JP2879523B2 - 放電灯の点灯回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は新規な放電灯の点灯回路
に関する。詳しくは、直流電源電圧の低下に起因して放
電灯の点灯初期に直流電源回路に流れる電流により回路
が熱破壊に至らないようにすることができる新規な放電
灯の点灯回路を提供するものである。

【０００２】

【従来の技術】車輌用の小型放電灯として近時注目され
ているメタルハライドランプの点灯回路では、そのエネ
ルギー制御性や効率、小型軽量化の観点からスイッチン
グレギュレータ方式の電源回路が用いられる。

【０００３】図８は従来の点灯回路の構成の一例を示す
ものである。

【０００４】点灯回路ａは、バッテリーｂを電源とする
直流電源回路ｃと、該直流電源回路ｃの出力電圧を矩形
波状電圧に変換する直流−交流変換回路ｄと、放電灯ｅ
の起動時に始動用パルスを発生する始動用パルス発生回
路ｆとを備えている。

【０００５】図９は直流電源回路ｃの一例としてフライ
バック型コンバータの構成を概略的に示すものである。

【０００６】ｇはトランスであり、その１次巻線ｈの一
端が点灯スイッチを介して直流入力端子ｉ、ｉ′の一方
ｉに接続されて、他端が半導体スイッチ素子ｊ（図では
スイッチの記号で示す。）を介して直流入力端子ｉ′に
接続されている。尚、半導体スイッチ素子ｊは図示しな
い制御回路によってスイッチング制御がなされる。

【０００７】尚、バッテリーｂは直流入力端子ｉとｉ′
との間に接続されており、図中の「Ｉｂ」はバッテリー
ｂの消費電流を示し、「Ｉｊ」は半導体スイッチ素子ｊ
に流れる電流を示している。

【０００８】放電灯ｅを冷えた状態から点灯させる（所
謂コールドスタート）にあたっては、光束を短い時間で
立ち上げるために、点灯の初期に放電灯ｅへの投入電力
を大きくする過渡的な発光促進制御が必要となる。

【０００９】図１０は、横軸に時間ｔをとり、縦軸に放
電灯ｅへの供給電力ＷＬをとってその時間的変化を示し
たものであり、グラフ曲線ｋに示すように点灯の初期に
は定常点灯時の電力の数倍の電力が一時的に放電灯ｅに
供給され、時間の経過につれて投入電力が徐々に減少し
て定格電力に落ち着いていく。

【００１０】ところで、重負荷（自動車のセルスタータ
ーの始動等）によってバッテリー電圧が低下した場合に
は、上記の電力制御に対応して点灯初期にバッテリー電
流ＩｂやＩｊのピーク値（これを「Ｉｊｐ−ｐ」と記
す。）が一時的に増大する。

【００１１】図１１は、横軸に時間ｔをとり、縦軸にＩ
ｂ又はＩｊｐ−ｐをとってその様子を概略的に示したも
のであり、グラフ曲線ｌ（１）はバッテリー電圧が定格
値である場合を示し、グラフ曲線ｌ（０．７５）はバッ
テリー電圧が定格値の０．７５倍である場合（以下、
「０．７５定格電圧」という。）を示し、グラフ曲線ｌ
（０．６）はバッテリー電圧が定格値の０．６倍である
場合（以下、「０．６定格電圧」という。）をそれぞれ
示している。

【００１２】図示するようにバッテリー電圧が定格値に
比べて低いほど電流ＩｂやＩｊｐ−ｐの過渡電流値が大
きく、その最大値も高くなる。

【００１３】従って、仮に０．６定格電圧において点灯
回路の性能及び動作を保証するためには、能力の高いス
イッチングレギュレータが必要であり、また、最大電流
値の大きい素子を使わなければならず、これらが回路の
小型化や低コスト化を阻む原因となる。

【００１４】そこで、電流ＩｂやＩｊに対して電流制限
を課す方法が用いられる。

【００１５】例えば、０．７５定格電圧での点灯性能を
保証し、０．６定格電圧では回路の動作保証にとどまる
ように直流電源回路を設計するには、０．７５定格電圧
でのＩｂ又はＩｊｐ−ｐの最大値よりもやや大きいリミ
ッター値（図１１に破線で示すレベル）をもった電流制
限回路を設けるようにすれば良い。

【００１６】図１２は、このような電流制限をかけた場
合のＩｂ又はＩｊｐ−ｐの時間的変化を概略的に示すも
のであり、グラフ曲線ｍ（０．７５）はバッテリー電圧
が０．７５定格電圧の場合を示し、グラフ曲線ｍ（０．
６）はバッテリー電圧が０．６定格電圧の場合を示して
いる。

【００１７】図示するように、０．７５定格電圧では電
流制限がなされないが、０．６定格電圧では電流値が上
限値を越えないようにある期間（これを「Ｔａ」と記
す。）に亘って一定化され、その後のある時点から減少
して定常値に落ち着くことになる。

【００１８】よって、この電流制限下での供給電力ＷＬ
の時間的変化を示すと図１３のようになり、０．６定格
電圧に係るグラフ曲線ｎ（０．６）は、Ｔａに相当する
期間に亘る一定電力での電力供給状態から時間の経過に
つれて徐々に定常状態に近づくにあたって、その下側面
積が定格電圧時のグラフ曲線ｎ（１）のそれとほぼ等し
くなるように変化する。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ようにある一定の電流値を基準とした電流制限を行った
場合には、直流電源部やバッテリーにかかる負担が大き
いという問題がある。

【００２０】即ち、０．７５定格電圧での性能及び動作
を保証するように設計されたスイッチングレギュレータ
にとって０．６定格電圧の状況はその最大能力にほぼ近
いところで動作していることになり、図１２に示す期間
Ｔａが長時間継続し、自己発熱等によって電力損失が増
しスイッチングレギュレータの能力が低下すると、同図
に矢印Ａで示すように期間Ｔａがさらに長くなるいう悪
循環が生じることになる。

【００２１】このようにバッテリー電圧が異常に下がっ
た場合や周囲温度が高い状況での点灯時にはスイッチン
グレギュレータの能力の低下に伴うＴａの長期間化は最
悪の事態としてスイッチングレギュレータの熱破壊をも
たらす虞がある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明放電灯の
点灯回路は、上記した課題を解決するために、直流電源
電圧を所望の直流電圧に変換する直流電源回路と、該直
流電源回路が出力する直流電圧を交流電圧に変換して放
電灯に供するための直流−交流変換回路と、放電灯の管
電圧及び管電流についての検出信号あるいはこれらの相
当信号を得るための検出手段と、該検出手段からの検出
信号に応じて放電灯の点灯初期に放電灯の定格電力を越
える電力供給を行うことによって放電灯の発光を促進し
た後、放電灯の定電力制御に移行させるための制御回路
とを備えた放電灯の点灯回路において、以下の（イ）乃
至（ハ）の構成を有するようにしたものである。

【００２３】（イ）直流電源回路は、トランス又はコイ
ルと半導体スイッチ素子を含むスイッチングレギュレー
タの構成を有する。

【００２４】（ロ）直流電源回路への入力電流又は直流
電源回路の半導体スイッチ素子に流れる電流を検出する
ための電流検出手段を設ける。

【００２５】（ハ）電流検出手段からの検出信号に応じ
て直流電源回路への入力電流又は（イ）の半導体スイッ
チ素子に流れる電流に対する電流制限を行うための電流
制限制御手段を設け、直流電源回路の作動開始時点から
時間が経過するにつれて次第に電流制限の度合が強くな
るように制御する。

【００２６】

【作用】本発明によれば、電流制限のレベルを固定して
おらず、電流制限制御手段によって直流電源回路の作動
開始時点から時間が経過するにつれて次第に電流制限の
度合が強くなるようにしているので、バッテリー電圧が
低下した場合に直流電源回路が最大能力にほぼ近いとこ
ろで長時間動作させることがないようにして直流電源部
やバッテリーにかかる負担を軽減し、直流電源回路の過
熱や破壊を未然に防止することができる。

【００２７】

【実施例】以下に、本発明放電灯の点灯回路の詳細を図
示した各実施例に従って説明する。尚、図示した実施例
は本発明を自動車用メタルハライドランプの点灯回路に
適用したものである。

【００２８】図１乃至図５は本発明の第１の実施例に係
る点灯回路を示すものである。

【００２９】図１は点灯回路１の概要を示すものであ
り、バッテリー２が直流電圧入力端子３と３′との間に
接続される。

【００３０】４、４′は直流電源ラインであり、その一
方４上には点灯スイッチ５が設けられ、他方４′にはバ
ッテリー電流の検出のための電流検出用抵抗６が設けら
れている。

【００３１】７は直流電源回路であり、バッテリー電圧
の昇圧のために設けられている。例えば、図示するよう
に、フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成が用
いられ、トランス８の１次巻線８ａに接続されたＦＥＴ
等の半導体スイッチ素子９（図ではスイッチの記号で示
す。）が後述する制御回路からの信号によってスイッチ
ング制御され、トランス８の２次巻線８ｂの出力が整流
回路１０によって整流されるように構成されている。

【００３２】１１は直流−交流変換回路であり、上記直
流電源回路７の後段に設けられ、直流電源回路７から送
られてくる直流電圧を矩形波電圧に変換するための回路
である。尚、図示は省略するが直流−交流変換回路１１
は、半導体スイッチ素子により構成されるブリッジ回路
とその駆動制御回路とからなっており、２対の半導体ス
イッチ素子が、駆動制御回路からの制御信号により略相
反的にスイッチング制御されることによって矩形波を出
力するように構成されている。

【００３３】１２は始動用パルス発生回路であり、上記
直流−交流変換回路１１の後段に配置され、交流出力端
子１３と１３′との間に接続される定格電力３５Ｗのメ
タルハライドランプ１４への始動用パルスを発生させ、
これを直流−交流変換回路１１による矩形波に重畳して
メタルハライドランプ１４に供給するために設けられて
いる。

【００３４】１５は直流電源回路７の出力電圧を制御す
るための制御回路であり、直流電源回路７の出力端子間
に設けられた電圧検出抵抗１６、１６によって検出され
る直流電源回路７の出力電圧に対応した電圧検出信号が
入力される。また、直流電源回路７と直流−交流変換回
路１１とを結ぶグランドライン上に設けられた電流検出
抵抗１７によって、直流電源回路７の出力電流に対応し
た電流検出信号が電圧変換されて制御回路１５に入力さ
れるようになっている。

【００３５】尚、本実施例ではメタルハライドランプ１
４のランプ電圧やランプ電流の相当信号を直流電源回路
７の出力段から得るようにしているが、これらを直接的
に検出するような構成を採用しても良いことは勿論であ
る。

【００３６】制御回路１５は以上の検出信号に応じた制
御信号を発生して直流電源回路７に送出し、その出力電
圧を制御することで、メタルハライドランプ１４の始動
状態に合せた電力制御を行い、ランプの始動時間や再始
動時間を短縮して速やかに定電力制御へと移行させるよ
うになっており、Ｖ（電圧）−Ｉ（電流）制御部１８と
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御部１９を有する。

【００３７】Ｖ−Ｉ制御部１８は、所定の制御曲線に基
づいてメタルハライドランプ１４の点灯制御を行うよう
に構成されており、直流電源回路７の出力電圧に関する
検出信号が電圧検出抵抗１６、１６から送られて来る
と、検出信号に応じた電流指令値を演算により求め、こ
れと電流検出抵抗１７による電流検出値とを比較して指
令信号をＰＷＭ制御部１９に送出するようになってい
る。

【００３８】ＰＷＭ制御部１９は、Ｖ−Ｉ制御部１８か
らの指令信号に応じてパルス幅が変化する信号を生成
し、これを直流電源回路７の半導体スイッチ素子９への
制御信号として送出するようになっている。

【００３９】２０は電流制限制御部であり、上記電流検
出用抵抗６によるバッテリー電流の検出信号に基づいて
電流制限の度合を変化させるために設けられており、Ｐ
ＷＭ制御部１９に制御信号を送出することによってその
電流制限制御を行う。

【００４０】電流制限制御部２０による電流制限は従来
のように固定した値をもってバッテリー電流を規制する
ものではなく、電流制限値を時間経過につれて変化させ
ることによって行っている。

【００４１】図２（ａ）はその様子を示すものであり、
横軸に時間ｔをとり、縦軸にバッテリー電流Ｉｂ又は半
導体スイッチ素子９に流れる電流（以下、「Ｉ９」と記
す。）のピーク値（以下、「Ｉ９ｐ−ｐ」と記す。）を
とってその変化を示したものである。

【００４２】同図に実線で示すグラフ曲線２１は、０．
７５定格電圧時における電流変化を示し、破線で示すグ
ラフ曲線２２は電流制限のレベルを示している。

【００４３】０．７５定格電圧において直流電源部の性
能及び動作を保証するためには、電流制限のレベルがグ
ラフ曲線２１を上回り、かつ当該曲線２１の変化に追従
して減少する必要がある。

【００４４】つまり、グラフ曲線２２に示すように、電
流制限のレベルはｔ＝０の時点をピークとしてある時定
数をもって時間経過につれて減少する（電流制限の度合
は逆に高まる。）ように設定されるが、これがグラフ曲
線２１に示すレベルより小さくならないように制限値を
時間的に変化させる。

【００４５】図２（ｂ）はこのような電流制限をかけた
場合の供給電力ＷＬの時間的変化を示すものであり、グ
ラフ曲線２３が０．６定格電圧時における電力変化を示
している。尚、定格電圧時における電力変化をグラフ曲
線２４に示す。

【００４６】０．６定格電圧時には電力がｔ＝０での最
大値から時間が経過するにつれて次第に減少して定格電
力に漸近していくため、前述した期間Ｔａに相当するも
のはなくなる。

【００４７】図３は電流制限制御部２０の構成例を示す
ものであり、電流検出用抵抗６及びアンプを用いること
によってバッテリー電流に関する平均電流を求め、これ
に従ってＰＷＭ制御部１９の出力信号のデューディーサ
イクルを変化させるようにしたものである。

【００４８】２５は演算増幅器であり、帰還抵抗２６に
より反転増幅回路を構成している。そして、その反転入
力端子が抵抗を介して電流検出用抵抗６の一端（直流入
力端子３′側）に接続され、非反転入力端子が抵抗を介
して電流検出用抵抗６の他端に接続されるとともに、コ
ンデンサ２７、抵抗２８を介して所定電圧（Ｖｃｃ）の
電源端子２９に接続されている。尚、電圧Ｖｃｃは図示
しない定電圧電源回路によりバッテリー電圧をもとに作
られるものである。

【００４９】３０はダイオードであり、抵抗２８に対し
て並列であって電圧Ｖｃｃに対して逆バイアス状態で接
続されている。

【００５０】演算増幅器２５の出力端子は抵抗３１、コ
ンデンサ３２を介して接地され、コンデンサ３２の端子
電圧がエミッタフォロアのＮＰＮトランジスタ３３のベ
ースに供給される。

【００５１】ＰＷＭ制御部１９には、電流モードをもっ
たＰＷＭ制御用ＩＣ（モトローラ製ＵＣ２８４３等）が
用いられ、そのスイッチング周波数を定めるための（Ｒ
ｔ／Ｃｔ）端子を備えている。

【００５２】（Ｒｔ／Ｃｔ）端子と基準電源端子（ＲＥ
Ｆ）との間には外付け抵抗３４が介挿されており、Ｒｔ
／Ｃｔ端子がコンデンサ３５を介して接地されている。

【００５３】３６はダイオードであり、そのアノードが
トランジスタ３３のベースに接続され、そのカソードが
（Ｒｔ／Ｃｔ）端子に接続されている。

【００５４】トランジスタ３３のエミッタは抵抗３７、
３８を介して接地され、両抵抗の間から取り出される出
力がＰＷＭ制御用ＩＣの電流センス入力端子（Ｉｓ）に
供給される。

【００５５】図４は横軸にバッテリー電流Ｉｂをとり、
縦軸に演算増幅器２５の出力電圧（これを「Ｖｏｕｔ」
と記す。）をとって両者の関係を示したものであり、Ｉ
ｂ軸上に切片をもつ直線３９がメタルハライドランプ１
４の点灯初期における増幅回路の特性を示し、原点Ｏを
通る直線４０がメタルハライドランプ１４の定常状態に
おける増幅回路の特性を示している。

【００５６】点灯スイッチ５の投入によって電圧Ｖｃｃ
が立ち上がるとすると、直線３９に示すオフセットをも
った特性が、図４に矢印Ｂで示すように直線４０の比例
特性へと次第に近づいていく。

【００５７】Ｉｂを矢印Ｃに示す値に固定したとして、
その時間的変化をみると、図５のグラフ曲線４１に示す
ように、時間の経過につれてＶｏｕｔが抵抗２８の抵抗
値及びコンデンサ２７の静電容量によって規定される時
定数をもってに次第に増加していくことになる。

【００５８】出力Ｖｏｕｔは抵抗３１及びコンデンサ３
２を経た後、ダイオード３６を介して（Ｒｔ／Ｃｔ）端
子に加わるので、トランジスタ３３のエミッタ出力には
Ｖｏｕｔのレベルに応じた台形波が得られる。即ち、ト
ランジスタ３３において、Ｖｏｕｔをバイアスとし、ダ
イオード３６を介した（Ｒｔ／Ｃｔ）端子のノコギリ波
を信号成分として、これに応じてスロープ及びパルス幅
が変化する台形波が出力される。

【００５９】そして、この台形波が電流センス入力端子
（Ｉｓ）に送られると、ＩＣ内部のＰＷＭコンパレータ
において、Ｖ−Ｉ制御部１８からの制御信号と比較さ
れ、比較結果に応じてＰＷＭ制御用ＩＣの出力端子（Ｏ
ＵＴ）から出力されるパルスのデューディーサイクルが
変化する。即ち、Ｖｏｕｔが大きいほど出力パルスのパ
ルス幅が小さくなるように規制され、電流制限の度合が
強まることになる。

【００６０】Ｖｏｕｔは、図５に示したように時間経過
とともに増加して最終的には飽和することから分かるよ
うに、電流制限の度合も同様に時間の経過につれて次第
に強くなって一定化することになる。

【００６１】次に本発明放電灯の点灯回路の第２の実施
例１Ａについて説明する。尚、この第２の実施例が上記
第１の実施例と相違するところは、電流検出の仕方とＰ
ＷＭ制御用ＩＣにおける電流制限の仕方であり、それ以
外の多くの部分は上記第１の実施例と同様であるので、
該同様の部分には第１の実施例の同様の部分に付した符
号と同じ符号を付して説明を省略する。そして、このよ
うな符号の付し方と説明の省略は以下の実施例において
も同様とする。

【００６２】図６は半導体スイッチ素子９に流れる電流
Ｉ９を検出するための電流検出部６Ａ及び電流制限制御
部２０Ａを中心として回路の要部を示すものである。

【００６３】電流検出部６Ａは、カレントトランス４２
からなり、その１次巻線４２ａが直流電源ライン４上に
設けられ（つまり、トランス８の１次巻線８ａに対して
直列に接続される。）、２次巻線４２ｂの出力が電流制
限制御部２０Ａに送出される。

【００６４】電流制限制御部２０Ａは、整流部と増幅部
とからなる。

【００６５】カレントトランス４２の２次巻線４２ｂの
端子間には抵抗４３が接続され、２次巻線４２ｂの一端
がダイオード４４、抵抗４５を介して接地されており、
有極性コンデンサ４６が抵抗４５に対して並列に設けら
れている。

【００６６】４７は演算増幅器であり、帰還抵抗４８に
より反転増幅回路の構成とされている。その非反転入力
端子は抵抗４９を介してダイオード４４と有極性コンデ
ンサ４６との間に接続され、また、反転入力端子は抵抗
５０を介して有極性コンデンサ４６の負側端子に接続さ
れるとともに、コンデンサ５１、抵抗５２を介して所定
電圧（Ｖｃｃ）の電源端子５３に接続されている。尚、
抵抗５２に対して並列に設けられたダイオード５４はＶ
ｃｃに対して逆バイアス状態で接続されている。

【００６７】演算増幅器４７の出力はＰＷＭ制御部１９
に送られるが、この場合ＰＷＭ制御用ＩＣにはデッドタ
イムコントロール端子（ＤＴ）をもつもの（日本電気製
μＰＣ４９４等）が用いられる。デッドタイムコントロ
ール端子（ＤＴ）は、その入力電圧を高くすることによ
ってＰＷＭ制御用ＩＣの出力パルスのデューディーサイ
クルの最大値を制御するために設けられている。

【００６８】しかして、点灯回路１Ａにあっては、カレ
ントトランス４２による電流Ｉ９の検出信号が電流制限
制御部２０Ａの増幅部に入力されるが、該増幅部の特性
は、図４におけるＩｂをＩ９ｐ−ｐに置き換えたもので
あり、よって、演算増幅器４７の出力は図５と同様に時
間の経過につれてある時定数（抵抗５２の抵抗値及びコ
ンデンサ５１の静電容量により規定される。）をもって
次第に上昇して最終的に飽和することになる。

【００６９】演算増幅器４７の出力はＰＷＭ制御用ＩＣ
のデッドタイムコントロール端子に供給されるので、そ
の電圧が高くなることによってＰＷＭ制御用ＩＣの出力
パルスに関するデューディーサイクルに上限規制がかか
り、これにより電流制限の度合が強まることになる。

【００７０】尚、第２の実施例ではデッドタイムコント
ロール端子（ＤＴ）をもったＰＷＭ制御用ＩＣを用いた
が、オーバーカレントセンス端子をもったＰＷＭ制御用
ＩＣ（日本電気製μＰＣ１０９４等）では、当該端子に
演算増幅器４７の出力を入力すれば良い。

【００７１】図７は本発明に係る放電灯の点灯回路の第
３の実施例１Ｂを示すものである。

【００７２】前記第１及び第２の実施例ではＩｂやＩ９
の平均電流を検出したが、第３の実施例ではＩ９を用い
てパルス−バイ−パルス方式の電流制限を行うようにし
たものである。

【００７３】電流Ｉ９の検出は、半導体スイッチ素子９
に対して直列に接続された電流検出用抵抗５５により行
われる。

【００７４】電流制限制御部２０Ｂには高スルーレート
の演算増幅器５６が用られ、帰還抵抗５７により反転増
幅回路の構成とされている。そして、その非反転入力端
子が抵抗５８を介して半導体スイッチ素子９と電流検出
用抵抗５５との間に接続されている。また、反転入力端
子は抵抗５９を介してコンデンサ６０と抵抗６１との間
に接続されている。

【００７５】コンデンサ６０は、その一端が所定電圧Ｖ
ｃｃの電源端子６２に接続され、他端が抵抗６１を介し
て接地されている。尚、コンデンサ６０に対して並列に
設けられたダイオード６３はＶｃｃに対して逆バイアス
状態とされている。

【００７６】演算増幅器５６の出力はＰＷＭ制御部１９
に送られるが、この場合ＰＷＭ制御用ＩＣは電流制限端
子（ＣＬＩＭ）をもつものが用いられる。

【００７７】点灯スイッチ５の投入後に、コンデンサ６
０及び抵抗６１によって規定される時定数をもって演算
増幅器５６の増幅度が変化し、時間の経過につれて演算
増幅器の出力信号のピーク値が大きくなって最終的に飽
和するため、ＰＷＭ制御用ＩＣの電流制限の度合もこれ
に応じて放電灯の点灯初期において弱く、定常状態に近
づくにつれて次第に強くなっていく。

【００７８】尚、この第３の実施例では半導体スイッチ
素子９に流れる電流を検出するために電流検出用抵抗５
５を半導体スイッチ素子９に対して直列に設けた例を示
したが、第２の実施例のようにカレントトランスによる
電流検出を行ようにしても良いことは勿論である。

【００７９】

【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、本発明放電灯の点灯回路によれば、直流電源回路へ
の入力電流又は直流電源回路の半導体スイッチ素子に流
れる電流に対する電流制限のレベルが一定でなく、直流
電源回路の作動開始時点から時間が経過するにつれて次
第に電流制限の度合が強くなるように制御しているの
で、バッテリー電圧が低下した場合に直流電源回路が最
大能力にほぼ近いところで長時間動作させることがない
ようにして直流電源部やバッテリーにかかる負担を軽減
し、直流電源回路の過熱や破壊を未然に防止することが
できる。

【００８０】また、電流制限にあたって、制御回路のパ
ルス幅制御手段の出力信号に対してそのパルス幅を制限
し、該信号を直流電源回路の半導体スイッチ素子に送出
してそのスイッチング制御を行うようにすれば回路構成
の複雑化を伴うことなく比較的容易に電流制限を行うこ
とができる。

【００８１】尚、上記実施例において示した具体的な回
路構成は何れも本発明の具体化に当たってのほんの一例
を示したものにすぎず、これらによって本発明の技術的
範囲が限定的に解釈されるものではない。例えば、前記
実施例では本発明を矩形波点灯方式の点灯回路に適用し
た例を示したが正弦波又は擬似正弦波の点灯方式の点灯
回路等に広く適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図２乃至図５とともに本発明に係る放電灯の点
灯回路の第１の実施例を示すもので、本図は構成の概要
を示す回路ブロック図である。

【図２】（ａ）は電流制限レベルの時間的変化を示すグ
ラフ図、（ｂ）は放電灯への供給電力の時間的変化を示
すグラフ図である。

【図３】点灯回路の要部を示す回路図である。

【図４】電流制限制御部の増幅回路の特性を示すグラフ
図である。

【図５】電流制限制御部の増幅回路についてその出力電
圧の時間的変化を示すグラフ図である。

【図６】本発明に係る放電灯の点灯回路の第２の実施例
の要部を示す回路図である。

【図７】本発明に係る放電灯の点灯回路の第３の実施例
の要部を示す回路図である。

【図８】点灯回路の構成例を示す回路ブロック図であ
る。

【図９】直流電源回路の構成例を示す回路図である。

【図１０】放電灯への供給電力の時間的変化を示すグラ
フ図である。

【図１１】バッテリー電流又は直流電源部の半導体スイ
ッチ素子に流れる電流の時間的変化を示すグラフ図であ
る。

【図１２】電流制限のレベルを一定化した場合における
バッテリー電流又は直流電源部の半導体スイッチ素子に
流れる電流の時間的変化を示すグラフ図である。

【図１３】電流制限のレベルを一定化した場合における
放電灯への供給電力の時間的変化を示すグラフ図であ
る。

【符号の説明】

１ 放電灯の点灯回路 ６ 電流検出用抵抗（電流検出手段） ７ 直流電源回路 ８ トランス ９ 半導体スイッチ素子 １１ 直流−交流変換回路 １４ メタルハライドランプ（放電灯） １５ 制御回路 １９ ＰＷＭ制御部（パルス幅制御手段） ２０ 電流制限制御部（電流制限制御手段） １Ａ 放電灯の点灯回路 ２０Ａ 電流制限制御部（電流制限制御手段） ４２ カレントトランス（電流検出手段） １Ｂ 放電灯の点灯回路 ２０Ｂ 電流制限制御部（電流制限制御手段） ５５ 電流検出用抵抗（電流検出手段）

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源電圧を所望の直流電圧に変換す
   る直流電源回路と、該直流電源回路が出力する直流電圧
   を交流電圧に変換して放電灯に供するための直流−交流
   変換回路と、放電灯の管電圧及び管電流についての検出
   信号あるいはこれらの相当信号を得るための検出手段
   と、該検出手段からの検出信号に応じて放電灯の点灯初
   期に放電灯の定格電力を越える電力供給を行うことによ
   って放電灯の発光を促進した後、放電灯の定電力制御に
   移行させるための制御回路とを備えた放電灯の点灯回路
   において、（イ）直流電源回路は、トランス又はコイル
   と半導体スイッチ素子を含むスイッチングレギュレータ
   の構成を有すること、（ロ）直流電源回路への入力電流
   又は直流電源回路の半導体スイッチ素子に流れる電流を
   検出するための電流検出手段を設けたこと、（ハ）電流
   検出手段からの検出信号に応じて直流電源回路への入力
   電流又は（イ）の半導体スイッチ素子に流れる電流に対
   する電流制限を行うための電流制限制御手段を設け、直
   流電源回路の作動開始時点から時間が経過するにつれて
   電流制限の度合が次第に強くなるようにしたことを特徴
   とする放電灯の点灯回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の放電灯の点灯回路にお
   いて、制御回路がパルス幅制御手段を有し、該パルス幅
   制御手段から直流電源回路の半導体スイッチ素子に送出
   される信号によって半導体スイッチ素子がスイッチング
   制御され、電流制限制御手段が電流検出手段からの検出
   信号に応じてパルス幅制御手段の出力信号のパルス幅を
   制限することによって直流電源回路の作動開始時点から
   時間が経過するにつれて電流制限の度合が強くなるよう
   にしたことを特徴とする放電灯の点灯回路。