WO2004102912A1

WO2004102912A1 - 変調方法、変調装置、復調装置及び無線通信システム

Info

Publication number: WO2004102912A1
Application number: PCT/JP2004/006860
Authority: WO
Inventors: Genichiro Ota; Kazunori Inogai
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2003-05-14
Filing date: 2004-05-14
Publication date: 2004-11-25
Also published as: EP1617612A1; US20060233282A1

Abstract

第１及び第２の直交変調器１０９、１１０は、それぞれシンボル周期の２／４周期の遅延差が与えられたナイキスト信号同士を、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する。第３の直交変調器１１３は、第１の直交変調器１０９により得られた変調信号と第２の直交変調器１１０により得られた変調信号とを、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する。これにより、１シンボル期間Ｔ内に４つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号を得ることができる。

Description

明細書変調方法、変調装置、復調装置及び無線通信システム技術分野

本発明は、周波数利用効率を向上させるための変調方法、変調装置、復調装置及び無線通信システムに関する。背景技術

近年、情報処理技術の普及といわゆる I T (Information Technology) 化社会の急速な進展により、情報通信に対する要求と拡大は目覚しいものがある。社会と社会の間は当然のことながら、さらには個人と社会をつなぐ通信ィンフラについても、高速化と無線化が望まれている。こうした移動通信に対する一層の需要は、豊富な周波数資源をも枯渴させてしまう。

現在、この課題の解決に対して M I MO (Multilnput Multi Output) と呼ばれる自然空間における空間多重通信が研究されている。し力し、時々刻々変化する伝搬環境を利用しての通信高度化は、基地局のみならず個人の持つ端末機器においても多大の信号処理を行う必要があり、消費電力の増大や装置の重厚長大化、しいてはコスト増加を招くものである。したがって本質的な解決方法としては、ベースバンドにおける変調効率の向上が切望されるところである。現在の移動通信の変調方式は、いわゆるディジタル通信といわれる直交位相変調を基調とするもので、現在のところ最も高い周波数利用効率が得られるものである。その頂点にあるものが直交位相振幅変調（QAM) である。この変調方式を用いて移動環境下で通信を行う場合、高速変動を伴うマルチパスフェ一ジングの下では 1 6 Q AMが最大であり、 4 b i t Z s e _{C /} 2 H zすなわち 2 b i t / s e c /H zが頂点となっている。

この通信を複数のアンテナを用いて複数の伝播経路を用いることにより、可能な限りの独立性を確保してさらなる周波数利用効率を求める研究がなされている。例えば垂直偏波と水平偏波を用いれば同一の周波数上で別々の情報を送ることが可能なので、それぞれに 16QAMを用いれば、理論上は最大で 4 b i t/s e c /Hzの周波数利用効率が達成できる。し力し、反射波や移動環境において垂直偏波と水平偏波の直交性（独立性）を受信側で完全に生かすための信号処理は、これまでの装置を 2倍持つ以上に大きな負担となる。

同様に N本のアンテナを用いて、 N倍の伝送速度を追求する研究もなされているが、 N本の伝搬路の独立性を完全に確保することは困難なことは言うまでもない。

したがって時々刻々変化する伝搬環境を利用するのではなく、基本的にはべースバンドにおける変調効率の向上を図ることが先決である。

これまで周波数利用効率を高めた技術基盤はナイキスト理論いわれる、隣接信号波と直交性の高い（すなわち隣接信号シンボルと干渉性の低い）独立信号波利用技術と、パーシャルレスポンスあるいはウエーブレツトといわれる隣接信号波との符号間干渉を低減する技術である。この種の技術として、例えば特開 1988— 92143号公報に記載されたものがある。

ナイキスト理論の最も代表的な例は、 s i n (X) /xで示される。この信号を表す関数を s i n c関数という。 s i n c関数は、孤立波であるとともに、隣接信号波の信号点においてはゼロクロスになるので、お互いに干渉しない。従来の通信では、 s i n (X) Zxの Xを、時間軸変数としたものが位相変調（PSK) や直交振幅変調（QAM) であり、周波数軸変数としたものが直交周波数多重通信（OFDM) である。時間軸と周波数軸は物理的には直交するので、これらはさらに一方を一次変調とし他方を二次変調として例えば 16 QAM— OFDMとすることが可能である。この変調方法は、高い周波数利用効率の維持と移動通信能力の確保を実現するなど、高度の通信効果を得ている。ここで従来のディジタル変調技術について詳しく説明する。ディジタル変調は高い周波数利用効率を実現することが主たる目的の一つである。その技術を帯域制限技術という。すなわち与えられた周波数帯域幅内で可能が限りの高い情報伝送を実現する技術のことである。アナ口グ伝送では情報量そのもので変調を行うために冗長であるだけでなく圧縮や高能率化変調を行う余地が少なレ、。

ディジタル変調の帯域制限技術はナイキストフィルタを用いる方法が代表的である。ナイキストフィルタを用いる方法は、シンボルにナイキスト特性を与えることにより時間軸上の信号（シンボル）間干渉を低減して密度の高いシンポル埋め込みを図る方法である。

信号間干渉を防ぐにはシンポル区間周期毎にゼロク口スしなければならない。これをナイキスト第 1基準という。これを満たすフィルタをナイキストフィルタと呼ぶ。このナイキストフィルタを実現する代表例が、 s i n e関数である。シンボル周期を Tとするときの s i n c関数 h ( t)は次式で表される。 h ( t) = s i n (π t/T) / (π t/T) (1) ディジタノレフィルタで、このナイキストフィルタを構成する場合は、ベースバンド入力信号（シンボル）を 4倍のオーバサンプリングで取り込む。

ここで、ナイキストフィルタにより帯域制限される度合いは、ロールオフ率で定められる。ロールオフ率は 0から 1までの値を取る。例えばロールオフ率が 0. 5の場合は、所要帯域幅が伝送速度の 1. 5倍となる。このため周波数利用効率を高めるためには、ロールオフ率を 0にすることが望まれる。

図 1は、従来のディジタル直交変調（QPSK) の原理図である。 I軸信号は c o s i n e搬送波上に載せられるので位相ゼロに信号点すなわちナイキスト波の頂点が配置される。 Q軸信号は s i n e搬送波上に載せられるので位相 2に信号点すなわちナイキスト波の頂点が配置される。 I軸信号については、情報信号が" 1" の場合に上に凸の極性とすると図 1中の I軸信号（+ 1) として示した波形位置に配置される。情報信号が" 0" または" 一1" の場合に下に凸の配置となるので図 1中の I軸信号（一1) として示した波形位置に配置される。同様に Q軸信号については、情報信号が" 1 " の場合に上に凸の極性とすると図 1中の Q軸信号（+ 1 ) として示した波形位置に配置される。情報信号が" 0 "または"一1 "の場合に下に凸の配置となるので図 1中の Q軸信号（一 1 ) として示した波形位置に配置される。

従来の方法ではナイキスト波形が完全にシンボル期間 Tの間に 1つとなつている。これは N R Z (non-return-to-zero) 信号のナイキスト信号化を行つているためであり、ナイキスト波の縁部分すなわち図 1で示せば I軸信号 (+ 1 )の場合に位相 πの位置では Nullとなるものの、電位として Nullすなわちゼロ電位になるわけではない。このため、 O F DMのように隣接シンボルを π 位置に配置できない。

その状態を図 2に示す。図 2は直交変調の I軸信号のみに着目したものである。ナイキスト理論からすれば、位相間隔 π毎にシンボルを配置できるはずであるが、ナイキスト波の Null点はゼロではなく" 一1 " となっている。このため、後続の隣接シンボルのナイキスト波と完全に干渉してしまうことになり、合成値がゼロになってしまう。すなわち、ナイキスト理論から見た π位相へのシンポノレ配置は不可能なのである。

以上が、従来のディジタル変調方式の現状であり、周波数利用効率の向上を押し止める原因である。

上述したように従来提案されている変調方式は、ほぼ共通して I _ Q平面上に築かれたものである。この平面は 2次元である。したがって基本的には多値化しないかぎりは 1シンボル期間内に送ることができる情報は 2ビットである。そして現在のところ、高速移動の環境下では 1 6 Q AMが実際上最も周波数利用効率の良い変調方式となっている。し力しながら、限られた周波数資源のもとで、さらに多くの情報を伝送するためには、一段と周波数利用効率の良い変調方式の実現が望まれる。発明の開示本発明の目的は、従来の変調方式よりも周波数利用効率を向上させることができる変調方法、変調装置、復調装置及び無線通信システムを提供することである。

この目的は、第 1の入力シンボルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して前記入力シンポルのシンボル周期の 1 4周期の整数倍の遅延差を与えた第 2の入力シンポルのナイキスト信号とを、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調することにより達成される。図面の簡単な説明

図 1は、従来のディジタル直交変調（Q P S K) の原理説明に供する図；図 2は、従来の直交変調のシンボル配置とナイキスト理論から新たにシンポルを考えるべき位置とを示す図；

図 3は、本発明により新たなシンポルが加わった場合のコンスタレーシヨン例を示す図；

図 4は、ナイキスト波の多重とシンポノレ期間を示す図；

図 5は、本発明による Q P S K環の置き方を示す図；

図 6は、本発明の基本となる変調波の信号配置と方法を示す図；図 7は、搬送波によるナイキスト波の変調の説明に供する波形図；図 8は、搬送波の周波数をシンボル周期の奇数倍に設定すれば TZ 2点で干渉が生じないことを示す波形図；

図 9は、ナイキスト波形を用いれば I軸及び Q軸でシンボル区間内に 2ビットを送れることを示す図；

図 1 0は、 I軸、 Q軸それぞれにナイキスト信号を π間隔で挿入した場合を示す図；

図 1 1は、本発明における I軸と Q軸への各々への新たなシンポルの揷入位置を示す図；図 12は、本発明の実施の形態 1に係る変調装置の構成を示すプロック図；図 13は、実施の形態 1の変調装置により得られる変調信号の波形を示す波形図；

図 14は、本発明の実施の形態 1に係る復調装置の構成を示すプロック図；図 15 (a) は、ナイキスト成形後の入力シンボルの波形を示す図；図 15 (b) は、 1次変調用搬送波を示す波形図；

図 15 (c) は、実施の形態 1の変調装置によって、図 15 (b) の 1次変調用搬送波を図 15 (a) の入力シンボルで変調したときの 1次変調波形を示す波形図；

l 6 (a) は、実施の形態 1の変調装置により得られる 2次変調波の包絡線を示す図；

図 16 ( b ) は、実施の形態 1の変調装置により得られる 2次変調波のスぺクトルを示す図；

図 17は、実施の形態 1の変調装置により得られる変調信号と、従来の QP S K、 16 QAMとの通信品質を比較したシミュレーシヨン結果を示す図図 18は、実施の形態 2の変調装置の構成を示す図

図 19は、実施の形態 2の復調装置の構成を示す図

図 20は、実施の形態 3の変調装置の構成を示す図

図 21は、実施の形態 3の復調装置の構成を示す図

及び

図 22は、実施の形態 4の変調装置の構成を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

(実施の形態 1 )

先ず、本発明に至つた過程と本宪明の原理について説明する。

本発明の発明者らは、もし I—Q平面上に 4次元空間を構築できれば、 1シンポル期間内に送ることができる情報は 4ビット（Q P S Kの場合）となり、周波数効率は 2倍に改善されると考えた。

伹し、複数の Q P S K環を I一 Q平面上に置くことは不可能なので、図 3に示すように、少なくとも第 3の軸を I—Q平面上に直交して設ける必要がある。ここで必要となるのは当然のことであるが、どのような物理量で新たな軸を作るのかということである。本発明では、第 3の軸（Z軸）を位相次元として考えることとした。

ここで Q P S K環を 1シンボル期間内に 2基収容するとは、すなわち I軸上にナイキスト波を 2個配置することを意味する。図 4はこれを示したものである。ナイキスト波は 2シンボル期間で主要な部分が構成され、その直交性はシンボル期間 T毎に得られる。したがって 1シンボル期間内に 2箇所の直交性を確立するためには、図 4 ( b ) に示すようにシンボル期間を 1 Z 2に短縮することが不可欠である。従来の方法でこれを実現しょうとすると、周波数帯域幅は 2倍を要することとなり、周波数利用効率の向上につなげるための方法は S S B (Single SideBand) 化が想起されるのみであった。

本発明は、このような考察に基づいてなされたもので、 1シンボゾレ期間内に 2個のナイキスト波を収容する方法（以下これを dual QPSK方式と呼ぶ）を提供するものである。

先ず、本発明の dual QPSK方式における Q P S K環の置き方について説明する。 dual QPSK方式は位相間多重を図ったものであり、 Z軸を位相変調の位相差成分と定義すると、図 5のような配置（但し図 5は π /2- offset dual QPSKを示す）となる。

図 6に、本発明による dual QPSK方式の基本的な考え方を示す。この図を見て容易に理解できるように、実施の形態の方式は独立した包絡線を 4個保有する。あたかも搬送波を構成する解析信号による円筒の上に独立した 4基のナィキスト波包絡線を貼り付けたようなモデルとなる。 1シンボル期間内に 4基のナイキスト波を収容するためにそれぞれのシンボル点は 9 0度毎に差をつけて酉己置する。

図 4に戻って説明する。 1シンボル期間内でナイキスト波を 2個配置すると、図 4 (a) に示すようにシンボル間干渉が発生するため従来はナイキスト波を点 TZ2に配置していない。本発明の発明者らは、ナイキスト波に特定の搬送波周波数において変調を施せば、シンボル間干渉が回避できることを見出して、本発明に至った。

図 7を用いて、本発明による dual QPSK方式を具現化する基本的考えを示す。図 7 (a) 、 (b) はともにシンポノレ周期 Tのナイキスト波に周期 2丁のコサイン波を乗算（変調）したものを重ねて示したものである。この図からも明白なとおり、変調後の波形もナイキスト波であることが分かる。ただし、周期は元のナイキスト波の 1 2となる。これを数式で示すと、ナイキスト波は s i n c関数で表せるので、シンボル周期 Tのナイキスト波と周期 2 Tの搬送波（コサイン波）の積は、次式のようになる。

. t . 7tt Tit 2τΛ

sin— , si ~ cos— si — .

——— xcos—— =—— ― = _η = (sinc(—— )) ) τ τ τ

(2) 式からも分かるように、.積（変調出力）も _S i n c関数であり周期は

T/2となる。このため、変調後の信号同士を加え合わせても相互の干渉は生じない。図 7 (c) は、合成した際の波形を示している。

このように、コサイン波（搬送波）を、互いにシンボル周期の 1/4の整数倍の遅延差を与えた 2つのナイキスト信号に乗算することが本発明の第 1の要件である。これにより、コサイン波を乗算した後の（すなわち変調後の） 2 つのナイキスト信号は、互いに干渉しなくなる。

ただし、周期 2 Tの搬送波は、変調後に DC (直流）領域を含むので搬送波周波数を高める必要がある。しかしながら単純に搬送波周波数を高めると、ナィキスト波のシンボル点が互いに干渉してしまう。

本発明の第 2の要件は、前記コサイン波（搬送波）の周波数をナイキスト信号の基本周波数の奇数倍に設定することである。つまり、乗算するコサイン波 (搬送波）の周期を 2 TZ ( 2 n + l ) とする。図 8に、ナイキスト波形に、周期が 2 T/ ( 2 n + l ) の搬送波を乗じた場合の波形を示す（n = 0， 1 , 2の例）。図 8からも明らかなように、本発明のように 2 Tを基本周期とする奇数次高調波を用いれば、 T/ 2ごとに配置したナイキスト波のシンボル点を干渉させずに済むことができるようになる。因みに図 8は、搬送波の周期を 2 T、 2 Τ/ 3、 2 Τ/ 5にしたものを示している。

すなわち本発明の骨子は、第 1の入力シンポルのナイキスト信号と、このナィキスト信号に対して入力シンポルのシンボル周期の 1ノ 4の整数倍の遅延差をもった第 2の入力シンポルのナイキスト信号とを、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する直交変調器を設けることである。このような直交変調器を設けるようにすれば、二重の直交変調を行った場合でもナイキスト信号同士を干渉させずに、 4 つのナイキスト信号を 1シンボル期間内に配置することができ、同一周波数帯域内に従来の 2倍のシンボルを収めることができるようになる。

さらに別の見方で本発明の原理を説明する。図 9は、ナイキスト波形を用いれば、 I軸及ぴ Q軸でシンボル区間内に 2ビットを送れることを示している。 I軸と Q軸は、直交変調上では π / 2の位相差を持つことは周知のとおりである。

図 1 0は、従来の I軸と Q軸による 2次元への信号対応（コンスタレーション）を超えて、本発明による新たな 2軸が加わって 4次元空間をもたらすことを示すものである。因みに、図 1 0中の I軸（負）、 Q軸（負）、 S軸（負）、 Τ軸（負）の 4つの軸は互いに独立であり、これらで構成されるコンスタレ一シヨンは 4次元となる。また図 1 0中の点線は、 1次変調を行うことでもう一つずつシンボルを置くことができることを示している。図に示すように、 I軸、 Q軸それぞれにナイキスト信号を π間隔で挿入する。このとき、従来からの位相点と新たな位相点との間にはナイキスト信号の直交性はなく、すなわち相手側の信号点に対して Nullとなることは保証されない。

そこで本発明では、図 7に示したように、この新たな位相点へのシンボル配置を可能とするために、従来のシンボルと新たなシンボルを単純に加えるのではなく、コサイン波（搬送波）を乗算することで直交性を与える。さらに上述したように、コサイン波（搬送波）をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数とすることで、帯域が広がることを抑制する。

図 1 1は、本発明における I軸と Q軸への各々への新たなシンボルの挿入位置を示した図である。この図からも分かるように、本発明では πの位相差関係にある 2信号を直交変調する。換言すれば、本発明は 2重の直交変調を行うものである。

図 1 2に、本宪明の実施の形態 1に係る変調装置の構成を示す。変調装置 1 00は無線通信システムの送信側に設けられている。変調装置 1 00は 4系統のデータ信号（入力シンボル） B i t l、 B i t 2、 B i t 3、 B i t 4に対してシンボル区間 Tを 4等分の 1ずつした遅延差を付加する遅延器群 1 0 2、 1 0 3、 1 04と、シンボル区間 Τの 1 2の遅延差を持つ信号同士を入力とする 2群の第 1及び第 2の直交変調器 1 09、 1 1 0と、その出力を入力とする第 3の直交変調器 1 1 3とを有し、 4系統の情報に対して 2段構えの直交変調を施して 2重の Q P S Κ処理を施すようになっている。

変調装置 100は送信データ（TXD a t a) をシリアルパラレル変換回路 (SZP) l O lにより 4系列に並列化する。次に並列化したビット B i t 1、 B i t 2、 B i t 3、 B i t 4に対して、遅延器 1 02、 10 3、 104によつて、シンボル周期 Tの 1 4である T/4の遅延差を付加する。これにより、シンポル区間内の 4等分の位相点にシンボルが配置される。つまり、位相ゼロ、位相 π/2、位相 π、位相 3 π/ 2の位置に配置される。

変調装置 100は、遅延処理後の 4信号をそれぞれナイキストフィルタ 10 5、 1 06、 1 0 7、 108により成形し、 2の遅延差関係（つまり位相差 πの関係）にある 2信号同士の 2組に分けて、第 1の直交変調器 1 09及ぴ第 2の直交変調器 1 1 0に入力させる。

第 1の直交変調器 1 09はナイキスト信号を周期 2TZ (2 n+ 1) , (n：整数）の搬送波で一次変調することにより、入力した 2信号を合成する。同様に、第 2の直交変調器 1 1 0はナイキスト信号を周期 2 TZ ( 2 n + 1 ) , (n：整数）の搬送波で一次変調することにより、入力した 2信号を合成する。このようにして得られた 2系統の変調信号は、バンドパスフィルタ（B P F) 1 1 1、 1 1 2に入力される。バンドパスフィルタ 1 1 1、 1 1 2は、一次変調により発生したイメージ信号及ぴスプリアス成分を除去し、フィルタリング後の信号を第 3の直交変調器 1 1 3に送出する。

第 3の直交変調器 1 1 3は、入力された 2系統の変調信号を高次周波数（ω c) で直交変調する（2次変調）。第 3の直交変調器 1 1 3から出力される 2 次変調後の信号は、バンドパスフィルタ 1 14によりィメージ信号及びスプリァス成分が除去された後に、無線伝搬路に送出される。

かくして、変調装置 1 00により、 4本の入力信号情報が 1シンボル期間内に 90度ずつの差をもつナイキスト波として収容された変調信号が得られる。図 1 3にその概念図を示す。 I軸信号上に TZ 2差で収容した 2信号のナイキスト合成波があり、 Q軸信号上に I軸とは Τ,4の差でスタートするナイキスト合成波がある。シンボル周期 Tの 1Z4の時間差で並ぶ時刻 t !, t ₂, t ₃, t ₄の包絡線上に 4信号の信号点が表現される。

図 14に、変調装置 100によって形成された変調信号を復調する復調装置 200の構成を示す。復調装置 200は、無線通信システムの受信側に設けられている。復調装置 200は変調信号を第 1の直交復調器 20 1に入力する。第 1の直交復調器 200は入力した変調信号を高次周波数（ ω _c) で直交復調することにより、第 1及び第 2の復調信号を得る。

この 2系統の復調信号は、バンドパスフィルタ 202、 203を介して第 2 及ぴ第 3の直交復調器 204、 205に入力される。第 2及び第 3の直交復調器 204、 205は、それぞれ、周期 2Tノ（2 n+ l) ， (n：整数）の搬送波で入力信号を直交復調する。

そして第 2及ぴ第 3の直交復調器 204、 205から出力された 4系統の復調信号は、ナイキストフィルタ 206、 207、 208、 209及ぴシンボル区間 Tを 4等分の 1ずつした遅延差を付加する遅延器群 210、 21 1、 21 2を介して復調ビット81 も 1、 81 七 2、 81 七 3、 81 4とされる。復調ビッ B i t l、 B i t 2、 B i t 3、 B i t 4はパラレルシリアル変換回路（PZS) 213により直列化され、これにより受信データ（RXo u t) が得られる。

このように復調装置 200を用いれば、変調装置 100により変調された信号を良好に復調して元の変調前のビットを復元することができる。

次に、図 12に示す変調装置 100を送信側に設け、図 14に示す復調装置 200を受信側に設けた無線通信システムの、変調動作の確認と AWGN環境下で BE Rのシミュレーションを行ったので記載する。

本発明で重要なことは、ナイキスト波をシンボル周期の 1/2に配置できるかどうかにある。これは 1次変調において確認するものである。図 15にこれを確認するためのシミュレーション結果を示す。図 15 (a) はシンボル入力 (ナイキスト成形後）を示し、図 15 (b) は 1次変調用搬送波を示し、図 1 5 (c) は 1次変調出力信号を示す。因みに、これらは I軸または Q軸の一方に相当する。図 15 (a) のナイキスト入力と図 15 (c) の 1次変調出力を見ると、ナイキスト波の信号点が確実に表現されていることが分かる。

図 16に、 2次変調出力波とその帯域幅を示すスペクトルを示す。 2次変調においては直交変調により I軸成分と Q軸成分が合成され 4種類の包絡線が合成されたものとなる（図 16 (a) ) 。またスぺクトル（図 16 (b) ) からは帯域幅が 1 Hzであることが分かる。入力のシンポル周期は 1 s e c (ナィキスト波周期： 0. 5Hz) としてシミュレーションを行ったので、変調により両側波が発生して 1 H _Z 一 3 d Bとなっていることは理論が正しいことを示している。次に、本発明の変調方式の通信品質が 16 QAMより優れていることが周波数利用効率改善の大前提となる。図 17に、 AWGN環境下でのBER対Sノ Nのシミュレーション結果を示す。このシミュレーション結果から、本発明の変調方式は QP SKとほぼ同等の BERを示し、同等の伝送速度をもつ 16 Q AMに対しては 10— ²点でも 4 d B以上の S/N特性を示す優れたものであることが分かる。

かくして本実施の形態によれば、それぞれシンボル周期の 1/2 (2/4) の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第 1及び第 2の直交変調器 109、 110と、第 1の直交変調器 109により得られた変調信号と、第 2の直交変調器 110により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第 3の直交変調器 113とを設けたことにより、帯域幅を広げることなく、従来の 2倍のシンポルを収容した変調信号を形成し得る変調装置 100を実現できる。

(実施の形態 2)

上述した実施の形態 1では、 1シンボル期間に伝送できる情報量が 4ビットであった。これは従来の 16 QAMに匹敵するものである。他方、従来の変調方式では 64 QAMなどのさらに多値化を図った方式がある。この実施の形態では、変調方式による更なる高能率化を行い、従来の多値化に対応する方法を提案する。

図 18に、本発明の実施の形態 2による変調装置の構成を示す。図 18では、図 12との対応部分には同一符号を付し、その部分についての説明は省略する。変調装置 300は送信データ（T XD a t a ) をマツビング処理部 301に入力する。マッピング処理部 301は送信データ（TXDa t a) に対して並列化処理と誤り訂正符号化を主とするマッピング処理を施す。マッピング処理部 301は、処理後の 1ビット目と 2ビット目を加算器 302に、 3ビット目と 4ビット目を加算器 304に、 5ビット目と 6ビット目を加算器 303に、 7 ビット目と 8ビット目を加算器 3 0 5に送出する。

各加算器 3 0 2〜 3 0 5は、入力した 2ビットの信号を加算することにより 2ビットの信号をまとめる。加算器 3 0 2の出力はナイキストフイノレタ 1 0 5 に送られ、他の加算器 3 0 3〜3 0 5の出力は遅延器 1 0 2〜1 0 4を介してナイキストフィルタ 1 0 6〜1 0 8に送られる。これにより、各ナイキストフィルタ 1 0 5〜1 0 8から出力されるナイキスト信号は 1波で 2ビット分の情報をもつようになる。続く処理は、図 1 2と同様である。

図 1 9に、変調装置 3 0 0によって形成された変調信号を復調する復調装置 4 0 0の構成を示す。復調装置 4 0 0は無線通信システムの受信側に設けられている。なお図 1 9では、図 1 4との対応部分には同一符号を付し、その部分についての説明は省略する。復調装置 4 0 0は、ナイキスト信号をアナログディジタル変換するアナログディジタル変換器 (A/D) 4 0 1〜4 0 4を有することと、デマッピング処理部 4 0 5を有することを除いて、図 1 4の復調装置 2 0 0と同様の構成でなる。

各アナログディジタル変換回路 4 0 1〜4 0 4は、ナイキストフィルタ 2 0 6〜2 0 9から出力されるナイキスト信号を閾値判定することにより、 2ビット分の情報を得る。デマッビング処理部 4 0 5は、入力した 8系統のビットに対して、直列化処理と誤り訂正複号化処理を主とするデマッビング処理を施すことにより、受信データ（R X o u t ) を得る。

かくして本実施の形態によれば、実施の形態 1の構成に加えて、ナイキスト信号自体を多値化したことにより、実施の形態 1と同一周波数帯域内で実施の形態 1の 2倍のデータを伝送できるようになり、さらなる周波数利用効率の向上が可能となる。

(実施の形態 3 )

図 1 2に示した実施の形態 1ならぴに図 1 8に示した実施の形態 2においては、並列信号とした送信データをシンポノレ区間内の 4等分の位相点にシンポル配置した後、すなわち位相ゼ口、位相 πノ 2、位相 π、位相 3 π 2の位置に置いた後に一次変調で位相ゼロと位相 πのシンボルを直交変調し、同時に位相 2と位相 3 π / 2のシンボルを直交変調した。すなわち位相差 π (すなわちシンポノレ周期の 1 2の遅延差）をもつシンポル信号を一次変調した。この結果、受信側では第 1段階で位相差 π Ζ 2の直交復調を行うことになる 1 動的変化の激しい環境下での直交復調は、位相差 πの復調よりも位相間誤差が大きくなる可能性が高く、符号間干渉や伝送上のひずみに弱いと考えられる。このためこの実施の形態では、第 1、第 2の直交変調では位相差 _π , 2 (すなわちシンボル周期の 1 Z 4の遅延差）の関係にあるシンボル同士を扱うものとする。

図 1 8との対応部分に同一符号を付して示す図 2 0に、本発明の実施の形態 3による変調装置 5 0 0の構成を示す。前述の通り、第 1及ぴ第 2の直交変調器 5 0 1、 5 0 2では、シンポル周期の 1 4の遅延差を有するナイキスト信号を入力して位相差 π Ζ 2の通常の直交変調を行うので、用いる搬送波周波数は ω c とする。他方、第 3の直交変調器 5 0 3では位相差 πでの合成を行うので、用いる搬送波周波数は（2 η + 1 ) ω οとする。この場合、（2 η + 1 ) ω οによるシンボル半周期点での干渉軽減効果を確実なものとするためには ω c 'を ω 0の偶数倍の周波数とすべきである。

図 1 9との対応部分に同一符号を付して示す図 2 1に、本発明の実施の形態 3による復調装置 6 0 0の構成を示す。復調装置 6 0 0は受信側に設けられ、送信側に設けられた変調装置 5 0 0により変調されて送信された変調信号を ¾j ^る。

復調装置 6 0 0は、第 1の直交復調器 6 0 1で用いる搬送波周波数を（2 n + 1 ) ω οとする。他方、第 2及び第 3の直交復調器 6 0 2、 6 0 3では位相差 π / 2の通常の直交復調を行うので、用いる搬送波周波数は co cとする。かくして、本実施の形態の変調方式によれば、実施の形態 1や実施の形態 2 の効果に加えて、一段と符号間干渉や伝送上のひずみに強い変調方式を実現でさる。なおこの実施の形態では、シンボル周期の 1ノ 4周期の遅延差を有するナイキスト信号同士を所定の搬送波周波数 c _cで一次変調し、一次変調により得られた 2系統の信号をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて二次変調する場合について述べたが、遅延差は 1 4周期に限らず 3ノ 4周期でもよく、要はシンボル周期の 1 4周期の奇数倍の遅延差を有する信号同士を一次変調すればよい。

(実施の形態 4 )

この実施の形態では、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する直交変調器を別の構成にて実現した場合について説明する。基本的な原理は、実施の形態 1〜3と同様である。

図 1 2との対応部分に同一符号を付して示す図 2 2において、本実施の形態の変調装置 7 0 0は、一次変調を行う第 1及び第 2の変調器としてシフトレジスタ 7 0 1、 7 0 2を有する。変調装置 7 0 0は、各シフトレジスタ 7 0 1、 7 0 2に入力される 2系統のナイキスト信号のうち一方の極性をインバータ 7 0 3、 7 0 4により反転させる。この実施の形態の場合、 B i t 3と B i t 4の極性を反転させる。

これにより、変調装置 7 0 0は、 I軸の正信号 B i t 1、 I軸の負信号 B i t 3を得ると共に、 Q軸の正信号 B i t 2、 Q軸の負信号 B i t 4を得るようになっている。

こうして得られた I軸の正信号 B i t 1、 I軸の負信号 B i t 3はシフトレジスタ 7 0 1に入力されると共に、 Q軸の正信号 B i t 2、 Q軸の負信号 B i t 4はシフトレジスタ 7 0 2に入力される。

シフトレジスタ 7 0 1は、 I軸の正信号 B i t 1、 I軸の負信号 B i t 3に間にゼロを揷間しながら順次シンボル周期の奇数倍のクロックで出力する。同様に、シフトレジスタ 7 0 2は、 Q軸の正信号 B i t 2、 Q軸の負信号 B i t 4に間にゼロを挿間しながら順次シンボル周期の奇数倍のクロックで出力する。

つまり、シフトレジスタ 7 0 1、 7 0 2は、それぞれ、シンボル周期の 1 / 4周期の整数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し（この実施の形態の場合、シンボル周期の 1 2 ) 、入力したナイキスト信号をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数で交互に出力する。

この処理は、第 1の入力シンボルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して入力シンポルのシンボル周期の 1 / 4周期の整数倍だけ遅延差をもつた第 2の入力シンポルのナイキスト信号とを、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調することに相当する。

なおシリアルパラレル変換器 ( S / P ) 1 0 1、シフトレジスタ 7 0 1、 7 0 2、直交変調器 1 1 3はそれぞれ、独立のクロック信号を生成するクロック生成部 7 0 5からのクロック信号により動作するようになっている。

この結果、バンドパスフィルタ 1 1 4からは図 6に示すような I軸及ぴ Q軸がそれぞれに独立に 2ビットのシンボルを持った変調出力が得られる。

本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。

本発明の変調方法の一つの態様は、第 1の入力シンポルと第 2の入力シンポルを直交変調する変調方法であって、第 1の入力シンポルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して前記入力シンボ^^のシンボル周期の 1 4周期の整数倍の遅延差を与えた第 2の入力シンボルのナイキスト信号とを、前記ナィキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調するようにする。

この方法によれば、入力シンボル周期 Tの 1 Z 4周期の整数倍の遅延差のある第 1及ぴ第 2のナイキスト信号を、コサイン波（搬送波）を用いて直交変調するので、第 1及び第 2のナイキスト信号を互いに干渉させることなく、入力シンボルの 1シンポル期間 T内に収めることができるようになる。但し、これだけでは、直流成分をもつようになるので、 2次変調を行うと周波数帯域幅が結局 2倍に広がってしまう。そのため上記コサイン波をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍に選定した。この結果、 TZ 2ごとにナイキスト波のシンボル点を互いに干渉させることなく配置することができる。すなわち TZ 2ごとに、一方のナイキスト波が最大となるとき他方のナイキスト波がヌル点となる関係の 2つのナイキスト波をつくることができる。これにより、帯域幅を広げることなく、従来の 2倍のシンボルを収容した変調信号を形成できるようになる。

また本発明の変調方法の一つの態様は、 4系統の入力シンポルに対してシンポル周期の 1ノ4周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することによりシンボル周期の 1 4周期ずつの遅延差を有する第 1〜第 4のナイキスト信号を得るステップと、シンボル周期の 2 Z 4周期分の遅延差を有する第 1と第 2のナイキスト信号、シンボル周期の 2 Z4周期分の遅延差を有する第 3と第 4のナイキスト信号をそれぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する 1次変調ステツプと、 1次変調ステップで得た、前記第 1と第 2のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第 3と第 4のナイキスト信号の直交変調信号とを、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する 2次変調ステップとを含むようにする。

また本発明の変調方法の一つの態様は、 4系統の入力シンポルに対してシンボル周期の 1 / 4周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することによりシンポル周期の 1 / 4周期ずつの遅延差を有する第 1〜第 4のナイキスト信号を得るステップと、シンボル周期の 1 / 4周期分の遅延差を有する第 1と第 2のナイキスト信号、シンボル周期の 1 Z 4周期分の遅延差を有する第 3と第 4のナイキスト信号を所定周波数の搬送波を用いて直交変調する 1次変調ステツプと、前記 1次変調ステップで得た、前記第 1と第 2のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第 3と第 4のナイキスト信号の直交変調信号とを、それぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する 2次変調ステップとを含むようにする。これらの方法によれば、 2次変調ステップにより得られる変調信号は、単純に 2つのナイキスト信号を直交変調した場合と比較して周波数帯域が広がらず、かつ第 1〜第 4の入力シンポルについての第 1〜第 4のナイキスト信号が互いに干渉を受けることなく配置されたものとなる。よって、従来と同一周波数帯域内に従来の 2倍のシンボルを干渉無く配置した変調信号を得ることができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、第 1の入力シンボルについての第 1のナィキスト信号と、このナイキスト信号に対して入力シンボル周期の 1 Z4周期の整数倍の遅延差をもった第 2の入力シンポルについての第 2のナイキスト信号とを入力し、この第 1及び第 2のナイキスト信号をこれらのナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交変調する直交変調器を具備する構成を採る。

この構成によれば、入力シンボル周期 Tの 1 4周期の整数倍の遅延差のある第 1及び第 2のナイキスト信号を、コサイン波（搬送波）を用いて直交変調するので、第 1及び第 2のナイキスト信号を互いに干渉させることなく、入力シンポルの 1シンボル期間 T内に収めることができるようになる。カロえて、上記コサイン波の周波数をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍に選定したので、直流成分が抑制され、 2次変調を行った場合でも実質的な周波数帯域が広がらずに済む。よって、帯域幅を広げることなく、従来の 2倍のシンポルを収容した変調信号を形成できるようになる。

また本発明の変調装置の一つの態様は、 4系統の入力シンボルに対してシンボル周期の 1 4周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、前記 4系統のシンポルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、それぞれシンポノレ周期の 2 4周期の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第 1及び第 2の直交変調器と、第 1の直交変調器により得られた変調信号と、第 2の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第 3の直交変調器とを具備する構成を採る。

また本発明の変調装置の一つの態様は、 4系統の入力シンポルに対してシンポル周期の 1 / 4周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、前記 4系統のシンポルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、それぞれシンポル周期の 1 Z 4周期の奇数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第 1及び第 2の直交変調器と、前記第 1の直交変調器により得られた変調信号と、前記第 2の直交変調器により得られた変調信号とを前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第 3の直交変調器とを具備する構成を採る。

これらの構成によれば、第 1の直交変調器により 1シンボル期間 T内に 2つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号が得られると共に、第 2の直交変調器により 1シンボル期間 T内に 2つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号が得られる。そして第 3の直交変調器により 1シンボル期間 T内に 4つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号が得られる。この結果、帯域幅を広げることなく、従来の 2倍のシンボルを収容した変調信号を形成できるようになる。

また本発明の変調装置の一つの態様は、 4系統の入力シンポルに対してシンボル周期の 1 / 4周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、前記 4系統のシンポルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、それぞれシンボル周期の 1 4周期の整数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数で交互に出力する第 1及び第 2の直交変調器と、第 1の直交変調器により得られた変調信号と、第 2の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第 3の直交変調器とを具備する構成を採る。

この構成によれば、帯域幅を広げることなく従来の 2倍のシンボルを収容した変調信号を形成できるようになると共に、第 1及び第 2の直交変調器をスィツチング素子ゃシフトレジスタ等で構成できるようになる。

本発明の復調装置の一つの態様は、第 1及ぴ第 2のナイキスト信号が直交変調されてなる変調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調する直交復調器を具備する構成を採る。また本発明の復調装置の一つの態様は、変調信号を入力し、この変調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第 1及び第 2の復調信号を得る第 1の直交復調器と、第 1の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第 3及び第 4の復調信号を得る第 2の直交復調器と、第 2の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第 5及び第 6の復調信号を得る第 3の直交復調器とを具備する構成を採る。

また本発明の復調装置の一つの態様は、変調信号を入力し、この変調信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第 1及び第 2の復調信号を得る第 1の直交復調器と、前記第 1の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第 3及び第 4の復調信号を得る第 2の直交復調器と、前記第 2の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第 5及び第 6の復調信号を得る第 3の直交復調器とを具備する構成を採る。

これらの構成によれば、上記本発明の変調装置を用いて形成された変調信号を良好に復調して、復調信号を得ることができるようになる。

本発明の無線通信システムは、上記変調装置と、上記復調装置とを具備する構成を採る。

この構成によれば、従来と同一周波数帯域で従来の 2倍の伝送速度の通信が可能な無線通信システムを実現することができる。

以上説明したように本発明によれば、従来の 2倍以上の周波数利用効率の変調方式を実現することができる。

本明細書は、 2003年 2月 133出願の特願 2003— 35750、 20 03年 5月 143出願の特願 2003— 136610及ぴ 2003年 1 1月 12日出願の特願 2003-382985に基づく。その内容はすべてここに含めておく。産業上の利用可能性

本発明は、無線通信に広く適用でき、例えば携帯電話機やその基地局等に適用して好適なものである。

Claims

請求の範囲

1 . 第 1の入力シンボルと第 2の入力シンボルを直交変調する変調方法であって、

前記第 1の入力シンポルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して前記入力シンボルのシンボル周期の 1 4周期の整数倍の遅延差を与えた前記第 2の入力シンボルのナイキスト信号とを、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する変調方法。

2 . 4系統の入力シンボルに対してシンボル周期の 1 4周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することにより、シンポノレ周期の 1 Z 4周期ずつの遅延差を有する第 1〜第 4のナイキスト信号を得るステップと、シンポル周期の 2 / 4周期分の遅延差を有する第 1と第 2のナイキスト信号、シンボル周期の 2 Z 4周期分の遅延差を有する第 3と第 4のナイキスト信号をそれぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する 1次変調ステップと、

前記 1次変調ステップで得た、前記第 1と第 2のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第 3と第 4のナイキスト信号の直交変調信号とを、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する 2次変調ステップと

を含む請求項 1に記載の変調方法。

3 . 4系統の入力シンポルに対してシンポル周期の 1 4周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することにより、シンポル周期の 1 / 4周期ずつの遅延差を有する第 1〜第 4のナイキスト信号を得るステップと、シンボル周期の 1 / 4周期分の遅延差を有する第 1と第 2のナイキスト信号、シンボル周期の 1 / 4周期分の遅延差を有する第 3と第 4のナイキスト信号を所定周波数の搬送波を用いて直交変調する 1次変調ステップと、

前記 1次変調ステップで得た、前記第 1と第 2のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第 3と第 4のナイキスト信号の直交変調信号とを、それぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する 2次変調ステップと

. を含む請求項 1に記載の変調方法。

4 . 第 1の入力シンボルについての第 1のナイキスト信号と、こ » のナイキスト信号に対して入力シンボル周期の 1ノ 4周期の整数倍の遅延差をもった第 2の入力シンボルについての第 2のナイキスト信号とを入力し、この第 1及び第 2のナイキスト信号をこれらのナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交変調する直交変調器を具備する

5 . 4系統の入力シンポルに対してシンポル周期の 1ノ4周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、

前記 4系統のシンポルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストそれぞれシンボル周期の 2 / 4周期の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第 1及び第 2 の直交変調器と、

前記第 1の直交変調器により得られた変調信号と、前記第 2の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第 3の直交変調器と

を具備する請求項 4に記載の変調装置。

6 . 4系統の入力シンポルに対してシンボル周期の 1 4周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、

前記 4系統のシンボルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、

それぞれシンボル周期の 1 Z 4周期の奇数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第 1及び第 2の直交変調器と、

前記第 1の直交変調器により得られた変調信号と、前記第 2の直交変調器により得られた変調信号とを前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第 3の直交変調器とを具備する請求項 4に記載の変調装置。

7 . 4系統の入力シンボルに対してシンポル周期の 1 Z 4周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、

それぞれシンボル周期の 1 / 4周期の整数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数で交互に出力する第 1及び第 2の直交変調器と、前記第 1の直交変調器により得られた変調信号と、前記第 2の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第 3の直交変調器と

を具備する変調装置。

8 . 第 1及び第 2のナイキスト信号が直交変調されてなる変調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調する直交復調器を具備する

9 . 変調信号を入力し、この変調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第 1及び第 2の復調信号を得る第 1の直交復調と、

前記第 1の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第 3及び第 4の復調信号を得る第 2の直交復調器と、前記第 2の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第 5及び第 6の復調信号を得る第 3の直交復調器と

を具備する請求項 8に記載の復調装置。

1 0 . 変調信号を入力し、この変調信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第 1及び第 2の復調信号を得る第 1の直交復調器と、

前記第 1の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第 3及び第 4の復調信号を得る第 2の直交復調器と、

前記第 2の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第 5及び第 6の復調信号を得る第 3の直交復調器と

を具備する請求項 8に記載の復調装置。

1 1 . 請求項 4に記載の変調装置と、請求項 8に記載の復調装置と、を具備する無線通信システム。

1 2 . 請求項 5に記載の変調装置と、請求項 9に記載の復調装置と、を具備する無線通信システム。

1 3 . 請求項 6に記載の変調装置と、請求項 1 0に記載の復調装置と、を具備する無線通信システム。