WO2005104343A1 - 電源装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部（２）と、前記コンバータ部（２）から出力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部（３）と、負荷（２０）が有する静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンスを有し、前記インバータ部（３）から出力された交流電圧を昇圧するトランス（４）を備えており、前記インバータ部（３）の出力部に前記トランス（４）と並列にインダクタンス（７）を接続することにより、前記負荷（２０）が有する放電部（６）において、放電非点灯時に前記インバータ部（３）内の還流ダイオードにリカバリー電流が流れない、あるいはリカバリー電流の量が軽減されるため、還流ダイオードの素子数を増やすことなく還流ダイオードの発熱を抑えることが可能な電源装置を得るものである。

Description

明 細 書 電源装置 技術分野

本発明は、 放電部を有した負荷に交流電圧を供給して放電を発生させ る電源装置の技術に関するものである。 背景技術

日本国特開平 9一 1 ·2 9 9 5 3号公報に記載の、 従来のガスレーザ発 振器用電源装置の構成を第 7図に示す。 商用電源 1の交流電圧はコンパ 一夕部 2で直流電圧に変換され、 インバー夕部 3に入力される。 インバ 一夕部 3では、 ゲ一卜信号出力回路 1 0のゲ一卜信号によリスイツチン グ素子がオンオフし、 直流電圧が方形波交流電圧に変換される。 インバ 一夕部 3の出力電圧はインダクタンス Lを有した高周波卜ランス 4で昇 圧され、 静電容量 Cを有した誘電体電極 5 a、 5 bの間に印加されるこ とにより、 放電 6が発生する。 誘電体電極 5 a、 5 b間を流れる放電電 流は、 N C装置 9から出力される指令値によりその大きさを設定される。 ゲート信号出力回路 1 0は、 前記放電電流を検出する放電電流検出回路 8の出力値と N C装置 9の指令値から、 PWM制御により放電周波数 f s 0 (> 1 /2 Kf (L C) ) でインバー夕部 3にゲ一卜信号を出力す る。

放電 6が点灯している場合 （以下放電点灯時と呼ぶ） のインバー夕部 3の動作を以下に示す。 第 8図は、 従来技術におけるインバー夕部 3の 構成を示す図であり、 スイッチング素子 1 1 a、 1 1 b、 1 1 c、 1 1 dとこれに並列に接続された還流ダイオード Ί 2 a、 1 2 b、 1 2 c、 1 2 dで構成されている。 第 9図は、 インバー夕部 3を P W M方式によ リ制御した場合のインバータ部 3の出力電圧■電流波形の例である。 第 9図における電圧波形および電流波形のプラスは、 電圧波形は第 8図に おいて出力電圧が矢印の向きがプラス （高電位） 側のときを示し、 電流 波形は第 8図において出力電流が矢印の向きに流れるときを示している。 このとき、 高力率かつインバ一タ部 3を構成する素子のスイッチング損 失を軽減するため、 一般に、 インバ一タ部 3は、 高周波卜ランス 4のィ ンダクタンス Lと誘電体電極 5 a、 5 bの静電容量 Cで決定される直列 共振周波数 f r ( = 1 / 2 ττ （L C ) ) よりも少し高い周波数 f s o ( > 1 / 2 π " ( L C ) ) で動作しており、 第 9図に示すようにインバ —夕部出力電圧に対してインバ一タ部出力電流は遅れ位相となっている。 スイッチング素子 1 1 a、 1 1 bがオンしている状態 （第 9図の t 1 間） から 1 1 bがオフに転ずると、 第 8図の破線で示した還流電流 I f がプラスの向きに還流ダイオード 1 2 cに流れる （第 9図の t 2間） 。 この状態のままでスイッチング素子 1 1 cがオン、 次いでスイッチング 素子 1 1 dがオンする。 スイッチング素子 1 1 dがオンする時点、 すな わち第 9図の Bにおいて、 還流ダイオード 1 2 aに逆電圧が印加される が、 Bでは還流電流 I f がプラスの向きに流れているので、 還流ダイ才 ード 1 2 aには順方向の電流は流れておらず、 よって、 還流ダイオード 1 2 aにはリカバリー電流は発生しない。

同様に、 スイッチング素子 1 1 c、 1 1 dがオンしている状態 （第 9 図の t 3間） から 1 1 dがオフに転ずると、 第 8図の破線で示した還流 電流 I f とは逆向き、 すなわちマイナスの向きに還流電流 I f ' が還流 ダイオード 1 2 aに流れる （第 9図の t 4間） 。 この状態でスィッチン グ素子 1 1 aがオン、 次いで 1 1 bがオンする。 スイッチング素子 1 1 bがオンする時点、 すなわち第 9図の Aにおいて、 還流ダイオード 1 2 cに逆電圧が印加されるが、 Aでは還流電流 I f ' がマイナスの向きに 流れているので、 還流ダイ才ード 1 2 cには順方向の電流は流れておら ず、 よって、 還流ダイオード 1 2 cにはリカバリー電流は発生しない。 このように、 従来技術では、 一般に出力電圧に対して出力電流を遅れ 位相とすることで、 放電が点灯している場合、 還流ダイオードにリカバ リー電流が発生しないように工夫されている。

ところが、 放電 6が点灯していない場合 （以下放電非点灯時と呼ぶ） は、 誘電体電極に電圧を印加して放電が点灯するまでの間は、 電圧が印 加されているにもかかわらず、 放電電流が流れない状態が継続される。 この場合のインバータ部 3の出力電圧 ·電流波形は、 例えば第 1 0図の ような出力電圧 ·電流動作となる。 第 1 0図における電圧波形および電 流波形のプラスは、 電圧波形は第 8図において出力電圧が矢印の向きが プラス （高電位） 側のときを示し、 電流波形は第 8図において出力電流 が矢印の向きに流れるときを示している。 第 1 0図に示すように、 放電 非点灯時のインバータ部 3の出力電流は、 出力電圧波形に対して非同期 な波形となる。 これは、 誘電体電極 5 a， 5 b間で放電が点灯している ときは、 誘電体電極 5 a， 5 b間のギャップは直流抵抗成分として働く が、 放電が点灯していないときは、 前記ギャップはキャパシタンスとし て働くため、 前記キャパシタンスが誘電体電極 5 a、 5 bと直列に挿入 された回路と等価となり、 これにより、 回路のインピーダンスおよび共 振周波数が変化するため、 これらで決定されるピークや周波数の暗電流 が流れるためである。 上記のように、 前記キャパシタンスが誘電体電極 5 a、 5 bと直列に挿入された回路と等価となるので、 通常、 放電部全 体の静電容量は小さくなリ、 共振周波数は高くなる。

第 1 0図で示したような暗電流が流れている場合、 第 1 0図のスイツ チング素子 1 〗 bがオンする時点 Aではスイッチング素子 1 1 bがオン し還流ダイオード 1 2 cに逆電圧が印加されるが、 Aでは暗電流はブラ スの向き、 すなわちスイッチング素子 1 1 a→高周波卜ランス→還流ダ ィオード 1 2 cと流れており、 還流ダイオード 1 2 cには順方向に電流 が流れているので、 還流ダイオード 1 2 cにリカバリー電流が流れ、 還 流ダイオード 1 2 cに異常発熱が発生してしまう。

同様に、 第 1 0図のスイッチング素子 1 1 dがオンする時点 Bではス イッチング素子 1 1 dがオンし還流ダイオード 1 2 aに逆電圧が印加さ れるが、 Bでは暗電流はマイナスの向き、 すなわちスイッチング素子 1 1 c→高周波卜ランス→還流ダイオード 1 2 aと流れており、 還流ダイ オード 1 2 aには順方向に電流が流れているので、 還流ダイオード 1 2 aにリカバリー電流が流れ、 還流ダイオード 1 2 aに異常発熱が発生し てしまう。

このように、 放電点灯時と放電非点灯時とで不連続な負荷をもつガス レーザ発振器用電源装置において、 従来技術では、 放電非点灯時に発生 する上記問題に対し、 還流ダイオードの並列数を増やすことで、 還流ダ ィ才ードのリカバリー電流による損失を分散するしかなかった。 ところ が、 近年、 ガスレーザ発振器用電源装置における放電周波数は高周波化 が進んでおり、 使用する還流ダイォードの応答速度も高速化が要求され、 これによつてリカバリー電流による損失も増大している。 したがって、 比較的高価な高速ダイォードを多並列にて使用しなければならないこと から、 コストおよび実装スペースの拡大という面から、 非常に深刻な問 題となっていた。 発明の開示

本発明は、 放電点灯時と放電非点灯時のように不連続な負荷をもつ電 源装置について、 すべての動作領域において、 インバータ部の還流ダイ ォードがリカバリーモードに人ることを防止、 もしくは軽減することに よって、 その結果リカバリー電流による環流用ダイオードの発熱を軽減 することができ、 よリ小型で安価な電源装置を提供することを目的とし ている。

この発明に係わる電源装置は、 商用交流電圧を整流素子によって直流 電圧に変換するコンバータ部と、 コンバータ部から出力された直流電圧 を高周波数の交流電圧に変換するインバー夕部と、 負荷が有する誘電体 電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンスを有し、 イン バー夕部から出力された高周波交流電圧を高電圧に昇圧する高周波卜ラ ンスを備えた電源装置において、 前記インバー夕出力部に前記高周波卜 ランスと並列にインダクタンスを備えたものである。

本発明に係わる電源装置は、 商用交流電圧を整流素子によって直流電 圧に変換するコンバータ部と、 コンバータ部から出力された直流電圧を 高周波数の交流電圧に変換するインバー夕部と、 負荷が有する誘電体電 極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンスを有し、 インバ

—夕部から出力された高周波交流電圧を高電圧に昇圧する高周波卜ラン スを備えており、 前記インバー夕出力部に前記高周波卜ランスと並列に インダクタンスを有することにより、 負荷における放電非点灯時におい て、 前記ィンバータ内の還流ダイ才一ドにリカバリ一電流が流れない、 あるいはリカバリー電流の量が軽減されるため、 還流ダイオードの素子 数を増やすことなくダイォードの発熱を抑えることが可能であり、 電源 装置の小型化および低コスト化を図ることできる効果を奏する。 図面の簡単な説明

第 1 図は、 本発明の実施の形態 1 に基づく電源装置の基本構成図であ る。 第 2図は、 本発明の実施の形態 1 に基づく電源装置のインバータ部の 負荷側の等価回路を示した図である。

第 3図は、 本発明の実施の形態 1 に基づく電源装置のインパー夕部の 負荷の放電点灯時における出力電圧 ·電流波形である。

第 4図は、 本発明の実施の形態 1 に基づく電源装置のインバー夕部の 負荷の放電非点灯時における出力電圧■電流波形である。

第 5図は、 本発明の実施の形態 2に基づく電源装置の基本構成図であ る。

第 6図は、 本発明の実施の形態 3に基づく電源装置の基本構成図であ る。

第 7図は、 従来のガスレーザ発振器用電源装置の基本構成図である。 第 8図は、 従来のガスレーザ発振器用電源装置のィンバ一夕部の基本 構成図である。

第 9図は、 従来のガスレーザ発振器用電源装置のインバー夕部の放電 点灯時における出力電圧 ·電流波形である。

第 1 0図は、 従来のガスレーザ発振器用電源装置のインバー夕部の放 電非点灯時における出力電圧 ·電流波形である。 発明を実施するための最良の形態

実施の形態 1 .

第 1 図は、 本発明を実施するための実施の形態 1 における電源装置を 示す構成図あリ、 負荷として誘電体電極を有し前記誘電体電極間で放電 を発生するガスレーザ発振器に接続されている図である。

第 1 図において、 商用電源〗の交流電圧はコンバータ部 2で直流電圧 に変換され、 インバー夕部 3に入力される。 スイッチング素子とこれに 並列に接続された還流ダイ才ードで構成されるインバー夕部 3では、 ゲ 一卜信号出力回路 1 0のゲー卜信号によりスイッチング素子がオンオフ し、 直流電圧が方形波交流電圧に変換される。 インバータ部 3の出力電 圧はィンダクタンス Lを有した高周波卜ランス 4で昇圧され、 電源装置 より出力される。 電源装置から出力された高周波高圧電力は、 例えば、 電源装置に負荷として接続されたガスレーザ発振器の静電容量 Cを有し た誘電体電極 5 a、 5 bの間に印加され、 誘電体電極 5 a、 5 b間で放 電 6が発生しレーザ発振が行われる。 高周波トランス 4のインダクタン スしと、 負荷であるレーザ発振器の誘電体電極 5 a、 5 bの静電容量 C とで直列共振回路を構成している。 また、 インバー夕部 3の出力側に高 周波卜ランス 4と並列に並列インダクタンス 7 接続されている。 また、 誘電体電極 5 a、 5 b間を流れる放電電流は、 N C装置 9から出力され る指令値によりその大きさを設定される。 ゲート信号出力回路 1 0は、 前記放電電流を検出する放電電流検出回路 8の出力値と N C装置 9の指 令値から、 P W M制御により放電周波数 f s 0 > \ / 2 u f ( L C ) ) でインバー夕部 3にゲート信号を出力する。 なお、 本実施の形態 1 に示すインバー夕部 3は、 第 8図で示される回路と同様の構成である ので、 本実施の形態においては第 8図に記載の符号にて説明を行う。 次に、 本実施の形態 1 の動作について説明する。 第 2図は、 上記実施 の形態 1 に示す電源装置におけるインバー夕部 3の負荷側の等価回路を 示す。 また、 第 3図は放電点灯時のインバー夕部 3の出力電圧 ·電流波 形を示す。 第 3図における電圧波形および電流波形のプラス符号は、 第 8図における出力電圧が矢印の向きがプラス （高電位） の場合および出 力電流が矢印の向きに流れる場合を意味している。 第 3図における破線 ！ 1 は、 第 2図に示すように高周波卜ランス 4側を流れる電流の波形で あり、 第 9図で示した並列インダクタンス 7を有していない従来の電源 装置の出力電流波形と同等な波形である。 第 3図における一点鎖線 i 2 は、 第 2図に示すように並列ィンダクタンス 7側を流れる電流の波形で あり、 単純な誘導性負荷であることから第 3図に示したように出力電圧 に対して出力電流は遅れ位相となる。 第 3図における実線 i 0は、 第 2 図に示すようにインバー夕部 3の出力電流の波形であり、 i 0 = i 1 + i 2となる。 よって、 出力電流 ί 0は、 従来技術におけるインバー夕部 3の放電点灯時の出力電圧 ·電流波形 （第 9図） に対して、 並列インダ クタンス 7に流れる電流 i 2の分だけ増加した波形となっており、 第 3 図に示したようにスイッチング素子 1 1 bがオンする時点 Aでは還流電 流はマイナスの向きに流れ、 スイッチング素子 1 1 dがオンする時点 B では還流電流はプラスの向きに流れる状態は維持される。 これにより、 インバー夕部 3の動作としては従来の放電点灯時の動作と同じであり、 したがって、 インバー夕部 3内の還流ダイオード 1 2 a、 1 2 bにリカ バリー電流は発生しない。

第 4図は、 上記実施の形態に示す装置におけるインバ一タ部 3の放電 非点灯時の出力電圧 ·電流波形を示す。 第 4図における電圧波形および 電流波形のプラス符号は、 第 8図における出力電圧が矢印の向きがブラ ス （高電位） の場合および出力電流が矢印の向きに流れる場合を意味し ている。 第 4図において、 破線は高周波卜ランス 4側を流れる電流 i 1 aであり、 第 1 0図で示した並列インダクタンス 7を有していない従来 の電源装置の暗電流波形と同等な波形である。 一 鎖線は並列インダク タンス 7側を流れる電流 i 2 aであり、 単純な誘導性負荷であることか ら第 3図と同様に出力電圧に対して出力電流は遅れ位相となる。 実線は インバー夕部 3の出力電流 i 0 aを示し、 放電点灯時と同様に、 i O a = i 1 a + i 2 aが成り立つ。

第 4図において、 スイッチング素子 1 1 dがオンする時点 Bでは、 高 周波卜ランス 4を流れる電流 i 1 aはマイナス （スイッチング素子 1 1 c→高周波卜ランス 4→還流ダイオード 1 2 a ) の方向に流れているが、 並列インダクタンス 7側に流れる電流 i 2 aはプラス （スイッチング素 子 1 〗 a→並列インダクタンス 7→還流ダイオード 1 2 c ) 方向に流れ ており、 i 2 aの絶対値が i 1 aの絶対値以上であれば、 その合計電流 であるインバー夕部 3の出力電流 i 0 aはプラス （スイッチング素子 1 1 a→並列インダクタンス 7→還流ダイオード 1 2 c ) の方向に流れる かもしくは電流が流れないため、 還流ダイオード 1 2 aにはリカバリー 電流は発生しない。 i 2 aの絶対値が i 1 aの絶対値よリも小さいとき は、 出力電流 i 0 aはマイナスの向きに流れ還流ダイオード 1 2 aには リカバリー電流が発生するが、 並列リアク卜ル 7を接続することにより マイナスの方向に流れる電流量を小さくすることが可能となるので、 還 流ダイオード 1 2 aに流れるリカバリー電流の量は、 並列インダクタン ス 7を有していないときに比べ軽減することができる効果がある。

同様に、 スイッチング素子 1 1 bがオンする時点 Aでは、 高周波卜ラ ンス 4を流れる電流 ί 1 aはプラス （スイッチング素子 1 1 a→高周波 卜ランス 4→還流ダイオード 1 2 c ) の方向に流れているが、 並列イン ダクタンス 7側に流れる電流 i 2 aはマイナス （スイッチング素子 1 1 c→並列インダクタンス 7→還流ダイオード 1 2 a ) 方向に流れており、 i 2 aの絶対値が i 1 aの絶対値以上であれば、 その合計電流であるィ ンバ一夕部 3の出力電流 i 0 aはマイナス （スイッチング素子 1 1 c→ 並列インダクタンス 7→還流ダイオード 1 2 a ) の方向に流れるかもし くは電流が流れないため、 還流ダイオード 1 2 cにはリカバリー電流は 発生しない。 i 2 aの絶対値が i 1 aの絶対値よりも小さいときは、 出 力電流 i 0 aはプラスの向きに流れ還流ダイオード 1 2 cにはリカバリ 一電流が発生するが、 スイッチング素子 1 1 dがオンする時点 Bと同様 に、 還流ダイオード 1 2 cに流れるリカバリー電流の量は、 並列インダ クタンス 7を有していないときに比べ軽減することができる効果がある。 ここで、 第 4図の i 0 aに関しては、 Aおよび Bにおいて i 2 aの絶対 値が i 1 aの絶対値よりも大きい場合の電流波形を記載した。

本実施の形態 1 に示す構成により、 負荷における放電点灯時および放 電非点灯時ともにィンバ一夕部 3内の還流ダイ才ードにリカバリ一電流 が発生しない、 あるいはリカバリ一電流を軽減することができるため、 還流ダイォードの発熱が少なく、 電源装置の小型化および低コスト化が 実現できる。 特に、 還流ダイオード 1 2 a、 1 2 cに逆電圧が印加され る第 4図の A、 Bにおいて、 高周波トランス 4に流れる電流 i 1 aの向 きが還流ダイオード 1 2 、 1 2 cの順方向と同じ向きの場合、 高周波 卜ランス 4を流れる暗電流 i 1 aの絶対値よりも並列インダクタンス 7 を流れる電流 i 2 aの絶対値の方が大きくなるように、 並列インダクタ ンス 7の値を設定することで、 リカバリー電流が発生しない構成とする ことができる。

ここで、 本実施の形態 1 においては、 本発明に係る電源装置の負荷と して、 誘電体電極を有し前記誘電体電極間で放電を発生するガスレーザ 発振器を例に用いて本実施の形態 1を説明したが、 負荷は特にガスレー ザ発振器に限定されるものでは無く、 静電容量を有し前記高周波卜ラン ス 4のィンダクタンス Lと直列共振回路を構成するものであればよい。 実施の形態 2 .

第 5図は、 本発明を実施するための実施の形態 2を示す構成図の一例 である。 基本的な構成は実施の形態 1 と同様なので、 同一構成について は同一番号を付与し説明を省略し、 第 1 図と異なる点について以下に説 明する。

第 5図において、 並列インダクタンス 7の一端には、 放電 6の有無に 9

1 1 応じて N C装置 9から出力される切り替え信号により、 放電点灯時には 並列インダクタンス 7を回路から分離し、 放電非点灯時には並列インダ クタンス 7を回路に接続する切り替え装置 1 3を備えている。 放電 6の 有無に関しては、 放電電流検出回路 8で検出される電流値の大小を放電 点灯信号出力回路 1 4にて判定し、 放電点灯信号出力回路 1 4は N C装 置 9に放電点灯の有無を判別する信号を出力する。 ただし、 切り替え装 置 1 3へ出力する切り替え信号は、 N C装置 9から必ずしも出力される 必要はなく、 放電点灯信号出力回路 1 4から直接出力されても差し支え なく、 上記方法に限るものではない。 なお、 本実施形態に示すインバー 夕部 3は、 第 8図で示される回路と同様の構成であるので、 本実施の形 態においては第 8図に記載の符号にて説明を行う。

次に、 本実施の形態 2の動作について説明する。 電流検出回路 8によ つて検出される放電点灯時の高周波卜ランスの二次側を流れる放電電流 i 1 Dは、 放電非点灯時の高周波卜ランスの二次側を流れる暗電流 i 1 Eよりも大きい （ i 1 D> i 1 E) ことから、 i 1 D> i s > i 1 Eと なる電流値 i sを設定し、 放電点灯信号出力装置 1 4の記憶部に記憶さ せておく。

電流検出回路 8によって検出された電流 i Xは、 放電点灯信号出力装 置 1 4の比較部にて設定値 i sと比較され、 i x> i sならば放電点灯 時と判定し、 放電点灯信号出力装置 1 4の出力部から N C装置 9へ並列 インダクタンス 7を回路から分離するように信号が送られる。 分離信号 を受信した N C装置 9は、 切り替え装置 1 3に回路を切断するように信 号を出力し、 切り替え装置 1 3は並列インダクタンス 7を回路から分離 するよう回路を切断し、 その結果、 インバー夕部 3の出力に接続されて いる回路構成は、 従来構成 （第 7図） と同じとなる。 したがって、 イン バー夕部 3の出力電流はすべて高周波卜ランス 4に流れ、 第 9図に示す 出力電圧 ·電流波形となる。

i x < i sならば放電非点灯時と判定し、 放電点灯信号出力装置 1 4 の出力部から N C装置 9へ並列ィンダクタンス 7を回路に接続するよう に信号が送られる。 分離信号を受信した N C装置 9は、 切り替え装置 1 , 3に回路を接続するように信号を出力し、 切リ替え装置 1 3は並列イン ダクタンス 7を回路に接続するよう回路を接続する。 その結果、 インバ —タ部 3の出力に接続されている回路構成は、 実施の形態 1 (第 1図） と同じとなる。 したがって、 インバー夕部 3の出力電圧 ·電流波形は第 4図に示す波形となり、 ィンバ一夕部 3内の還流ダイオードにリカバリ 一電流は発生しないか、 あるいはリカバリー電流を軽減することができ る。

本実施の形態 2に示す構成により、 負荷における放電点灯時、 放電非 点灯時ともにィンバータ部 3内の還流ダイォードにリカバリ一電流が発 生しないか、 あるいはリカバリー電流を軽減することができるため、 還 流ダイオードの発熱が少なく、 電源装置の小型化および低コスト化が実 現できる寒施の形態 1 と同様な効果が得られる。 特に、 還流ダイオード 1 2 a、 1 2 cに逆電圧が印加される第 4図の A、 Bにおいて、 高周波 卜ランス 4に流れる電流 i 1 aの向きが還流ダイオード 1 2 a、 1 2 c の順方向と同じ向きの場合、 高周波卜ランス 4を流れる暗電流 i 〗 aの 絶対値よりも並列インダクタンス 7を流れる電^ ί i 2 aの絶対値の方が 大きくなるように、 並列インダクタンス 7の値を設定することで、 リカ バリー電流が発生しない構成とすることができることは言うまでもない。 更に、 放電点灯時には、 実施の形態 1では並列インダクタンス 7に流 れる電流の分だけインバー夕部 3の出力電流が従来よリも多くなリイン バー夕部 3への負荷が増加したが、 本実施の形態 2では、 放電点灯時に 並列ィンダクタンス 7を回路から分離することで並列ィンダクタンス 7 に流す電流が必要なくなり、 インバー夕部 3の出力電流値を従来と同等 にすることができる。 これにより、 電源装置の効率を高めることが可能 となリ、 インバ一タ部 3のスイッチング素子 1 1 a ~ 1 1 dの負荷を低 減することができる。

' ' 実施の形態 3 .

ところで、 実施の形態 1 および実施の形態 2では、 本発明に係る電源 装置が有する高周波卜ランスのインダクタンスと、 負荷が有する静電容 ¾とが直列共振回路を構成するとしたが、 第 6図に示したように、 負荷 がインダクタンスも有し負荷内で L C直列共振回路を構成しており、 ま た電源装置が高周波卜ランスを有さない場合においても、 電源装置に負 荷と並列に並列インダクタンス 7を設けることで電源装置のインバー夕 部の負荷側の等価回路は第 2図と同様になリ、 実施の形態 1 と同様な効 果を得ることができる。 もちろん、 実施の形態 2に用いた切り替え装置 1 3を備えることで、 実施の形態 2と同様な効果を得られることは言う までもない。 産業上の利用可能性

以上のように、 この発明に係る電源装置は、 特に誘電体電極を有し前 記誘電体電極間で放電を発生するガスレーザ発振器への電力供給に用い られるのに適している。

Claims

請 求 の 範 囲

1 . 交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、

スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイ才ードを有し、 前 記コンバータ部から出力された直流電圧を交流電圧に変換するインバー

j

夕部と、

負荷が有する静電容量と直列共振回路を構成する第 1のインダクタンス を有し、 前記インバー夕部から出力された交流電圧の電圧を変換する卜 ランスと、

前記インバータ部の出力部に前記卜ランスと並列に接続された第 2のィ ンダクタンスとを備えたことを特徴とする電源装置。

2 . 前記第 2のインダクタンスの値は、

前記スイッチング素子がオンすることにより前記還流ダイオードに逆電 圧が印加されるときに、 '前記卜ランスに流れる電流の向きが前記還流ダ ィオードの順方向と同じ向きの場合、 前記卜ランスに流れる電流の絶対 値よリも前記第 2のィンダク夕ンスに流れる電流の絶対値が大きくなる ように設定したことを特徴とする請求の範囲 1 に記載の電源装置。

3 . 前記第 2のィンダクタンスの一端と前記ィンバ一夕部の出力部と の間に設けられ、 回路の切断および接続を切り替えるための切り替え手 段と、

前記切り替え手段を制御する制御装置とを備えたことを特徴とする請求 の範囲 1 または 2に記載の電源装置。

4 . 前記制御装置は、 前記負荷が有する放電部において放電発生時に は前記第 2のィンダクタンスと前記ィンバ一夕部の出力部を接続し、 放 電非発生時には前記第 2のインダクタンスと前記インバータ部の出力部 を切断するように前記切り替え手段を制御するものであることを特徴と する請求の範囲 3に記載の電源装置。

5 . 前記負荷に流れる電流値を検出する電流検出手段を備え、 前記制御装置は、 前記電流検出装置にて検出された電流値を設定値と比 較することにより前記負荷にて放電が発生しているかどうかを判断する ものであることを特徴とする請求の範囲 4に記載の電源装置。

6 . 交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、

スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイォードを有し、 前 記コンバータ部から出力された直流電圧を交流電圧に変換するインバー 夕部とを備え、

L C直列共振回路を有する負荷へ電力を供給する電源装置において、 前記インバー夕部の出力部に前記負荷と並列に接続されたインダクタン スを備えたことを特徴とする電源装置。

7 . 前記第 2のインダクタンスの値は、

前記スィツチング素子がオンすることにより前記還流ダイ才一ドに逆電 圧が印加されるときに、 前記負荷に流れる電流の向きが前記還流ダイォ 一ドの順方向と同じ向きの場合、 前記負荷に流れる電流の絶対値よりも 前記第 2のィンダク夕ンスに流れる電流の絶対値が大きくなるように設 定したことを特徴とする請求の範囲 6に記載の電源装置。

8 . 前記ィンダク夕ンスの一端と前記ィンバ一夕部の出力部との間に 設けられ、 回路の切断および接続を切り替えるための切り替え手段と、 前記切り替え手段を制御する制御装置とを備えたことを特徴とする請求 の範囲 6または 7に記載の電源装置。

9 . 前記制御装置は、 前記負荷が有する放電部において放電発生時に は前記インダクタンスと前記インバータ部の出力部を接続し、 放電非発 生時には前記インダクタンスと前記インバー夕部の出力部を切断するよ うに前記切り替え手段を制御するものであることを特徴とする請求の範 囲 8に記載の電源装置。

1 0 . 前記負荷に流れる電流値を検出する電流検出手段を備え、 前記制御装置は、 前記電流検出装置にて検出された電流値を設定値と比 較することにより前記負荷にて放電が発生しているかどうかを判断する ものであることを特徴とする請求の範囲 9に記載の電源装置。