WO2018029114A1 - System und verfahren zur induktiven energieübertragung - Google Patents

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WO2018029114A1
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resonant circuit
energy
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Johannes Pforr
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Technische Hochschule Ingolstadt
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Definitions

  • the present invention relates to a system and method for transmitting energy by induction.
  • the present invention relates to a system and a method for non-contact inductive power transmission between a first circuit and a second circuit, for example for charging a traction battery.
  • energy must be transferred between circuits. If the connection of the circuits by means of electrical conductors is not possible or not desired, the energy can be transmitted without contact by means of inductive coupling. For example, by means of a coil connected to an alternating current, an alternating electromagnetic field can be generated which induces an alternating voltage in a coil exposed to the alternating field.
  • the advantage here is a low-loss transmission of energy that can be realized with little effort and is robust against interference.
  • the present invention is based on the recognition that by improving the symmetry of the circuits and by symmetrically feeding and extracting energy, an operating point can be achieved in which an input voltage of the input power stage is sufficient to prevent back currents in the input stage, so that the input stage can be reduced to a circuit for pulsed feeding the Schwingliiatas.
  • This is achieved by the energy fed into the resonant circuit (less losses) before the next zero-current passage (as far as possible) is completely transferred from the first resonant circuit to the second resonant circuit, for example by a (taking into account by the inductive coupling Conditional phase shift between the oscillations of the resonant circuits temporally shifted) removal of energy (mirror) takes place symmetrically to the energy supply.
  • An inventive system for inductive power transmission comprises a first circuit and a second circuit, wherein the first circuit comprises a first resonant circuit and the second circuit comprises a second resonant circuit, wherein the first resonant circuit and the second resonant circuit are arranged and provided during the inductive energy transmission to be coupled inductively, wherein the first resonant circuit is coupled via a switch to an electrical terminal, which is adapted and provided to be connected during the inductive energy transmission to an electrical supply line, and wherein the switch further connected to a control logic is arranged and intended to turn on the switch during a period of oscillation of the first resonant circuit and turn off again, wherein during the inductive energy transmission after switching on and before turning off the switch, a Strompu ls flows through
  • the first resonant circuit feeding power level outside the first resonant circuit can be avoided that resonant currents of the first resonant circuit flow through the switch of the power stage, such as. In a realized from half-bridges or full bridges power level. Thus, power losses caused by the power stage can be reduced.
  • the first resonant circuit is designed as a parallel resonant circuit and coupled via a switch connected in series with the first inductive component to the switch.
  • the output voltage of the power stage can be increased and the current flow in the first resonant circuit can be reduced, whereby the system can be realized simpler and more compact.
  • the first oscillating circuit is coupled to the switch via a transformer circuit comprising the first inductive component.
  • a transformer circuit makes it possible to achieve a smaller current flow and a larger voltage in the first resonant circuit and thereby adapt the impedance of the first resonant circuit. Furthermore, by providing different transmission ratios, for example. By coils having a different number of windings, between which z. B. converted by means of electromechanical relays can be switched, an output voltage generated by the second circuit can be adapted to different customers.
  • the first resonant circuit is configured and provided to be inductively coupled to the second resonant circuit via the transformer circuit during the inductive energy transfer.
  • the first circuit by means of two (or in the case of different ratios of several) windings can be realized, which can be, for example, wound around a common core. This makes the system more efficient and compact.
  • the first resonant circuit is designed as a series resonant circuit and connected in parallel to a first inductive component.
  • the first resonant circuit and the second resonant circuit have a same nominal resonant frequency.
  • the first resonant circuit and the second resonant circuit have an equal nominal capacitance and inductance.
  • the second resonant circuit is coupled via a second switch to a second terminal, which is set up and provided to be connected to a second electrical supply line during the inductive power transmission, wherein the second switch is further connected to a second control logic is configured to turn on and off the second switch during a period of oscillation of the second resonant circuit, wherein during the inductive power transmission after turning on and before turning off the second switch, a second current pulse flows through the second switch, wherein the second resonant circuit means the second current pulse flowing through the second switch is depleted of energy.
  • the provision of a second actively switchable power stage allows bidirectional energy flow between the circuits. Further, the provision of the second switch allows fine tuning of the operating point in the quasi-stationary operation by means of a variation of the switch-on when maintaining the predetermined by the first switch switching frequency. By varying the operating point, losses and unwanted asymmetries in the system can be at least partially compensated, thereby reducing or avoiding the occurrence of voltages that drive reverse currents through the switch.
  • the second resonant circuit is designed as a parallel resonant circuit and coupled via a second switch connected in series with the second inductive component to the second switch.
  • the second switch is coupled via a second inductive component comprehensive transformer circuit to the second resonant circuit.
  • a transformer circuit makes it possible to achieve a Goren current flow and a larger voltage in the second resonant circuit and to adjust the impedance of the second resonant circuit.
  • the provision of different rather gear ratios eg. By coils with a different number of windings, between which z. B. can be switched by means of electromechanical relays, an output voltage generated by the second circuit can be adapted to different customers.
  • the second resonant circuit is formed as a series resonant circuit and connected in parallel to a second inductive component.
  • the second control logic is further configured to turn off the second switch after switching on only after the second current pulse has decayed by the second switch.
  • the second switch is designed as a semiconductor switch and the second control logic further configured to turn off the second semiconductor switch turned on after switching on before or immediately after a following on the second current pulse return current has decayed by the second semiconductor switch.
  • Waiting for the discharge of the return current reduces the requirements for the robustness of the second switch or reduces the occurrence of power losses due to the return current through the second switch.
  • the second control logic is adapted to receive a control command from the first control logic and to allow, in response to the control command, a return current through the second switch after the current flows through the second switch.
  • a load on the switch and the second switch can be matched or compensated for one another.
  • the second switch by shifting the operating point of the system in quasi-stationary operation, ie by Variation of the Rinschaltzeitrelatess the second switch approach an operating point in which a larger reverse current occurs through the second switch, as in another approached or approachable operating point and occupy or hold this operating point in response to the control command to reduce the burden of the switch and the Increase efficiency of the first circuit.
  • the first control logic may be configured to receive a second control command from the second control logic and to increase or decrease a switching frequency of the switch in response to the second control command. As a result, for example, a charging current for a battery can be adjusted.
  • the second control logic and the second switch are configured to form a zero-current switched class E power stage during the inductive power transfer.
  • the first circuit and the second circuit are symmetrical.
  • the symmetry of the circuits ensures that during quasi-steady-state operation, no or negligible voltages occur, driving the return currents through the switch and the second switch.
  • the term "symmetry" is to be understood in particular as meaning the provision of nominally identical components which are connected symmetrically, whereby it is also the case that nominally identical components are often not exactly identical due to production-related fluctuations, as a result of which
  • symmetry refers primarily to the relevant electrical parameters such as inductances, capacitances, resistances, impedances, etc.
  • control logics are arranged to control a flow of energy from the first circuit to the second circuit by a variation of the switch-on time of the switch and a variation of the switch-on time of the second switch.
  • a zero-current switching is also possible with different input and output voltage of the circuits while minimizing the return currents.
  • the second control logic is adapted to vary a switch-on of the second switch while maintaining a predetermined by the first switch switching frequency, for controlling the size of the energy flow from the first circuit to the second circuit.
  • the power setting may be used and used when a frequency range necessary for a desired power variation is not available, or to perform a self-test of the system.
  • the power to be transferred between the circuits can be reduced to zero by means of a shift in the switch-on time of the second switch, in order to measure the inductive charging system and to determine operating parameters during this "powerless" operation.
  • control logic is adapted to detect voltages and / or currents that drive return currents through the switch, and the second control logic configured to a turn-on of the second switch, while maintaining a predetermined by the first switch switching frequency for reduction the voltages that drive reverse currents through the switch to vary.
  • a communication interface can be present, by which control commands are transmitted which cause the switch-on time of the second switch to be adjusted in order to drive voltages which drive return currents through the switch. to reduce.
  • the second resonant circuit is coupled via a passive rectifier element to a second terminal, which is set up and provided to be connected to a second electrical supply line during the inductive energy transmission, and feeds the second resonant circuit during the inductive Energy transmission, the second electrical supply line with a second current pulse through the passive rectifier element, wherein the second resonant circuit by means of the current flowing through the passive rectifier element second current pulse is removed.
  • the second circuit can be realized in a particularly simple and cost-effective manner.
  • a passive rectifier element such as, for example, a diode
  • the second circuit can be realized in a particularly simple and cost-effective manner.
  • control logic is arranged to detect voltages and / or currents that drive return currents through the switch and to vary an input voltage of the first circuit to reduce the voltages driving reverse currents through the switch
  • the switch silicon carbide MOSFET (SiC-MOSFET) and / or the passive rectifier element as SiC Diode are formed
  • a reduction in the current flowing in the first resonant circuit induced by the removal of energy from the ZAveiten resonant circuit in the first resonant circuit was overcompensated immediately after the switch was switched on.
  • the switching of the switch by the control logic is clocked so that the energy supply takes place in the first resonant circuit and the energy extraction from the second resonant circuit offset in time, the temporal offset but with the resulting from the inductive coupling phase shift between the first and second resonant circuit correlates or matches. This ensures that a deviation of the oscillation from a sine shape is reduced and the currents in the resonant circuit are not excessively increased.
  • the over-compensation continues during a half turn-on period of the switch.
  • the overcompensation is immediately followed by an undercompensation, which lasts until a current flow excess generated by the overcompensation is compensated again in the first resonant circuit.
  • the switch and / or the second switch are designed as full-wave switch.
  • full-wave switch ie of switches that switch only currents in one direction by the switch or the second switch allows realization of the circuits with less effort.
  • control logic is further configured to turn off the switch after switching on only after a current has subsided through the switch.
  • the switch is designed as a semiconductor switch and the control logic further configured to turn off the semiconductor switch turned on after switching on before or immediately after a following on the current pulse return current is discharged through the semiconductor switch.
  • Waiting for the return current to drain reduces the demands on the robustness of the switch or reduces the occurrence of power losses due to the return current through the switch.
  • control logic and the switch are adapted to form a zero-current switched class E power stage during the inductive power transmission.
  • control logic is further configured to measure a current flow through the switch.
  • the first resonant circuit is a semiconductor switch free resonant circuit.
  • the first resonant circuit is also coupled via a third switch to the electrical connection and the third switch further connected to the control logic, which is adapted to turn on the third switch during the oscillation period of the first resonant circuit with a time delay to the first switch and again turn off, wherein during the inductive power transmission after switching on and before turning off the third switch, a third current pulse flows through the third switch whose current direction is opposite to the first current pulse, and wherein the first resonant circuit by means of the current flowing through the third switch current pulse is supplied ,
  • a "push-pull" arrangement is realized, which makes it possible to increase the energy transfer, in particular by the second oscillator circuit being coupled to the second terminal via a fourth switch, the fourth switch also being connected to the second control logic configured to turn on and off the fourth switch during a period of oscillation of the second oscillation circuit with a time delay to the second switch, wherein a fourth current pulse flows through the fourth switch during the inductive power transmission after switching on and before turning off the fourth switch wherein energy is extracted from the second resonant circuit by means of the fourth current pulse flowing through the fourth switch.
  • the first resonant circuit is designed as a parallel resonant circuit and coupled via a third switch connected in series with the second inductive component to the third switch.
  • the output voltage of the third power stage can be increased and the current flow in the first resonant circuit can be reduced, whereby the system can be realized more cost effective and compact.
  • the first resonant circuit is coupled to the third switch via a second transformer circuit comprising the second inductive component.
  • a second transformer circuit makes it possible to achieve a smaller current flow and a greater voltage in the first resonant circuit and to adapt the impedance of the first resonant circuit.
  • by providing different transmission ratios, for example. By coils having a different number of windings, between which z. B. can be switched by means of electromechanical relays, an output voltage generated by the second circuit can be adapted to different customers.
  • the first resonant circuit is arranged and provided to be inductively coupled to the second resonant circuit via the second transformer circuit during the inductive energy transmission.
  • the first circuit can be realized by means of two or three wiclditch, which may, for example, be wound around a common core.
  • the system can be realized cheaper and more compact.
  • the second resonant circuit is coupled to a battery of a vehicle.
  • An inventive method for the inductive transmission of energy between a first circuit and a second circuit wherein the first circuit comprises a first resonant circuit and the second circuit comprises a second resonant circuit and the first resonant circuit is connected via a switch to an electrical supply line comprises an inductive transfer of the energy supplied to the first resonant circuit to the second, with the first resonant circuit inductively coupled resonant circuit and supplying energy into the first resonant circuit by means of a current flowing through the switch current pulse.
  • the first resonant circuit is designed as a parallel resonant circuit and coupled via a switch connected in series with the first inductive component to the switch.
  • the output voltage of the power stage can be increased and the current flow in the first resonant circuit can be reduced, whereby the first circuit can be realized cheaper and more compact.
  • the first resonant circuit is coupled to the switch via a transformer circuit comprising the first inductive component.
  • transformer circuit makes it possible to achieve a smaller current flow and a larger voltage in the first resonant circuit and to adjust the impedance of the first resonant circuit.
  • the first resonant circuit is inductively coupled via the transformer circuit with the second resonant circuit.
  • the first circuit can be realized by means of two windings, which may, for example, be wound around a common core. Thereby, the first circuit can be realized cheaper and more compact.
  • the first resonant circuit is designed as a series resonant circuit and connected in parallel to a first inductive component.
  • the first resonant circuit and the second resonant circuit have a same nominal resonant frequency.
  • the switch can be configured as a full-wave switch, without having to accept greater power losses.
  • the system can be realized more cost-effectively and more compactly because, for example, in the realization by a three-pole transistor circuit, no diode connected in antiseries or no transistor connected in antiseries is required.
  • the first resonant circuit and the second resonant circuit have the same nominal capacitance and inductance.
  • the second resonant circuit is coupled via a second switch to a second terminal connected to a second electrical supply line, and the method further comprises extracting energy from the second resonant circuit by means of a current pulse flowing through the second switch.
  • the second resonant circuit is designed as a parallel resonant circuit and coupled via a second switch connected in series with the second inductive component to the second switch.
  • the output voltage of the second power stage can be increased and the current flow in the second resonant circuit can be reduced in the energy flow from the second resonant circuit to the first resonant circuit, whereby the second circuit can be realized in a cheaper and more compact manner.
  • the second switch is coupled to the second resonant circuit via a transformer circuit comprising the second inductive component.
  • transformer circuit allows to achieve a ldeineren current flow and a larger voltage in the second resonant circuit and to adjust the impedance of the second resonant circuit.
  • the second resonant circuit is designed as a series resonant circuit and connected in parallel to a second inductive component.
  • the method further comprises turning on the second switch and turning off the second switch after a current has drained through the second switch.
  • the second switch is designed as a semiconductor switch and the second semiconductor switch is turned off before or immediately after a following on the second current pulse return current is discharged through the second semiconductor switch.
  • Waiting for the return current to drain reduces the robustness requirements of the second switch, or reduces the occurrence of power losses due to the reverse current through the second switch.
  • the method further comprises transmitting a control command from the first circuit to the second circuit and, in response to the control command, allowing a reverse current through the second switch after the current through the second switch has decayed.
  • the method may include transmitting a second control command from the first circuit to the second circuit and, in response to the second control command, increasing or decreasing a switching frequency of the switch. As a result, for example, a charging current for a battery can be adjusted.
  • the switch is included in a zero-current switched class E power stage.
  • the requirements for the second switch with respect to the turn-off speed are reduced.
  • a zero-current switched class E power stage is improved by a saturable inductor connected in series with the second switch, which desaturates at My currents and thereby further reduces the requirements on the second switch with respect to the turn-off speed.
  • the first circuit and the second circuit are symmetrical.
  • the method further comprises controlling a flow of energy from the first circuit to the second circuit by a variation of the switch-on time of the switch and a variation of the switch-on time of the second switch.
  • the method comprises varying a switch-on time of the second switch while maintaining a switching frequency predetermined by the first switch, for controlling the magnitude of the energy flow from the first circuit to the second circuit.
  • These power adjustment steps may be applied, for example, when the frequency range necessary for the power variation is not available or to perform a self-test of the system. For example.
  • the power to be transferred between the circuits can be reduced to zero by means of a shift of the switch-on time of the second switch in order to measure the inductive charging system and to determine operating parameters during this "powerless" operation.
  • the method comprises detecting voltages and / or currents that drive return currents through the switch and varying a switch-on time of the second switch while maintaining a predetermined value by the first switch.
  • Can switch frequency to reduce the voltages that drive reverse currents through the switch.
  • a communication interface may be present, which informs the second circuit, such as the switch-on time of the second switch must be adjusted to voltages that R ckströme by the switch antrei- ben to reduce.
  • the second resonant circuit is coupled via a passive rectifier element to a second terminal which is connected to a second electrical supply line, wherein the second resonant circuit during the inductive energy transmission, the second electrical supply line with a second current pulse through the passive Rectifier element feeds, wherein the second resonant circuit by means of the current flowing through the passive rectifier element second current pulse is taken.
  • the second circuit can be realized in a particularly simple and cost-effective manner.
  • the method includes detecting voltages and / or currents that drive return currents through the switch and varying a first circuit input voltage provided across the electrical supply line to reduce the voltages driving reverse currents through the switch.
  • SiC-MOSFET silicon carbide MOSFET
  • Rectifier element passive Rectifier element are formed as SiC diode
  • the method further comprises overcompensating, immediately after turning on the first switch, a reduction in the current flowing in the first oscillation circuit caused by the extraction of energy from the second oscillation circuit in the first oscillation circuit.
  • the switching of the switch is clocked so that the energy supply takes place in the first resonant circuit and the energy extraction from the second resonant circuit while time lent offset, the temporal offset but with the resulting from the inductive coupling phase shift between the first and second Schwinglireis correlates or matches.
  • This ensures that a deviation of the oscillation from a sine shape is reduced and the currents in the resonant circuit are not excessively increased.
  • the over-compensation continues for a half on period of the switch.
  • the method further comprises compensating a current flow excess generated by the overcompensation in the first oscillatory circuit by an undercompensation immediately following the overcompensation.
  • the switch and / or the second switch are designed as full-wave switches.
  • the method further comprises turning on the switch and turning off the switch after a current has decayed through the switch.
  • the switch is designed as a semiconductor switch and the turned-on semiconductor switch is switched off again after switching on before or immediately after a following on the current pulse return current has decayed through the semiconductor switch.
  • the switch is included in a zero-current switched class E power stage.
  • the method further comprises measuring current flow through the switch.
  • the first resonant circuit is a semiconductor switch free resonant circuit.
  • a power loss induced in the first resonant circuit by the switch can be avoided.
  • the first resonant circuit is also coupled to the electrical terminal via a third switch and the method further comprises supplying energy to the first resonant circuit by means of a third current pulse flowing through the third switch, the third switch being offset in time from the switch - and is switched off.
  • a "push-pull" arrangement which allows to increase the energy transfer, in particular, in that the second oscillating circuit is coupled to the second terminal via a fourth switch, and the method further comprises an extraction of energy from the second resonant circuit by means of a current flowing through the fourth switch current pulse comprises.
  • the first resonant circuit is designed as a parallel resonant circuit and is coupled to the third switch via a second inductive component connected in series with the third switch.
  • the output voltage of the third power stage can be increased and the current flow in the first resonant circuit can be reduced, whereby the first circuit can be realized cheaper and more compact.
  • the first resonant circuit is coupled to the third switch via a second transformer circuit comprising the second inductive component.
  • a second transformer circuit makes it possible to change the current flow and the voltage in the first resonant circuit and thereby to adapt the impedance of the first resonant circuit.
  • the first resonant circuit is inductively coupled via the second transformer circuit to the second resonant circuit.
  • the first circuit can be realized by means of two or three wicldings which, for example, can be wound around a common core.
  • the first circuit can be realized cheaper and more compact.
  • the second resonant circuit is coupled to a battery of a vehicle.
  • the method includes extracting energy from the battery and supplying the energy removed from the battery into the second resonant circuit.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a system for inductive power transmission according to a first preferred embodiment
  • FIG. 2 shows exemplary current / voltage curves in the system of FIG. 1 during two oscillation periods of a resonant circuit of the system
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of an inductive power transmission system according to a second preferred embodiment
  • 4 is an alternative equivalent circuit diagram of the inductive power transmission system according to the second preferred embodiment; 5 shows measured values with regard to the output power in a real system for inductive energy transmission according to the first preferred embodiment; lie to. 6 Measurements in terms of efficiency on a real system for inductive
  • FIG. 7 shows an equivalent circuit diagram of a system for inductive energy transmission according to a third preferred embodiment
  • 8 shows equivalent circuit diagrams of first inductive power transmission circuits according to fourth, fifth, sixth and seventh preferred embodiments;
  • Fig. 9 shows a process for inductive transmission of energy
  • Fig. 10-i2 shows a variation of the turn-on time of the second switch for reducing voltages driving reverse currents through the switch
  • FIG. 15 shows a variation of the turn-on time of the second switch while maintaining a switching frequency predetermined by the first switch, for controlling the magnitude of the flow of energy from the first circuit to the second circuit;
  • Fig. 16 shows a variation of the input voltage of the first circuit for reducing the voltages driving reverse currents through the switch.
  • Fig. 1 shows an equivalent circuit diagram of a system 10 for inductive power transmission according to a first preferred embodiment.
  • the system 10 includes a first circuit 12 and a second circuit 14.
  • the first circuit 12 includes a first oscillation circuit 16.
  • the first oscillation circuit 16 includes a first conduction path 18 having a capacitive device Ci (eg, a capacitor) and one to the first Conduction path 18 connected in parallel second conduction path 20, which has an inductive component Li (eg, a coil).
  • Ci capacitive device
  • Li eg, a coil
  • a first power stage 22 which includes a third conduction path 24 connected to the first conduction path 18 and the second conduction path 20, is connected in parallel with the first conduction path 18 and the second conduction path 20.
  • the third conduction path 24 comprises a first voltage source Vi, a first switch Si connected in series with the first voltage source Vi (for example, a transformer). sistorscnies) and one connected to the first voltage source Vi and the first switch Si inductive component LA (eg., A sink), which determines a current flow through the first switch Si shaping or realized a current output of the first power stage 22.
  • a saturation inductance for example a coil
  • the second circuit 14 is constructed symmetrically to the first circuit 12, i. H. the second circuit 14 can be represented by an equivalent circuit diagram, which corresponds to the equivalent circuit diagram of the first circuit 12, wherein not all components included in a realization of the first circuit 12 must necessarily also be included in a realization of the second circuit 14 in identical form and number, however, this is considered as a preferred implementation variant.
  • the second circuit 14 may include, instead of the second power stage 26, an uncontrolled rectifier (eg, a diode) that enables unidirectional energy flow.
  • the second circuit 14 includes a second oscillation circuit 28.
  • the second oscillation circuit 28 includes a fourth conduction path 30 that includes a capacitive element C 2 (eg, a capacitor) and a path parallel to the fourth conduction path 30 connected fifth line path 32, which has an inductive component L 2 (eg, a coil).
  • the second power stage 26 Parallel to the fourth conduction path 30 and the fifth conduction path 32, the second power stage 26 is connected, which comprises a sixth conduction path 34, which is connected to the fourth conduction path 30 and the fifth conduction path 32.
  • the sixth conduction path 34 comprises a second voltage source V 2 , a second switch S 2 connected in series with the second voltage source V 2 (for example a transistor circuit) and an inductive component connected in series with the second voltage source V 2 and the second switch S 2 LB (eg, a coil), which determines a current flow through the second switch S 2 shaping.
  • a saturation inductance for example a coil
  • the first switch Si is connected to a first control logic (or control circuit) which controls the turning on and turning off of the first switch S x .
  • first control logic or control circuit
  • the first switch Si and the first control logic are shown by a single switch symbol for clarity, it being understood by those skilled in the art that the first switch Si and the first control logic can be formed as integrated circuits or separate components.
  • the first resonant circuit 16 is fed by current pulses flowing through the first switch Si when the first switch Si is turned on, whereby the frequency of the first resonant circuit 16 and thus the transmission power are controlled by variation of the switch-on frequency can.
  • the first control logic may be connected to a measuring device which is adapted to measure a current flow through the first switch Si (or a voltage drop across the first switch Si or a voltage across the or a current in the resonant circuit) and based to determine on the measurement a switch-off of the first switch Si.
  • a preferred switching sequence of the first switch Si during a period of oscillation of the first resonant circuit 16 at identical input and output voltage of the system 10 in Fig. 2 is shown.
  • the first switch Si is preferably turned off after the current flow through the first switch Si is discharged, it being noted that the first switch Si is also turned off before the current flow through the first switch Si is stopped In this case, the current pulse would decrease and the load on the first switch Si would increase, for which reason the first power stage 22 is preferably designed as a zero-current switched class E power stage. Since the return current following the current pulse and flowing in the opposite direction (or opposite sign) through the switch Si is negligibly small, the first switch Si can be used as a one-way blocking (semiconductor switch (d, h Full-wave switch), for example, as a transistor circuit without anti-series diode or antiserial switched transistor circuit can be realized.
  • d semiconductor switch
  • the return current is lower, the more the amount of energy fed into the first oscillating circuit 16 corresponds to the amount of energy transmitted to the second resonant circuit 28.
  • Corresponding to the amount of energy supplied and transmitted in a vibration cycle can be achieved, for example, by symmetrical current and voltage curves in the system 10, which in turn is preferably achieved by a symmetrical design and particularly preferably by an identical construction.
  • the feeding and removal of current pulses takes place in the first circuit 12 and in the second circuit 14 during corresponding half periods of the oscillation phases of the first resonant circuit 16 and the second resonant circuit 28, wherein the energy profiles corresponding to the current pulses and as shown in FIG shown,
  • a charging current of the first capacitive element C 1 is partly formed by the current pulse flowing through the first switch Si.
  • the current driven by the inductive component L 1 must be increased.
  • the second oscillating circuit 28 in the corresponding half-period of the oscillation phase of the second resonant circuit 28, a corresponding amount of energy is removed, whereby by means of the inductive coupling of the current driven by the inductor L 1 current is increased.
  • it is arbitrary when the energy is removed, as long as the energy extraction of energy supply minus the energy losses and is completed taking into account the Phasenver shift between the resonant circuits before a voltage across the capacitive element C 1 is too large and a return current through the first switch Si is used.
  • a return current through the first switch S x reducing or avoiding energy extraction by variation of the switch-on (and optionally the switch-off) of the second switch S 2 be brought about.
  • the switching on and off of the first switch Si should be tuned to the energy extraction from the second circuit 14 such that in the quasi-circuit stationary operation, the energy supply by the current pulse corresponds to the sum of energy extraction and energy losses.
  • the first control logic can be set up to switch the first switch Si so that a return current through the first switch Si (or a voltage drop across the first switch Si with a sign opposite to V 1 ) drops below a predetermined value, preferably minimal, and more preferably zero.
  • the first switch Si can preferably be configured as a zero-current-switched switch and the first power stage 22 is preferably preferably designed as a zero-current-switched class E power stage.
  • the turn-on time (and optionally the turn-off time) of the second switch S 2 may be based on measured voltages and currents in the second power stage 26 and (optionally) based on control commands from the first power stage 22, which are transmitted from the first power stage 22 to the second power level 26 (eg via a radio link).
  • a switching frequency of the first switch Si can be controlled on the basis of control commands from the second power stage 26, which are transmitted by the second power stage 26 to the first power stage 22 (for example via a radio link), for example by a battery charging current adapt.
  • the second switch S 2 is connected to a second control logic (or a second control circuit), which controls the switching on and off of the second switch S 2 .
  • the second switch S 2 and the second control logic are shown by a single switch symbol for clarity, it being understood by those skilled in the art that the second switch S 2 and the second control logic be formed as integrated circuits or separate components can.
  • the second control logic may be configured to control the switch-on time (and optionally the switch-off time) of the second switch S 2 such that the return current through the second switch S 2 drops below a predetermined value, preferably minimal, and more preferably zero.
  • the second circuit 14 thus adapts automatically to the switching behavior of the first circuit 12 (or the first control logic).
  • control information may be transmitted from the first power stage 22 to the second power level 26 and the second control logic may vary the turn-on time (and optionally the turn-off time) of the second switch S 2 in response to the control information, thereby accepting a larger reverse current Reverse flow through the first switch Si to reduce or avoid.
  • Fig. 3 shows an equivalent circuit diagram of a system 10 'for inductive energy transmission according to a second preferred embodiment.
  • the system 10 ' comprises the components corresponding to the system 10 shown in FIG. 1 components, but are connected partially modified.
  • the first resonant circuit 16 is not parallel, but connected in series with the switch Si.
  • the inductive component LA is parallel connected to the input voltage Vi, whereby a voltage output of the first power stage 22 'is realized.
  • the sequence of the control of the first switch Si by the first control logic takes place analogously.
  • FIG 4 shows an alternative equivalent circuit diagram of the system 10 'for inductive energy transmission according to the second preferred embodiment, the first capacitive component Ci and the second capacitive component C 2 being connected in series by the capacitive components C A and C R1 or C 1 connected in series .C B and C R2 are replaced.
  • the system 10 ' is considered under the following idealized assumptions: ⁇
  • the input voltage V 1 and the output voltage V 2 are assumed ideal or generated by ideal voltage sources.
  • the capacitive element C A compensates the phase offset of the first power stage 22 "so that the fundamental component of the output voltage of the first power stage 22" (framed by the left dashed line) and the resonance current are in phase.
  • Capacitive device C B compensates for the phase offset of second power stage 26 "(framed by the right dashed line) so that the resonant current and voltage are in phase via second power stage 26".
  • the sinusoidal resonance current in the first resonant circuit 16 can by where IR is the amplitude of the resonant current, ⁇ is the angular frequency of the switching frequency and the angle of the resonant current is relative to the on time of the resonant current
  • the current in the inductor LA is equal to the negative resonant current, ie, when the switch Si is turned on, the current is the current through the switch Si.
  • the slope the current through the switch Si at the switch-off time should be a design parameter since it defines the return current through the switch Si, which should be kept or avoided as much as possible.
  • the return current is zero when the slope is zero, whereby the load of the first switch Si is minimized:
  • the inductance of the inductive component L A can then be calculated directly from the average switch current.
  • the fundamental component of the voltage across the inductive Baudelement L A may further be determined.
  • the switch Si When the switch Si is turned on, the voltage is equal to the input voltage Vi.
  • the switch S a When the switch S a is turned off, the voltage is determined from the resonance current through the inductor L A according to the law of induction.
  • the quadratic component of this voltage is compensated by the capacitive component C A.
  • the output voltage and the resonance current are in phase and the input impedance of the first resonant circuit 16 is exclusively ohmic.
  • the second power stage 26 By the compensation of the quadratic component by the capacitive component C B , the second power stage 26 "can be represented with respect to the fundamental frequency by a purely ohmic load R 0.
  • the input impedance of the first resonant circuit 16 is thus miL M as the magnetic coupling between resonant network resonant circuits 16 and 28 (framed by the middle dashed line).
  • An analogue derivation can be carried out for the system 10 shown in FIG. 1, wherein the first capacitive component Ci and the second capacitive component C 2 are replaced by the parallel-connected capacitive components C A and CRI or C B and CR 2 are.
  • the system 10 is analyzed under the following idealized assumptions:
  • the input voltage V x and the output voltage V 2 are assumed to be ideal and produced by ideal voltage sources.
  • the switches S 1 and S 2 are assumed to be ideal, ie as instantaneous and lossless switching.
  • the voltage across the inductor LA and the switch current is (t) arise with as the amplitude of the resonance current, ⁇ as the angular frequency of the switching frequency and as delay of the switch-on time of the switch Si the following expressions:
  • the amplitude of the resonance current ZU is determined
  • the average switch current can be calculated from is (t). With the slope ⁇ ( ⁇ ) of the current through the switch Si at the switch-off time as a design parameter is thus obtained
  • the fundamental component of the switch current can be determined.
  • the quadratic component of this current is compensated by the capacitive component C A.
  • the output current and the resonance voltage are in phase and the input impedance of the first oscillation circuit 16 is exclusively ohmic.
  • the second power stage 26 Due to the compensation of the quadratic component by the capacitive component C B , the second power stage 26 can be represented with respect to the fundamental frequency by a purely resistive load R 0 .
  • the input impedance of the first resonant circuit 16 is thus
  • V2 36oV
  • ⁇ - ⁇ and D o
  • 45 hei a coupling factor of 3 and can be derived from the following values calculate:
  • FIGS. 5 and 6 show measured values regarding the output power and efficiency of a real inductive power transmission system 10 according to the first preferred embodiment for different magnetic coupling factors k and output voltages V 2 .
  • 5 shows that with different magnetic coupling factors k different switching frequency bands must be used to control the output power.
  • FIG. 6 shows that the efficiency increases with increasing frequency, resulting in a working range of preferably more than 80 kHz for the selected parameters.
  • Fig. 7 shows an equivalent circuit diagram of a system 10 "for inductive power transmission according to a third preferred embodiment
  • the system 10 corresponds to the system 10 shown in Fig. 1, wherein the first power stage 22 by means of a first transformer circuit 36 with the first resonant circuit 16 is coupled.
  • the first transformer circuit 36 comprises a first inductive component Lia, which is connected in series with the switch Si, and a second inductive component Lib, which is arranged in the first oscillatory circuit 16.
  • the inductive components Lia and Llb are designed as coils wound around a common core, which generate an alternating magnetic field during operation, which inductively couples the first oscillating circuit 16 to the inductive components L2a and L2b of the second circuit 14 ''.
  • the second circuit 14 is symmetrical to the first circuit 12" and comprises the second power stage 26, which is coupled to the second resonant circuit 28 by means of a second transformer circuit 38.
  • the second transformer circuit 38 comprises a third inductor L2a, which is connected in series with the second switch S2, and a fourth inductor L2b, which is arranged in the second resonant circuit 28.
  • the second circuit 14 "thus comprises two separate current paths 32 and 34, which are inductively coupled
  • symmetry is produced by equal number of turns of the inductively coupled windings of the first and second Oscillating circuit 16 and 28 results in the same inductances and capacitances of the first and second oscillating circuits 16 and 28 (ratio 1)
  • ratio 1 ratio 1
  • symmetry in the sense of the application but also results in "different" values for the inductances and capacitances of the first and second resonant circuit 16 and 28, taking into account the turns ratio of the windings of the first and second oscillatory circuits 16 and 28 (different numbers of turns, ie ratio not equal to 1 - but to the ratio adapted secondary-side components).
  • the components related to the primary side should preferably be the same in order to obtain a completely symmetrical system. Due to the turns ratio, the output voltage can be arbitrarily varied and the system 10 "still operates symmetrically The gear ratio can be anywhere where more than two windings are coupled in the system 10" (see Fig. 8). Due to the transformation of the secondary-side components to the primary side, both the resonance frequency and the quality of the two oscillating circuits 16 and 28 coincide at different voltages and currents.
  • the current path 34 comprising the switch S2 can also comprise only one inductive baud element which has the same inductance as the two inductive components Lb and L2a in total.
  • the current path 24 comprising the switch Si may comprise only one inductive baud element which has the same inductance as the two inductive components La and Lia in total.
  • the current paths 24 and 32 may be provided with saturation inductances (not shown).
  • FIG. 8 shows equivalent circuit diagrams of first inductive power transmission circuits 40-46 according to fourth, fifth, sixth and seventh preferred embodiments.
  • the first circuits 40-46 can be supplemented by symmetrical second circuits to form inductive energy transmission systems.
  • the first circuit 40 corresponds to the first circuit 12, which is implemented as a push-pull circuit by means of a second voltage source Ui, a third switch and an inductive component connected in series with the third switch.
  • the provision of a push-pull circuit depending on the configuration of the second circuit 14, enables different operating modes. If the second circuit 14 is configured as shown in FIG. 1, for example, only the upper or the lower switch is to be switched.
  • the second circuit 14 is modified by adding a fourth switch in such a way that it is symmetrical with respect to the first circuit 40, the two first power stages 22 of the first circuit 40 can be operated in a time-shifted manner (for example by 180 °).
  • the first circuit 42 corresponds to the first circuit 40, wherein the first oscillation circuit 16 is coupled by means of a first transformer circuit 36 to the first power stages 22, as shown for a single first power stage 22 in Fig. 7 whose first circuit 12 "can be formed into a push-pull circuit by the modifications shown in connection with the first circuit 42.
  • the first circuit 44 differs from the first circuit 42 in that the first oscillating circuit 16 uses of two first transformer circuits 36 is coupled to the first power stages 22.
  • the first power stages 22 may be realized by means of a common voltage source Ui, as shown in the first circuit 46.
  • FIG. 9 shows a process 48 for the inductive transmission of energy in the systems 10, 10 'and 10 "shown, taking into account the modifications described,
  • the process begins at 50 with the supply of energy in the first resonant circuit 16 by means of a
  • the energy supplied to the first resonant circuit 16 is then transmitted at 52 to the second resonant circuit 26 inductively coupled to the first resonant circuit 16.
  • the turn-on instant (and optionally the turn-off instant) of the second switch S 2 may be varied until the return current through the second switch S 2 falls below a predetermined value, preferably minimally, and more preferably becomes zero
  • control information may be transmitted from the first power stage 22 to the second power stage 26 and the second control logic in response to the control information, the turn-on time point (and optionally the switch-off) of the second switch S 2 and thereby accept a larger return current to reduce or avoid a reverse current through the first switch Si. Varying the switch-on time (and optionally the switch-off time) of the second switch S 2 compensates for asymmetric current and voltage characteristics occurring in the circuits 12 and 14. Figs.
  • 10-12 show a variation of the turn-on time of the second switch S 2 for reducing voltages driving reverse currents through the first switch S 1 .
  • Fig. 11 shows the effect of increasing the output voltage of the system 10 by 25%, which leads without compensation to a voltage needle on the first switch S 1 .
  • FIG. 13 shows a scenario in which the capacitance of the second capacitive element C 2 is greater by 10% than the capacitance of the first capacitive element Ci and the first switch Si is not switched below zero current.
  • the current flow through the first switch Si can be measured and control commands derived from the occurrence of a return current through the first switch S1 can be transmitted to the second circuit 14 via a communication interface which varies the turn-on timing of the second switch S2 in accordance with the control commands.
  • FIG. 15 shows a variation of the switch-on time of the second switch while maintaining a predetermined by the first switch Si switching frequency, for controlling the size of the energy flow from the first circuit 12 to the second circuit 14.
  • the switch-on of the second switch S 2nd so far advanced that he turns on together with the first switch Si.
  • Fig. 15 also shows that at constant switching frequency by varying the switch-on time of the second switch S 2, the energy flow from the first circuit 12 to the second circuit 14 can be controlled from maximum to zero.
  • Fig. 16 shows a variation of the input voltage of the first circuit 12 for reducing the voltages driving reverse currents through the first switch Si.
  • the effect of increasing the output voltage of the system 10 by 25% shown in FIG. 11 is compensated by also increasing the input voltage of the first circuit 12 by 25%, whereby the first switch Si can be switched to (almost) zero current again ,

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Abstract

Offenbart wird ein System und ein Verfahren zur induktiven Übertragung von Energie, umfassend ein Speisen eines ersten Schwingkreises mit einer Vielzahl an Strompulsen und ein induktives Übertragen von Energie von dem ersten Schwingkreis auf einen zweiten mit dem ersten Schwingkreis induktiv gekoppelten Schwingkreis, wobei die Strompulse durch einen mit dem ersten Schwingkreis gekoppelten periodisch eingeschalteten Schalter einer ersten Leistungsstufe fließen.

Description

SYSTEM UND VERFAHREN ZUR INDUKTIVEN ENERGIEÜBERTRAGUNG
GEBIET
[0001 ] Die vorliegende Erfindung betrifft ein System und ein Verfahren zur Übertragung von Energie mittels Induktion. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein System und ein Verfahren zur berührungslosen induktiven Energieübertragung zwischen einer ersten Schaltung und einer zweiten Schaltung, bspw. zum Laden einer Traktionsbatterie.
HINTERGRUND
[ 0002 ] Bei einer Vielzahl technischer Anwendungen muss Energie zwischen Schaltungen übertagen werden. Ist das Verbinden der Schaltungen mittels elektrischer Leiter nicht möglich oder nicht erwünscht, kann die Energie berührungslos mittels induktiver Kopplung übertragen werden. Bspw. kann mittels einer an einen Wechselstrom angeschlossenen Spule ein elektromagnetisches Wechselfeld erzeugt werden, das in einer dem Wechselfeld ausgesetzten Spule eine Wechselspannung induziert. Vorteilhaft ist dabei eine möglichst verlustarme Übertragung der Energie, die mit geringem Aufwand realisiert werden kann und robust gegen Störungen ist.
ZUSAMMENFASSUNG
[ 0003] Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass durch Verbesserung der Symmetrie der Schaltungen und durch symmetrisches Einspeisen und Entnehmen von Energie ein Arbeitspunkt erreicht werden kann, in dem eine Eingangsspannung der Eingangsleistungsstufe ausreicht, um Rückströme in die Eingangsstufe zu vermeiden, so dass die Eingangsstufe auf eine Schaltung zum gepulsten Speisen des Schwinglireises reduziert werden kann. Dies gelingt, indem die in den Schwingkreis eingespeiste Energie (abzüglich von Verlusten) vor dem nächsten Null-Strom-Durchgang (möglichst) vollständig von dem ersten Schwingkreis auf den zweiten Schwingkreis übertragen wird, bspw. indem eine (unter Berücksichtigung der durch die induktive Kopplung bedingte Phasenverschiebung zwischen den Schwingungen der Schwingkreise zeitlich verschobene) Entnahme von Energie (spiegel-)symmetrisch zur Energiezuführung erfolgt. Diese Erkenntnis machen sich ein erfindungsgemäßes System und ein erfindungsgemäßes Verfahren zu eigen, indem die Eingangsstufe im„Push"- oder„Pull"-Betrieb im Wesentlichen auf einen (einzelnen) aktiv gesteuerten Schalter zum gepulsten Speisen eines Schwingkreises reduziert ist. [0004] Ein erfindungsgemäßes System zur induktiven Energieübertragung, umfasst eine erste Schaltung und eine zweite Schaltung, wobei die erste Schaltung einen ersten Schwingkreis und die zweite Schaltung einen zweiten Schwingkreis umfasst, wobei der erste Schwingkreis und der zweite Schwingkreis dazu eingerichtet und vorgesehen sind, während der induktiven Energieübertragung induktiv gekoppelt zu sein, wobei der erste Schwingkreis über einen Schalter an einen elektrischen Anschluss gekoppelt ist, der dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der induktiven Energieübertragung an einer elektrischen Versorgungsleitung angeschlossen zu sein, und wobei der Schalter ferner mit einer Steuerlogik verbunden ist, die dazu eingerichtet und vorgesehen ist, den Schalter während einer Schwingungsperiode des ersten Schwingkreises einzuschalten und wieder auszuschalten, wobei während der induktiven Energieübertragung nach dem Einschalten und vor dem Ausschalten des Schalters ein Strompuls durch den Schalter fließt, wobei dem ersten Schwingkreis mittels des durch den Schalter fließenden Strompulses Energie zugeführt wird. [ 0005] Durch das Vorsehen der den ersten Schwingkreis speisenden Leistungsstufe außerhalb des ersten Schwingkreises kann vermieden werden, dass Resonanzströme des ersten Schwingkreises durch den Schalter der Leistungsstufe fließen, wie bspw. bei einer aus Halbbrücken oder Vollbrücken realisierten Leistungsstufe. Somit können durch die Leistungsstufe verursachte Leistungsverluste reduziert werden. [0006] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis als Parallelschwingkreis ausgebildet und über ein mit dem Schalter in Reihe geschaltetes erstes induktives Bauelement an den Schalter gekoppelt.
[ 0007] Durch den dadurch realisierten Stromausgang der Leistungsstufe kann die Ausgangsspannung der Leistungsstufe erhöht und der Stromfluss in dem ersten Schwingkreis reduziert werden, wodurch das System einfacher und kompakter realisiert werden kann.
[ 0008] orzugsweise ist der erste Schwingkreis über eine das erste induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung an den Schalter gekoppelt.
[ 0009] Das Vorsehen einer Transformatorschaltung erlaubt es, einen kleineren Stromfluss und eine größere Spannung im ersten Schwingkreis zu erreichen und dadurch die Impedanz des ersten Schwingkreises anzupassen. Ferner kann durch das Vorsehen unterschiedlicher Übersetzungsverhältnisse, bspw. durch Spulen mit einer unterschiedlichen Anzahl an Wicklungen, zwischen denen z. B. mittels elektromechanischen Relais umge- schaltet werden kann, eine von der zweiten Schaltung erzeugte Ausgangsspannung an unterschiedliche Abnehmer angepasst werden.
[0010] Vorzugweise ist der erste Schwingkreis dazu eingerichtet und vorgesehen, während der induktiven Energieübertragung über die Transformatorschaltung mit dem zweiten Schwingkreis induktiv gekoppelt zu sein.
[ 0011] Somit kann die erste Schaltung mittels zweier (oder im Fall unterschiedlicher Übersetzungsverhältnisse mehrerer) Wicklungen realisiert werden, die bspw. um einen gemeinsamen Kern gewickelt sein können. Dadurch kann das System effizienter und kompakter realisiert werden.
[ 0012] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der erste Schwingkreis als Reihenschwingkreis ausgebildet und parallel zu einem ersten induktiven Bauelement geschaltet.
[ 0013] Vorzugsweise weisen der erste Schwingkreis und der zweite Schwingkreis eine gleiche nominelle Resonanzfrequenz auf.
[ 0014] Dies reduziert das Auftreten von Rückströme antreibenden Spannungen am Schalter, wodurch dieser als Vollwellenschalter ausgebildet sein kann, ohne größere Leistungsverluste in Kauf nehmen zu müssen. Dadurch kann das System effizienter und kompakter realisiert werden, da bspw. bei der Realisierung durch eine dreipolige Transistorschaltung keine antiseriell verschaltete Diode oder keine antiseriell verschaltete Transistorschaltung benötigt wird, um größere Rückströme durch den Schalter zu verhindern. Ferner kann bei Verwendung einer antiseriell verschalteten Diode oder einer antiseriell verschalteten Transistorschaltung in Reihe mit dem Schalter die Anforderung an die Festigkeit derselben reduziert werden, da sie nur mit geringen Spannungen belastet werden.
[0015] Vorzugsweise weisen der erste Schwingkreis und der zweite Schwingkreis eine gleiche nominelle Kapazität und Induktivität auf.
[ 0016 ] Dies erhöht die Symmetrie der Schaltungen und reduziert dadurch das Auftreten von Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, wodurch dieser als Vollwellenschalter ausgebildet sein kann, ohne merkliche Leistungsverluste in Kauf nehmen zu müssen. Dadurch kann der Wirkungsgrad des Systems weiter gesteigert werden. Ferner kann bei Verwendung einer antiseriell verschalteten Diode oder einer antiseriell verschalteten Transistorschaltung in Reihe mit dem Schalter die Anforderung an die Festigkeit derselben noch weiter reduziert werden, da sie nur mit sehr geringen Spannungen belastet werden.
[0017] Vorzugsweise ist der zweite Schwingkreis über einen zweiten Schalter an einen zweiten Anschluss gekoppelt, der dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der in- duktiven Energieübertragung an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen zu sein, wobei der zweite Schalter ferner mit einer zweiten Steuerlogik verbunden ist, die dazu eingerichtet ist, den zweiten Schalter während einer Schwingungsperiode des zweiten Schwingkreises einzuschalten und wieder auszuschalten, wobei während der induktiven Energieübertragung nach dem Einschalten und vor dem Ausschalten des zweiten Schalters ein zweiter Strompuls durch den zweiten Schalter fließt, wobei dem zweiten Schwingkreis mittels des durch den zweiten Schalter fließenden zweiten Strompulses Energie entnommen wird.
[ 0018] Das Vorsehen einer zweiten aktiv schaltbaren Leistungsstufe ermöglicht einen bidirektionalen Energiefluss zwischen den Schaltungen. Ferner ermöglicht das Vorsehen des zweiten Schalters eine Feinabstimmung des Arbeitspunktes im quasistationären Betrieb mittels einer Variation des Einschaltzeitpunktes bei Einhaltung der durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz. Durch die Variation des Arbeitspunktes können Verluste und ungewollte Asymmetrien im System zumindest teilweise kompensiert werden und dadurch das Auftreten von Spannungen, die Rückströme durch den Schalter an- treiben, reduziert oder vermieden werden.
[ 00191 Vorzugsweise ist der zweite Schwingkreis als Parallelschwingkreis ausgebildet und über ein mit dem zweiten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den zweiten Schalter gekoppelt.
[ 0020] Durch den dadurch realisierten Stromausgang der zweiten Leistungsstufe kann bei Energiefluss vom zweiten Schwingkreis zum ersten Schwingkreis die Ausgangsspannung der zweiLen LeisLungsstufe erhöht und der Stromfluss in dem zweiten Schwingkreis reduziert werden, wodurch das System kostengünstiger und kompakter realisiert werden kann.
[0021] Vorzugsweise ist der zweite Schalter über eine das zweite induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung an den zweiten Schwingkreis gekoppelt. [ 0022] Das Vorsehen einer Transformatorschaltung erlaubt es, einen Meineren Stromfluss und eine größere Spannung im zweiten Schwingkreis zu erreichen und die Impedanz des zweiten Schwingkreises anzupassen. Ferner kann durch das Vorsehen unterschiedli- eher Übersetzungsverhältnisse, bspw. durch Spulen mit einer unterschiedlichen Anzahl an Wicklungen, zwischen denen z. B. mittels elektromechanischen Relais umgeschaltet werden kann, eine von der zweiten Schaltung erzeugte Ausgangsspannung an unterschiedliche Abnehmer angepasst werden. [0023] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der zweite Schwingkreis als Reihenschwingkreis ausgebildet und parallel zu einem zweiten induktiven Bauelement geschaltet.
[ 0024 ] Vorzugsweise ist die zweite Steuerlogik ferner dazu eingerichtet, den eingeschalteten zweiten Schalter nach dem Einschalten erst wieder auszuschalten, nachdem der zweite Strompuls durch den zweiten Schalter abgeklungen ist.
[ 0025] Das Abwarten des AbIdingens des Stroms ermöglicht ein weiches Schalten des zweiten Schalters und reduziert dadurch die Anforderungen an die Robustheit des zweiten Schalters.
10026 ] Vorzugsweise ist der zweite Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet und die zweite Steuerlogik ferner dazu eingerichtet, den eingeschalteten zweiten Halbleiterschalter nach dem Einschalten wieder auszuschalten bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den zweiten Strompuls folgender Rückstrom durch den zweiten Halbleiterschalter abgeklungen ist.
[ 0027] Das Abwarten des AbIdingens des Rückstroms senkt die Anforderungen an die Robustheit des zweiten Schalters bzw. reduziert das Auftreten von Leistungsverlusten auf Grund des Rückstroms durch den zweiten Schalter.
[0028] Vorzugsweise ist die zweite Steuerlogik dazu eingerichtet, einen Steuerbefehl von der ersten Steuerlogik zu empfangen und in Reaktion auf den Steuerbefehl einen Rückstrom durch den zweiten Schalter nach dem AbIdingen des Stroms durch den zweiten Schalter zuzulassen.
[0029] Dies ermöglicht es, das Auftreten einer einen Rückstrom durch den Schalter treibenden Spannung am Schalter zu reduzieren und senkt dadurch die Anforderungen an die Robustheit des Schalters bzw. reduziert durch den Rückstrom induzierte Leistungsverluste. Ferner kann dadurch eine Belastung des Schalters und des zweiten Schalters aneinan- der angeglichen bzw. ausgeglichen werden. Bspw. kann der zweite Schalter durch eine Verschiebung des Arbeitspunktes des Systems im quasistationären Betrieb, d. h. durch Variation des Rinschaltzeitpunktes des zweiten Schalters einen Arbeitspunkt anfahren, in dem ein größerer Rückstrom durch den zweiten Schalter auftritt, als in einem anderen angefahrenen oder anfahrbaren Arbeitspunkt und diesen Arbeitspunkt in Reaktion auf den Steuerbefehl einnehmen oder halten, um die Belastung des Schalters zu reduzieren und die Effizienz der ersten Schaltung zu erhöhen. Ferner kann die erste Steuerlogik dazu eingerichtet, einen zweiten Steuerbefehl von der zweiten Steuerlogik zu empfangen und in Reaktion auf den zweiten Steuerbefehl eine Schaltfrequenz des Schalters zu erhöhen oder verringern. Dadurch kann bspw. ein Ladestrom für eine Batterie angepasst werden.
[0030] Vorzugsweise sind die zweite Steuerlogik und der zweite Schalter dazu eingerich- tet, während der induktiven Energieübertragung eine Null-Strom-geschaltete Klasse-E- Leistungsstufe auszubilden.
[0031] Durch das Ausschalten des zweiten Schalters bei (annähernd) Null-Strom und einer Steigung der Stromkurve, di(t)/dt, von (annährend) Null werden die Anforderungen an den zweiten Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit reduziert. Ferner kann das Ausbilden einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E- Leistungsstufe durch eine mit dem zweiten Schalter in Reihe geschalteten Sättigungsinduktivität verbessert werden, die sich bei Meinen Strömen entsättigt und dadurch die Anforderungen an den zweiten Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit weiter reduziert.
[0032] Vorzugsweise sind die erste Schaltung und die zweite Schaltung symmetrisch. Γ0033] Durch die Symmetrie der Schaltungen wird erreicht, dass bei quasi-stationärem Betrieb keine oder vernachlässigbare Spannungen auftreten, die Rückströme durch den Schalter und den zweiten Schalter antreiben. Allerdings versteht sich in diesem Zusammenhang, dass unter dem Begriff„Symmetrie" insbesondere das Vorsehen von nominell gleichen Bauteilen zu verstehen ist, die symmetrisch verschaltet sind, wobei Idar ist, dass auch nominell gleiche Bauteile durch produktionsbedingte Schwankungen oftmals nicht exakt identisch sind, wodurch auch ein System mit minimalen, produktionsbedingten reellen Asymmetrien in diesem Zusammenhang als mitumfasst gelten soll. Ferner ist klar, dass sich der Begriff„Symmetrie" primär auf die relevanten elektrischen Kenngrößen wie Induktivitäten, Kapazitäten, Widerstände, Impedanzen, etc. bezieht und baugleiche Ele- mente, möglicherweise aus einer Produktionscharge, nur als ein, wenn auch bevorzugter, Spezialfall symmetrischer Schaltungen anzusehen ist. [0034] Vorzugsweise sind die Steuerlogiken dazu eingerichtet, einen Energiefluss von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung durch eine Variation des Einschaltzeitpunktes des Schalters und eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters zu steuern.
[ 0035] Bspw. kann durch die Variation der Schaltfrequenz des Schalters eine Vergrößerung oder Verkleinerung des Energieflusses und durch Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters eine Optimierung des Arbeitspunktes der Schalter erreicht werden, wodurch z. B. ein Null-Strom-Schalten auch bei unterschiedlicher Eingangs- und Ausgangsspannung der Schaltungen bei gleichzeitiger Minimierung der Rückströme ermöglicht wird.
[ 0036] Vorzugsweise ist die zweite Steuerlogik dazu eingerichtet, einen Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Steuerung der Größe des Energieflusses von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung, zu variieren.
[ 0037] Die kann bspw. der Leistungseinstellung dienen und verwendet werden, wenn ein für eine gewünschte Leistungsvariation notwendiger Frequenzbereich nicht zur Verfügung steht, oder um einen Selbsttest des Systems durchzuführen. Bspw. kann die zwischen den Schaltungen zu übertragende Leistung mit Hilfe einer Verschiebung des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters bis auf null reduziert werden, um bei diesem„leistungslosen" Betrieb das induktive Ladesystem zu vermessen und Betriebsparameter zu bestimmen.
[0038] Vorzugsweise ist die Steuerlogik dazu eingerichtet, Spannungen und/oder Ströme, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu erfassen und die zweite Steuerlogik dazu eingerichtet, einen Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalters, bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu variieren.
[ 0039] Durch Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters kann erreicht werden, dass der Schalter bei konstanter Eingangsspannung und variabler Ausgangsspannung immer im„optimalen" Betrieb arbeitet, d. h. beim Ausschalten des Schalters di(t)/dt = o (unabhängig von der Ausgangsspannung) gilt. Ferner kann durch Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters erreicht werden, dass der Schalter auch bei toleranzbehafteten Bauelementen (z. B. Kondensatoren und Induktivitäten), welche die Symmetrie der Schaltungen stören, unter Nullstrom (d. h. mit di(t)/dt = o) schaltet oder nahe Nullstrom schaltet. Zur Steuerung des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters in Abhängigkeit vom Stromfluss durch den Schalter kann bspw. eine Kommunikationsschnittstelle vorhanden sein, durch die Steuerbefehle übertragen werden, die bewirken, dass der Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalters angepasst wird, um Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu reduzieren.
[0040] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der zweite Schwingkreis über ein passives Gleichrichterelement an einen zweiten Anschluss gekoppelt, der dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der induktiven Energieübertragung an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen zu sein, und speist der zweite Schwingkreis während der induktiven Energieübertragung die zweite elektrische Versorgungsleitung mit einem zweiten Strompuls durch das passive Gleichrichterelement, wobei dem zweiten Schwingkreis mittels des durch das passive Gleichrichterelement fließenden zweiten Strompulses Energie entnommen wird.
[0041] Durch das Vorsehen eines passiven Gleichrichterelements wie bspw. einer Diode kann die zweite Schaltung besonders einfach und kostengünstig realisiert werden. Allerdings entfällt in diesem Fall die Möglichkeit der Feinabstimmung des Arbeitspunktes mittels Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters, so dass es in diesem Zusammenhang vorteilhaft sein kann, eine in ihrer Größe anpassbare Kapazität und/oder Induktivität des ersten Schwingkreises vorzusehen, die im Betrieb bei konstanter Schaltfrequenz des Schalters so variiert wird bzw. werden, dass das Auftreten von Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, reduziert oder vermieden wird.
[ 0042] Vorzugsweise ist die Steuerlogik dazu eingerichtet, Spannungen und/oder Ströme, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu erfassen und eine Eingangsspannung der ersten Schaltung, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu variieren
[0043] Bietet der Schalter bzw. das passive Gleichrichterelement bspw. auf Grund ausreichend hoher Sperrspannung„Spielraum" für die Variation der Eingangsspannung (bspw. indem der Schalter als Siliziumkarbid-MOSFET (SiC-MOSFET) und/oder das passive Gleichrichterelement als SiC-Diode ausgebildet sind), kann der„optimale" Betrieb des Schalters (d. h. ein Betrieb mit di(t)/dt = o beim Ausschalten) bei Variation der Ausgangsspannung auch ohne Vorhandensein eines zweiten steuerbaren Schalters erreicht werden. [ 0044] Die Variation der Eingangsspannung kann bspw. durch einen aktiven Gleichrichter erfolgen, wobei die Ausgangsspannung des aktiven Gleichrichters (bzw. die Eingangsspannung der ersten Schaltung) so angepasst wird, dass unabhängig von der Ausgangsspannung der zweiten Schaltung beim Ausschalten des Schalters di(t)/dt = o erreicht wird.
[ 0045] Vorzugsweise ward während der induktiven Energieübertragung eine durch die Entnahme von Energie aus dem ZAveiten Schwingkreis in dem ersten Schwingkreis induzierte Verringerung des in dem ersten Schwingkreis fließenden Stroms unmittelbar nach dem Einschalten des Schalters überkompensiert.
[0046] Somit ist das Schalten des Schalters durch die Steuerlogik so getaktet, dass die Energiezuführung in den ersten Schwingkreis und die Energieentnahme aus dem zweiten Schwingkreis zwar zeitlich versetzt stattfindet, der zeitliche Versatz aber mit der aus der induktiven Kopplung resultierenden Phasenverschiebung zwischen dem ersten und zweiten Schwingkreis korreliert bzw. übereinstimmt. Dadurch wird erreicht, dass eine Abweichung der Schwingung von einer Sinus-Form reduziert wird und die Ströme im Schwingkreis nicht übermäßig erhöht werden.
[0047] Vorzugsweise dauert die Überkompensation während einer halben Einschaltperiode des Schalters an.
L0048] Dies ermöglicht es, die Überkompensation durch eine zur Überkompensation in Hinblick auf den Energiefluss symmetrische Unter kompensation auszugleichen, wodurch eine, Rückströme durch den Schalter antreibende Spannung reduziert oder vermieden werden kann.
[ 0049] Vorzugsweise folgt auf die Überkompensation unmittelbar eine Unterkompensation, die so lange währt, bis ein durch die Überkompensation erzeugter Stromflussüber- schuss in dem ersten Schwingkreis wieder ausgeglichen ist.
[ 0050 ] Durch das unmittelbare Ausgleichen des Stromflussüberschusses werden die Ströme im Schwingkreis reduziert und dadurch die Effizienz des Systems erhöht.
[0051] Vorzugsweise sind der Schalter und/oder der zweite Schalter als Vollwellenschalter ausgebildet. [0052] Die Verwendung von Vollwellenschalter, d. h. von Schaltern, die nur Ströme in einer Richtung durch den Schalter bzw. den zweiten Schalter schalten erlaubt eine Realisierung der Schaltungen mit geringerem Aufwand.
[0053] Vorzugsweise ist die Steuerlogik ferner dazu eingerichtet, den eingeschalteten Schalter nach dem Einschalten erst wieder auszuschalten, nachdem ein Strom durch den Schalter abgeklungen ist.
[0054] Das Abwarten des AbIdingens des Stroms ermöglicht ein weiches Schalten des Schalters und reduziert dadurch die Anforderungen an die Robustheit des Schalters.
( °055 l Vorzugsweise ist der Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet und die Steuerlogik ferner dazu eingerichtet, den eingeschalteten Halbleiterschalter nach dem Einschalten wieder auszuschalten bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den Strompuls folgender Rückstrom durch den Halbleiterschalter abgeldungen ist.
[ 0056] Das Abwarten des AbIdingens des Rückstroms senkt die Anforderungen an die Robustheit des Schalters bzw. reduziert das Auftreten von Leistungsverlusten auf Grund des Rückstroms durch den Schalter.
[ 0057] Vorzugsweise sind die Steuerlogik und der Schalter dazu eingerichtet, während der induktiven Energieübertragung eine Null-Strom-geschaltete Klasse-E-Leistungsstufe auszubilden.
[ 0058] Durch das Ausschalten des Schalters bei (annähernd) Null-Strom und einer Steigung der Stromkurve, di(t)/dt, von (annährend) Null werden die Anforderungen an den Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit reduziert. Ferner kann das Ausbilden einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E-Leistungsstufe durch eine mit dem Schalter in Reihe geschalteten Sättigungsinduktivität verbessert werden, die sich bei kleinen Strömen entsättigt und dadurch die Anforderungen an den Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit weiter reduziert.
[0059] Vorzugsweise ist die Steuerlogik ferner dazu eingerichtet, einen Stromfluss durch den Schalter zu messen.
[0060] Das Messen des Stromflusses durch den Schalter erlaubt ein präziseres Bestimmen des Ausschaltzeitpunktes als bspw. ein Bestimmen des Stromflusses durch den Schalter aus einem Messen der Spannung oder des Stromflusses im ersten Schwingkreis, welches aber ebenfalls möglich wäre. [0061] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis ein halbleiterschalterfreier Schwingkreis.
[ 0062 ] Dadurch kann ein durch einen Halbleiterschalter induzierter Leistungsverlust im ersten Schwingkreis, wie er bspw. bei Verwendung einer Brückenschaltung auftreten könnte, vermieden werden.
[0061] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis zudem über einen dritten Schalter an den elektrischen Anschluss gekoppelt und der dritte Schalter ferner mit der Steuerlogik verbunden, die dazu eingerichtet ist, den dritten Schalter während der Schwingungsperiode des ersten Schwingkreises zeitlich versetzt zum ersten Schalter einzuschalten und wieder auszuschalten, wobei während der induktiven Energieübertragung nach dem Einschalten und vor dem Ausschalten des dritten Schalters ein dritter Strompuls durch den dritten Schalter fließt, dessen Stromrichtung dem ersten Strompuls entgegengesetzt ist, und wobei dem ersten Schwingkreis mittels des durch den dritten Schalter fließenden Strompulses Energie zugeführt wird.
[0061] Dadurch wird eine„Push-Pull"-Anordnung realisiert, die es erlaubt, die Energieübertragung zu erhöhen. Insbesondere, indem der zweite Schwingkreis über einen vierten Schalter an den zweiten Anschluss gekoppelt ist, wobei der vierte Schalter ferner mit der zweiten Steuerlogik verbunden ist, die dazu eingerichtet ist, den vierten Schalter während einer Schwingungsperiode des zweiten Schwingkreises zeitversetzt zu dem zweiten Schalter einzuschalten und wieder auszuschalten, wobei während der induktiven Energieübertragung nach dem Einschalten und vor dem Ausschalten des vierten Schalters ein vierter Strompuls durch den vierten Schalter fließt, wobei dem zweiten Schwingkreis mittels des durch den vierten Schalter fließenden vierten Strompulses Energie entnommen wird.
[0065] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis als Parallelschwingkreis ausgebildet und über ein mit dem dritten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den dritten Schalter gekoppelt.
[ 0066] Durch den dadurch realisierten Stromausgang der dritten Leistungsstufe kann die Ausgangsspannung der dritten Leistungsstufe erhöht und der Stromfluss in dem ersten Schwingkreis reduziert werden, wodurch das System kostengünstiger und kompakter realisiert werden kann.
[ 0067] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis über eine das zweite induktive Bauelement umfassende zweite Transformatorschaltung an den dritten Schalter gekoppelt. [0068] Das Vorsehen einer zweiten Transformatorschaltung erlaubt es, einen kleineren Stromfluss und eine größere Spannung im ersten Schwingkreis zu erreichen und die Impedanz des ersten Schwingkreises anzupassen. Ferner kann durch das Vorsehen unterschiedlicher Übersetzungsverhältnisse, bspw. durch Spulen mit einer unterschiedlichen Anzahl an Wicklungen, zwischen denen z. B. mittels elektromechanischen Relais umgeschaltet werden kann, eine von der zweiten Schaltung erzeugte Ausgangsspannung an unterschiedliche Abnehmer angepasst werden.
[ 0069] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis dazu eingerichtet und vorgesehen, während der induktiven Energieübertragung über die zweite Transformatorschaltung mit dem zweiten Schwingkreis induktiv gekoppelt zu sein.
[0070] Somit kann die erste Schaltung mittels zwei oder drei Wicldungen realisiert werden, die bspw. um einen gemeinsamen Kern gewickelt sein können. Dadurch kann das System kostengünstiger und kompakter realisiert werden.
[0071] Vorzugsweise ist der zweite Schwingkreis mit einer Batterie eines Fahrzeugs ge- koppelt.
[ 0072 ] Dies erlaubt es bei bidirektionalem Energiefluss, Einspeiseschwankungen in ein Energienetz abzupuffern.
[ 0073] Ein erfindungsgemäßes Verfahren zur induktiven Übertragung von Energie zwischen einer ersten Schaltung und einer zweiten Schaltung, wobei die erste Schaltung einen ersten Schwingkreis und die zweite Schaltung einen zweiten Schwingkreis umfasst und der erste Schwingkreis über einen Schalter an einer elektrischen Versorgungsleitung angeschlossen ist, umfasst ein induktives Übertragen der dem ersten Schwingkreis zugeführten Energie auf den zweiten, mit dem ersten Schwingkreis induktiv gekoppelten Schwingkreis und ein Zuführen von Energie in den ersten Schwingkreis mittels eines durch den Schalter fließenden Strompulses.
[0074] Durch das Vorsehen der den ersten Schwingkreis speisenden Leistungsstufe außerhalb des ersten Schwingkreises kann vermieden werden, dass Resonanzströme des ersten Schwingkreises durch den Schalter der Leistungsstufe fließen, wie bspw. bei einer aus Halbbrücken oder Vollbrücken realisierten Leistungsstufe. Somit können die durch die Leistungsstufe verursachten Leistungsverluste reduziert werden. Ferner sei erwähnt, dass das erfindungsgemäße Verfahren insbesondere zum Betreiben des Systems vorgese- hen ist, und das im Zusammenhang mit dem System offenbarte auch analog im Zusammenhang mit dem Verfahren gelten soll und umgekehrt.
[0075] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis als Parallelschwingkreis ausgebildet und über ein mit dem Schalter in Reihe geschaltetes erstes induktives Bauelement an den Schalter gekoppelt.
[0076] Durch den dadurch realisierten Stromausgang der Leistungsstufe kann die Ausgangsspannung der Leistungsstufe erhöht und der Stromfluss in dem ersten Schwingkreis reduziert werden, wodurch die erste Schaltung kostengünstiger und kompakter realisiert werden kann.
[0077] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis über eine das erste induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung an den Schalter gekoppelt.
[ 0078] Das Vorsehen einer Transformatorschaltung erlaubt es, einen kleineren Stromfluss und eine größere Spannung im ersten Schwingkreis zu erreichen und die Impedanz des ersten Schwingkreises anzupassen.
[0079] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis über die Transformatorschaltung mit dem zweiten Schwingkreis induktiv gekoppelt.
[ 0080] Somit kann die erste Schaltung mittels zweier Wicklungen realisiert werden, die bspw. um einen gemeinsamen Kern gewickelt sein können. Dadurch kann die erste Schaltung kostengünstiger und kompakter realisiert werden.
[0081] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der erste Schwingkreis als Reihenschwingkreis ausgebildet und parallel zu einem ersten induktiven Bauelement geschaltet.
10082 ] Vorzugsweise weisen der erste Schwingkreis und der zweite Schwingkreis eine gleiche nominelle Resonanzfrequenz auf.
[0083] Dies reduziert das Auftreten von Rückströme antreibenden Spannungen am Schalter, wodurch dieser als Vollwellenschalter ausgebildet sein kann, ohne größere Leistungsverluste in Kauf nehmen zu müssen. Dadurch kann das System kostengünstiger und kompakter realisiert werden, da z, B. bei der Realisierung durch eine dreipolige Transistorschaltung keine antiseriell verschaltete Diode oder keine antiseriell verschaltete Transis- Lorschaltung benötigt wird. [ 0084] Vorzugsweise weisen der erste Schwingkreis und der zweite Schwingkreis eine gleiche nominelle Kapazität und Induktivität auf.
[0085] Dies reduziert das Auftreten von Rückströme antreibenden Spannungen am Schalter weiter, wodurch dieser als Vollwellenschalter ausgebildet sein kann, ohne merldiche Leistungsverluste in Kauf nehmen zu müssen. Dadurch kann der Wirkungsgrad des Systems weiter gesteigert werden.
[ 0086] Vorzugsweise ist der zweite Schwingkreis über einen zweiten Schalter an einen zweiten Anschluss gekoppelt, der an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen ist, und das Verfahren umfasst ferner ein Entnehmen von Energie aus dem zweiten Schwingkreis mittels eines durch den zweiten Schalter fließenden Strompulses.
[0087] Das Vorsehen einer zweiten aktiv schaltbaren Leistungsstufe ermöglicht einen bidirektionalen Energiefluss.
[0088] Vorzugsweise ist der zweite Schwingkreis als Parallelschwingkreis ausgebildet und über ein mit dem zweiten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den zweiten Schalter gekoppelt.
[0089] Durch den dadurch realisierten Stromausgang der zweiten Leistungsstufe kann bei Energiefluss vom zweiten Schwingkreis zum ersten Schwingkreis die Ausgangsspannung der zweiten Leistungsstufe erhöht und der Stromfluss in dem zweiten Schwingkreis reduziert werden, wodurch die zweite Schaltung kostengünstiger und kompakter realisiert werden kann.
[0090] Vorzugsweise ist der zweite Schalter über eine das zweite induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung an den zweiten Schwingkreis gekoppelt.
[0091] Das Vorsehen einer Transformatorschaltung erlaubt es, einen ldeineren Stromfluss und eine größere Spannung im zweiten Schwingkreis zu erreichen und die Impedanz des zweiten Schwingkreises anzupassen.
[0092] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der zweite Schwingkreis als Reihenschwingkreis ausgebildet und parallel zu einem zweiten induktiven Bauelement geschaltet. [0093 ] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner ein Einschalten des zweiten Schalters und ein Ausschalten des zweiten Schalters, nachdem ein Strom durch den zweiten Schalter abgeldungen ist.
[0094] Das Abwarten des Abklingens des Stroms ermöglicht ein weiches Schalten des zweiten Schalters und reduziert dadurch die Anforderungen an die Robustheit des zweiten Schalters.
[ 0095] Vorzugsweise ist der zweite Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet und der zweite Halbleiterschalter wird ausgeschaltet bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den zweiten Strompuls folgender Rückstrom durch den zweiten Halbleiterschalter abgeldungen ist.
[0096] Das Abwarten des AbIdingens des Rückstroms senkt die Anforderungen an die Robustheit des zweiten Schalters bzw. reduziert das Auftreten von Leistungsverlusten auf Grund des Rückstroms durch den zweiten Schalter.
[0097] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner ein Übertragen eines Steuerbefehls von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung und, in Reaktion auf den Steuerbefehl, ein Zulassen eines Rückstroms durch den zweiten Schalter nach dem Abklingen des Stroms durch den zweiten Schalter.
[0098] Dies ermöglicht es, das Auftreten einer einen Rückstrom durch den Schalter treibenden Spannung am Schalter zu reduzieren und senkt dadurch die Anforderungen an die Robustheit des Schalters bzw. reduziert durch den Rückstrom induzierte Leistungsverluste. Ferner kann dadurch eine Belastung des Schalters und des zweiten Schalters aneinander angeglichen bzw. ausgeglichen werden. Ferner kann das Verfahren ein Übertragen eines zweiten Steuerbefehls von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung und in Reaktion auf den zweiten Steuerbefehl ein Erhöhen oder Verringern einer Schaltfrequenz des Schalters umfassen. Dadurch kann bspw. ein Ladestrom für eine Batterie angepasst werden.
[ 0099 ] Vorzugsweise ist der Schalter in einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E- Leistungsstufe umfasst.
[0100 ] Durch das Ausschalten des zweiten Schalters bei (annähernd) Null-Strom und einer Steigung der Stromkurve, di(t)/dt, von (annährend) Null werden die Anforderungen an den zweiten Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit reduziert. Ferner kann das Ausbilden einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E-Leistungsstufe durch eine mit dem zweiten Schalter in Reihe geschalteten Sättigungsinduktivität verbessert werden, die sich bei Meinen Strömen entsättigt und dadurch die Anforderungen an den zweiten Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit weiter reduziert. [ oioi ] Vorzugsweise sind die erste Schaltung und die zweite Schaltung symmetrisch.
[ 0102] Durch die Symmetrie der Schaltungen wird erreicht, dass bei quasi-stationärem Betrieb keine oder vernachlässigbare Spannungen auftreten, die Rückströme durch den Schalter und den zweiten Schalter antreiben.
[0103] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner ein Steuern eines Energieflusses von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung durch eine Variation des Einschaltzeitpunktes des Schalters und eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters.
[0104 ] Durch die Variation des Einschaltzeitpunkts des Schalters kann eine Vergrößerung oder Verkleinerung des Energieflusses und durch Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters kann eine Optimierung des Arbeitspunktes der Schalter erreicht werden, wodurch z. B. ein Null-Strom-Schalten auch bei unterschiedlicher Eingangs- und Ausgangsspannung der Schaltungen bei gleichzeitiger Minimierung der Rückströme ermöglicht wird.
[0105] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ein Variieren eines Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfre- quenz, zur Steuerung der Größe des Energieflusses von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung.
[.0106] Diese Schritte zur Leistungseinstellung können bspw. angewendet werden, wenn der für die Leistungsvariation notwendige Frequenzbereich nicht zur Verfügung steht oder um einen Selbsttest des Systems durchzuführen. Bspw. kann die zwischen den Schaltun- gen zu übertragende Leistung mit Hilfe einer Verschiebung des Einschaltzeitpunkts des zweiten Schalters bis auf null reduziert werden, um bei diesem„leistungslosen" Betrieb das induktive Ladesystem zu vermessen und Betriebsparameter zu bestimmen.
[0107] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ein Erfassen von Spannungen und/oder Strömen, die Rückströme durch den Schalter antreiben und ein Variieren eines Einschalt- Zeitpunktes des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgege- bcnen Schaltfrequenz, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben.
[0108] Durch Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters kann bei entsprechender Steuerung erreicht werden, dass der Schalter bei konstanter Eingangsspannung und variabler Ausgangsspannung immer im„optimalen" Betrieb arbeitet, d. h. beim Ausschalten des Schalters di(t)/dt = o (unabhängig von der Ausgangsspannung) gilt. Ferner kann durch Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters bei entsprechender Steuerung erreicht werden, dass der Schalter auch bei toleranzbehafteten Bauelementen (z. B. Kondensatoren und Induktivitäten), welche die Symmetrie der Schaltungen stören, unter Nullstrom schaltet (d. h. mit di(t)/dt = o) oder nahe Nullstrom schaltet. Zur Steuerung des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters in Abhängigkeit vom Stromfluss durch den Schalter kann bspw. eine Kommunikationsschnittstelle vorhanden sein, durch die der zweiten Schaltung mitgeteilt wird, wie der Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalters angepasst werden muss, um Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antrei- ben, zu reduzieren.
[0109] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der zweite Schwingkreis über ein passives Gleichrichterelement an einen zweiten Anschluss gekoppelt, der an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen ist, wobei der zweite Schwingkreis während der induktiven Energieübertragung die zweite elektrische Versorgungsleitung mit einem zweiten Strompuls durch das passive Gleichrichterelement speist, wobei dem zweiten Schwingkreis mittels des durch das passive Gleichrichterelement fließenden zweiten Strompulses Energie entnommen wird.
[ 0110] Durch das Vorsehen eines passiven Gleichrichterelements wie bspw. einer Diode kann die zweite Schaltung besonders einfach und kostengünstig realisiert werden. [0111] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ein Erfassen von Spannungen und/oder Strömen, die Rückströme durch den Schalter antreiben und ein Variieren einer über die elektrische Versorgungsleitung bereitgestellten Eingangsspannung der ersten Schaltung, zu Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben.
[ 01121 Bietet, wie oben angemerkt, der Schalter bzw. das passive Gleichrichterelement bspw. auf Grund ausreichend hoher Sperrspannung„Spielraum" für die Variation der Eingangsspannung (bspw. indem der Schalter als Siliziumkarbid-MOSFET (SiC-MOSFET) und/oder das passive Gleichrichterelement als SiC-Diode ausgebildet sind), kann dadurch der„optimale" Betrieb des Schalters (d. h. ein Betrieb mit di(t)/dt = o beim Ausschalten) bei Variation der Ausgangsspannung auch ohne einen zweiten aktiven Schalter erreicht werden.
[ 0113] Die Variation der Eingangsspannung kann bspw. durch einen aktiven Gleichrichter erfolgen, wobei die Ausgangsspannung des aktiven Gleichrichters (bzw. die Eingangsspannung der ersten Schaltung) so angepasst wird, dass unabhängig von der Ausgangsspannung der zweiten Schaltung beim Ausschalten des Schalters di(t)/dt = o erreicht wird.
[0114] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner ein Überkompensieren, unmittelbar nach dem Einschalten des ersten Schalters, einer durch die Entnahme von Energie aus dem zweiten Schwingkreis in dem ersten Schwingkreis induzierten Verringerung des in dem ersten Schwingkreis fließenden Stroms.
[ 0115] Somit ist das Schalten des Schalters so getaktet, dass die Energiezuführung in den ersten Schwingkreis und die Energieentnahme aus dem zweiten Schwingkreis zwar zeit- lieh versetzt stattfindet, der zeitliche Versatz aber mit der aus der induktiven Kopplung resultierenden Phasenverschiebung zwischen dem ersten und zweiten Schwinglireis korreliert bzw. übereinstimmt. Dadurch wird erreicht, dass eine Abweichung der Schwingung von einer Sinus-Form reduziert wird und die Ströme im Schwingkreis nicht übermäßig erhöht werden. [0116] Vorzugsweise dauert die Überkompensation während einer halben Einschaltperiode des Schalters an.
[ 0117] Dies ermöglicht es, die Überkompensation durch eine zur Überkompensation in Hinblick auf den Energiefluss symmetrische Unterkompensation auszugleichen, wodurch eine Spannung, die, Rückströme durch den Schalter antreibt, reduziert oder vermieden werden kann.
[ 0118] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner ein Ausgleichen eines durch die Überkompensation erzeugten Stromflussüberschusses in dem ersten Schwingkreis durch eine unmittelbar auf die Überkompensation folgende Unterkompensation.
[0119] Durch das unmittelbare Ausgleichen des Stromflussüberschusses werden die Strö- me im Schwingkreis reduziert und dadurch die Effizienz des Verfahrens erhöht. [0120] Vorzugsweise sind der Schalter und/oder der zweite Schalter als Vollwellenschalter ausgebildet.
[0121] Die Verwendung von Vollwellenschaltern erlaubt eine Realisierung der Schaltungen mit geringerem Aufwand.
[0122] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner ein Einschalten des Schalters und ein Ausschalten des Schalters, nachdem ein Strom durch den Schalter abgeklungen ist.
[0123] Das Abwarten des Abldingens des Stroms ermöglicht ein weiches Schalten des Schalters und reduziert dadurch die Anforderungen an die Robustheit des Schalters.
[0124] Vorzugsweise ist der Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet und wird der eingeschaltete Halbleiterschalter nach dem Einschalten wieder ausgeschaltet bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den Strompuls folgender Rückstrom durch den Halbleiterschalter abgeklungen ist.
[ 0125] Das Abwarten des Abklingens des Rückstroms senkt die Anforderungen an die Robustheit des Schalters bzw. reduziert das Auftreten von Leistungsverlusten auf Grund des Rückstroms durch den Schalter.
[ 0126] Vorzugsweise ist der Schalter in einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E- Leistungsstufe umfasst.
[0127] Durch das Ausschalten des Schalters bei (annähernd) Null-Strom und einer Steigung der Stromkurve, di(t)/dt, von (annährend) Null werden die Anforderungen an den Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit reduziert. Ferner kann das Ausbilden einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E-Leistungsstufe durch eine mit dem Schalter in Reihe geschalteten Sättigungsindulctivität verbessert werden, die sich bei kleinen Strömen entsättigt und dadurch die Anforderungen an den Schalter hinsichtlich der Ausschaltgeschwindigkeit weiter reduziert.
[ 0128] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner ein Messen eines Stromflusses durch den Schalter.
[0129] Das Messen des Stromflusses durch den Schalter erlaubt ein präziseres Bestimmen des Ausschaltzeitpunktes.
[ 0130 ] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis ein halbleiterschalterfreier Schwingkreis. [0131] Dadurch kann ein durch den Schalter induzierter Leistungsverlust im ersten Schwingkreis vermieden werden.
[0132] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis zudem über einen dritten Schalter an den elektrischen Anschluss gekoppelt und das Verfahren umfasst ferner ein Zuführen von Energie in den ersten Schwingkreis mittels eines durch den dritten Schalter fließenden dritten Strompulses, wobei der dritte Schalter zeitlich versetzt zum Schalter ein- und ausgeschaltet wird.
[0133] Dadurch wird eine„Push-Pull"-Anordnung realisiert, die es erlaubt, die Energieübertragung zu erhöhen. Insbesondere, indem der zweite Schwingkreis über einen vierten Schalter an den zweiten Anschluss gekoppelt ist, und das Verfahren des Weiteren ein Entnehmen von Energie aus dem zweiten Schwingkreis mittels eines durch den vierten Schalter fließenden Strompulses umfasst.
[ 0134 ] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis als Parallelschwingkreis ausgebildet und über ein mit dem dritten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den dritten Schalter gekoppelt.
[0135] Durch den dadurch realisierten Stromausgang der dritten Leistungsstufe kann die Ausgangsspannung der dritten Leistungsstufe erhöht und der Stromfluss in dem ersten Schwingkreis reduziert werden, wodurch die erste Schaltung kostengünstiger und kompakter realisiert werden kann.
[0136] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis über eine das zweite induktive Bauelement umfassende zweite Transformatorschaltung an den dritten Schalter gekoppelt.
[0137] Das Vorsehen einer zweiten Transformatorschaltung erlaubt es, den Stromfluss und die Spannung im ersten Schwingkreis zu ändern und dadurch die Impedanz des ersten Schwingkreises anzupassen.
[ 0138 ] Vorzugsweise ist der erste Schwingkreis über die zweite Transformatorschaltung mit dem zweiten Schwingkreis induktiv gekoppelt.
[0139] Somit kann die erste Schaltung mittels zwei oder drei Wicldungen realisiert werden, die bspw. um einen gemeinsamen Kern gewickelt sein können. Dadurch kann die erste Schaltung kostengünstiger und kompakter realisiert werden. [0140] Vorzugsweise ist der zweite Schwingkreis mit einer Batterie eines Fahrzeugs gekoppelt.
[0141] Dies erlaubt es, eine Traktionsbatterie induktiv zu laden.
[0142] Vorzugsweise umfasst das Verfahren ein Entnehmen von Energie aus der Batterie und Zuführen der aus der Batterie entnommenen Energie in den zweiten Schwingkreis.
[ 0143] Dies erlaubt es, Einspeiseschwankungen in ein Energienetz, wie sie bspw. bei einem Einsatz erneuerbarer Energien vorkommen kann, abzupuffern.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN [0144] Die Erfindung wird nachfolgend in der detaillierten Beschreibung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert, wobei auf Zeichnungen Bezug genommen wird, in denen:
Fig. 1 ein Ersatzschaltbild eines Systems zur induktiven Energieübertragung gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 2 beispielhafte Strom-/Spannungskurven in dem System der Fig. 1 während zweier Schwingungsperioden eines Schwingkreises des Systems;
Fig. 3 ein Ersatzschaltbild eines Systems zur induktiven Energieübertragung gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 4 ein alternatives Ersatzschaltbild des Systems zur induktiven Energieübertragung gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform; Fig. 5 Messwerte hinsichtlich der Ausgangsleistung an einem realen System zur induktiven Energieübertragung gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform; lüg. 6 Messwerte hinsichtlich der Effizienz an einem realen System zur induktiven
Energieübertragung gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 7 ein Ersatzschaltbild eines Systems zur induktiven Energieübertragung ge- mäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform; Fig. 8 Ersatzschaltbilder von ersten Schaltungen zur induktiven Energieübertragung gemäi3 einer vierten, fünften, sechsten und siebten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 9 einen Prozess zur induktiven Übertragung von Energie zeigt;
Fig. io-i2 eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters zur Reduktion von Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben;
Fig. 13 und 14 eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters zur Reduktion von Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, bei toleranzbehafteten Bauelementen;
Fig. 15 eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Steuerung der Größe des Energieflusses von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung;
Fig. 16 eine Variation der Eingangsspannung der ersten Schaltung, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zeigt.
[0145] Dabei sind in den Zeichnungen gleiche Elemente durch identische Bezugszeichen und analoge Elemente mit um einen Apostroph ergänzten aber ansonsten identischen Bezugszeichen gekennzeichnet.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
[0146] Fig. 1 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Systems 10 zur induktiven Energieübertragung gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform. Das System 10 umfasst eine erste Schaltung 12 und eine zweite Schaltung 14. Die erste Schaltung 12 umfasst einen ersten Schwingkreis 16. Der erste Schwingkreis 16 umfasst einen ersten Leitungspfad 18, der ein kapazitives Bauelement Ci (bspw. einen Kondensator) aufweist und einen zum ersten Leitungspfad 18 parallel geschalteten zweiten Leitungspfad 20, der ein induktives Bauelement Li (bspw. eine Spule) aufweist.
[ 0147] Wie in Fig. 1 gezeigt, ist parallel zum ersten Leitungspfad 18 und zum zweiten Leitungspfad 20 eine erste Leistungsstufe 22 geschaltet, die einen dritten Leitungspfad 24 umfasst, der an dem ersten Leitungspfad 18 und dem zweiten Leitungspfad 20 angeschlossen ist. Der dritte Leitungspfad 24 umfasst eine erste Spannungsquelle Vi, einen mit der ersten Spannungsquelle Vi in Reihe geschalteten ersten Schalter Si (bspw. eine Tran- sistorschaltung) und ein mit der ersten Spannungsquelle Vi und dem ersten Schalter Si in Reihe geschaltetes induktives Bauelement LA (bspw. eine Spüle), welches einen Stromfluss durch den ersten Schalter Si formgebend bestimmt bzw. einen Stromausgang der ersten Leistungsstufe 22 realisiert. Optional kann neben dem induktiven Bauelement LA noch eine Sättigungsinduktivität (bspw. eine Spule) mit dem ersten Schalter Si und dem induktiven Bauelement LA in Reihe geschaltet sein.
[ 0148] [0138 ] Die zweite Schaltung 14 ist symmetrisch zur ersten Schaltung 12 aufgebaut, d. h. die zweite Schaltung 14 lässt sich durch ein Ersatzschaltbild darstellen, das dem Ersatzschaltbild der ersten Schaltung 12 entspricht, wobei nicht notwendigerweise alle in einer Realisierung der ersten Schaltung 12 umfassten Bauteile auch in einer Realisierung der zweiten Schaltung 14 in identischer Ausprägung und Anzahl umfasst sein müssen, wobei dies jedoch als eine bevorzugte Realisierungsvariante angedacht ist. Bspw. kann die zweite Schaltung 14 anstatt der zweiten Leistungsstufe 26 einen ungesteuerten Gleichrichter (bspw. eine Diode) umfassen, der einen unidirektionalen Energiefluss ermöglicht.
[0149] Wie in Fig. 1 gezeigt, umfasst die zweite Schaltung 14 einen zweiten Schwingkreis 28. Der zweite Schwingkreis 28 umfasst einen vierten Leitungspfad 30, der ein kapazitives Bauelement C2 (bspw. einen Kondensator) aufweist und einen zum vierten Leitungspfad 30 parallel geschalteten fünften Leitungspfad 32, der ein induktives Bauelement L2 (bspw. eine Spule) aufweist. Parallel zum vierten Leitungspfad 30 und zum fünften Leitungspfad 32 ist die zweite Leistungsstufe 26 geschaltet, die einen sechsten Leitungspfad 34 umfasst, der an den vierten Leitungspfad 30 und den fünften Leitungspfad 32 angeschlossen ist. Der sechste Leitungspfad 34 umfasst eine zweite Spannungsquelle V2, einen mit der zweiten Spannungsquelle V2 in Reihe geschalteten zweiten Schalter S2 (bspw. eine Transistorschaltung) und ein mit der zweiten Spannungsquelle V2 und dem zweiten Schalter S2 in Reihe geschaltetes induktives Bauelement LB (bspw. eine Spule), welches einen Stromfluss durch den zweiten Schalter S2 formgebend bestimmt. Optional kann neben dem induktiven Bauelement LB noch eine Sättigungsinduktivität (bspw. eine Spule) mit dem zweiten Schalter S2 und dem induktiven Bauelement LB in Reihe geschaltet sein.
[0150] Der erste Schalter Si ist mit einer ersten Steuerlogik (bzw. einer Steuerschaltung) verbunden, die das Einschalten und das Ausschalten des ersten Schalters Sx steuert. In den Figuren sind dabei der erste Schalter Si und die erste Steuerlogik zur Verbesserung der Übersichtlichkeit durch ein einzelnes Schaltersymbol dargestellt, wobei es sich für den Fachmann versteht, dass der erste Schalter Si und die erste Steuerlogik als integrierte Schaltkreise oder separate Bauteile ausgeformt sein können. Bei induktiver Energieüber- tragung von der ersten Schaltung 12 zur zweiten Schaltung 14 wird der erste Schwingkreis 16 durch Strompulse gespeist, die beim Einschalten des ersten Schalters Si durch den ersten Schalter Si fließen, wobei durch Variation der Einschaltfrequenz die Frequenz des ersten Schwingkreises 16 und damit die Übertragungsleistung gesteuert werden kann. Ferner kann die erste Steuerlogik mit einer Messeinrichtung verbunden sein, die dazu eingerichtet ist, einen Stromfluss durch den ersten Schalter Si (bzw. eine über den ersten Schalter Si abfallende Spannung oder eine Spannung über dem bzw. einen Strom im Resonanzkreis) zu messen und basierend auf der Messung einen Ausschaltzeitpunkt des ersten Schalters Si zu bestimmen. Dabei ist eine bevorzugte Schaltsequenz des ersten Schalters Si während einer Schwingungsperiode des ersten Schwingkreises 16 bei identischer Ein- und Ausgangsspannung des Systems 10 in Fig. 2 gezeigt.
Figure imgf000026_0001
[ 0151 ] Wie in Fig. 2 gezeigt, wird der erste Schalter Si vorzugsweise ausgeschaltet, nachdem der Stromfluss durch den ersten Schalter Si abgeldungen ist, wobei anzumerken ist, dass der erste Schalter Si auch vor dem AbIdingen des Stromflusses durch den ersten Schalter Si ausgeschaltet werden könnte, wobei sich in diesem Fall der Strompuls verkleinern und die Belastung des ersten Schalters Si vergrößern würde, weshalb die erste Leistungsstufe 22 vorzugsweise als Null-Strom-geschaltete Klasse-E-Leistungsstufe ausgebildet ist. Da der Rückstrom, der auf den Strompuls folgt und in entgegengesetzter Richtung (bzw. mit entgegengesetztem Vorzeichen) durch den Schalter Si fließt vernachlässigbar gering ist, kann der erste Schalter Si als in nur einer Richtung sperrender (Halbleiter- Schalter (d, h. als Vollwellenschalter), z. B. als Transistorschaltung ohne antiseriell geschaltete Diode oder antiseriell geschaltete Transistorschaltung realisiert werden.
[0152] Der Rückstrom ist dabei umso geringer, desto stärker die in den ersten Schwingkreis 16 eingespeiste Energiemenge der zum zweiten Schwingkreis 28 übertragenen Ener- giemenge entspricht. Ein Entsprechen der in einem Schwingungszyklus eingespeisten und übertragenen Energiemengen kann bspw. durch symmetrische Strom- und Spannungsverläufe in dem System 10 erzielt werden, was wiederum vorzugsweise durch einen symmetrischen Aufbau und besonders vorzugsweise durch einen identischen Aufbau erreicht wird. [ 0153 ] Das Einspeisen und Entnehmen von Strompulsen erfolgt in der ersten Schaltung 12 bzw. in der zweiten Schaltung 14 während sich entsprechender Halbperioden der Schwingungsphasen des ersten Schwingkreises 16 und des zweiten Schwingkreises 28, wobei die den Strompulsen entsprechenden Energieprofile und wie in Fig. 2 gezeigt,
Figure imgf000026_0003
Figure imgf000026_0002
bei vernachlässigbaren Energieverlusten näherungsweise spiegelsymmetrisch sind und bei nicht vernachlässigbaren Energieverlusten das Energieprofil der entnommenen Strompulentsprechend der Energieverluste gestaucht ist.
Figure imgf000027_0001
[0154] Insbesondere wird durch Einschalten des ersten Schalters Si ein Ladestrom des ersten kapazitiven Bauelements C1 zum Teil durch den Strompuls gebildet, der durch den ersten Schalter Si fließt. Damit die dadurch am ersten kapazitiven BauelemeCn1t entstehende Spannung keinen Rückstrom durch den ersten Schalter Si erzeugt (bzw. keine be- Lragsmäßig größere Spannung mit zu Vi entgegengesetztem Vorzeichen auftritt), muss der durch das induktive Bauelement L1 angetriebene Strom vergrößert werden.
[0155] Dies geschieht dadurch, dass dem zweiten Schwingkreis 28 in der entsprechenden Halbperiode der Schwingungsphase des zweiten Schwingkreises 28 eine entsprechende Energiemenge entnommen wird, wodurch mittels der induktiven Kopplung der durch das induktive Bauelement L1 angetriebene Strom vergrößert wird. Grundsätzlich ist es dabei beliebig, wann die Energieentnahme erfolgt, solange die Energieentnahme der Energiezufuhr abzüglich der Energieverluste entspricht und unter Berücksichtigung der Phasenver- Schiebung zwischen den Schwingkreisen abgeschlossen ist, bevor eine Spannung über dem kapazitiven Bauelement C1 zu groß wird und ein Rückstrom durch den ersten Schalter Si einsetzt. Somit kann eine einen Rückstrom durch den ersten Schalter Sx reduzierende oder vermeidende Energieentnahme durch Variation des Einschaltzeitpunktes (und optional des Ausschaltzeitpunktes) des zweiten Schalter S2 herbeigeführt werden. [0156] Umgekehrt bedeutet das, dass, wenn die zweite Schaltung 14 anstatt der zweiten Leistungsstufe 26 den ungesteuerten Gleichrichter umfasst, das Ein- und Ausschalten des ersten Schalters Si so auf die Energieentnahme aus der zweiten Schaltung 14 abgestimmt werden sollte, dass im quasi-stationären Betrieb die Energiezufuhr durch den Strompuls der Summe aus Energieentnahme und Energieverlusten entspricht. Dazu kann die erste Steuerlogik dazu eingerichtet sein, den ersten Schalters Si so zu schalten, dass ein Rückstrom durch den ersten Schalter Si (bzw. eine über den ersten Schalter Si abfallende Spannung mit zu V1 entgegengesetztem Vorzeichen) unter einen vorgegebenen Wert sinkt, vorzugsweise minimal, und besonders vorzugsweise Null wird. Da der ungesteuerte Gleichrichter einem Null-Strom-geschalteten Schalter entspricht, kann dazu der erste Schalter Si vorzugsweise wiederrum als Null-Strom-geschalteter Schalter und die erste Leistungsstufe 22 besonders vorzugsweise wiederrum als Null-Strom-geschaltete Klasse- E- Leistungsstufe ausgebildet sein. [0157] Ferner können, wenn die zweite Schaltung 14, wie in Fig. 1 gezeigt, die zweite Leistungsstufe 26 umfasst, der Einschaltzeitpunkt (und optional der Ausschaltzeitpunkt) des zweiten Schalters S2 auf Basis von gemessenen Spannungen und Strömen in der zweiten Leistungsstufe 26 und (optional) auf Basis von Steuerbefehlen von der ersten Leistungs- stufe 22, die von der ersten Leistungsstufe 22 zur zweiten Leistungsstufe 26 (bspw. über eine Funkverbindung) übertragen werden, gesteuert werden. Ferner kann eine Schaltfre- quenz des ersten Schalters Si auf Basis von Steuerbefehlen von der zweiten Leistungsstufe 26, die von der zweiten Leistungsstufe 26 zur ersten Leistungsstufe 22 (bspw. über eine Funkverbindung) übertragen werden, gesteuert werden, bspw. um einen Batterielade- ström anzupassen. Dazu ist der zweite Schalter S2 mit einer zweiten Steuerlogik (bzw. einer zweiten Steuerschaltung) verbunden, die das Einschalten und das Ausschalten des zweiten Schalters S2 steuert. In den Figuren sind dabei der zweite Schalter S2 und die zweite Steuerlogik zur Verbesserung der Übersichtlichkeit durch ein einzelnes Schaltersymbol dargestellt, wobei es sich für den Fachmann versteht, dass der zweite Schalter S2 und die zweite Steuerlogik als integrierte Schaltkreise oder separate Bauteile ausgeformt sein können.
[0158] So kann im quasi-stationären Betrieb die zweite Steuerlogik dazu eingerichtet sein, den Einschaltzeitpunkt (und optional den Ausschaltzeitpunkt) des zweiten Schalters S2 so zu steuern, dass der Rückstrom durch den zweiten Schalter S2 unter einen vorgegebenen Wert sinkt, vorzugsweise minimal, und besonders vorzugsweise Null wird. Im quasistationären Betrieb passt sich somit die zweite Schaltung 14 automatisch an das Schaltverhalten der ersten Schaltung 12 (bzw. der ersten Steuerlogik) an. Ferner können Steuerinformationen von der ersten Leistungsstufe 22 zur zweiten Leistungsstufe 26 übertragen werden und die zweite Steuerlogik in Reaktion auf die Steuerinformationen den Einschalt- Zeitpunkt (und optional den Ausschaltzeitpunkt) des zweiten Schalters S2 variieren und dabei einen größeren Rückstrom in Kauf nehmen, um einen Rückstrom durch den ersten Schalter Si zu reduzieren oder zu vermeiden. Das Variieren des Einschaltzeitpunktes (und optional des Ausschaltzeitpunktes) des zweiten Schalters S2 kompensiert dabei in den Schaltungen 12 und 14 auftretende asymmetrische Strom- und Spannungsverläufe. [0159] Fig. 3 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Systems 10' zur induktiven Energieübertragung gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform. Das System 10' umfasst den Bauelementen das in Fig. 1 gezeigten Systems 10 entsprechende Bauelemente, die aber teilweise modifiziert verschaltet sind. So ist der erste Schwingkreis 16 nicht parallel, sondern in Reihe zum Schalter Si geschaltet. Ferner ist das induktive Bauelement LA parallel zur Eingangsspannung Vi geschaltet, wodurch ein Spannungsausgang der ersten Leistungsstufe 22' realisiert wird. Der Ablauf der Steuerung des ersten Schalters Si durch die erste Steuerlogik erfolgt jedoch analog.
[0160] Fig. 4 zeigt dazu ein alternatives Ersatzschaltbild des Systems 10' zur induktiven Energieübertragung gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform, wobei das erste kapazitive Bauelement Ci und das zweite kapazitive Bauelement C2 durch die in Reihe geschalteten kapazitiven Bauelemente CA und CR1 bzw. CB und CR2 ersetzt sind. In der folgenden Analyse des Systemverhaltens wird das System 10' unter folgenden idealisierten Annahmen betrachtet: · Die Eingangsspannung V1 und die Ausgangsspannung V2 werden als ideal angenommen bzw. durch ideale Spannungsquellen erzeugt.
• Die Schalter Si und S2 werden als ideal angenommen, d. h. als instantan und verlustfrei schaltend.
• Alle reaktiven Komponenten werden als ideal und somit verlustfrei angenommen. · Die Spannungsausgänge der Leistungsstufen 22" und 26" führen zu sinusförmigen Resonanzströmen der Schwingkreise 16 und 28.
[0161] Das kapazitive Bauelement CA kompensiert den Phasenversatz der ersten Leistungsstufe 22", so dass die fundamentale Komponente der Ausgangspannung der ersten Leistungsstufe 22" (durch die linke gestrichelte Linie eingerahmt) und der Resonanzstrom in Phase sind. Das kapazitive Bauelement CB kompensiert den Phasenversatz der zweiten Leistungsstufe 26" (durch die rechte gestrichelte Linie eingerahmt), so dass der Resonanzstrom und die Spannung über die zweite Leistungsstufe 26" in Phase sind. Der sinusförmige Resonanzstrom in dem ersten Schwingkreis 16 kann durch
Figure imgf000029_0003
definiert werden, wobei IR die Amplitude des Resonanzstroms, ω die Winkelfrequenz der Schaltfrequenz und den Winkel des Resonanzstroms relativ zur Einschaltzeit des
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Schalters Si bezeichnet.
[0162] Wenn der Schalter Si ausgeschaltet ist, ist der Strom in dem induktiven Bauelement LA gleich dem negativen Resonanzstrom, d. h. Wenn der Schalter Si eingeschaltet ist, ist der Strom Der Strom durch den Schalter Si ent-
Figure imgf000029_0001
spricht der Summe des Resonanzstroms iR(t) und des Stroms in dem induktiven Bauelement LA und ist gegeben durch Ist zum Ausschalt-
Figure imgf000029_0002
Zeitpunkt der Strom Null, ergibt sich dadurch die um den mittleren Schalterstrom normalisierte Amplitude des Resonanzstroms aus
Figure imgf000030_0001
mit D als Bruchteil einer Schaltperiode Ts, während der der Schalter Si eingeschaltet ist.
[ 0163] Die Steigung
Figure imgf000030_0004
des Stroms durch den Schalter Si zum Ausschaltzeitpunkt soll ein Designparameter sein, da er den Rückstrom durch den Schalter Si definiert, welcher möglichst ldein gehalten bzw. vermieden werden soll. Der Rückstrom wird dabei Null, wenn die Steigung Null ist, wodurch die Belastung des ersten Schalters Si minimiert wird:
Figure imgf000030_0002
Setzt man den obigen Ausdruck für is(t) in den Ausdruck für ξ(ί) ein, ergibt sich folgender Ausdruck für den Winkel des Resonanzstroms:
Figure imgf000030_0003
Die Induktivität des induktiven Bauteils LA kann dann direkt aus dem mittleren Schalter- strom berechnet werden.
[0164] Durch eine Fourier-Analyse kann ferner die fundamentale Komponente der Spannung an dem induktiven Baudelement LA bestimmt werden. Wenn der Schalter Si eingeschaltet ist, ist die Spannung gleich der Eingangsspannung Vi. Wenn der Schalter Sa ausgeschaltet ist, bestimmt sich die Spannung aus dem Resonanzstrom durch das induktive Bauelement LA gemäß dem Induktionsgesetz. Die quadratische Komponente dieser Spannung wird durch das kapazitive Bauelement CA kompensiert. Dadurch sind die Ausgangsspannung und der Resonanzstrom in Phase und die Eingangsimpedanz des ersten Schwingkreises 16 ist ausschließlich ohmsch. Durch die Kompensation der quadratischen Komponente durch das kapazitive Bauelement CB kann die zweite Leistungsstufe 26" in Hinblick auf die fundamentale Frequenz durch eine rein ohmsche Last R0 repräsentiert werden. Die Eingangsimpedanz des ersten Schwingkreises 16 ist somit
Figure imgf000031_0001
miL M als magnetischer Kopplung zwischen den Schwingkreisen 16 und 28 des Resonanznetzwerks (durch die mittlere gestrichelte Linie eingerahmt).
[0165] Ist das System 10" hinsichtlich der Eingangs- und Ausgangsspannung, der Kapazitäten und der Induktivitäten vollständig symmetrisch, ergibt sich mit
Figure imgf000031_0007
und eine Eingangsimpedanz, die gleich dem ohmschen Widerstand ist,
Figure imgf000031_0005
Figure imgf000031_0006
Dadurch ergibt sich
Figure imgf000031_0002
mit aQ als Qualitätsfaktor der Schwingkreise 16 und 28.
[0166] Eine analoge Herleitung kann für das in Fig. 1 gezeigte System 10 durchgeführt werden, wobei das erste kapazitive Bauelement Ci und das zweite kapazitive Bauelement C2 durch die parallel geschalteten kapazitiven Bauelemente CA und CRI bzw. CB und CR2 ersetzt sind. Dabei wird das System 10 unter folgenden wiederrum idealisierten Annahmen analysiert:
• Die Eingangsspannung Vx und die Ausgangsspannung V2 werden als ideal angenommen bzw. durch ideale Spannungsquellen erzeugt.
• Die Schalter S1 und S2 werden als ideal angenommen, d. h. als instantan und verlustfrei schaltend.
• Alle reaktiven Komponenten werden als ideal und somit verlustfrei angenommen.
• Die Stromausgänge der um die kapazitiven Bauelemente CA bzw. CB ergänzten Leistungsstufen 22 und 26 führen zu sinusförmigen Resonanzspannungen der Schwingkreise 16 und 28.
[0167] Für die sinusförmige Resonanzspannung am Ausgang der ersten Leistungs
Figure imgf000031_0004
stufe 22, die Spannung am induktiven Bauelement LA und den Schalterstrom is(t)
Figure imgf000031_0003
ergeben sich mit
Figure imgf000032_0005
als Amplitude des Resonanzstroms, ω als Winkelfrequenz der Schaltfrequenz und
Figure imgf000032_0004
als Verzögerung des Einschaltzeitpunktes des Schalters Si folgende Ausdrücke:
Figure imgf000032_0003
[0168] Durch Einbeziehung der Randbedingung, dass der Schalterstrom zum Ausschaltzeitpunkt Null ist, bestimmt sich die Amplitude des Resonanzstroms ZU
Figure imgf000032_0007
Figure imgf000032_0006
[0169] Ebenso kann der durchschnittliche Schalterstrom aus is(t) berechnet werden. Mit der Steigung ξ(ί) des Stroms durch den Schalter Si zum Ausschaltzeitpunkt als Designparameter ergibt sich somit
Figure imgf000032_0001
[0170] Durch eine Fourier-Analyse kann ferner die fundamentale Komponente des Schalterstroms bestimmt werden. Die quadratische Komponente dieses Stroms wird durch das kapazitive Bauelement CA kompensiert. Dadurch sind der Ausgangsstrom und die Resonanzspannung in Phase und die Eingangsimpedanz des ersten Schwingkreises 16 ist ausschließlich ohmsch. Durch die Kompensation der quadratischen Komponente durch das kapazitive Bauelement CB kann die zweite Leistungsstufe 26 in Hinblick auf die fundamentale Frequenz durch eine rein ohmsche Last R0 repräsentiert werden. Die Eingangsimpedanz des ersten Schwingkreises 16 ist somit
Figure imgf000032_0002
mit M als magnetischer Kopplung. [ 0171 ) Ist das System 10 hinsichtlich der Eingangs- und Ausgangsspannung, Kapazitäten und Induktivitäten vollständig symmetrisch, ergibt sich mit
Figure imgf000033_0003
und
Figure imgf000033_0004
eine Eingangsimpedanz, die gleich dem Lastwiderstand ist, d. h.
Figure imgf000033_0001
Dadurch ergibt sich
Figure imgf000033_0002
mit a.Q als Qualitätsfaktor der Schwingkreise 16 und 28.
[0172] Für einen beispielhaften Anwendungsfall mit V1-360V, V2=36oV, einer Übertragungsleistung von 3,6 kW bei einer Schaltfrequenz von 100 kHz, ξ-ο und D=o,45 hei einem Kopplungsfaktor von 3 und lassen sich daraus folgende Werte errechnen:
Figure imgf000033_0006
Figure imgf000033_0007
Figure imgf000033_0008
In diesem Zusammenhang sei jedoch angemerkt, dass diese Werte rein beispielhaften Charakter haben, um den Gehalt der obigen Gleichungen zu verdeutlichen, und reale Systeme vorzugsweise benötigen, um die oben getätigten Annahmen zu erfüllen.
Figure imgf000033_0005
[ 0173] Fig. 5 und Fig. 6 zeigen Messwerte hinsichtlich der Ausgangsleistung und Effizienz eines realen Systems 10 zur induktiven Energieübertragung gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform mit
Figure imgf000034_0001
für unterschiedliche magnetische Kopplungsfaktoren k und Ausgangsspannungen V2. Dabei zeigt Fig. 5, dass bei unterschiedlichen magnetischen Kopplungsfaktoren k unterschiedliche Schaltfrequenzbänder zur Steuerung der Ausgangsleistung verwendet werden müssen. Ferner zeigt Fig. 6, dass die Effizienz mit steigender Frequenz zunimmt, wodurch sich für die gewählten Parameter ein Arbeitsbereich von vorzugsweise mehr als 80 kHz ergibt.
[0174] Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Systems 10" zur induktiven Energieübertragung gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform. Das System 10" entspricht dem in Fig. 1 gezeigten System 10, wobei die erste Leistungsstufe 22 mittels einer ersten Transformatorschaltung 36 mit dem ersten Schwingkreis 16 gekoppelt ist. Die erste Transformatorschaltung 36 umfasst ein erstes induktives Bauelement Lia, welches mit dem Schalter Si in Reihe geschaltet ist, und ein zweites induktives Bauelement Lib, welches im ersten Schwingkreis 16 angeordnet ist. Die induktiven Bauelemente Lia und Llb sind als um einen gemeinsamen Kern gewickelte Spulen ausgeführt, welche im Betrieb ein magnetisches Wechselfeld erzeugen, das den ersten Schwingkreis 16 induktiv mit den induktiven Bauelementen L2a und L2b der zweiten Schaltung 14" koppelt.
[0175] Die zweite Schaltung 14" ist symmetrisch zur ersten Schaltung 12" aufgebaut und umfasst die zweite Leistungsstufe 26, die mittels einer zweiten Transformatorschaltung 38 mit dem zweiten Schwingkreis 28 gekoppelt ist. Die zweite Transformatorschaltung 38 umfasst ein drittes induktives Bauelement L2a, welches mit dem zweiten Schalter S2 in Reihe geschaltet ist, und ein viertes induktives Bauelement L2b, welches im zweiten Schwingkreis 28 angeordnet ist. Die zweite Schaltung 14" umfasst somit zwei getrennte Strompfade 32 und 34, die induktiv gekoppelt sind. In diesem Zusammenhang sei ferner angemerkt, dass sich bspw. bei Realisierung der induktiven Bauelemente als Spulen Symmetrie durch gleiche Windungszahlen der induktiv gekoppelten Wicklungen des ersten und des zweiten Schwingkreises 16 und 28 bei gleichen Induktivitäten und Kapazitäten des ersten und zweiten Schwingkreises 16 und 28 (Übersetzungsverhältnis 1) ergibt. Darüber hinaus ergibt sich Symmetrie im Sinne der Anmeldung aber auch bei "unterschiedlichen" Werten für die Induktivitäten und Kapazitäten des ersten und zweiten Schwingkreises 16 und 28 unter Berücksichtigung des Windungsübersetzungsverhältnisses der Wicklungen des ersten und zweiten Schwingkreises 16 und 28 (unterschiedliche Windungszahlen, d. h. Übersetzungsverhältnis ungleich 1 - aber an das Übersetzungsver- hältnis angepasste sekundärseitige Komponenten). D. h. die auf die Primärseite bezogenen Komponenten sollen vorzugsweise gleich sein, um ein vollständig symmetrisches System zu erhalten. Durch das Windungsübersetzungsverhältnis kann die Ausgangsspannung beliebig variiert werden und das System 10" arbeitet trotzdem symmetrisch. Das Übersetzungsverhältnis kann an beliebiger Stelle vorhanden sein, wenn mehr als zwei Wicklungen im System 10" gekoppelt sind (siehe Fig. 8). Durch die Transformation der sekundärseiti- gen Komponenten auf die Primärseite stimmen sowohl die Resonanzfrequenz als auch die Güte der beiden Schwingkreise 16 und 28 bei unterschiedlichen Spannungen und Strömen überein.
[0176] Ferner kann der den Schalter S2 aufweisende Strompfad 34 anstatt zweier induktiver Bauelemente Lb und L2a auch nur ein induktives Baudelement umfassen, das die gleiche Induktivität aufweist, wie die beiden induktiven Bauelemente Lb und L2a in Summe. Ebenso kann der den Schalter Si aufweisende Strompfad 24 anstatt zweier induktiver Bauelemente La und Lia nur ein induktives Baudelement umfassen, das die gleiche Induktivität aufweist, wie die beiden induktiven Bauelemente La und Lia in Summe. Ferner können die Strompfade 24 und 32 mit Sättigungsinduktivitäten (nicht gezeigt) versehen sein.
[0177] Fig. 8 zeigt Ersatzschaltbilder von ersten Schaltungen 40-46 zur induktiven Energieübertragung gemäß einer vierten, fünften, sechsten und siebten bevorzugten Ausfüh- rungsform. Dabei ist anzumerken, dass die ersten Schaltungen 40-46 bspw. durch symmetrische zweite Schaltungen zu Systemen zur induktiven Energieübertragung ergänzt werden können. Die erste Schaltung 40 entspricht dabei der ersten Schaltung 12, welche mittels einer zweiten Spannungsquelle Ui, eines dritten Schalters und eines mit dem dritten Schalter in Reihe geschalteten induktiven Bauelements als Push-Pull-Schaltung reali- siert ist. In diesem Zusammenhang ist anzumerken, dass das Vorsehen einer Push-Pull- Schaltung je nach Ausgestaltung der zweiten Schaltung 14 unterschiedliche Betriebsmodi ermöglicht. Ist die zweite Schaltung 14 wie in Fig. 1 gezeigt ausgestaltet, ist bspw. nur der obere oder der untere Schalter zu schalten. Ist die zweite Schaltung 14 durch Hinzufügen eines vierten Schalters jedoch so modifiziert, dass sie zur ersten Schaltung 40 symmet- risch ist, können die beiden ersten Leistungsstufen 22 der ersten Schaltung 40 zeitversetzt (bspw. um i8o°) betrieben werden.
[ 0178] Die erste Schaltung 42 entspricht der ersten Schaltung 40, wobei der erste Schwingkreis 16 mittels einer ersten Transformatorschaltung 36 an die ersten Leistungsstufen 22 gekoppelt ist, wie dies für eine einzelne erste Leistungsstufe 22 in Fig. 7 gezeigt ist, deren erste Schaltung 12" durch die im Zusammenhang mit der ersten Schaltung 42 gezeigten Modifikationen zu einer Push-Pull-Schaltung fortgebildet werden kann. Des Weiteren unterscheidet sich die erste Schaltung 44 von der ersten Schaltung 42 dadurch, dass der erste Schwingkreis 16 mittels zweier erster Transformatorschaltungen 36 an die ersten Leistungsstufen 22 gekoppelt ist. Ferner können die ersten Leistungsstufen 22 mittels einer gemeinsamen Spannungsquelle Ui realisiert sein, wie bei der ersten Schaltung 46 gezeigt .
[0179] Fig. 9 zeigt einen Prozess 48 zur induktiven Übertragung von Energie in den gezeigten Systemen 10, ιο' und 10" unter Einbeziehung der beschriebenen Modifikationen. Der Prozess beginnt bei 50 mit dem zuführen von Energie in den ersten Schwingkreis 16 mittels eines durch den Schalter Si fließenden Strompulses. Die dem ersten Schwingkreis 16 zugeführte Energie wird dann bei 52 auf den zweiten, mit dem ersten Schwingkreis 16 induktiv gekoppelten Schwingkreis 26 übertragen. Bei Auftreten eines Rückstroms kann der Einschaltzeitpunkt (und optional den Ausschaltzeitpunkt) des zweiten Schalters S2 variiert werden, bis der Rückstrom durch den zweiten Schalter S2 unter einen vorgegebenen Wert sinkt, vorzugsweise minimal, und besonders vorzugsweise Null wird. Ferner können, wie oben beschrieben, Steuerinformationen von der ersten Leistungsstufe 22 zur zweiten Leistungsstufe 26 übertragen werden und die zweite Steuerlogik in Reaktion auf die Steuerinformationen den Einschaltzeitpunkt (und optional den Ausschaltzeitpunkt) des zweiten Schalters S2 variieren und dabei einen größeren Rückstrom in Kauf nehmen, um einen Rückstrom durch den ersten Schalter Si zu reduzieren oder zu vermeiden. Das Variieren des Einschaltzeitpunktes (und optional des Ausschaltzeitpunktes) des zweiten Schalters S2 kompensiert dabei in den Schaltungen 12 und 14 auftretende asymmetrische Strom- und Spannungsverläufe. [0180] Fig. 10-12 zeigen eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters S2 zur Reduktion von Spannungen, die Rückströme durch den ersten Schalter S1 antreiben. Dabei zeigt Fig. 10 den Betrieb des Systems 10 unter optimalen Bedingungen, d. h. di(t)/dt = o beim Ausschalten des ersten Schalters Si. Fig. 11 zeigt die Auswirkung einer Erhöhung der Ausgangsspannung des Systems 10 um 25%, welche ohne Kompensation zu einer Spannungsnadel am ersten Schalter S1 führt. Durch eine Vorverlegung des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalter S2 (was einen geringen Rückstrom durch den zweiten Schalter S2 bewirkt) kann, wie in Fig. 12 gezeigt, das Auftreten der Spannungsnadel vermieden werden, so dass der erste Schalter S1 wieder unter (annähernd) Nullstrom schaltet. [0181] Fig. 13 zeigt ein Szenario, in dem die Kapazität des zweiten kapazitiven Bauelements C2 um 10% größer ist, als die Kapazität des ersten kapazitiven Bauelements Ci und der erste Schalter Si nicht unter Nullstrom geschaltet wird. Durch eine Vorverlegung des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalter S2 kann jedoch, wie in Fig. 14 gezeigt, ein Schalten des ersten Schalters Si unter (annähernd) Nullstrom ermöglicht werden.
[0182] Dabei können in den in Fig. 10-14 gezeigten Szenarien zur Realisierung einer Regelung der Stromfluss durch den ersten Schalter Si gemessen werden und aus dem Auftreten eines Rückstroms durch den ersten Schalter Sl abgeleitete Steuerbefehle über eine Kommunikationsschnittstelle an die zweite Schaltung 14 übertragen werden, die den Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalter S2 in Übereinstimmung mit den Steuerbefehlen variieret.
[0183] Fig. 15 zeigt eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter Si vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Steuerung der Größe des Energieflusses von der ersten Schaltung 12 zur zweiten Schaltung 14. Dabei wird der Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalter S2 so weit vorverlegt, dass er zusammen mit dem ersten Schalter Si einschaltet. In diesem„leistungslosen" Betrieb ist eine Vermessung der Parameter des Systems 10 und damit des Systemverhaltens möglich. Fig. 15 zeigt ferner, dass bei konstanter Schaltfrequenz durch Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters S2 der Energiefluss von der ersten Schaltung 12 zur zweiten Schaltung 14 von maximal bis null gesteuert werden kann.
[ 0184] Fig. 16 zeigt eine Variation der Eingangsspannung der ersten Schaltung 12, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den ersten Schalter Si antreiben. Dabei wird die in Fig. 11 gezeigte Auswirkung einer Erhöhung der Ausgangsspannung des Systems 10 um 25% dadurch kompensiert, dass die Eingangsspannung der ersten Schaltung 12 ebenfalls um 25% erhöht wird, wodurch der erste Schalter Si wieder unter (annähernd) Nullstrom geschalten werden kann.
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Claims

ANSPRUCHE 1. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung, umfassend:
eine erste Schaltung (12-12", 40-46) und eine zweite Schaltung (14-14"),
wobei die erste Schaltung (12-12", 40-46) einen ersten Schwingkreis (16) und die zweite
Schaltung (14-14") einen zweiten Schwingkreis (28) umfasst,
wobei der erste Schwingkreis (16) und der zweite Schwingkreis (28) dazu eingerichtet und vorgesehen sind, während der induktiven Energieübertragung induktiv gekoppelt zu sein,
wobei der erste Schwingkreis (16) über einen Schalter an einen elektrischen Anschluss gekoppelt ist, der dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der induktiven Energieübertragung an einer elektrischen Versorgungsleitung angeschlossen zu sein, und wobei der Schalter ferner mit einer Steuerlogik verbunden ist, die dazu eingerichtet und vorgesehen ist, den Schalter während einer Schwingungsperiode des ersten Schwingkreises (16) einzuschalten und wieder auszuschalten, wobei während der induktiven Energieübertragung nach dem Einschalten und vor dem Ausschalten des Schalters ein Strompuls durch den Schalter fließt,
dadurch gekennzeichnet, dass
dem ersten Schwingkreis (16) mittels des durch den Schalter fließenden Strompulses Energie zugeführt wird.
2. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 1, wobei der erste Schwingkreis (16) als Parallelschwingkreis ausgebildet ist und über ein mit dem Schalter in Reihe geschaltetes erstes induktives Bauelement an den Schalter gekoppelt ist.
3. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 2, wobei der erste Schwingkreis (16) über eine das erste induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung (36) an den Schalter gekoppelt ist.
4. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 3, wobei der erste Schwingkreis (16) dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der induktiven Energieübertragung über die Transformatorschaltung (36) mit dem zweiten Schwingkreis (28) induktiv gekoppelt zu sein.
5. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch l, wobei der erste Schwingkreis (16) als Reihenschwingkreis ausgebildet ist und parallel zu einem ersten induktiven Bauelement geschaltet ist.
6. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der erste Schwingkreis (16) und der zweite Schwingkreis (28) eine gleiche nominelle Resonanzfrequenz aufweisen.
7. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der erste Schwingkreis (16) und der zweite Schwingkreis (28) eine gleiche nominelle Kapazität und Induktivität aufweisen.
8. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der zweite Schwingkreis (28) über einen zweiten Schalter an einen zweiten An- schluss gekoppelt ist, der dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der induktiven Energieübertragung an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen zu sein, und
wobei der zweite Schalter ferner mit einer zweiten Steuerlogik verbunden ist, die dazu eingerichtet ist, den zweiten Schalter während einer Schwingungsperiode des zweiten Schwingkreises (28) einzuschalten und wieder auszuschalten, wobei während der induktiven Energieübertragung nach dem Einschalten und vor dem Ausschalten des zweiten Schalters ein zweiter Strompuls durch den zweiten Schalter fließt, wobei dem zweiten Schwingkreis (28) mittels des durch den zweiten Schalter fließenden zweiten Strompulses Energie entnommen wird.
9. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 8, wobei der zweite Schwingkreis (28) als Parallelschwingkreis ausgebildet ist und über ein mit dem zweiten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den zweiten Schalter gekoppelt ist.
10. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 9, wobei der zweite Schalter über eine das zweite induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung (38) an den zweiten Schwingkreis (28) gekoppelt ist.
11. System (io-io") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 8, wobei der zweite Schwingkreis (28) als Reihenschwingkreis ausgebildet ist und parallel zu einem zweiten induktiven Bauelement geschaltet ist.
12. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, wobei die zweite Steuerlogik ferner dazu eingerichtet ist, den eingeschalteten zweiten Schalter nach dem Einschalten erst wieder auszuschalten, nachdem der Strompuls durch den zweiten Schalter abgeklungen ist.
13. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, wobei der zweite Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet ist und die zweite Steuerlogik ferner dazu eingerichtet ist, den eingeschalteten zweiten Halbleiterschalter nach dem Einschalten wieder auszuschalten bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den zweiten Strompuls folgender Rückstrom durch den zweiten Halbleiterschalter abgeklungen ist.
14. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 12 oder 13, wobei die zweite Steuerlogik dazu eingerichtet ist, einen Steuerbefehl von der ersten Steuerlogik zu empfangen und in Reaktion auf den Steuerbefehl einen Rückstrom durch den zweiten Schalter nach dem Abklingen des Stroms durch den zweiten Schalter zuzulassen.
15. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 14, wobei die zweite Steuerlogik und der zweite Schalter dazu eingerichtet sind, während der induktiven Energieübertragung eine Null-Strom-geschaltete Klasse-E-Leistungsstufe auszubilden.
16. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 15, wobei die erste Schaltung (12-12", 40-46) und die zweite Schaltung (14-14") symmetrisch sind.
17. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 16, wobei die Steuerlogiken dazu eingerichtet sind, einen Energiefluss von der ersten Schal- tung zur zweiten Schaltung durch eine Variation des Einschaltzeitpunktes des Schalters und eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters zu steuern.
18. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 17, wobei die zweite Steuerlogik dazu eingerichtet ist, einen Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Steuerung der Größe des Energieflusses von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung, zu variieren.
19. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 17, wobei die Steuerlogik dazu eingerichtet ist, Spannungen und/oder Ströme, die Rückströme durch den Schalter antreiben zu erfassen; und
wobei die zweite Steuerlogik dazu eingerichtet ist, einen Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu variieren.
20. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der zweite Schwingkreis (28) über ein passives Gleichrichterelement an einen zweiten Anschluss gekoppelt ist, der dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der induktiven Energieübertragung an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen zu sein, und
wobei der zweite Schwingkreis (28) während der induktiven Energieübertragung die zweite elektrische Versorgungsleitung mit einem zweiten Strompuls durch das passive Gleichrichterelement speist, wobei dem zweiten Schwingkreis (28) mittels des durch das passive Gleichrichterelement fließenden zweiten Strompulses Energie entnommen wird.
21. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 20, wobei die Steuerlogik dazu eingerichtet ist, Spannungen und/oder Ströme, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu erfassen; und
eine Eingangsspannung der ersten Schaltung, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben, zu variieren.
22. System (ιο-io") zur indulctiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 8 bis 21, wobei während der induktiven Energieübertragung eine durch die Entnahme von Energie aus dem zweiten Schwingkreis (28) in dem ersten Schwingkreis (16) induzierte Verringerung des in dem ersten Schwingkreis (16) fließenden Stroms unmittelbar nach dem Einschalten des ersten Schalters überkompensiert wird.
23. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 22, wobei die Überkompensation während einer halben Einschaltperiode des Schalters andauert.
24. System (10-10") zur indulctiven Energieübertragung nach Anspruch 22 oder 23, wobei auf die Überkompensation unmittelbar eine Unterkompensation folgt, die so lange währt, bis ein durch die Überkompensation erzeugter Stromflussüberschuss in dem ersten Schwingkreis (16) wieder ausgeglichen ist.
25. System (10-10") zur indulctiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 24, wobei der Schalter und/oder der zweite Schalter als Vollwellenschalter ausgebildet sind.
26. System (10-10") zur indulctiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 25, wobei die Steuerlogik ferner dazu eingerichtet ist, den eingeschalteten Schalter nach dem Einschalten erst wieder auszuschalten, nachdem ein Strom durch den Schalter abgeklungen ist.
27. System (10-10") zur indulctiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 26, wobei der Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet ist und die Steuerlogik ferner dazu eingerichtet ist, den eingeschalteten Halbleiterschalter nach dem Einschalten wieder auszuschalten bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den Strompuls folgender Rückstrom durch den Halbleiterschalter abgeklungen ist.
28. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 27, wobei die Steuerlogik und der Schalter dazu eingerichtet sind, während der indulctiven Energieübertragung eine Null-Strom-geschaltete Klasse-E-Leistungsstufe auszubilden.
29. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 28, wobei die Steuerlogik ferner dazu eingerichtet ist, einen Stromfluss durch den Schalter zu messen.
30. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 29, wobei der erste Schwingkreis (16) ein halbleiterschalterfreier Schwingkreis ist.
31. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 30, wobei der erste Schwingkreis (16) zudem über einen dritten Schalter an den elektrischen Anschluss gekoppelt ist,
wobei der dritte Schalter ferner mit der Steuerlogik verbunden ist, die dazu eingerichtet ist, den dritten Schalter während der Schwingungsperiode des ersten Schwingkreises (16) zeitlich versetzt zum ersten Schalter einzuschalten und wieder auszuschalten,
wobei während der induktiven Energieübertragung nach dem Einschalten und vor dem
Ausschalten des dritten Schalters ein dritter Strompuls durch den dritten Schalter fließt, dessen Stromrichtung dem ersten Strompuls entgegengesetzt ist, und
wobei dem ersten Schwingkreis (16) mittels des durch den dritten Schalter fließenden dritten Strompulses Energie zugeführt wird.
32. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 31, wobei der erste Schwingkreis (16) als Parallelschwingkreis ausgebildet ist und über ein mit dem dritten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den dritten Schalter gekoppelt ist.
33. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 32, wobei der erste Schwingkreis (16) über eine das zweite induktive Bauelement umfassende zweite Transformatorschaltung (36) an den dritten Schalter gekoppelt ist.
34. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach Anspruch 33, wobei der erste Schwingkreis (16) dazu eingerichtet und vorgesehen ist, während der induktiven Energieübertragung über die zweite Transformatorschaltung (36) mit dem zweiten Schwingkreis (28) induktiv gekoppelt zu sein.
35. System (10-10") zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 1 bis 34, wobei der zweite Schwingkreis (28) mit einer Batterie eines Fahrzeugs gekoppelt ist.
36. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie von Energie zwischen einer ersten Schaltung und einer zweiten Schaltung, wobei die erste Schaltung (12-12", 40-46) einen ersten Schwingkreis (16) und die zweite Schaltung (14-14") einen zweiten Schwingkreis (28) umfasst und der erste Schwingkreis (16) über einen Schalter an einer elektrischen Versorgungsleitung angeschlossen ist, umfassend:
induktives Übertragen (52) der dem ersten Schwingkreis (16) zugeführten Energie auf den zweiten, mit dem ersten Schwingkreis (16) induktiv gekoppelten Schwingkreis, wobei das Verfahren (48) gekennzeichnet ist, durch das
Zuführen (50) von Energie in den ersten Schwingkreis (16) mittels eines durch den Schalter fließenden Strompulses.
37. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 36, wobei der erste Schwingkreis (16) als Parallelschwingkreis ausgebildet ist und über ein mit dem Schalter in Reihe geschaltetes erstes induktives Bauelement an den Schalter gekoppelt ist.
38. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 37, wobei der erste Schwingkreis (16) über eine das erste induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung (36) an den Schalter gekoppelt ist.
39. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 38, wobei der erste Schwingkreis (16) über die Transformatorschaltung (36) mit dem zweiten Schwingkreis (28) induktiv gekoppelt ist.
40. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 36, wobei der erste Schwingkreis (16) als Reihenschwingkreis ausgebildet ist und parallel zu einem ersten induktiven Bauelement geschaltet ist.
41. Verfahren (48) zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 36 bis 40, wobei der erste Schwingkreis (16) und der zweite Schwingkreis (28) eine gleiche nominelle Resonanzfrequenz aufweisen.
42. Verfahren (48) zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 36 bis 41, wobei der erste Schwingkreis (16) und der zweite Schwingkreis (28) eine gleiche nominelle Kapazität und Induktivität aufweisen.
43. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 42, wobei der zweite Schwingkreis (28) über einen zweiten Schalter an einen zweiten Anschluss gekoppelt ist, der an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen ist, ferner umfassend:
Entnehmen von Energie aus dem zweiten Schwingkreis (28) mittels eines durch den zweiten Schalter fließenden Strompulses.
44. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 43, wobei der zweite Schwingkreis (28) als Parallelschwingkreis ausgebildet ist und über ein mit dem zweiten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den zweiten Schalter gekoppelt ist.
45. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 44, wobei der zweite Schalter über eine das zweite induktive Bauelement umfassende Transformatorschaltung (38) an den zweiten Schwingkreis (28) gekoppelt ist.
46. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 43, wobei der zweite Schwingkreis (28) als Reihenschwingkreis ausgebildet ist und parallel zu einem zweiten induktiven Bauelement geschaltet ist.
47. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 43 bis 46, ferner umfassend:
Einschalten des zweiten Schalters, und
Ausschalten des zweiten Schalters, nachdem ein Strom durch den zweiten Schalter abgeklungen ist.
48. Verfahren (48) zur induktiven Energieübertragung nach einem der Ansprüche 43 bis 47, wobei der zweite Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet ist und der zweite Halbleiter- Schalter ausgeschaltet wird bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den zweiten Strompuls folgender Rückstrom durch den zweiten Halbleiterschalter abgeklungen ist.
49. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 47 oder 48, ferner umfassend:
Übertragen eines Steuerbefehls von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung, und in Reaktion auf den Steuerbefehl, Zulassen eines Rückstroms durch den zweiten Schalter nach dem Abklingen des Stroms durch den zweiten Schalter.
50. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 43 bis 49, wobei der Schalter in einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E- Leistungsstufe um- fasst ist.
51. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 43 bis 50, wobei die erste Schaltung (12-12", 40-46) und die zweite Schaltung (14-14") symmetrisch sind.
52. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 43 bis 451, ferner umfassend:
Steuern eines Energieflusses von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung durch eine Variation des Einschaltzeitpunktes des Schalters und eine Variation des Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters.
53. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 43 bis 52, ferner umfassend:
Variieren eines Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Steuerung der Größe des Energieflusses von der ersten Schaltung zur zweiten Schaltung.
54. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 43 bis 52, ferner umfassend:
Erfassen von Spannungen und/oder Strömen, die Rückströme durch den Schalter antreiben; und Variieren eines Einschaltzeitpunktes des zweiten Schalters bei Einhaltung einer durch den ersten Schalter vorgegebenen Schaltfrequenz, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben.
55. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 42,
wobei der zweite Schwingkreis (28) über ein passives Gleichrichterelement an einen zweiten Anschluss gekoppelt ist, der an eine zweite elektrische Versorgungsleitung angeschlossen ist,
wobei der zweite Schwingkreis (28) während der induktiven Energieübertragung die zweite elektrische Versorgungsleitung mit einem zweiten Strompuls durch das passive Gleichrichterelement speist, wobei dem zweiten Schwingkreis (28) mittels des durch das passive Gleichrichterelement fließenden zweiten Strompulses Energie entnommen wird.
56. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 55, ferner umfassend:
Erfassen von Spannungen und/oder Strömen, die Rückströme durch den Schalter antreiben; und
Variieren einer über die elektrische Versorgungsleitung bereitgestellten Eingangsspannung der ersten Schaltung, zur Reduktion der Spannungen, die Rückströme durch den Schalter antreiben.
57. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 43 bis 56, ferner umfassend:
Überkompensieren, unmittelbar nach dem Einschalten des Schalters, einer durch die Entnahme von Energie aus dem zweiten Schwingkreis (28) in dem ersten Schwingkreis (16) induzierten Verringerung des in dem ersten Schwingkreis (16) fließenden Stroms.
58. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 57, wobei die Überkompensation während einer halben Einschaltperiode des Schalters andauert.
59. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 57 oder 58, ferner umfassend: Ausgleichen eines durch die Überkompensation erzeugten Stromflussüberschusses in dem ersten Schwingkreis (16) durch eine unmittelbar auf die Überkompensation folgende Unterkompensation.
60. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 59, wobei der Schalter und/oder der zweite Schalter als Vollwellenschalter ausgebildet sind.
61. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 60, ferner umfassend:
Einschalten des Schalters, und
Ausschalten des Schalters, nachdem ein Strom durch den Schalter abgeklungen ist.
62. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 60, wobei der Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet ist und der eingeschaltete Halbleiterschalter nach dem Einschalten wieder ausgeschaltet wird bevor oder unmittelbar nachdem ein auf den Strompuls folgender Rückstrom durch den Halbleiterschalter abgeklungen ist.
63. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 35 bis 62, wobei der Schalter in einer Null-Strom-geschalteten Klasse-E-Leistungsstufe um- fasst ist.
64. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 63, ferner umfassend:
Messen eines Stromflusses durch den Schalter.
65. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 64, wobei der erste Schwingkreis (16) ein halbleiterschalterfreier Schwingkreis ist.
66. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 65, wobei der erste Schwingkreis (16) zudem über einen dritten Schalter an den elektrischen Anschluss gekoppelt ist, ferner umfassend: Zuführen von Energie in den ersten Schwingkreis (16) mittels eines durch den dritten Schalter fließenden dritten Strompulses, wobei der dritte Schalter zeitlich versetzt zum Schalter ein- und ausgeschaltet wird.
67. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 66, wobei der erste Schwingkreis (16) als Parallelschwingkreis ausgebildet ist und über ein mit dem dritten Schalter in Reihe geschaltetes zweites induktives Bauelement an den dritten Schalter gekoppelt ist.
68. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 67, wobei der erste Schwingkreis (16) über eine das zweite induktive Bauelement umfassende zweite Transformatorschaltung (36) an den dritten Schalter gekoppelt ist.
69. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 68, wobei der erste Schwingkreis (16) über die zweite Transformatorschaltung (36) mit dem zweiten Schwingkreis (28) induktiv gekoppelt ist.
70. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 69, wobei der erste Strompuls und der zweite Strompuls unterschiedliche, insbesondere Spiegel symmetrische Stromkurven, i(t-to), aufweisen, wobei to einem jeweiligen Einschaltzeitpunkt entspricht.
71. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach einem der Ansprüche 36 bis 70, wobei der zweite Schwingkreis (28) mit einer Batterie eines Fahrzeugs gekoppelt ist.
72. Verfahren (48) zur induktiven Übertragung von Energie nach Anspruch 71, ferner umfassend:
Entnehmen von Energie aus der Batterie und Zuführen der aus der Batterie entnommenen Energie in den zweiten Schwingkreis (28).
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