランスを使用 した場合のように、一つの直流電源から直流電源回路およびインバータ回路等の複 数の負荷回路へ負荷電流が分流するように構成された放電灯点灯装置において、こ の一つの直流電源力 供給される電源電流を正確に検出し、この検出結果をもとに 直流電源から供給される電流を制御するようにした放電灯点灯装置を得ることを目的 とする。
発明の開示
[0009] この発明に係る放電灯点灯装置は、直流電源に複数の負荷回路を接続し該直流 電源からの電圧を所定の直流電圧に変換後、交流電圧に変換して放電灯に供給す る電源回路と、前記放電灯に放電を開始させるために高電圧パルスを発生させて前 記交流電圧に重畳印加する起動回路とを備え、制御部は複数の負荷回路に流れる 電流の合計値に基づいて前記直流電源力も供給される電流を制御するものである。
[0010] このことによって、直流電源力 複数の負荷回路へ供給される電流を適切に制御 することができるなどの効果がある。
図面の簡単な説明
[0011] [図 1]この発明の実施の形態 1による放電灯点灯装置の基本構成を示す回路図であ る。
[図 2]この発明の実施の形態 1による放電灯点灯装置に関し、 (a)は 1次側電流検出 用抵抗 (R1)の電流波形図、（b)は出力電流検出用抵抗 (R2)の電流波形図である
[図 3]この発明の実施の形態 1による放電灯点灯装置の合計電流検出部の回路構成 図である。
[図 4]この発明の実施の形態 2による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図で ある。
[図 5]この発明の実施の形態 3による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図で ある。
[図 6]この発明の実施の形態 4による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図で ある。
[図 7]この発明の実施の形態 5による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図で ある。
[図 8]この発明の実施の形態 5による放電灯点灯装置に関し、直流電源から供給され る電流 (a)と、比較器の出力信号 (b)とのタイミング関係図である。
[図 9]この発明の実施の形態 6による放電灯点灯装置の回路構成図である。
発明を実施するための最良の形態
[0012] 以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形 態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1.
図 1はこの発明の実施の形態 1による放電灯点灯装置の基本構成を示す回路図で ある。
図 1において、この放電灯点灯装置は、直流電源 1、直流電源回路 2、インバータ 回路 3、ィグナイタ 4、 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)、出力電流検出用抵抗 6 (R2)、 合計電流検出部 7および制御部 8とで構成される。
[0013] 上記構成において、直流電源 1は直流電圧 Vbの例えば、バッテリー等の直流電源 である。
直流電源回路 2は DC— DCコンバータであり、単卷構成のステップアップ用トランス 21 (以下、「単卷トランス 21」とする）と、この単卷トランス 21に発生した交流電圧を直 流電圧にする整流ダイオード 22および平滑用コンデンサ 23と、 MOS形 FETのスィ ツチングトランジスタ 24とで構成され、単卷トランス 21の 1次側に印加された直流電源 1力 の直流電圧 Vbを所定電圧値の直流電圧 Voに変換してこの単卷トランス 21の 2 次側より出力する。
[0014] インバータ回路 3は、 4つの FET31, 32, 33, 34からなる Hブリッジ回路と、この H ブリッジ回路の FET31, 34の組と FET32, 33の組とを交互にオンオフするように制 御する Hブリッジドライバ 35とで構成され、直流電源回路 2からの直流電圧 Voを矩形 波の交流電圧に変換する。直流電源回路 2とインバータ回路 3とは、放電灯点灯装 置における広義の電源回路を形成する。
[0015] ィグナイタ 4は、直流電源回路 2からの電圧をもとに起動用の高電圧パルスを発生 し、放電灯 9へ印加して放電を開始させ、この高電圧パルスを放電灯 9へ印加するこ とにより点灯を開始させる。
[0016] 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)は第 1の負荷電流検出手段を形成し、直流電源 1の 直流電圧 Vbにより流れる直流電源回路 2の単卷トランス 21の 1次側電流を電圧信号 として検出する。この電流は直流電源 1の負荷電流である。
図 2 (a)は 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)に流れる電流波形の例であり、尖頭値 (Ip
1)が約 10Aで、 1周期 (T1)が約 10 sの鋸歯状波電流が流れていることを示す。
[0017] 出力電流検出用抵抗 6 (R2)は第 2の負荷電流検出手段を形成し、直流電源 1の 直流電圧 Vbにより流れるインバータ回路 3以降の出力電流を電圧信号として検出す る。この出力電流はインバータ回路 3に流れる電流力も検出するが、インバータ回路
3、ィグナイタ 4および放電灯 9に流れる電流の総和を意味し、直流電源 1の負荷電 流である。
図 2 (b)は出力電流検出用抵抗 6 (R2)に流れる電流波形の例であり、最大電流値 (Im2)が約 0. 4Aで、 1周期（T2)が約 1. 25msの間歇状電流が流れていることを示 す。
[0018] 合計電流検出部 7は、 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)および出力電流検出用抵抗 6
(R2)で検出した負荷電流をもとにこれら複数の負荷回路へ流れる合計電流値を検 出する。
[0019] 制御部 8は、合計電流検出部 7で検出された合計電流値をもとに直流電源回路 2の スイッチングトランジスタ 24をスイッチング制御してその出力電力を制御することにより 、直流電源 1から供給される電流 lbを制御する。
[0020] 次に合計電流検出部 7の具体的構成例とその動作について説明する。
図 3はこの実施の形態 1における放電灯点灯装置の合計電流検出部 7Aの回路構 成図である。
図 3にお!/ヽて、この合計電流検出咅 7Αίま抵抗 701 (R3) , 702 (R4) , 703 (R5) , 704 (R6)および増幅器 705とで構成され、加算増幅回路を形成している。この増幅 器 705は例えば演算増幅器 (オペアンプ)で構成する。
[0021] 上記構成において、抵抗 701 (R3)は 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)と接続され、ま た、抵抗 702 (R4)は出力電流検出用抵抗 6 (R2)と接続され、これら両抵抗 701 (R 3) , 702 (R4)を介し 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)で検出された直流電源回路 2の 1次側電流の電圧信号と、出力電流検出用抵抗 6 (R2)で検出されたインバータ回路 3以降の出力電流の電圧信号とを合成し、この合成した電圧信号を増幅器 705の正 相入力端子（+端子)へ入力する。また、逆相入力端子（—端子）には抵抗 703 (R5 ) , 704 (R6)を図示のように接続しておく。この増幅器 705で増幅することにより、増 幅器 705からは 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)に流れる直流電源回路 2の 1次側電 流と、出力電流検出用抵抗 6 (R2)に流れるインバータ回路 3以降の出力電流とが加 算された合計電流値の信号 Saが検出され出力される。これにより、直流電源 1から供 給される電流 lbに相当する合計電流値の信号 Saが得られることとなる。
[0022] ここで、演算増幅器を使用した増幅器 705は正相増幅器として作動し、その入出力 間の電圧増幅度 Avは、「Αν= 1 + (R5/R6)」である。
また、各抵抗の比率は 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)および出力電流検出用抵抗 6 (R2)の抵抗値を加味して、「（R2ZR1) = (R4/R3) = (R6/R5)」としてもよ!/ヽ。
[0023] 増幅器 705から出力された合計電流値の信号 Saは制御部 8へ送出され、制御部 8 はこの合計電流値の信号 Saをもとに直流電源回路 2のスイッチングトランジスタ 24を スイッチング制御してその出力電力を制御することにより、直流電源 1から供給される 電流 lbを制御する。この場合、制御部 8は合計電流値の信号 Saが予め設定する直 流電源 1の過電流制限値内では直流電源回路 2の直流電圧 Voを略一定に維持す るように出力電力を制御し、これに対し、合計電流値の信号 Saがこの過電流制限値 を超えたときには、直流電源回路 2の出力電力を制限し、直流電源 1から供給される 電流に対し過電流制限を行う。
[0024] 以上のように、この実施の形態 1によれば、直流電源 1から直流電源回路 2の 1次側 へ分流する 1次側電流値を 1次側電流検出用抵抗 5で検出する一方、直流電源 1か らインバータ回路 3以降へ分流する出力電流値を出力電流検出用抵抗 6で検出し、 これら検出した 1次側電流値および出力電流値をもとに直流電源回路 2およびインバ ータ回路 3等の複数の負荷回路へ流れる合計電流値を合計電流検出部 7で検出し、 この検出した合計電流値をもとに制御部 8が直流電源回路 2のスイッチングトランジス タ 24を制御して出力電力を制御し、直流電源 1から供給される電流 lbを制御するよう に構成したので、この直流電源回路 2に単卷トランス 21を使用した場合のように、一 つの直流電源 1から直流電源回路 2およびインバータ回路 3等の複数の負荷回路へ 負荷電流が分流するように構成された放電灯点灯装置において、この一つの直流電 源 1から流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検出でき、この検出結果 をもとに直流電源 1から供給される電流 lbを適切に制御することができる。
[0025] また、制御部 8は合計電流値の信号 Saが予め設定する直流電源 1の過電流制限 値を超えたときには、直流電源回路 2の出力電力を制限し、直流電源 1から供給され る電流に対し過電流制限を行うように構成したので、直流電源 1や直流電源回路 2等 の負荷回路を過電流力も保護することができる。
[0026] また、 1次側電流検出用抵抗 5による検出回路と出力電流検出用抵抗 6による検出 回路とは各々独立して!/、るため、互いに干渉することなくそれぞれが正確な電流を検 出することができる。
[0027] また、合計電流検出部 7Aは、 1次側電流検出用抵抗 5で検出した 1次側電流値お よび出力電流検出用抵抗 6で検出した出力電流値の各信号を増幅器 705で加算増 幅するように構成し、簡単な回路構成で両者を誤差なく加算するために、直流電源 1 力 複数の負荷回路へ流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検出する ことができる。
[0028] 実施の形態 2.
図 4はこの発明の実施の形態 2による放電灯点灯装置の合計電流検出部 7Bの回 路構成図である。図 3と同一のものについては同一符合を付してあり、これら同一符 合のものについての説明は省略する。
図 4において、この実施の形態 2による合計電流検出部 7Bは、図 3と同一の増幅器 705等で構成される加算増幅回路の後段に比較器 706を設けるとともに、この比較 器 706に対し、抵抗 707 (R7)とコンデンサ 708 (C1)とからなる積分回路を設け、積 分機能を付加したものである。この積分機能としての積分回路はノイズ等の瞬間的な 変動に反応しないようにするために設けるものである。また、比較器 706は例えば演 算増幅器で構成し、その正相入力端子（ +端子）〖こは抵抗 709 (R8)と抵抗 710 (R9 )とにより直流電圧 Vccを分圧した電圧 Vsを設定している。この電圧 Vsは過電流判 定の基準設定値となるものである（以下、「基準設定値 Vs」とする)。この基準設定値 Vsは安定ィ匕された例えば 3Vまたは 5V等の直流電圧 Vccを使用して分圧し、変動の な ヽ安定化された基準設定値 Vsにする。
上記比較器 706と抵抗 709 (R8)および抵抗 710 (R9)等で比較回路を形成して!/ヽ る。
[0029] 以上の構成により、増幅器 705から出力された合計電流値の信号 Saは抵抗 707 ( R7)を介し比較器 706の逆相入力端子（一端子）に入力し、正相入力端子（+端子） に設定された基準設定値 Vsと比較される。この場合、合計電流値の信号 Saは抵抗 7 07 (R7)とコンデンサ 708 (C1)とからなる積分回路による積分作用を受けるため、合 計電流値の信号 Saが瞬間的に変動しても比較器 706はこの影響から回避される。例 えば合計電流値の信号 Saがノイズ等の影響により瞬間的な大電流となっても比較器 706はこの影響を受けない。なお、この積分回路の時定数を定める抵抗 707 (R7)お よびコンデンサ 708 (C1)各々の定数設定は任意であり、この定数設定の適正化によ り、所要の応答特性を容易に実現できる。
[0030] 比較器 706による比較において、抵抗 707 (R7)とコンデンサ 708 (C1)と力もなる 積分回路を経て入力された合計電流値の信号 Saが基準設定値 Vsを超えない範囲 内の場合、比較器 706は制御部 8に対し通常制御の状態に設定する。この設定に従 い、図 1に示す制御部 8は直流電源回路 2の直流電圧 Voを略一定に維持するように スイッチングトランジスタ 24をスイッチング制御して出力電力を制御し、直流電源 1か ら供給される電流 lbを制御する。
上記に対し、比較器 706による比較において合計電流値の信号 Saが基準設定値 Vsを超えた場合、比較器 706は過電流制限を指示する信号 (Sb)を制御部 8へ出力 する。制御部 8は入力されたこの指示信号に従い、直流電源回路 2のスイッチングトラ ンジスタ 24をスイッチング制御して出力電力を制限し、直流電源 1から供給される電 流に対し過電流制限を行う。
[0031] 以上のように、この実施の形態 2によれば、合計電流検出部 7Bは、 1次側電流検出 用抵抗 5で検出した 1次側電流値および出力電流検出用抵抗 6で検出した出力電流 値の各信号を増幅器 705で加算増幅し、この増幅器 705の出力を積分回路を形成 する抵抗 707 (R7)を介し比較器 706へ入力して基準設定値 Vsと比較し、比較器 70 6は増幅器 705からの出力が基準設定値 Vsを超えたときには、直流電源回路 2の出 力電力を制限し、直流電源 1から供給される電流に対し過電流制限を指示する信号 Sbを制御部 8へ出力するように構成したので、直流電源回路 2の 1次側電流等を減 少させ、これにより直流電源 1から流出される電流が制限され、直流電源 1や直流電 源回路 2等の負荷回路を過電流力 保護することができる。
[0032] また、比較器 706に対しては、抵抗 707 (R7)とコンデンサ 708 (C1)と力もなる積分 回路を設けて 、るので、増幅器 705からの合計電流値の信号 Saが例えばノイズ等の 影響により瞬間的な大電流となっても比較器 706はこの影響を受けないようにするこ とがでさる。
[0033] 実施の形態 3.
図 5はこの発明の実施の形態 3による放電灯点灯装置の合計電流検出部 7Cの回 路構成図である。図 3と同一のものについては同一符合を付してあり、これら同一符 合のものについての説明は省略する。
図 5において、この実施の形態 3による合計電流検出部 7Cは、出力電流検出用抵 抗 6 (R2)で検出されたインバータ回路 3以降の出力電流を表す電圧信号を増幅す る増幅器 711 (以下、この実施の形態 3では「第 1の増幅器 711」とする）を設け、その 増幅出力を抵抗 712 (R10)を介し、図 3の加算増幅回路を形成する増幅器 705 (以 下、この実施の形態 3では「第 2の増幅器 705」とする）の正相入力端子（+端子）に 入力して構成したものである。ここで、第 1の増幅器 711は増幅回路を形成し、その 電圧増幅度 Avlは、 Avl =Kとする。
また、図 3と同様に正相増幅器として作動する第 2の増幅器 705の電圧増幅度 Αν2 はこの図 3の場合と必ずしも同一である必要はなぐ例えば、増幅度を設定する抵抗 を図 3の構成とは変え、抵抗 713 (R11)および抵抗 714 (R12)とすれば、その入出 力間の電圧増幅度 Av2は、「Av2= l + (Rl lZR12)」である。
[0034] 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)および出力電流検出用抵抗 6 (R2)は消費電力の軽 減上からは極力低抵抗であることが望ましい。反面、低抵抗にするほどその電圧降 下も小さくなり、電流の検出精度は低下する。また、 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)に 流れる電流に対し出力電流検出用抵抗 6 (R2)に流れる電流は極めて小さい。従つ て、出力電流検出用抵抗 6 (R2)からの電圧信号を第 1の増幅器 711で増幅すること により出力電流検出用抵抗 6 (R2)を低抵抗にしても電流の検出精度の低下を防止 でさることとなる。
[0035] 第 1の増幅器 711から出力された電圧信号は抵抗 712 (R10)を介し、抵抗 701 (R 3)を介して入力される 1次側電流検出用抵抗 5 (R1)からの電圧信号と合成され、こ の合成された電圧信号は第 2の増幅器 705の正相入力端子（+端子）に入力し、以 下、図 3と同様の動作となる。これにより、第 2の増幅器 705からは 1次側電流検出用 抵抗 5 (R1)に流れる直流電源回路 2の 1次側電流と、出力電流検出用抵抗 6 (R2) に流れるインバータ回路 3以降の出力電流とが加算された合計電流値の信号 Scが 検出され制御部 8へ出力される。この制御部 8の動作は図 3で説明した通りである。 また、各抵抗の比率は第 1の増幅器 711の電圧増幅度 Kを加味して、
「（KR2ZR1) = (R10/R3) = (R12/R11)」としてもよ!/ヽ。
[0036] 以上のように、この実施の形態 3によれば、合計電流検出部 7Cは、出力電流検出 用抵抗 6で検出した出力電流値の信号を第 1の増幅器 711で増幅し、この第 1の増 幅器 711の出力信号と 1次側電流検出用抵抗 5で検出した 1次側電流値の信号とを 第 2の増幅器 705で加算増幅するように構成したので、出力電流検出用抵抗 6 (R2) を消費電力の軽減上力 低抵抗にしても電流の検出精度の低下を防止することがで き、第 2の増幅器 705から誤差の少ない加算増幅出力を得ることができる。
[0037] 実施の形態 4.
図 6はこの発明の実施の形態 4による放電灯点灯装置の合計電流検出部 7Dの回 路構成図である。図 3または図 5と同一のものについては同一符合を付してあり、これ ら同一符合のものにっ 、ての説明は省略する。
図 6において、この実施の形態 4による合計電流検出部 7Dは、実施の形態 2 (図 4) で説明した比較器 706による過電流判定機能と、実施の形態 3 (図 5)で説明した増 幅器 711による増幅機能とを設けて構成したものである。
[0038] 図 6中の抵抗 701 (R3)、増幅器 711および抵抗 712 (R10)で構成される部分の 動作については図 5で説明した通りであり、抵抗 701 (R3)を経た 1次側電流検出用 抵抗 5 (R1)からの電圧信号と、増幅器 711および抵抗 712 (R10)を経た出力電流 検出用抵抗 6 (R2)からの電圧信号とが合成された電圧信号は、例えば演算増幅器 で構成する比較器 715の逆相入力端子（一端子）に入力する。この比較器 715の正 相入力端子（+端子）には図 4と同様に、抵抗 716 (R13)と抵抗 717 (R14)とにより 直流電圧 Vccを分圧した過電流判定用の基準設定値 Vsを設定している。この基準 設定値 Vsについても図 4と同様に、安定ィ匕された例えば 3Vまたは 5V等の直流電圧 Vccを使用して分圧し、変動のない安定化された基準設定値 Vsにする。
この比較器 715と抵抗 716 (R13)および抵抗 717 (R14)等で比較回路を形成して いる。
また、比較器 715に対しては図 4と同様に、抵抗 701 (R3) , 712 (R10)とコンデン サ 708 (C1)とで形成されるる積分回路を設け、ノイズ等の瞬間的な変動に反応しな いようにしている。
[0039] 比較器 715の動作については図 4の比較器 706と基本的に同様であり、抵抗 701 ( R3) , 712 (R10)とコンデンサ 708 (C1)とからなる積分回路を経て入力された合計 電流値の信号 Sdが基準設定値 Vsを超えな 、範囲内の場合、比較器 715は制御部 8に対し通常制御の状態に設定する。この設定に従い、図 1に示す制御部 8は直流 電源回路 2の直流電圧 Voを略一定に維持するようにスイッチングトランジスタ 24をス イッチング制御して出力電力を制御し、直流電源 1から供給される電流 lbを制御する 上記に対し、比較器 715による比較において合計電流値の信号 Sdが基準設定値 Vsを超えた場合、比較器 715は過電流制限を指示する信号 (Se)を制御部 8へ出力 する。制御部 8は入力されたこの指示信号に従い、直流電源回路 2のスイッチングトラ ンジスタ 24をスイッチング制御して出力電力を制限し、直流電源 1から供給される電 流に対し過電流制限を行う。
[0040] 上記比較器 715は、実施の形態 3 (図 5)で説明した第 2の増幅器 705をこの比較 器 715として使用するようにしてもよい。この場合、増幅器 711は削除してもよい。こ れにより、加算器用増幅器と過電流検出用の比較器を統合することができる。さらに 、この統合した加算器用増幅器にコンデンサ 708 (C1)等からなる上記積分回路を 付カロするようにしてもよ ヽ。
[0041] 以上のように、この実施の形態 4によれば、合計電流検出部 7Dは、出力電流検出 用抵抗 6で検出した出力電流値の信号を第 1の増幅器 711で増幅し、この第 1の増 幅器 711の出力信号と 1次側電流検出用抵抗 5で検出した 1次側電流値の信号とを 合成した信号を比較器 715へ入力して基準設定値 Vsと比較し、比較器 715はこの 合成した合計電流値の信号 Sdが基準設定値 Vsを超えたときには、直流電源回路 2 の出力電力を制限し、直流電源 1から供給される電流に対し過電流制限を指示する 信号 Seを制御部 8へ出力するように構成したので、直流電源回路 2の 1次側電流等 を減少させ、これにより直流電源 1から流出される電流が制限され、直流電源 1や直 流電源回路 2等の負荷回路を過電流から保護することができる。
[0042] また、比較器 715に対しては、抵抗 701 (R3) , 712 (R10)とコンデンサ 708 (C1) とからなる積分回路を設けて 、るので、合計電流値の信号 Sdが例えばノイズ等の影 響により瞬間的な大電流となっても比較器 715はこの影響を受けないようにすること ができる。
[0043] また、実施の形態 3 (図 5)の第 2の増幅器 705をこの実施の形態 4の比較器 715と して使用することにより、加算器用増幅器と過電流検出用の比較器を統合することが でき、さらに、コンデンサ 708 (C1)等力もなる上記積分回路をを付加することにより 瞬間的な大電流に反応しない反応特性を持たせることもできる。これにより、過電流 制限に必要な電流加算と比較および反応特性の機能を簡単な構成で実現すること ができる。
[0044] 実施の形態 5.
図 7はこの発明の実施の形態 5による放電灯点灯装置の合計電流検出部 7Eの回 路構成図である。図 3、図 5または図 6と同一のものについては同一符合を付してあり 、これら同一符合のものについての説明は省略する。
図 7において、この実施の形態 5による合計電流検出部 7Eは、実施の形態 4の構 成に対しトランジスタ（PNP形） 718と、このトランジスタ 718のベース電圧設定用の抵 抗 719 (R15)および抵抗 720 (R16)とを設けて構成したものである。この構成部分 は積分回路電圧設定手段を形成して!/ヽる。
上記トランジスタ 718等の目的は、抵抗 701 (R3) , 712 (R10)とコンデンサ 708 (C 1)とで形成される積分回路を比較器 715に設けたことに対する応答性の改善である 以下、このトランジスタ 718等による応答性の改善について図 8で説明する。
[0045] 図 8は直流電源 1から供給される時間に対する電流 lb (図 1)と、比較器 715の時間 に対する出力信号 Sfとのタイミング関係図であり、（a)は前者の電流 lbを示し、（b)は 後者の出力信号 (電圧信号) Sfを示す。
図 8において、トランジスタ 718を設けない構成の場合、電流 lbが過電流にならない タイミング ta以前の低 、入力電流 (定常電流) Iblの状態下では、積分機能付きの比 較器 715の出力信号 Sf (電圧）は点線で示すように、この比較器 715に供給している 電源電圧値 (Vcc)に略等しい状態にある。ここで、タイミング ta以降で電流 lbが過電 流 Ib2となった場合、比較器 715の出力信号 Sfは点線で示すように下降を開始する 力 その下降開始時点のレベルは上記の略電源電圧からとなる。この場合、出力信 号 Sfの下降の傾斜は抵抗 701 (R3) , 712 (R10)とコンデンサ 708 (C1)の積分定 数によって決定される。従って、制御部 8 (図 1)において過電流制限を開始させるた めの出力信号 Sfのレベルを Sfoとした場合、出力信号 Sfが下降し、この Sfoに達する までの時間は Tmとなる。
[0046] これに対し、トランジスタ 718を設けた場合には以下のようになる。
このトランジスタ 718は、電流 lbが過電流にならな!、タイミング ta以前の低!、入力電 流（定常電流) Iblの状態下ではコレクタ (C)とェミッタ (E)間をオンさせておき、コン デンサ 708 (C1)を短絡 (ショート）しておく。このため、ベース ）には安定化された 例えば 5V等の電源電圧 Vccを抵抗 719 (R15)および抵抗 720 (R16)とで分圧した 所定の電圧を印加し、上記オン状態に設定する。このオン状態により、トランジスタ 7 18のェミッタ電圧 Veはこのトランジスタ 718の Vbe = 0. 7 (V)としたとき以下となる。
Ve={(R16 -Vcc) / (R15+R16)}+0. 7 (V)
[0047] 図 8 (b)の実線部分がオン状態時の上記ェミッタ電圧 Veを示し、このェミッタ電圧 V eは比較器 715の出力信号 Sfのレベルでもあり、電源電圧 Vccが変動しない限り一 定値となる。従って、タイミング ta以降で電流 lbが過電流 Ib2となった場合の下降開 始時点のレベルは上記ェミッタ電圧 Veとなる。この結果、過電流制限を開始させるた めの出力信号 Sfoに達するまでの下降時間は Tnとなる。なお、下降の傾斜について はトランジスタ 718を設けない場合と同様に、抵抗 701 (R3) , 712 (R10)とコンデン サ 708 (C1)の積分定数によって決定される。
上記下降時間 Tnは上述のトランジスタ 718を設けない場合の下降時間 Tmに対し 短ぐ過電流制限を開始させるための時間を短縮し、過電流制限の応答性を早くす ることができることを意味する。
上記説明以外の基本動作については実施の形態 4 (図 6)と同様であり、その説明 は省略する。
[0048] 以上のように、この実施の形態 5によれば、合計電流検出部 7Eは、実施の形態 4 ( 図 6)の合計電流検出部 7Dの構成に対し、比較器 715に設けた抵抗 701 (R3) , 71 2 (R10)とコンデンサ 708 (C1)とで形成される積分回路の出力電圧を制限する積分 回路電圧設定手段とを備えた構成としたので、積分回路の出力（トランジスタ 718エミ ッタ）が予め所定の電圧 (Ve)に制限され待機しているため、比較器 715が過電流制 限の開始を指示する信号 Sfを制御部 8に対し出力するまでの時間を短縮することが できる。これにより、瞬間的な大電流には反応せずに、連続的な過電流に対し迅速 に応答する積分回路が実現でき、素早い応答性の過電流制限を行うことができる。
[0049] 実施の形態 6.
図 9はこの発明の実施の形態 6による放電灯点灯装置の回路構成図であり、自動 車の左右ヘッドランプ点灯用の放電灯点灯装置としたものである。
実施の形態 1では、一つの放電灯点灯回路からなる放電灯点灯装置の中の直流 電源回路 2およびインバータ回路 3等を直流電源 1の負荷としたものであった。 これに対し、図 9に示すこの実施の形態 6による放電灯点灯装置は二つの放電灯 点灯回路を備え、これら二つの放電灯点灯回路各々を直流電源 1の負荷としたもの である。
図 9において、この実施の形態 6による放電灯点灯装置は、直流電源 11、第 1の放 電灯点灯回路 12、第 2の放電灯点灯回路 13、第 1の負荷電流検出用抵抗 14 (R12 1)、第 2の負荷電流検出用抵抗 15 (R131)、合計電流検出部 16および制御部 17と で構成され、第 1の放電灯点灯回路 12は自動車の右ヘッドランプ用の放電灯 18の 点灯用であり、第 2の放電灯点灯回路 13は自動車の左ヘッドランプ用の放電灯 19 の点灯用としたものである。
[0050] 上記構成において、直流電源 11は図 1の直流電源 1に相当し、直流電圧 Vbの例 えば、ノ ッテリー等の直流電源である。
[0051] 第 1の放電灯点灯回路 12と第 2の放電灯点灯回路 13とは同一構成であり、 1次側 と 2次側とが分離した昇圧用の DCZDCコンバータのトランス 121 (131)と、このトラ ンス 121 (131)に対しスイッチング動作する MOS形 FETのスイッチングトランジスタ 1 22 (132)、このトランス 121 (131)に発生した交流電圧を直流電圧にする整流ダイ オード 123 (133)および平滑用のコンデンサ 124 (134)と力らなり、直流電源 11から トランス 121 (131)の 1次側に印加される直流電圧 Vbを所定電圧値の直流電圧 Vo に変換してトランス 121 (131)の 2次側より出力する直流電源回路と、これら整流ダイ オード 123 (133)および平滑用のコンデンサ 124 ( 134)で直流化した直流電圧 Vo を矩形波交流に変換するインバータ回路 125 (135)と、このインバータ回路 125 (13 5)で変換した矩形波交流をもとに起動用の高電圧パルスを発生し、放電灯 18 (19) へ印加して放電を開始させるするィグナイタ 126 (136)とで構成される。これら第 1の 放電灯点灯回路 12および第 2の放電灯点灯回路 13それぞれは、 1次側と 2次側とが 分離したトランス 121 (131)を使用して 、る点を除き、他の構成部分にっ 、ては図 1 の構成と基本的に同様である。また、直流電源回路とインバータ回路 125 (135)とは 、この放電灯点灯装置における広義の電源回路を形成する。
[0052] 第 1の負荷電流検出用抵抗 14 (R121)および第 2の負荷電流検出用抵抗 15 (R1 31)はそれぞれ負荷電流検出手段を形成し、直流電源 11の直流電圧 Vbから第 1の 放電灯点灯回路 12または第 2の放電灯点灯回路 13へ流れる電流を電圧信号として 検出する。これら電流は直流電源 11の負荷電流である。
[0053] 合計電流検出部 16は図 1の合計電流検出部 7に相当し、第 1の負荷電流検出用 抵抗 14 (R121)および第 2の負荷電流検出用抵抗 15 (R131)で検出した負荷電流 をもとにこれら複数の負荷回路へ流れる合計電流値を検出する。
[0054] 制御部 17は図 1の制御部 8に相当し、合計電流検出部 16で検出された合計電流 値をもとに第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の放電灯点灯回路 13それぞれのス とにより、直流電源 11から供給される電流 lbを制御する。
[0055] 次に図 9に示す合計電流検出部 16の具体的構成をもとに、直流電源 11から供給 される電流 lbの制御の動作にっ 、て説明する。
図 9に示す合計電流検出部 16の具体的内部構成は実施の形態 1 (図 3)で説明し た合計電流検出部 7Aに相当し、抵抗 161 (R161) , 162 (R162) , 163 (R163) , 1 64 (R164)、および例えば演算増幅器で構成する増幅器 165とで構成され、加算増 幅回路を形成している。
[0056] この構成において、抵抗 161 (R161)は第 1の負荷電流検出用抵抗 14 (R121)と 接続され、また、抵抗 162 (R162)は第 2の負荷電流検出用抵抗 15 (R131)と接続 され、これら両抵抗 161 (R161) , 162 (R162)を介し第 1の負荷電流検出用抵抗 14 (R121)で検出された第 1の放電灯点灯回路 12の負荷電流の電圧信号と、第 2の負 荷電流検出用抵抗 15 (R131)で検出された第 2の放電灯点灯回路 13の負荷電流 の電圧信号とを合成し、この合成した電圧信号を増幅器 165の正相入力端子（+端 子)へ入力する。また、逆相入力端子（一端子）には抵抗 163 (R163) , 164 (R164) が図示のように接続され、この増幅器 165を合計電流検出部 7Aと同様の正相増幅 器としている。この増幅器 165で増幅することにより、この増幅器 165からは第 1の負 荷電流検出用抵抗 14 (R121)に流れる第 1の放電灯点灯回路 12の負荷電流と、第 2の負荷電流検出用抵抗 15 (R131)に流れる第 2の放電灯点灯回路 13の負荷電流 とが加算された合計電流値の信号 Sgが検出され出力される。これにより、直流電源 1 1から供給される電流 lbに相当する合計電流値の信号 Sgが得られることとなる。 [0057] 増幅器 165から出力された合計電流値の信号 Sgは制御部 17へ送出され、制御部 17はこの合計電流値の信号 Sgをもとに第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の放電 灯点灯回路 13それぞれのスイッチングトランジスタ 122, 132をスイッチング制御して その出力電力を制御することにより、直流電源 11から供給される電流 lbを制御する。 この場合、制御部 17は合計電流値の信号 Sgが予め設定する直流電源 1の過電流 制限値内では第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の放電灯点灯回路 13それぞれ の直流出力電圧 Voを略一定に維持するように出力電力を制御し、これに対し、合計 電流値の信号 Sgがこの過電流制限値を超えたときには、第 1の放電灯点灯回路 12 および第 2の放電灯点灯回路 13それぞれの直流電源回路の出力電力を制限し、直 流電源 11から供給される電流に対し過電流制限を行う。
[0058] 上記説明においては、合計電流検出部 16の具体的内部構成を実施の形態 1 (図 3 )の合計電流検出部 7Aに相当するものとした力 これに限るものではなぐ例えば、 実施の形態 2 (図 4)の合計電流検出部 7Bに相当するものとしてもよい。
または、この合計電流検出部 7Bの比較器 706に増幅機能を持たせ、加算器用増 幅器と過電流検出用の比較器を統合するようにしてもょ ヽ（図示せず)。
さらに、この合計電流検出部 7Bの積分回路を形成するコンデンサ 708 (C1)に対し 、実施の形態 5 (図 7)で説明した積分回路電圧設定手段を付加してもよ!/、（図示せ ず)。
[0059] また、図 9の構成は直流電源 11の負荷を同一構成の第 1の放電灯点灯回路 12お よび第 2の放電灯点灯回路 13の 2系統としたものである力 これに限るものではなぐ 3系統以上の負荷としてもよい。この場合、合計電流検出部 16はこれら 3系統以上の 負荷からの負荷電流を加算合計して合計電流値を検出し、この検出した合計電流値 をもとに前述のように、これら 3系統以上の負荷における直流電源回路の各々のスィ ツチングトランジスタをスイッチング制御するようにすればよ!、。
[0060] 以上のように、この実施の形態 6によれば、直流電源 11から第 1の放電灯点灯回路 12へ分流する電流値を第 1の負荷電流検出用抵抗 14で検出する一方、直流電源 1 1から第 2の放電灯点灯回路 13へ分流する電流値を第 2の負荷電流検出用抵抗 15 で検出し、これら検出した電流値をもとに第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の放 電灯点灯回路 13等の負荷回路へ流れる合計電流値を合計電流検出部 16で検出し 、この検出した合計電流値もとに制御部 17が第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の 放電灯点灯回路 13それぞれのスイッチングトランジスタ 122, 132を制御して出力電 力を制御し、直流電源 11から供給される電流 lbを制御するように構成したので、一つ の直流電源 11から第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の放電灯点灯回路 13等の 複数の負荷回路へ負荷電流が分流するように構成された放電灯点灯装置において 、この一つの直流電源 11から流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検 出でき、この検出結果をもとに直流電源 11から供給される電流 lbを適切に制御する ことができる。
[0061] また、制御部 17は合計電流値の信号 Sgが予め設定する直流電源 11の過電流制 限値を超えたときには、第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の放電灯点灯回路 13 それぞれの直流電源回路の出力電力を制限し、直流電源 11から供給される電流に 対し過電流制限を行うように構成したので、直流電源 11や第 1の放電灯点灯回路 12 および第 2の放電灯点灯回路 13等の負荷回路を過電流から保護することができる。
[0062] また、第 1の負荷電流検出用抵抗 14による検出回路と第 2の負荷電流検出用抵抗 15による検出回路とは各々独立しているため、互いに干渉することなくそれぞれが正 確な電流を検出することができる。
[0063] また、合計電流検出部 16は合計電流検出部 7A (実施の形態 1)または合計電流 検出部 7B (実施の形態 2)と同一構成でよぐこの同一構成の合計電流検出部 16に より、既述の合計電流検出部 7Aまたは合計電流検出部 7Bそれぞれの効果を享受し つつ、直流電源 11から第 1の放電灯点灯回路 12および第 2の放電灯点灯回路 13 等の複数の負荷回路へ流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検出する ことができる。
さらに、合計電流検出部 7Bの積分回路に対し、実施の形態 5 (図 7)の積分回路電 圧設定手段を付加した場合には、既述の素早い応答性の過電流制限を行うことがで きる。
産業上の利用可能性
[0064] 以上のように、この発明に係る放電灯点灯装置は、一つの直流電源から供給される 電源電流を正確に検出し、この検出結果をもとに直流電源から供給される電流を制 御するのに適している。

Claims

請求の範囲
[1] 直流電源に複数の負荷回路を接続し該直流電源からの電圧を所定の直流電圧に 変換後、交流電圧に変換して放電灯に供給する電源回路と、前記放電灯に放電を 開始させるために高電圧パルスを発生させて前記交流電圧に重畳印加する起動回 路と、前記複数の負荷回路に流れる電流の合計値に基づいて前記直流電源力 供 給される電流を制御する制御部とを備えた放電灯点灯装置。
[2] 直流電源からの電圧を DCZDCコンバータのトランスの 1次側に印加して所定の直 流電圧に変換して該トランスの 2次側より出力する直流電源回路と、前記直流電源回 路からの直流電圧を交流電圧に変換する交流電源回路と、高電圧パルスを発生さ せて前記交流電圧に重畳印加する起動回路と、前記トランスの 1次側に流れる負荷 電流値を検出する第 1の負荷電流検出手段と、前記交流電源回路に流れる負荷電 流値を検出する第 2の負荷電流検出手段と、前記第 1の負荷電流検出手段で検出し た負荷電流値および第 2の負荷電流検出手段で検出した負荷電流値の合計電流値 を検出する合計電流検出部と、前記合計電流検出部で検出された合計電流値に基 づいて前記直流電源力 供給される電流を制御する制御部とを備えたことを特徴と する請求項 1記載の放電灯点灯装置。
[3] 直流電源からの電圧を DCZDCコンバータのトランスの 1次側に印加して所定の直 流電圧に変換して該トランスの 2次側より出力する直流電源回路と、前記直流電源回 路からの直流電圧を交流電圧に変換する交流電源回路と、高電圧パルスを発生さ せて前記交流電圧に重畳印加する起動回路とを有する放電灯点灯回路と、前記直 流電源に接続された複数の放電灯点灯回路のそれぞれに流れる負荷電流を検出す るように該放電灯点灯回路の各々に設けた負荷電流検出手段と、前記各々の負荷 電流検出手段で検出した負荷電流値をもとに前記複数の放電灯点灯回路へ流れる 合計電流値を検出する合計電流検出部と、前記合計電流検出部で検出された合計 電流値を基に前記直流電源力 供給される電流を制御する制御部とを備えたことを 特徴とする請求項 1記載の放電灯点灯装置。
[4] 制御部は、合計電流検出部で検出された合計電流値を基に、直流電源から供給さ れる電流の過電流制限を行うことを特徴とする請求項 2記載の放電灯点灯装置。
[5] 合計電流検出部は、複数の負荷電流検出手段で検出した負荷電流値を加算増幅 する加算増幅回路を備えたことを特徴とする請求項 2記載の放電灯点灯装置。
[6] 合計電流検出部は、加算増幅回路からの出力を基準設定値と比較し、前記加算増 幅回路からの出力が基準設定値を超えたときには、直流電源から供給される電流を 制限する比較回路を備えたことを特徴とする請求項 2記載の放電灯点灯装置。
[7] 比較回路は、瞬間的な大電流には反応しな 、積分機能付であることを特徴とする 請求項 6記載の放電灯点灯装置。
[8] 比較回路は、瞬間的な大電流には反応しな 、反応特性を任意に設定できる積分 機能付であることを特徴とする請求項 6記載の放電灯点灯装置。
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWM265641U (en) * 2004-06-09 2005-05-21 Rilite Corportation Double shielded electroluminescent panel
US7372216B2 (en) * 2006-04-03 2008-05-13 Ceelite Llc Constant brightness control for electro-luminescent lamp
AT504944B1 (de) * 2007-02-16 2012-03-15 Siemens Ag Wechselrichter
JP2008235240A (ja) * 2007-02-23 2008-10-02 Sansha Electric Mfg Co Ltd 放電ランプ点灯制御方法、コンピュータプログラム、放電ランプ点灯制御装置、及び電源回路
US7898185B2 (en) * 2007-07-05 2011-03-01 Mojarradi Mohammad M Current controlled driver
US8502454B2 (en) 2008-02-08 2013-08-06 Innosys, Inc Solid state semiconductor LED replacement for fluorescent lamps
US7977887B2 (en) * 2008-09-09 2011-07-12 Delphi Technologies, Inc. Low leakage current LED drive apparatus with fault protection and diagnostics
DE102008055862A1 (de) 2008-11-05 2010-05-06 Tridonicatco Gmbh & Co. Kg Leuchtmittel-Betriebsgerät mit Potentialtrennung
US8148907B2 (en) * 2009-04-11 2012-04-03 Sadwick Laurence P Dimmable power supply
TWI495393B (zh) * 2009-05-09 2015-08-01 Innosys Inc 通用型調光器
JP5379560B2 (ja) * 2009-05-26 2013-12-25 パナソニック株式会社 点灯装置ならびにそれを用いた照明器具および照明システム
US8536803B2 (en) * 2009-07-16 2013-09-17 Innosys, Inc Fluorescent lamp power supply
FR2958408B1 (fr) * 2010-04-01 2012-12-07 Continental Automotive France Dispositif et procede de mesure de courant pour controler au moins deux equipements electriques montes en cascade
US8773031B2 (en) 2010-11-22 2014-07-08 Innosys, Inc. Dimmable timer-based LED power supply
TWI458261B (zh) * 2011-12-27 2014-10-21 Acbel Polytech Inc Digital controller with level conversion function and its level conversion circuit
US8987997B2 (en) 2012-02-17 2015-03-24 Innosys, Inc. Dimming driver with stealer switch
DE102012104752B3 (de) * 2012-06-01 2013-11-28 Sma Solar Technology Ag Verfahren zur Messung eines Isolationswiderstands für einen Wechselrichter und Wechselrichter
WO2014011706A1 (en) * 2012-07-09 2014-01-16 Inertech Ip Llc Transformerless multi-level medium-voltage uninterruptible power supply (ups) systems and methods
JP6232133B2 (ja) * 2014-06-10 2017-11-15 日立オートモティブシステムズ株式会社 電子制御装置
CN106124840B (zh) * 2016-06-27 2019-01-15 成都芯源系统有限公司 电流检测电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0845675A (ja) * 1994-08-03 1996-02-16 Hitachi Ltd 放電灯点灯装置
JP2001043986A (ja) * 1999-07-30 2001-02-16 Denso Corp 放電灯装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002110384A (ja) 1990-05-10 2002-04-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd 放電ランプ点灯装置
CA2103636A1 (en) 1992-08-11 1994-02-12 Robert L. Garrison Starting and operating circuit for arc discharge lamp
JP2879523B2 (ja) 1993-12-17 1999-04-05 株式会社小糸製作所 放電灯の点灯回路
JP3379325B2 (ja) 1996-02-19 2003-02-24 株式会社デンソー 放電灯点灯装置
US5923129A (en) * 1997-03-14 1999-07-13 Linfinity Microelectronics Apparatus and method for starting a fluorescent lamp
JP3603643B2 (ja) * 1999-02-15 2004-12-22 松下電工株式会社 放電灯点灯装置
US6198234B1 (en) * 1999-06-09 2001-03-06 Linfinity Microelectronics Dimmable backlight system
US6392364B1 (en) * 1999-06-21 2002-05-21 Denso Corporation High voltage discharge lamp apparatus for vehicles
JP2001043989A (ja) 1999-07-30 2001-02-16 Denso Corp 放電灯装置
JP4426132B2 (ja) * 2000-07-26 2010-03-03 ハリソン東芝ライティング株式会社 高圧放電ランプ点灯方法、高圧放電ランプ点灯装置および照明装置
US6310444B1 (en) * 2000-08-10 2001-10-30 Philips Electronics North America Corporation Multiple lamp LCD backlight driver with coupled magnetic components
CN1321547C (zh) * 2001-01-12 2007-06-13 松下电工株式会社 放电灯用的镇流器及其工作方法
US6570344B2 (en) * 2001-05-07 2003-05-27 O2Micro International Limited Lamp grounding and leakage current detection system
AU2002349518A1 (en) * 2001-11-27 2003-06-10 Matsushita Electric Works, Ltd. Electronic ballast for high-pressure discharge lamp
JP2003323992A (ja) 2002-02-26 2003-11-14 Mitsubishi Electric Corp 放電灯点灯装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0845675A (ja) * 1994-08-03 1996-02-16 Hitachi Ltd 放電灯点灯装置
JP2001043986A (ja) * 1999-07-30 2001-02-16 Denso Corp 放電灯装置

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