WO2005107050A2 - Verfahren zur ansteuerung eines umrichters, insbesondere zur erzeugung von wirkleistung für die induktive erwärmung - Google Patents

Verfahren zur ansteuerung eines umrichters, insbesondere zur erzeugung von wirkleistung für die induktive erwärmung Download PDF

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WO2005107050A2
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Definitions

  • the present invention relates to a method for controlling a converter, in particular for generating active power for inductive heating.
  • the inverters include inverters that convert an input voltage to an output AC voltage at a desired frequency. Inverters for generating active power for inductive heating generate the alternating field by means of an alternating current in an inductor.
  • the essential properties of the alternating field required on the workpiece are its frequency, the amplitude of the alternating current and the active power available.
  • inverters A basic function of inverters is the switching of inductive and ohmic loads. Basically, when switching inductive loads, there is the problem that the inductive continued to drive the current even though the voltage has already changed.
  • electronic switches for example bipolar transistors, thyristors, GTOs, MCTs, MOSFETs or IGBTs, cannot drive the current in the opposite direction, so that freewheeling diodes are switched in antiparallel to them, which lead the coitimating current.
  • the time in which the freewheeling diodes carry the commutation current is the freewheeling phase.
  • the resulting losses are forward and switching losses, which increase with the current and the operating frequency, lead to heating of the components and limit the possible operating frequency.
  • the switching frequency of electronic switches is also limited by switch-on and switch-off delay times, minimum switch-on and switch-off times and transfer times or reverse current times by the free-wheeling diodes.
  • a known method for controlling inverters for inductive heating is the pivoting method, which has the advantage in particular in inverters with an H-bridge circuit of the electronic switches that it enables the simultaneous control of the output power and the output frequency.
  • the swivel process regulates the operating frequency in the load circuit in a rigid load-controlled manner with the aim of optimally compensating the load circuit.
  • the permissible switching overvoltages and switch-off currents when switching off and the permissible peak currents when switching on the electronic switches are decisive for the maximum achievable operating frequency these lead to high switching losses occurring in the inverter. They also determine the dimensioning of the components.
  • Every converter has nominal data such as grid connection values, nominal power, nominal frequency and nominal output voltage, whereby the nominal output voltage usually also represents the maximum output voltage. This also applies to performance. Lower values for the output voltage and for the power are easily possible (up to approx. 1 - 10% of the nominal value) and are also required.
  • the mains voltage is within standardized limits around the nominal value.
  • the operating frequency can only be varied in precisely defined areas around the nominal frequency due to internal, frequency-dependent components, the components, if they are manufactured for large frequency ranges, also incurring considerable costs.
  • An example of such components are the resonant circuit capacitors. These are usually prepared for the nominal frequency, and allow operation up to approximately 1.2 x F nom.
  • a converter should be able to deliver rated power in the event of a slightly fluctuating network or within a defined frequency range. This flexibility is associated with high additional costs.
  • the actual operating values of the converter sometimes differ considerably from the nominal values. For example, it is normal to operate a converter with a nominal output of 100kW at times only with an actual output of approx. 20kW.
  • the object of the invention is a method for operating a converter, in particular for the generation of active power for inductive heating, which enables higher and lower operating frequencies with at the same time inexpensive component expenditure as well as inexpensive production and higher powers. Presentation of the invention
  • the operating point of the converter is calculated in advance as a function of the change in the resonant frequency of the load resonant circuit and at least one further influencing variable.
  • the influencing variable can advantageously be the actual value of the output voltage on the load circuit his.
  • the method for operating a converter is operated or carried out in such a way that the converter is operated at a lower frequency than the resonant frequency of the load resonant circuit, the frequency referred to as the sub-resonant frequency.
  • the regulated state is the state when the final switching frequency is not reached with no change in the resonance frequency of the load circuit (an idealized, rarely achievable state). This state is also referred to below as the operating point or operating point.
  • the output frequency, in particular the output voltage frequency, on the load circuit can be measured directly or indirectly by conversion steps.
  • the converter comprises an inverter, with at least two switches that are switched on alternately.
  • a converter load is caused by an under-resonant switching frequency of the switches in accordance with a pre-calculated switching frequency, taking into account the output frequency reduced at the load resonant circuit.
  • the operating frequency of the inverter is preferably substantially lower than the resonance frequency of the load resonant circuit.
  • an operating frequency that is specifically reduced by a calculated amount is used to control the inverter and is adapted at any time to the changes in the operating point.
  • the necessary changes are in the single-digit percentage range of the nominal frequency. Setting the operating frequency below the resonant frequency of the load resonant circuit causes a shift in the phase between current and voltage in the load resonant circuit and a change in its curve shape. As a result, the reactive power compensation in the load circuit does not take place completely.
  • the setting of the operating frequency brings about an advantageous reduction in the current load on the components of the converter, in particular the components of the inverter, so that the component expenditure, in particular also the necessary expenditure for cooling the components, is lower, the components can be designed smaller and therefore costs for the components can be saved.
  • the design of the capacitance of a capacitor can be selected by using a parallel resonant circuit as a load circuit with an operating frequency that is approximately 10% lower and approximately 20% lower.
  • the reactive portion of the current in the inverter can be reduced to approx. 10% depending on the operating point, which is an optimal setting in economic terms.
  • the service life of the components also increases due to the lower current load. Further advantages result from the rest of the description.
  • a converter on which the method according to the invention can be operated according to one of the previously described aspects, which is used in particular for generating active power for inductive heating, comprises a load resonant circuit and an inverter, the inverter having at least two switches switched on alternately.
  • an embodiment of a suitable converter offers a first memory for the time when the first switch is switched and a second memory for the time when the second switch is switched.
  • memories are to be understood in such a way that digital memory cells can be present in the converter, from which the values are made available to the converter.
  • analog circuits can also be available which are able to provide processable switching values or switching times.
  • the specific internal structure in the converter is of secondary importance; priority is given to the switching times of the switches, which can also be measured externally, for example using an oscilloscope.
  • a value for an intermediate time, in particular for the middle of the time between the time stored in the first and the second memory, is provided in a third memory.
  • a zero crossing comparator is also provided for determining the zero crossing of the output voltage.
  • the zero crossing is the value at which a reference value is passed.
  • the reference value lies between a positive peak value and a negative peak value.
  • the zero crossing corresponds to the voltage value 0 V.
  • a comparator for the calculated intermediate value stored in the third memory for example the middle of a on the one hand and the time of the actually measured zero crossing on the other hand, the converter initiating a reduction in load, in particular a reduction in reactive power, of the converter in the event of a discrepancy between the calculated intermediate value and the actually measured zero crossing by gradually synchronizing the switching times of the first and second switches. Synchronous here means that the switching times and thus the switching frequency for the first and for the second switch are shortened or delayed or lengthened in the same way.
  • the switching behavior of the converter can be adequately determined from the switching frequency of switching on the switches and the pulse duty factor, the comparison of the switching on time and the switching off time, which can also be referred to as the blanking angle, or the switching frequency of switching off the switches and the pulse duty factor.
  • the method according to the invention can optionally calculate the switching frequency from the frequency of switching on or the frequency of switching off the alternately switched switches. By decoupling the switching frequency and the duty cycle, the converter can be set to any resonance frequency of the load circuit, so that essentially the amounts of energy that the load circuit should absorb are provided.
  • the converter works at the beginning of the approach to a new operating point in such a way that a second switching frequency is started first.
  • the second switching frequency which is above the lower sonant switching frequency is in the operating point, preferably even an over-resonant switching frequency, is gradually approximated to the under-resonant switching frequency of the operating point.
  • the approximation is carried out in individual steps, in which the step size and the frequency change, including the sign, are adapted.
  • the overall load on the converter can also deteriorate, which is compensated for or even improved by the next steps. As a result, the optimal working point can be determined very quickly with little uncertainty.
  • the pre-calculated switching frequency compensates for several converter loads. It is determined by calculating or calculating an overall calculation of the operating point of the lowest load, in particular from ohmic losses of the converter, from switching losses, preferably in the switches of the converter, and a reactive power component that can be assigned to the active power of the converter.
  • the duty cycle can also be referred to as the blanking angle, which results from the difference between the switch-off time minus the switch-on time in relation to the switching frequency.
  • the pulse duty factor when starting from the second switching frequency is lower than when the switching frequency of the operating point is reached. In this way, the supply of energy to the load circuit is handled in a controlled manner.
  • the switching frequency determined from the switching times is in a frequency that is sub-resonant to the resonance frequency of the load circuit.
  • the point in time in the second memory when the second switch is switched off can be determined from a calculation of the last switching process, in particular all switches. The switching frequency is thus optimized after each switching cycle. The adjustment can therefore be done very quickly.
  • the point in time of switching on the first switch contained in the first memory can also be determined from a calculation of the last switching process, in particular all switches. In principle, both the switch-off times and the switch-on times are available for the calculation.
  • the converter can then be configured in each case to be adapted to the switch-off or switch-on processes previously carried out.
  • a resonance choke is provided, which in an advantageous embodiment is connected in parallel with a smoothing capacitor, in particular a resistance capacitance element.
  • the resonance choke drives the current into the load circuit. High-frequency vibrations are smoothed by the smoothing capacitor and, if necessary, damped by the resistance of the resistance capacitance element.
  • Each switch which is in particular a semiconductor switch such as an IGBT, a GTO or a power MOSFET, can be protected against current reversal with an anti-parallel freewheeling diode.
  • the converter comprises a voltage intermediate circuit, so that on the inverter applied DC voltage is essentially constant over time.
  • the voltage intermediate circuit enables the use of an inexpensive, uncontrolled rectifier for rectifying the mains voltage.
  • the voltage intermediate circuit is formed in the simplest case from a capacitor. The capacitance of the capacitor is limited for reasons of cost and space.
  • the voltage intermediate circuit often includes an additional smoothing choke for smoothing the current.
  • the converter comprises a resonance choke.
  • the resonance choke together with the switching losses, determines the frequency limits of the converter both economically and absolutely, since it is frequency-specific with regard to the operating frequency of the converter.
  • the frequency limits are about 0.5 x F n NEN as the lower limit and about 1.25 x F nn ne as an upper limit.
  • the resonance choke limits the rate of current rise at the output of the inverter.
  • further influencing variables are the level of the intermediate circuit voltage and / or the level of the mains voltage and / or the target and / or actual values of the output voltage and / or current and / or power and / or the quality of the load circuit.
  • the converter preferably includes an inverter and the operating point of the converter is essentially regulated by changing the operating frequency of the inverter, the operating frequency of the inverter being calculated in advance.
  • the operating frequency of the inverter is essentially the frequency of the load resonant circuit.
  • the level of the mains voltage has a significant influence on the level of the currents and the losses. With 10% overvoltage and rigid control, the resulting effective internal current is approx. 7% higher, so that the components have to be designed for this type of operation, which increases the costs for manufacturing the converter.
  • the quasi-load-controlled regulation can essentially compensate for the current increase by means of a frequency shift, so that more cost-effective components can be used.
  • the output power and / or the output voltage of the converter is essentially regulated by changing the duty cycle of the inverter, the duty cycle of the inverter being calculated in advance.
  • the duty cycle of the inverter is the ratio of the switch-on time to the period, or the switch-on time to the total time, of the electronic switches of the inverter in relation to the operating frequency.
  • the tactile ratio determines the time at which electricity flows through the circuit breakers. Since power is only transmitted when there is a current flow, the pulse duty factor also defines the time available for power transmission. With constant current, a small duty cycle will result in a small output power, while a large duty cycle will result in a large output power. A large duty cycle is therefore advantageous, since otherwise a higher current is required to transmit the same power.
  • a digital one is preferred for regulating the converter
  • the method according to the invention enables a very flexible, fast, reliable and effective adaptation of the relationships between the current values of peak current, effective current, active current component, reactive current component and cut-off current to one another and the current curve shapes of the converter by means of the digital control electronics.
  • the switch-off current is specifically reduced in order to minimize the switching losses.
  • the effective current is reduced in order to reduce the current load on the components.
  • the inverter is preferably switched by means of pulse width control.
  • the pulse width control can be used to set the output variables voltage level or power by changing the duty cycle.
  • the inverter preferably has an H-bridge, the H-bridge comprising four electronic switches, when the electronic switches arranged in the bridge diagonal are always switched on simultaneously, the electronic switches arranged in the same bridge branch always being switched on alternately and with two electronic switches always being switched on or all electronic switches being switched off.
  • the electronic switches arranged in the bridge diagonal are switched on at the same time, power is transferred to the load circuit.
  • the electronic switches arranged in the bridge diagonal are switched off at the same time, energy flows through the freewheeling diodes back into the voltage intermediate circuit (energy return).
  • the necessary voltage to drive the current against the intermediate circuit voltage back into the intermediate voltage circuit is provided by a resonance circuit.
  • the resonance choke Through the direct connection of the resonance choke via the freewheeling diodes to the intermediate circuit voltage, the current is forced very quickly to drop to zero. This direct connection alone significantly reduces the current load in the inverter. The process can be carried out simply and inexpensively.
  • Electronic switches in the sense of the invention are, in particular, bipolar transistors, thyristors, GTOs, MCTs, MOSFETs or IGBTs.
  • the person skilled in the art understands that all electronic switches can be used which have sufficient voltage and current carrying capacity in the desired work areas.
  • the person skilled in the art further understands that the switching losses increase the more often the electronic switches are switched and that the lifespan of the switches is reduced with increasing frequency of switching.
  • the electronic switches IGBTs since IGBTs are robust, are characterized by short ze mark switching times, have a low voltage drop in the conductive state and have a high current carrying capacity, so that they are destroyed less frequently even with large voltage or current peaks.
  • the load resonant circuit is a parallel resonant circuit since the inverter does not have to carry a high oscillating current as a result.
  • An output transformer and output lines can therefore advantageously be used, the possible current load of which is dimensioned less and which are therefore less expensive than when using a series resonant circuit.
  • the person skilled in the art understands that the use of a series resonant circuit is also possible.
  • the converter has a transformer, which allows the output voltage to reach a voltage that is independent of the inverter output.
  • galvanic isolation is a requirement that has to be met in many applications to increase safety.
  • the losses in the converter are considerably reduced and adjustable even outside of its nominal operation.
  • the method according to the invention is characterized in that it optimizes the operating mode of the converter, that is to say its operating point and therefore the current load on its components, in particular the components of the inverter. This is essentially made possible by changing the operating frequency of the converter. As a result, the converter can be manufactured considerably more cost-effectively.
  • the method enables the output power and / or voltage of the converter to be adjusted accordingly. According to the values desired by the user, essentially by changing the duty cycle of the inverter.
  • a converter according to the invention which is operated according to a method according to the invention, starts at an initially unknown resonance frequency of the load circuit of, for example, 10 kHz with a second switching frequency, which can be, for example, 12 kHz or 15 kHz.
  • the starting point is an approximate resonant circuit frequency.
  • approximately means that, for example, a deviation of 50% of the actually expected operating frequency is desired as a starting value for the switching frequency, preferably only 25%.
  • the duty cycle of the voltage isolation from the voltage intermediate circuit of the converter to the load resonant circuit is initially only 3%, for example. Very small energy packets are placed in the load resonant circuit. Within just 2 ms, for example, the converter recognizes that it is operating the load resonant circuit with excessive resonance, in particular by comparing the calculated intermediate time and actually measured zero crossing of the output voltage at the load resonant circuit. It gradually lowers, e.g. B. starting with a step size of 1 kHz, the switching frequency until it reaches the sub-resonant frequency range. According to one embodiment, the duty cycle can be increased during these steps.
  • the pulse duty factor is only increased when there are minimal deviations from the operating point, for example less than 50%.
  • a switching frequency that is more than 10% is then reached after several milliseconds deviates from the resonance frequency under resonance.
  • the switching frequency is raised again.
  • the step size is preferably further reduced.
  • a rigidly load-controlled converter which is operated, for example, by means of a swivel process
  • the operating frequency of the converter is only determined by the load circuit.
  • the operating frequency of the converter is regulated so that the load circuit is operated almost exactly at the resonance frequency.
  • a rigidly load-controlled control is aimed at the maximum active power output on the workpiece.
  • a converter operated according to the invention is operated adaptively and quasi-load-controlled, so that the losses occurring in the real operating points in the converter are optimized, that is to say are as low as possible in relation to the manufacturing and operating costs of the converter.
  • the method according to the invention has the following advantages compared to a rigid load-guided method, for example the pivoting method:
  • Resonance choke The volume (proportional to price and space requirement) is reduced by 65%.
  • Inverter bridge The power loss (proportional to IGBT size and price) is reduced on average by approx. 45%.
  • Output transformer The size in kVA (and thus the price) is reduced by approx. 39%.
  • Frequency range The usable frequency range of the converter in all performance classes improves to at least 0.5 x F ne nn -1.25 x F nominal - Economically, the absolute frequency range also " increases below 3 kHz and above 20 kHz.
  • FIG. 1 shows an embodiment of a converter that works with the method according to the invention.
  • Fig. 2-6 show different output currents of the inverter at different operating points and for different output voltages.
  • FIG. 7 illustrates the return of energy when an electronic switch is periodically switched.
  • 8 shows a converter according to the invention with a load resonant circuit in a simplified representation compared to FIG. 1, which has resonance choke damping by means of an R / C element.
  • FIG. 9 helps in understanding the reproductions of the current profiles measured by FIGS. 2-6 by deriving the relationships at the resonance choke.
  • FIG. 1 shows an embodiment of a converter 1 which works with the method according to the invention.
  • a mains voltage 9 is rectified in a rectifier 2 and then converted in an inverter 4 into an alternating voltage of a different frequency and shape.
  • the converter comprises a voltage intermediate circuit 3 consisting of a capacitor and a choke, an intermediate circuit voltage 18 dropping across the capacitor.
  • the converter 1 comprises a resonance choke 6 for shaping the output voltage of the inverter 4, which is generally a non-current-compensated choke, and a transformer 7, in particular a transformer, for galvanically decoupling the load circuit 5.
  • the load circuit is a parallel resonant circuit consisting of a compensation capacitor Li, an inductor L 2 and an active resistor L 3 .
  • the inverter 4 is connected as an H-bridge 46 and has in each bridge branch a parallel connection 41-44 consisting of an electronic switch 48, here an IGBT, and a free-wheeling diode 47.
  • the converter 1 comprises control electronics 13, which preferably comprise a microprocessor and which regulates the converter 1.
  • memories are provided in which the switch 48 switches on and off the parallel circuits 41-44 are stored adaptably.
  • the switching frequency f s which results from the switch-on times 63 per period 62, is determined on the basis of the values in the memories.
  • the frequency of switching on results from the switching frequency.
  • the operating frequency results from the switching frequency f s and the switch-off frequency of the switches 48.
  • At least three memories are provided in the control electronics 13, a first memory 68, a second memory 69 and a third memory 70 (not shown graphically in the control electronics 13 of FIG. 1).
  • the actual values of the voltages and currents are recorded by means of measuring transducers 12A, 12B, 12G, which, depending on the measured parameter, can be current or voltage measuring transducers that are connected directly or galvanically isolated.
  • measuring transducers 12A, 12B, 12G which, depending on the measured parameter, can be current or voltage measuring transducers that are connected directly or galvanically isolated.
  • the electrically isolated voltage converter 12A which forwards the output voltage profile of the load circuit to the inputs of the control electronics 13
  • the current converter 12B which forwards the current through the resonance choke to the inputs of the control electronics 13
  • the current converter 12C the current in Voltage intermediate circuit 3 passes on to the inputs of the control electronics 13.
  • Part of the supply voltage on the input side is used to supply the control electronics 13 via the voltage converter 13A and the rectifier.
  • the control electronics 13 takes into account the input voltage influences and adjusts the blanking angle, for example.
  • the on and off times of the IGBTs 48 of the inverter 4 are regulated by means of the digital control electronics 13 via a gate drive 45.
  • the intermediate circuit voltage 18 is regulated or measured by means of the digital control electronics 13 via a voltage converter 11.
  • the control electronics 13 performs three-phase current monitoring 8.
  • the three-phase current monitor 8 checks, among other things, the actual height or the peak value of the supply voltage, which can vary depending on the location of the converter 1. In the same way, the three-phase current monitor 8 can also determine the frequency accuracy of the supply voltage or its quality.
  • FIGS. 2-6 show different output current profiles of the inverter 40 in different operating points and for different output voltages of the inverter 4.
  • the time in ⁇ s is on the x-axis 16 applied.
  • a time of 4 ⁇ s has passed per cuboid 15.
  • the magnitude of the output current 40 is plotted on the y axis 17.
  • the right arrow 14 shows the amount of current at the trigger time. It is the current 40 that flows in the resonance choke 6.
  • the point of an extremum in the current profile is particularly interesting, for which the first derivative is 0. This is the point at which there is no change in the voltage across the resonance choke 6.
  • the voltage in front of the resonance choke 6 and after the resonance choke 6, on the load circuit 5, is the same.
  • 2 shows the output current curve at a normal operating point with approximately 20% output voltage.
  • the amount of current is 118 A.
  • Fig. 3 shows the output current profile at a normal operating point with approx. 50% off output voltage.
  • the amount of current is 118 A.
  • FIG. 4 shows the output current profile with slightly high-resistance operation at 100% output voltage and an average operating frequency. At the time of the trigger, the amount of current is 90 A.
  • FIG. 5 shows the output current profile at the same operating point as FIG. 4, but now for high-frequency use.
  • the breaking current is almost zero.
  • the magnitude of the current is 90 A. It is interesting to note from FIGS. 4 and 5 that at the end of the individual current packet, in the representation near the coordinate origin, a current still flows, which then turns off to zero by switching off , with appropriate short-term overshoots.
  • the current flowing through the choke is also switched off at the time of switching off, while current continues to flow through the choke in the pivoting method.
  • Fig. 6 shows the output current curve also in the operating point of Figs. 4 and 5, but for low frequency application.
  • the cut-off current is high, but the effective and maximum currents are lower.
  • the amount of current is 90 A.
  • a current curve looks like this or something similar, which should work with a resonance frequency of approx. 1 kHz.
  • 7 illustrates the return of energy when an electronic switch 55 is switched periodically.
  • the electronic switch 55 is operated on a DC voltage source 51 to which it is connected in parallel.
  • a resonance choke 57 and a load 58 are connected in series with the electronic switch 55.
  • An input voltage 50 drops across the DC voltage source 51
  • the output voltage 60 drops across the electronic switch 55 and the series connection of the resonance choke 57 and load 58.
  • a load voltage 59 drops above the load 58. If the electronic switch 55 is switched on, this takes place at the ignition point 65, the output current 56 increases and the resonance choke 57 stores (magnetic) energy. If the electronic switch 55 is switched off, the output current 56 flows back as a diode current 52 via the freewheeling diode 53 and also against the direct voltage source 51.
  • the resonance choke 57 supplies the necessary voltage.
  • the current flows as a switch current 54 via the electronic switch 55 and the freewheeling diode 53 prevents the DC voltage source 51 from being short-circuited.
  • the diagrams show the profile of the output voltage 60 and the Diode current 52 and the switch current 54.
  • the switch current 54 flows, while in the switch-off time 64 the diode current 52 flows.
  • the sum of the switch-on 63 and switch-off times 64A of the electronic switch 55 is the period • 62.
  • the curves of the switch current 54 and the output voltage 60 shown in the equivalent circuit diagram show the restoration of the stored energy when all switches of the inverter 4 according to FIG.
  • FIG. 1 shows a further embodiment of an inverter 4 according to the invention, which is connected to a voltage intermediate circuit 3 and a load circuit 5.
  • the galvanic decoupling via the transformer 7 from FIG. 1 has been omitted.
  • the load circuit 5, at the two points C, D of which the output voltage of the load circuit 5 can be measured, is supplied with current via the resonance inductor 6, which is indicated by arrows parallel to the lines.
  • the current flows from point A via resonance inductor 6 and load circuit 5 to point B of inverter 4. Contrary to the embodiment according to FIG.
  • the output side of the converter still shows on each Throttle side an R / C element 66, which dampens the voltage curve from the resonance choke 6.
  • R / C element 66 which dampens the voltage curve from the resonance choke 6.
  • the inductance of the resonance choke is essential here. Combinations of converters from FIGS. 1 and 8 are also conceivable.
  • the R / C element 66 above the resonance choke acts as a vibration damper for the energy stored in the resonance choke and returned after switching off (see also FIG. 7) by charging the capacitor in the voltage intermediate circuit.
  • FIG. 9 shows how, with knowledge of the resonance choke 6, the resonance frequency of the load circuit 5 and a selected period 62, selected switch-on times 63 and resulting switch-off times 64A, the current through the resonance choke 6 of FIG. 1 or FIG. 8 can be represented constructively. Furthermore, the shift of the operating point in the load circuit away from the resonance frequency is described in FIG. 9.
  • the output diagram the top of the two time diagrams, shows the voltage curve, measured between the points AB and between the points CD on the converter 1, as shown schematically by way of example in FIG. 1 or FIG. 8.
  • the voltage profile CD on the load circuit 5 is idealized as a sine profile without any harmonics. It has a frequency which is in the range of the period 62 and is excited by the connection of voltage blocks 67 which arise from the voltage intermediate circuit 3 via the switches 41, 42, 43, 44 between the positions AB, the positions between switches and resonance. throttles 6.
  • the duty cycle in the diagram is the quotient of the entire period 62 minus the two switch-off periods 64A over the period 62.
  • Switch-off instant P2 of the positive voltage block 67 which is marked by P2 in FIG. 9.
  • the respectively subsequent switch-off time P3 can be calculated on the basis of the specified switch-off time period 64B.
  • the voltage curve CD reaches the zero crossing M twice per period. Not completely synchronized with the zero crossings M of the output voltage CD, but lagging behind the zero crossings M, at least two switches 41, 42, 43, 44 of the inverter 4 are switched on at the switch-on times 63, so that either a positive or negative voltage block originating from the intermediate circuit voltage, preferably alternately, but with the same position as the output voltage, can give excitation energy to the load circuit.
  • an intermediate value here approximately the middle of the switch-off period 64B, is calculated
  • a zero crossing N is shown between the voltage blocks 67, which lies outside, preferably under resonance, and therefore also under-synchronous, with the actual zero crossings M of the output voltage CD.
  • This intermediate value for the calculated zero crossing N is calculated from the switch-off period 64B between the first switch-off time P2 stored in a first memory and the second switch-off time P3 stored in a second memory and stored in a third memory.
  • the switching instants P2, P3 of the first and second switches 41, 42, 43, 44 are adjusted when an unscheduled deviation is found. This makes it possible to achieve a desired reduction in the load on the converter.
  • the selected frequencies and switching points ensure a complete decay of the current 56 from the point in time P2 of the shutdown.
  • the other current profiles 56 shown in FIGS. 2 to 6 can be reached by selecting other frequencies.

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters, insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung, wobei an dem Umrichter ein Lastschwingkreis vorgesehen ist, wobei der Arbeitspunkt des Umrichters in Abhängigkeit von der Änderung der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises und mindestens einer weiteren Einflussgröße vorausberechnet wird. Weiterhin betrifft die Erfindung einen Umrichter, der an Hand wenigstens dreier Speicherwerte eine Vorausberechnung und einen entsprechenden Abgleich der Schaltfrequenzen der Umrichterschalter durchführt.

Description

Beschreibung Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters, insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung Technisches Gebiet Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters, insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung.
Zur Härtung von elektrisch leitfähigem Material wird dieses häufig mittels eines magnetischen Wechselfeldes induktiv erwärmt. Dabei wird die Erwärmung des Materials durch Verluste bewirkt, die durch Wirbelströme hervorgerufen werden und die das magnetische Wechselfeld in dem Material erzeugt. Die Verwendung eines hochfrequenten Wechselfeldes führt zu einer Erwärmung der Oberfläche des zu härtenden Materials, während niederfrequente Wechselfelder eine höhere Eindringtiefe besitzen. In Abhängigkeit vom Anwendungsfall besteht die Notwendigkeit, die verwendete Frequenz des magnetischen Wechselfeldes anzupassen. Stand der Technik Es sind vielfältige Vorrichtungen für Umrichter bekannt. Die Umrichter umfassen Wechselrichter, die eine Eingangsspannung in eine Ausgangswechselspannung mit einer gewünschten Frequenz umwandeln. Umrichter zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung erzeugen das Wech- selfeld durch einen Wechselstrom in einem Induktor. Die am Werkstück benötigten wesentlichen Eigenschaften des Wechselfeldes sind seine Frequenz, die Amplitude des Wechselstromes sowie die zur Verfügung stehende Wirkleistung.
Eine Grundfunktion von Wechselrichtern ist das Schalten von induktiven und ohmschen Lasten. Grundsätzlich besteht beim Schalten induktiver Lasten das Problem, dass die Induktivi- tat den Strom weiter treibt, obwohl die Spannung sich bereits geändert hat. Elektronische Schalter, beispielsweise Bipolartransistoren, Thyristoren, GTOs, MCTs, MOSFETs oder IGBTs, können den Strom jedoch nicht in umgekehrte Richtung treiben, so dass zu ihnen Freilaufdioden antiparallel geschaltet werden, die den Koitimutierungsström führen. Die Zeit, in der die Freilaufdioden den Kommutierungsstrom führen, ist die Freilaufphase. Die entstehenden Verluste sind Durchlass- und Schaltverluste, die mit dem Strom und der Betriebsfrequenz steigen, zur Erwärmung der Bauteile führen und die mögliche Betriebsfrequenz begrenzen.
Die Schaltfrequenz elektronischer Schalter ist außerdem durch Ein- und Ausschaltverzögerungszeiten, Mindestein- und -ausschaltzeiten und Umladezeiten bzw. Rückstromzeiten durch die Freilaufdioden begrenzt .
Zur Wirkleistung an der Last tragen im Wesentlichen die Grundschwingungen von Strom und Spannung bei . Daher werden zur Erzeugung von Wirkleistung i. d. R. Verfahren verwendet, bei denen der Gehalt an Oberschwingungen sowie die Phasenverschiebung von Strom und Spannung an der Last minimiert sind. Ein bekanntes Verfahren zur Steuerung von Umrichtern für die induktive Erwärmung ist das Schwenkverfahren, das insbesondere in Wechselrichtern mit H- Brückenschaltung der elektronischen Schalter den Vorteil hat, dass es die gleichzeitige Steuerung der Ausgangsleistung und der Ausgangsfrequenz ermöglicht. Das Schwenkverfahren regelt die Betriebsfrequenz im Lastkreis starr lastgeführt mit dem Ziel der optimalen Kompensation des Lastkreises . Maßgeblich für die maximal erreichbare Betriebs- frequenz sind die zulässigen Schaltüberspannungen und Abschaltströme beim Ausschalten und die zulässigen Spitzenströme beim Einschalten der elektronischen Schalter, da diese zu hohen im Wechselrichter auftretenden Schaltverlusten führen. Sie bestimmen ebenfalls die Dimensionierung der Bauteile .
Die Optimierung der Betriebsfrequenz und damit des Arbeits- punktes bei solchen Umrichtern wird in Abhängigkeit von der Last durchgeführt. Im Betrieb ändert sich die Last, insbesondere beim induktiven Erwärmen durch das Zu- und Abführen und der zwischenzeitlich einhergehenden Materialeigenschaftsänderungen des zu behandelnden Werkstücks . Ein sol- ches Verfahren, das ohne nähere Analyse als ein frequenzvariables Verfahren erscheint, kann als starr lastgeführtes Verfahren bezeichnet werden.
Aus der DE 41 34 461 AI ist ein Schweißumrichter, der zur ohmschen Erwärmung an Stelle von induktiver Erwärmung ge- nutzt wird, bekannt, der auf der Sekundärseite des Trenntransformators an Hand der Stromverläufe zur Last hin, ihrem zeitlichen Verhalten, der Steilheit und der Höhe Fehlbetriebe wie Erdschlüsse oder Stromwertüberschreitungen de- tektieren kann. Hierdurch soll sichergestellt werden, dass der Schweißumrichter nicht außerhalb seiner Nenndaten betrieben wird.
Weiterhin ist aus der DE 101 06 245 AI bekannt, dass bei einem Umrichter mit Serienresonanzkreis durch eine Pulsweitenmodulation leistungsgesteuert mittels einer Frequenzwahl des „Zerhackens", also durch ein Zünden der Transistoren, der durch einen Rinnenofen fließende Strom sinusförmig modellierbar ist. Wird bei der Ansteuerung ein so genanntes „Aufzipfeln" des Stromverlaufs beobachtet, so kann mittels schnellerer Impulsbreitensteuerung, die in der Regel bei der zehnfachen Frequenz des Stromes liegen soll, dem Phänomen des „Aufzipfelnsλλ entgegengewirkt werden. Mit anderen Worten, die Stromspitzen sollen sich durch eine überfre- quente Pulsweitenmodulation beseitigen lassen, die dargestellte Betriebsweise führt durch eine Variation einer Pulsweitenmodulation bei einem Serienresonanzkreis zu einem sinusförmigen Stromverlauf. Jeder Umrichter besitzt Nenndaten wie beispielsweise Netzanschlusswerte, Nennleistung, Nennfrequenz und Nenn- Ausgangsspannung, wobei die Nenn-Ausgangsspannung üblicherweise auch die Maximal-AusgangsSpannung darstellt. Dies gilt auch für die Leistung. Niedrigere Werte für die Aus- gangsspannung und für die Leistung sind problemlos möglich (bis zu ca. 1 - 10% des Nennwertes) und werden auch benötigt. Die Netzspannung liegt innerhalb genormter Grenzen um den Nennwert herum. Die Betriebsfrequenz ist dagegen aufgrund von internen, frequenzabhängig hergestellten Bauteilen nur in genau festgelegten Bereichen um die Nennfrequenz herum variierbar, wobei die Bauteile, wenn sie für große Frequenzbereiche hergestellt werden, auch erhebliche Kosten verursachen. Ein Beispiel solcher Bauteile sind die Schwingkreiskondensatoren. Diese werden üblicherweise für die Nennfrequenz hergestellt, und erlauben einen Betrieb bis zu ca. 1,2 x Fnenn. Obwohl es keine untere Frequenzgrenze gibt, würde der Lastkreis für niedrige Frequenzen erheblich größere Kapazitäten benötigen und die verwendeten Kondensatoren wären daher teuer. Die Ausrüstung des Umrichters mit Schwingkreiskondensatoren ist daher immer ein Kompro- miss zwischen den Kosten und der Anwendungsbreite. Bei An- schluss der Nennlast am Ausgang des Umrichters, die sich aus der Nennleistung und der Nennspannung ergibt, wird der Umrichter mit seinen Nennwerten betrieben, beispielsweise mit Nennfrequenz . Dieser Betrieb des Umrichters heißt Nennbetrieb. Die tatsächliche Last ist aber durch den Induktor und das Werkstück bestimmt und entspricht daher i. d. R. nicht der Nennlast. Trotz der Fehlanpassung ober- oder unterhalb der Nennlast muss im Wesentlichen Nennleistung am Ausgang des Umrichters abgegeben werden. Daher werden Umrichter i. d. R. so ausgelegt, dass sie bis ca. 80% Aus- gangsspannung Nennleistung abgeben. Ebenso sollte ein Umrichter bei leicht schwankendem Netz oder innerhalb einer festgelegten Frequenzbreite Nennleistung abgeben können. Diese Flexibilität ist mit hohen Mehrkosten verbunden. Die jeweiligen tatsächlichen Betriebswerte des Umrichters wei- chen teilweise erheblich von den Nennwerten ab. So ist es zum Beispiel ohne weiteres üblich, einen Umrichter mit einer Nennleistung von 100kW zeitweise nur mit einer tatsächlichen Leistung von ca. 20kW zu betreiben.
Aufgabe der Erfindung ist, ein Verfahren zum Betreiben ei- nes Umrichters, insbesondere für die Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung, das höhere und tiefere Betriebsfrequenzen bei gleichzeitig kostengünstigem Bauteilaufwand sowie kostengünstiger Herstellung und höheren Leistungen einfach ermöglicht. Darstellung der Erfindung
Gelöst wird die Aufgabe mit einem erfindungsgemäßen Verfahren gem. der Ansprüche 1 und 12 zum Betreiben eines Umrichters, insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung, wobei an dem Umrichter ein Last- Schwingkreis vorgesehen ist. Ein geeigneter Umrichter zur Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe ist aus Anspruch 6 entnehmbar.
Nach einem Aspekt der Erfindung wird der Arbeitspunkt des Umrichters in Abhängigkeit von der Änderung der Resonanz- frequenz des Lastschwingkreises und mindestens einer weiteren Einflussgröße vorausberechnet. Die Einflussgröße kann vorteilhaft der Istwert der AusgangsSpannung am Lastkreis sein. Durch die Berechnung des Arbeitspunktes des Umrichters in Abhängigkeit von der Änderung der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises wird dem Anwender die Frequenzbestimmung des Lastkreises ermöglicht. Die Vorausberechnung des Arbeitspunktes des Umrichters in Abhängigkeit von mindestens einer weiteren Einflussgröße ermöglicht eine dynamische und optimale Anpassung des Arbeitspunktes in Abhängigkeit von der weiteren Einflussgröße. Der Fachmann weiß, dass die Einflussgrößen je nach Anwendung und Betriebszu- stand verschieden sind. Vorteilhaft wird der Arbeitspunkt des Umrichters so gewählt, dass er unterresonant, also mit einer niedrigeren Frequenz als der Resonanzfrequenz des Lastkreises, betrieben wird.
Nach einem anderen Aspekt der Erfindung wird das Verfahren zum Betreiben eines Umrichters so betrieben oder durchgeführt, dass der Wechselrichter mit einer niedrigeren Frequenz als der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises, der als unterresonanten Frequenz bezeichneten Frequenz, betrieben wird. Dieser Zustand wird aber erst im eingeregelten Zustand erreicht. Der eingeregelte Zustand ist der Zustand, wenn bei keiner Resonanzfrequenzveränderung des Lastkreises (einem idealisierten, selten erreichbaren Zustand) die endgültige Schaltfrequenz erreicht ist. Dieser Zustand wird im Folgenden auch als Betriebspunkt oder Arbeitspunkt bezeich- net. Die Ausgangsfrequenz, insbesondere die Ausgangsspannungsfrequenz, am Lastkreis ist direkt oder indirekt durch Umrechenschritte messbar. Der Umrichter umfasst einen Wechselrichter, mit wenigstens zwei Schaltern, die im Wechsel eingeschaltet werden. Im Arbeitspunkt wird eine Umrichter- belastung durch eine unterresonante Schaltfrequenz der Schalter in Übereinstimmung mit einer vorausberechneten Schaltfrequenz unter Berücksichtigung der Ausgangsfrequenz am Lastschwingkreis reduziert. Ein Vorteil in der Frequenzwahl liegt in der geringeren Lastkreiskapazität, die notwendig ist.
Bevorzugt ist die Betriebsfrequenz des Wechselrichters im Wesentlichen kleiner als die Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises. In Abhängigkeit vom Arbeitspunkt wird eine gezielt um einen errechneten Betrag reduzierte Betriebsfrequenz zur Ansteuerung des Wechselrichters verwendet, die jederzeit zu den Arbeitspunktveränderungen angepasst wird. Die nötigen Veränderungen liegen etwa im einstelligen Prozentbereich der Nennf equenz . Die Einstellung der Betriebsfrequenz unterhalb der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises ruft eine Verschiebung der Phase zwischen Strom und Spannung im Lastschwingkreis und eine Veränderung ihrer Kurvenform hervor. Dadurch erfolgt die Blindleistungskompensation im Lastkreis nicht vollständig. Die Einstellung der Betriebsfrequenz bewirkt aber andererseits eine vorteilhafte Verringerung der Strombelastung der Bauteile des Umrichters, insbesondere der Bauteile des Wechselrichters, so dass der Bauteilaufwand, insbesondere auch der notwendige Aufwand an Kühlung der Bauteile, geringer ist, die Bauteile kleiner ausgelegt werden können und daher Kosten für die Bauteile eingespart werden können. Beispielsweise kann die Auslegung der Kapazität eines Kondensators bei Verwen- dung eines Parallelschwingkreises als Lastkreis bei einer um ca. 10% geringeren Betriebsfrequenz um ca. 20% geringer gewählt werden. Der Blindanteil des Stromes im Wechselrichter kann in Abhängigkeit vom Arbeitspunkt auf ca. 10%, das ist in wirtschaftlicher Hinsicht eine optimale Einstellung, reduziert werden. Auch die Lebensdauer der Bauteile erhöht sich durch die geringere Strombelastung. Weitere Vorteile ergeben sich aus der übrigen Beschreibung. Ein Umrichter, auf dem das erfindungsgemäße Verfahren nach einem der zuvor dargestellten Aspekte betrieben werden kann, der insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung dient, umfasst einen Lastschwing- kreis und einen Wechselrichter, wobei der Wechselrichter mindestens zwei im Wechsel eingeschaltete Schalter aufweist.
Weiterhin bietet eine Ausführungsform eines geeigneten Umrichters einen ersten Speicher für den Zeitpunkt des Schal- tens des ersten Schalters und einen zweiten Speicher für den Zeitpunkt des Schaltens des zweiten Schalters . Speicher sind hierbei so zu verstehen, dass in dem Umrichter digitale Speicherzellen vorhanden sein können, aus denen die Werte für den Umrichter zur Verfügung gestellt werden. Spei- eher im Sinne der Erfindung können aber auch analoge Schaltkreise sein, die in der Lage sind, verarbeitbare Schaltwerte oder SchaltZeitpunkte zur Verfügung zu stellen. Hierbei ist der konkrete interne Aufbau in dem Umrichter nachrangig, vorrangig werden die Schaltzeitpunkte der Schalter betrachtet, die zum Beispiel mittels Oszilloskop auch extern messbar sind. In einem dritten Speicher wird ein Wert für eine Zwischenzeit, insbesondere für die Zeitmitte zwischen dem im ersten und dem im zweiten Speicher abgelegten Zeitpunkt vorgesehen. Weiterhin ist ein Null- durchgangskomparator für die Feststellung des Nulldurchgangs der AusgangsSpannung vorgesehen. Der Nulldurchgang ist der Wert, zu dem ein Referenzwert durchschritten wird. Der Referenzwert liegt zwischen einem positiven Scheitelwert und einem negativen Scheitelwert. In der Regel korres- pondiert der Nulldurchgang mit dem Spannungswert 0 V. Weiterhin ist ein Vergleicher für den im dritten Speicher abgelegten berechneten Zwischenwert, etwa die Zeitmitte ei- nerseits und den Zeitpunkt des tatsächlich gemessenen Nulldurchgangs andererseits vorgesehen, wobei der Umrichter bei einer Abweichung zwischen dem berechneten Zwischenwert und dem tatsächlich gemessenen Nulldurchgang durch eine schrittweise synchrone Anpassung der Schaltzeitpunkte des ersten und zweiten Schalters eine Belastungsverringerung, insbesondere eine Blindleistungsverringerung, des Umrichters einleitet. Synchron bedeutet hierbei, dass die Schaltzeitpunkte und damit die Schaltfrequenz für den ersten und für den zweiten Schalter gleichartig verkürzt oder verzögert bzw. verlängert werden.
Aus der Schaltfrequenz des Einschaltens der Schalter und dem Tastverhältnis, der Gegenüberstellung des Einschaltzeitpunkts und des Ausschaltzeitpunkts, der auch als Aus- tastwinkel bezeichnet werden kann, oder auch der Schaltfrequenz des Ausschaltens der Schalter und dem Tastverhältnis lasst sich das Schaltverhalten des Umrichters ausreichend bestimmen. Zur Reduktion von Speicherwerten, die vorausberechnet werden, müssen nicht alle Werte, wie Einschaltwert, Ausschaltwert und Tastverhältnis berechnet werden. Das erfindungsgemäße Verfahren kann sich die Schaltfrequenz wahlweise aus der Häufigkeit des Einschaltens oder der Häufigkeit des Ausschaltens der wechselweise geschalteten Schalter berechnen. Durch die Entkopplung der Schaltfrequenz und des Tastverhältnisses kann der Umrichter auf jede Resonanzfrequenz des Lastkreises hin eingestellt werden, so dass im Wesentlichen die Energiemengen bereitgestellt werden, die der Lastkreis aufnehmen soll.
Nach einer bevorzugten Ausführungsform arbeitet der Umrich- ter am Anfang des Anfahrens eines neuen Arbeitspunktes so, dass zunächst von einer zweiten Schaltfrequenz gestartet wird. Die zweite Schaltfrequenz, die oberhalb der unterre- sonanten Schaltfrequenz im Arbeitspunkt liegt, vorzugsweise sogar eine überresonante Schaltfrequenz ist, wird schrittweise auf die unterresonante Schaltfrequenz des Arbeitspunktes angenähert. Die Approximation wird in einzelnen Schritten durchgeführt, bei denen die Schrittweite und die Frequenzänderung, auch dem Vorzeichen nach, angepasst werden. Bei einzelnen Schritten kann auch eine Verschlechterung der Gesamtbelastung für den Umrichter eintreten, die durch die nächsten Schritte wieder ausgeglichen oder sogar verbessert wird. Hierdurch kann sehr schnell durch geringe Unsicherheit der optimale Arbeitspunkt ermittelt werden.
Insgesamt stellt die vorausberechnete Schaltfrequenz einen Ausgleich zwischen mehreren Umrichterbelastungen ein. Sie wird ermittelt, indem insbesondere aus ohmschen Verlusten des Umrichters, aus Schaltverlusten, vorzugsweise in den Schaltern des Wechselrichters, und einem Blindleistungsanteil, der der Wirkleistung des Umrichters zuordenbar ist, eine Gesamtberechnung des Arbeitspunktes der geringsten Belastung errechnet oder vorausberechnet wird. Das Tastverhältnis kann auch als Austastwinkel bezeichnet werden, der sich aus der Differenz zwischen Ausschaltzeitpunkt abzüglich Einschaltzeitpunkt in Relation zur Schaltfrequenz ergibt. Das Tastverhältnis beim Starten von der zweiten Schaltfrequenz ist geringer, als beim Erreichen der Schaltfrequenz des Arbeitspunktes . Hierdurch wird kontrolliert mit dem Zurverfügungstellen der Energiemenge an den Lastkreis umgegangen.
Im eingeregelten Zustand befindet sich die aus den Schaltzeitpunkten bestimmte Schaltfrequenz in einer zur Resonanz- frequenz des Lastkreises unterresonanten Frequenz. Gestartet werden kann jedoch von einer überresonanten Frequenz. Nach einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel kann der im zweiten Speicher enthaltene Zeitpunkt des Abschaltens des zweiten Schalters aus einer Berechnung des jeweils letzten, insbesondere alle Schalter umfassenden, Schaltvorgangs festgelegt werden. Nach jedem Schaltdurchlauf wird somit die Schaltfrequenz optimiert. Die Anpassung kann folglich sehr schnell geschehen.
Nach einem anderen, ebenfalls vorteilhaften Ausführungsbei- spiel kann statt der Berücksichtigung der Ausschaltpunkte auch der im ersten Speicher enthaltene Zeitpunkt des Einschaltens des ersten Schalters aus einer Berechnung des jeweils letzten, insbesondere alle Schalter umfassenden, Schaltvorgangs bestimmt sein. Prinzipiell stehen für die Berechnung sowohl die Ausschaltzeitpunkte als auch die Ein- schaltzeitpunkte zur Verfügung. Der Umrichter kann je nach Ausführungsform dann jeweils an die zuvor durchgeführten Ausschalt- oder Einschaltvorgänge angepasst ausgestaltet werden.
Im Lastschwingkreis ist eine Resonanzdrossel vorgesehen, die in einer vorteilhaften Ausgestaltung in Parallelschaltung mit einem Glättungskondensator, insbesondere ein Widerstandskapazitätsglied, verschaltet ist. Die Resonanzdrossel treibt den Strom in den Lastkreis. Hochfrequente Schwingungen werden durch den Glättungskondensator geglät- tet und ggf. durch den Widerstand des Widerstandskapazitätsgliedes gedämpft.
Jeder Schalter, der insbesondere ein Halbleiterschalter wie ein IGBT, ein GTO oder ein Leistungs-MOSFET ist, kann mit einer antiparallelen Freilaufdiode gegen Stromumkehr ge- schützt sein.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Umrichter einen Spannungszwischenkreis, so dass die am Wechselrichter anliegende Gleichspannung im Wesentlichen zeitlich konstant ist. Der Spannungszwischenkreis ermöglicht die Verwendung eines kostengünstigen ungesteuerten Gleichrichters zur Gleichrichtung der Netzspannung. Der Fachmann versteht, dass der Spannungszwischenkreis im einfachsten Fall aus einem Kondensator gebildet ist. Die Kapazität des Kondensators ist aus Kosten- und Platzgründen begrenzt. Der Fachmann versteht ebenfalls, dass der Spannungszwischenkreis häufig eine zusätzliche Glättungsdrossel beinhaltet zur Glättung des Stromes .
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst der Umrichter eine Resonanzdrossel. Die Resonanzdrossel legt zusammen mit den Schaltverlusten maßgeblich sowohl wirtschaftlich als auch absolut die Frequenzgrenzen des Umrich- ters fest, da sie frequenzspezifisch bzgl. der Betriebsfrequenz des Umrichters ist. In dem erfindungsgemäßen Verfahren liegen die Frequenzgrenzen bei etwa 0,5 x Fnenn als untere Grenze und etwa 1,25 x Fnenn als obere Grenze. Bei niedrigen Betriebsfrequenzen werden große Resonanzdrosseln benötigt, die teuer und daher ggf. unwirtschaftlich sind, bei hohen Betriebsfrequenzen sind die Schaltverluste in dem Wechselrichter ungünstig. Außerdem sind Resonanzdrosseln für hohe Ströme nur aufwendig herzustellen. Die Resonanzdrossel begrenzt unter anderem die Stromanstiegsgeschwin- digkeit am Ausgang des Wechselrichters .
In einer bevorzugten Ausführungsform sind weitere Einflussgrößen die Höhe der Zwischenkreisspannung und/oder die Höhe der Netzspannung und/oder die Soll- und/oder Istwerte der AusgangsSpannung und/oder -Stroms und/oder -leistung und/oder die Güte des Lastkreises. Durch Erfassen einer o- der mehrerer weiterer Einflussgrößen wird mittels dem erfindungsgemäßen Verfahren sowohl auf Veränderungen im Last- Schwingkreis, die beispielsweise durch Änderung der Materialeigenschaften der Last bei induktiver Erwärmung hervorgerufen werden, als auch auf Veränderungen im Umrichter, die beispielsweise durch Änderungen der Netzspannung hervorge- rufen werden, flexibel adaptiv reagiert, so dass der Arbeitspunkt des Umrichters optimiert wird.
Vorzugsweise u fasst der Umrichter einen Wechselrichter und der Arbeitspunkt des Umrichters wird im Wesentlichen durch die Veränderung der Betriebsfrequenz des Wechselrichters geregelt, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters vorausberechnet wird. Durch die Vorausberechnung der Betriebsfrequenz erfolgt die Regelung adaptiv, quasi lastgeführt. Dabei ist die Betriebsfrequenz des Wechselrichters im Wesentlichen die Frequenz des Lastschwingkreises. Die Höhe der Netzspannung hat einen erheblichen Einfluss auf die Höhe der Ströme und die Verluste. So ist bei 10% Überspannung und starrer Regelung der entstehende interne Effektivstrom um ca. 7% höher, so dass die Bauteile für diesen Betriebsfall ausgelegt werden müssen, was die Kosten für die Herstellung des Umrichters erhöht. Die quasi- lastgeführte Regelung kann die Stromerhöhung durch eine Frequenzverschiebung im Wesentlichen ausgleichen, so dass kostengünstigere Bauteile verwendet werden können.
In einer, bevorzugten Ausführungsform wird die Ausgangs- leistung und/oder die Ausgangsspannung des Umrichters im Wesentlichen durch die Veränderung des Tastverhältnisses des Wechselrichters geregelt, wobei das Tastverhältnis des Wechselrichters vorausberechnet wird. Der Fachmann weiß, dass das Tastverhältnis des Wechselrichters das Verhältnis der Einschaltzeit zur Periodendauer, bzw. der Einschaltdauer zur Gesamtzeit, der elektronischen Schalter des Wechselrichters bezogen auf die Betriebsfrequenz ist. Das Tastver- hältnis legt fest, zu welcher Zeit Strom durch die Leistungsschalter fließt. Da nur bei Stromfluss Leistung übertragen wird, legt das Tastverhältnis auch die für die Leistungsübertragung zur Verfügung stehende Zeit fest. Bei kon- stantem Strom bewirkt ein kleines Tastverhältnis eine kleine Ausgangsleistung, während ein großes Tastverhältnis eine große Ausgangsleistung bewirkt. Daher ist ein großes Tastverhältnis vorteilhaft, da sonst zur Übertragung der gleichen Leistung ein höherer Strom benötigt wird. Bevorzugt ist zur Regelung des Umrichters eine digitale
Steuerungselektronik vorgesehen. Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht durch die digitale Steuerungselektronik eine sehr flexible, schnelle, zuverlässig und effektive Anpassung der Beziehungen zwischen den Stromwerten von Spit- zenstrom, Effektivstrom, Wirkstromanteil, Blindstromanteil und Abschaltstrom zueinander und der Stromkurvenformen des Umrichters. Bei hohen Betriebsfrequenzen, insbesondere bei Betriebsfrequenzen > 10 kHz wird der Abschaltstrom gezielt verringert, um die Schaltverluste zu minimieren. Bei nied- rigen Betriebsfrequenzen wird der Effektivstrom verringert, um die Strombelastung der Bauteile zu reduzieren. Durch Verbesserung des Verhältnisses von Spitzen- zu Effektivstrom können die Bauteile für den Wechselrichter und die Resonanzdrossel kostengünstiger dimensioniert werden. Es sind Resonanzdrosseln mit kleineren Induktivitäten und kleineren Spitzenströmen einsetzbar.
Bevorzugt wird der Wechselrichter mittels Pulsbreiten- Steuerung geschaltet. Durch die Pulsbreiten-Steuerung können die Ausgangsgrößen Spannungshöhe oder Leistung mittels Veränderung des Tastverhältnisses eingestellt werden.
Vorzugsweise weist der Wechselrichter eine H-Brücke auf, wobei die H-Brücke vier elektronische Schalter umfasst, wo- bei die in der Brückendiagonale angeordneten elektronischen Schalter immer gleichzeitig eingeschaltet werden, wobei die im gleichen Brückenzweig angeordneten elektronischen Schalter immer im Wechsel eingeschaltet werden und wobei immer zwei elektronische Schalter eingeschaltet oder alle elektronischen Schalter ausgeschaltet sind. Beim gleichzeitigen Einschalten der in der Brückendiagonale angeordneten elektronischen Schalter wird Leistung in den Lastkreis übertragen. Beim gleichzeitigen Ausschalten der in der Brückendia- gonale angeordneten elektronischen Schalter fließt Energie durch die Freilaufdioden in den Spannungszwischenkreis zurück (Energierücklieferung) . Die notwendige Spannung, um den Strom gegen die Zwischenkreisspannung in den Spannungszwischenkreis zurück zu treiben, liefert eine Resonanzdros- sei. Durch die direkte Verbindung der Resonanzdrossel über die Freilaufdioden an die Zwischenkreisspannung wird der Strom sehr schnell gezwungen, auf Null zu sinken. Allein durch diese direkte Verbindung wird die Strombelastung im Wechselrichter wesentlich vermindert. Das Verfahren ist einfach und kostengünstig durchführbar.
Elektronische Schalter im Sinne der Erfindung sind insbesondere Bipolartransistoren, Thyristoren, GTOs, MCTs, MOS- FETs oder IGBTs. Der Fachmann versteht, dass alle elektronischen Schalter einsetzbar sind, die eine ausreichende Spannungs- und Strombelastbarkeit in den gewünschten Arbeitsbereichen aufweisen. Der Fachmann versteht weiterhin, dass die Schaltverluste größer werden, je häufiger die e- lektronischen Schalter geschaltet werden und dass mit steigender Häufigkeit des Schaltens die Lebensdauer der Schal- ter verringert wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind die elektronischen Schalter IGBTs, da IGBTs robust sind, sich durch kur- ze Schaltzeiten auszeichnen, einen geringen Spannungsabfall im leitenden Zustand aufweisen und eine hohe Stromtragfähigkeit besitzen, so dass sie auch bei großen Spannungsoder Stromspitzen weniger häufig zerstört werden. In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Lastschwingkreis ein Parallelschwingkreis, da der Wechselrichter dadurch nicht einen hohen Schwingstrom führen muss. Vorteilhafterweise können daher ein Ausgangstrafo und Ausgangsleitungen verwendet werden, deren mögliche Strombelastung ge- ringer dimensioniert ist und die daher kostengünstiger sind, als bei Verwendung eines Reihenschwingkreises. Der Fachmann versteht, dass der Einsatz eines Reihenschwingkreises ebenfalls möglich ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist der Umrichter einen Transformator auf, der es erlaubt als AusgangsSpannung eine vom Wechselrichterausgang unabhängige Spannung zu erreichen. Außerdem ist die galvanische Trennung eine in vielen Anwendungen zu erfüllende Vorschrift zur Erhöhung der Sicherheit . Bei einem mit dem erfindungsgemäßen Verfahren betriebenen Umrichter sind die Verluste im Umrichter auch außerhalb seines Nennbetriebes erheblich reduziert und einstellbar. Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass es die Betriebsweise des Umrichters optimiert, also seinen Arbeitspunkt und daher die Strombelastung seiner Bauteile, insbesondere der Bauteile des Wechselrichters. Dies wird im Wesentlichen durch die Änderung der Betriebsfrequenz des Umrichters ermöglicht. Dadurch kann der Umrichter erheblich kostengünstiger hergestellt werden. Gleichzeitig ermöglicht das Verfahren die Einstellung von Ausgangsleistung und/oder -Spannung des Umrichters entspre- chend den vom Nutzer gewünschten Werten im Wesentlichen durch Änderung des Tastverhältnisses des Wechselrichters.
Ein erfindungsgemäßer Umrichter, der nach einem erfindungsgemäßen Verfahren betrieben wird, startet nach einer Aus- führungsform bei einer zunächst unbekannten Resonanzfrequenz des Lastkreises von zum Beispiel 10 kHz mit einer zweiten Schaltfrequenz, die zum Beispiel 12 kHz oder auch 15 kHz betragen kann. Idealerweise wird bei ungefährer Schwingkreisresonanzfrequenz gestartet. Ungefähr bedeutet in diesem Zusammenhang, dass zum Beispiel eine Abweichung von 50 % der tatsächlich erwarteten Betriebsfrequenz als Startwert für die Schaltfrequenz erwünscht ist, vorzugsweise nur 25%.
Das Tastverhältnis der Spannungsfreischaltung von dem Span- nungszwischenkreis des Umrichters auf den Lastschwingkreis beträgt anfänglich zum Beispiel nur 3 %. Es werden sehr kleine Energiepakete in den Lastschwingkreis gegeben. Innerhalb von zum Beispiel nur 2 ms erkennt der Umrichter, insbesondere durch den Vergleich zwischen berechneter Zwi- schenzeit und tatsächlich gemessenem Nulldurchgang der Ausgangsspannung am Lastschwingkreis, dass er den Lastschwingkreis überresonant betreibt. Er erniedrigt schrittweise, z. B. mit einer Schrittweite von 1 kHz startend, die Schaltfrequenz, bis er in den unterresonanten Frequenzbe- reich gelangt. Hierbei kann das Tastverhältnis nach einer Ausführungsform schon während dieser Schritte erhöht werden.
Nach einer anderen Ausführungsform wird das Tastverhältnis erst bei minimalen Abweichungen von dem Arbeitspunkt, zum Beispiel weniger als 50 %, angehoben. Nach weiteren Verringerungen der Schaltfrequenzen wird dann nach mehreren Millisekunden eine Schaltfrequenz erreicht, die mehr als 10 % von der Resonanzfrequenz unterresonant abweicht. In einem nächsten Schritt wird die Schaltfrequenz wieder angehoben. Vorzugsweise wird dabei die Schrittweite weiter verringert. Ein versuchsweise aufgebauter erfindungsgemäßer Umrichter ist mit dem vorgestellten Verfahren in der Lage, innerhalb von 20 ms die Betriebsfrequenz von 9 kHz bei einer Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises von 10 kHz zu erreichen. Durch das Verfahren wird auf einen optimalen Arbeitspunkt in Hinblick auf Lastschwingkreis und Umrichter insge- samt abgestellt und nicht mehr nur ausschließlich der Lastschwingkreis betrachtet.
Vergleich eines starr lastgeführt geregelten Umrichters mit einem erfindungsgemäß geregelten Umrichter:
Bei einem starr lastgeführten Umrichter, der beispielsweise mittels Schwenkverfahren betrieben wird, ist die Betriebsfrequenz des Umrichters nur durch den Lastkreis bestimmt. Bei einer Änderung der Frequenz des Lastkreises wird die Betriebsfrequenz des Umrichters so geregelt, dass der Lastkreis fast genau bei Resonanzfrequenz betrieben wird. Eine starr lastgeführte Steuerung ist auf die maximale Wirkleistungsabgabe am Werkstück gerichtet. Im Gegensatz dazu wird ein erfindungsgemäß betriebener Umrichter adaptiv und qua- si-lastgeführt betrieben, so dass die in den realen Arbeitspunkten entstehenden Verluste im Umrichter optimiert, das heißt möglichst gering im Verhältnis zu den Herstel- lungs- und Betriebskosten des Umrichters sind.
Durch das erfindungsgemäße Verfahren ergeben sich im Vergleich zu einem starr lastgeführten Verfahren, beispielsweise zum Schwenkverfahren, folgende Vorteile: Resonanzdrossel: Das Volumen (proportional zu Preis und Platzbedarf) verringert sich um 65% . Wechselrichter-Brücke: Die Verlustleistung (proportional zu IGBT-Größe und -Preis) verringert sich im Mittel um ca. 45%.
Ausgangstransformator: Die Baugröße in kVA (und damit der Preis) verringert sich um ca. 39%.
Kompensationsfeld: Die benötigten Kapazitäten (und damit Größe, Platz und Preis) verringern sich um ca. 30%.
Strombelastung: Die Strombelastung, auch von Kabeln, Anschlüssen und Schienen, verringert sich um ca. 27% im Mittel.
Zwischenkreis: Im Zwischenkreis können bis zu 30% an Kondensatoren eingespart werden.
Frequenzbereich: Der nutzbare Frequenzbereich des Um- richters in allen Leistungsklassen verbessert sich auf mindestens 0,5 x Fnenn -1,25 x Fnenn- Wirtschaftlich vergrößert sich auch der absolute Frequenzbereich" auf unter 3 kHz und über 20 kHz. Kurzbeschreibung der Zeichnung
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Figuren beschrieben. Die Beschreibungen sind lediglich beispielhaft und schränken den allgemeinen Erfindungsgedanken nicht ein.
Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform eines Umrichters, der mit dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitet.
Fig. 2-6 zeigen verschiedene Ausgangsströme des Wechselrichters in verschiedenen Arbeitspunkten und für verschiedene AusgangsSpannungen.
Fig. 7 verdeutlicht die Energierücklieferung bei perio- dischem Schalten eines elektronischen Schalters. Fig. 8 zeigt einen erfindungsgemäßen Umrichter mit Lastschwingkreis in vereinfachter Darstellung gegenüber Figur 1, der eine Resonanzdrosselbedämpfung mittels R/C-Glied hat. Fig. 9 hilft beim Verständnis der durch die Figuren 2 - 6 gemessenen Wiedergaben der Stromverläufe durch Herleitung der Zusammenhänge an der Resonanzdrossel. Ausführungsbeispiel der Erfindung In Fig. 1 ist eine Ausführungsform eines Umrichters 1 dargestellt, die mit dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitet. Eine Netzspannung 9 wird in einem Gleichrichter 2 gleichgerichtet und dann in einem Wechselrichter 4 in eine Wechselspannung einer anderen Frequenz und Form gewandelt . Der Um- richter umfasst einen Spannungszwischenkreis 3 bestehend aus einem Kondensator und einer Drossel, wobei über dem Kondensator eine Zwischenkreisspannung 18 abfällt. Weiterhin umfasst der Umrichter 1 eine Resonanzdrossel 6 zur Formung der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4, die i. d. R. eine nicht stromkompensierte Drossel ist, und einen Transformator 7, insbesondere einen Übertrager, zur galvanischen Entkopplung des Lastkreises 5. Der Lastkreis ist ein Parallelschwingkreis, bestehend aus einem Kompensationskondensator Li, einem Induktor L2 und einem Wirkwider- stand L3. Der Wechselrichter 4 ist als H-Brücke 46 geschaltet und weist in jedem Brückenzweig eine Parallelschaltung 41-44 aus einem elektronischen Schalter 48, hier einem IGBT, und einer Freilaufdiode 47 auf. Der Umrichter 1 umfasst eine Steuerungselektronik 13, die bevorzugt einen Mikroprozessor umfasst und die den Umrichter 1 regelt. In der Steuerungselektronik 13 sind Speicher vorgesehen, in denen die Ein- und Abschaltzeitpunkte der Schalter 48 in den Parallelschaltungen 41-44 anpassbar hinterlegt sind. An Hand der Werte in den Speichern wird die Schaltfrequenz fs bestimmt, die sich aus den Einschaltzeiten 63 pro Periodendauer 62 ergeben. Aus der Schaltfrequenz ergibt sich die Häufigkeit des Einschaltens . Weiterhin ergibt sich aus der Schaltfrequenz fs und der Ausschaltfrequenz der Schalter 48 die Betriebsfrequenz. In der Steuerungselektronik 13 sind wenigstens drei Speicher vorgesehen, ein erster Speicher 68, ein zweiter Speicher 69 und ein dritter Speicher 70 (nicht näher in der Steuerungselektronik 13 der Fig. 1 graphisch dargestellt) . Die Istwerte der Spannungen und Ströme werden mittels Messwandler 12A, 12B, 12G erfasst, die je nach gemessenem Parameter Strom- oder Spannungsmesswandler sein können, die direkt oder galvanisch entkoppelt angebun- den sind. Beispielhaft sei auf den galvanisch getrennten Spannungswandler 12A verwiesen, der den Ausgangsspannungsverlauf des Lastkreises an die Eingänge der Steuerungselektronik 13 weiterleitet, den Stromwandler 12B, der den Strom durch die Resonanzdrossel an die Eingänge der Steue- rungselektronik 13 weiterleitet, den Stromwandler 12C, der Strom im Spannungszwischenkreis 3 an die Eingänge der Steuerungselektronik 13 weiterleitet.
Über den Spannungswandler 13A und den Gleichrichter wird ein Teil der eingangsseitigen Versorgungsspannung zu Ver- sorgung der Steuerungselektronik 13 genutzt. Die Steuerungselektronik 13 berücksichtigt die Eingangsspannungseinflüsse und passt zum Beispiel den Austastwinkel an. Die Ein- und Ausschaltzeiten der IGBTs 48 des Wechselrichters 4 werden mittels der digitalen Steuerungselektronik 13 über ein Gate Drive 45 geregelt. Die Regelung bzw. Messung der Zwischenkreisspannung 18 mittels der digitalen Steuerungselektronik 13 erfolgt über einen Spannungswandler 11. Au- ßerdem führt die Steuerungselektronik 13 eine Drehstromüberwachung 8 durch. Die Drehstomüberwachung 8 überprüft unter anderem die tatsächliche Höhe bzw. den Scheitelwert der Versorgungsspannung, die in Abhängigkeit vom Standort des Umrichters 1 variieren kann. Genauso kann die Drehstromüberwachung 8 auch die Frequenztreue der Versorgungsspannung oder deren Güte bestimmen. Auf Grund der Schwankungen in der Netzspannung 9 und auf Grund der unterschiedlichen Güten der Netzspannung 9 je nach Standort des Um- richters 1 kann eine eingangsseitig nicht näher berücksichtigte Spannungsüberhöhung zu einer zusätzlichen Belastung für den Umrichter 1 führen. Des Weiteren befindet sich zwischen dem Gleichrichter 2 und dem Spannungszwischenkreis 3 eine Schutzbeschaltung 10. Die Fig. 2-6 zeigen verschiedene Ausgangsstromverläufe des Wechselrichters 40 in verschiedenen Arbeitspunkten und für verschiedene AusgangsSpannungen des Wechselrichters 4. Auf der x-Achse 16 ist die Zeit in μs aufgetragen. Pro Quader 15 ist eine Zeit von 4 μs vergangen. Auf der y-Achse 17 ist der Betrag des Ausgangsstromes 40 aufgetragen. Der rechte Pfeil 14 zeigt den Strombetrag zum Triggerzeitpunkt an. Es ist der Strom 40, der in der Resonanzdrossel 6 fließt. In allen Diagrammen ist insbesondere der Punkt eines Extremums im Stromverlauf interessant, zu dem also die erste Ablei- tung 0 ist. Das ist der Punkt, zu dem keine Änderung der Spannung über die Resonanzdrossel 6 vorliegt. Zu diesen Zeitpunkten ist die Spannung vor der Resonanzdrossel 6 und nach der Resonanzdrossel 6, am Lastkreis 5, gleich hoch. Fig. 2 zeigt den Ausgangsstromverlauf bei normalem Arbeits- punkt bei ca. 20% Ausgangsspannung. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 118 A. Fig. 3 zeigt den Ausgangsstromverlauf bei normalem Arbeitspunkt bei ca.50% Aus- gangsspannung. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 118 A. Fig. 4 zeigt den Ausgangsstromverlauf bei leicht hochohmigem Betrieb bei 100 % AusgangsSpannung und einer mittleren Betriebsfrequenz. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 90 A. Fig. 5 zeigt den Ausgangsstromverlauf im gleichen Arbeitspunkt wie Fig. 4, jedoch nun für Hochfrequenzanwendung. Der Ausschaltstrom ist nahezu Null. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 90 A. Zu den Fig. 4 und 5 interessant anzumerken ist, dass am Ende des einzelnen Strompakets, in der Darstellung in der Nähe des Koordinatenursprungs, immer noch ein Strom fließt, der dann durch das Abschalten auf Null, mit entsprechenden kurzzeitigen Überschwingern, gefahren wird. Beim erfindungsgemäße Verfahren wird zum Abschaltzeitpunkt auch der durch die Drossel fließende Strom abgeschaltet, während beim Schwenkverfahren weiterhin Strom durch die Drossel fließt.
Die Fig. 4, 5 sind für eine Resonanzfrequenz im Bereich von mehr' als 20 kHz aufgezeichnet worden. Bei diesen -für Um- richterschalter hohen Frequenzen dürfen die Schaltverluste, hervorgerufen durch die Frequenz, nicht vernachlässigt werden. Daher wird ein Umrichter bei dieser Frequenz vorteilhaft belastungsarm betrieben, wenn in die Vorausberechnung der Schaltfrequenz auch ein Anteil für die Schaltverluste über die Schalter eingeht. Fig. 6 zeigt den Ausgangsstromverlauf ebenfalls in dem Arbeitspunkt der Fig. 4 und 5, jedoch für Niedrigfrequenzanwendung. Der Abschaltstrom ist hoch, jedoch sind die Effektiv- und Maximalströme niedriger. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 90 A. So oder ähnlich sieht eine Stromkurve aus, die mit einer Resonanzfrequenz von ca. 1 kHz arbeiten soll. Fig. 7 verdeutlicht die Energierücklieferung bei periodischem Schalten eines elektronischen Schalters 55.Der elektronische Schalter 55 wird an einer Gleichspannungsquelle 51 betrieben, zu der er parallel geschaltet ist. Parallel zum elektronischen Schalter 55 sind eine Resonanzdrossel 57 und eine Last 58 in Reihe geschaltet. Über der Gleichspannungsquelle 51 fällt eine EingangsSpannung 50 ab, über den e- lektronischen Schalter 55 sowie die Reihenschaltung der Resonanzdrossel 57 und Last 58 fällt die Ausgangsspannung 60 ab. Oberhalb der Last 58 fällt eine Lastspannung 59 ab. Wird der elektronische Schalter 55 eingeschaltet, das findet im Zündzeitpunkt 65 statt, steigt der Ausgangsstrom 56 an und die Resonanzdrossel 57 speichert (magnetische) Energie. Wird der elektronische Schalter 55 ausgeschaltet, fließt der Ausgangsström 56 als Diodenstrom 52 über die Freilaufdiode 53 auch gegen die Gleichspannungsquelle 51 zurück. Die notwendige Spannung liefert die Resonanzdrossel 57. Wird der elektronische Schalter 55 wieder eingeschaltet, fließt der Strom als Schalterstrpm 54 über den elekt- ronischen Schalter 55 und die Freilaufdiode 53 verhindert das Kurzschließen der Gleichspannungsquelle 51. Die Diagramme zeigen den Verlauf der Ausgangsspannung 60 sowie des Diodenstroms 52 und des Schalterstroms 54. In der Einschaltzeit 63 des elektronischen Schalters 55 fließt der Schalterstrom 54, während in der Ausschaltzeit 64 der Diodenstrom 52 fließt. Die Summe der Ein- 63 und Ausschaltzeit 64A des elektronischen Schalters 55 ist die Periodendauer • 62. Die im Ersatzschaltbild dargestellten Verläufe des Schalterstroms 54 und der AusgangsSpannung 60 zeigen die Rückspeicherung der gespeicherten Energie, wenn alle Schalter des Wechselrichters 4 nach Fig. 1 ausgeschaltet sind. Fig. 8 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Wechselrichters 4, der an einem Spannungszwischenkreis 3 und einem Lastkreis 5 angeschlossen ist. Die galvanische Entkopplung über den Transformator 7 aus Fig. 1 ist entfallen. Der Lastkreis 5, an dessen beiden Punkten C, D die Ausgangsspannung des Lastkreises 5 messbar ist, wird über die Resonanzdrossel 6 mit Strom, der durch Pfeile parallel zu den Leitungen angedeutet ist, versorgt. Je nach Schalterstellung der Schalter 41, 42, 43, 44 fließt der Strom von dem Punkt A über die Resonanzdrossel 6 und den Lastkreis 5 in den Punkt B des Wechselrichters 4. Entgegen der Ausführung nach Fig. 1 zeigt die Ausgangsseite des Umrichters noch auf jeder Drosselseite ein R/C-Glied 66, das den Spannungsverlauf aus der Resonanzdrossel 6 dämpft. Es ist für den Fachmann offensichtlich, dass an Stelle einer geteilten Resonanzdrossel 6 auch nur eine einzige Drossel verwendet werden kann. Wesentlich ist hierbei Induktivität der Resonanzdrossel. Auch sind Kombinationen von Umrichtern aus Fig. 1 und Fig. 8 vorstellbar. Das R/C-Glied 66 über der Resonanzdrossel wirkt als Schwingungsdämpfer für die in der Resonanzdrossel gespeicherte und nach dem Abschalten (siehe auch Figur 7) durch Aufladen des Kondensators im Spannungszwischenkreis zurückgelieferte Energie.
In Fig. 9 wird dargelegt, wie mit Kenntnis der Resonanz- drossel 6, der Resonanzfrequenz des Lastkreises 5 und einer gewählten Periodendauer 62, gewählten Einschaltzeiten 63 und daraus sich ergebenden Ausschaltzeitdauern 64A der Strom durch die Resonanzdrossel 6 der Fig. 1 oder Fig. 8 konstruktiv darstellbar ist. Weiterhin ist in Fig. 9 die Verschiebung des Arbeitspunktes im Lastkreis weg von der Resonanzfrequenz beschrieben. Das Ausgangsdiagramm, das o- bere der beiden Zeitdiagramme, zeigt den Spannungsverlauf, gemessen zwischen den Punkten AB und zwischen den Punkten CD am Umrichter 1, wie beispielhaft schematisch dargestellt in Fig. 1 oder Fig. 8. Der Spannungsverlauf CD an dem Lastkreis 5 ist idealisiert als Sinusverlauf ohne jegliche Har- monische dargestellt. Er hat eine Frequenz, die im Bereich der Periodendauer 62 liegt, und wird durch die Aufschaltung von Spannungsblöcken 67 angeregt, die aus dem Spannungszwischenkreis 3 über den Schaltern 41, 42, 43, 44 zwischen den Stellen AB, den Stellen zwischen Schaltern und Resonanz- drosseln 6, anliegen.
Das Tastverhältnis in dem Diagramm ist der Quotient der gesamten Periodendauer 62 abzüglich der beiden Ausschaltzeitdauern 64A über der Periodendauer 62.
Der Ausschaltzeitpunkt P3, dargestellt an dem negativen Spannungsblock 67, ergibt sich ausgehend von dem ersten
Ausschaltzeitpunkt P2 des positiven Spannungsblocks 67, der in der Fig. 9 durch P2 markiert ist. Somit lässt sich auf der Grundlage des vorhergehenden AusschaltZeitpunkts P2 der jeweils nachfolgende Ausschaltzeitpunkt P3 anhand der vor- gegebenen Ausschaltzeitdauer 64B berechnen.
Der Spannungsverlauf CD erreicht pro Periode zweimal den Nulldurchgang M. Nicht vollständig synchron zu den Nulldurchgängen M der AusgangsSpannung CD, sondern nacheilend zu den Nulldurchgängen M, werden wenigstens zwei Schalter 41, 42, 43, 44 des Wechselrichters 4 an den Einschaltzeiten 63 eingeschaltet, damit entweder ein positiver oder negativer Spannungsblock von der Zwischenkreisspannung stammend, vorzugsweise wechselweise, aber mit gleicher Lage wie die AusgangsSpannung, Anregungsenergie an den Lastkreis geben kann.
In dem Spannungsdiagramm ist ein Zwischenwert, hier etwa die Zeitmitte der Ausschaltzeitdauer 64B, als errechneter Nulldurchgang N zwischen den Spannungsblöcken 67 eingezeichnet, der außerhalb, vorzugsweise unterresonant, damit auch untersynchron, zu den tatsächlichen Nulldurchgängen M der Ausgangsspannung CD liegt. Dieser Zwischenwert für den errechneten Nulldurchgang N ist aus der AusschaltZeitdauer 64B zwischen dem in einem ersten Speicher abgelegten ersten Ausschaltzeitpunkt P2 und dem in einem zweiten Speicher abgelegten zweiten Ausschaltzeitpunkt P3 berechnet und in einem dritten Speicher abgelegt. Nach Vergleich des berechneten Nulldurchgangs N mit dem tatsächlichen Nulldurchgang M mittels eines Vergleichers erfolgt bei Feststellung einer nicht planmäßigen Abweichung eine Anpassung der Schaltzeitpunkte P2, P3 des ersten und zweiten Schalters 41,42,43,44. Dadurch ist es möglich, eine erwünschte Belastungsverringerung des Umrichters herbeizuführen.
In dem unteren Teil der Fig. 9 ist die Halbwelle der sinusförmigen Ausgangsspannung 60 nochmals dargestellt, zusammen mit dem Stromverlauf 56 durch die Resonanzdrossel 6, ables- bar an der rechten y-Achse. Zu den Zeitpunkten Pl, P2, an denen die AusgangsSpannung 60 und die Spannung an den Stellen AB den gleichen Wert haben, findet keine Stromflussänderung durch die Resonanzdrossel 6 statt, hervorgehoben durch waagerechte Geraden gl, g2 an den lokalen Extrema der Stromflusskurve 56.
Die gewählten Frequenzen und Schaltpunkte sorgen für ein vollständiges Abklingen des Stroms 56 vom Zeitpunkt P2 des Abschaltens an. Zu den anderen, in den Figuren 2 bis 6 dargestellten Stromverläufen 56 gelangt man durch Auswahl an- derer Frequenzen.
Jedem Fachmann ist verständlich, dass die beschriebenen Ausführungsbeispiele nur einzelne Gestaltungsmöglichkeiten aus den zahlreichen Möglichkeiten erfindungsgemäßer Lösungen darstellen, deren anspruchsgemäßer Schutzbereich auch dann nicht verlassen wird, wenn z. B. die Steuerungselektronik 13 diskret oder analog aufgebaut worden ist, an Stel- le eines Schalters 41, 42, 43, 44 jeweils mehrere Schalter parallel verwendet werden, statt von einer überresonanten Frequenz von einer unterresonanten Frequenz startend die , Betriebsfrequenz gesucht wird oder auch die Schalter 41, 42, 43, 44 des Wechselrichters 4 in einer anderen Reihen- folge als in den Ausführungsbeispielen beschrieben bei gleichzeitigem Erreichen der erfindungsgemäßen Vorteile betrieben werden.
Bezugszeichenliste
1 Umrichter
2 Gleichrichter
3 Spannungszwischenkreis 4 Wechselrichter
5 Lastkreis
6 Resonanzdrossel
7 Transformator
8 Drehstromüberwachung 9 Netzspannung
10 Schutzbeschaltung
11 Spannungswandler
12A, 12B, 12C Messwandler, vorzugsweise Spannungs- und Stro messwandler 13 Steuerungselektronik
13A Spannungswandler als Spannungsversorgung zur Versorgung der Steuerungselektronik 13
14 Pfeil
15 Quader 16 x-Achse
17 y-Achse
18 Zwischenkreisspannung
40 Ausgangsstrom des Wechselrichters 41-44 Schalter 45 Gate Drive 46 H-Brücke Freilaufdiode elektronischer Schalter EingangsSpannung Ue Gleichspannungsquelle Diodenstrom Id Freilaufdiode Schalterstrom Is löschbarer elektronischer Schalter Ausgangsström Ia Resonanzdrossel Last LastSpannung Uj AusgangsSpannung Ua Zeit t Periodendauer T Einschaltzeit TeA Ausschaltzeitdauer TaB AusschaltZeitpunkt Zündzeitpunkt to R/C-Glied Spannungsblock erster Speicher zweiter Speicher dritter Speicher B Spannungsmessstelle zwischen Schaltern 41, 42, 43, 44 C, D Spannungsmessstelle über Lastkreis f Frequenz der Ausgangsspannung fs Schaltfrequenz
K, K' Ausgangsklemmen des Wechselrichters Ll Kompensationskondensator L2 Induktor L3 Wirkwiderstand N errechneter Nulldurchgang M tatsächlicher Nulldurchgang Pl Zeitpunkt
P2 erster Ausschaltzeitpunkt P3 zweiter AusschaltZeitpunkt T Triggerzeitpunkt

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Betreiben eines Umrichters (1), der insbesondere Wirkleistung für die induktive Erwärmung zur Verfügung stellt, an einem Lastkreis (5) , insbesondere LastSchwingkreis, der eine Resonanzfrequenz hat und dessen Ausgangsfrequenz, insbesondere Ausgangsspannungsfrequenz, messbar (12A, 12B, 12C) ist, umfassend einen Wechselrichter (4) , mit wenigstens zwei Schaltern (41, 42, 43, 44) , die im Wechsel eingeschaltet werden (13, 45) , dadurch gekennzeichnet, dass im Betriebspunkt eine Umrichterbelastung durch eine unter- resonante Schaltfrequenz der Schalter (41, 42, 43, 44) in Übereinstimmung mit einer vorausberechneten Schaltfrequenz (fs) unter Berücksichtigung der Ausgangsfre- quenz am Lastkreis (5) reduziert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Schaltfrequenz wahlweise aus der Häufigkeit des Einschaltens oder der Häufigkeit des Ausschaltens der wechselweise geschalteten Schalter (41, 42, 43, 44) berechnet.
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Betriebspunkt von einer zweiten Schaltfrequenz, vorzugsweise einer überresonanten Schaltfrequenz, startend angefahren wird, die oberhalb der unterresonanten Schaltfrequenz liegt, und schrittweise auf die unterresonante Schaltfrequenz des Betriebspunkts approximiert wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die vorausberechnete Schaltfre- quenz einen Ausgleich zwischen mehreren Umrichterbelastungen ermittelt, insbesondere von ohmschen Verluste des Umrichters, von Schaltverlusten, vorzugsweise in den Schaltern des Wechselrichters, und eines Blindleistungsanteils, der der Wirkleistung des Umrichters zuordnenbar ist.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Austastwinkel, der sich aus der Differenz zwischen Ausschaltzeitpunkt abzüglich EinschaltZeitpunkt (63) in Relation zur Schaltfrequenz ergibt, beim Starten von der zweiten Schaltfrequenz geringer ist, als beim Erreichen der Schaltfrequenz des Betriebspunktes .
6. Umrichter (1), insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung, umfassend einen Lastkreis (5) , insbesondere einen Lastschwingkreis, und einen Wechselrichter (4) , wobei der Wechselrichter (4) mindestens zwei im Wechsel eingeschaltete Schalter (41, 42, 43, 44) aufweist, wobei ein erster Speicher (68) für den Zeitpunkt des Schaltens des ersten Schalters (41, 42) und ein zweiter Speicher (69) für den Zeitpunkt des Schaltens des zweiten Schalters (43, 44) vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass in einem dritten Speicher (70) ein einem erwarteten Nulldurchgang (N) entsprechender Zwischenwert, insbesondere die Zeitmitte, zwischen dem im ersten (68) und dem im zweiten Speicher (69) abgelegten Zeitpunkt abgelegt ist, dass ein Nulldurchgangskomperator für die Feststellung des Nulldurchgangs (M) der Ausgangsspannung (60) vorgesehen ist und dass ein Vergleicher für den im dritten Speicher abgelegten Zwischenwert für den berechneten Nulldurchgang (N) einerseits und den Zeit- punkt des tatsächlich gemessenen Nulldurchgangs (M) andererseits vorgesehen ist, wobei der Umrichter (1) bei einer Abweichung zwischen dem berechneten Null- durchgang (N) und dem tatsächlich gemessenen Nulldurchgang (M) durch eine schrittweise synchrone Anpassung der Schaltzeitpunkte des ersten und zweiten Schalters (41, 42, 43, 44) eine Belastungsverringe- rung, insbesondere eine Blindleistungsverringerung, des Umrichters einleitet.
7. Umrichter (1) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass sich die aus den Schaltzeitpunkten (63) bestimmte Schaltfrequenz (fs) im eingeregelten Zustand in einer zur Resonanzfrequenz des Lastkreises (5) unterresonanten Frequenz befindet.
8. Umrichter (1) nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass der im zweiten Speicher (69) enthaltene Zeitpunkt des Abschaltens des zweiten Schalters (43, 44) aus einer Berechnung des jeweils letzten, insbesondere alle Schalter (41, 42, 43, 44) umfassenden, Schaltvorgangs festgelegt ist.
9. Umrichter (1) nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass der im ersten Speicher (68) enthaltene Zeitpunkt des Einschaltens des ersten Schalters (41, 42) aus einer Berechnung des jeweils letzten, insbesondere alle Schalter (41, 42, 43, 44) umfassenden, Schaltvorgangs (62) bestimmt ist.
10. Umrichter nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass zum LastSchwingkreis (5) eine Resonanzdrossel (6) vorgesehen ist, die vorzugsweise in Parallelschaltung mit einem Glättungskondensator, insbesondere ein Widerstandskapazitätsglied (66) , verschaltet ist.
11. Umrichter nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Schalter (41, 42, 43, 44) , der insbesondere ein Halbleiterschalter (48) wie ein IGBT, ein GTO oder ein Leistungs-MOSFET ist, mit einer antiparallelen Freilaufdiode (47) gegen Stromumkehr geschützt ist.
12. Verfahren zum Betreiben eines Umrichters (1), insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung, wobei an dem Umrichter (1) ein Lastkreis (5) , insbesondere Lastschwingkreis, vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Arbeitspunkt des Umrichters (1) in Abhängigkeit von der Änderung der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises (5) und mindestens einer weiteren Einflussgröße so vorausberechnet wird, dass die Betriebsfrequenz des Wechselrichters im Wesentlichen, insbesondere im eingeschwungenen Zustand, kleiner als die Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises (5) ist.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Einflussgröße insbesondere der Istwert der Ausgangsspannung (60) am Lastschwingkreis (5) oder auch die Höhe der Zwischenkreisspannung (18) und/oder die Höhe der Netzspannung (9) und/oder die Sollwerte der Ausgangsspannung bzw. Lastspannung (59) am Schwingkreis und/oder -ström und/oder -leistung und/oder die Güte des Lastkreises (5) ist.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Umrichter (1) einen Wechselrichter (4) umfasst und dass der Arbeitspunkt des Umrichters (1) im Wesentlichen durch die Veränderung der Betriebsfrequenz des Wechselrichters (4) geregelt wird, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters (4) vorausberechnet wird.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsleistung und/oder die Ausgangsspannung des Umrichters (1) im Wesentlichen durch die Veränderung des Tastverhältnisses des Wech- selrichters (4) geregelt wird, wobei das Tastverhältnis des Wechselrichters (4) vorausberechnet wird.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass zur Regelung des Umrichters (1) eine digitale Steuerungselektronik (13) vorgesehen ist.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter (4) mittels Pulsbreiten-Steuerung geschaltet wird.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter eine H-Brücke (46) aufweist, wobei die H-Brücke vier elektronische Schalter oder das parallel miteinander verschaltete Mehrfache umfasst, wobei die in der Brückendiagonale angeordneten elektronischen Schalter immer gleichzei- tig eingeschaltet werden, wobei die im gleichen Brückenzweig angeordneten elektronischen Schalter immer im Wechsel eingeschaltet werden und wobei immer zwei elektronische Schalter eingeschaltet oder alle elektronischen Schalter (41, 42, 43, 44) ausgeschaltet sind.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastschwingkreis (5) ein Parallelschwingkreis ist.
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