WO2005013472A1 - サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法 - Google Patents

サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2005013472A1
WO2005013472A1 PCT/JP2004/010406 JP2004010406W WO2005013472A1 WO 2005013472 A1 WO2005013472 A1 WO 2005013472A1 JP 2004010406 W JP2004010406 W JP 2004010406W WO 2005013472 A1 WO2005013472 A1 WO 2005013472A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
thyristor
capacitor
curve
firing
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2004/010406
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hajime Takahashi
Kazuhiko Hiramatsu
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yaskawa Electric Corp
Original Assignee
Yaskawa Electric Corp
Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Yaskawa Electric Corp, Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Yaskawa Electric Corp
Publication of WO2005013472A1 publication Critical patent/WO2005013472A1/ja
Priority to US11/341,856 priority Critical patent/US7368891B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/125—Avoiding or suppressing excessive transient voltages or currents

Definitions

  • the present invention relates to a capacitor charging control method for a thyristor converter that converts an AC voltage to a DC voltage.
  • a resistor In a conventional converter device, a resistor must be inserted into the power supply line to limit the inrush current flowing by rectification by the diode bridge. However, the capacitor is still charged, and the AC power supply is switched from the state. When the power is turned on, a high current suddenly starts flowing. In order to suppress this current, the resistance inserted into the power supply line must be increased, but doing so increases the charging time. In order to avoid this, charging control using a thyristor can be mentioned. The conventional method measures the firing timing of the thyristor by measuring the period of the AC power supply and estimating the phase.
  • the thyristor firing angle is calculated by detecting the AC power supply phase, and the thyristor is fired with a certain voltage difference by comparing the AC voltage and the capacitor voltage when firing the thyristor.
  • a method see, for example, Patent Document 1.
  • the procedure of charging the capacitor by controlling the firing angle by detecting the phase of the AC power supply and comparing the AC voltage and the capacitor voltage has been adopted.
  • Patent Document 1 JP-A-4-26372
  • the conventional capacitor charging control method employs a procedure of charging the capacitor by controlling the firing angle by finding the voltage difference between the AC voltage and the capacitor voltage using phase detection using the voltage detection as it is, and
  • the power supply detection voltage is distorted, accurate power supply phase detection and voltage detection cannot be performed, and the voltage difference does not become constant, so that the thyristor is fired at an incorrect timing.
  • the connected power source impedance and There was also a problem that the charging time became longer due to variations in charging time due to the sensor capacity and thyristor firing control using one phase.
  • the present invention has been made in view of such a problem, and detects a power supply voltage for three phases, calculates a line voltage from the three-phase detection voltage force, and generates an erroneous ignition due to a distortion of the power supply voltage. It is an object of the present invention to provide a method capable of shortening the capacitor charging time while avoiding noise and keeping the inrush current constant.
  • the present invention is as follows.
  • a thyristor that rectifies the AC voltage a CPU that outputs an on / off control signal to the thyristor driver to drive the thyristor, a voltage detection sensor that measures the AC voltage and the capacitor charging voltage, and a capacitor connected to the DC circuit.
  • the capacitor charging control method for a thyristor converter device provided with a thyristor converter the AC voltage and the capacitor charging voltage are measured by a voltage detection sensor, and a difference voltage between the thyristor firing phase voltage and the capacitor charging voltage is obtained.
  • the thyristor is fired only when the arc phase voltage becomes lower than a specific voltage obtained from the difference voltage.
  • the ignition start interval of the thyristor is equal to or longer than a time obtained by subtracting a predetermined time from the previous ignition start interval, 1 is subtracted from the previous ignition start counter value so that the previous ignition start time becomes 1 time longer than the previous ignition start time. It is characterized in that the thyristor is fired earlier in the control cycle. Also, a difference voltage (AV) necessary for obtaining a desired capacitor voltage in the line voltage waveform is obtained.
  • AV difference voltage
  • the curve c is obtained by adding the voltage ( ⁇ ) necessary and sufficient to obtain the capacitor charging voltage ( ⁇ ).
  • the curve b is used in the low region
  • the curve d using the curve c is used in the high region.
  • the difference between the AC voltage and the capacitor voltage at the start of thyristor firing is set to a voltage value obtained by a cosine curve, so that the inrush current at each thyristor firing is set. Can be kept constant.
  • the firing time is changed to a firing time shorter than the previous firing time, thereby causing an error.
  • the overcurrent of the rush current due to the arc can be prevented, and the failure of the converter device and the system using the same can be prevented.
  • FIG. 1 A block diagram showing a configuration of a thyristor converter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 2 A detected voltage waveform and a line voltage waveform when the thyristor is off
  • FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure of the method of the present invention.
  • FIG. 6 is a current circuit diagram of a thyristor converter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a thyristor converter device for implementing the method of the present invention.
  • 1 is an AC power supply
  • 2 is a capacitor
  • 3 is a thyristor module
  • 4 is a voltage detection circuit
  • 5 is a CPU
  • 6 is a thyristor driver
  • P is a positive DC bus on the output side of module 3
  • N is a thyristor.
  • a thyristor module 3 as a rectifier, which supplies DC power from a three-phase commercial AC power supply 1 to a capacitor 2.
  • the voltage of both the three-phase AC power supply voltage and the capacitor 2 is detected by the voltage detection circuit 4, and the detected voltage signal is AD-converted and input to the CPU 5.
  • the CPU 5 performs a predetermined operation based on the voltage detection signal from the voltage detection circuit 4 and outputs a gate pulse signal to the gate of the thyristor module 3 via the thyristor driver 6 to control firing of the thyristor.
  • FIG. 2 shows a detected voltage waveform and a line voltage waveform when the thyristor is off in the thyristor converter device, and the upper figure shows a commercial AC detected by the voltage detecting circuit 4 when the N-side thyristor is a diode.
  • V and the figure below is the line voltage waveform V calculated by CPU5 using V, V, and V
  • Fig. 3 shows the detected voltage waveform, line voltage waveform, capacitor voltage, and PN bus current when the thyristor is fired in the thyristor converter.
  • FIG. 4 is a cosine curve used to control the capacitor charging voltage of the present invention.
  • V is the capacitor voltage
  • ⁇ is the difference between the power supply voltage and the capacitor voltage.
  • AV are line voltage peak values.
  • Curve a shows the desired capacitor in the line voltage waveform.
  • Curve b multiplies curve a by a factor in the V direction
  • curve c multiplies curve a by ⁇
  • Curve d, curve d takes the lower value of curve b and curve c in the ⁇ direction
  • FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure for implementing the present invention in the thyristor converter device. The method of the present invention will be described step by step with reference to FIG.
  • FIG. 6 is a current circuit diagram of a thyristor converter device to which the method of the present invention is applied.
  • 7 is an AC power supply
  • 8 is an inrush current i
  • 9 is a reactance L
  • 10 is a resistor R
  • 11 is a thyristor T
  • 12 is a capacitor C.
  • the voltage of the commercial AC power supply 1 and the voltage of the capacitor 2 are detected by the voltage detection circuit 4, and the three-phase AC power supply voltage and the capacitor voltage converted by the AZD converter of the CPU are V, V, V, V, respectively. I do. From this detection voltage V, V, V, the line voltage V
  • V V, and V are obtained as follows (step 1).
  • V V -V
  • V V -v
  • V V -v
  • a three-phase detection voltage waveform and a line-to-line voltage waveform are obtained as shown in FIG.
  • the N-side voltage fluctuation and noise are canceled and a positive power supply voltage can be obtained as compared with using the three-phase detection voltage as it is.
  • the thyristor must be fired when the line voltage is on the decrease.Therefore, if the AC power supply has a frequency of 50 Hz based on the previous change in the sign of the line voltage of the thyristor firing phase, 1. If the frequency is 67ms or 60Hz, monitor the time for 1.39ms (step 2). After this time has elapsed, the difference voltage ⁇ is obtained using the capacitor voltage V cosine table (step 3).
  • FIG. 6 shows how to derive the cosine table.
  • the current circuit of the system embodying the present invention is as shown in FIG. 6, and its circuit equation is expressed as follows.
  • curve a is the curve obtained by multiplying the line voltage waveform by the difference voltage ⁇ required to obtain the desired capacitor voltage and dividing by the peak value V of the line voltage waveform.
  • a curve b is obtained by multiplying the curve a as a basic curve by a coefficient in the capacitor voltage direction. This curve b compensates for the delay in the control calculation by the CPU. In addition, as the line voltage increases, the dvZdt decreases, and as described above, the current increases too much. Therefore, the voltage c is limited by the curve c of the voltage ⁇ which is necessary and sufficient to charge the capacitor.
  • the curve d connecting the curves b and c is the target cosine curve.
  • Step 4 When the line voltage reaches (Step 4), the thyristor is started to fire (Step 7), and the cycle of monitoring the line voltage of the next firing phase (Step 8) is repeated. Use to increase the capacitor voltage.
  • the load factor of the CPU can be reduced.
  • the content in the second embodiment is shown by the dotted line in FIG.
  • Fig. 3 during thyristor firing, the more the inrush current i flows, the more L'diZdt increases, causing a voltage drop and distortion of the line voltage waveform, and noise superimposed on the detected voltage waveform. In this case, a normal sine wave waveform cannot be obtained. In such a case, the difference voltage ⁇ obtained from the cosine curve and the line voltage
  • the line voltage waveform is distorted earlier than normal due to distortion of the line voltage waveform.
  • the firing timing of the previous thyristor is stored, and if the calculation result is such that the thyristor is fired at an earlier timing (here, 0.5 ms) (step 5), The thyristor is started to fire (Step 7) at a time (Step 6) earlier than the firing start time of (1) by one control cycle.
  • the set value can be determined according to the AC power supply and converter system, the inrush current can be suppressed, the charging time of the capacitor can be adjusted, and it can be applied to inverters using converters.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

　電源電圧の歪みによる誤点弧の回避や突入電流を一定に保ちながら、コンデンサ充電時間を短縮する。 　交流電圧を整流するサイリスタと、そのサイリスタを駆動するためサイリスタドライバへオンオフ制御信号を出力するＣＰＵと、交流電圧とコンデンサ充電電圧を測定するための電圧検出センサと、直流回路に接続されたコンデンサとを備えたサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法において、前記交流電圧と前記コンデンサ充電電圧を電圧検出センサで測定し、サイリスタ点弧相電圧とコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、前記サイリスタ点弧相電圧が前記差電圧より求められる特定電圧以下になった場合のみ前記サイリスタを点弧するものである。

Description

明 細 書
サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法
技術分野
[0001] 本発明は、交流電圧を直流電圧に変換するサイリスタコンバータ装置のコンデンサ 充電制御方法に関する。
背景技術
[0002] 従来のコンバータ装置では、ダイオードブリッジによる整流により流れる突入電流を 制限するための抵抗を電源ラインに挿入しなければならな ヽが、それでもコンデンサ が充電されて 、な 、状態から交流電源を投入すると始めに急峻に高 、電流が流れ てしまう。また、この電流を抑えるには電源ラインに挿入する抵抗を大きくしなければ ならないが、そうすることにより充電時間は長くなつてしまう。これを回避するためにサ イリスタを用いた充電制御が挙げられる。従来方法は交流電源の周期を測定し、位 相を推定することによりサイリスタの点弧タイミングをとつている。また、交流電源位相 を検出することによりサイリスタの点弧角を演算し、さらにサイリスタを点弧する時の交 流電圧とコンデンサ電圧を比較することで一定の電圧差でサイリスタ点弧するように 制御する方法もある（例えば、特許文献 1参照)。
このように、従来のサイリスタコンバータ装置では、交流電源位相検出および交流 電圧とコンデンサ電圧の比較により点弧角を制御してコンデンサを充電する、という 手順がとられていた。
特許文献 1：特開平 4-26372号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0003] 従来のコンデンサ充電制御方法では、電圧検出をそのまま用いた位相検出および 交流電圧とコンデンサ電圧の電圧差を求めて、点弧角を制御してコンデンサを充電 するという手順をとつているので、電源検出電圧が歪むような場合には正確な電源位 相検出や電圧検出ができず一定の電圧差にならないため、誤ったタイミングでサイリ スタを点弧するという問題があった。また、接続している電源インピーダンスやコンデ ンサ容量による充電時間のばらつき、 1相によるサイリスタ点弧制御により充電時間が 長くなるという問題もあった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電源電圧を 3相分検出す るとともにこの 3相検出電圧力ゝら線間電圧を演算し、電源電圧の歪みによる誤点弧の 回避や突入電流を一定に保ちながら、コンデンサ充電時間の短縮をすることができ る方法を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
交流電圧を整流するサイリスタと、そのサイリスタを駆動するためサイリスタドライバ へオンオフ制御信号を出力する CPUと、交流電圧とコンデンサ充電電圧を測定する ための電圧検出センサと、直流回路に接続されたコンデンサとを備えたサイリスタコン バータ装置のコンデンサ充電制御方法において、前記交流電圧と前記コンデンサ充 電電圧を電圧検出センサで測定し、サイリスタ点弧相電圧とコンデンサ充電電圧との 差電圧を求め、前記サイリスタ点弧相電圧が前記差電圧より求められる特定電圧以 下になつた場合のみ前記サイリスタを点弧することを特徴とするものである。
また、前記サイリスタの点弧開始間隔が、前回点弧開始間隔から所定時間を減じた 時間以上の場合は、前回点弧開始カウンタ値から 1を減じることにより前回の点弧開 始時間よりも 1制御周期早めて前記サイリスタを点弧することを特徴とするものである また、線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧（ AV
REQ
)を掛けて線間電圧波形のピーク値 V で割ったコンデンサ電圧 (V )対差電圧（
PEAK PN
Δ V )曲線 aを求め、 CPUによる制御演算遅れを補償するため、前記曲線 aをコン
REF
デンサ電圧 (V )方向に係数倍した曲線 bを求め、前記曲線 aにコンデンサを充電す
PN
るのに必要十分である電圧（Δν )を加算した曲線 cを求め、コンデンサ充電電圧（
ΜΙΝ
V )が低い領域では前記曲線 bを用い、高い領域では前記曲線 cを用いた曲線 dを
PN
求めることを特徴とするものである。
また、前記曲線 dをテーブルデータとした ROMを備えることを特徴とするものである 発明の効果
[0005] 請求項 1に記載の発明によると、サイリスタ点弧開始時の交流電圧とコンデンサ電 圧の差電圧をコサインカーブにより求められた電圧値にすることで、各サイリスタ点弧 時の突入電流を一定に保つことができる。
また、請求項 2に記載の発明によると、交流電圧に歪みがあり異常なタイミングで点 弧するパターンが算出された場合、前回の点弧時間より小さい点弧時間に変更する ことで、誤点弧による突入電流の過電流を防止できコンバータ装置やこれを利用する システムの故障を防ぐことができる。
図面の簡単な説明
[0006] [図 1]本発明の方法を適用するサイリスタコンバータ装置の構成を示すブロック図 [図 2]サイリスタがオフの時の検出電圧波形と線間電圧波形
[図 3]サイリスタが点弧時の検出電圧波形と線間電圧波形とコンデンサ電圧と PN母 称 流
[図 4]本発明で使用するコサインカーブ
[図 5]本発明の方法の処理手順を示すフローチャート
[図 6]本発明の方法を適用するサイリスタコンバータ装置の電流回路図
符号の説明
[0007] 1 交流電源
2 コンデンサ
3 サイリスタ'モジュール
4 電圧検出回路
5 CPU
6 サイリスタドライバ
7 交流電源 V
8 突入電流 i
9 リアクタンス L
10 抵抗 R
11 サイリスタ T 12 コンデンサ C
発明を実施するための最良の形態
[0008] 以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
実施例 1
[0009] 図 1は、本発明の方法を実施するサイリスタコンバータ装置の構成を示すブロック図 である。図において、 1は交流電源、 2はコンデンサ、 3はサイリスタ 'モジュール、 4は 電圧検出回路、 5は CPU、 6はサイリスタドライバ、 Pはサイリスタ 'モジュール 3の出力 側の正極直流母線、 Nはサイリスタ 'モジュール 3の出力側の負極直流母線である。 整流器としてサイリスタ 'モジュール 3があり 3相の商用交流電源 1からコンデンサ 2 に直流電力を供給するようになっている。 3相交流電源電圧とコンデンサ 2の両方の 電圧を電圧検出回路 4で検出し、この検出電圧信号を AD変換して CPU5へ入力す る。 CPU5は、電圧検出回路 4からの電圧検出信号に基づき所定の演算をしてサイリ スタドライバ 6を介してサイリスタ ·モジュール 3のゲートへゲートパルス信号を出力し サイリスタを点弧制御する。
[0010] 図 2はサイリスタコンバータ装置において、サイリスタがオフの時の検出電圧波形と 線間電圧波形であり、上図が N側サイリスタをダイオードとした場合の電圧検出回路 4で検出された商用交流電源 1の電圧を分圧した N側基準の検出電圧波形 V、V、
R S
Vであり、下図が CPU5によって V、 V、 Vを用いて演算された線間電圧波形 V
T R S T RS
、V 、V である。
ST TR
図 3はサイリスタコンバータ装置において、サイリスタが点弧時の検出電圧波形と線 間電圧波形とコンデンサ電圧と PN母線電流の状態を示している。
図 4は本発明のコンデンサ充電電圧を制御する上で用いるコサインカーブである。 図において、 V はコンデンサ電圧、 Δν は電源電圧とコンデンサ電圧との差電
PN REF
圧、 Δν はコンデンサ充電調整係数、 AV はコンデンサ充電必要十分差電圧
REQ ΜΙΝ
、 AV は線間電圧ピーク値である。曲線 aは、線間電圧波形に所望のコンデンサ
PEAK
電圧にするための必要な差電圧 Δν を掛けて線間電圧波形のピーク値 V で
REQ PEAK
割った曲線である。曲線 bは曲線 aを V 方向に係数倍し、曲線 cは曲線 aを Δν 方
PN REF
向に Δν を加算し、曲線 dは曲線 bと曲線 cの Δν 方向で低い値を取り曲線でつ
MIN REF ないだものである。
[0011] 図 5はサイリスタコンバータ装置において本発明を実施する処理手順を示すフロー チャートである。この図を用いて本発明の方法を順を追って説明する。
図 6は本発明の方法を適用するサイリスタコンバータ装置の電流回路図である。図 において、 7は交流電源、 8は突入電流 i、 9はリアクタンス L、 10は抵抗 R、 11はサイ リスタ T 、 12はコンデンサ Cである。
H
はじめに図 1において、商用交流電源 1とコンデンサ 2の電圧を電圧検出回路 4に て検出し、 CPUの AZDコンバータで変換処理した 3相交流電源電圧とコンデンサ 電圧をそれぞれ V、 V、 V、 V とする。この検出電圧 V、 V、 Vから線間電圧 V
R S T PN R S T RS
、v 、V を下記のようにして求める（ステップ 1)。
ST TR
V =V -V
RS R S
V =V -v
ST S τ
V =V -v
TR T R
とすると、図 2のように 3相検出電圧波形力 線間電圧波形が求められる。この線間電 圧を制御演算で用いることにより 3相検出電圧をそのまま用いるよりも N側電圧動揺 やノイズが相殺されて正 、電源電圧を得ることができる。次に線間電圧が減少傾向 にある時にサイリスタを点弧しなければならないので前回サイリスタ点弧相の線間電 圧の符号が変化した時を基準として、周波数 50Hzの交流電源であれば 1. 67ms, 60Hzであれば 1. 39msの時間監視を行う（ステップ 2)。この時間経過後、コンデン サ電圧 V 力 コサインデーブルを用いて差電圧 Δν を求める（ステップ 3)。ここ
PN REF
で図 4を用いてコサインテーブルの導出方法を記す。まず本発明を実施するシステム の電流回路は図 6のようになり、その回路方程式が下記のように表わされる。
[0012] L-di/dt+R-i+ l/C- J i-dt=v · · · (1)
(1)式において所望のコンデンサ電圧を得るには ί i'dtを調整する必要があり、制 御できるのは電源電圧とコンデンサ電圧の差電圧 Δν 、すなわちサイリスタ Τ のス
REF Η
イッチング制御のみである。この Δν を一定値にしてしまうと線間電圧の傾きの差
REF
力 電圧が高くなるにつれて傾きは小さくなるので、逆に ί i'dtは増えてしまう。そこ で図 4のような線間電圧 (コンデンサ電圧 V )が高くなるにつれて ΔΥ が減少する 曲線が必要となる。図において曲線 aは線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にす るための必要な差電圧 Δν を掛けて線間電圧波形のピーク値 V で割った曲
REQ PEAK
線である。この曲線 aを基本曲線としてコンデンサ電圧方向に係数倍したのが曲線 b である。この曲線 bは CPUによる制御演算遅れを補償するものである。また、線間電 圧が高くなるにつれて dvZdtが小さくなり、先に述べたように電流が増えすぎるため 、コンデンサを充電するのに必要十分である電圧 Δν の曲線 cで制限をかける。こ
ΜΙΝ
の曲線 bと曲線 cをつないだ曲線 dが目的のコサインカーブとなる。
図 2にもどって、このコサインカーブを用いて求められた Δν 以下に点弧相の線
REF
間電圧が達したなら (ステップ 4)、サイリスタの点弧を開始し (ステップ 7)、次の点弧 相の線間電圧の監視に移る (ステップ 8)というサイクルを繰り返し、線間電圧ピークま でコンデンサ電圧を上げて ヽく。
このように、 AV を任意で決めてやることによりコサインカーブを用いることで差電
REQ
圧 Δν が求められ、コンデンサ電圧を上げるための電流量を調整することができ、
REF
また、このコサインカーブをテーブル処理として ROM化（前記曲線 dをテーブルデー タとした ROMを備える）することで、 CPUの負荷率低減にもつながる。
実施例 2
図 5の点線内が実施例 2の内容である。図 3のようにサイリスタ点弧中は突入電流 i が流れれば流れるほど L'diZdtが増えて、電圧降下を起こし線間電圧波形の歪み が発生し、また、検出電圧波形にノイズが重畳した場合、正常な正弦波波形が得ら れなくなる。このような時、コサインカーブより求められた差電圧 Δν と線間電圧と
REF
の比較において、線間電圧波形の歪みにより通常よりも早い段階で Δν よりも線
REF
間電圧が低いと判断してしまい、サイリスタを点弧させ、過電流を起こしてしまう可能 性がある。そこで前回のサイリスタの点弧タイミングを記憶しておき、それより早いタイ ミング (ここでは 0. 5msとする）でサイリスタを点弧させるような算出結果となった場合 (ステップ 5)には、前回の点弧開始時間よりも 1制御周期早めた時間 (ステップ 6)をも つてサイリスタの点弧を開始する (ステップ 7)。
このようにノイズなどにより誤ったタイミングでサイリスタの点弧を開始するように判断 した時、前回の正しい点弧情報を用いることで、コンデンサの充電を止めることなぐ また、徐々にコンデンサ電圧を上げていくことができるので、コンバータ装置を用いた システムを停止させることを回避することができる。
産業上の利用可能性
交流電源、コンバータシステムにあわせて設定値を決めることができるため、突入 電流を抑えることやコンデンサの充電時間を調整することができ、コンバータを用いる インバータなどに適用できる。

Claims

請求の範囲
交流電圧を整流するサイリスタと、そのサイリスタを駆動するためサイリスタドライバへ オンオフ制御信号を出力する CPUと、交流電圧とコンデンサ充電電圧を測定するた めの電圧検出センサと、直流回路に接続されたコンデンサとを備えたサイリスタコン バータ装置のコンデンサ充電制御方法において、
前記交流電圧と前記コンデンサ充電電圧を電圧検出センサで測定し、サイリスタ点 弧相電圧とコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、
前記サイリスタ点弧相電圧が前記差電圧より求められる特定電圧以下になった場 合のみ前記サイリスタを点弧することを特徴とするサイリスタコンバータ装置のコンデ ンサ充電制御方法。
前記サイリスタの点弧開始間隔が、前回点弧開始間隔から所定時間を減じた時間 以上の場合は、前回点弧開始カウンタ値から 1を減じることにより前回の点弧開始時 間よりも 1制御周期早めて前記サイリスタを点弧することを特徴とする請求項 1記載の サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法。
線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧（Δν )を掛
REQ
けて線間電圧波形のピーク値 V で割ったコンデンサ電圧 (V )対差電圧 ( Δ V
PEAK PN RE
)曲線 aを求め、
F
CPUによる制御演算遅れを補償するため、前記曲線 aをコンデンサ電圧 (V )方
PN
向に係数倍した曲線 bを求め、
前記曲線 aにコンデンサを充電するのに必要十分である電圧（Δν )を加算した
ΜΙΝ
曲線 Cを求め、
コンデンサ充電電圧 (V )が低 、領域では前記曲線 bを用い、高 、領域では前記
PN
曲線 cを用いた曲線 dを求めることを特徴とする請求項 1記載のサイリスタコンバータ 装置のコンデンサ充電制御方法。
前記曲線 dをテーブルデータとした ROMを備えることを特徴とする請求項 3記載の サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法。
PCT/JP2004/010406 2003-07-30 2004-07-22 サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法 Ceased WO2005013472A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/341,856 US7368891B2 (en) 2003-07-30 2006-01-30 Charge control method of capacitor in thyristor converter

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003283060A JP4337032B2 (ja) 2003-07-30 2003-07-30 サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法
JP2003-283060 2003-07-30

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US11/341,856 Continuation-In-Part US7368891B2 (en) 2003-07-30 2006-01-30 Charge control method of capacitor in thyristor converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005013472A1 true WO2005013472A1 (ja) 2005-02-10

Family

ID=34113799

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2004/010406 Ceased WO2005013472A1 (ja) 2003-07-30 2004-07-22 サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7368891B2 (ja)
JP (1) JP4337032B2 (ja)
WO (1) WO2005013472A1 (ja)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120229100A1 (en) * 2011-03-11 2012-09-13 Renault S.A. S. Optimized software-driven soft-start algorithm
DE102017200428B3 (de) 2017-01-12 2018-06-21 Carl Zeiss Smt Gmbh Projektionsbelichtungsanlage sowie Verfahren zum Vermessen eines Abbildungsfehlers
US10124680B1 (en) 2017-06-28 2018-11-13 Lear Corporation Methods and systems for pre-charging on-board charger of vehicle
US10351004B1 (en) 2018-01-03 2019-07-16 Lear Corporation Pre-charging DC link capacitor of on-board charger (OBC) using traction battery
JP6994686B2 (ja) * 2018-08-10 2022-01-14 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
CN116418122B (zh) * 2023-06-12 2023-09-08 深圳市利业机电设备有限公司 一种配电方法、装置及全数字化智能综合配电柜

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0426372A (ja) * 1990-05-17 1992-01-29 Yaskawa Electric Corp 電源立ち上げ方法
JP2000287452A (ja) * 1999-03-29 2000-10-13 Shinko Electric Co Ltd パルス幅変調コンバータ
JP2002247760A (ja) * 2001-02-15 2002-08-30 Toshiba Corp 直列補償装置の起動方法

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3663943A (en) * 1970-09-15 1972-05-16 Fuji Electric Co Ltd Automatic voltage regulating system for a dc load
US5075608A (en) * 1974-06-24 1991-12-24 Erdman David M Control system, electronically commutated motor system, draft inducer apparatus and method
US4234842A (en) * 1978-04-03 1980-11-18 Westinghouse Electric Corp. Voltage regulator and flicker compensator
JPS6013390B2 (ja) * 1978-09-04 1985-04-06 株式会社日立製作所 電力変換装置の制御装置
JPS5574389A (en) * 1978-11-27 1980-06-04 Fanuc Ltd Drive circuit for permanent magnet type dc motor
US4340807A (en) * 1980-01-10 1982-07-20 Xerox Corporation Open loop fuser control
US4697126A (en) * 1982-03-19 1987-09-29 General Electric Company Control method for direct current motor
JPS59122372A (ja) * 1982-12-27 1984-07-14 Toshiba Corp 電力調整装置
DE3434607A1 (de) * 1984-09-18 1986-03-27 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren und vorrichtung zum betreiben eines abschalthyristors
US4585982A (en) * 1984-12-10 1986-04-29 General Electric Company Third harmonic auxiliary impulse commutation inverter with means for precharging commutation capacitor
US5347441A (en) * 1989-09-18 1994-09-13 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Thyristor converter system with higher harmonics suppression
US5343079A (en) * 1991-02-25 1994-08-30 Regents Of The University Of Minnesota Standby power supply with load-current harmonics neutralizer
JP3382434B2 (ja) * 1995-09-22 2003-03-04 キヤノン株式会社 電池電源の電圧制御装置および電圧制御方法
GB2320814B (en) * 1996-12-31 2000-11-29 Redcliffe Magtronics Ltd An apparatus for altering the magnetic state of a permanent magnet
SE514964C2 (sv) * 1999-09-22 2001-05-21 Abb Ab Förfarande och anordning för styrning av släckvinkeln för en nätkommuterad strömriktare

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0426372A (ja) * 1990-05-17 1992-01-29 Yaskawa Electric Corp 電源立ち上げ方法
JP2000287452A (ja) * 1999-03-29 2000-10-13 Shinko Electric Co Ltd パルス幅変調コンバータ
JP2002247760A (ja) * 2001-02-15 2002-08-30 Toshiba Corp 直列補償装置の起動方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20060186861A1 (en) 2006-08-24
JP2005051953A (ja) 2005-02-24
US7368891B2 (en) 2008-05-06
JP4337032B2 (ja) 2009-09-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101981800B (zh) 功率转换装置
US10910958B2 (en) Control apparatus for power conversion system
JP5822304B2 (ja) 充電装置
JP2008245450A (ja) 電力変換装置
CN103765752B (zh) 直流电源装置
WO2005013472A1 (ja) サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法
CN112710901A (zh) 直流母线电容检测电路及方法
KR101035464B1 (ko) 전원공급회로 및 그 ｐａｍ 제어방법
JPH05184157A (ja) インバータ装置の出力電圧誤差補正装置
CN105075084B (zh) 电力转换装置
JPH0576180A (ja) コンバータ装置の故障表示方法
JP5674447B2 (ja) 電圧検出回路、及び電圧変換回路
JP3961868B2 (ja) 電力変換装置
JP7832472B2 (ja) 電力変換装置
JPH07264870A (ja) Ｐｗｍ制御電圧形インバータ
JP2745168B2 (ja) 誘導加熱調理器の鍋材質検知装置
JPH1189245A (ja) インバータ装置
JP4561215B2 (ja) サイリスタコンバータ装置
JPH10127046A (ja) 昇圧形コンバータの制御回路
JPH07337088A (ja) インバータ
JP4848829B2 (ja) 電源回路制御装置
JP2000316275A (ja) 電力供給装置
JP2001320881A (ja) 電力変換器の制御装置
JP2000236669A (ja) 携帯用発電機
JP3031362B1 (ja) 誘導加熱調理器

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 11341856

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 11341856

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase