CN1148865C - 全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法 - Google Patents

Abstract

全桥移相谐振软开关的无功电流补偿方法，针对全桥电路在轻载时续流能量不足的问题，在变压器原边绕组中额外生成一个无功电流I’_BM，使轻载时关断主控器件后，续流电流可加大10倍以上，而满载时关断主控器件后，续流电流增加很少。同时还由于加大了主控器件上的并联谐振电容的电容量，从而使全桥的开关损耗得以减小，电路中的浪涌电压、浪涌电流也得到了抑制，最终使全桥移相谐振软开关的逆变效率、可靠性、稳定性等指标均得到显著的提高。

Description

全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法

本发明涉及开关电源领域，具体是指一种采用恒量无功电流对全桥移相谐振软开关电路进行电流补偿的方法。

全桥移相谐振高频开关电源在开关电源市场上所占比重愈来愈大，应用愈来愈广，其模块的整体效率，已可达到88％～92％的水平。比老式SCR相控开关电源的效率，提高了10％以上，已经有了显著的进步。能否进一步提高全桥移相谐振高频开关电源的效率，将是下一步所要追求的一个重要目标。此外，目前高频开关电源主控器件承受的电压应力，以 值来表述，大约都在每微秒3000伏到每微秒1000伏之间，由于 值较高，电路中各点的浪涌电压与浪涌电流仍不能很好的抑制，如果能进一步降低电路中的

值，则高频开关电源的稳定性、可靠性将有进一步的改善，这是高频开关电源向前发展的另一个重要标志。

本发明的目的是提供一种可使全桥移相谐振高频开关电源模块中的主控器件的开关损耗大大降低、效率进一步提高、可有效降低模块发热量、改善主控器件的工作条件、延长元器件使用寿命、有效抑制浪涌电压、浪涌电流的发生、降低主控器件承受的电压应力与电流应力、使开关过程处于一种平滑稳定的工作状态，进而大大提高高频开关电源稳定性、可靠性的技术。

在讲述本发明有关的基本原理和新的构思前，兹有如下声明，即本发明说明书所涉及的全桥移相谐振高频开关电源的控制逻辑部分，直接采用商用UC3875或UC3879集成块，因为这是一个已经很普及了的集成组件，有关它的功能和使用不属于本说明书讲解和介绍范畴，本发明在使用UC3875或UC3879作控制逻辑时无特殊要求。

全桥移相谐振高频开关电源的主电路如图1，图中E为外加电压，主控器件可以是IGBT管，也可以是MOSFET管，分别用Q₁、Q₂、Q₃、Q₄表示，与主控器件并联的二极管和电容，也以1、2、3、4脚注分别表示，主变压器为T，其中电感L_s代表主变压器的漏感以及电路中的各种杂散电感，也有可能由于主变压器的漏感值太小，不足以提供给并联电容C足够的充电能量，则也可外加一个电感，与原漏感合并后，仍以L_s表示。按照UC3875控制逻辑的要求，Q₄管应比Q₁管提前导通，Q₃管比Q₂管提前导通，故Q₃管与Q₄管组成的桥臂，称为超前桥臂，同理Q₁管与Q₂管组成的桥臂成为滞后桥臂。

在图1所示的全桥电路中，主控器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的开通和关断损耗，可用图2来描述，现以Q₄管为例说明如下：

在图2中，画出了主控器件Q₄的工作电流I_Q4，栅压U_g4和管压降U_CE4在关断过程中的曲线，其中oabd线段为满载状态下关断Q₄管时，电压U_CE4上升的轨迹，此状态下U_CE4电压由零上升到E的时间为t_a，而ocd线段则为空载状态下，关断Q₄管时，电压U_CE4上升的轨迹，obd线段则是某一个中间负载时关断Q₄管U_CE4上升的轨迹。图中t₀时间代表Q₄管关断后，I_Q4下降到零的时间，t_Q3代表与Q₄管串联的桥臂上另一主控器件Q₃管实际导通的时间，t_Q3应大于t₀，否则将会使桥臂对电源形成直通，而引起灾难性后果。

由图2可以看出，满载时关断Q₄管，由于满载时工作电流很大，又由于L_s的存在，故关断Q₄后的续流电流也很大，与Q₄管并联的电容C₄很快就被充满，所以oa线段很陡，t_a时间很短。中等负荷时，工作电流不大，故关断主控管后，续流电流也不很大，则C₄充电不快，如ob线段所示。轻载时，工作电流很小，关断Q₄后，对C₄的充电电流很小，故oc线段上升很慢，亦即此时的U_CE4直到t_Q3时刻前，上升仍不高，在t_Q3时刻，Q₃管被触发导通，因U_CE4＝U_C4，而(U_C3+U_C4)恒等于E，故当Q₃管在t_Q3时刻触发导通时，U_C3突降到零，U_CE4才被强迫由c点突升到d点。

Q₄的关断损耗，应是t₀时段内，i_Q4(t)与u_CE4(t)乘积的函数，显然满载时，U_CE4(t)所包围的面积oabt₀之值大，故损耗大。轻载时，由于工作电流至少小20倍，oc线段倾斜度又很低，所以轻载时的关断损耗很小，因此研究和分析关断损耗问题，应在满载状态下进行分析研究。

参看图3，图中oa′₄，oa′₃，…，oa₀，…，oa″₄，oa″₅等线段分别代表满载情况下关断Q₄管之后，U_CE4可能具有的不同倾斜度的电压上升曲线，在图1中如果不断加大C₄之值，则关断Q₄之后，对C₄之充电时间就会不断延长，亦即U_CE4之上升愈慢，反应在图3中表现为相应的线段倾斜程度愈来愈低，若Q₄管关断后，电压U_CE4之上升恰好在t₀时刻达到电源电压E，如图3中oa₀线段，这是一个特定的状态(即I_Q4电流下降到零的时候，U_CE4正好上升到E)，可称其为临界状态。现就以这种临界状态下的关断损耗作为参考标准，以观察C₄之大小与关断损耗之关系。

在图3中，电流i_Q4(t)的表示式为：

$i_{Q4}\left(t\right)=-\frac{I_{Q4}}{t_0}t+I_{Q4}$

而oa₀线段这一特定状态下的u_CE4(t)的表示为：

$u_{\mathrm{CE}4}\left(t\right)=\frac{E}{t_0}t$

则临界状态时的关断损耗W_OFF为：

$=\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}---\left(1\right)$

现如果减小C₄之值，则Q₄关断后，U_CE4之上升加快，设U_CE4上升到E的时间t分别为0.8t₀、0.6t₀、0.4t₀、0.2t₀(在图3中，分别以oa′₁、oa′₂、oa′₃、oa′₄等线段表示)，写出各自的u_CE4(t)表达式后积分，可得结果如下：

当t＝0.8t₀时[即u_CE4(t)上升到E的时间比临界状态t₀超前20％]，其损耗为 $1.24\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗增加了24％

当t＝0.6t₀，其损耗为 $1.56\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗增加了56％

当t＝0.4t₀，其损耗为 $1.96\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗增加了96％

当t＝0.2t₀，其损耗为 $2.44\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗增加了144％

反之，如果增加C₄之值，则关断Q₄后，U_CE4之上升减缓，倾斜度降低，设U_CE4上升到E的时间t分别为1.2t₀、1.4t₀、1.6t₀、1.8t₀、2.0t₀(在图3中分别以oa″₁、oa″₂、oa″₃、oa″₄、oa″₅等线段表示)，写出各自的u_CE4(t)表达式后积分，可得结果如下：

当t＝1.2t₀时[即u_CE4(t)上升到E的时间比临界状态t₀滞后20％]，其损耗为 $0.833\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗可减少16.7％

当t＝1.4t₀，其损耗为 $0.714\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗可减少28.6％

当t＝1.6t₀，其损耗为 $0.625\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗可减少37.5％

当t＝1.8t₀，其损耗为 $0.555\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗可减少44.5％

当t＝2.0t₀，其损耗为 $0.5\[\frac{I_{Q4}\·E\·t_0}{6}\],$ 即关断损耗可减少50％

现将上面计算结果列表如表1所示：

            表1U_CE4上升时间比t₀超前及滞后与关断损耗之关系一览表

超前与滞后状态	超前80％	超前60％	超前40％	超前20％	临界状态	滞后20％	滞后40％	滞后60％	滞后80％	滞后100％
											UCE4上升到E的时间	0.2t0	0.4t0	0.6t0	0.8t0	t0	1.2t0	1.4t0	1.6t0	1.8t0	2.0t0
关断损耗相对值	2.44	1.96	1.56	1.24	1	0.833	0.714	0.625	0.555	0.5
											损耗增加	144％	96％	56％	24％
损耗减少						16.7％	28.6％	37.5％	44.5％	50％

由图3所作的计算和表1的数据，对其进行分析后，可以看出：

1.为了减少满载时的关断损耗，C₄电容应选用较大的数值，使Q₄管关断后，U_CE4的上升缓慢，上升曲线的倾斜度要低，则其关断损耗愈少，此外上升到E的时间最好要大于t₀。

但另一方面，从图3及表1的数据来看，C₄过度加大，在u_CE4(t)上升到E的时间达到2.0t₀之后，再加大并联电容之值，关断损耗的下降已不显著，徒然多丢失占空比，所以主控器件上并联电容之值，也不必无限制的增加。

2.由于任何时候u_CE4(t)+u_CE3(t)恒等于外加电压E，故在图3中，当u_CE4(t)上升到E的时候，必然u_CE3(t)已经下降到零伏，故Q₃管的实际导通点t_Q3应安排在与U_CE4相对应的那条oa曲线的a点之后，则Q₃管必然是零电压开通，无开通损耗，实现这一点并不困难，实质上只是调整Q₄管和Q₃管驱动信号之间的死区间隔问题。另外前面已经提到，t_Q3还必须在t₀之后，以防止桥臂直通形成短路故障。

3.图3和表1虽然是针对Q₄管的关断损耗作出的分析和计算，但从形成关断损耗的原理和关断损耗大小的计算方法来看，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄管都是一样的，所以上面的分析和计算结果，对Q₁、Q₂、Q₃管也都适用。以上是满载时关断损耗的分析计算。

关于开通损耗，经过前面的讨论，已经可以明确的认定，关断Q₄开通Q₃，或关断Q₃开通Q₄(对Q₁、Q₂管的关断开通也一样)，只要关断管的U_CE上升到E之后，再开通同一桥臂中的另一管，必然是零电压开通，无开通损耗。由于在满载情况下，工作电流很大，主控管关断后，续流电流也很大，对被关断管的并联电容的充电电流也大，则被关断管的U_CE电压比较容易上升到E值，则同一桥臂中的另一管就比较容易实现零电压开通。

但在轻载时，由于此时工作电流比满载时的工作电流至少小20倍以上，主控管关断后，续流电流也就要小20倍以上，而被关断管的并联电容的大小并未改变，故被关断管的U_CE电压很难上升到E值，则同一桥臂中的另一管就很难实现零电压开通，这已清楚的在图2中显示出来。在图2中，oc线段是轻载时Q₄管u_CE4(t)的上升曲线，直到t_Q3时刻，它也上升不多，在t_Q3时刻，Q₃管两端尚有一个相当大的U_dc电压(实际上此U_dc电压即是t_Q3时刻Q₃管上U_C3的电压值，而c点的高度则是t_Q3时刻Q₄管上U_C4的电压值)，由于U_C3的电压很高，这将产生很大的开通损耗。

参看图1，如果Q₃管开通时，电容C₃上还有U_C3电压，则储存在电容C₃中的能量C₃U_C3 ²/2将全部消耗在Q₃管以及连接线中，因基本上是处于阻抗很小，接近短路状态，故会形成很大的浪涌电流，严重时也会使Q₃管损坏。

一般情况下，在主控管开通前与主控管并联的电容C两端还存在有电压U，则开通此主控管的开通损耗将以下式表示：

$W_{\mathrm{ON}}=\frac{C{U}^2}{2}---\left(2\right)$

显然，C愈小，开通损耗就小，但是前面已经谈到，从满载时的关断损耗来考虑，C要适当的大，所以有矛盾，现在再由图2来加以说明。

图2中oabd曲线为满载时U_CE4上升的轨迹，它较陡，所以关断损耗较大，为了减少关断损耗，应该加大电容。设加大电容使a点右移后如图4所示，则满载关断损耗可以大大下降，然而轻载时的U_CE4(以线段oc表示)更加难以升起，U_dc差不多接近E值。又由于电容已经加大(通常C₃＝C₄，C₄加大，C₃也同样加大)，则此时因C₃中的储能C₃U_C3 ²/2更大，此时导通Q₃将有极大的浪涌电流，有可能使Q₃管不能承受而烧毁。

上面的分析是针对轻载时关断Q₄或Q₃的分析和说明，若对关断滞后桥臂的Q₁或Q₂管而言，由于关断Q₁或Q₂后，其U_CE电压的升起是属于升压续流，在向C₁或C₂充电的同时，还要向负载输出能量，同时还要向外加电源E反馈能量，故需要消耗L_s中更多的储能，而轻载时L_s中的储能比满载时至少要减少400多倍，所以对滞后桥臂而言，轻载时关断Q₁或Q₂，其U_CE电压的升起，比关断Q₃或Q₄时更为困难，以致oc线段刚升起不久，就因L_s储能消耗殆尽而下垂到零或更低数值，如图2及图4中的oc′曲线所示，则开通Q₁或Q₂的损耗还将更大，这是滞后桥臂特有的现象。

解决上述存在的问题，最常用的方法有两种：

1.折中方案

折中方案仍旧如图2所示，即选用某一个中间值的C，允许满载时oa线段稍陡，让它有稍大一点的关断损耗，但可争取到满载时无开通损耗，而轻载时让它有稍大一点的开通损耗，而只有很小的关断损耗。这是目前最常见到的工作状态，这是全桥移相谐振电路较低水平的运用，它实际只解决了一个满载无开通损耗问题，而满载的关断损耗和轻载的开通损耗都稍大，这种工作状态大约可以使全桥移相谐振高频电源模块获得88％～90％的效率。

2.电感补偿方案

这种方案仍以图2为基础，即在折中方案基础上采用较大一点的电容，使满载时U_CE的上升稍缓一点，以降低关断损耗，而在轻载时，则依靠一个额外增加的饱和电感的储能，以提高oc线段，使U_dc减小，以减少轻载时的开通损耗，其电路仍如图1所示，但此时的L_s是主变压器本身的漏感和外加的饱和电感合并之值。

外加电感是一个饱和电感，而不是一个线性电感的主要原因在于：在轻载时，MN支路工作电流很小，外加电感未进入饱和，所以有甚大的电感量，因而有相对较多的储能，在图1中任一主控器件关断时，可以在更长的时间内维持续流电流的存在(注意：它仅是延长了续流电流存在的时间，并不能增加续流电流的大小)，可以使图2及图4中因L_s储能不足而导致轻载oc′曲线后半段的下垂得以升起。在负载加重时，主变压器工作电流加大，通过饱和电感的电流加大，由于是饱和电感，电流增大后，饱和电感的电感量显著下降，满载时饱和电感应完全进入饱和，其感应电压应趋于零，故无压降，所以饱和电感的引入，只对轻载时的续流能力起到了增强作用，而满载时基本不起作用。轻载时饱和电感上有甚大的压降，满载时，饱和电感上基本无压降。

由于采用了较大的电容以降低满载时的关断损耗，采用饱和电感以减少轻载时的开通损耗，所以采用加饱和电感的方案，其效率比折中方案要高，可使全桥移相谐振高频电源模块的效率达到90％到92％左右。

外加饱和电感补偿方案的不足之处在于：

1.它只能延长续流电流的维持时间，使轻载时关断主控管后，其U_CE电压因漏感储能不足引起的下垂得到补偿，但它不能增加续流电流的大小。

2.它可以对轻载时的续流能力起到增强作用，但以降低主变压器原边实际的工作电压为代价，这就使外加电感的电感量大小受到限制，也就是它对续流能力的补偿效果有限。

再进一步减少全桥移相谐振高频电源模块的损耗，提高它的效率，还没有一个考虑比较全面而又行之有效的方法。

本发明则基于如下的构思：

1.为了再进一步提高全桥移相谐振开关电源的效率，实质上就是在保证满载情况下，各主控管均能实现零电压开通的前提下，尽量减少满载情况下各主控管的关断损耗。

2.减少各主控管满载时的关断损耗，在全桥移相谐振电路中，最有效方法就是加大与主控管并联的电容的容量，也就是要将图4中oa线段的a点再进一步右移，本质上是使主控管关断后，其U_CE电压上升到E所经历的时间t_a要更长，如图5所示，现设定t_a的范围为：

             t_a＝(1.2～2.0)t₀                         (3)

式中t₀为主控器件关断后，电流下降到零的时间，当主控器件选定后，t₀之值可在手册中查出。对于低速器件，t₀值较大，t_a可选用(1.2～1.5)t₀左右。对高速器件，t₀值较小，t_a可选用(1.5～2.0)t₀左右。

3.若t_a安排在1.5t₀处，则如图5所示，为了保证桥臂中的另一管确实为零电压导通，则其导通时间t_Q须在t_a之后，现设定该管的导通时间t_Q为

                      t_Q≥2t₀                     (4)

4.在按上述规定确定了t_a和t_Q之后，满载的损耗就可以进一步下降，效率则可以进一步得到提高。但是因为与主控管并联的电容进一步被加大，必然使oc线段(即轻载时U_CE的上升曲线)更加难以升起，如图5所示。轻载时的导通损耗变得更大，这是不能容忍的，必须设法使oc线段抬起，以降低轻载的开通损耗。为此，本专利发明设计了一个特殊的方法，使oc线段抬起到oc′位置，而c′点的电压至少要达到0.6E以上，也就是U_dc′的大小要在0.4E以下，同时oa线段的位置又能保持在其原位附近基本不变，如图5所示，如果做到了这一点，则：

(1)满载时的关断损耗很小，同时满载时的开通损耗又为零。

(2)轻载时的关断损耗本来就很小，同时轻载时的开通损耗又大大降低(下降到只有 $0.16\frac{{\mathrm{CE}}^2}{2}$ 或更小)。

满足了以上两条，就能使全桥移相谐振电路工作在一种更理想的状态，即实现在很宽的负载范围内都能取得更高的效率。

现在关键问题就在于如何抬高oc线段至oc′的同时，而又使oa线段基本维持在原位不变，解决了这个问题，就能使全桥移相谐振电路的工作状态达到一个更高的境界。

从本质上来说，在电容大小不变的情况下，要使oc线段抬高到oc′位置，唯一的办法只能是在轻载时关断主控管后，能给主控管所并联的电容以更大的充电电流，以迫使U_CE上升更快，而满载时关断主控管后给主控管所并联的电容的充电电流则不应有过多的增加，故能使oa线段保持在原位附近基本不变。这一构思的具体要求，可用图6来描述。

图6a表示在加大主控管所并联的电容后，不采取任何措施时，在各种不同大小负载情况下，U_CE电压上升的轨迹。其oa线段表示满载情况下关断主控管后U_CE上升的轨迹，其电压上升到E的时间为t_a，图中oc线段则表示轻载时关断主控管后U_CE电压变化的轨迹，由于并联电容用得很大，故轻载时，oc线段基本上是平坦的，即c点所代表的电压差不多为零，因而有极大的开通损耗，约为CE²/2。

图6b则代表本发明特有的构思应达到的状态。图6b中oa线段与图6a中的oa线段位置大致相同，代表满载时关断主控管后，U_CE电压上升的轨迹，所不同的是轻载情况下关断主控管后，oc线段是平坦的，而oc′线段则在相同的t_Q时刻上升到了0.6E以上，这就要求在轻载时能有一个很大的充电电流对主控管并联电容充电，使得在t_Q时刻c′点能达到0.6E以上。

仔细比较图6a和图6b可以发现：

1.轻载时，oc′线段比之oc线段上抬百分比最大，也就是说轻载时需要给并联电容增加充电电流的百分比最大。

2.在20％负载时，图6b中代表20％R的曲线比图6a中代表20％R的曲线上抬的百分比又更进一步减少，也就是说20％负载时，需要给并联电容增加的充电电流的百分比，已经比轻载时有所下降。

3.同理：40％负载时，图6b中代表40％R的曲线比图6a中代表40％R的曲线上抬的百分比又更进一步减少，也就是说40％负载时需要给并联电容增加的充电电流的百分比又进一步有所下降。如此类推，可以看出在图6b中，随着负载的加重，代表负载轻载的各条曲线愈来愈密集，也就是说随着负载的加重需要给并联电容增加充电电流的百分比愈来愈小。

4.满载时，图6a中的oa线段与图6b中的oa线段的位置大致相同。也就是说，满载时无需给并联电容增加充电电流。

为了更清楚地了解这一要求，可以从数量上的对比，来大致阐明其工作的状态：

1.参看图1，任一主控管关断后，由于有L_s之存在，续流电流即是关断前MN支路的工作电流，而满载时的工作电流比轻载时的工作电流一般来说要大20倍以上，所以满载时L_s中的储能L_sI²/2比轻载时之储能至少大400倍以上，故满载时关断主控管，其U_CE电压因续流电流之值大，L_s储能又多，所以很容易升起达到E值。

2.轻载时，并联在主控器件上的电容大小并没有改变，所以将电容在同样的时间内充满，所需的电流也不应改变，但轻载时的工作电流比满载时的工作电流至少要小20倍，所以在轻载时关断主控管后，要在同样的时间内将并联电容充电至E，至少要额外设法增加大约20倍以上的充电电流，如果充电至0.6E，则至少要设法增加大约10倍以上的充电电流。

3.现在为了要进一步减少满载的关断损耗，又将并联电容更进一步的加大，因为只有这样才能满足t_a≥1.5t₀的要求，但更进一步的加大并联电容后，t_Q的位置并未改变，则轻载时若仍要求在t_Q时刻将并联电容充电至0.6E以上，则充电电流还要再大一些，至少增加10几倍到20倍，才能使该并联电容充电至0.6E。

4.然而满载时关断主控管，基本上无需给并联电容增加充电电流，所以这项增加的充电电流是随负载的轻重变化而反比例变化的，变化的幅度大小达10多倍至20倍之多，显然仅依靠一个外加饱和电感是无法完成这一要求的。

本发明的目的就是为了提供一种方法和实施方案，能有效的实现上述要求，即一种全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法，其主电路由第一主控器件Q₁、第二主控器件Q₂、第三主控器件Q₃、第四主控器件Q₄及主变压器T构成全桥移相谐振高频开关电源的主电路，第一主控器件Q₁的发射极与第二主控器件Q₂的集电极相连，第三主控器件Q₃的发射极与第四主控器件Q₄的集电极相连，其中Q₁、Q₂的连接节点M与Q₃、Q₄的连接节点N之间连有一含主变压器T及其漏感或外加电感L_s的支路，整个电路由外接控制逻辑电路实施控制以完成电源变换；本发明的特征在于：改变前述主电路中节点M、N间主变压器T及其漏感或外加电感L_s所处支路上的激磁电流I_B，使其增大到恒量无功电流I_B0级，同时又不改变I_B0相位滞后于外加电压90°的性质，且磁通Φ_B的大小基本不变，使得增加I_B后主变压器原边总电流在轻载时甚至能增加达10倍，而满载时只增加极少一点，这一改变是通过增开主变压器T的空气隙实现的；在主变压器原边绕组N₁基本不变的情况下，采用在铁芯中增开空气隙l的方法，强迫I_B上升到I_B0，I_B0应达到如下的数值：

            I_B0＝(0.6～1)I₂′

式中：I₂′为负载电流，当系数采取0.6时，为弱补偿情况，当系数采用1时，为强补偿情况。

上述主变压器T上所开空气隙l应开在E型铁芯中柱上，以保证激磁电流增加到所需的I_B0值，此空气隙的大小可由实验决定。与此同时，主变压器所需的激磁电感量L_B0，在I_B0决定之后，则可由如下计算式予以确定：

式中：E为主电路的外加电压，T₁为周期，I_平均为主电路电源输入端的平均电流。

此外主控器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的发射极与集电极间分别并联有电容器C₁、C₂、C₃、C₄，其特征是：各电容器具体是按照式C＝I₁(1.2～2.0)t₀/2E设定的，式中：I₁为主变压器原边工作时的总电流，t₀为主控器件关断时间。以下对本发明作进一步说明。

在正弦电压作用下的一个铁芯变压器，如果工作在铁芯B-H曲线的线性区，其等效电路可用图7表示。

在图7中：

    r₁、r′₂分别为初级和次级的铜阻；

    L_s1、L′_s2分别为初级和次级线圈的漏感；

    r_g为磁芯材料的铁损电阻(代表磁滞损失和涡流损失的等效电阻)；

    L_B代表铁芯的激磁电感；

    I_g是铁损引起的有功电流；

    I_B是激磁电感所需的磁化电流，它与外加电压有90°的相位差，

    是一个无功电流，磁化时从电源吸取能量以建立磁场，去磁化时，则

    将能量送回电源。

由于大功率变压器，一般来说，铜损、铁损都很小，在原边引起的压降仅占原边电压的很小一部分，加上漏感引起的压降，其所占比例仍很小，作为近似计算，都可以忽略不计，则铁芯变压器的等效电路就可以用图7c表示，现从图7c出发，研究工作电流I₁与磁化电流I_B之关系。

首先将图7c的电路的矢量图画出如图8a所示，图中U₁是外加电压，I_B是磁化电流，Φ_B是工作磁通，U₂为次边电压，反射到原边为U′₂，现U′₂＝U₁。I₂为次边负载电流，反射到原边为I′₂，则原边总电流 ${\stackrel{\·}{I}}_1={\stackrel{\·}{I}}_2^{\′}+{\stackrel{\·}{I}}_B,$ 即 $I_1=\sqrt{{\left(I_2^{\′}\right)}^2+I_B^2}.$

由于磁化电流I_B通常都很小，一般大致为满载时I′₂的5％以下，即I′₂(满)≈20I_B，因为I_B之值很小，所以当负载变化时，无论是满载还是轻载，I₁与I′₂之差别很小，如图8b所示。

如果我们视I′₂的1/20为轻载，即I′₂(满)＝20I′₂(轻)，则可近似认为I′₂(轻)≈I_B，由图8b可得：

现若采取某种特殊手段将I_B增大到I_B0，而并不改变I_B0相位滞后于外加电压90°的性质，且磁通Φ_B的大小可不变，甚至还可减小，即Φ_B0≤Φ_B，则I_B增大到I_B0后的矢量图可用图8c表示，图中I′₂(轻)与I′₂(满)之值不变，但I₁(轻)和I₁(满)的大小将发生变化，分别以I₁₀(轻)和I₁₀(满)表示，可列式如下：

今将I_B增大到I_B0，根据前面提出的要求，设I_B0为I_B的(12～20)倍，则因I′₂(满)≈20I_B＝20I′₂(轻)，故

今取I_B0＝0.8I′₂(满)，它相当于I_B0是I_B的16倍，则：

$=\sqrt{\frac{1+{16}^2}{1+1}}=11.34$

此式说明，如果将I_B增大到16I_B情况下，轻载时变压器原边总电流将是不增加I_B时变压器原边总电流的11.34倍。

在看看满载情况下的对比：

$=\sqrt{\frac{{20}^2+{16}^2}{{20}^2+1}}=1.279\≈1.28$

此计算说明，在满载时若将I_B增大到16I_B，主变压器原边电流是未增大I_B时变压器原边电流的1.28倍，即只增大了28％，相对来说没有什么显著变化。

以上的分析计算表明，增加I_B后，变压器原边总电流在轻载时大大增加，可达十几倍，而在满载时只增加了极少一点点，这就满足了前面所提的要求。

当然，以上的分析是假设变压器外加电压为正弦波电压，所以能用矢量图进行分析和计算，但如果工作在方波或脉冲调宽波状态，就不能用矢量图进行描述，但以上分析所依据的基本原理和概念，仍然可以借鉴，但应以图解分析为主。

现在让我们关注本发明是如何实现磁化电流能十多倍的大幅度增长问题的。

为了增加磁化电流最简单的方法就是减少原边绕线的匝数，由于电感量与绕线匝数的平方成正比，故匝数减少后，电感量将大大减小，磁化电流必然大幅度增加，但在这种情况下，铁芯中的工作磁通将由Φ_B上升到Φ′_B，而Φ′_B早已进入深饱和区，如图9a₂所示，此时如果接有次边绕组，其感应电压将急剧下降。同时，由于Φ′_B进入饱和区，Φ′_B的数值已超过正常工作允许的最大值，因铁芯损耗与Φ的(1.6～2.0)次方成正比，故铁芯损耗将急剧猛增，铁芯将严重发热，所以依靠降低绕线匝数以获取10倍以上的大容量磁化电流的方案是行不通的，也是不允许的。本专利发明提供的设计，能使I_B增加10多倍达到I_B0之后，Φ_B0可维持在原Φ_B的数值上不变，故磁芯的铁损和发热量没有什么变化，甚至还可以使Φ_B0小于Φ_B，即铁损还可以减少，与此同时，又不改变I_B0相位滞后于外加电压90°的性质。这一方法就是在磁芯截面加空气隙l，如图9b₁，由于要使激磁电流增加10多倍，所以空气隙l就应开得比较大(可由实验决定)，这对于要求以高效率直接输出大功率为主的铁芯变压器来说，加较大的气隙，不能不认为是一项超常规的、罕见的举措。因为在常规情况下，增开较大的气隙或者是进一步减少绕线匝数，对要求以高效率传送大功率的铁芯变压器而言，通常都被视为是一个禁区，并被冠以“变压器损耗增加”、“变压器发热”、“过多丢失占空比”以及“效率大大下降”等等“公认”的缺陷而不被人们所采纳。然而一项发明的诞生恰恰正是建立在人们普遍不曾意识到，或认为不可能成立的事件上的一种突破，从而创立了一个新的概念，推动了事物的向前发展。

在图9中，如果不加空气隙，则在外加电压U₁作用下，只要很小的磁化电流，就可以得到额定的工作磁通Φ_B，如图9a₂所示。在正常情况下，建立同样的工作磁通Φ_B，如果所需的磁化电流I_B愈小，则说明铁芯愈好，或变压器性能愈好，这是正常的观念。

如果要求U₁不变，工作磁通Φ_B也不变，但希望磁化电流I_B要增加10多倍以上，则显然是一个十分特殊的构思。本发明提供的方法就是加开超常量的空气隙l，由于空气隙的磁阻远大于磁芯回路中的磁阻，故要形成同样大的磁通Φ_B(现Φ_B0＝Φ_B)必定需要更大的磁动势N₁I_B0(N₁I_B0也称安培匝)。在N₁不变时，则意味着需要更大的磁化电流I_B0，如图9b₂所示。由于铁芯变压器增加了较大的空气隙之后，其等效的(B-H)曲线已经被直线化，故很容易找到一个合适的空气隙，令磁化电流达到规定的I_B0时，Φ_B0也恰好基本等于Φ_B，或者Φ_B0更小于Φ_B，则可保证铁芯的铁损不致增加。此外I_B0仍然时是一个无功电流，与U₁仍然有90°的相位差，这样就实现了将磁化电流I_B增大10多倍的目的。由于I_B0是磁化电流，是外加电压U₁的函数，当外加电压U₁已定，空气隙l的大小已定，则I_B0的大小也就被相对固定，而且不论负载是重是轻，I_B0之值基本没有多少变化，所以在关断主控器件后，它在主变压器的总电流中是一个恒定的无功电流分量，这在图8c中，已能清楚的显示出这一特点，它的存在使重载时主变压器总电流并无多大的变化，而在轻载时，却能使主变压器总电流增加十几倍，起到了强有力的补偿作用。因为I_B0是一个恒定的无功电流分量，故本专利发明命名为“全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法”。这是本专利发明创造性构思的关键特征所在。

按照上述构思，本发明可获得的效果如下：

1.由于安排主控管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄关断后，其U_CE电压上升到E的时间t_a等于(1.2～2.0)t₀左右，对大多数低压降慢速的价廉场控器件而言，t₀大约在(0.6～1.0)μs左右，则t_a最大值一般都可安排在1μs以上，若电源电压E为500伏，则主控器件承受的dV/dt值为：

$\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}}=\frac{500}{1}\frac{V}{\mathrm{\μs}}=500V/\mathrm{\μs}$

可见，采用本发明设定的t_a值范围，则主控管无论是快速器件或是慢速器件，其dV/dt之值一般均可保证在每微秒500伏以下。

2.由于主控管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄关断后，U_CE上升到E的时间很长，可以到1μs以上，由于上升速率很慢，则超调现象也基本上被完全抑制，也就是主控管关断时，浪涌电压基本上不再出现。

3.由于轻载时，本发明设定了一个很大的无功电流I_B0，使轻载时开通主控管瞬间，其U_CE值已经下降到0.4E以下，故开通主控管时的浪涌电流大大减少，在30％以上负载时，则全部是零电压开通，浪涌电流就基本等于零。

4.由于主控管关断后，U_CE上升到E的时间可以做到1μs以上，故关断损耗大大下降(参看表1)，同时又因为设定了一个很大的无功电流分量I_B0，故轻载时的开通损耗也大大下降，其总的效果是，负载在相当宽的范围，都可以取得很高的效率，采用本项软开关技术制作的电源模块，一般情况下可使模块整机的效率达95％以上。

上述四条正是高频开关电源生产厂家迄今为止一直未能很好解决的技术难题，本发明提供的技术方案，针对性的解决了这些问题，必将使高频开关电源的现有指标得到很大的提高。

本发明适用于通信用高频开关电源模块、高频电力操作电源模块、高频焊机电源模块，以及以24伏、48伏、60伏、110伏、220伏直流输出为基础的大功率工作电源场合，应用面十分广阔。

本说明书附图说明如下：

图1是全桥移相谐振高频开关电源主电路电原理图。

图2是主电路中Q₄管在关断前后，各电极上电压、电流随时间t变化的轨迹。

图3是当Q₄管并联的电容C₄采用不同数值时，在关断Q₄管后，电压U_CE4可能具有的不同倾斜度的电压上升曲线。

图4是当Q₄管并联的电容C₄加大后，关断Q₄管前后，各电极上电压、电流随时间t变化的轨迹。

图5是当Q₄管并联的电容C₄进一步加大后，关断Q₄管前后，各电极上电压、电流随时间t变化的轨迹。

图6a是加大主控管并联电容后，不采取任何措施时，在各种不同大小负载情况下，关断主控管后，电压U_CE上升的轨迹。

图6b是加大主控管并联电容后，在各种不同大小负载情况下关断主控管，若采用本专利发明特定构思所能期望达到的U_CE电压上升轨迹。

图7是正弦波电压作用下的铁芯变压器。

图7a是铁芯变压器原边、次边绕组及其电压、电流。

图7b是铁芯变压器的等效电路图。

图7c是铁芯变压器简化等效电路图。

图8是正弦电压作用下，铁芯变压器的矢量图。

图8a是铁芯变压器简化等效电路的电压、电流矢量图。

图8b是铁芯变压器在轻载和重载时，简化等效电路中电压、电流的矢量图。

图8c是铁芯变压器增大无功电流分量达到I_B0值后，在轻载和重载时简化等效电路中电压、电流的矢量图。

图9是铁芯变压器无气隙及有气隙时的磁化曲线及矢量图。

图9a₁是无气隙铁芯变压器。

图9a₂是无气隙铁芯变压器的磁化曲线。

图9a₃是无气隙铁芯变压器电压、电流矢量图。

图9b₁是有气隙的铁芯变压器。

图9b₂是有气隙的铁芯变压器磁通和磁化电流的关系曲线。

图9b₃是有气隙的铁芯变压器电压、电流矢量图。

图10是电源输出给移相桥的平均电流和脉冲调宽波电流。

图11是主变压器外加电压U₁与负载电流I′₂以及磁化电流I_B0瞬时值波形图。

有关本发明特定的“全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法”的具体设计实施方法如下：

1.按图1电路，根据要求的输出功率和额定的输入电压E，按常规方法选定磁芯材料尺寸，并决定其有效截面积S(cm²)，按B_m＝800～1000高斯设计变压器原边绕组匝数N₁，N₁计算式为：

                    U₁＝4N₁B_mSf·10^-8             (6)

其中：U₁为外加电压E，B_m为工作磁通密度G(高斯)，S为铁芯有效

      截面积cm²，f为工作频率Hz

2.次边匝数N₂可根据次边需要的输出电压U₂进行计算，因加有较大的空气隙，耦合系数略有减少，故计算出的次边匝数应追加约2％作为弥补。

3.根据输出功率P的大小，可求出电源E应给出的平均电流值I_平均(计算中设效率为95％)

在电源E和移相桥之间若串一直流电流表，其指示之值即此I_平均之值，I_平均是电源支路输出的一项有功电流。

4.求I′₂并决定I_B0：

由于外加电压E应有±15％的拉偏，故在典型状态下，移相桥实际工作在占空比大约为0.65状态，则电源E给出的有功电流实际是一个PWM脉冲调宽波，此脉冲调宽波电流的大小可按图10求得：

求出I′₂之后，按前述之设计，因设定I_B0＝(0.6～1)I′₂，则

      I_B0＝(0.6～1)1.538I_平均＝(0.923～1.538)I_平均       (9)

若取中间值I_B0＝0.8I′₂，则：

                I_B0＝0.8·1.538I_平均＝1.23I_平均          (10)

在原边绕组N₁不变的情况下，铁芯增开空气隙l，强迫激磁电流I_B0上升到公式(10)计算所得之值即可，这里空气隙的大小可由实验决定。

5.求L_B0：

参看图11，根据电感电路接通直流电源的电流起始斜率的计算式，在I_B0决定之后可写出下式：

$I_{B0}=\frac{E}{L_{B0}}\·0.65\·\frac{T_1}{4}$

若取中间值I_B0＝0.8I′₂，则：

6.求C₁、C₂、C₃、C₄之值：

一般情况下，C1＝C2＝C3＝C4，其计算步骤如下：

(1)根据输出功率大小，以及输入电压、输出电压选定所用的主控器件，并由手册查出其关断时间t₀

(2)设满载时，对电容充电至电压E的时间为t_a，t_a大小根据公式(3)指定为：

           t_a＝(1.2～2.0)t₀

(3)求最大工作电流I₁：

根据图11，I′₂与U₁同相，在 $t=0.65\frac{T_1}{2}$ 时刻主控管关断，此瞬间变压器中的总电流I₁为：

       I₁＝I′₂+I_B0＝I′₂+(0.6～1)I′₂               (12)

现取I_B0＝0.8I′₂，则

       I₁＝1.8I′₂＝1.8·1.538I_平均＝2.768I_平均      (13)

(4)求C₁、C₂、C₃、C₄之值：

当主控器件关断后，变压器支路MN的续流电流即为I₁，此续流电流一路经上桥臂电容C₃(或C₁)，一路经下桥臂C₄(或C₂)对电容提供放电电流和充电电流。由于上下桥臂之电容相等，故其中一路的充电电荷量，也必然和另一路的放电电荷量相等，因而可认为其中一路的平均充电电流必定与另一路的平均放电电流相等，均近近似为I₁的二分之一，由此可近似求出C₁～C₄之值。

因： $\frac{\mathrm{dQ}}{\mathrm{dt}}=C\frac{\mathrm{du}}{\mathrm{dt}}$

即 $\frac{1}{2}{I}_1=C\frac{E}{t_a}$

$C=\frac{I_1{t}_a}{2E}=\frac{I_1(1.2~2.0)t_0}{2E}---\left(14\right)$

现取t_a＝1.5t₀，I_B0＝0.8I′₂，则

实际制作时，因C₁，C₂系工作在滞后桥臂，在充电时属于升压续流，需要更多的能量，为保证充电电压的高度，可将C₁、C₂的取值比C₃、C₄减小10％～20％为宜。

最后，需要特别指出，上述计算方法满足了本发明所特有的创造性构思，但本发明的保护范围显然并不局限于仅仅是上述列出的若干计算方法和计算式，还包括本领域技术人员为满足本发明特有的创造性构思而延伸出的显而易见的各种派生的替换方案，以及为满足这一构思而采用各种可资选择的不同的计算方法。例如在本发明特有的设置恒量无功电流的基础上，再额外加一个小的饱和电感，由于轻载时无功电流已经大大增加，则此饱和电感的作用就得以充分发挥，补偿作用也得以提升，但这明显的是属于在本发明创造性构思基础上延伸出的一种派生方案。

Claims (4)

1.一种全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法，其主电路由第一主控器件(Q₁)、第二主控器件(Q₂)、第三主控器件(Q₃)、第四主控器件(Q₄)及主变压器(T)构成，第一主控器件(Q₁)的发射极与第二主控器件(Q₂)的集电极相连，第三主控器件(Q₃)的发射极与第四主控器件(Q₄)的集电极相连，第一主控器件(Q₁)与第二主控器件(Q₂)的连接点M与第三主控器件(Q₃)与第四主控器件(Q₄)的连接点N之间连有一含主变压器(T)及其漏感或外加电感(L_s)的支路，整个电路由外接控制逻辑电路实施控制以完成电源变换，其特征在于：改变前述主电路中节点MN间主变压器(T)及其漏感或外加电感(L_s)所处支路上的激磁电流I_B，使其增大到恒量无功电流I_B0级，同时又不改变I_B0相位滞后于外加电压90°的性质，且磁通Φ_B的大小也基本不变，使得增加I_B后主变压器原边总电流在轻载时甚至能增加至10倍，而满载时只增加极少一点；这一改变是通过增开主变压器(T)的空气隙实现的，在主变压器原边绕组(N₁)基本不变的情况下，采用在铁芯中增开空气隙(l)的方法，强迫I_B上升到I_B0，I_B0应达到如下的数值：

                I_B0＝(0.6～1)I₂′

式中：I₂′为负载电流，当系数采取0.6时，为弱补偿情况，当系数采用1时，为强补偿情况。

2.如权利要求1所述的全桥移相谐振软开关的无功电流补偿方法，其特征是：所述主变压器(T)上所开空气隙(l)应开在E型铁芯中柱上，以保证激磁电流增加到所需的I_B0值，此空气隙的大小可由实验决定。

3.如权利要求1所述的全桥移相谐振软开关的无功电流补偿方法，其主变压器所需之激磁电感量L_B0，在I_B0决定之后，则由如下计算式予以确定：

式中：E为主电路的外加电压，T₁为周期，I_平均为主电路电源输入端的平均电流。

4.如权利要求1所述的全桥移相谐振软开关的无功电流补偿方法，其主控器件的发射极与集电极间分别并联有第一电容器(C₁)、第二电容器(C₂)、第三电容器(C₃)、第四电容器(C₄)，其特征是：各电容器具体是按照式C＝I₁(1.2～2.0)t₀/2E设定的，式中：I₁为主变压器原边工作时的总电流，t₀为主控器件关断时间。

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